JP2016506543A - デジタルオーディオ信号におけるプリエコーの効率的な減衰 - Google Patents

Abstract

本発明は、変換復号化によって復号化されたデジタルオーディオ信号においてプリエコーの減衰を処理する方法に関する。上記の方法は、所定の分割基準に従って、復号化された信号を少なくとも２つのサブ信号に分割するステップ（Ｅ６０３）と、サブ信号ごとに、かつ以前に判定されたプリエコー帯のサンプルごとに、減衰係数を算出するステップ（Ｅ６０４）と、減衰係数をサブ信号に適用することによって、サブ信号の各々のプリエコー帯においてプリエコーを減衰させるステップ（Ｅ６０５）と、減衰されたサブ信号を足し合わせることによって、減衰された信号を生成するステップ（Ｅ６０６）とを有する。また、本発明は、説明した方法の各ステップを実行する処理デバイス、およびそのようなデバイスを備える復号器に関する。

Description

本発明は、デジタルオーディオ信号を復号化するときにプリエコーの減衰を処理する方法およびデバイスに関する。

例えば、それが固定ネットワークまたはモバイルネットワークであるかに関わらず、電気通信ネットワーク上でのデジタルオーディオ信号の伝送のために、または信号の記憶のために、一般的に線形予測型による時間符号化、または変換型による周波数符号化の符号化システムを実装することには、圧縮（または、ソース符号化）処理が含まれる。

よって、本発明の主題である方法及び装置は、音声信号、特に周波数変換によって符号化されたデジタルオーディオ信号の圧縮の範囲内にある。

図１は、例示として、従来技術による、重複−加算（ｏｖｅｒｌａｐ−ａｄｄｉｔｉｏｎ）による分析−合成を含む、変換によるデジタルオーディオ信号の符号化および復号化の概略図を表す。

衝突音（ｐｅｒｃｕｓｓｉｏｎｓ）などのある音の系列（ｍｕｓｉｃａｌ ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ）、および破裂音などのあるスピーチセグメント（／ｋ／、／ｔ／、など）は、数個のサンプルの空間における信号のダイナミックレンジの非常に急速な遷移、および非常に強い変動となる、きわめて急激な立ち上がりによって特徴付けられる。例示的な遷移は、図１において、サンプル４１０によって与えられる。

符号化／復号化処理のために、入力信号は、長さＬのサンプルのブロックに細分化され、図１においては、その境界が垂直の点線によって表される。入力信号は、ｘ（ｎ）で表され、ｎは、サンプルのインデックスである。連続するブロック（またはフレーム）への分断は、ブロックｘ_Ｎ（ｎ）＝［ｘ（Ｎ．Ｌ）．．．ｘ（Ｎ．Ｌ＋Ｌ−１）］＝［ｘ_Ｎ（０）．．．ｘ_Ｎ（Ｌ−１）］を定義することをもたらし、ここで、Ｎは、ブロック（またはフレーム）のインデックスであり、Ｌは、フレームの長さである。図１においては、Ｌ＝１６０のサンプルである。修正離散コサイン変換（ＭＤＣＴ）のケースでは、２つのブロックＸ_Ｎ（ｎ）およびＸ_Ｎ＋１（ｎ）がともに分析されて、インデックスＮのフレームと関連付けられた、変換された係数のブロックを与え、かつ分析窓は正弦曲線となる。

変換符号化によって適用される、フレームとも称されるブロックへの分割は、全体として音声信号から独立しており、したがって、遷移は、分析窓の任意のポイントで現れることがある。ここで、変換復号化の後、再構築された信号は、量子化（Ｑ）−逆量子化（Ｑ^−１）操作により生じる「雑音」（または歪み）の影響を受ける。この符号化雑音は、変換されたブロックの媒体時間全体にわたって、すなわち、サンプルの長さ２Ｌ（長さＬのサンプルが重複する）の窓の全体の長さにわたって、比較的一定の方法で、時間的に分散される。符号化雑音のエネルギーは、概して、ブロックのエネルギーと比例し、かつ符号化／復号化ビットレートの関数である。

（図１のブロック３２０〜４８０のような）立ち上がりを含むブロックに対して、信号のエネルギーは高く、したがって、雑音は高いレベルにある。

変換符号化において、符号化雑音のレベルは主として、遷移の直後に続く高エネルギーのセグメントに対する信号のレベルよりも低いが、特に遷移に先行する部分（図１のサンプル１６０〜４１０）にわたって、符号化雑音のレベルは、より低いエネルギーのセグメントに対する信号のレベルよりは高い。上述した部分に対して、信号対雑音比は負であり、かつその結果生じる劣化は、リスニング時に、非常に煩わしく感じられることがある。遷移に先立つ符号化雑音は、プリエコーと称され、遷移に続く符号化雑音は、ポストエコーと称される。

図１では、プリエコーが、遷移よりも前のフレームに影響を及ぼすとともに、その遷移が発生するフレームにも影響を及ぼすことを理解することができる。

サイコアコースティック（Ｐｓｙｃｈｏ−ａｃｏｕｓｔｉｃ）の実験は、人間の耳が、数ミリ秒の次元である、非常に限られた、時間的な音のプリマスキング（逆行マスキング）を行うことを示した。立ち上がりよりも前の雑音、すなわちプリエコーは、プリエコーの期間がプリマスキング期間よりも大きいときに聞き取り可能である。

また、人間の耳は、高エネルギーの系列から低エネルギーの系列に遷移する際に、５〜６０ミリ秒のさらに長い期間のポストマスキング（順行マスキング）を行う。したがって、ポストエコーに対する許容可能な不快感の程度またはレベルは、プリエコーに対するものよりもさらに大きい。

サンプル数の観点からは、ブロックの長さが非常に大きいときに、より重大なプリエコーの現象が特に悩ましい。ここで、変換符号化では、定常信号に関して、変換の長さが増大すると、符号化利得がさらに大きくなることが知られている。固定されたサンプリング周波数および固定されたビットレートで、窓のポイントの数（したがって、変換の長さ）が増加する場合、サイコアコースティックモデルによって、有益であると思われるフレームごとの符号に対するビットおよび周波数波線が多くなり、よって、大きな長さのブロックを使用することの利点がある。例えば、ＭＰＥＧ ＡＡＣ（Ａｄｖａｎｃｅｄ Ａｕｄｉｏ Ｃｏｄｉｎｇ）は、２０４８個の固定数のサンプルを含み、すなわちサンプリング周波数が３２ｋＨｚの場合に６４ｍｓの期間にわたって、大きな長さの窓を使用する。中間窓（遷移窓と称される）を通じて、それらの長い窓から８つの短い窓に切り替えることを可能にすることによって、プリエコーの問題が管理され、それは、遷移の存在を検知し、かつ窓を適合させるのに、符号化において一定の遅延を要する。したがって、それらの短い窓の長さは２５６個のサンプルである（３２ｋＨｚで８ｍｓ）。低ビットレートでは、数ｍｓの可聴プリエコーが未だに存在する可能性がある。窓の切り替えによって、プリエコーを減衰させることが可能になるが、それを除去することができない。ＩＴＵ−Ｔ Ｇ．７２２．１、Ｇ．７２２．１Ｃ、またはＧ．７１９などの会話型用途で使用される変換符号器は、１６、３２、または４８ｋＨｚ（それぞれ）において、２０ｍｓのフレーム長および４０ｍｓの期間の窓を使用することが多い。ＩＴＵ−Ｔ Ｇ．７１９符号器は、過渡検出を有する窓切替機構を組み込むが、低ビットレート（主として、３２ｋｂｉｔ／ｓ）では、プリエコーは完全に減少しないことが分かる。

上述したプリエコー現象の悩ましい影響を減少させるために、符号器および／または復号器レベルで様々な解決法が提案されてきた。

窓の切り替えは既に述べたが、それは、現在のフレームにおいて使用される窓のタイプを特定する補助情報を伝送することが伴う。別の解決法は、適応フィルタリングを適用することを含む。立ち上がりに先行する帯域（ｚｏｎｅ）では、再構築された信号が、元の信号の合計および量子化雑音の合計として見られる。

対応するフィルタリング技術が、文献「Ｈｉｇｈ Ｑｕａｌｉｔｙ Ａｕｄｉｏ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ Ｃｏｄｉｎｇ ａｔ ６４ｋｂｉｔｓ」（非特許文献１）において説明されている。

このようなフィルタリングの実装は、パラメータの知識であって、その一部が、予測係数、およびプリエコーによって破損される信号の不一致のような、雑音サンプルから復号器上で推測されるパラメータの知識を伴う。一方、元の信号のエネルギーなどの情報を、符号器のみに知らせることができ、結果的に伝送しなければならない。このことは、制限されたビットレートで、変換符号化に割り当てられた相対的な量（ｂｕｄｇｅｔ）を減少させる追加情報を伝送することを伴う。受信したブロックが、ダイナミックレンジの急激な変動を含むとき、フィルタリング処理がそれに適用される。

