JP2017005478A - Wireless communication apparatus - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、無線通信装置に関する。 The present invention relates to a wireless communication apparatus.
例えば無線通信システムにおける基地局及びユーザ端末等の無線通信装置には、送信信号の電力を増幅する増幅器（Power Amplifier；以下では「ＰＡ」と呼ぶことがある）が備えられている。無線通信装置では、ＰＡの電力効率を高めるために、ＰＡの飽和領域付近でＰＡを動作させることがある。しかし、ＰＡを飽和領域付近で動作させると非線形歪が増加する。また、非線形歪の増加に伴って、ＡＣＰ（Adjacent Channel leakage Power：隣接チャネル漏洩電力)が増加する。一方で、非線形歪を減少させてＡＣＰを減少させるために、ＰＡを線形領域で動作させると、ＰＡの電力効率が低下するため、消費電力が増加する。つまり、ＰＡの電力効率とＰＡの歪特性とはトレードオフの関係にあり、ＰＡの電力効率を高めるほど歪特性は劣化し、ＰＡの歪特性を良好にするほど電力効率は低下する傾向にある。 For example, a wireless communication apparatus such as a base station and a user terminal in a wireless communication system includes an amplifier (Power Amplifier; hereinafter referred to as “PA”) that amplifies the power of a transmission signal. In the wireless communication device, the PA may be operated near the saturation region of the PA in order to increase the power efficiency of the PA. However, nonlinear distortion increases when the PA is operated near the saturation region. Further, with increasing non-linear distortion, ACP (Adjacent Channel leakage Power) increases. On the other hand, when the PA is operated in the linear region in order to reduce the non-linear distortion and reduce the ACP, the power efficiency of the PA is lowered and the power consumption is increased. That is, the power efficiency of PA and the distortion characteristic of PA are in a trade-off relationship, and the distortion characteristic deteriorates as the power efficiency of PA increases, and the power efficiency tends to decrease as the distortion characteristic of PA improves. .
近年、通信速度の高速化及び通信量の増大に伴い、無線通信の広帯域化が進んでいる。一方で、常に使用可能帯域の全域を用いて通信が行われる訳ではなく、通信量が少ない場合等には、使用可能帯域の一部を用いた狭帯域の通信が行われることもある。つまり、同一のＰＡを用いて、広帯域通信が行われるときと、狭帯域通信が行われるときとがある。よって、広帯域であったり、狭帯域であったりという様々なキャリアコンフィグレーションに対応した装置運用が重要となっている。 In recent years, with an increase in communication speed and an increase in communication volume, wireless communication has become wider. On the other hand, communication is not always performed using the entire usable band, and narrow band communication using a part of the usable band may be performed when the communication amount is small. That is, there are a case where broadband communication is performed and a case where narrowband communication is performed using the same PA. Therefore, it is important to operate the apparatus corresponding to various carrier configurations such as a wide band or a narrow band.
ここで、広帯域の無線通信と、狭帯域の無線通信とを比較した場合、一般に、広帯域の方が狭帯域よりもＰＡの歪特性が悪く、逆に、狭帯域の方が広帯域よりもＰＡの電力効率が悪い傾向にある。これに対し、広帯域通信時の歪特性を良好にするために、広帯域通信に合わせてＰＡのパラメータを設定したのでは、狭帯域通信時には、過剰に良好な歪特性となってしまい、無駄な電力が消費されてしまう。逆に、狭帯域通信時の電力効率を上げるために、狭帯域通信に合わせてＰＡのパラメータを設定したのでは、広帯域通信時の歪特性が悪くなり、ＡＣＰが増加してしまう。ＰＡに設定されるパラメータとして、例えば、ＰＡの出力インピーダンスや、ＰＡのバイアス電圧等が挙げられる。 Here, when comparing wideband wireless communication and narrowband wireless communication, generally, the wideband has poorer PA distortion characteristics than the narrowband, and conversely, the narrowband has a better PA performance than the wideband. Power efficiency tends to be poor. On the other hand, if PA parameters are set according to broadband communication in order to improve distortion characteristics during wideband communication, excessively good distortion characteristics during narrowband communication will result in wasted power. Will be consumed. Conversely, if PA parameters are set in accordance with narrowband communication in order to increase power efficiency during narrowband communication, distortion characteristics during wideband communication will deteriorate and ACP will increase. Examples of parameters set for PA include PA output impedance, PA bias voltage, and the like.
つまり、広帯域通信または狭帯域通信のどちらか一方に合わせてＰＡのパラメータを設定すると、広帯域通信が行われるときと、狭帯域通信が行われるときがある通信システムでは、ＰＡの電力効率と、ＰＡの歪特性とのバランスを図ることが難しい。 In other words, when the PA parameter is set in accordance with either broadband communication or narrowband communication, in a communication system in which broadband communication is performed or narrowband communication is performed, the power efficiency of the PA and the PA It is difficult to balance with the distortion characteristics.
開示の技術は、上記に鑑みてなされたものであって、ＰＡの電力効率と、ＰＡの歪特性とのバランスを図って両者を最適化することを目的とする。 The disclosed technique has been made in view of the above, and an object thereof is to optimize both of the PA power efficiency and the PA distortion characteristics in a balanced manner.
開示の態様では、無線通信装置は、ＰＡと、インピーダンス制御部とを有する。前記ＰＡは、送信信号の電力を増幅する。前記インピーダンス制御部は、前記送信信号のキャリアの周波数に関する情報であるキャリア情報に基づいて、前記ＰＡの出力インピーダンスを制御する。 In the disclosed aspect, the wireless communication apparatus includes a PA and an impedance control unit. The PA amplifies the power of the transmission signal. The impedance control unit controls the output impedance of the PA based on carrier information that is information related to a carrier frequency of the transmission signal.
