JP2017085737A - Switched reluctance motor controller - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、スイッチトリラクタンスモータの駆動を制御するスイッチトリラクタンスモータ制御装置に関するものである。 The present invention relates to a switched reluctance motor control device that controls driving of a switched reluctance motor.
スイッチトリラクタンスモータ（以下、ＳＲモータという）は、固定子および回転子を突極構造として、固定子に集中巻固定子を、回転子に突極型ケイ素鋼板回転子をそれぞれ使用している。そして、ＳＲモータの駆動を制御するＳＲモータ制御装置は、ＳＲモータに位置センサを取り付け、平均トルクが最大となるように固定子に供給される電流値を制御することによって励磁位置を切り替えて駆動するものである。 A switched reluctance motor (hereinafter referred to as SR motor) uses a stator and rotor as salient pole structures, a concentrated winding stator as the stator, and a salient pole type silicon steel plate rotor as the rotor. The SR motor control device that controls the driving of the SR motor is driven by switching the excitation position by attaching a position sensor to the SR motor and controlling the current value supplied to the stator so that the average torque is maximized. To do.
このモータの制御の方法としては、ＳＲモータを目標回転速度で運転するために必要なトルクの大きさに比例して平均電流を増減制御することによって、ＳＲモータの回転速度を目標速度に制御する電流制御系による制御方法と、トルクを磁束の制御によって制御する直接トルク制御と呼ばれる方法が知られている。電流制御系による制御装置の例が特許文献１に示され、直接トルク制御を用いたモータ制御装置の例が特許文献２に示されている。 As a method of controlling the motor, the rotational speed of the SR motor is controlled to the target speed by increasing / decreasing the average current in proportion to the magnitude of the torque necessary for operating the SR motor at the target rotational speed. A control method using a current control system and a method called direct torque control for controlling torque by controlling magnetic flux are known. An example of a control device using a current control system is shown in Patent Literature 1, and an example of a motor control device using direct torque control is shown in Patent Literature 2.
特許文献１では、ＳＲモータの相巻線に供給される電流を所定の大きさに平均するように通電しているのでは発生トルクに変動が生じるので、相巻線電流と発生トルクとの非線形な相関特性に近い形で総巻線電流を制御することによってトルク変動を抑制することが提案されている。 In Patent Document 1, since the generated torque fluctuates when the current supplied to the phase winding of the SR motor is averaged to a predetermined magnitude, the nonlinearity between the phase winding current and the generated torque is generated. It has been proposed to suppress torque fluctuations by controlling the total winding current in a manner that approximates the correlation characteristics.
また、特許文献２では、ＳＲモータの相巻線に供給される電流と電圧に基づいて、巻線の鎖交磁束と、ＳＲモータの発生トルクを推定し、鎖交磁束が目標値に追従するように磁束制御を行う場合において、電圧と電流の検出に１シャント電流検出方式を適用する場合には、磁束の推定に用いる電圧値に補正を加える必要があり、補正を加えた電圧値によって鎖交磁束の推定を行うことが提案されている。 Moreover, in patent document 2, based on the electric current and voltage which are supplied to the phase winding of SR motor, the linkage magnetic flux of a coil | winding and the generated torque of SR motor are estimated, and a linkage flux follows a target value. When magnetic flux control is performed in this way, when the single shunt current detection method is applied to voltage and current detection, it is necessary to correct the voltage value used for estimating the magnetic flux. It has been proposed to estimate the flux flux.
特許文献１および特許文献２において示されているように、電流制御系による制御方法を実施する制御装置においても、また直接トルク制御を用いた制御装置においても、トルクリプルの低減と、制御に対する応答の改善は究極の目的である。いずれの制御装置においても、それぞれの相巻線を対象として、それぞれの相巻線の電流あるいは磁束に基づいて電圧指令を与えてトルク制御を行っている。
しかし、ＳＲモータにおいては、固定子の各相巻線に供給される電流は、１相ずつ順次通電されるのではなく、隣の相に切り替えられる際には複数相が同時に通電されることになり、この複数相に同時に通電する際に生じる、各相電流による他の相への磁気飽和の影響を考慮する必要がある。
したがって、この発明は、複数相が同時に通電される際のトルクおよび電流の追従性を改善することを目的とするものである。
As shown in Patent Document 1 and Patent Document 2, both in a control device that implements a control method using a current control system and in a control device that uses direct torque control, torque ripple is reduced and response to control is reduced. Improvement is the ultimate goal. In any control device, torque control is performed by giving a voltage command to each phase winding based on the current or magnetic flux of each phase winding.
However, in the SR motor, the current supplied to each phase winding of the stator is not sequentially energized one phase at a time, but multiple phases are energized simultaneously when switching to the adjacent phase. Therefore, it is necessary to consider the influence of magnetic saturation on the other phases caused by each phase current, which occurs when energizing the plurality of phases simultaneously.
Accordingly, an object of the present invention is to improve the followability of torque and current when a plurality of phases are energized simultaneously.
この発明は、モータに供給されている相電流を検出する電流検出手段と、前記モータの回転子位置を検出する回転子位置検出手段と、平均トルク指令と前記回転子位置検出手段が検出した前記回転子位置に基づいて相磁束指令値を出力する磁束分配手段と、前記電流検出手段が検出した前記相電流と前記回転子位置検出手段より得られる前記回転子位置とに基づいて相磁束を推定し推定相磁束を出力する相磁束推定手段と、前記磁束分配手段の前記相磁束指令値と前記推定手段の前記推定相磁束とに基づいて電圧指令を出力する電圧指令計算部とを備え、モータの回転子位置に基づいて平均トルク指令の磁束を相毎に分配して相磁束指令値を出力し、この相磁束指令値を、モータの相電流と回転子位置に基づいて推定した推定相磁束によって通電されている相の磁束を補正するようにしてモータを制御するようにしたものである。 The present invention includes current detection means for detecting a phase current supplied to a motor, rotor position detection means for detecting a rotor position of the motor, average torque command and the rotor position detection means detected by the rotor position detection means. A magnetic flux distribution means for outputting a phase magnetic flux command value based on the rotor position, a phase magnetic flux is estimated based on the phase current detected by the current detection means and the rotor position obtained from the rotor position detection means. A phase magnetic flux estimating means for outputting an estimated phase magnetic flux, and a voltage command calculating section for outputting a voltage command based on the phase magnetic flux command value of the magnetic flux distributing means and the estimated phase magnetic flux of the estimating means, and a motor The average torque command magnetic flux is distributed for each phase based on the rotor position of the motor, and a phase magnetic flux command value is output. The estimated phase magnetic flux is estimated based on the phase current of the motor and the rotor position. By It is obtained so as to control the motor flux of the phases being conductive so as to correct.
この発明の構成によれば、複数相が同時に通電されている際でも、各相の磁束を正確に推定することが可能になるため、トルク指令や電流指令に対する追従性能が改善される According to the configuration of the present invention, it is possible to accurately estimate the magnetic flux of each phase even when a plurality of phases are energized at the same time, so that the follow-up performance with respect to the torque command and current command is improved.
実施の形態１．
この発明の実施の形態１に係るＳＲモータ制御装置１００は、図１に示すように構成されている。すなわち、ＳＲモータ５０の駆動は、トルク指令に応じてインバータ（図示せず）を通じてＳＲモータ５０に相電流を供給することによって行われる。この相電流を制御することによってＳＲモータ５０の駆動を制御することができる。この実施の形態１においては、ＳＲモータ５０を駆動するための電圧は、電圧印加手段７０によって供給され、この電圧印加手段７０に対しては電圧指令計算部６０によって計算された指令が与えられる。この電圧指令計算部６０における計算は、磁束分配手段１１０から与えられる各相の相磁束の指令値に、ＳＲモータ５０の回転子位置に応じた補正を加えることによって行われる。また、電圧指令計算部６０における計算には、位置検出器８０からのＳＲモータ５０の回転子位置の情報と、電流検出器９０からの相電流値が使用される。
Embodiment 1 FIG.