上述したフィルタリング処理によっては、元の信号を取り出すことはできないが、プリエコーを大きく減少させることができる。しかしながら、このことは、追加パラメータを復号器に伝送することを伴う。

上述した解決法とは異なり、情報の特定の伝送を行わない異なるプリエコー減少技術が提案されてきた。例えば、階層型符号化との関連におけるプリエコーの減少の検討が、文献「Ｐｒｅ−ｅｃｈｏ ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ ｉｎ ｔｈｅ ＩＴＵ−Ｔ Ｇ．７２９．１ ｅｍｂｅｄｄｅｄ ｃｏｄｅｒ」（非特許文献２）で提示されている。

補助情報なしのプリエコー減衰方法の典型的な例は、仏国特許出願第０８５６２４８号（特許文献１）で説明されている。この例では、遷移または立ち上がりが検出されたサブブロックに先行する低エネルギーのサブブロックにおいて、サブブロックごとに減衰係数が判定される。

ｋ番目のサブブロックにおける減衰係数ｇ（ｋ）は、例えば、最も強いエネルギーのサブブロックのエネルギーと、該当のｋ番目のサブブロックのエネルギーとの間の比率Ｒ（ｋ）に応じて算出され、
ｇ（ｋ）＝ｆ（Ｒ（ｋ））
であり、ここで、ｆは、０から１の間の値を有する減少関数であり、ｋは、サブブロックの番号である。係数ｇ（ｋ）の他の定義が、例えば、現在のサブブロックにおけるエネルギーＥｎ（ｋ）および先行するサブブロックにおけるエネルギーＥｎ（ｋ−１）に応じて可能である。

サブブロックのエネルギーが、現在のフレームにあると見なされるサブブロックにおける最大エネルギーに対してほとんど変動しない場合、減衰は必要ではなく、係数ｇ（ｋ）は、減衰を抑止する減衰係数、すなわち１に設定される。そうでなければ、減衰係数は０から１の間にある。

ほとんどのケースでは、とりわけプリエコーが煩わしいとき、プリエコーフレームに先行するフレームは、低エネルギーのセグメント（主として、背景雑音）のエネルギーに相当する均一のエネルギーを有する。経験から、プリエコー減衰処理の後に、信号のエネルギーが、処理帯よりも前の信号の（サブブロックごとの）平均エネルギーよりも大きくなることは有益でなく、望ましいことでもない。平均エネルギーは、主として、

で表される先行するフレームの平均エネルギー、または

で表される先行するフレームの後ろ半分の平均エネルギーである。

処理されるインデックスｋのサブブロックに対し、処理されるサブブロックに先行するセグメントのサブブロックごとの平均エネルギーと同一のエネルギーを正確に得るために、ｌｉｍ_ｇ（ｋ）で表される、減衰係数の制限値を算出することが可能である。この値はもちろん、ここで対象となる減衰値であるので、１の最大値に制限される。特にここでは、以下が定義され、

先行するセグメントの平均エネルギーは、値

によって近似される。

よって、値ｌｉｍ_ｇ（ｋ）は、サブブロック減衰係数の最終的な算出において、下限としての役割を果たし、したがって、以下のように使用される。
ｇ（ｋ）＝ｍａｘ（ｇ（ｋ），ｌｉｍ_ｇ（ｋ））

サンプルごとに適用される関数を平滑化することによって、サブブロックごとに判定される減衰係数（または利得）ｇ（ｋ）を平滑化して、ブロックの境界における減衰係数の急激な変動を回避することができる。

例えば、サンプルごとの利得を、区分的に一定の（ｐｉｅｃｅｗｉｓｅ ｃｏｎｓｔａｎｔ）関数
ｇ_ｐｒｅ（ｎ）＝ｇ（ｋ），ｎ＝ｋＬ’，・・・，（ｋ＋１）Ｌ’−１
として最初に定義することが可能であり、ここで、Ｌ’はサブブロックの長さを表す。

そして、関数は、以下の式によって平滑化され、
ｇ_ｐｒｅ（ｎ）：＝αｇ_ｐｒｅ（ｎ−１）＋（１−α）ｇ_ｐｒｅ（ｎ），ｎ＝０，・・・，Ｌ−１
上記式は、ｇ_ｐｒｅ（−１）が、先行するサブブロックの最後のサンプルに対して得られた最後の減衰係数であり、αは平滑化係数であり、主としてα＝０．８５である、という規則を有する。

例えば、ｕのサンプル上での線形クロスフェージングなどの他の平滑化関数

が可能であり、ｇ_ｐｒｅ’（ｎ）は非平滑化減衰であり、ｇ_ｐｒｅ（ｎ）は平滑化減衰であり、ｎ＝−（ｕ−１），・・・，−１を有するｇ_ｐｒｅ’（ｎ）は、先行するサブブロックの最後のサンプルに対して得られた最後のｕ−１の減衰係数である。例えば、ｕ＝５とすることが可能である。

よって、係数ｇ_ｐｒｅ（ｎ）が算出されると、各サンプルに、対応する係数を乗算することによって、現在のフレームで再構築された信号ｘ_ｒｅｃ（ｎ）に関してプリエコーの減衰が行われ、
ｘ_{ｒｅｃ，ｇ}（ｎ）＝ｇ_ｐｒｅ（ｎ）ｘ_ｒｅｃ（ｎ），ｎ＝０，・・・，Ｌ−１
であり、ｘ_{ｒｅｃ，ｇ}（ｎ）は、プリエコー減少によって復号化および後処理される信号である。

図２および図３は、上述し、かつ先で要約した、従来技術の特許出願において説明された減衰方法の実装を示す。

これらの例では、信号は３２ｋＨｚでサンプリングされ、フレームの長さがＬ＝６４０のサンプルであり、各フレームは、Ｋ＝８０のサンプルの８つのサブブロックに分割される。

図２の部分ａ）では、３２ｋＨｚでサンプリングされた元の信号のフレームが示されている。信号における立ち上がり（または遷移）が、インデックス３２０で始まるサブブロックに位置する。この信号は、ＭＤＣＴ型の変換符号器によって、低ビットレート（２４ｋｂｉｔ／ｓ）で符号化されている。

図２の部分ｂ）では、プリエコー処理なしの複合化の結果が示されている。立ち上がりを含む１つのサブブロックに先行するサブブロックにおいて、サンプル１６０からプリエコーを観測することができる。

図２の部分ｃ）では、上述した従来技術の特許出願で説明された方法によって得られたプリエコー減衰係数の傾向（実線）を示している。点線は平滑化の前の係数を示している。ここで、立ち上がりの位置が、サンプル３８０の周囲で（サンプル３２０およびサンプル４００によって区切られたブロック）で推定されることに留意すべきである。

部分ｄ）は、プリエコー処理（信号ｂ）と信号ｃ）との乗算）の適用後の復号化の結果を示している。実際にプリエコーが減衰されていることを理解することができる。図２はまた、平滑化された係数が、立ち上がり時に１に戻らないことを示しており、それは、立ち上がりの振幅が減少していることを暗に示している。この減少の知覚可能な影響は非常に小さいが、しかしながら、それを回避することができる。図３は、図２と同一の例を示しており、そこでは、平滑化の前に、立ち上がりが位置するサブブロックに先行するサブブロックの数個のサンプルに対して、減衰係数値が１にされる。図３の部分ｃ）は、このような補正の例を示す。

この例では、インデックス３６４から、立ち上がりに先行するサブブロックの最後の１６個のサンプルに、係数値１が割り当てられている。よって、平滑化関数は、立ち上がり時に１に近似した値を有するように係数を次第に増加させる。そして、立ち上がりの振幅は、図３の部分ｄ）で示されるように維持されるが、数個のプリエコーサンプルが減衰されない。

図３の例では、利得の平滑化を理由に、減衰によるプリエコーの減少によっては、プリエコーを立ち上がりのレベルまで減少させることができない。

図３と同一の状況を有する別の例が、図４に示される。この図は、立ち上がりよりも前の信号の本質をより適格に示す２つのフレームを示している。ここで、立ち上がりよりも前の元の信号のエネルギーは、図３によって示されるケースよりも強く（部分ａ））、立ち上がりよりも前の信号は聞き取り可能である（サンプル０〜８５０）。部分ｂ）では、サンプル７００〜８５０の帯で、プリエコー処理なしで復号化された信号のプリエコーを観察することができる。先に説明された減衰制限手順によって、プリエコー帯の信号のエネルギーが、処理帯よりも前の信号の平均エネルギーまで減衰される。部分ｃ）では、エネルギー制限を考慮することによって算出された減衰係数が１に近似し、かつプリエコー帯における信号の正確な平準化にも関わらず、プリエコー処理（信号ｂ）と信号ｃ）との乗算）の適用後に、部分ｄ）上にプリエコーが未だに存在していることを理解することができる。実際には、高周波数成分がこの帯で信号に重ね合わされることを見ることができる波形上で、このプリエコーを明確に区別することができる。

