JP2016208257A - Digital optical receiver and optical communication system employing the same - Google Patents
Digital optical receiver and optical communication system employing the same Download PDFInfo
- Publication number
- JP2016208257A JP2016208257A JP2015087578A JP2015087578A JP2016208257A JP 2016208257 A JP2016208257 A JP 2016208257A JP 2015087578 A JP2015087578 A JP 2015087578A JP 2015087578 A JP2015087578 A JP 2015087578A JP 2016208257 A JP2016208257 A JP 2016208257A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- constellation
- channel
- unit
- polarization
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Optical Communication System (AREA)
Abstract
Description
本発明は、ディジタルコヒーレント方式のディジタル光受信装置、及び、それを用いた光通信システムに関する。 The present invention relates to a digital coherent digital optical receiver and an optical communication system using the same.
インターネットや映像配信等における広帯域マルチメディア通信サービスの爆発的な需要増加に伴い、長距離、大容量、かつ、高信頼な光ファイバ通信システムの導入が進んでいる。 With the explosive demand for broadband multimedia communication services in the Internet and video distribution, etc., long-distance, large-capacity and highly reliable optical fiber communication systems are being introduced.
光ファイバ通信システムでは、光伝送路である光ファイバの敷設コストの低減や光ファイバ1本当たりの伝送帯域利用効率の向上が重要である。そこで、近年ディジタル光送受信機を用いたディジタルコヒーレント光通信技術が、注目を集めており、その重要性が増大している。 In an optical fiber communication system, it is important to reduce the installation cost of an optical fiber that is an optical transmission path and to improve the transmission band utilization efficiency per optical fiber. Therefore, in recent years, digital coherent optical communication technology using a digital optical transceiver has attracted attention and its importance is increasing.
光通信システムにおいては、これまで広く一般的に適用されてきたOOK(On−Off Keying)等の変調方式を用いたアナログ光送受信機が利用されている。なお、アナログ光送受信機に比べてディジタルコヒーレント光送受信機では、伝送路で生じる波長分散や送受信機の不完全性等に起因する波形歪みを含む場合であっても、かかる歪みは送信側あるいは受信側においてディジタル信号処理(DSP:digital signal processing)を行うことによって補償できる。 In an optical communication system, an analog optical transceiver using a modulation method such as OOK (On-Off Keying), which has been widely applied in general, has been used. Note that compared to analog optical transceivers, digital coherent optical transceivers can transmit distortion on the transmission side or on the reception side even if they include waveform distortion caused by wavelength dispersion in the transmission path or imperfections in the transceiver. Compensation can be made by performing digital signal processing (DSP) on the side.
このような技術により、光通信装置の性能が向上し、また低コスト化等が実現可能になり、大容量基幹系光通信システムが広く普及しつつある。 With such a technique, the performance of the optical communication device is improved and the cost can be reduced, and a large-capacity backbone optical communication system is becoming widespread.
特に、ディジタル化のメリットを生かすことにより、アナログ処理では実現困難であったQPSK(Quadrature Phase Shift Keying)変調やQAM(Quadrature Amplitude Modulation)変調等の多値変調技術が適用できるようになる。また、ナイキストフィルタリングを用いた信号帯域狭窄化による波長多重チャンネル数の拡大といった技術も適用できるようになる。これにより、伝送帯域利用効率が向上して、光ファイバ1本当たりの伝送容量を拡大できるようになる。 In particular, by making use of the advantages of digitalization, multilevel modulation techniques such as QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) modulation and QAM (Quadrature Amplitude Modulation) modulation, which have been difficult to realize by analog processing, can be applied. In addition, a technique of increasing the number of wavelength multiplexed channels by narrowing the signal band using Nyquist filtering can be applied. Thereby, the transmission band utilization efficiency is improved and the transmission capacity per optical fiber can be expanded.
一方、このような多値変調技術やナイキストフィルタリング技術等のような高度な伝送方式が適用されるにつれて、信号波形がさらに複雑化し、高い信号精度が必要となっている。このため、送信光変調器やコヒーレント検波受信器といった送受信機を構成するアナログフロントエンド部の特性劣化が、伝送特性により顕著に影響を及ぼすことがある。 On the other hand, as advanced transmission schemes such as the multi-level modulation technique and the Nyquist filtering technique are applied, the signal waveform becomes more complicated and high signal accuracy is required. For this reason, the characteristic deterioration of the analog front end part constituting the transmitter / receiver such as the transmission light modulator and the coherent detection receiver may significantly affect the transmission characteristic.
図13には、ディジタルコヒーレント光通信システムの一般的な構成を示すブロック図である。上で述べたアナログフロントエンド部の特性劣化の原因としては、送信アナログフロントエンド101と受信アナログフロントエンド102との両方で生じるDCオフセット、I/Qインバランス(In−phase信号とQuadrature−phase信号の直交ずれ)、非線形特性、送信アナログフロントエンドで生じる消光比等が挙げられる。これらの特性劣化が、理想的なコンスタレーション位置からのずれや変形といった歪をもたらすため、伝送特性が大きく劣化する。
FIG. 13 is a block diagram showing a general configuration of a digital coherent optical communication system. The cause of the characteristic deterioration of the analog front end unit described above is that the DC offset and I / Q imbalance (In-phase signal and Quadrature-phase signal generated in both the transmission
図14は、コンスタレーション歪の具体例を示す図で、(a)は理想コンスタレーション、(b)は消光比劣化、(c)はDCオフセット、(d)はI/Qインバランス、(e)は線形性劣化の場合を示す。なお、コンスタレーションとは、QPSKや16QAM等のディジタル直交変調方式における同相チャネル(Iチャネル)と直交チャネル(Qチャネル)の位相及び/又は振幅の組合せを示す信号点の配置を定めたものである。 FIG. 14 is a diagram showing a specific example of constellation distortion, where (a) is an ideal constellation, (b) is extinction ratio degradation, (c) is a DC offset, (d) is an I / Q imbalance, (e ) Shows the case of linearity degradation. Note that the constellation defines the arrangement of signal points indicating a combination of phase and / or amplitude of an in-phase channel (I channel) and a quadrature channel (Q channel) in a digital quadrature modulation scheme such as QPSK or 16QAM. .
送信側で生じるアナログ特性劣化の具体例として、主にMZ型光変調器を組合わせた送信I/Q光変調器及びその駆動回路、バイアス制御回路の不完全性が例示できる。一方、受信側で生じるアナログ特性劣化の具体例として、コヒーレント検波を行う90degハイブリットミキサ、TIA(Trans−Impedance Amplifier)等の不完全性が例示できる。 As a specific example of the analog characteristic degradation occurring on the transmission side, the imperfection of the transmission I / Q optical modulator, the drive circuit, and the bias control circuit, which are mainly combined with the MZ type optical modulator, can be exemplified. On the other hand, as a specific example of analog characteristic degradation occurring on the receiving side, incompleteness such as a 90 deg hybrid mixer that performs coherent detection and a TIA (Trans-Impedance Amplifier) can be exemplified.