The SR motor control apparatus 100 according to Embodiment 1 of the present invention is configured as shown in FIG. That is, the SR motor 50 is driven by supplying a phase current to the SR motor 50 through an inverter (not shown) according to a torque command. The driving of the SR motor 50 can be controlled by controlling the phase current. In the first embodiment, the voltage for driving the SR motor 50 is supplied by the voltage application means 70, and a command calculated by the voltage command calculation unit 60 is given to the voltage application means 70. The calculation in the voltage command calculation unit 60 is performed by adding a correction corresponding to the rotor position of the SR motor 50 to the command value of the phase magnetic flux of each phase given from the magnetic flux distribution means 110. The voltage command calculation unit 60 uses the information on the rotor position of the SR motor 50 from the position detector 80 and the phase current value from the current detector 90 for the calculation.
磁束分配手段１１０には、位置検出器８０からＳＲモータ５０の回転子位置の情報が与えられる。磁束分配手段１１０は、相トルク分配手段１１１と磁束演算手段１１２を有しており、相トルク分配手段１１１は、回転子位置に応じてトルク指令を分配する。この相トルク分配手段１１１は、図２に示すテーブルを持っていて、回転子の位置に応じてテーブルの値からトルク指令を分配する。また、磁束演算手段１１２は、相トルク指令と回転子位置から導き出される相磁束のテーブルを持っている。この結果、平均トルク指令は、磁束分配手段１１０によって、回転子位置に応じた相磁束指令を電圧指令計算部６０に出力することになる。 Information on the rotor position of the SR motor 50 is given to the magnetic flux distribution means 110 from the position detector 80. The magnetic flux distribution means 110 has a phase torque distribution means 111 and a magnetic flux calculation means 112, and the phase torque distribution means 111 distributes torque commands according to the rotor position. This phase torque distribution means 111 has the table shown in FIG. 2, and distributes the torque command from the value of the table according to the position of the rotor. The magnetic flux calculating means 112 has a table of phase magnetic fluxes derived from the phase torque command and the rotor position. As a result, the average torque command is output by the magnetic flux distribution means 110 to the voltage command calculation unit 60 as a phase magnetic flux command corresponding to the rotor position.
この相磁束指令の生成について説明する。
相トルク分配手段１１１は、任意のトルク指令Ｔave-refと位置検出器８０に基づいて得られる回転子位置θから、相トルク指令の和が一定かつ、モータ損失が最小となるような相トルク指令Ｔph-ref（Ｔa-ref、Ｔb-ref、Ｔc-ref）を算出する。
ここで、相トルク分配手段１１１における相トルク指令Ｔph-refは、予め磁界解析や実機試験から得られた相トルク分配テーブル（図２）で与えられる。ただし、相トルク分配テーブルの代わりに、相トルク指令を回転子位置の関数として、近似式で与えることも可能である。
The generation of the phase flux command will be described.
The phase torque distribution means 111 calculates the phase torque from the rotor position θ obtained based on the arbitrary torque command T ave-ref and the position detector 80 so that the sum of the phase torque commands is constant and the motor loss is minimized. The command T ph-ref (T a-ref , T b-ref , T c-ref ) is calculated.
Here, the phase torque command T ph-ref in the phase torque distribution means 111 is given by a phase torque distribution table (FIG. 2) obtained in advance from a magnetic field analysis or an actual machine test. However, instead of the phase torque distribution table, the phase torque command can be given as an approximate expression as a function of the rotor position.
この実施の形態１では、二相まで同時に通電されることを考慮しており、図２の相トルク指令テーブルは、トルク指令および回転子位置θに対して、二相分のトルク指令を与えることとする。
具体的には、図３に示すように、Ａ相⇒Ｂ相⇒Ｃ相⇒Ａ相⇒・・・の順で転流していくとき、Ａ相のみ通電⇒Ａ相とＢ相が同時に通電⇒Ｂ相のみ通電⇒Ｂ相とＣ相が同時に通電⇒Ｃ相のみ通電⇒Ｃ相とＡ相が同時に通電⇒Ａ相のみ通電⇒・・・となり、転流時に二相が同時に通電されることになる。
In the first embodiment, it is considered that two phases are energized simultaneously, and the phase torque command table in FIG. 2 gives torque commands for two phases to the torque command and the rotor position θ. And
Specifically, as shown in Fig. 3, when commutation is performed in the order of A phase ⇒ B phase ⇒ C phase ⇒ A phase ⇒ ..., only A phase is energized ⇒ A phase and B phase are energized at the same time ⇒ Energize only B phase ⇒ Energize B phase and C phase simultaneously ⇒ Energize only C phase ⇒ Energize C phase and A phase simultaneously ⇒ Energize only A phase ⇒ ... Become.
図４に三相８極１２スロット構造のＳＲモータの回転子と固定子との関係を示す。この巻線は集中巻きであり、図に示したＡ＋、Ｂ＋、Ｃ＋は紙面手前から奥向き、Ａ−、Ｂ−、Ｃ−は紙面奥から手前向きに巻線が巻回されているものとする。また、スロットに巻回される巻線は、反時計回りにＡ＋⇒Ａ−⇒Ｃ−⇒Ｃ＋⇒Ｂ＋⇒Ｂ−⇒Ａ−⇒Ａ＋⇒Ｃ＋⇒Ｃ−⇒Ｂ−⇒Ｂ＋⇒・・・の順で、１８０度で周期的に巻回されている。
図１９に図４で示した８極１２スロット構造のＳＲモータにおいて，単相（Ａ相）通電時に生じる磁束の流れを示す。また，図２０に図４で示した８極１２スロット構造のＳＲモータにおいて，二相（Ａ相，Ｂ相）通電時に生じる磁束の流れを示す。
図２０に示すように，二相同時通電する際，それぞれの相で通電して生じる磁束が共通の磁路を通る箇所があり，各相通電電流により生じる磁束が同じ向きとなる箇所（図２０中の破線円部）では，磁気飽和の影響が各相で大きく干渉することになる。
FIG. 4 shows the relationship between the rotor and stator of an SR motor having a three-phase 8-pole 12-slot structure. These windings are concentrated windings, and A +, B +, C + shown in the figure are wound from the front to the back of the paper, and A-, B-, C- are wound from the back of the paper to the front. To do. In addition, the windings wound around the slots are: A + ⇒A−⇒C−⇒C + ⇒B + ⇒B−⇒A−⇒A + ⇒C + ⇒C−⇒B−⇒B + ⇒ ... In order, it is periodically wound at 180 degrees.
FIG. 19 shows the flow of magnetic flux generated when single-phase (A-phase) energization is performed in the SR motor having the 8-pole 12-slot structure shown in FIG. FIG. 20 shows the flow of magnetic flux generated when energizing two phases (A phase and B phase) in the SR motor having the 8-pole 12-slot structure shown in FIG.
As shown in FIG. 20, when two-phase energization is performed simultaneously, there are locations where the magnetic flux generated by energizing each phase passes through a common magnetic path, and the magnetic flux generated by each phase energization current is in the same direction (FIG. 20). In the broken circle in the middle), the influence of magnetic saturation significantly interferes with each phase.
図５には、固定子の突極と回転子の突極が整列している状態の電流―鎖交磁束曲線と、整列状態から回転子位置が電気角で１８０度回転した（８極１２スロットでは機械的に３６０／８／２＝２２．５度回転した）非整列時の電流―鎖交磁束曲線を示している。二相同時通電時の電流−鎖交磁束曲線は、単相を一定通電時に、他相の電流を変化させたときの鎖交磁束である。先に示した相関の磁束の干渉により、図５に示すように、単相通電時の電流−鎖交磁束曲線よりも、二相通電時の電流−鎖交磁束曲線の特性が悪化することになる。 FIG. 5 shows a current-linkage magnetic flux curve in a state where the stator salient poles and the rotor salient poles are aligned, and the rotor position rotated 180 degrees in electrical angle from the aligned state (8 poles 12 slots). Shows a current-linkage magnetic flux curve at the time of non-alignment (which is mechanically rotated 360/8/2 = 22.5 degrees). The current-linkage magnetic flux curve at the time of two-phase simultaneous energization is an interlinkage magnetic flux when the current of the other phase is changed during constant energization of a single phase. As shown in FIG. 5, the current-linkage magnetic flux curve characteristic during two-phase energization is worse than the current-linkage magnetic flux curve during single-phase conduction due to the above-described correlation magnetic flux interference. Become.