この高周波数成分は、明確にはっきりと聞き取り可能であり、かつ煩わしいものであり、立ち上がりがより不明確になる（図４の部分ｄ））。

この現象の説明は、以下の通りである。（図４に示す）非常に急激で、衝撃的な立ち上がりのケースでは、（立ち上がりを含むフレームにおける）信号のスペクトルはよりホワイトとなり、したがって、多数の高周波数も含む。よって、量子化雑音はまた、拡散され、周波数（ホワイト）では比較的均一であり、かつ高周波数から構成され、これはプリエコー帯よりも前の信号のケースではない。したがって、１つのフレームから他へのスペクトルにおいて急激な変化が存在し、これによってエネルギーが正確なレベルに設定されているにも関わらず、可聴プリエコーをもたらす。

図５ａおよび図５ｂにおいてこの現象を再度示し、図５ａでは、図４の部分ａ）で示された信号に対応する、元の信号のスペクトル図を示し、図５ｂでは、図４の部分ｂ）で示された信号に対応する、従来技術によるプリエコー減衰を有する信号のスペクトル図をそれぞれ示している。

図５ｂの枠の部分では、さらなる可聴プリエコーを明確に見ることができる。

仏国特許出願第０８５６２４８号

Y. Mahieux, J. P. Petit, "High Quality Audio Transform Coding at 64 kbits", IEEE Trans. On Communications Vol 42, No. 11, November 1994 B. Koevesi, S. Ragot, M. Gartner, H. Taddei, "Pre-echo reduction in the ITU-T G.729.1 embedded coder", EUSIPCO, Lausanne, Switzerland, August 2008

したがって、望ましくない高周波数、より一般的には擬似プリエコーを、正確かつ至る所で減衰させることが可能であり、符号器により任意の補助情報が伝送されることがない、復号化においてプリエコーを減衰させる技術の改善の必要性が存在する。

本発明は従来技術の状況を改善する。

この目的を達成するために、本発明は、変換復号化により復号化されたデジタルオーディオ信号においてプリエコーの減衰を処理する方法を扱う。方法は、以下のステップ、すなわち、
− 所定の分割基準に従って、復号化された信号を少なくとも２つのサブ信号に分割するステップと、
− サブ信号ごとに、かつ以前に判定されたプリエコー帯のサンプルごとに、減衰係数を算出するステップと、
− 減衰係数をサブ信号に適用することによって、サブ信号の各々のプリエコー帯においてプリエコーを減衰させるステップと、
− 減衰されたサブ信号を組み合わせることによって、減衰された信号を得るステップと
を有する。

よって、当該方法により、サブ信号の各々に適用される減衰を正確に制御することが可能になる。これらのサブ信号は、選択された分割基準に従って、復号化された信号の特定の特性を表す成分を有する。よって、これらの異なる特性に対して適用される減衰の量を適合させることができる。そして、この復号化された信号におけるプリエコーの減衰は、より正確かつより効果的なものとなる。

本明細書で以下に記載するさまざまな特定の実施態様を、先に定義した方法のステップにおいて、独立して、または互いに組み合わせて追加することができる。

第１の実施態様では、所定の分割基準は周波数基準である。

よって、復号化された信号の周波数特性に減衰が正確に適合される。

特定の実施態様では、復号化された信号の分割は、第１のローパスまたはハイパスフィルタリングによって実行されて、第１のサブ信号が得られる。

したがって、第１のサブ信号は、ローパスフィルタリングのケースでは低周波数成分を含み、またはハイパスフィルタリングのケースでは高周波数成分を含む。この第１のサブ信号に対する減衰は、その周波数成分に適合される。

可能な実施態様によって、信号の分割はさらに、第１のフィルタリングを補完する、第２のハイパスまたはローパスフィルタリングによって実行され、第２のサブ信号が得られる。

したがって、第２のサブ信号は、補完的ハイパスフィルタリングのケースでは高周波数成分を含み、または補完的ローパスフィルタリングのケースでは低周波数成分を含む。この第２のサブ信号の減衰はまた、その周波数成分に適合される。

別の可能な実施態様によって、第２のサブ信号を得るための第２のフィルタリングを回避するように、復号化された信号から第１のサブ信号を減算することによって、第２のサブ信号が得られる。したがって、これは、方法の分割のステップの複雑度を低減させる。

特に、フィルタリングは、ゼロの伝達関数の位相（ｚｅｒｏ ｔｒａｎｓｆｅｒ ｆｕｎｃｔｉｏｎ ｐｈａｓｅ）を有する有限インパルス応答フィルタリングであり、
ｃ（ｎ）ｚ^−１＋（１−２ｃ（ｎ））＋ｃ（ｎ）ｚ
ここで、ｃ（ｎ）は、０から０．２５の間にある係数である。

このタイプのフィルタリングは複雑度が低い。

変形実施態様では、ＱＭＦフィルタリングおよびＰＱＭＦフィルタリングによって復号化された信号の分割が実行されて、サブ帯域におけるサブ信号が得られる。

よって、多くのサブ信号が得られ、サブ信号の各々が異なる周波数帯域で表される。よって、結果として生じる減衰により、プリエコーのスペクトル拡散を考慮することが可能になる。そして、減衰はこれらのスペクトル特性に適合される。

第２の実施態様では、所定の分割基準は、信号の周期性の基準である。

この実施態様では、減衰は、信号の周期性特性に適合される。第１のサブ信号は、例えば、正弦曲線型の周期性成分を含み、第２のサブ信号は、雑音成分を含む。

可能な実施態様によって、プリエコー帯は、以下のステップ、すなわち、
− 分割するステップよりも前に、復号化された信号において立ち上がり位置を検出するステップと、
− 分割するステップよりも前の復号化された信号において、または分割するステップよりも後のサブ信号において、検出された立ち上がり位置に先行するプリエコー帯を判定するステップと
によって判定される。

よって、立ち上がり位置を検出するステップは、全てのサブ信号に対してプール（ｐｏｏｌｅｄ）されることによって、処理の複雑度を低減させることが可能になる。また、プリエコー帯を判定するステップを、対象の低複雑度においてプールすることができ、または良好な低複雑度／信号への適合のトレードオフのためにサブ信号において実行することができる。

別の可能な実施態様によって、プリエコー帯は、以下のステップ、すなわち、
− 分割するステップよりも後に得られたサブ信号の各々において立ち上がり位置を検出するステップと、
− サブ信号の各々において、検出された立ち上がり位置に先行するプリエコー帯を判定するステップと
によって判定される。

立ち上がり位置の検出を、それが適用されるサブ信号によって異なって実行することができる。これによって、より高い複雑度を緩和して、サブ信号に応じた検出を最良に適合させることが可能になる。

本発明の１つの実施態様による方法をさらに単純化するために、少なくとも１つのサブ信号に対し、減衰係数の算出が、復号化された信号において立ち上がり位置を検出するステップの少なくとも１つのパラメータを使用することによって実行される。

実際には、これは、全体的に高周波数成分よりもさらに大きなエネルギーを有する低周波数成分をサブ信号が含むケースであり、復号化された信号ｘ_ｒｅｃ（ｎ）のサブブロックごとのエネルギー、および主に低周波数成分ｘ_{ｒｅｃ，ｓｓ１}（ｎ）を含むサブ信号のサブブロックごとのエネルギーは、非常に近似している。したがって、この信号に対して、立ち上がりを検出するためにサブブロックごとのエネルギー値が既に計算されているので、サブ信号の減衰係数を算出するために、サブブロックのエネルギーを再算出する必要がもはやない。

特定の実施態様では、減衰係数を平滑化するステップは、少なくとも１つのサブ信号に対して適用される。

この平滑化によって、サンプルブロックの境界における減衰係数の急激な変動を回避することが可能になる。

有利な実施態様では、立ち上がりの開始よりも前の所定の数のサンプルに対して、減衰係数が１とされる。

よって、減衰係数は、立ち上がり時に１の値を有し、それによって、立ち上がりの振幅を保持することが可能になる。

本発明はまた、変換復号器によって復号化されたデジタルオーディオ信号においてプリエコーの減衰を処理するデバイスに関する。このデバイスは、
− 所定の分割基準に従って、復号化された信号を少なくとも２つのサブ信号に分割する分割モジュールと、
− サブ信号ごとに、かつ以前に判定されたプリエコー帯のサンプルごとに、減衰係数を算出する算出モジュールと、
− 減衰係数をサブ信号に適用することによって、サブ信号の各々のプリエコー帯においてプリエコーを減衰させる減衰モジュールと、
− 減衰されたサブ信号を組み合わせることによって、減衰された信号を得る取得モジュールと
を具備する。