開示の態様によれば、ＰＡの電力効率と、ＰＡの歪特性とのバランスを図って両者を最適化することができる。 According to the disclosed aspect, it is possible to optimize both of the PA power efficiency and the PA distortion characteristics in a balanced manner.
以下に、本願の開示する無線通信装置の実施例を図面に基づいて説明する。なお、この実施例により本願の開示する無線通信装置が限定されるものではない。また、各実施例において同一の機能を有する構成部には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。 Embodiments of a wireless communication apparatus disclosed in the present application will be described below with reference to the drawings. Note that the wireless communication device disclosed in the present application is not limited by this embodiment. Moreover, the same code | symbol is attached | subjected to the structure part which has the same function in each Example, and the overlapping description is abbreviate | omitted.
［実施例１］
＜基地局の構成例＞
図１は、実施例１の基地局の構成例を示す図である。図１に示す基地局１は、制御装置１０と、ＲＲＨ（Remote Radio Head）２０とを有する。ＲＲＨ２０は、無線通信装置の一例である。
[Example 1]
<Configuration example of base station>
FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a base station according to the first embodiment. A base station 1 illustrated in FIG. 1 includes a
制御装置１０は、ＢＢＵ（Base Band Unit）１１を有する。
The
ＲＲＨ２０は、歪補償部２０１と、ＤＡＣ（Digital to Analog Converter）２０３と、アップコンバータ２０５と、分配器２５１と、増幅器２５と、インピーダンス変換器２５７と、カプラ２１３と、アンテナ２１５とを有する。また、ＲＲＨ２０は、ダウンコンバータ２１７と、ＡＤＣ（Analog to Digital Converter）２１９と、インピーダンス制御部２２１とを有する。
The RRH 20 includes a
増幅器２５は、キャリアアンプ２５３と、ピークアンプ２５５とを有する。つまり、増幅器２５は、ドハティ型の増幅器である。
The
制御装置１０において、ＢＢＵ１１は、入力されるデータに対して符号化処理及び変調処理等のベースバンド処理を行って送信信号ｘ（ｔ）を生成し、生成した送信信号ｘ（ｔ）をＲＲＨ２０の歪補償部２０１へ出力する。また、ＢＢＵ１１は、送信信号ｘ（ｔ）のキャリア（つまり、変調処理に用いたキャリア）の周波数に関する情報（以下では「キャリア情報」と呼ぶことがある）をＲＲＨ２０のインピーダンス制御部２２１へ出力する。
In the
歪補償部２０１は、送信信号ｘ（ｔ）に歪補償係数を乗算して送信信号ｘ（ｔ）にプリディストーション（Pre-Distortion；以下では「ＰＤ」と呼ぶことがある）を施すことにより、増幅器２５での増幅後の信号に生じる歪を補償する。以下では、送信信号ｘ（ｔ）に歪補償係数を乗算した後の信号を「プリディストーション信号（ＰＤ信号）」と呼ぶことがある。歪補償部２０１は、送信信号ｘ（ｔ）に歪補償係数を乗算してＰＤ信号ｙ（ｔ）を生成し、生成したＰＤ信号ｙ（ｔ）をＤＡＣ２０３へ出力する。
The
ＤＡＣ２０３は、ＰＤ信号をデジタル信号からアナログ信号に変換し、アナログのＰＤ信号をアップコンバータ２０５へ出力する。
The
アップコンバータ２０５は、アナログのＰＤ信号をアップコンバートし、アップコンバート後のＰＤ信号を分配器２５１及びインピーダンス制御部２２１へ出力する。
The up-
分配器２５１は、アップコンバータ２０５から入力されるＰＤ信号の電力値が閾値ＴＨ未満の場合は、キャリアアンプ２５３へのみＰＤ信号を出力する。一方で、分配器２５１は、ＰＤ信号の電力値が閾値ＴＨ以上の場合は、キャリアアンプ２５３及びピークアンプ２５５の双方へＰＤ信号を出力する。
The
キャリアアンプ２５３は、入力電力が小さい場合における線形性を備えたＰＡであり、分配器２５１から入力されたＰＤ信号の電力を増幅し、増幅後の信号をインピーダンス変換器２５７へ出力する。これに対し、ピークアンプ２５５は、入力電力が大きい場合にのみ使用されるＰＡであり、分配器２５１から入力されたＰＤ信号の電力を増幅し、増幅後の信号をインピーダンス変換器２５７へ出力する。
The
インピーダンス変換器２５７は、分配器２５１に入力されたＰＤ信号の電力値が閾値ＴＨ未満の場合は、キャリアアンプ２５３からだけ信号を入力されるため、キャリアアンプ２５３から入力された信号をカプラ２１３へ出力する。一方で、インピーダンス変換器２５７は、分配器２５１に入力されたＰＤ信号の電力値が閾値ＴＨ以上の場合は、キャリアアンプ２５３及びピークアンプ２５５の双方から信号を入力される。このため、インピーダンス変換器２５７は、キャリアアンプ２５３から出力された信号とピークアンプ２５５から出力された信号とが合成された合成信号のインピーダンスを調整し、インピーダンス調整後の合成信号をカプラ２１３へ出力する。インピーダンス変換器２５７は、合成信号のインピーダンスを調整することで、キャリアアンプ２５３及びピークアンプ２５５の各出力端の合成点からキャリアアンプ２５３及びピークアンプ２５５を見た負荷インピーダンス（つまり、増幅器２５の出力インピーダンス）を調整する。また、インピーダンス変換器２５７は、インピーダンス制御部２２１からの制御の下で、増幅器２５の出力インピーダンスを調整する。
The
カプラ２１３は、インピーダンス変換器２５７から出力された増幅後の信号を、アンテナ２１５と、ダウンコンバータ２１７とに分配する。これにより、増幅器２５での増幅後の信号が、ダウンコンバータ２１７及びＡＤＣ２１９を介して歪補償部２０１へフィードバックされる。
The
アンテナ２１５は、増幅後の信号を無線送信する。
The
ダウンコンバータ２１７は、カプラ２１３から入力される信号をダウンコンバートし、ダウンコンバート後の信号をＡＤＣ２１９へ出力する。
The down
ＡＤＣ２１９は、ダウンコンバート後の信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、変換後のデジタル信号をフィードバック信号ｚ（ｔ）として歪補償部２０１へ出力する。
The
インピーダンス制御部２２１は、ＰＤ信号の電力値とキャリア情報とに基づいて、インピーダンス変換器２５７におけるインピーダンス調整を制御することにより増幅器２５の出力インピーダンスを制御する。出力インピーダンスの制御の詳細は後述する。
The
＜歪補償部の構成例＞
図２は、実施例１の歪補償部の構成例を示す図である。図２において、歪補償部２０１は、ＰＤ部２３１と、アドレス生成部２３３と、歪補償テーブル２３５と、誤差算出部２３７と、歪補償係数更新部２３９とを有する。
<Configuration example of distortion compensation unit>
FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of the distortion compensation unit according to the first embodiment. In FIG. 2, the