次に、磁束演算手段１１２より、相トルク指令Ｔph-refと検出された回転子位置θに対する相磁束指令Ψph-refを得る。実施の形態１では、磁束演算手段１１２における相磁束指令Ψph-refは、図６に示す磁束演算テーブルで与えられる。
なお、相トルク分配手段１１１と磁束演算手段１１２のテーブルは、一つのテーブルに集約することも可能である。
Next, the magnetic flux calculation means 112 obtains the phase torque command T ph-ref and the phase magnetic flux command ψ ph-ref for the detected rotor position θ. In the first embodiment, the phase magnetic flux command Ψ ph-ref in the magnetic flux calculation means 112 is given by the magnetic flux calculation table shown in FIG.
Note that the tables of the phase torque distribution unit 111 and the magnetic flux calculation unit 112 can be combined into one table.
次に、磁束の推定方法について説明する。
磁束推定手段１２０は、セレクタ１２１、磁束推定部１２２、磁束補正部１２３から構成されている。まず、電流検出器９０により、各相の電流（Ｉa、Ｉb、Ｉc）を検出する。また、セレクタ１２１により、検出した各相電流Ｉa、Ｉb、Ｉcの内、閾値電流Ｉthrよりも大きいものを、通電されている相の電流として選択する。
Next, the magnetic flux estimation method will be described.
The magnetic flux estimation means 120 includes a selector 121, a magnetic flux estimation unit 122, and a magnetic flux correction unit 123. First, the current detector 90 detects the current (I a , I b , I c ) of each phase. Further, the selector 121 selects a detected phase current I a , I b , I c that is larger than the threshold current I thr as the current of the energized phase.
＜二相が通電されているとき＞
前述と同様に、Ａ相⇒Ｂ相⇒Ｃ相⇒Ａ相⇒・・・の順に相電流の切り替えを行うとき、二相が同時に通電されている場合は、セレクタ１２１により選択された、二相の電流をそれぞれＩi、Ｉiiとし、二相の電流それぞれに対して、磁束推定部１２２より、対応する二相の相磁束の一時値Ψi-temp、Ψii-tempを推定する。このとき、通電されていない相に対応する推定磁束の一時値Ψiii-tempはゼロとする。Ｉiは切替え前の相電流、Ｉiiは切替え後の相電流とする。具体的には、Ａ相⇒Ｂ相に転流する際に二相同時通電される際には、ＩiをＡ相電流Ｉa、ＩiiをＢ相電流Ｉbとする。
この実施の形態１では、磁束推定部１２２における相電流と回転子位置に対する相磁束は、図７のテーブルによって与える。
<When two phases are energized>
As described above, when switching the phase current in the order of A phase ⇒ B phase ⇒ C phase ⇒ A phase ⇒..., If two phases are energized simultaneously, the two phases selected by selector 121 Are respectively I i and I ii, and for each of the two-phase currents, the magnetic flux estimation unit 122 estimates the corresponding temporary values Ψ i-temp and Ψ ii-temp of the two-phase phase fluxes. At this time, the temporary value Ψ iii-temp of the estimated magnetic flux corresponding to the non-energized phase is set to zero. I i is a phase current before switching, and I ii is a phase current after switching. Specifically, when two phases are energized simultaneously when commutating from A phase to B phase, I i is an A phase current I a and I ii is a B phase current I b .
In the first embodiment, the phase current in the magnetic flux estimation unit 122 and the phase magnetic flux with respect to the rotor position are given by the table of FIG.
また、磁束補正部１２３は、通電されている二相の電流Ｉi、Ｉiiおよび回転子位置θに対する磁束補正値Ｋをそれぞれの相に対して図８に示す磁束補正係数テーブルから演算する。Ｉiに対応する相の磁束補正係数は、Ｉmain＝Ｉi、Ｉsub＝Ｉiiとし、回転子位置
θを用いて図８に示した磁束補正係数テーブルから補正係数Ｋθi-iiを算出する。
同様に、Ｉiiに対応する相の磁束補正係数は、Ｉmain＝Ｉii、Ｉsub＝Ｉiとし、回転子位置θを用いて、図８に示した磁束補正係数テーブルから補正係数Kθii-iを算出する。
ここで、磁束補正係数テーブルの作成手順を示しておく。まず、単相通電時の各回転子位置および通電電流に対する鎖交磁束を磁界解析または実測により求めておく。次に、二相通電時の各回転子位置および通電電流に対する鎖交磁束を磁界解析または実測により求める。ただし、二相通電なので、一相の電流（Ｉsub）を一定で通電した状態で、もう一相の電流（Ｉmain）を通電した時の鎖交磁束を求める。Ｉsub＝０の時、各回転子位置および電流における鎖交磁束は、単相通電時の各回転子位置および電流における鎖交磁束と一致する。
Further, the magnetic flux correcting unit 123 calculates the magnetic flux correction value K for the energized two-phase currents I i and I ii and the rotor position θ from the magnetic flux correction coefficient table shown in FIG. 8 for each phase. The magnetic flux correction coefficients of the phase corresponding to I i are I main = I i and I sub = I ii, and the correction coefficient K θi-ii is calculated from the magnetic flux correction coefficient table shown in FIG. 8 using the rotor position θ. To do.
Similarly, the magnetic flux correction coefficients of the phase corresponding to I ii are I main = I ii , I sub = I i, and using the rotor position θ, the correction coefficient K θii from the magnetic flux correction coefficient table shown in FIG. -i is calculated.
Here, a procedure for creating the magnetic flux correction coefficient table will be described. First, the linkage flux for each rotor position and energization current during single-phase energization is obtained by magnetic field analysis or actual measurement. Next, the flux linkage with respect to each rotor position and energization current during two-phase energization is obtained by magnetic field analysis or actual measurement. However, since the current is two-phase energized, the interlinkage magnetic flux when the one-phase current (I main ) is energized while the one-phase current (I sub ) is energized is determined. When I sub = 0, the linkage flux at each rotor position and current coincides with the linkage flux at each rotor position and current during single-phase conduction.
二相通電時の各回転子位置と、通電電流ＩsubおよびＩmainにおける鎖交磁束と、単相通電時の各回転子位置および電流における鎖交磁束の比を磁束補正係数Ｋとして磁束補正係数テーブルとする。
前記磁束推定テーブルより得られた推定磁束の一時値Ψi-temp、Ψii-tempに対して前記磁束補正値Kθi-ii、Kθii-iを用いて、通電されている二相の磁束推定値Ψi-est、Ψii-estを（１）、（２）式でそれぞれ与える。
Two-phase magnetic fluxes that are energized using the magnetic flux correction values K θi-ii and K θii-i for the temporary values Ψ i-temp and Ψ ii-temp of the estimated magnetic flux obtained from the magnetic flux estimation table . Estimated values ψ i-est and ψ ii-est are given by equations (1) and (2), respectively.
具体的な例を説明するために、Ａ相からＢ相に通電電流が切り替わるとき、Ａ相およびＢ相が同時に通電される場合について説明する。このとき、セレクタ１２１により、通電されているＡ相電流（Ｉa）とＢ相電流（Ｉb）を、Ｉi＝Ｉa、Ｉii＝Ｉbとする。
ここで、通電されていないＣ相に対応する推定磁束の一時値Ψc-tempは、ゼロである。
次に、通電されているＡ相の電流Ｉaと回転子位置θに対する推定磁束の一時値Ψa-temp（＝Ψi-temp）と、Ｂ相の電流ＩＢと回転子位置θに対する推定磁束の一時値Ψb-temp（＝Ψii-temp）を磁束推定部１２２に用意されている図７のテーブルより演算する。
また、Ａ相の磁束補正係数Ｋθa-bの値を、 Ｉmain＝Ｉa、Ｉsub＝Ｉbとし、回転子位置θを用いて、磁束補正係数テーブルより算出する。同様に、Ｂ相の磁束補正係数Ｋθb-aの値を、Ｉmain＝Ｉb、Ｉsub＝Ｉaとし、回転子位置θを用いて、磁束補正部１２３における図８の磁束補正係数テーブルより算出する。
In order to describe a specific example, a case where the A phase and the B phase are energized simultaneously when the energization current is switched from the A phase to the B phase will be described. At this time, the selector 121 sets the energized A-phase current (I a ) and B-phase current (I b ) as I i = I a and I ii = I b .