このデバイスの有利な点は、それが実装する減衰処理方法について説明された内容と同一である。

本発明は、先に説明したデバイスを具備する、デジタルオーディオ信号の復号器を対象にする。

本発明はまた、プロセッサにより実行されると、先に説明した方法の各ステップを実行するコード命令を含む、コンピュータプログラムを対象にする。

最後に、本発明は、場合によっては着脱可能な処理装置に組み込まれ、または組み込まれていないプロセッサによって読み取ることができ、先に説明した処理方法を実行するコンピュータプログラムを記憶した記憶媒体に関する。

本発明の他の特徴および有利点は、単に非限定的な例として与えられる以下の詳細な説明を読み、かつ添付図面を参照することによって、さらに明確になるであろう。

先に説明した、従来技術による変換符号化−復号化システムを示す図である。 先に説明した、従来技術による減衰方法が実行される例示的なデジタルオーディオ信号を示す図である。 先に説明した、従来技術による減衰方法が実行される別の例示的なデジタルオーディオ信号を示す図である。 先に説明した、従来技術による減衰方法が実行されるさらに別の例示的なデジタルオーディオ信号を示す図である。 従来技術による、元の信号のスペクトル図である（図４の部分ａ）に対応する）。 従来技術による、プリエコー減衰を有する信号のスペクトル図である（図４の部分ｄ）に対応する）。 デジタルオーディオ信号復号器におけるプリエコー減衰を処理し、かつ本発明の実施形態による処理方法によって実行されるステップを処理するデバイスを示す図である。 異なるフィルタパラメータ値に対して、信号を分割するステップにおいて本発明の１つの実施形態によって実行されるローパスフィルタの周波数応答を示す図である。 異なるフィルタパラメータ値に対して、信号を分割するステップにおいて本発明の１つの実施形態によって実行されるハイパスフィルタの周波数応答を示す図である。 プリエコー現象が生じやすい変換符号化および復号化に対する低遅延を有する分析窓および合成窓の例を示す図である。 本発明によるプリエコー減衰方法が実行される例示的なデジタルオーディオ信号を示す図である。 プリエコー減衰処理の実行に関する、本発明によるデジタルオーディオ信号の分割の例を示す図である。 立ち上がり帯に近いサンプルを拡大することによって、図１０の信号を繰り返す図である。 元のデジタルオーディオ信号のスペクトル図である。 プリエコー減衰処理なしで復号化された信号のスペクトル図である。 本発明によるプリエコー減衰処理で復号化された信号のスペクトル図である。 本発明による減衰処理デバイスのハードウェアの例を示す図である。

図６を参照して、プリエコー減衰処理デバイス６００が説明される。以下で説明されるこの減衰処理デバイス６００は、信号Ｓを受信する逆量子化（Ｑ^−１）モジュール６１０と、逆変換（ＭＤＣＴ^−１）モジュール６２０と、図１を参照して説明された重複−加算によって信号を再構築し（Ａｄｄ／ｒｅｃ）、再構築された信号ｘ_ｒｅｃ（ｎ）を、本発明による減衰処理デバイスに配信する再構築モジュール６３０とを備える復号器に含まれる。ここで、スピーチおよびオーディオ符号化において最も一般的であるＭＤＣＴ変換の例が用いられるが、デバイス６００はまた、任意の他のタイプの変換（ＦＦＴ、ＤＣＴなど）に適用することができることが分かる。

デバイス６００の出力において、プリエコー減衰が実行された、処理された信号Ｓａが供給される。

デバイス６００は、サブ信号に分割される復号化された信号ｘ_ｒｅｃ（ｎ）においてプリエコーを減衰させる方法を実行し、この分割は、プリエコー処理に特有である。

本発明の一実施形態では、減衰処理方法は、復号化された信号ｘ_ｒｅｃ（ｎ）において、プリエコーを生成することがある立ち上がりを検出するステップ（Ｅ６０１）を備える。減衰デバイス６００を、合成ＭＤＣＴ窓が固定されるケース、および窓化が適応型であるケースに等しく適用することができることが分かる。

よって、デバイス６００は、復号化されたオーディオ信号において立ち上がりの位置を検出するステップ（Ｅ６０１）を実行するのに適した検出モジュール６０１を備える。

立ち上がりは、信号のダイナミックレンジ（または振幅）の急速な遷移および急激な変動である。このタイプの信号を、より一般的な用語「過渡（ｔｒａｎｓｉｅｎｔ）」によって指定することができる。以下では、一般性を失わずに、用語「立ち上がり」または「遷移」のみが、過渡を説明するのにも使用される。

この実施形態では、一点鎖線矢印「ａ」によって示される、以下で説明されるモジュール６０３のサブ信号に分割するステップ（Ｅ６０３）よりも前に、復号化された信号に関してプリエコー検出が実行される。

復号化された信号ｘ_ｒｅｃ（ｎ）の長さＬのサンプルの各々の現在のフレームは、長さＬ’のＫのサブブロックに分割され、例えば、３２ｋＨｚにおいて、Ｌ＝６４０のサンプル（２０ｍｓ）、Ｌ’＝８０のサンプル（２．５ｍｓ）、およびＫ＝８である。したがって、好ましくは、これらのサブブロックのサイズが理想的であるが、本発明は正当な根拠を維持しており、かつサブブロックが可変サイズを有しているときに容易に本発明を一般化することができる。このことは、例えば、フレームＬの長さがサブブロックＫの数で分割可能でないとき、またはフレーム長が可変である場合のケースであってもよい。

ＩＴＵ−Ｔ Ｇ．７１８標準において説明されるのに類似する特殊な低遅延分析−合成窓は、ＭＤＣＴ変換の分析部および合成部に対して使用される。そのような窓の例は、図８を参照して示される。変換により生じる遅延は、従来の正弦曲線の窓の使用のケースにおける６４０個のサンプルの遅延と比較して、１９２個のサンプルのみである。よって、特殊な低遅延分析−合成窓を有するＭＤＣＴメモリは、従来の正弦曲線の窓の使用のケースにおける３２０個のサンプルと比較して、（現在のフレームで交差しない）９６個の独立したサンプルのみを含む。

実際には、図８において、分析窓（Ａｎａ．）に対して、交差帯（ｆｏｌｄｉｎｇ ｚｏｎｅ）は、サンプル８６４とサンプル１０５５との間の点線によって制限されることを理解することができる。交差線は、サンプル９６０において一点鎖線によって表される。

合成（Ｓｙｎｔｈ．）に対して、対称性を利用することによって、分析交差帯に関する情報を取得するのに、レンジＭ（９６個のサンプル）によって表されるサンプルのみが必要となる。したがって、メモリに含まれるこれらのサンプルは、次のフレームの窓の交差したサンプルも使用することによって、この交差帯を復号化するのに有効となる。サンプル８６４とサンプル１０５５との間のこの帯における立ち上がりのケースでは、レンジＭによって表されるサンプルの平均エネルギーは、サンプル８６４に先行するサブフレームのエネルギーよりも非常に大きい。したがって、ＭＤＣＴメモリに含まれるレンジＭのエネルギーの急激な増加は、現在のフレームにおいてプリエコーを生成することがある次のフレームにおける立ち上がりをシグナリングすることができる。

この実施形態の変形形態では、他の分析／合成窓を使用することができ、または長い窓と短い窓との間での切り替えを使用することができる。

未来の信号の一時的な交差のバージョンを与える、ＭＤＣＴメモリ（ｘ_ＭＤＣＴ（ｎ））が使用される。このメモリまたはこのメモリの一部はまた（冗長性を理由に）、長さＬ_ｍ（ｎ）のＫ’サブブロックに分割され、ｎ＝０，．．，Ｋ’であり、Ｌ_ｍ（ｎ）は比較可能であるが、必ずしもＬ’と同一ではない。従来の正弦曲線の窓の使用のケースでは、最後の４つのサブブロックが、最初の４つのサブブロックに対して対称的であり、よって次のフレームにおける立ち上がりの検出に対するいかなる追加的な情報を伝達しないので、信号ｘ_ＭＤＣＴ（ｎ）の長さＬ_ｍ（ｎ）＝Ｌ’＝８０のＫ’＝４の最初のサブブロックのみが保持される。むしろ、図８で示される低遅延を有する特殊な分析−合成窓が使用される場合、ＭＤＣＴメモリから独立した全てのサンプルを含む、長さＬ_ｍ（０）＝９６の１つの（Ｋ’＝１）ブロックのみが保持される。このサブブロックにおける非常に多数のサンプルであるにも関わらず、そのエネルギーは、メモリ部が分析窓によって窓化（ｗｉｎｄｏｗｅｄ）されている（したがって、減衰されている）ので、現在のフレームのサブブロックのエネルギーと比較可能なままでいる。サンプルの数が（８０個の代わりに）９６個であり、かつ窓化が補償されることが分かり、本発明は、そのような補償が実行されるケースに等しく適用する。