歪補償部２０１において、送信信号ｘ（ｔ）が、ＰＤ部２３１及びアドレス生成部２３３に入力される。また、送信信号ｘ（ｔ）は、参照信号として、誤差算出部２３７に入力される。
In the
アドレス生成部２３３は、送信信号ｘ（ｔ）の振幅値を求め、求めた振幅値に応じたアドレスを生成し、生成したアドレスを歪補償テーブル２３５に指定するとともに、歪補償係数更新部２３９へ出力する。
The address generation unit 233 obtains the amplitude value of the transmission signal x (t), generates an address corresponding to the obtained amplitude value, specifies the generated address in the distortion compensation table 235, and sends it to the distortion compensation
歪補償テーブル２３５は、複数のアドレスと、それら複数のアドレスのそれぞれに対応する複数の歪補償係数を格納する。歪補償テーブル２３５は、アドレス生成部２３３から指定されたアドレスに対応する歪補償係数をＰＤ部２３１へ出力する。
The distortion compensation table 235 stores a plurality of addresses and a plurality of distortion compensation coefficients corresponding to each of the plurality of addresses. The distortion compensation table 235 outputs the distortion compensation coefficient corresponding to the address designated by the address generation unit 233 to the
ＰＤ部２３１は、歪補償テーブル２３５から入力された歪補償係数を用いて、送信信号ｘ（ｔ）に対してＰＤを施す。すなわち、ＰＤ部２３１は、送信信号ｘ（ｔ）に歪補償係数を乗算し、乗算後の信号をＰＤ信号ｙ（ｔ）としてＤＡＣ２０３へ出力する。
The
誤差算出部２３７は、送信信号ｘ（ｔ）とフィードバック信号ｚ（ｔ）との誤差を算出し、算出した誤差を歪補償係数更新部２３９へ出力する。
The
歪補償係数更新部２３９は、例えばＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズム等を用いて、誤差算出部２３７から入力された誤差を最小にする歪補償係数を算出する。歪補償係数更新部２３９は、歪補償テーブル２３５に格納されている複数の歪補償係数のうち、アドレス生成部２３３から入力されたアドレスに対応する歪補償係数を、算出した歪補償係数によって更新する。
The distortion compensation
＜インピーダンス変換器の構成例＞
図３は、実施例１のインピーダンス変換器の構成例を示す図である。図３において、インピーダンス変換器２５７は、スイッチＳ１，Ｓ２と、コンデンサＣ１，Ｃ２とを有する。コンデンサＣ２の容量は、コンデンサＣ１の容量より小さい。インピーダンス変換器２５７では、図３に示すように、コンデンサＣ１，Ｃ２の一端がスイッチＳ１，Ｓ２を介して電送線路に接続され、コンデンサＣ１，Ｃ２の他端がグランド（ＧＮＤ）に接続されている。コンデンサＣ１，Ｃ２は並列に接続されている。例えば、キャリアアンプ２５３の出力側の伝送線路Ｌ１のインピーダンス、ピークアンプ２５５の出力側の伝送線路Ｌ２のインピーダンス、及び、インピーダンス変換器２５７の入力側の伝送線路Ｌ３のインピーダンスは共に５０Ωである。
<Configuration example of impedance converter>
FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of the impedance converter according to the first embodiment. In FIG. 3, the
スイッチＳ１，Ｓ２のオン／オフは、インピーダンス制御部２２１により制御される。インピーダンス制御部２２１は、ＰＤ信号の電力値及びキャリア情報に基づいてスイッチＳ１，Ｓ２のオン／オフを制御することにより、増幅器２５の出力インピーダンスを制御する。
The on / off of the switches S1 and S2 is controlled by the
ＰＤ信号の電力値が閾値ＴＨ未満の場合は、インピーダンス変換器２５７へは、キャリアアンプ２５３からだけ信号が入力される。インピーダンス制御部２２１は、ＰＤ信号の電力値が閾値ＴＨ未満の場合は、スイッチＳ１，Ｓ２の双方をオフにする。この場合、キャリアアンプ２５３及びピークアンプ２５５の各出力端の合成点ＣＰからキャリアアンプ２５３を見た負荷インピーダンス（つまり、増幅器２５の出力インピーダンス）は５０Ωとなっている。
When the power value of the PD signal is less than the threshold value TH, the signal is input to the
これに対し、ＰＤ信号の電力値が閾値ＴＨ以上の場合は、インピーダンス変換器２５７へは、キャリアアンプ２５３及びピークアンプ２５５の双方から信号が入力される。ＰＤ信号の電力値が閾値ＴＨ以上で、かつ、スイッチＳ１，Ｓ２の双方がオフの場合は、合成点ＣＰからキャリアアンプ２５３及びピークアンプを見た負荷インピーダンス（つまり、増幅器２５の出力インピーダンス）は２５Ωとなっている。
On the other hand, when the power value of the PD signal is greater than or equal to the threshold value TH, signals are input to the
インピーダンス制御部２２１は、ＰＤ信号の電力値を測定し、ＰＤ信号の電力値が閾値ＴＨ以上の場合に、以下の制御例１〜３のようにして、増幅器２５の出力インピーダンスを制御する。図４〜６は、実施例１のインピーダンス制御の一例を示す図である。
The
＜制御例１（図４）＞
制御例１では、キャリア情報が、送信信号ｘ（ｔ）のキャリアの帯域幅を示す場合について説明する。ここでは、キャリアの帯域幅の一例として、６０ＭＨｚと２０ＭＨｚの二通りの帯域幅を挙げる。６０ＭＨｚは広帯域の一例であり、２０ＭＨｚは狭帯域の一例である。ここでは、帯域幅が６０ＭＨｚの場合でも２０ＭＨｚの場合でも、送信信号ｘ（ｔ）の中心周波数は同一であるとする。
<Control Example 1 (FIG. 4)>
In Control Example 1, a case will be described in which the carrier information indicates the carrier bandwidth of the transmission signal x (t). Here, two examples of bandwidths of 60 MHz and 20 MHz are given as examples of the carrier bandwidth. 60 MHz is an example of a wide band, and 20 MHz is an example of a narrow band. Here, it is assumed that the center frequency of the transmission signal x (t) is the same regardless of whether the bandwidth is 60 MHz or 20 MHz.