Here, the temporary value Ψ c-temp of the estimated magnetic flux corresponding to the C phase that is not energized is zero.
Next, a temporary value Ψ a-temp (= Ψ i-temp ) of the estimated magnetic flux with respect to the energized A-phase current I a and the rotor position θ, and an estimation for the B-phase current I B and the rotor position θ. The temporary value Ψ b-temp (= Ψ ii-temp ) of the magnetic flux is calculated from the table of FIG.
The values of the A-phase magnetic flux correction coefficient K θa-b are set as I main = I a and I sub = I b, and are calculated from the magnetic flux correction coefficient table using the rotor position θ. Similarly, the values of the B-phase magnetic flux correction coefficient K θb-a are set as I main = I b and I sub = I a, and the magnetic flux correction coefficient table of FIG. Calculate from
（１）、（２）式より、推定したＡ相磁束の一時値Ψa-temp、Ｂ相磁束の一時値Ψb-tempと磁束補正係数Ｋθa-b、Ｋθb-aを用いて、Ａ相推定磁束Ψa-estおよびＢ相推定磁束Ψb-estは、次の（４）式および（５）式で計算される。
前記磁束推定部および前記磁束補正部における推定磁束を、図７と図８を併せた図９に示す一つの相磁束補正テーブルに集約することも可能である。
(1), by using the expression (2) than the temporary value [psi a-temp of the estimated phase A flux temporary value of B-phase magnetic flux [psi b-temp and flux correction factor K θa-b, K θb- a, The A-phase estimated magnetic flux Ψ a-est and the B-phase estimated magnetic flux Ψ b-est are calculated by the following expressions (4) and (5).
The estimated magnetic fluxes in the magnetic flux estimation unit and the magnetic flux correction unit can be collected in one phase magnetic flux correction table shown in FIG. 9 that combines FIG. 7 and FIG.
＜一相のみが通電されているとき＞
また、一相のみが通電されており、他の二相が通電されていないとき、通電されている一相に対応する推定磁束は、通電電流と回転子位置θと併せて、磁束推定部１２２より算出する。通電されていない二相は、推定磁束をゼロとする。
具体的には、Ａ相のみが通電されている場合、セレクタ１２１によりＡ相のみが通電相に選択される。Ａ相推定磁束は、Ａ相電流Ｉaと回転子位置θに基づいて、磁束推定部１２２にてＡ相推定磁束Ψa-estを計算する。同時に、通電されていないＢ相、Ｃ相の推定磁束Ψｂ-esｔ、Ψｃ-esｔは、ゼロとする。
Ｂ相のみ、またはＣ相のみが通電される場合にも、同様である。
<When only one phase is energized>
In addition, when only one phase is energized and the other two phases are not energized, the estimated magnetic flux corresponding to the energized one phase is combined with the energized current and the rotor position θ, and the magnetic flux estimator 122. Calculate from The two phases that are not energized have an estimated magnetic flux of zero.
Specifically, when only the A phase is energized, the selector 121 selects only the A phase as the energized phase. A phase estimated magnetic flux, based on the A-phase current I a and the rotor position theta, calculating the A-phase estimated magnetic flux [psi a-est by the magnetic flux estimator 122. At the same time, the estimated magnetic fluxes Ψ b-est and Ψ c-est of the B phase and C phase that are not energized are set to zero.
The same applies when only the B phase or only the C phase is energized.
前記の通り推定された各相の相磁束指令Ψa-ref、Ψb-ref、Ψc-refと相磁束推定値Ψa-est、Ψb-est、Ψc-estから、各相電圧指令Ｖa-ref、Ｖb-ref、Ｖc-refは、（７）、（
８）、（９）式で与えられる。
各相電圧指令は、電圧印加手段を介して、各相に指令電圧を印加する。
この実施の形態１によれば、複数相が同時に通電されている場合でも、各相の磁束を正確に推定することが可能になるため、トルク指令や磁束指令に対する追従性能が改善される。
また、通電されている相の磁束を推定することで、磁束に基づくフィードバック制御が可能になり、モータ制御の高応答化も可能となる。
From the phase flux commands Ψ a-ref , Ψ b-ref , Ψ c-ref estimated as described above, and the estimated phase flux values Ψ a-est , Ψ b-est , Ψ c-est , each phase voltage The commands V a-ref , V b-ref , and V c-ref are (7), (
8) and (9).
Each phase voltage command applies a command voltage to each phase via a voltage applying means.
According to the first embodiment, even when a plurality of phases are energized at the same time, it is possible to accurately estimate the magnetic flux of each phase, so that the follow-up performance with respect to the torque command and the magnetic flux command is improved.
Further, by estimating the magnetic flux of the energized phase, feedback control based on the magnetic flux becomes possible, and high response of motor control is also possible.
実施の形態２
図１０に、実施の形態２にかかるＳＲモータ制御装置２００のブロック図を示す。
図１０に示すように、実施の形態２では、相電圧検出手段１２５がある。セレクタ１２１は、電流検出器９０より検出した各相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃから、閾値電流Ｉthrより
電流が大きい相を通電相として選択する。同時に、相電圧検出手段１２５より検出した各相電圧Ｖph（Ｖa、Ｖb、Ｖc）から、通電相の電圧を選択する。
Embodiment 2
FIG. 10 is a block diagram of the SR motor control device 200 according to the second embodiment.
As shown in FIG. 10, in the second embodiment, there is a phase voltage detection means 125. The selector 121 selects from the phase currents I a , I b , and I c detected by the current detector 90, a phase having a current larger than the threshold current I thr as an energized phase. At the same time, the voltage of the energized phase is selected from the phase voltages V ph (V a , V b , V c ) detected by the phase voltage detection means 125.
磁束推定部１２２は、相電圧検出手段１２５により得られる相電圧Ｖph（Ｖa、Ｖｂ、
Ｖｃ）を用いて、通電されている相に対応する相磁束を（１０）式によって推定する。
具体的な例を説明するために、Ａ相からＢ相に通電電流が切り替わるとき、Ａ相およびＢ相が同時に通電される場合について説明する。
The magnetic flux estimator 122 receives the phase voltage V ph (V a , V b ,
V c ) is used to estimate the phase magnetic flux corresponding to the energized phase using equation (10).
In order to describe a specific example, a case where the A phase and the B phase are energized simultaneously when the energization current is switched from the A phase to the B phase will be described.
Ａ相からＢ相に通電を切り替える際に、二相（Ａ相とＢ相）が同時に通電される時、セレクタ１２１により通電相としてＡ相、Ｂ相が選択され、通電相の電流Ｉa、Ｉbおよび電圧Ｖa、Ｖbを用いて、Ａ相とＢ相の推定磁束の一時値Ψa-temp、Ψb-tempは、（１１）、（１２）式となる。
また、Ａ相が一相だけ通電されている状態では、Ａ相推定磁束は（１３）式となる。
この実施の形態２においては、相磁束の推定に相電圧検出手段１２５より得る検出電圧を使用することを考慮しているが、電圧指令計算部６０より得られる相電圧指令Ｖph-refを使用してもよい。
以上の実施の形態２によれば、磁束推定に要する、電流、回転子位置に対する磁束のテーブルが不要になるため、省メモリ化が可能であり、相磁束を推定するための演算時間を短縮する効果もある。
Further, in the state where only one phase is energized in the A phase, the A phase estimated magnetic flux is expressed by Equation (13).
In the second embodiment, it is considered to use the detection voltage obtained from the phase voltage detection means 125 for the estimation of the phase magnetic flux. However, the phase voltage command V ph-ref obtained from the voltage command calculation unit 60 is used. May be.
According to the second embodiment described above, the magnetic flux table for the current and the rotor position required for the magnetic flux estimation becomes unnecessary, so that memory saving is possible and the calculation time for estimating the phase magnetic flux is shortened. There is also an effect.