このようなアナログ特性劣化に対して、これまでは送信側で生じた特性劣化は送信側で、受信側で生じた特性劣化は受信側で補償することが一般的であった。 In contrast to such analog characteristic degradation, until now, it has been common to compensate for characteristic degradation that has occurred on the transmission side on the transmission side, and characteristic degradation that has occurred on the reception side on the reception side.
例えば、特開2014−146915号公報では、送信側の光変調器で生じる静的なアナログ特性劣化(I/Qインバランス)を送信側ディジタル信号処理で予め補償しておく送信予補償技術が開示されている。また、特開2014−165913号公報では、同じく送信光変調器を高精度に制御してバイアスずれから生じるアナログ特性劣化を抑圧する技術が開示されている。さらに、特開2013−528995号公報では、受信側の90degハイブリッドミキサで生じるアナログ特性を受信側ディジタル信号処理で補償する技術が開示されている。 For example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2014-146915 discloses a transmission pre-compensation technique that compensates for static analog characteristic degradation (I / Q imbalance) occurring in a transmission-side optical modulator in advance by transmission-side digital signal processing. Has been. Japanese Patent Application Laid-Open No. 2014-165913 discloses a technique for similarly controlling a transmission optical modulator with high accuracy to suppress degradation of analog characteristics caused by bias deviation. Furthermore, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2013-528995 discloses a technique for compensating analog characteristics generated by a 90 deg hybrid mixer on the reception side by digital signal processing on the reception side.
しかしながら、上述した各特許文献1〜3にかかる補償技術では、今後更なる大容量化に向けて変調方式の多値化やナイキスト伝送といった高度な伝送方式が進むにつれて信号波形が複雑化した際に、送受信アナログ特性に起因するコンスタレーションの歪を完全に補償することが困難となる問題がある。特に、送信側の予補償技術やバイアス制御技術は、波形の複雑さに依存する部分が大きいため高精度な補償が難しくなる。
However, in the compensation techniques according to
また、送信光変調器に起因するアナログ特性劣化は緩やかではあるが動的に変動するため、完全に特性を補償することができずコンスタレーション歪が残留してしまう問題がある。 In addition, the analog characteristic deterioration caused by the transmission optical modulator is gradually but dynamically changed, so that there is a problem that the characteristic cannot be completely compensated and constellation distortion remains.
この送信側での残留コンスタレーション歪は、現在普及している変調方式であるQPSK方式では、ほとんど伝送特性に影響はなく無視できるが、8QAM、16QAM方式といった、より多値度の高い方式においては、伝送特性劣化は顕著となり無視できなくなる問題がある。 This residual constellation distortion on the transmission side can be ignored in the QPSK system, which is a currently popular modulation system, with little effect on the transmission characteristics, but in a higher multilevel system such as the 8QAM and 16QAM systems. There is a problem that transmission characteristic deterioration becomes remarkable and cannot be ignored.
例えば、特開2014−146915号公報や特開2014−165913号公報にかかる技術を用いて、送信側の残留コンスタレーション歪をより高精度に除去しようとする場合を考える。この場合には、送信ディジタル信号部や光変調器バイアス回路に対して、より高精度なフィードバック制御を行うことが必要となる。この結果、送信側にも受信側と同じ規模の高精度なリアルタイム波形モニタのような仕組みを導入しなければならず、回路規模やコストの大幅増大を招いてしまう。 For example, let us consider a case in which residual constellation distortion on the transmission side is to be removed with higher accuracy using the technology according to Japanese Patent Application Laid-Open Nos. 2014-146915 and 2014-165913. In this case, it is necessary to perform feedback control with higher accuracy for the transmission digital signal section and the optical modulator bias circuit. As a result, a mechanism such as a high-precision real-time waveform monitor of the same scale as that of the receiving side must be introduced on the transmitting side, resulting in a significant increase in circuit scale and cost.
また、特開2013−528995号公報は、あくまでも受信側の90degハイブリッドミキサで生じるコンスタレーション歪を補償するものであり、送信側で生じた残留コンスタレーション歪を補償することはできない。 Japanese Patent Laid-Open No. 2013-528995 only compensates for constellation distortion generated in the 90-deg hybrid mixer on the reception side, and cannot compensate for residual constellation distortion generated on the transmission side.
そこで、本発明の主目的は、送信側のアナログフロントエンド特性劣化に起因したコンスタレーション歪が残留してしまう場合でも、受信側のディジタル信号処理によって受信信号の品質を高品質に保つことが可能なディジタル光受信装置及びそれを用いた光通信システムを提供することである。 Therefore, the main object of the present invention is to maintain the quality of the received signal by the digital signal processing on the receiving side even when the constellation distortion due to the deterioration of the analog front end characteristic on the transmitting side remains. A digital optical receiver and an optical communication system using the same are provided.
上記目的を達成するために本発明に係るディジタル光受信装置は、受信信号と局発光信号とをミキシングして検波を行うコヒーレント検波受信器と、検波された受信アナログ信号をディジタル信号に変換するADCと、そのディジタル受信信号を復調するための受信復調処理ユニットとを備えたディジタル光受信装置であって、受信復調処理ユニットは、複数の復調部と、少なくとも1つ以上のコンスタレーション歪補正部と、を備え、かつ、復調部は、偏波多重QPSK方式でX偏波信号とY偏波信号とが混合した受信信号から、X偏波信号とY偏波信号とに偏波分離するチャネル分離処理を行うチャネル分離部と、X偏波信号とY偏波信号とに対して、受信信号のキャリア周波数と局発光信号の局発光周波数との偏差を補償するキャリア周波数オフセット補償処理を行うキャリア周波数オフセット補償部と、を含むと共に、コンスタレーション歪補正部は、チャネル分離部、キャリア周波数オフセット補償部の後段に、少なくとも1つ以上設けられて、入力した信号のコンスタレーション歪を補正するコンスタレーション歪補正処理を行うことを特徴とする。 In order to achieve the above object, a digital optical receiver according to the present invention includes a coherent detection receiver that performs detection by mixing a received signal and a local light signal, and an ADC that converts the detected received analog signal into a digital signal. And a reception demodulation processing unit for demodulating the digital reception signal, wherein the reception demodulation processing unit includes a plurality of demodulation units, at least one constellation distortion correction unit, and , And the demodulator performs channel separation to separate the polarization signal into the X polarization signal and the Y polarization signal from the reception signal in which the X polarization signal and the Y polarization signal are mixed in the polarization multiplexing QPSK system. A carrier that compensates for a deviation between a carrier frequency of a received signal and a local light emission frequency of a local light signal with respect to a channel separation unit that performs processing and an X polarization signal and a Y polarization signal A carrier frequency offset compensation unit that performs wave number offset compensation processing, and at least one constellation distortion correction unit is provided at the subsequent stage of the channel separation unit and the carrier frequency offset compensation unit, and the constellation of the input signal is provided. A constellation distortion correction process is performed to correct the constellation distortion.