図４に示すように、インピーダンス制御部２２１は、帯域幅が２０ＭＨｚ（つまり、狭帯域）の場合は、スイッチＳ１をオンにし、スイッチＳ２をオフにする。一方で、インピーダンス制御部２２１は、帯域幅が６０ＭＨｚ（つまり、広帯域）の場合は、スイッチＳ１をオフにし、スイッチＳ２をオンにする。コンデンサＣ２の容量はコンデンサＣ１の容量より小さいため、帯域幅が６０ＭＨｚのときの増幅器２５の出力インピーダンスは、帯域幅が２０ＭＨｚのときの増幅器２５の出力インピーダンスよりも大きくなる。例えば、スイッチＳ１がオンで、スイッチＳ２がオフのときに増幅器２５の出力インピーダンスが２２.５ΩになるようにコンデンサＣ１の容量が設定されている。また例えば、スイッチＳ１がオフで、スイッチＳ２がオンのときに増幅器２５の出力インピーダンスが２７.５ΩになるようにコンデンサＣ２の容量が設定されている。
As shown in FIG. 4, when the bandwidth is 20 MHz (that is, narrow band), the
ＰＤ信号の電力値が閾値ＴＨ以上で、かつ、スイッチＳ１，Ｓ２の双方がオフの場合は、増幅器２５の出力インピーダンスは上記のように２５Ωである。これに対し、ＰＤ信号の電力値が閾値ＴＨ以上で、かつ、帯域幅が２０ＭＨｚの場合は、インピーダンス制御部２２１によって、増幅器２５の出力インピーダンスが２２.５Ωに制御される。つまり、帯域幅が２０ＭＨｚの場合は、増幅器２５の出力インピーダンスが２５Ωから２２.５Ωに減少するように制御される。よって、帯域幅が２０ＭＨｚ（つまり、狭帯域）の場合は、増幅器２５の出力インピーダンスが２５Ωのときに比べて、増幅器２５の歪特性が劣化する一方で、増幅器２５の電力効率が上がって消費電力が抑制される。
When the power value of the PD signal is equal to or higher than the threshold value TH and both the switches S1 and S2 are off, the output impedance of the
また、ＰＤ信号の電力値が閾値ＴＨ以上で、かつ、帯域幅が６０ＭＨｚの場合は、インピーダンス制御部２２１によって、増幅器２５の出力インピーダンスが２７.５Ωに制御される。つまり、帯域幅が６０ＭＨｚの場合は、増幅器２５の出力インピーダンスが２５Ωから２７.５Ωに増加するように制御される。よって、帯域幅が６０ＭＨｚ（つまり、広帯域）の場合は、増幅器２５の出力インピーダンスが２５Ωのときに比べて、増幅器２５の電力効率が低下する一方で、増幅器２５の歪特性は改善される。
When the power value of the PD signal is equal to or greater than the threshold value TH and the bandwidth is 60 MHz, the
上記のように、一般に、広帯域の方が狭帯域よりも増幅器２５の歪特性が悪く、逆に、狭帯域の方が広帯域よりも増幅器２５の電力効率が悪い傾向にある。このため、送信信号ｘ（ｔ）の帯域幅が狭帯域（ここでは、２０ＭＨｚ）である場合には、増幅器２５の電力効率を上げるように増幅器２５の出力インピーダンスを制御するのが好ましい。逆に、送信信号ｘ（ｔ）の帯域幅が広帯域（ここでは、６０ＭＨｚ）である場合には、増幅器２５の歪特性を改善するように増幅器２５の出力インピーダンスを制御するのが好ましい。
As described above, in general, the distortion characteristics of the
そこで、制御例１では、以上のようにして、送信信号ｘ（ｔ）のキャリアの帯域幅に応じて増幅器２５の出力インピーダンスを制御する。これにより、増幅器２５の電力効率と、増幅器２５の歪特性とのバランスを図って両者を最適化することができる。
Therefore, in the control example 1, as described above, the output impedance of the
＜制御例２（図５）＞
制御例２では、送信信号ｘ（ｔ）が複数の互いに異なるキャリア周波数の信号を含むマルチキャリア信号である場合について説明する。例えば、送信信号ｘ（ｔ）は、キャリア周波数ｆ１の信号とキャリア周波数ｆ２（ｆ１＜ｆ２）の信号とを含む。この場合、キャリア情報は、キャリア周波数ｆ１及びキャリア周波数ｆ２を示す。ここで、「ｆ２−ｆ１」は、送信信号ｘ（ｔ）におけるキャリアの周波数間隔になる。つまり、キャリア情報には、送信信号ｘ（ｔ）の複数のキャリアの周波数間隔（以下では「キャリア間隔」と呼ぶことがある）が示されている。ここでは、キャリア間隔の一例として、６０ＭＨｚと２０ＭＨｚの二通りのキャリア間隔を挙げる。６０ＭＨｚは広いキャリア間隔の一例であり、２０ＭＨｚは狭いキャリア間隔の一例である。ここでは、キャリア間隔が６０ＭＨｚの場合でも２０ＭＨｚの場合でも、送信信号ｘ（ｔ）の中心周波数は同一であるとする。
<Control example 2 (FIG. 5)>
In Control Example 2, a case will be described in which the transmission signal x (t) is a multicarrier signal including a plurality of signals having different carrier frequencies. For example, the transmission signal x (t) includes a signal having a carrier frequency f1 and a signal having a carrier frequency f2 (f1 <f2). In this case, the carrier information indicates the carrier frequency f1 and the carrier frequency f2. Here, “f2-f1” is the frequency interval of the carrier in the transmission signal x (t). That is, the carrier information indicates the frequency interval (hereinafter sometimes referred to as “carrier interval”) of a plurality of carriers of the transmission signal x (t). Here, two examples of carrier intervals of 60 MHz and 20 MHz are given as examples of the carrier interval. 