実施の形態３（電流制御）
図１１は、発明の実施の形態３に係るＳＲモータ制御装置３００のブロック図である。図１２は、相トルク指令および回転子位置に対して、相電流指令実施の形態１を与えるテーブルである。図１３は、検出した相電流および回転子位置より、相インダクタンスを推定するテーブルである。図１４は、同時に通電されている二相の電流および回転子位置より、相インダクタンス補正テーブルである。図１５は、同時通電されている二相の通電電流と回転子位置に対する相インダクタンステーブルである。図１６は、相電流と回転子位置に対する相インダクタンス微分値テーブルである。図１７は、同時通電されている二相の通電電流と回転子位置に対する相インダクタンス微分値補正テーブルである。図１８は、同時通電されている二相の通電電流と回転子位置に対する相インダクタンス微分値テーブルである。
Embodiment 3 (current control)
FIG. 11 is a block diagram of an SR motor control apparatus 300 according to Embodiment 3 of the invention. FIG. 12 is a table for giving the phase current command embodiment 1 to the phase torque command and the rotor position. FIG. 13 is a table for estimating the phase inductance from the detected phase current and rotor position. FIG. 14 is a phase inductance correction table based on two-phase currents and rotor positions that are simultaneously energized. FIG. 15 is a phase inductance table for two-phase energized currents and rotor positions that are energized simultaneously. FIG. 16 is a phase inductance differential value table with respect to phase current and rotor position. FIG. 17 is a phase inductance differential value correction table for two-phase energization current and rotor position that are energized simultaneously. FIG. 18 is a phase inductance differential value table with respect to two-phase energization current and rotor position that are energized simultaneously.
この実施の形態３では、ＳＲモータ制御装置３００は、三相巻線で構成されるＳＲモータ５０、電流分配手段１３０、インダクタンス推定手段１４０、インダクタンス微分値推定手段１５０、電圧指令計算部６０、電圧印加手段７０、位置検出器８０、電流検出器９０で構成される。
まず、電流指令の生成について説明する。
図１４に示すように、電流分配手段１３０は、相トルク分配手段１３１と電流演算手段１３２から構成される。
In the third embodiment, the SR motor control device 300 includes an SR motor 50 composed of three-phase windings, a current distribution unit 130, an inductance estimation unit 140, an inductance differential value estimation unit 150, a voltage command calculation unit 60, a voltage It comprises an application means 70, a position detector 80, and a current detector 90.
First, generation of a current command will be described.
As shown in FIG. 14, the current distribution unit 130 includes a phase torque distribution unit 131 and a current calculation unit 132.
相トルク分配手段１３１は、任意のトルク指令Ｔave-refと位置検出器８０に基づいて得られる回転子位置θから、相トルク指令の和が一定かつ、モータ損失が最小となるような相トルク指令Ｔph-ref（Ｔa-ref、Ｔb-ref、Ｔc-ref）を算出する。
ここで、相トルク分配手段１３１は、予め磁界解析や実機試験から得られた相トルク分配テーブル（図２）で与える。ただし、相トルク分配テーブルの代わりに、相トルク指令を回転子位置の関数として、近似式で与えることも可能である。
実施の形態３では二相まで同時に通電されることを考慮しており、図２の相トルク指令テーブルは、トルク指令および回転子位置θに対して、二相分のトルク指令を与えることとする。
具体的には、図３に示すように、Ａ相⇒Ｂ相⇒Ｃ相⇒Ａ相⇒・・・の順で転流していくとき、Ａ相のみ通電⇒Ａ相とＢ相が同時に通電⇒Ｂ相のみ通電⇒Ｂ相とＣ相が同時に通電⇒Ｃ相のみ通電⇒Ｃ相とＡ相が同時に通電⇒Ａ相のみ通電⇒・・・となり、転流時に二相が同時に通電されることになる。通電される一相または二相は、図３に示すように回転子位置より判断できる。
The phase torque distribution means 131 calculates the phase torque from the rotor position θ obtained based on the arbitrary torque command T ave-ref and the position detector 80 so that the sum of the phase torque commands is constant and the motor loss is minimized. The command T ph-ref (T a-ref , T b-ref , T c-ref ) is calculated.
Here, the phase torque distribution means 131 is given by a phase torque distribution table (FIG. 2) obtained in advance from a magnetic field analysis or an actual machine test. However, instead of the phase torque distribution table, the phase torque command can be given as an approximate expression as a function of the rotor position.
In the third embodiment, it is considered that two phases are energized simultaneously, and the phase torque command table in FIG. 2 gives torque commands for two phases to the torque command and the rotor position θ. .
Specifically, as shown in Fig. 3, when commutation is performed in the order of A phase ⇒ B phase ⇒ C phase ⇒ A phase ⇒ ..., only A phase is energized ⇒ A phase and B phase are energized at the same time ⇒ Energize only B phase ⇒ Energize B phase and C phase simultaneously ⇒ Energize only C phase ⇒ Energize C phase and A phase simultaneously ⇒ Energize only A phase ⇒ ... Become. The one or two phases to be energized can be determined from the rotor position as shown in FIG.
次に、電流演算手段１３２より、相トルク指令Ｔph-refと検出された回転子位置θに対する相電流指令Ｉph-refを得る。実施の形態３では、電流演算手段１３２は図１２に示す電流演算テーブルで与える。
相トルク分配手段１３１と電流演算手段１３２のテーブルは、一つのテーブルに集約することも可能である。
Next, a phase torque command T ph-ref and a phase current command I ph-ref for the detected rotor position θ are obtained from the current calculation means 132. In the third embodiment, the current calculation means 132 is given by the current calculation table shown in FIG.
The tables of the phase torque distribution unit 131 and the current calculation unit 132 can be combined into one table.
次に、インダクタンスの推定方法を説明する。
インダクタンス推定手段１４０は、セレクタ１４１、インダクタンス推定部１４２、インダクタンス補正部１４３から構成される。まず、電流検出器９０により、各相の電流（ＩＡ、ＩＢ、ＩＣ）を検出する。また、セレクタ１４１により、検出した各相電流ＩＡ、ＩＢ、ＩＣの内、閾値電流ＩＴhrよりも大きいものを、通電されている相の電流として選択する。
Next, an inductance estimation method will be described.
The inductance estimating unit 140 includes a selector 141, an inductance estimating unit 142, and an inductance correcting unit 143. First, the current detector 90 detects each phase current (I A , I B , I C ). Further, the selector 141 selects a detected phase current I A , I B , I C that is larger than the threshold current I Thr as the current of the energized phase.
＜二相が通電されているとき＞
前記と同様に、Ａ相⇒Ｂ相⇒Ｃ相⇒Ａ相⇒・・・の順に相電流の切り替えを行うとき、二相が同時に通電されている場合は、セレクタ１４１により選択された二相の電流をそれぞれＩi、Ｉiiとする。Ｉiは切替え前の相電流、Ｉiiは切替え後の相電流とする。具体的には、Ａ相⇒Ｂ相に転流する際に二相同時通電される際には、ＩiをＡ相電流Ｉa、ＩiiをＢ相電流Ｉbとする。
通電されている二相それぞれに対して、インダクタンス推定部１４２より、対応する二相それぞれの推定インダクタンスの一時値Ｌi-temp、Ｌii-tempを推定する。同様に、通電されていない相のインダクタンスは、インダクタンス推定部１４３により、Ｉiiiおよび回転子位置θに対する相の推定インダクタンスの一時値Liii-tempを得る。
この実施の形態３では、インダクタンス推定部１４２、１４３は、図１３のテーブルで与えられる。
<When two phases are energized>
Similarly to the above, when switching the phase current in the order of A phase → B phase → C phase → A phase →..., If the two phases are energized at the same time, the two phases selected by the selector 141 Let the currents be I i and I ii , respectively. I i is a phase current before switching, and I ii is a phase current after switching. Specifically, when two phases are energized simultaneously when commutating from A phase to B phase, I i is an A phase current I a and I ii is a B phase current I b .
Temporary values L i-temp and L ii-temp of the estimated inductances of the corresponding two phases are estimated by the inductance estimation unit 142 for each of the two phases that are energized. Similarly, the inductance estimation unit 143 obtains a temporary value L iii-temp of the estimated inductance of the phase with respect to I iii and the rotor position θ by the inductance estimation unit 143.
In the third embodiment, the inductance estimators 142 and 143 are given by the table of FIG.