本発明によれば、送信側のアナログフロントエンド特性劣化に起因したコンスタレーション歪が残留してしまう場合でも、受信側のディジタル信号処理によって受信信号の品質を好適に保ち、システム性能を維持することができる。 According to the present invention, even when constellation distortion due to analog front-end characteristic degradation on the transmission side remains, the quality of the reception signal is suitably maintained by the digital signal processing on the reception side, and the system performance is maintained. Can do.
<第1実施形態>
本発明の第1実施形態を説明する。図1は、本実施形態に係るディジタルコヒーレント光通信システムにおけるディジタル光受信装置2のブロック図である。
<First Embodiment>
A first embodiment of the present invention will be described. FIG. 1 is a block diagram of a digital
本実施形態に係るディジタル光受信装置2は、受信アナログフロントエンドユニット10、受信復調処理ユニット20を含んでいる。
The digital
受信アナログフロントエンドユニット10は、受信信号と局発光による信号(局発光信号)とをミキシングして検波を行うコヒーレント検波受信器11、検波された受信アナログ信号をディジタル信号に変換するADC(Analog−to−Digital Convertor)12を含んでいる。
The reception analog
受信復調処理ユニット20は、第1〜第m復調部21(21a〜21m)、チャネル分離部22,第1〜第n個コンスタレーション歪補正部23(23a,23b,…,23n)、キャリア周波数オフセット補償部24を含んで、受信アナログフロントエンドユニット10からのディジタル受信信号を復調する。
The reception
コンスタレーション歪補正部23は、チャネル分離部22やキャリア周波数オフセット補償部24の後段に、少なくとも1つ以上設けられている。即ち、チャネル分離部22の後段(出力側)に1つ以上のコンスタレーション歪補正部23が設けられ、そして/または、キャリア周波数オフセット補償部24の後段(出力側)に1つ以上のコンスタレーション歪補正部23が設けられている。
At least one constellation
このとき、復調部21やコンスタレーション歪補正部23の数は限定せず、また各復調部21及びコンスタレーション歪補正部23は異なる処理を行うことを排除するものではない。また、チャネル分離部22とキャリア周波数オフセット補償部24との処理を含む各復調処理手順は限定されない。例えば、周波数オフセット補償部24、チャネル分離部22の順で復調処理を行っても良い。
At this time, the number of
以下、説明を簡略化するため、図13に示した一般的な偏波多重方式のディジタルコヒーレント光通信システムに、本実施形態にかかる構成を適用したディジタル光受信装置を例に説明する。図2は、当該ディジタル光受信装置2のブロック図である。そして、第1復調部21aは波長分散補償処理を行い、第2復調部21bはキャリア位相補償処理を行う場合の例として、3段のコンスタレーション歪補正部23a〜23cを備えるものとする。各処理の詳細を説明する。
Hereinafter, in order to simplify the description, a digital optical receiving apparatus in which the configuration according to the present embodiment is applied to the general polarization multiplexing digital coherent optical communication system shown in FIG. 13 will be described as an example. FIG. 2 is a block diagram of the digital
第1復調部21aは、伝送路である光ファイバで生じる波長分散効果を補償するための波長分散補償処理を行う。
The
チャネル分離部22は、偏波多重信号におけるX偏波信号と、このX偏波信号に直交するY偏波信号とが混合した受信信号から、X偏波信号とY偏波信号とに偏波分離するチャネル分離処理を行う。なお、チャネル分離部22は、数十タップのFIRフィルタを用いてMIMO(Multi−input Multi−output)処理を行うことによって適応等化処理を行うので、このとき偏波モード分散等の補償も同時に行われる。
The
キャリア周波数オフセット補償部24は、偏波分離されたX偏波信号とY偏波信号に対して、受信信号のキャリア周波数と局発光信号の周波数(局発光周波数)との偏差を補償する。これによりキャリア周波数オフセットが、平均的に除去されてコンスタレーションの回転が時間的に止まる。
The carrier frequency offset
第2復調部21bは、入力信号に対してキャリア位相補償処理を行うことにより、コンスタレーションが図14(a)の理想コンスタレーション図に示すとおり、所望位置に補正される。
The
各コンスタレーション歪補正部23は、入力したX偏波信号とY偏波信号とに対してコンスタレーション歪補正処理(DCオフセット補償処理、I/Qインバランス補償処理、消光比補償処理、LUT(Look−Up Table)を用いた消光比補償処理、非線形性補償処理、LUTを用いた非線形補償処理の少なくとも1つを行う。これにより、Iチャネル及びQチャネルにおける信号のコンスタレーション歪を補正する(コンスタレーション歪補正処理)。
Each constellation
図3〜図8は、コンスタレーション歪補正部23の具体的構成を示す図である。図3はDCオフセット補償処理を行う場合、図4はI/Qインバランス補償処理を行う場合、図5は消光比補償処理を行う場合、図6はLUTを用いた消光比補償処理を行う場合、図7は非線形性補償処理を行う場合、図8はLUTを用いた非線形性補償処理を行う場合を示す。
3 to 8 are diagrams illustrating a specific configuration of the constellation
図3に示すコンスタレーション歪補正部23は、各信号の直流成分(例えば、入力信号の平均値)を検出する直流成分検出部30(30a,30b)、検出した直流成分を入力信号から減算して、当該直流成分を除去する減算器31(31a,31b)からなる。
The constellation
これにより、コンスタレーションの原点からのずれを補正することが可能となり、図14に示したような光変調器におけるバイアス制御の不完全性や消光比に起因するコンスタレーション残留歪を補正することが可能となる。 This makes it possible to correct the constellation deviation from the origin, and to correct constellation residual distortion due to imperfect bias control and extinction ratio in the optical modulator as shown in FIG. It becomes possible.
図4に示すコンスタレーション歪補正部23は、入力したIチャネル信号をA倍、B倍し、入力したQチャネル信号をC倍、D倍する増幅器33(第1増幅器33a〜第4増幅器33d)、増幅されたIチャネル信号及びQチャネル信号の一部を、それぞれ他方のチャンネルに加算する加算器34(第1加算器34a,第2加算機34b)を含んでいる。
The constellation
即ち、コンスタレーション歪補正部23は、X/Y偏波のそれぞれのI/Q信号に対して、Iチャネル信号を2分岐して各々予め設定された値を乗算した値にする第1、第2増幅器33a,33bと、Qチャネル信号を2分岐して各々予め設定された値を乗算した値にする第3、第4増幅器33c、33dと、Iチャネル信号から分岐された第1増幅器33aの出力とQチャネル信号から分岐された第3増幅器33cの出力を加算して出力する第1加算器34aと、Iチャネル信号から分岐された第2増幅器33bの出力とQチャネル信号から分岐された第4増幅器33dの出力を加算して出力する第2加算器34bと、を含んでいる。
That is, the constellation
言い換えれば、図3に示すコンスタレーション歪補正部23は式(1)
In other words, the constellation
に表される演算処理を行う。
The arithmetic processing represented by
なお、倍率A,B,C,Dは予め設定された値であり、I/Qインバランスの大きさに応じて決定する。本来、Iチャネル信号およびQチャネル信号は互いに直交するべきである。 Note that the magnifications A, B, C, and D are preset values, and are determined according to the magnitude of the I / Q imbalance. Essentially, the I channel signal and the Q channel signal should be orthogonal to each other.