60 MHz is an example of a wide carrier interval, and 20 MHz is an example of a narrow carrier interval. Here, it is assumed that the center frequency of the transmission signal x (t) is the same whether the carrier interval is 60 MHz or 20 MHz.
図５に示すように、インピーダンス制御部２２１は、キャリア間隔が２０ＭＨｚの場合（つまり、キャリア間隔が狭い場合）は、スイッチＳ１をオンにし、スイッチＳ２をオフにする。一方で、インピーダンス制御部２２１は、キャリア間隔が６０ＭＨｚの場合（つまり、キャリア間隔が広い場合）は、スイッチＳ１をオフにし、スイッチＳ２をオンにする。制御例１と同様に、例えば、スイッチＳ１がオンで、スイッチＳ２がオフのときに増幅器２５の出力インピーダンスが２２.５ΩになるようにコンデンサＣ１の容量が設定されている。また、制御例１と同様に、例えば、スイッチＳ１がオフで、スイッチＳ２がオンのときに増幅器２５の出力インピーダンスが２７.５ΩになるようにコンデンサＣ２の容量が設定されている。
As shown in FIG. 5, when the carrier interval is 20 MHz (that is, when the carrier interval is narrow), the
よって、ＰＤ信号の電力値が閾値ＴＨ以上で、かつ、キャリア間隔が２０ＭＨｚの場合は、インピーダンス制御部２２１によって、増幅器２５の出力インピーダンスが２２.５Ωに制御される。つまり、キャリア間隔が２０ＭＨｚの場合は、増幅器２５の出力インピーダンスが２５Ωから２２.５Ωに減少するように制御される。よって、キャリア間隔が２０ＭＨｚの場合（つまり、キャリア間隔が狭い場合）は、増幅器２５の出力インピーダンスが２５Ωのときに比べて、増幅器２５の歪特性が劣化する一方で、増幅器２５の電力効率が上がって消費電力が抑制される。
Therefore, when the power value of the PD signal is greater than or equal to the threshold value TH and the carrier interval is 20 MHz, the
また、ＰＤ信号の電力値が閾値ＴＨ以上で、かつ、キャリア間隔が６０ＭＨｚの場合は、インピーダンス制御部２２１によって、増幅器２５の出力インピーダンスが２７.５Ωに制御される。つまり、キャリア間隔が６０ＭＨｚの場合は、増幅器２５の出力インピーダンスが２５Ωから２７.５Ωに増加するように制御される。よって、キャリア間隔が６０ＭＨｚの場合（つまり、キャリア間隔が広い場合）は、増幅器２５の出力インピーダンスが２５Ωのときに比べて、増幅器２５の電力効率が低下する一方で、増幅器２５の歪特性は改善される。
When the power value of the PD signal is greater than or equal to the threshold value TH and the carrier interval is 60 MHz, the
ここで、一般に、キャリア間隔が広いときの方がキャリア間隔が狭いときよりも増幅器２５の歪特性が悪く、逆に、キャリア間隔が狭いときの方がキャリア間隔が広いときよりも増幅器２５の電力効率が悪い傾向にある。このため、送信信号ｘ（ｔ）のキャリア間隔が狭い場合（ここでは、２０ＭＨｚの場合）は、増幅器２５の電力効率を上げるように増幅器２５の出力インピーダンスを制御するのが好ましい。逆に、送信信号ｘ（ｔ）のキャリア間隔が広い場合（ここでは、６０ＭＨｚの場合）は、増幅器２５の歪特性を改善するように増幅器２５の出力インピーダンスを制御するのが好ましい。
Here, generally, when the carrier interval is wide, the distortion characteristics of the
そこで、制御例２では、以上のようにして、送信信号ｘ（ｔ）のキャリア間隔に応じて増幅器２５の出力インピーダンスを制御する。これにより、増幅器２５の電力効率と、増幅器２５の歪特性とのバランスを図って両者を最適化することができる。
Therefore, in the control example 2, as described above, the output impedance of the
＜制御例３（図６）＞
制御例３では、キャリア情報が、送信信号ｘ（ｔ）のキャリアの周波数位置（以下では「キャリア位置」と呼ぶことがある）を示す場合について説明する。ここでは、キャリア位置の一例として、８００ＭＨｚと１.５ＧＨｚの二通りのキャリア位置を挙げる。８００ＭＨｚは低周波の一例であり、１.５ＧＨｚは高周波の一例である。
<Control Example 3 (FIG. 6)>
In Control Example 3, a case will be described in which the carrier information indicates the frequency position of the carrier of the transmission signal x (t) (hereinafter sometimes referred to as “carrier position”). Here, as an example of the carrier position, two types of carrier positions of 800 MHz and 1.5 GHz are given. 800 MHz is an example of a low frequency, and 1.5 GHz is an example of a high frequency.