また、インダクタンス補正部１４４は、通電されている二相の電流Ｉi、Ｉiiおよび回転子位置θに対するインダクタンス補正値Ｘを、それぞれの相に対して図１４に示すインダクタンス補正係数テーブルから演算する。
Ｉiに対応する相のインダクタンス補正係数は、Ｉmain＝Ｉi、Ｉsub＝Ｉiiとし、図１４に示したインダクタンス補正係数テーブルから補正係数Xθi-iiを算出する。
同様に、Ｉiiに対応する相のインダクタンス補正係数は、Ｉmain＝Ｉii、Ｉsub＝Ｉiとし、回転子位置θと併せて、図１４に示したインダクタンス補正係数テーブルから補正係数Ｘθii-iを算出する。
Further, the inductance correction unit 144 calculates an inductance correction value X for the two-phase currents I i and I ii and the rotor position θ that are energized from the inductance correction coefficient table shown in FIG. 14 for each phase. .
The inductance correction coefficient of the phase corresponding to I i is I main = I i and I sub = I ii, and the correction coefficient X θi-ii is calculated from the inductance correction coefficient table shown in FIG.
Similarly, the inductance correction coefficients of the phase corresponding to I ii are I main = I ii , I sub = I i , and together with the rotor position θ, the correction coefficient X θii from the inductance correction coefficient table shown in FIG. -i is calculated.
ここで、インダクタンス補正係数テーブルの作成手順を示しておく。まず、単相通電時の各回転子位置および通電電流に対するインダクタンスを磁界解析または実測により求めておく。次に、二相通電時の各回転子位置および通電電流に対するインダクタンスを磁界解析または実測により求める。ただし、二相通電なので、一相の電流（Ｉsub）を一定で通電した状態で、もう一相の電流（Ｉmain）を通電した時のインダクタンスを求める。Ｉsub＝０の時、各回転子位置および電流におけるインダクタンスは、単相通電時の各回転子位置および電流におけるインダクタンスと一致する。
二相通電時の各回転子位置と、通電電流ＩsubおよびＩmainにおけるインダクタンスと、単相通電時の各回転子位置および電流におけるインダクタンスの比を、インダクタンス補正係数Ｘとしてインダクタンス補正係数テーブルとする。
Here, a procedure for creating the inductance correction coefficient table will be described. First, the inductance for each rotor position and energization current during single-phase energization is obtained by magnetic field analysis or actual measurement. Next, the inductance for each rotor position and energization current during two-phase energization is obtained by magnetic field analysis or actual measurement. However, since the current is two-phase energized, the inductance when the one-phase current (I main ) is energized while the one-phase current (I sub ) is energized at a constant value is obtained. When I sub = 0, the inductance at each rotor position and current coincides with the inductance at each rotor position and current during single-phase conduction.
To each rotor position in the two-phase current supply, and the inductance of the energizing current I sub and I main, the inductance ratio in each rotor position and the current in the single-phase current supply, an inductance correction coefficient table as an inductance correction factor X .
前記インダクタンス推定テーブルより得られた通電されている相の推定インダクタンスの一時値Ｌi-temp、Ｌii-tempに対して前記インダクタンス補正係数Ｘθi-ii、Ｘθii-iを用いて、通電されている二相のインダクタンス推定値Ｌi-est、Ｌii-estを（１４）、（１５）式でそれぞれ与える。
具体的な例を説明するために、Ａ相からＢ相に通電電流が切り替わるとき、Ａ相およびＢ相が同時に通電される場合について説明する。
まず、電流検出器９０より得られた各相電流から、セレクタ１４１により、通電されているＡ相とＢ相が選択される。通電されているＡ相電流ＩaとＢ相電流Ｉbについて、Ｉi＝Ｉa、Ｉii＝Ｉbとする。
ここで、通電されていないＣ相に対応する推定インダクタンスの一時値Ｌc-tempは、Ｃ相電流Ｉcと回転子位置に基づいて、図１３のインダクタンス推定テーブルより計算される。
In order to describe a specific example, a case where the A phase and the B phase are energized simultaneously when the energization current is switched from the A phase to the B phase will be described.
First, the A phase and the B phase that are energized are selected by the selector 141 from each phase current obtained from the current detector 90. It is assumed that I i = I a and I ii = I b for the A-phase current I a and the B-phase current I b that are energized.
Here, the temporary value L c-temp of the estimated inductance corresponding to the C phase that is not energized is calculated from the inductance estimation table of FIG. 13 based on the C phase current I c and the rotor position.
次に、通電されているＡ相の電流Ｉaと回転子位置θに対する推定インダクタンスの一時値Ｌa-temp（＝Ｌi-temp）と、Ｂ相の電流Ｉbと回転子位置θに対する推定インダクタンスの一時値Ｌb-temp（＝Ｌii-temp）をインダクタンス推定部１４３より計算する。
また、Ａ相のインダクタンス補正係数Ｘθa-bの値を、Ｉmain＝Ｉa、Ｉsub＝Ｉbとし、回転子位置θを用いて、図１４のインダクタンス補正係数テーブルより計算する。同様に、Ｂ相のインダクタンス補正係数Ｘθb-aの値を、Ｉmain＝Ｉb、Ｉsub＝Ｉaとし、回転子位置θを用いて、図１４のインダクタンス補正係数テーブルより算出する。
（１４）、（１５）式より、推定した算出したＡ相推定インダクタンスの一時値Ｌa-temp、Ｂ相推定インダクタンスの一時値Ｌb-tempとインダクタンス補正係数Ｘθa-b、Ｘθb-aを用いて、Ａ相推定インダクタンスＬa-estおよびＢ相推定インダクタンスＬb-estを次式で与える。
する。Ｂ相とＣ相、Ｃ相とＡ相が同時に通電される際にも、同様である。
前記インダクタンス推定部および前記インダクタンス補正部におけるインダクタンスを、図１３と図１４を併せた図１５に示す一つの相インダクタンス補正テーブルに集約することも可能である。
Next, the estimated inductance temporary value L a-temp (= L i-temp ) for the A phase current I a and the rotor position θ energized, and the B phase current I b and the rotor position θ are estimated. A temporary value L b-temp (= L ii-temp ) of the inductance is calculated from the inductance estimation unit 143.
Further, the values of the A-phase inductance correction coefficient X θa-b are set as I main = I a and I sub = I b and are calculated from the inductance correction coefficient table of FIG. 14 using the rotor position θ. Similarly, the values of the B-phase inductance correction coefficient X θb-a are calculated from the inductance correction coefficient table of FIG. 14 using I rotor = θ with I main = I b and I sub = I a .
(14), (15) from the equation, the temporary value L a-temp of calculated estimated A phase estimation inductance temporary value of B-phase estimation inductance L b-temp and inductance correction factor X θa-b, X θb- a , The A phase estimated inductance L a-est and the B phase estimated inductance L b-est are given by the following equations.
The inductances in the inductance estimation unit and the inductance correction unit can be collected in one phase inductance correction table shown in FIG. 15 which is a combination of FIG. 13 and FIG.
＜一相のみが通電されているとき＞
また、一相のみが通電されており、他の二相が通電されていないとき、三相のインダクタンスは、各相通電電流と回転子位置θに基づいて、インダクタンス推定部より算出する。この際、インダクタンスの補正は行わない。
次に、インダクタンス微分値の推定方法を説明する。
インダクタンス微分値推定手段１５０は、セレクタ１５１、インダクタンス微分値推定部１５２、インダクタンス微分値推定部１５３、インダクタンス微分値補正部１５４から構成される。まず、電流検出器９０により、各相の電流（Ｉa、Ｉb、Ｉc）を検出する。
また、セレクタ１４１により、検出した各相電流Ｉa、Ｉb、Ｉcの内、閾値電流Ｉthrよりも大きいものを、通電されている相の電流として選択する。
<When only one phase is energized>
Further, when only one phase is energized and the other two phases are not energized, the three-phase inductance is calculated by the inductance estimation unit based on each phase energization current and the rotor position θ. At this time, the inductance is not corrected.
Next, a method for estimating the inductance differential value will be described.
The inductance differential value estimation means 150 includes a selector 151, an inductance differential value estimation unit 152, an inductance differential value estimation unit 153, and an inductance differential value correction unit 154. First, the current detector 90 detects the current (I a , I b , I c ) of each phase.
Further, the selector 141 selects a detected phase current I a , I b , I c that is larger than the threshold current I thr as the current of the energized phase.