しかし、例えば、送信光変調器などのバイアス不完全性によってIチャネルの角度がθIだけ、Qチャネルの角度がθQだけ直交からずれた場合には、I/Qインバランスの影響を受けたIチャネル信号IおよびQチャネル信号Qは、理想的なI/Qチャネル信号Iideal/QIdealを用いて式(2)
However, for example, when the angle of the I channel is deviated by θ I and the angle of the Q channel is deviated from orthogonal by θ Q due to imperfect bias of the transmission optical modulator or the like, it was affected by I / Q imbalance. I channel signal I and Q channel signal Q, the ideal I / Q-channel signals I ideal / Q ideal using equation (2)
に示される行列を掛け合わせることによって表すことができる。 Can be expressed by multiplying the matrix shown in FIG.
これによってコンスタレーションがひし形に歪む。しかしながら、このようにして歪んだコンスタレーションは、式(2)の逆行列を掛け合わせることによって容易に補償することができる。今、説明を簡単にするため、θI=−θ、θQ=θのI/Qインバランスが発生している場合を考える。このとき、式(2)の逆行列は式(3)
This distorts the constellation into a rhombus. However, the constellation distorted in this way can be easily compensated by multiplying the inverse matrix of equation (2). To simplify the explanation, consider a case where an I / Q imbalance of θ I = −θ and θ Q = θ is generated. At this time, the inverse matrix of Expression (2) is expressed by Expression (3).
と表される。 It is expressed.
従って、倍率A,B,C,Dで表される行列を、上で求めた式(3)とすることでI/Qインバランスを補償することができる。すなわち、式(2)で表されるI/Qインバランスの影響を受けたIチャネル信号およびQチャネル信号を式(1)に代入し、さらに式(3)で定義される行列を式(1)のA,B,C,Dに代入する。
これにより、式(4)
Therefore, the I / Q imbalance can be compensated by setting the matrix represented by the magnifications A, B, C, and D to Equation (3) obtained above. That is, the I channel signal and the Q channel signal affected by the I / Q imbalance represented by Expression (2) are substituted into Expression (1), and the matrix defined by Expression (3) is further expressed by Expression (1). ) Of A, B, C, and D.
As a result, the equation (4)
に示す通りI/Qインバランスの影響が補償されて、理想的なI/Qチャネル信号(IIdeal/QIdeal)を復元することができる。
As shown in FIG. 4, the influence of the I / Q imbalance is compensated, and an ideal I / Q channel signal (I Ideal / Q Ideal ) can be restored.
以上説明したように、図4に示すコンスタレーション歪補正部23は、図14に示したような光変調器のバイアス制御不完全性などに起因するI/Qインバランス(In−phase信号とQuadrature−phase信号の直交ずれ)によるコンスタレーション残留歪が補正できる。
As described above, the constellation
図5に示すコンスタレーション歪補正部23は、Iチャネル信号及びQチャネル信号に対して、公知の伝達関数FI(x)、FQ(x)による処理を行う信号処理部36(第1信号処理部36a,第2信号処理部36b)、それぞれ他方のチャンネルに加算する加算器37(第1加算器37a,第2加算器37b)を含んでいる。
The constellation
即ち、コンスタレーション歪補正部23は、X/Y偏波のそれぞれのI/Q信号に対して、Iチャネル信号を分岐して予め設定された伝達関数により信号処理を行う第1信号処理部36aと、Qチャネル信号を分岐して予め設定された伝達関数により信号処理を行う第2信号処理部36bと、Iチャネルの信号とQチャネルから分岐された第2信号処理部36bの出力を加算して出力する第1加算器37aと、Qチャネルの信号とIチャネルから分岐された第1信号処理部36aの出力を加算して出力する第2加算器37bと、を含んでいる。
That is, the constellation
このとき、伝達関数FI(x)、FQ(x)は、消光比劣化によるコンスタレーション残留歪とは逆の特性となるよう選定する。ここで、図14(b)に示した消光比劣化による弓形のコンスタレーション歪は、MZ型光変調器を構成する干渉計の不完全性によって生じるものであり、Iチャネルの信号がその大きさに応じてQチャネル側に弓形の形状となって漏れ込むことを意味している。同様に、Qチャネルの信号がその大きさに応じてIチャネル側に弓形の形状となった漏れ込むことを意味している。 At this time, the transfer functions FI (x) and FQ (x) are selected so as to have characteristics opposite to the constellation residual strain due to the extinction ratio deterioration. Here, the bow-shaped constellation distortion due to the extinction ratio degradation shown in FIG. 14B is caused by imperfection of the interferometer constituting the MZ type optical modulator, and the magnitude of the I channel signal is large. This means that it leaks in an arcuate shape on the Q channel side. Similarly, it means that the Q channel signal leaks in an arcuate shape on the I channel side according to its magnitude.
I/Q光変調器を構成するMZ型Iチャネル用光変調器50の構成を図9に例示する。このMZ型光変調器50は、上側位相変調器51a(51)、下側位相変調器51b(51)を備える。Qチャネルも同様な構成のため、以下の説明においてはIチャネル用光変調器50を例に説明する。なお、図9(a)はMZ型Iチャネル用光変調器50のブロック図、図9(b)は上側位相変調器51a(51)及び下側位相変調器51b(51)の出力信号を示す図、図9(c)はMZ型Iチャネル用光変調器50の出力信号を示す図である。
FIG. 9 illustrates the configuration of the MZ type I-channel
MZ型光変調器50に入力されたIinの光信号exp(jωt)(jは虚数単位、ωは光信号周波数)は、2つの光信号に分岐されて上側位相変調器51a、下側位相変調器51bに入力する。上側位相変調器51aに入力する光信号の電場強度はA+exp(jωt)、下側位相変調器51bに入力する光信号の電場強度はA−exp(jωt)で与えられる。
An I in optical signal exp (jωt) (j is an imaginary unit, ω is an optical signal frequency) input to the MZ type
このとき、上側位相変調器51aで付与される位相回転量はexp(jπV/2Vπ)、下側位相変調器51bで付与される位相回転量はexp(−jπV/2Vπ)で与えられる。ここで、Vは上側位相変調器51a及び下側位相変調器51bを駆動する駆動電圧、Vπは位相回転量がπになる印加電圧である。
At this time, the amount of phase rotation applied in the
上側位相変調器51aと下側位相変調器51bにおいて、それぞれ位相変調が付与された光信号E+及びE−は、合波されてEout(=E++E−)となり、MZ型光変調器50から出力される。
In the
先ず、A+≠A−の場合について説明する。A+≠A−の場合のE+及びE−をグラフ化した図が図9(b)である。図9(b)において、実線がE+=A+exp(iπV/(2Vπ))を点線がE−=A−exp(−iπV/(2Vπ))を表している。また、Eout=E++E−をグラフ化した図が図9(c)である。 First, the case where A + ≠ A − will be described. FIG. 9B is a graph showing E + and E − when A + ≠ A − . In FIG. 9 (b), the solid line E + = A + exp (iπV / (2V π)) dotted line E - = A - represents exp (-iπV / (2V π) ). Further, FIG. 9C is a graph of E out = E + + E − .