図６に示すように、インピーダンス制御部２２１は、キャリア位置が８００ＭＨｚ（つまり、低周波）の場合は、スイッチＳ１をオンにし、スイッチＳ２をオフにする。一方で、インピーダンス制御部２２１は、キャリア位置が１.５ＧＨｚ（つまり、高周波）の場合は、スイッチＳ１をオフにし、スイッチＳ２をオンにする。ここでは、キャリア位置が８００ＭＨｚであるときにスイッチＳ１がオンでスイッチＳ２がオフであると、増幅器２５の出力インピーダンスが２５ΩになるようにコンデンサＣ１の容量が設定されている。また、キャリア位置が１.５ＧＨｚであるときにスイッチＳ１がオフでスイッチＳ２がオンであると、増幅器２５の出力インピーダンスが２５ΩになるようにコンデンサＣ２の容量が設定されている。
As shown in FIG. 6, when the carrier position is 800 MHz (that is, low frequency), the
つまり、インピーダンス制御部２２１は、キャリア位置が低周波の場合は、低周波での歪特性を改善するために、低周波に対して増幅器２５の出力インピーダンスが最適になるようにインピーダンス変換器２５７を制御する。一方で、インピーダンス制御部２２１は、キャリア位置が高周波の場合は、高周波での歪特性を改善するために、高周波に対して増幅器２５の出力インピーダンスが最適になるようにインピーダンス変換器２５７を制御する。これにより、キャリア位置が低周波の場合でも高周波の場合でも、良好な歪特性を得ることができる。
That is, when the carrier position is at a low frequency, the
［実施例２］
＜基地局の構成例＞
図７は、実施例２の基地局の構成例を示す図である。図７に示す基地局２は、制御装置１０と、ＲＲＨ３０とを有する。ＲＲＨ３０は、無線通信装置の一例である。
[Example 2]
<Configuration example of base station>
FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration example of a base station according to the second embodiment. The base station 2 illustrated in FIG. 7 includes a
ＲＲＨ３０は、実施例１のＲＲＨ２０の構成（図１）に加え、さらに、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）部３０１と、ＡＣＰ測定部３０３と、バイアス電圧制御部３０５とを有する。
The
ＦＦＴ部３０１にはフィードバック信号ｚ（ｔ）が入力され、ＦＦＴ部３０１は、入力されたフィードバック信号ｚ（ｔ）に対してＦＦＴを行う。このＦＦＴにより、サンプリング周期をΔｔとすれば、周波数Δｆ（＝１／Δｔ・Ｎ）間隔でＮ／２個のスペクトルが得られる。ＦＦＴ部３０１は、ＦＦＴにより得たスペクトルをＡＣＰ測定部３０３へ出力する。
A feedback signal z (t) is input to the
ＡＣＰ測定部３０３は、ＦＦＴ部３０１から入力されるスペクトルを用いて、フィードバック信号ｚ（ｔ）（つまり、増幅器２５での増幅後の信号）のＡＣＰを測定する。ＡＣＰ測定部３０３は、隣接チャネルの周波数帯域に属するスペクトルを加算してＡＣＰを測定する。このとき、ＡＣＰ測定部３０３は、隣接チャネルの周波数範囲のうち、ＡＣＰの測定対象となる周波数（以下では「対象周波数」と呼ぶことがある）においてＡＣＰを測定する。対象周波数は、バイアス電圧制御部３０５によって設定される。ＡＣＰ測定部３０３は、対象周波数において測定したＡＣＰの値をバイアス電圧制御部３０５へ出力する。
The
バイアス電圧制御部３０５には、ＢＢＵ１１からキャリア情報が入力される。バイアス電圧制御部３０５は、入力されたキャリア情報に基づいて、対象周波数をＡＣＰ測定部３０３に設定する。また、バイアス電圧制御部３０５は、設定した対象周波数においてＡＣＰ測定部３０３によって測定されたＡＣＰの値に基づいて、キャリアアンプ２５３及びピークアンプ２５５（つまり、増幅器２５）のバイアス電圧を制御する。
Carrier information is input from the BBU 11 to the bias
＜バイアス電圧の制御例＞
図８は、実施例２のバイアス電圧の制御例の説明に供する図である。送信信号ｘ（ｔ）のキャリアＣＡに隣接してチャネルＣＨ１１，ＣＨ１２，ＣＨ１３，ＣＨ２１，ＣＨ２２，ＣＨ２３の各チャネルが存在する。チャネルＣＨ１１，ＣＨ１２，ＣＨ１３，ＣＨ２１，ＣＨ２２，ＣＨ２３のうち、チャネルＣＨ１１，ＣＨ２１は、キャリアＣＡに最も近接する「最近接チャネル」である。対象周波数が最近接チャネルである場合、ＡＣＰ測定部３０３は、チャネルＣＨ１１のＡＣＰを測定しても良く、チャネルＣＨ２１のＡＣＰを測定しても良く、または、チャネルＣＨ１１のＡＣＰとチャネルＣＨ２１のＡＣＰとの平均値を測定値としても良い。
<Example of bias voltage control>
FIG. 8 is a diagram for explaining a bias voltage control example according to the second embodiment. Channels CH11, CH12, CH13, CH21, CH22, and CH23 exist adjacent to the carrier CA of the transmission signal x (t). Of the channels CH11, CH12, CH13, CH21, CH22, and CH23, the channels CH11 and CH21 are “nearest channels” closest to the carrier CA. When the target frequency is the closest channel, the
バイアス電圧制御部３０５は、ＡＣＰ測定部３０３によって測定されたＡＣＰの値ｐに基づいて増幅器２５のバイアス電圧Ｖｂを制御する。バイアス電圧制御部３０５は、以下の式（１）に従って、所定値βに対するＡＣＰの値ｐの差分値αを算出する。所定値βは、例えば、増幅器２５におけるＡＣＰのスペック値である。
α＝β−ｐ …（１）
Bias
α = β−p (1)
よって、差分値αが正の値になるときは、ＡＣＰの値ｐがスペック値βより小さいとき、つまり、増幅器２５の歪特性にマージンがあるときである。また、差分値αが負の値になるときは、ＡＣＰの値ｐがスペック値βより大きいとき、つまり、増幅器２５の歪特性がスペックを満たしていないときである。
Therefore, the difference value α is a positive value when the ACP value p is smaller than the specification value β, that is, when the distortion characteristic of the
そこで、バイアス電圧制御部３０５は、差分値αに応じてバイアス電圧ＶｂをΔＶｂだけ変化させる。図９は、実施例２のバイアス電圧制御テーブルの一例を示す図である。図９に示すバイアス電圧制御テーブルはＲＲＨ３０が有するメモリ（図示せず）に記憶されており、バイアス電圧制御テーブルには、差分値αの複数の範囲にそれぞれ対応するΔＶｂ（ＨＥＸ値）が予め設定されている。バイアス電圧制御部３０５は、差分値αを用いてバイアス電圧制御テーブルを参照し、差分値αに対応するΔＶｂだけ増幅器２５のバイアス電圧Ｖｂを変化させる。例えば、差分値αが１.５であるときは、バイアス電圧制御部３０５は、増幅器２５のバイアス電圧ＶｂをΔＶｂ＝０００４（ＨＥＸ値）だけ減少させる。また例えば、差分値αが−０.８であるときは、バイアス電圧制御部３０５は、増幅器２５のバイアス電圧ＶｂをΔＶｂ＝０００２（ＨＥＸ値）だけ増加させる。