実際には、図１は、立ち上がりが位置するフレームに先行するフレームにプリエコーが影響を及ぼすこと、およびＭＤＣＴメモリに部分的に含まれる、未来のフレームにおいて立ち上がりを検出することが望ましいことを示す。

ＭＤＣＴメモリに含まれる信号が、一時的な交差（次のフレームが受信されるときに補償される）を含むことが分かる。以下で説明されるように、ここでは、ＭＤＣＴメモリにおける信号ｘ_ＭＤＣＴ（ｎ）が、次の（未来の）フレームにおける信号のサブブロックごとのエネルギーを推定するのに主として使用され、かつ未来のフレーム上で完全に復号化された信号の代わりに、次のフレーム上で利用可能なＭＤＣＴメモリから実行されるとき、この推定が、プリエコーの検出および減衰の必要性に対して十分に正確であると考えられる。

現在のフレームおよびＭＤＣＴメモリを、（Ｋ＋Ｋ’の）連続したサブブロックに細分化される信号を形成する連結信号（ｃｏｎｃａｔｅｎａｔｅｄ ｓｉｇｎａｌｓ）として見ることができる。これらの状況で、ｋ番目のサブブロックにおけるエネルギーは以下のように定義される。

ここで、ｋ番目のサブブロックが現在のフレームに位置するとき、

であり、サブブロックがＭＤＣＴメモリ（未来のフレームに対して利用可能な信号を表す）にあり、かつＬ_ｃｍ（ｉ）が、メモリ部のサブブロックの境界を含むとき、

である。

したがって、現在のフレームにおけるサブブロックの平均エネルギーは、以下のように得られる。

現在のフレームの第２の部分におけるサブブロックの平均エネルギーはまた、以下のように定義される（Ｋは偶数であると仮定する）。

該当のサブブロックの１つにおいて、比率

が所定の閾値を上回る場合に、プリエコーに関連付けられた立ち上がりが検出される。本発明の本質を変えることなく、他のプリエコー検出基準が可能である。

さらに、立ち上がりの位置が以下のように定義されると考えられる。

ここで、Ｌへの制限は、ＭＤＣＴメモリが変更されないことを保証する。他に、より正確にするには、立ち上がりの位置の推定する方法がまた可能である。

窓を切り替えること、換言すれば、適応ＭＤＣＴ窓化の変形実施形態では、サブブロックのスケールから、１つのサンプルのプラスまたはマイナスの位置までの範囲の精度を有する、立ち上がりの位置を与える他の方法を使用することができる。

上記の与えられた例では、プリエコーを生成することがある立ち上がりの検出は、全てのサブ信号に共通である、復号化された信号に関して行われる。変形実施形態では、この検出を、後に説明される以下のステップＥ６０３の後に得られるサブ信号とは別個に行うことができる。このケースは、点線矢印「ｂ」によって示される。

また、デバイス６００は、検出された立ち上がり位置に先行するプリエコー帯（ＺＰＥ）を判定するステップ（Ｅ６０２）を実行する判定モジュール６０２を備える。ここで、プリエコー帯とは、立ち上がりにより生成されるプリエコーによって妨害され、かつこのプリエコーの減衰が望ましい、推定された立ち上がりの位置よりも前のサンプルをカバーする帯を意味する。本発明によれば、プリエコー帯を復号化された信号に関して判定することができる（図６の矢印）。変形実施形態では、各サブ信号に対してそれを別個に判定することができる。

この変形実施形態では、図６の矢印ｂによって説明される実施形態によって、後に説明されるステップＥ６０３によって得られるサブ信号に対して、プリエコー帯が別個に判定される。よって、プリエコー帯は、異なるサブ信号に対して異なってもよい。

この相違は、図１０および図１１によって示され、例えば、ａ）において、復号化された信号（プリエコー減衰前）の例を示し、ｂ）において、主に低周波数成分を有する第１のサブ信号（プリエコー減衰なし）の例を示し、ｃ）において、主に高周波数成分を有する第２のサブ信号（プリエコー減衰なし）の例を示し、ｄ）において、本発明によるプリエコー減衰後の第２のサブ信号の例を示す。図１１は、同一の信号を取り上げるが、５６０から１０４０の範囲のサンプルを拡大する。

これらの図面では、第２のサブ信号についてのプリエコーが第１のサブ信号についてのプリエコーよりも大きいことが分かる。したがって、ここで示される２つのサブ信号のプリエコー帯は全く異なる。この結果として、２つのサブ信号に対して得られた減衰利得を示す図９のｃ）では、減衰利得（第１のサブ信号に対しては点線、第２のサブ信号に対しては実線）は、高周波数成分を有する第２のサブ信号に対して、低周波数成分を有する第１のサブ信号（サンプル７２０〜８６０）に対してよりも、さらなるサンプルが減衰される（サンプル６４０〜８６０）ものである。

プリエコー帯を得る一実施形態では、エネルギーＥｎ（ｋ）は、第１の復号化された信号の一時的なエンベロープと時間順で連結され、そして、ＭＤＣＴ変換のメモリから推定された次のフレームの信号のエンベロープと連結される。この連結された一時的なエンベロープおよび先行するフレームの平均エネルギー

および

に応じて、例えば、比率Ｒ（ｋ）が閾値（主として、この閾値は３２）を上回る場合、プリエコーの存在が検出される。

よって、プリエコーが検出されたサブブロックは、全体的に、サンプルｎ＝０，・・・，ｐｏｓ−１、すなわち、現在のフレームの開始から立ち上がりの位置（ｐｏｓ）までをカバーするプリエコー帯を構成する。

変形実施形態では、プリエコー帯は必ずしも、フレームの開始から始まらず、かつプリエコーの長さの推定を含むことができる。窓切り替えが使用される場合、使用される窓を考慮するのに、プリエコー帯が定義される必要がある。また、未来のフレームにおいて立ち上がりが検出される場合に、現在のフレーム全体を通じて、プリエコー帯が的確に広がることがあることが分かる。

デバイス６００は、所定の基準によって、復号化された信号を少なくとも２つのサブ信号に分割するステップＥ６０３を実行するのに適した信号分割モジュール６０３を備える。

例えば、この基準は、周波数基準とすることができ、それによって、先に説明した図１０および図１１で示された、異なる周波数成分を有するサブ信号を得ることが可能になる。

例えば、基準は、信号の周期性の基準とすることができ、それによって、信号または逆にその雑音の周期性を表す成分を有するサブ信号を与える。

本発明の特定の実施形態では、復号化された信号ｘ_ｒｅｃ（ｎ）は、ステップＥ６０３において、以下のように２つのサブ信号に分割される。
− ３つの係数を有し、ゼロの伝達関数の位相ｃ（ｎ）ｚ^−１＋（１−２ｃ（ｎ））＋ｃ（ｎ）ｚ（ｃ（ｎ）の値は０〜０．２５にある）を有するＦＩＲフィルタ（有限インパルス応答フィルタ）を使用することによって、ローパスフィルタリングによって第１のサブ信号ｘ_{ｒｅｃ，ｓｓ１}（ｎ）が得られ、［ｃ（ｎ），１−２ｃ（ｎ），ｃ（ｎ）］は、ローパスフィルタの係数であり、このフィルタは、以下の異なる式で実行される。
ｘ_{ｒｅｃ，ｓｓ１}（ｎ）＝ｃ（ｎ）ｘ_ｒｅｃ（ｎ−１）＋（１−２ｃ（ｎ））ｘ_ｒｅｃ（ｎ）＋ｃ（ｎ）ｘ（ｎ＋１）

特定の実施形態では、一定値ｃ（ｎ）＝０．２５が使用される。ｃ（ｎ）＝０．０５、０．１、０．１５、０．２、および０．２５の場合に、係数［ｃ（ｎ），１−２ｃ（ｎ），ｃ（ｎ）］に応じた、このフィルタの周波数応答が図７ａに示される。