図9(a)〜図9(c)から分かるように、A+≠A−場合、理想的なA+=A−の場合には打ち消し合うはずのQ成分が発生し、位相誤差Errが発生する。この位相誤差Errは、消光比(ER:extinction ratio)=(A++A−)/(A+−A−)に反比例(Err∝ER−1)することが一般的な理論計算から知られている。言い換えれば、消光比に応じてIチャネルからQチャネルに漏れ込む量が位相誤差Errそのものであり、伝達関数で表すことができる。このように互いのチャネルに漏れ込む信号が伝達関数によって表すことができる。 As can be seen from FIGS. 9A to 9C, when A + ≠ A − , Q components that should cancel each other are generated when ideal A + = A − , and phase error Err occurs. To do. It is known from a general theoretical calculation that this phase error Err is inversely proportional (Err∝ER −1 ) to an extinction ratio (ER) = (A + + A − ) / (A + −A − ). Yes. In other words, the amount that leaks from the I channel to the Q channel according to the extinction ratio is the phase error Err itself, and can be expressed by a transfer function. In this way, signals that leak into each other's channels can be represented by a transfer function.
従って、その逆特性をFI(x)として設定し、図5に示すように、Qチャネル信号から差し引けば、IチャネルからQチャネルへ漏れ込む成分を相殺することが可能となる。Qチャネルに関しても、同様である。 Therefore, if the inverse characteristic is set as FI (x) and subtracted from the Q channel signal as shown in FIG. 5, the component leaking from the I channel to the Q channel can be canceled out. The same applies to the Q channel.
このように図5の構成において、I/Qチャネルそれぞれの光変調器の消光比に応じて各々コンスタレーション残留歪とは逆の特性となるFI(x)、FQ(x)を設定することによって、互いの漏れ込み信号を相殺することが可能となる。これにより、図14に示したような送信光変調器の消光比劣化による弓形のコンスタレーション残留歪を補正することが可能となる。 In this way, in the configuration of FIG. 5, by setting FI (x) and FQ (x), which have characteristics opposite to the constellation residual distortion, according to the extinction ratios of the optical modulators of the I / Q channels, respectively. The mutual leakage signals can be canceled out. This makes it possible to correct the bow-shaped constellation residual distortion due to the extinction ratio deterioration of the transmission light modulator as shown in FIG.
また、FI(x)、FQ(x)は、コンスタレーション残留歪を完全に相殺するような高精度な逆特性を持つ必要はなく、例えば近似関数でも良い。これにより多少の誤差を許容しつつ演算処理を簡略化することが可能となる。 Further, FI (x) and FQ (x) do not need to have a highly accurate inverse characteristic that completely cancels the constellation residual distortion, and may be approximate functions, for example. This makes it possible to simplify the arithmetic processing while allowing some errors.
さらに図6に示すとおり、FI(x)、FQ(x)の代わりにLUTを備えるLUT部55(第1LUT部55a,第2LUT部55b)で構成してもよい。
Further, as shown in FIG. 6, the LUT unit 55 (
即ち、コンスタレーション歪補正部23は、X/Y偏波のそれぞれのI/Q信号に対して、Iチャネル信号を分岐して予め設定されたLUTによりチャネル信号を補正する第1LUT部55aと、Qチャネル信号を分岐して予め設定されたLUTによりチャネル信号を補正する第2LUT部55bと、Iチャネルの信号とQチャネルから分岐された第2LUT部55bの出力を加算して出力する第1加算器37aと、Qチャネルの信号とIチャネルから分岐された第1LUT部55aの出力を加算して出力する第2加算器3bと、を含む。
That is, the constellation
この場合、例えば、図10に示すように、複数座標のLUTで定義される直線近似でFI(x)あるいはFQ(x)を近似することにより、演算量が大幅に削減できるようになる。 In this case, for example, as shown in FIG. 10, the calculation amount can be greatly reduced by approximating FI (x) or FQ (x) by linear approximation defined by a multi-coordinate LUT.
図7に示すコンスタレーション歪補正部23は、送信光変調器やその駆動回路で生じる非線形特性を補償する非線形補償処理を行う。
The constellation
コンスタレーション歪補正部23は、Iチャネル信号、Qチャネル信号に対して、公知の非線形伝達関数NLI(x)、NLQ(x)による処理を行う非線形伝達関数部38(38a,38b)を含んでいる。
The constellation
このとき、非線形伝達関数NLI(x)、NLQ(x)は、非線形特性による残留歪と逆の特性になるよう選定される。ここで、非線形特性の例としては、送信光変調器の消光特性が挙げられる。 At this time, the nonlinear transfer functions NLI (x) and NLQ (x) are selected so as to have characteristics opposite to the residual strain due to the nonlinear characteristics. Here, an example of the nonlinear characteristic is the extinction characteristic of the transmission light modulator.
図9(a)で示したとおり、MZ型光変調器50は原理的に上下2つの光位相変調器51で位相変調された光信号を干渉させて動作する。
As shown in FIG. 9A, the MZ type
このため、その出力光Eoutは、光変調器の駆動電圧に対して線形に動作せず、三角関数のsin特性を有することが知られている。従って、一般的には、その逆特性であるarcsin(=sin−1)特性により補正してから光変調器を駆動することによって、等間隔の格子上に乗ったQAM信号を得ることができる。 For this reason, it is known that the output light E out does not operate linearly with respect to the drive voltage of the optical modulator and has sin characteristics of a trigonometric function. Therefore, in general, a QAM signal riding on an equidistant lattice can be obtained by driving the optical modulator after correcting by the arcsin (= sin −1 ) characteristic which is the reverse characteristic.
しかしながら、光変調器のバイアス不完全性などにより、arcsinによる補正と光変調器のsin特性とにずれが生じて、完全相殺することができず線形性が損なわれてしまう。即ち、この非線形特性は、arcsin特性とsin特性のずれによって生じるものであり理論的に計算が可能である。従って、その逆特性をNLI(x)、NLQ(x)に設定することによって、非線形性を補償することができる。 However, due to imperfect bias of the optical modulator, there is a difference between the correction by arcsin and the sin characteristic of the optical modulator, which cannot be completely canceled and the linearity is impaired. That is, this non-linear characteristic is caused by a difference between the arcsin characteristic and the sin characteristic, and can be calculated theoretically. Therefore, nonlinearity can be compensated by setting the inverse characteristic to NLI (x) and NLQ (x).