Therefore, the bias
このように、バイアス電圧制御部３０５が差分値αに応じてバイアス電圧Ｖｂを増加または減少させることにより、ＡＣＰ測定部３０３によって測定されるＡＣＰの値ｐがスペック値βに近づく。すなわち、差分値αが正の値になるとき、つまり、増幅器２５の歪特性にマージンがあるときは、バイアス電圧Ｖｂを減少させることにより、増幅器２５の歪特性を劣化させる一方で、増幅器２５の電力効率を向上させて消費電力を抑制する。また、差分値αが負の値になるとき、つまり、増幅器２５の歪特性がスペックを満たしていないときは、バイアス電圧Ｖｂを増加させることにより、増幅器２５の歪特性を改善する。これにより、増幅器２５の電力効率と、増幅器２５の歪特性とのバランスを図って両者を最適化することができる。
Thus, the bias
＜対象周波数の設定例＞
図１０〜１２は、実施例２の対象周波数の設定の一例を示す図である。以下、設定例１〜３について説明する。
<Setting example of target frequency>
FIGS. 10-12 is a figure which shows an example of the setting of the object frequency of Example 2. FIGS. Hereinafter, setting examples 1 to 3 will be described.
＜設定例１（図１０）＞
設定例１では、キャリア情報が、送信信号ｘ（ｔ）のキャリアの帯域幅を示す場合について説明する。ここでは、キャリアの帯域幅の一例として、６０ＭＨｚと２０ＭＨｚの二通りの帯域幅を挙げる。６０ＭＨｚは広帯域の一例であり、２０ＭＨｚは狭帯域の一例である。ここでは、帯域幅が６０ＭＨｚの場合でも２０ＭＨｚの場合でも、送信信号ｘ（ｔ）の中心周波数は同一であるとする。図１０に示すように、バイアス電圧制御部３０５は、帯域幅が６０ＭＨｚの場合でも２０ＭＨｚの場合でも、対象周波数を最近接チャネルに設定する。対象周波数を最近接チャネルに設定するのは、通常、ＡＣＰのうち最近接チャネルにおけるＡＣＰが最大になるからである。
<Setting example 1 (FIG. 10)>
In setting example 1, a case where the carrier information indicates the bandwidth of the carrier of the transmission signal x (t) will be described. Here, two examples of bandwidths of 60 MHz and 20 MHz are given as examples of the carrier bandwidth. 60 MHz is an example of a wide band, and 20 MHz is an example of a narrow band. Here, it is assumed that the center frequency of the transmission signal x (t) is the same regardless of whether the bandwidth is 60 MHz or 20 MHz. As shown in FIG. 10, the bias
＜設定例２（図１１）＞
設定例２では、送信信号ｘ（ｔ）が複数の互いに異なるキャリア周波数の信号を含むマルチキャリア信号であり、キャリア情報がキャリア間隔を示す場合について説明する。図１１に示すように、バイアス電圧制御部３０５は、キャリア間隔Ｌが０である場合、つまり、２つのキャリアが接している場合は、対象周波数を最近接チャネルに設定する。一方で、バイアス電圧制御部３０５は、キャリア間隔Ｌが０より大きい場合、つまり、２つのキャリアが離れた位置にある場合は、対象周波数を、キャリア間隔Ｌの中間周波数、つまり、キャリア間隔Ｌの２分の１の周波数に設定する。対象周波数をキャリア間隔Ｌの中間周波数に設定するのは、２つのキャリアからのＡＣＰが合成された結果、合成後のＡＣＰがキャリア間隔Ｌの中間周波数において最大になる場合が多いと想定されるからである。
<Setting example 2 (FIG. 11)>
In setting example 2, a case where the transmission signal x (t) is a multicarrier signal including a plurality of signals having different carrier frequencies and the carrier information indicates a carrier interval will be described. As shown in FIG. 11, when the carrier interval L is 0, that is, when two carriers are in contact with each other, the bias
＜設定例３（図１２）＞
設定例３では、キャリア情報が、送信信号ｘ（ｔ）のキャリア位置を示す場合について説明する。ここでは、キャリア位置の一例として、８００ＭＨｚと１.５ＧＨｚの二通りのキャリア位置を挙げる。８００ＭＨｚは低周波の一例であり、１.５ＧＨｚは高周波の一例である。図１２に示すように、バイアス電圧制御部３０５は、周波数位置が８００ＭＨｚの場合でも１.５ＧＨｚの場合でも、対象周波数を最近接チャネルに設定する。
<Setting example 3 (FIG. 12)>
In setting example 3, a case where the carrier information indicates the carrier position of the transmission signal x (t) will be described. Here, as an example of the carrier position, two types of carrier positions of 800 MHz and 1.5 GHz are given. 800 MHz is an example of a low frequency, and 1.5 GHz is an example of a high frequency. As shown in FIG. 12, the bias
設定例１〜３の何れにおいても、ＡＣＰが最大になるチャネルに対象周波数が設定されるので、上記のようなバイアス電圧の制御に対し、最適な対象周波数を設定することができる。 In any of the setting examples 1 to 3, since the target frequency is set to the channel where the ACP is maximum, the optimal target frequency can be set for the bias voltage control as described above.