したがって、このフィルタリングから生じるサブ信号ｘ_{ｒｅｃ，ｓｓ１}（ｎ）が、復号化された信号のさらなる低周波数成分を含むことが分かる。

３つの係数を有し、ゼロの伝達関数の位相−ｃ（ｎ）ｚ^−１＋２ｃ（ｎ）−ｃ（ｎ）ｚを有するＦＩＲフィルタを使用することによって、補完的ハイパスフィルタリングによって第２のサブ信号ｘ_{ｒｅｃ，ｓｓ２}（ｎ）が得られ、［−ｃ（ｎ），２ｃ（ｎ），−ｃ（ｎ）］は、ハイパスフィルタの係数であり、このフィルタは、以下の異なる式で実行される。
ｘ_{ｒｅｃ，ｓｓ２}（ｎ）＝−ｃ（ｎ）ｘ_ｒｅｃ（ｎ−１）＋２ｃ（ｎ）ｘ_ｒｅｃ（ｎ）−ｃ（ｎ）ｘ（ｎ＋１）

ｃ（ｎ）＝０．０５、０．１、０．１５、０．２、および０．２５の場合に、係数［−ｃ（ｎ），２ｃ（ｎ），−ｃ（ｎ）］に応じた、このフィルタの周波数応答が図７ｂに示される。したがって、このフィルタリングから生じるサブ信号ｘ_{ｒｅｃ，ｓｓ２}（ｎ）が、復号化された信号のさらなる高周波数成分を含む。

これらのフィルタを使用することの動機は、ゼロ位相および低関連遅延（１サンプル）の実装（サンプルごとの算出数の点で）の複雑度を非常に低減させることにある。未来の（先の（ｌｏｏｋ ａｈｅａｄ））信号が１つのサンプルに減少し、かつそれは復号化された信号から予測されるので（この予測は以下で説明する）、これらのフィルタは実際には、遅延なしで使用されることに留意すべきである。周波数応答は、ローパスフィルタおよびハイパスフィルタの特性に的確に対応しており、かつ周波数応答によって、周波数の中身によって信号を２つのサブ信号に分割することが可能になる。ｘ_{ｒｅｃ，ｓｓ１}（ｎ）＋ｘ_{ｒｅｃ，ｓｓ２}（ｎ）＝ｘ_ｒｅｃ（ｎ）となることに留意すべきである。

したがって、ｘ_ｒｅｃ（ｎ）からｘ_{ｒｅｃ，ｓｓ１}（ｎ）を減算することによって、ｘ_{ｒｅｃ，ｓｓ２}（ｎ）を得ることも可能であり、それは
ｘ_{ｒｅｃ，ｓｓ２}（ｎ）＝ｘ_ｒｅｃ（ｎ）−ｘ_{ｒｅｃ，ｓｓ１}（ｎ）
の算出の複雑度を低減する。

両ケースでは、下記で説明されるステップＥ６０６において、減衰されたサブ信号を単に足し合わせることによって、減衰された信号を得るのに減衰されたサブ信号の組み合わせが行われる。

これらのフィルタリングに対して未来の信号を使用しないように、例えば、ブロックの終わりで、０サンプルの復号化された信号を補完することが可能である。未来の信号を補完（推定）するのに他の値が可能である。例えば、最後のサンプル（ブロックの最後の値）を繰り返すこと、または例えば、単純な直線外挿法によって未来のサンプルを予測することが可能となるであろう。ｎ＝Ｌ−１に対するブロックの終わりにおいて、０サンプルによって補完された復号化された信号のケースでは、サブ信号ｘ_{ｒｅｃ，ｓｓ１}が
ｘ_{ｒｅｃ，ｓｓ１}（Ｌ−１）＝ｃ（Ｌ−１）ｘ_ｒｅｃ（Ｌ−２）＋（１−２ｃ（Ｌ−１））ｘ_ｒｅｃ（Ｌ−１）
によって得られ、
ｘ_{ｒｅｃ，ｓｓ２}（ｎ）はさらに、ｘ_{ｒｅｃ，ｓｓ２}（ｎ）＝ｘ_ｒｅｃ（ｎ）−ｘ_{ｒｅｃ，ｓｓ１}（ｎ）として算出される。

ここで、２つのサブ信号は、同一のサンプリング周波数において、復号化された信号としてのままでいることが分かる。実施形態の変形形態では、例えば、（次数２の代わりに）次数４に変更するとともにゼロ位相特性を維持することによって、ローパスフィルタおよびハイパスフィルタの次数を拡張することが可能である。

プリエコー減衰係数を算出するステップＥ６０４は、算出モジュール６０４で実行される。この算出は、２つのサブ信号に対して別個に行われる。

これらの減衰係数は、立ち上がりが検出されたフレーム、および先行するフレームに応じて判定されたプリエコー帯のサンプルごとに得られる。

そして、係数ｇ_{ｐｒｅ，ｓｓ１}’（ｎ）およびｇ_{ｐｒｅ，ｓｓ２}’（ｎ）が得られ、ｎは、対応するサンプルのインデックスである。これらの係数は、必要であれば、係数ｇ_{ｐｒｅ，ｓｓ１}（ｎ）およびｇ_{ｐｒｅ，ｓｓ２}（ｎ）をそれぞれ得るのに平滑化される。この平滑化はとりわけ、低周波数成分を含むサブ信号に対して（したがって、この例ではｇ_{ｐｒｅ，ｓｓ１}’（ｎ）に対して）重要である。

単純化を目的として、本明細書では、３つの係数を有するＦＩＲフィルタリングによって復号化された信号を２つのサブ信号に分割する例を詳述する。これらの２つのサブ信号はそれぞれ、復号化された信号の低周波数成分および高周波数成分を主に含む。

よって、減衰係数をサブ信号に対して全体として独立して選択することができ、過去および未来の各サブ信号に基づいて、減衰レベルを正確に設定することができる。

減衰算出の性能の例が、仏国特許出願第０８５６２４８号（特許文献１）で説明される。減衰係数はサブブロックごとに算出される。本明細書で説明される方法では、それらはさらに、各サブ信号に対して別個に算出される。したがって、検出された立ち上がりよりも前のサンプルに対して、減衰係数ｇ_{ｐｒｅ，ｓｓ１}’（ｎ）およびｇ_{ｐｒｅ，ｓｓ２}’（ｎ）が算出される。次に、これらの減衰係数は、必要であるならば、サンプルごとに減衰値を得るのに平滑化される。

サブ信号（例えば、ｇ_{ｐｒｅ，ｓｓ２}’（ｎ））の減衰係数の算出は、仏国特許出願第０８５６２４８号（特許文献１）で説明された、最も強いエネルギーのサブブロックのエネルギーと、復号化された信号のｋ番目のサブブロックのエネルギーとの間の比率Ｒ（ｋ）（立ち上がりの検出にも使用される）に応じて復号化された信号に対する算出と同様である。ｇ_{ｐｒｅ，ｓｓ２}’（ｎ）は、
ｇ_{ｐｒｅ，ｓｓ２}’（ｎ）＝ｇ（ｋ）＝ｆ（Ｒ（ｋ）），ｎ＝ｋＬ’，．．．，（ｋ＋１）Ｌ’−１；ｋ＝０，．．．，Ｋ−１
として初期化され、ここで、ｆは、０から１の間の値を有する減少関数である。係数ｇ（ｋ）の他の定義が、例えば、Ｅｎ（ｋ）およびＥｎ（ｋ−１）に応じて可能である。

最大エネルギーに対するエネルギーの変動が低い場合、減衰は必要ではない。そして、係数は、減衰を抑止する減衰値、すなわち１に設定される。そうでない場合、減衰係数は０から１の間にある。この初期化を全てのサブ信号に対して共通にすることができる。

変形実施形態では、サブ信号に対して初期化を異なるものにすることができる。

別の変形実施形態では、立ち上がりの検出、および復号化された信号の領域における処理に対して同一の比率Ｒ（ｋ）を使用する代わりに、該当のサブ信号に関する同一のタイプの比率を再算出することが可能である。

さらに別の変形実施形態では、ｆ（Ｒ（ｋ））を、全てのプリエコー帯に対して一定とすることができ、例えば、ｆ（Ｒ（ｋ））＝０．０１とすることができる。

そして、復号化された信号の特性に応じて、サブ信号ごとに最適な減衰レベルを設定することが可能とするのに、減衰値がサブ信号ごとに改善（ｒｅｆｉｎｅ）される。例えば、プリエコー減衰処理の後に、信号のエネルギーが、処理帯よりも前の信号（主として、先行するフレームの、または先行するフレームの後ろ半分の）のサブブロックごとの平均エネルギーよりも低くなることが望ましくないので、先行するフレームのサブ信号の平均エネルギーに応じて、減衰を制限することができる。

この制限を、仏国特許出願第０８５６２４８号（特許文献１）で説明されたものと同一の方法で行うことができる。例えば、第２のサブ信号ｘ_{ｒｅｃ，ｓｓ２}（ｎ）に対して、現在のフレームのＫのサブブロックにおけるエネルギーが以下のように最初に算出される。