また、別の非線形特性の例としては、光変調器を駆動する駆動回路(リニア増幅器)で生じるものもある。一般的なリニア増幅器を構成するトランジスタ差動増幅器では、入出力伝達特性は双曲線関数のtanh特性で近似される特性を有する。 Another example of the non-linear characteristic is that generated in a drive circuit (linear amplifier) that drives the optical modulator. In a transistor differential amplifier constituting a general linear amplifier, input / output transfer characteristics have characteristics approximated by a tanh characteristic of a hyperbolic function.
このため、入力電圧が小さい領域では、概ね線形動作と見なすことができるが、入力電圧が大きくなるにつれて線形性が損なわれる。従って、光変調器による非線形性と同様に、arctanh(=tanh−1)特性をNLI(x)、NLQ(x)に設定することによって、駆動回路の非線形性を補償することが可能となる。 For this reason, in a region where the input voltage is small, it can be regarded as a linear operation, but the linearity is lost as the input voltage increases. Therefore, similarly to the nonlinearity due to the optical modulator, the nonlinearity of the drive circuit can be compensated by setting the arctanh (= tanh −1 ) characteristic to NLI (x) and NLQ (x).
また、光変調器、駆動回路の逆特性を掛け合わせた伝達関数をNLI(x)、NLQ(x)に設定することによって、両特性を同時に補償することも可能である。 It is also possible to simultaneously compensate for both characteristics by setting the transfer function obtained by multiplying the inverse characteristics of the optical modulator and the drive circuit to NLI (x) and NLQ (x).
以上説明したとおり、図14に示したような非線形特性による不等間隔のコンスタレーション残留歪を補正することが可能となる。 As described above, it is possible to correct the constellation residual distortion at unequal intervals due to the nonlinear characteristics as shown in FIG.
また、図8に示すコンスタレーション歪補正部23は、予め設定されたLUT(Look−Up Table)を備えるLUT補正部39(39a,39b)を含んでいる。
The constellation
そして、LUT補正部39は、Iチャネル信号、Qチャネル信号をLUTに従って補正する。このとき、LUTは、コンスタレーション残留歪の特性と逆の特性となるよう適切に選定する。これにより、種々のコンスタレーション残留歪が補正できるようになる。
The
なお、前述の図7に示したコンスタレーション歪補正では、伝達関数NLI(x)、NLQ(x)を設定して補正を行うが、これらの伝達関数を高精度に演算処理するためには、回路規模が大きくなる傾向がある。 In the constellation distortion correction shown in FIG. 7 described above, the transfer functions NLI (x) and NLQ (x) are set and corrected. In order to calculate these transfer functions with high accuracy, The circuit scale tends to increase.
従って、ある程度の近似関数を用いる方法も挙げられるが、図8に示すLUTを用いた補正を行うことにより、演算量を大幅に削減することができる利点がある。 Therefore, there is a method using a certain degree of approximation function, but there is an advantage that the amount of calculation can be greatly reduced by performing correction using the LUT shown in FIG.
更には、LUTを用いた補正は、あらゆる伝達特性に対してLUTを適宜設定するだけで、柔軟に対応することが可能であるため、伝達関数で近似できないような場合にも有効である。 Furthermore, the correction using the LUT is effective even when it cannot be approximated by a transfer function because it can be flexibly handled by simply setting the LUT appropriately for all transfer characteristics.
なお、上述した各コンスタレーション歪補正部23は、各々単一の処理だけで構成する必要はなく、残留歪の種類に応じて信号を最適に補正するものであれば、複数の補正処理を組合わせても良い。
Each constellation
以上の構成により各偏波のIチャネル信号とQチャネル信号とが直交座標系に分離されて復調処理が完了する。 With the above configuration, the I-channel signal and the Q-channel signal of each polarization are separated into the orthogonal coordinate system, and the demodulation process is completed.
なお、特許文献3が提案するI/Qインバランス補償技術は、受信アナログ信号をディジタル信号に変換するADCの直後で行われる。従って、受信側のコヒーレント検波受信器やADCといったアナログフロントエンド特性の劣化に起因するコンスタレーション歪は補償される。
Note that the I / Q imbalance compensation technique proposed in
しかし、この方法によっても、復調部21a等に入力する信号に対して当該補償が行なわれるため、送信側の光変調器等で印加されたコンスタレーションの残留歪は補正することができない。
However, even with this method, since the compensation is performed on the signal input to the
これはADC12から出力される信号は、チャネル分離前の信号であり、送信信号のチャネル毎に印加された残留歪も複雑に混合した状態であるためである。かかる事情により、コンスタレーションの残留歪を正しく補正することができない。
This is because the signal output from the
一方、本実施形態にかかるディジタル光受信装置2では、チャネル分離部22において送信信号に印加されたコンスタレーション残留歪も分離されるので、コンスタレーション歪補正部23は各偏波の信号に対して適切に残留歪みを補正することができるようになる。
On the other hand, in the digital
さらに、キャリアキャリア周波数オフセット補償部24や第2復調部21bにおけるキャリア位相補償後の信号においてはI/Q信号も分離されるため、I/Q各信号に対して適切に補正することが可能となる。
Further, since the I / Q signal is also separated in the signal after the carrier phase compensation in the carrier carrier frequency offset compensating
なお、コンスタレーション補正処理は、復調処理を全て行った第2復調部21bの後に一括して行ってもよい。但し、適切に補正できるコンスタレーション歪はなるべく復調処理の早い段階で補正した方が、当該復調処理がより高精度に行うことができる。即ち、コンスタレーション歪を含んだ状態で復調処理をするより、少しでも残留歪を除去した状態で復調処理を行う方がよい。このため、本実施形態においては、図1に示すように、各復調処部21の間にコンスタレーション歪補正部23を複数配置している。
The constellation correction process may be performed collectively after the
また、図1においては、チャネル分離部22の後にキャリア周波数オフセット補償部24が配置されている。しかし、かかる構成に限定するものではない。例えば、図11に示すように、粗調整・微調整機能をなすキャリア周波数オフセット補償部25を複数の位置に配備してもよい。図11においては、キャリア周波数オフセット補償部25をチャネル分離部22の前に設けた場合を例示した図である。
In FIG. 1, a carrier frequency offset
この場合も、キャリア周波数オフセット補償部25の後にコンスタレーション歪補正処理を行うことが好ましいので、コンスタレーション歪補正23dをキャリア周波数オフセット補償部25と第1復調部21aとの間に設けている。これにより、送信光変調器のバイアス制御不完全性や消光比等に起因するキャリアリークを抑圧することができるようになる。
Also in this case, since it is preferable to perform the constellation distortion correction process after the carrier frequency offset
以上説明したように、送信側で生じたコンスタレーション残留歪を、受信側の復調処理において補償することが可能となる。そして、これにより大規模なリアルタイム波形モニタを用いた最適制御技術などを送信側に用いることなく、受信信号の品質を好適に保ち、システム性能を維持することが可能となる。 As described above, the constellation residual distortion generated on the transmission side can be compensated for in the demodulation processing on the reception side. As a result, the quality of the received signal can be suitably maintained and the system performance can be maintained without using an optimum control technique using a large-scale real-time waveform monitor on the transmission side.