［他の実施例］
ＲＲＨ２０，３０は、例えば、次のようなハードウェア構成により実現することができる。図１３は、ＲＲＨのハードウェア構成例を示す図である。図１３に示すように、ＲＲＨ２０，３０は、ハードウェアの構成要素として、プロセッサ５１と、メモリ５２と、無線通信モジュール５３とを有する。プロセッサ５１の一例として、ＣＰＵ（Central Processing Unit），ＤＳＰ（Digital Signal Processor），ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等が挙げられる。また、ＲＲＨ２０，３０は、プロセッサ５１と周辺回路とを含むＬＳＩ（Large Scale Integrated circuit）を有してもよい。メモリ５２の一例として、ＳＤＲＡＭ等のＲＡＭ，ＲＯＭ，フラッシュメモリ等が挙げられる。
[Other embodiments]
The
例えば、ＤＡＣ２０３と、アップコンバータ２０５と、分配器２５１と、増幅器２５と、インピーダンス変換器２５７と、カプラ２１３と、アンテナ２１５と、ダウンコンバータ２１７と、ＡＤＣ２１９とは、無線通信モジュール５３により実現される。また例えば、歪補償部２０１と、インピーダンス制御部２２１と、ＦＦＴ部３０１と、ＡＣＰ測定部３０３と、バイアス電圧制御部３０５とは、プロセッサ５１により実現される。また例えば、図９に示すようなバイアス電圧制御テーブルはメモリ５２に記憶される。
For example, the
１，２ 基地局
１０ 制御装置
１１ ＢＢＵ
２０，３０ ＲＲＨ
２５ 増幅器
２５１ 分配器
２５３ キャリアアンプ
２５５ ピークアンプ
２５７ インピーダンス変換器
２２１ インピーダンス制御部
３０１ ＦＦＴ部
３０３ ＡＣＰ測定部
３０５ バイアス電圧制御部
1, 2
20, 30 RRH
25
Claims (6)
前記送信信号のキャリアの周波数に関する情報であるキャリア情報に基づいて、前記増幅器の出力インピーダンスを制御するインピーダンス制御部と、
を具備する無線通信装置。 An amplifier for amplifying the power of the transmission signal;
Based on carrier information that is information on the frequency of the carrier of the transmission signal, an impedance control unit that controls the output impedance of the amplifier;
A wireless communication apparatus comprising:
前記インピーダンス制御部は、前記帯域幅に応じて前記出力インピーダンスを制御する、
請求項１に記載の無線通信装置。 The carrier information indicates a bandwidth of the carrier;
The impedance control unit controls the output impedance according to the bandwidth;
The wireless communication apparatus according to claim 1.
前記インピーダンス制御部は、前記周波数間隔に応じて前記出力インピーダンスを制御する、
請求項１に記載の無線通信装置。 The carrier information indicates a frequency interval between the plurality of carriers,
The impedance control unit controls the output impedance according to the frequency interval.
The wireless communication apparatus according to claim 1.
前記インピーダンス制御部は、前記周波数位置に応じて前記出力インピーダンスを制御する、
請求項１に記載の無線通信装置。 The carrier information indicates a frequency position of the carrier,
The impedance control unit controls the output impedance according to the frequency position.
The wireless communication apparatus according to claim 1.
前記キャリア情報に基づいて前記対象周波数を設定し、前記対象周波数において前記測定部によって測定された前記隣接チャネル漏洩電力の値に応じて、前記増幅器のバイアス電圧を制御するバイアス電圧制御部と、
をさらに具備する請求項１に記載の無線通信装置。 A measurement unit that measures the adjacent channel leakage power of the signal amplified by the amplifier at a target frequency that is a frequency to be measured;
A bias voltage controller configured to set the target frequency based on the carrier information and control a bias voltage of the amplifier according to a value of the adjacent channel leakage power measured by the measurement unit at the target frequency;
The wireless communication device according to claim 1, further comprising:
請求項５に記載の無線通信装置。 The bias voltage control unit approaches the value of the adjacent channel leakage power to a predetermined value by controlling the bias voltage;
The wireless communication apparatus according to claim 5.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP2015117016A JP6606877B2 (en) | 2015-06-09 | 2015-06-09 | Wireless communication device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
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| JP2017005478A true JP2017005478A (en) | 2017-01-05 |
| JP6606877B2 JP6606877B2 (en) | 2019-11-20 |
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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