また、メモリから、先行するフレームの平均エネルギー

および先行するフレームの後ろ半分の平均エネルギー

を、（先行するフレームにおいて）以下のように算出することができることが知られており、

および

であり、０からＫのサブブロックインデックスは、現在のフレームに対応する。

処理されるサブブロックｋに対し、処理されるサブブロックに先行するセグメントのサブブロックごとの平均エネルギーと同一のエネルギーを正確に得るために、係数の制限値ｌｉｍ_{ｇ，ｓｓ２}（ｋ）を算出することができる。この値はもちろん、ここでは対象の減衰値であるので、最大１に制限される。特に、

であり、先行するセグメントの平均エネルギーは、

によって近似される。

よって、得られた値ｌｉｍ_{ｇ，ｓｓ２}（ｋ）は、サブブロックの減衰係数の最終的な算出
ｇ_{ｐｒｅ，ｓｓ２}’（ｎ）＝ｍａｘ（ｇ_{ｐｒｅ，ｓｓ２}’（ｎ），ｌｉｍ_{ｇ，ｓｓ２}（ｋ）），ｎ＝ｋＬ’，．．．，（ｋ＋１）Ｌ’−１；ｋ＝０，．．．，Ｋ−１
における下限としての役目を果たす。

第１の変形実施形態では、プリエコー帯は、

であるインデックスｐｏｓである限り、現在のフレームの開始から、立ち上がりが検出されたサブブロックの開始まで減衰が延長する。立ち上がりのサブブロックのサンプルに関連付けられた減衰は、立ち上がりがこのサブブロックの終わりに向かって位置する場合でさえ、全てが１に設定される。

別の変形実施形態では、立ち上がりの開始位置ｐｏｓは、例えば、サブブロックをサブサブブロックに細分化することによって、およびこれらのサブサブブロックにおけるエネルギーの傾向を観察することによって、立ち上がりのサブブロックにおいて改善される。立ち上がりの開始の位置が、サブブロックｋにおいて検出されると仮定される場合、ｋ＞０であり、改善された立ち上がりｐｏｓの開始は、このサブブロックに位置し、インデックスｐｏｓよりも前に位置するこのサブブロックのサンプルに対する減衰値を、先行するサブブロックの最後のサンプルに対応する減衰値に応じて以下のように初期化することができる。
ｇ_{ｐｒｅ，ｓｓ２}’（ｎ）＝ｇ_{ｐｒｅ，ｓｓ２}’（ｋＬ’−１），ｎ＝ｋＬ’，．．．，ｐｏｓ−１

インデックスｐｏｓからの全ての減衰は１に設定される。

復号化された信号の低周波数成分を含む第１のサブ信号に対し、サブ信号ｘ_{ｒｅｃ，ｓｓ１}（ｎ）に基づいた減衰値の算出を、復号化された信号ｘ_ｒｅｃ（ｎ）に基づいた減衰値の算出と同様にすることができる。よって、変形実施形態では、対象となる算出の複雑度を低減させることにおいて、復号化された信号ｘ_ｒｅｃ（ｎ）に基づいて、減衰値を判定することができる。したがって、立ち上がりの検出が復号化された信号に関してなされるケースでは、この信号に対して、立ち上がりを検出するのにサブブロックごとのエネルギー値は既に算出されているので、サブブロックのエネルギーを再算出する必要はもはやない。信号の大部分に対し低周波数が高周波数よりもさらに大きなエネルギーを有しているので、復号化された信号ｘ_ｒｅｃ（ｎ）およびサブ信号ｘ_{ｒｅｃ，ｓｓ１}（ｎ）のサブブロックごとのエネルギーは非常に近似しており、この近似は、非常に満足な結果を与える。これを図１０および１１で観察することができ、そこでは、ａ）における復号化された信号の振幅、およびｂ）における主に低周波数成分を含むサブ信号の振幅は、ｃ）におけるエネルギーがより小さい主に高周波数成分を含むサブ信号の振幅とは反対に、非常に近似している。よって、この変形形態では、少なくとも１つのサブ信号に対して、復号化された信号において立ち上がりの位置を検出するステップからの少なくとも１つのパラメータを使用することによって、減衰係数の算出が実行され、複雑度をさらに低減させる。

サブブロックごとに判定された減衰係数ｇ_{ｐｒｅ，ｓｓ１}（ｎ）およびｇ_{ｐｒｅ，ｓｓ２}（ｎ）を、サンプルごとに適用される平滑化関数によって平滑化して、ブロックの境界における減衰係数の急激な変動を回避することができる。このことは、サブ信号ｘ_{ｒｅｃ，ｓｓ１}（ｎ）のような低周波数成分を含むサブ信号に対して特に重要であるが、サブ信号ｘ_{ｒｅｃ，ｓｓ２}（ｎ）のような高周波数成分のみを含むサブ信号に対しては必要でない。

図９は、矢印Ｌによって表される平滑化関数での減衰利得の適用の例を示す。

この図は、ａ）では、元の信号の例を示し、ｂ）では、プリエコー減衰なしで復号化された信号の例を示し、ｃ）では、分割するステップにおいて本発明の方法によって得られた２つのサブ信号に対する減衰利得の例を示し、ｄ）では、本発明によるエコー減衰（すなわち、２つの減衰されたサブ信号を組み合わせた後）で復号化された信号の例を示す。

この図では、破線で表され、かつ低周波数成分を含む第１のサブ信号に対して算出された利得に対応する減衰利得が、上記説明した平滑化関数を含んでいることが分かる。実線によって表され、かつ高周波数成分を含む第２のサブ信号に対して算出された減衰利得は、いかなる平滑化利得も含まない。

ｄ）に表される信号は、本発明による方法によってプリエコーが効率的に減衰されていることを明確に示している。

平滑化関数は、例えば、好ましくは以下の式によって定義される。

上記式では、ｇ_{ｐｒｅ，ｓｓ１}’（ｎ）ｎ＝−（ｕ−１），・・・，−１は、サブ信号ｘ_{ｒｅｃ，ｓｓ１}（ｎ）に先行するサブブロックの最後のサンプルに対して得られた最後のｕ−１の減衰係数であるという規則を有する。主として、ｕ＝５であるが、別の値を使用することができる。したがって、立ち上がりの検出が、復号化された信号に基づいて共通してなされた場合でさえ、使用される平滑化に応じて、別個に処理される２つのサブ信号に対して、プリエコー帯（減衰されたサンプルの数）を異なるものにすることができる。

平滑化された減衰係数は、立ち上がり時に１には戻らず、これは、立ち上がりの振幅が減少していることを暗に示している。この減少の知覚可能な影響は非常に小さいが、回避する必要がある。この問題を軽減するために、立ち上がりの開始が位置するインデックスｐｏｓよりも前のｕ−１のサンプルに対して減衰係数値を１にさせることができる。これは、平滑化が適用されるサブ信号に対するｕ−１のサンプルによって、マーカｐｏｓを進めることに相当する。よって、平滑化関数は、立ち上がり時に１を有するように係数を次第に増大させる。そして、立ち上がりの振幅は維持される。

他の平滑化が可能であり、例えば、
ｇ_{ｐｒｅ，ｓｓ１}（ｎ）＝αｇ_{ｐｒｅ，ｓｓ１}（ｎ−１）＋（１−α）ｇ_{ｐｒｅ，ｓｓ１}’（ｎ）
であり、主としてα＝０．８５である。

平滑化が適用されない場合、
ｇ_{ｐｒｅ，ｓｓ２}（ｎ）＝ｇ_{ｐｒｅ，ｓｓ２}’（ｎ）
である。

図６のデバイス６００のモジュール６０５は、正規に（ｄｕｌｙ）算出された減衰係数をサブ信号に適用することによって、サブ信号の各々のプリエコー帯においてプリエコーを減衰させるステップＥ６０５を実行する。

したがって、プリエコー減衰は、サブ信号において独立して行われる。よって、異なる周波数帯域を表しているサブ信号において、プリエコーのスペクトル拡散に応じて減衰を選択することができる。

最後に、取得モジュール６０６のステップＥ６０６によって、式
ｘ_{ｒｅｃ、ｆ}（ｎ）＝ｇ_{ｐｒｅ，ｓｓ１}（ｎ）ｘ_{ｒｅｃ，ｓｓ１}（ｎ）＋ｇ_{ｐｒｅ，ｓｓ２}（ｎ）ｘ_{ｒｅｃ，ｓｓ２}（ｎ），ｎ＝０，・・・，Ｌ−１
によって、減衰されたサブ信号を組み合わせることによって（この例では、単純に足し合わせることによって）、減衰された出力信号（プリエコー減衰の後に復号化された信号）を得ることが可能になる。