<第2実施形態>
次に、本発明の第2実施形態を説明する。なお、第1実施形態と同一構成に関しては、同一符号を用い説明を適宜省略する。
Second Embodiment
Next, a second embodiment of the present invention will be described. In addition, about the same structure as 1st Embodiment, description is abbreviate | omitted suitably using the same code | symbol.
本実施形態に係るディジタル光受信装置2は、図12に示すように、第1実施形態に示したディジタル光受信装置2の構成に、複数のコンスタレーション歪検出部41(41a,41b,41c)、コンスタレーション歪補正制御部42が追加された構成である。
As shown in FIG. 12, the digital
なお、コンスタレーション歪検出部の配置場所は、その検出が最も効率よく行える場所であればよく、検出したいコンスタレーション残留歪の種類に応じて、それぞれ適切な場所に配置すればよい。 Note that the constellation distortion detection unit may be arranged at any place where the detection can be performed most efficiently, and may be arranged at an appropriate place according to the type of constellation residual distortion to be detected.
コンスタレーション歪検出部41は、当該コンスタレーション歪補正部23に入力する信号のコンスタレーションの歪度合を検出する。
The constellation
検出したコンスタレーションの歪度合は、コンスタレーション歪補正制御部42に入力する。コンスタレーション歪補正制御部42は、コンスタレーションの歪度合に基づき各コンスタレーション歪補正部23における補正量を制御する。また、コンスタレーションの歪度合が十分小さければ、不必要なコンスタレーション補正部をバイパスして消費電力を抑えることも可能である。
The detected distortion degree of the constellation is input to the constellation distortion
これにより、動的なコンスタレーション残留歪が生じた場合でも、自動的にコンスタレーション残留歪を補償し、受信信号のコンスタレーションを好適に保ちシステム性能を維持することが可能となる。 As a result, even when dynamic constellation residual distortion occurs, the constellation residual distortion is automatically compensated, and the received signal constellation can be suitably maintained and system performance can be maintained.
以上説明したように、QAMなどの多値変調信号やナイキストフィルタリングのようなより複雑な送信波形を用いた伝送方式を適用した際にも、送信側で生じたコンスタレーション残留歪を、受信側の復調処理において補償することが可能となる。この結果、大規模なリアルタイム波形モニタを用いた最適制御技術などを送信側に用いることなく、受信信号の品質を好適に保ち、システム性能を維持することが可能になる。 As described above, the constellation residual distortion generated on the transmission side can be reduced on the reception side even when a transmission method using a multi-value modulation signal such as QAM or a more complicated transmission waveform such as Nyquist filtering is applied. It is possible to compensate in the demodulation process. As a result, the quality of the received signal can be suitably maintained and the system performance can be maintained without using an optimal control technique using a large-scale real-time waveform monitor on the transmission side.
また、光変調器やアナログフロントエンドデバイスに求められる性能を緩和することができるので、使用部品の歩留まりを向上することが可能であり、低コストにディジタル光送信機の提供が可能になる。 In addition, since the performance required for the optical modulator and the analog front-end device can be relaxed, the yield of used parts can be improved, and a digital optical transmitter can be provided at low cost.
2 ディジタル光受信装置
10 受信アナログフロントエンドユニット
11 コヒーレント検波受信器
20 受信復調処理ユニット
21(21a〜21m) 復調部
22 チャネル分離部
23(23a〜23n) コンスタレーション歪補正部
24,25 キャリア周波数オフセット補償部
30(30a,30b) 直流成分検出部
31(31a,31b) 減算器
33(33a,33b,33c,33d) 増幅器
34(34a,34b)、37(37a,37b) 加算器
36(36a,36b) 伝達関数部
38(38a,38b) 非線形伝達関数部
41(41a,41b,41c) コンスタレーション歪検出部
42 コンスタレーション歪補正制御部
51 光位相変調器
51a 上側位相変調器
51b 下側位相変調器
2
Claims (9)
受信復調処理ユニットは、
複数の復調部と、
少なくとも1つ以上のコンスタレーション歪補正部と、を備え、かつ、
前記復調部は、
偏波多重QPSK方式でX偏波信号とY偏波信号とが混合した前記受信信号から、前記X偏波信号と前記Y偏波信号とに偏波分離するチャネル分離処理を行うチャネル分離部と、
前記X偏波信号と前記Y偏波信号とに対して、前記受信信号のキャリア周波数と前記局発光信号の局発光周波数との偏差を補償するキャリア周波数オフセット補償処理を行うキャリア周波数オフセット補償部と、を含むと共に、
前記コンスタレーション歪補正部は、前記チャネル分離部、前記キャリア周波数オフセット補償部の後段に、少なくとも1つ以上設けられて、入力した信号のコンスタレーション歪を補正するコンスタレーション歪補正処理を行うことを特徴とするディジタル光受信装置。 A coherent detection receiver that performs detection by mixing a received signal and a local light signal, an ADC that converts the detected received analog signal into a digital signal, and a reception demodulation processing unit for demodulating the digital received signal A digital optical receiver comprising:
The reception demodulation processing unit
A plurality of demodulation units;
And at least one constellation distortion correction unit, and
The demodulator
A channel separation unit for performing a channel separation process for separating the X-polarized signal and the Y-polarized signal from the received signal obtained by mixing the X-polarized signal and the Y-polarized signal in a polarization multiplexing QPSK system; ,
A carrier frequency offset compensation unit that performs a carrier frequency offset compensation process for compensating a deviation between a carrier frequency of the reception signal and a local light emission frequency of the local light signal, with respect to the X polarization signal and the Y polarization signal; , Including
The constellation distortion correction unit is provided at least one after the channel separation unit and the carrier frequency offset compensation unit, and performs constellation distortion correction processing for correcting the constellation distortion of the input signal. A digital optical receiver characterized.
前記コンスタレーション歪補正部は、
X/Y偏波のそれぞれのI/Q信号に対して入力した信号の直流成分を検出する直流成分検出部と、
検出した直流成分を入力した信号から減算する減算器と、
を備えて、前記直流成分を除去することを特徴とするディジタル光受信装置。 The digital optical receiver according to claim 1,
The constellation distortion correction unit is
A direct current component detector that detects a direct current component of an input signal for each I / Q signal of X / Y polarization;
A subtractor for subtracting the detected DC component from the input signal;
A digital optical receiver characterized in that the DC component is removed.
前記コンスタレーション歪補正部は、X/Y偏波のそれぞれのI/Q信号に対して、
Iチャネル信号を2分岐して各々予め設定された値を乗算した値にする第1、第2増幅器と、Qチャネル信号を2分岐して各々予め設定された値を乗算した値にする第3、第4増幅器と、
Iチャネル信号から分岐された前記第1増幅器の出力とQチャネル信号から分岐された前記第3増幅器の出力を加算して出力する第1加算器と、Iチャネル信号から分岐された前記第2増幅器の出力とQチャネル信号から分岐された前記第4増幅器の出力を加算して出力する第2加算器と、
を備えて、I/Qインバランス補償を行うことを特徴とするディジタル光受信装置。 The digital optical receiver according to claim 1,
The constellation distortion correction unit is configured for each I / Q signal of X / Y polarization.