＜二相が通電されているとき＞
前記と同様に、Ａ相⇒Ｂ相⇒Ｃ相⇒Ａ相⇒・・・の順に相電流の切り替えを行うとき、二相が同時に通電されている場合は、セレクタ１５１により選択された二相の電流をそれぞれＩi、Ｉiiとし、通電されている二相それぞれに対して、インダクタンス微分値推定部１５２より、対応する二相それぞれの推定インダクタンス微分値の一時値ｄＬi-temp／ｄθ、ｄＬii-temp／ｄθを推定する。同様に、通電されていない相のインダクタンス微分値は、インダクタンス微分値推定部１５３により、Ｉiiiおよび回転子位置θに対する推定インダクタンス微分値の一時値ｄＬiii-temp／ｄθを得る。
実施の形態３では、インダクタンス微分値推定部１５２、１５３は、図１６のテーブルで与えられる。
<When two phases are energized>
Similarly to the above, when switching the phase current in the order of A phase → B phase → C phase → A phase →..., If the two phases are energized at the same time, the two phases selected by the selector 151 Assuming that the currents are I i and I ii , for each of the two energized phases, the inductance differential value estimator 152 provides temporary values dL i-temp / dθ, dL of the estimated inductance differential values of the corresponding two phases. Estimate ii-temp / dθ. Similarly, the inductance differential value of the phase that is not energized is obtained by the inductance differential value estimation unit 153 as I iii and a temporary value dL iii-temp / dθ of the estimated inductance differential value with respect to the rotor position θ.
In the third embodiment, the inductance differential value estimation units 152 and 153 are given by the table of FIG.
また、インダクタンス微分値補正部１５４は、通電されている二相の電流Ｉi、Ｉiiおよび回転子位置θに対するインダクタンス微分値補正値Ｙをそれぞれの相に対して図１５に示すインダクタンス微分値補正係数テーブルから演算する。Ｉiに対応する相のインダクタンス微分値補正係数は、Ｉmain＝Ｉi、Ｉsub＝Ｉiiとし、図１７に示したインダクタンス微分値補正係数テーブルから補正係数Ｙθi-iiを算出する。
同様に、Ｉiiに対応する相のインダクタンス微分値補正係数は、Ｉmain＝Ｉii、Ｉsub＝Ｉiとし、回転子位置θを用いて、図１７に示したインダクタンス微分値補正係数テーブルから補正係数Ｙθii-iを算出する。
Also, the inductance differential value correction unit 154 performs the inductance differential value correction value Y shown in FIG. 15 for each phase with the two-phase currents I i and I ii that are energized and the rotor position θ. Calculate from the coefficient table. The inductance differential value correction coefficient of the phase corresponding to I i is I main = I i and I sub = I ii, and the correction coefficient Y θi-ii is calculated from the inductance differential value correction coefficient table shown in FIG.
Similarly, the inductance differential value correction coefficient of the phase corresponding to I ii is I main = I ii , I sub = I i, and using the rotor position θ, the inductance differential value correction coefficient table shown in FIG. A correction coefficient Y θii-i is calculated.
インダクタンス微分値補正係数も、インダクタンス補正係数テーブルと同様に、二相通電時の各回転子位置と、通電電流ＩsubおよびＩmainにおけるインダクタンス微分値と、単相通電時の各回転子位置および電流におけるインダクタンス微分値をそれぞれ磁界解析または実測により求め、単相通電時および二相通電時のインダクタンス微分値の比をインダクタンス微分値補正係数Yとしてインダクタンス微分値補正係数テーブルを作成する。
前記インダクタンス微分値推定テーブルより得られた通電されている二相それぞれの推定インダクタンス微分値の一時値ｄＬi-temp／ｄθ、ｄＬii-temp／ｄθに対して前記インダクタンス微分値補正係数Ｙθi-ii、Ｙθii-iを用いて、通電されている二相のインダクタンス微分値推定値ｄＬi-est／ｄθ、ｄＬii-est／ｄθを（２０）、（２１）式でそれぞれ与える。
で与えられる。
The inductance differential value correction coefficient Y θi− with respect to the temporary values dL i-temp / dθ and dL ii-temp / dθ of the estimated inductance differential values of the two energized phases obtained from the inductance differential value estimation table. Using ii and Y θii-i , two-phase inductance differential value estimation values dL i-est / dθ and dL ii-est / dθ that are energized are given by equations (20) and (21), respectively.
具体的な例を説明するために、Ａ相からＢ相に通電電流が切り替わるとき、Ａ相およびＢ相が同時に通電される場合について説明する。
まず、電流検出器９０より得られた各相電流から、セレクタ１４１により、通電されているＡ相とＢ相が選択される。通電されているＡ相電流ＩaとＢ相電流Ｉbについて、Ｉi＝Ｉa、Ｉii＝Ｉbとする。
ここで、通電されていないＣ相に対応する推定インダクタンス微分値の一時値ｄＬc-temp／ｄθは、Ｃ相電流Ｉcと回転子位置に基づいて、図１４のインダクタンス微分値推定テーブルより計算される。
In order to describe a specific example, a case where the A phase and the B phase are energized simultaneously when the energization current is switched from the A phase to the B phase will be described.
First, the A phase and the B phase that are energized are selected by the selector 141 from each phase current obtained from the current detector 90. It is assumed that I i = I a and I ii = I b for the A-phase current I a and the B-phase current I b that are energized.
Here, the temporary value dL c-temp / dθ of the estimated inductance differential value corresponding to the C phase that is not energized is calculated from the inductance differential value estimation table of FIG. 14 based on the C phase current I c and the rotor position. Is done.
次に、通電されているＡ相の電流Ｉaと回転子位置θに対する推定インダクタンス微分値の一時値ｄＬa-temp／ｄθ（＝ｄＬi-temp／ｄθ）と、Ｂ相の電流Ｉbと回転子位置θに対する推定インダクタンス微分値の一時値ｄＬb-temp／ｄθ（＝ｄＬii-temp／ｄθ）をインダクタンス微分値推定部１５３より計算する。
また、Ａ相のインダクタンス微分値補正係数Ｙθa-bの値を、Ｉmain＝Ｉa、Ｉsub＝Ｉbとし、回転子位置θを用いて、図１７のインダクタンス微分値補正係数テーブルより計算する。同様に、Ｂ相のインダクタンス微分値補正係数Ｙθb-aの値を、Ｉmain＝Ｉb、Ｉsub＝Ｉbとし、回転子位置θを用いて、図１７のインダクタンス微分値補正係数テーブルより算出する。
Next, a temporary value dL a-temp / dθ (= dL i-temp / dθ) of the estimated inductance differential value with respect to the rotor position θ, an A-phase current I a that is energized, and a B-phase current I b The inductance differential value estimation unit 153 calculates a temporary value dL b-temp / dθ (= dL ii-temp / dθ) of the estimated inductance differential value with respect to the rotor position θ.
Also, the values of the A-phase inductance differential value correction coefficient Y θa-b are set as I main = I a , I sub = I b, and calculated from the inductance differential value correction coefficient table of FIG. 17 using the rotor position θ. To do. Similarly, the values of the B-phase inductance differential value correction coefficient Y θb-a are set as I main = I b , I sub = I b , and the rotor position θ is used, and the inductance differential value correction coefficient table of FIG. calculate.
（２０）、（２１）式より、推定したＡ相インダクタンス微分値の一時値ｄＬa-temp／ｄθ、Ｂ相インダクタンス微分値の一時値ｄＬb-temp／ｄθとインダクタンス微分値補正係数Ｙθa-b、Ｙθb-aを用いて、Ａ相推定インダクタンス微分値ｄＬa-est／ｄθおよびＢ相推定インダクタンス微分値ｄＬb-est／ｄθを（２３）、（２４）式で与えることができる。
前記インダクタンス微分値推定部１５２、１５３および前記インダクタンス微分値補正部１５４におけるインダクタンス微分値を、図１６と図１７を併せた図１８に示す一つの相インダクタンス微分値補正テーブルに集約することも可能である。
(20), (21) than the temporary value of the estimated phase A inductance differential value dL a-temp / dθ, one o'clock value of B-phase inductance differential value dL b-temp / dθ and the inductance differential value correction factor Y Shitaei- Using b and Y θb-a , the A-phase estimated inductance differential value dL a-est / dθ and the B-phase estimated inductance differential value dL b-est / dθ can be given by equations (23) and (24).