従来のサブ帯域分割とは異なり、使用されるフィルタリングはサブ信号のデシメーション（ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ）の動作に関連付けられず、複雑度および遅延（先の、または未来のフレーム）が最小限に低減されることがここで分かる。

復号化された信号の分割の他の例を、本発明との関連において非常に明確に適用することができる。

例えば、重大なデシメーションフィルタのバンク（例えば、ＱＭＦ（直交ミラーフィルタ）、ＰＱＭＦ（疑似直交ミラーフィルタ）型のバンク）を使用することによって、復号化された信号の分割を実行して、サブ帯域における信号を得ることができ、これらのサブ帯域における信号は、復号化された信号よりも低いサンプリング周波数を有している。

サブ帯域においてプリエコー減衰が行われると、合成ＱＭＦフィルタリングによって出力信号が得られる。

処理される復号化された信号を、例えば、４つのサブ帯域を有するＱＭＦまたはＰＱＭＦフィルタを使用することによって、数個のサブ信号に分割することができる。しかしながら、このアプローチは、より複雑度が増し、かつ数個のサンプルの遅延を引き起こす欠点を有している。

よって、より全体的に、分割によって２つ以上のサブ信号を得ることが可能になる。

さらに、周波数基準とは異なる基準によって、分割を実行することができる。

例えば、信号周期性型の基準を使用することができる。よって、この基準の例では、復号化された信号の分割は、信号モデルが正弦雑音型であるとき、正弦曲線成分を有する第１のサブ信号、および雑音型の成分を有する第２のサブ信号を与える。ここで再度、この分割は、より複雑度が増す欠点を有している。

本発明との関連においては、使用される分割基準が何であろうとも、サブ信号への分割は、元々復号器に利用可能となることなく、プリエコーの処理に対して特に適用される。

よって、算出された減衰係数は、分割基準によって得られたサブ信号の成分に特に適合される。これによって、プリエコー減衰が、より正確かつ的確に信号と一致することが可能になる。

周波数基準の使用によって、異なる周波数帯に適用される減衰の量を正確に制御することが可能になり、よってより効率的にプリエコーを減退させる。

この結果は、上記説明された図９〜１１で特に視認可能であり、そこでは、信号のプリエコーの減衰（特に、第２のサブ信号の）（ｄ）で表される）が正確に実行されることが分かる。

図１２ａ〜１２ｃはまた、この結果を示している。実際には、図１２ａは、立ち上がりを明確に見ることができる元の信号のスペクトル図を示す。図１２ｂは、プリエコー減衰処理なしで復号化された信号を示す。そして、立ち上がりがさらに視認可能である。図１２ｃは、本発明によるプリエコー減衰処理で復号化された信号のスペクトル図を示す。再度、立ち上がり（ａｔｔａｃｋ）が高周波数部分、または低周波数部分にあるかを正確に区別することが可能である。

本発明による減衰処理デバイスの例示的な実施形態が、図１３を参照して説明される。

物理的に、本発明の目的内のこのデバイス１００は主として、メモリブロックＢＭと協働するプロセッサμＰを備え、メモリブロックＢＭは、記憶装置および／もしくはワーキングメモリ、ならびに図６を参照して説明した減衰処理方法の実行に必要な全てのデータを記憶する手段としての上述したバッファメモリＭＥＭを含む。このデバイスは、入力として、デジタル信号Ｓｅの連続したフレームを受信し、ならびにサブ信号の各々においてプリエコーの減衰で再構築された信号Ｓａ、および減衰されたサブ信号を組み合わせることによって減衰された信号の再構築を配信する。

メモリブロックＢＭは、コード命令を備えるコンピュータプログラムを含むことができ、それらの命令がデバイスのプロセッサμＰによって実行されると、本発明による方法のステップ、特に、所定の分割基準によって復号化された信号を少なくとも２つのサブ信号に分割するステップ、サブ信号ごと、かつ以前に判定されたプリエコー帯のサンプルごとに、減衰係数を算出するステップ、減衰係数をサブ信号に適用することによって、サブ信号の各々のプリエコー帯においてプリエコーを減衰させるステップ、ならびに減衰されたサブ信号を組み合わせることによって、減衰された信号を得るステップを実行する。

図６は、そのようなコンピュータプログラムのアルゴリズムを示す。

本発明によるこの減衰デバイスを独立させることができ、またはデジタル信号復号器に組み込むことができる。そのような復号器を、デジタルオーディオ信号記憶装置、または通信ゲートウェイ、通信端末、もしくは通信ネットワークのサーバなどの、伝送装置に組み込むことができる。

６００ プリエコー減衰処理デバイス
６０１ 検出モジュール
６０２ 判定モジュール
６０３ 信号分割モジュール
６０４ 算出モジュール
６０５ 減衰モジュール
６０６ 取得モジュール
６１０ 逆量子化モジュール
６２０ 逆変換モジュール
６３０ 再構築モジュール

Claims (15)

1. 変換復号化によって復号化されたデジタルオーディオ信号においてプリエコーの減衰を処理する方法であって、
   所定の分割基準に従って、前記復号化された信号を少なくとも２つのサブ信号に分割するステップ（Ｅ６０３）と、
   サブ信号ごとに、かつ以前に判定されたプリエコー帯のサンプルごとに、減衰係数を算出するステップ（Ｅ６０４）と、
   前記減衰係数を前記少なくとも２つのサブ信号に適用することによって、前記少なくとも２つのサブ信号の各々の前記プリエコー帯においてプリエコーを減衰させるステップ（Ｅ６０５）と、
   減衰された前記少なくとも２つのサブ信号を組み合わせることによって、減衰された信号を得るステップ（Ｅ６０６）と
   を有することを特徴とする方法。
2. 前記所定の分割基準は、周波数基準であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 前記復号化された信号の分割は、第１のローパスまたはハイパスフィルタリングによって実行されて、第１のサブ信号が得られることを特徴とする請求項２に記載の方法。
4. 前記復号化された信号の分割は、さらに、前記第１のフィルタリングを補完する第２のハイパスまたはローパスフィルタリングによって実行されて、第２のサブ信号が得られることを特徴とする請求項３に記載の方法。
5. 第２のサブ信号は、前記復号化された信号から前記第１のサブ信号を減算することによって得られることを特徴とする請求項３に記載の方法。
6. 前記復号化された信号の分割は、ＱＭＦフィルタリングおよびＰＱＭＦフィルタリングによって実行されて、サブ帯域におけるサブ信号が得られることを特徴とする請求項１に記載の方法。
7. 前記所定の分割基準は、前記信号の周期性の基準であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
8. 前記プリエコー帯は、
   前記分割するステップよりも前に、前記復号化された信号において立ち上がり位置を検出するステップと、
   前記分割するステップよりも前の前記復号化された信号において、または前記分割するステップよりも後の前記少なくとも２つのサブ信号において、検出された前記立ち上がり位置に先行するプリエコー帯を判定するステップと
   によって判定されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
9. 前記プリエコー帯は、
   前記分割するステップよりも後に得られた前記少なくとも２つのサブ信号の各々において立ち上がり位置を検出するステップと、
   前記少なくとも２つのサブ信号の各々において、検出された前記立ち上がり位置に先行するプリエコー帯を判定するステップと
   によって判定されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
10. 少なくとも１つのサブ信号に対し、前記復号化された信号において立ち上がり位置を検出するステップに基づく少なくとも１つのパラメータを使用することによって、前記減衰係数の算出が実行されることを特徴とする請求項８に記載の方法。
11. 前記減衰係数を平滑化するステップが少なくとも１つのサブ信号に対して適用されること特徴とする請求項１に記載の方法。
12. 前記減衰係数は、立ち上がりの開始よりも前の所定の数のサンプルに対して、１とされることを特徴とする請求項１に記載の方法。
13. 変換復号器によって復号化されたデジタルオーディオ信号においてプリエコーの減衰を処理するデバイスであって、
    所定の分割基準に従って、前記復号化された信号を少なくとも２つのサブ信号に分割する分割モジュール（６０３）と、
    サブ信号ごとに、かつ以前に判定されたプリエコー帯のサンプルごとに、減衰係数を算出する算出モジュール（６０４）と、
    前記減衰係数を前記少なくとも２つのサブ信号に適用することによって、前記少なくとも２つのサブ信号の各々の前記プリエコー帯においてプリエコーを減衰させる減衰モジュール（６０５）と、
    減衰された前記少なくとも２つのサブ信号を足し合わせることによって、減衰された信号を得る取得モジュール（６０６）と
    を具備することを特徴とするデバイス。
14. 請求項１３に記載のデバイスを具備する、デジタルオーディオ信号の復号器。
15. プロセッサによって実行されると、請求項１ないし１２のいずれか一項に記載の方法の各ステップを実行するコード命令を含む、コンピュータプログラム。

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