The inductance differential values in the inductance differential value estimation units 152 and 153 and the inductance differential value correction unit 154 can be collected in one phase inductance differential value correction table shown in FIG. is there.
＜一相のみが通電されているとき＞
また、一相のみが通電されており、他の二相が通電されていないとき、三相のインダクタンス微分値は、各相通電電流と回転子位置θに基づいて、インダクタンス微分値推定部より算出する。この際、インダクタンスの補正は行わない。
前記の通り推定された各相インダクタンスの推定値と各相インダクタンス微分値の推定値から、各相電圧指令Ｖa-ref、Ｖb-ref、Ｖc-refは、（２６）、（２７）、（２８）式
で与えられる。
各相電圧指令は、電圧印加手段を介して、各相に指令電圧を印加する。
以上の実施の形態３によれば、複数相が同時に通電されている際でも、各相のインダクタンスおよびインダクタンス微分値を正確に推定することが可能になるため、トルク指令や電流指令に対する追従性能が改善される。
<When only one phase is energized>
Also, when only one phase is energized and the other two phases are not energized, the three-phase inductance differential value is calculated from the inductance differential value estimation unit based on each phase energization current and the rotor position θ. To do. At this time, the inductance is not corrected.
From the estimated value of each phase inductance estimated as described above and the estimated value of each phase inductance differential value, each phase voltage command V a-ref , V b-ref , V c-ref is expressed by (26), (27) , (28).
Each phase voltage command applies a command voltage to each phase via a voltage applying means.
According to the third embodiment described above, even when a plurality of phases are energized at the same time, it is possible to accurately estimate the inductance and inductance differential value of each phase. Improved.
なお、この発明は、その発明の範囲内において、実施の形態の任意の恋性要素を適宜組み合わせ、あるいは、適宜、変更または省略することが可能である。 In the present invention, any love factor of the embodiment can be appropriately combined within the scope of the invention, or can be appropriately changed or omitted.
５０ ＳＲモータ、６０ 電圧指令計算部、７０ 電圧印加手段、
８０ 位置検出器、９０ 電流検出器、１１０ 磁束分配手段、
１１１ 相トルク分配手段、１１２ 磁束演算手段、１２０ 磁束推定手段、
１２１ セレクタ、１２２ 磁束推定部、１２３ 磁束補正部、
１２５ 相電圧検出手段、１２６ 相電圧推定部、１３０ 電流分配手段、
１３１ 相トルク分配手段、１３２ 電流演算手段、
１４０ インダクタンス推定手段、１４１ セレクタ、
１４２ インダクタンス推定部、１４３ インダクタンス推定部、
１４４ インダクタンス補正部、１５０ インダクタンス微分値推定手段、
１５１ セレクタ、１５２ インダクタンス微分値推定部、
１５３ インダクタンス微分値推定部、１５４ インダクタンス微分値補正部
50 SR motor, 60 voltage command calculation unit, 70 voltage application means,
80 position detector, 90 current detector, 110 magnetic flux distribution means,
111 phase torque distribution means, 112 magnetic flux calculation means, 120 magnetic flux estimation means,
121 selector, 122 magnetic flux estimation unit, 123 magnetic flux correction unit,
125 phase voltage detection means, 126 phase voltage estimation unit, 130 current distribution means,
131 phase torque distribution means, 132 current calculation means,
140 Inductance estimating means, 141 selector,
142 inductance estimation unit, 143 inductance estimation unit,
144 Inductance correction unit, 150 Inductance differential value estimation means,
151 selector, 152 inductance differential value estimation unit,
153 Inductance differential value estimation unit, 154 Inductance differential value correction unit
Claims (14)
The inductance differential value estimation means estimates the differential value of the phase inductance using a table or an approximate expression in which the phase inductance differential value is predetermined for a plurality of the phase currents and rotor positions. 8. The switched reluctance motor control apparatus according to claim 7, wherein the switched reluctance motor control apparatus outputs the phase inductance differential value.
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Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN108631676A (en) * | 2018-05-16 | 2018-10-09 | 无锡联力电子科技股份有限公司 | Based on the switched reluctance motor controller anti-shaking method evenly distributed with torque |
| JP2019129573A (en) * | 2018-01-23 | 2019-08-01 | 株式会社デンソー | Controller of ac motor |
| CN111262498A (en) * | 2020-03-17 | 2020-06-09 | 江苏新安电器股份有限公司 | Switch reluctance motor position sensorless control method based on virtual flux linkage and single-phase current detection |
| CN113300655A (en) * | 2021-05-12 | 2021-08-24 | 大连海事大学 | Error compensation-based switched reluctance motor position sensorless control method |
Citations (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02206390A (en) * | 1989-01-31 | 1990-08-16 | Daikin Ind Ltd | Torque control method for reluctance motor |
| JPH05199794A (en) * | 1991-09-13 | 1993-08-06 | General Electric Co <Ge> | Apparatus and method for estimating position of rotor of switching-relactance motor |
| JPH10243679A (en) * | 1997-02-27 | 1998-09-11 | Fuji Electric Co Ltd | Synchronous motor controller |
| JP2001292592A (en) * | 2000-04-06 | 2001-10-19 | Sharp Corp | Controller for sr motor |
| JP2013085377A (en) * | 2011-10-11 | 2013-05-09 | Mitsubishi Electric Corp | Synchronous machine controller |
| JP2014187859A (en) * | 2013-02-21 | 2014-10-02 | Denso Corp | Control device for switched reluctance motor and control method |
| JP2015518362A (en) * | 2012-01-11 | 2015-06-25 | 日本電産株式会社 | Motor controller |
| US20150207439A1 (en) * | 2014-01-17 | 2015-07-23 | Mcmaster University | Torque ripple reduction in switched reluctance motor drives |
-
2015
- 2015-10-27 JP JP2015210508A patent/JP6395689B2/en active Active
Patent Citations (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02206390A (en) * | 1989-01-31 | 1990-08-16 | Daikin Ind Ltd | Torque control method for reluctance motor |
| JPH05199794A (en) * | 1991-09-13 | 1993-08-06 | General Electric Co <Ge> | Apparatus and method for estimating position of rotor of switching-relactance motor |
| JPH10243679A (en) * | 1997-02-27 | 1998-09-11 | Fuji Electric Co Ltd | Synchronous motor controller |
| JP2001292592A (en) * | 2000-04-06 | 2001-10-19 | Sharp Corp | Controller for sr motor |
| JP2013085377A (en) * | 2011-10-11 | 2013-05-09 | Mitsubishi Electric Corp | Synchronous machine controller |
| JP2015518362A (en) * | 2012-01-11 | 2015-06-25 | 日本電産株式会社 | Motor controller |
| JP2014187859A (en) * | 2013-02-21 | 2014-10-02 | Denso Corp | Control device for switched reluctance motor and control method |
| US20150207439A1 (en) * | 2014-01-17 | 2015-07-23 | Mcmaster University | Torque ripple reduction in switched reluctance motor drives |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2019129573A (en) * | 2018-01-23 | 2019-08-01 | 株式会社デンソー | Controller of ac motor |
| CN108631676A (en) * | 2018-05-16 | 2018-10-09 | 无锡联力电子科技股份有限公司 | Based on the switched reluctance motor controller anti-shaking method evenly distributed with torque |
| CN111262498A (en) * | 2020-03-17 | 2020-06-09 | 江苏新安电器股份有限公司 | Switch reluctance motor position sensorless control method based on virtual flux linkage and single-phase current detection |
| CN111262498B (en) * | 2020-03-17 | 2021-10-26 | 江苏新安电器股份有限公司 | Switch reluctance motor position sensorless control method based on virtual flux linkage and single-phase current detection |
| CN113300655A (en) * | 2021-05-12 | 2021-08-24 | 大连海事大学 | Error compensation-based switched reluctance motor position sensorless control method |
| CN113300655B (en) * | 2021-05-12 | 2022-03-15 | 大连海事大学 | Error compensation-based switched reluctance motor position sensorless control method |
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| Publication number | Publication date |
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