First and second amplifiers that branch the I channel signal into two and multiply each by a preset value, and a third amplifier that splits the Q channel signal into two and multiply each by a preset value A fourth amplifier;
A first adder for adding and outputting the output of the first amplifier branched from the I channel signal and the output of the third amplifier branched from the Q channel signal; and the second amplifier branched from the I channel signal. And a second adder for adding and outputting the output of the fourth amplifier branched from the Q channel signal;
A digital optical receiver characterized by performing I / Q imbalance compensation.
前記コンスタレーション歪補正部は、X/Y偏波のそれぞれのI/Q信号に対して、
Iチャネル信号を分岐して予め設定された伝達関数により信号処理を行う第1信号処理部と、Qチャネル信号を分岐して予め設定された伝達関数により信号処理を行う第2信号処理部と、
Iチャネルの信号とQチャネルから分岐された前記第2信号処理部の出力を加算して出力する第1加算器と、Qチャネルの信号とIチャネルから分岐された前記第1信号処理部の出力を加算して出力する第2加算器と、
を備えて、光変調手段において生じる消光比に起因したコンスタレーション残留歪を補正することを特徴とするディジタル光受信装置。 The digital optical receiver according to claim 1,
The constellation distortion correction unit is configured for each I / Q signal of X / Y polarization.
A first signal processing unit for branching an I channel signal and performing signal processing with a preset transfer function; a second signal processing unit for branching a Q channel signal and performing signal processing with a preset transfer function;
A first adder for adding and outputting an I channel signal and an output of the second signal processing unit branched from the Q channel; and an output of the first signal processing unit branched from the Q channel signal and the I channel A second adder for adding and outputting,
And a constellation residual distortion caused by an extinction ratio generated in the light modulation means.
前記コンスタレーション歪補正部は、X/Y偏波のそれぞれのI/Q信号に対して、
Iチャネル信号を分岐して予め設定されたLUT(によりチャネル信号を補正する第1LUT部と、Qチャネル信号を分岐して予め設定されたLUTによりチャネル信号を補正する第2LUT部と、
Iチャネルの信号とQチャネルから分岐された前記第2LUT部の出力を加算して出力する第1加算器と、Qチャネルの信号とIチャネルから分岐された前記第1LUT部の出力を加算して出力する第2加算器と、
を備えて、光変調手段において生じる消光比に起因したコンスタレーション残留歪を補正することを特徴とするディジタル光受信装置。 The digital optical receiver according to claim 1,
The constellation distortion correction unit is configured for each I / Q signal of X / Y polarization.
A first LUT unit that branches the I channel signal and corrects the channel signal using a preset LUT (and a second LUT unit that branches the Q channel signal and corrects the channel signal using the preset LUT;
A first adder that adds and outputs the I channel signal and the output of the second LUT unit branched from the Q channel, and adds the Q channel signal and the output of the first LUT unit branched from the I channel. A second adder for outputting;
And a constellation residual distortion caused by an extinction ratio generated in the light modulation means.
前記コンスタレーション歪補正部は、X/Y偏波のそれぞれのI/Q信号に対して、
予め設定された伝達関数により信号処理を行う信号処理部を備え、
送信光変調手段、当該送信光変調手段の駆動回路で生じる非線形特性を補償することを特徴とするディジタル光受信装置。 The digital optical receiver according to claim 1,
The constellation distortion correction unit is configured for each I / Q signal of X / Y polarization.
A signal processing unit that performs signal processing using a preset transfer function;
A digital optical receiver characterized by compensating for non-linear characteristics generated in a transmission light modulation means and a drive circuit of the transmission light modulation means.
前記コンスタレーション歪補正部は、X/Y偏波のそれぞれのI/Q信号に対して、
LUTによりチャネル信号を補正することを特徴とするディジタル光受信装置。 The digital optical receiver according to claim 1,
The constellation distortion correction unit is configured for each I / Q signal of X / Y polarization.
A digital optical receiver characterized in that a channel signal is corrected by an LUT.
入力する信号のコンスタレーションの歪度合を検出する、少なくとも1つ以上のコンスタレーション歪検出部と、
前記コンスタレーション歪検出部による検出結果に応じて前記コンスタレーション歪補正部の補償量を制御するコンスタレーション歪補正制御部と、
を備え、動的なコンスタレーション残留歪を適応的に補償することを特徴とするディジタル光受信装置。 The digital optical receiver according to any one of claims 1 to 7,
At least one constellation distortion detector that detects the degree of distortion of the constellation of the input signal;
A constellation distortion correction control unit that controls a compensation amount of the constellation distortion correction unit according to a detection result by the constellation distortion detection unit;
A digital optical receiver characterized by adaptively compensating for dynamic constellation residual distortion.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2015087578A JP2016208257A (en) | 2015-04-22 | 2015-04-22 | Digital optical receiver and optical communication system employing the same |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2015087578A JP2016208257A (en) | 2015-04-22 | 2015-04-22 | Digital optical receiver and optical communication system employing the same |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2016208257A true JP2016208257A (en) | 2016-12-08 |
Family
ID=57487409
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2015087578A Pending JP2016208257A (en) | 2015-04-22 | 2015-04-22 | Digital optical receiver and optical communication system employing the same |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2016208257A (en) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2017076965A (en) * | 2015-10-12 | 2017-04-20 | 富士通株式会社 | Estimation device, compensation device and receiver of bias drift of transmission side modulator |
US10355787B2 (en) | 2016-03-03 | 2019-07-16 | Nec Corporation | Digital optical receiver and optical communication system using the same |
JP2019198061A (en) * | 2018-05-08 | 2019-11-14 | 富士通株式会社 | Phase noise compensation device and method, receiver |
WO2021199317A1 (en) * | 2020-03-31 | 2021-10-07 | 日本電信電話株式会社 | Optical transmission system and characteristic estimation method |
-
2015
- 2015-04-22 JP JP2015087578A patent/JP2016208257A/en active Pending
Cited By (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2017076965A (en) * | 2015-10-12 | 2017-04-20 | 富士通株式会社 | Estimation device, compensation device and receiver of bias drift of transmission side modulator |
US10771230B2 (en) | 2015-10-12 | 2020-09-08 | Fujitsu Limited | Estimating apparatus for bias drift of transmitting end modulator, compensating apparatus and receiver |
US10355787B2 (en) | 2016-03-03 | 2019-07-16 | Nec Corporation | Digital optical receiver and optical communication system using the same |
JP2019198061A (en) * | 2018-05-08 | 2019-11-14 | 富士通株式会社 | Phase noise compensation device and method, receiver |
JP7225902B2 (en) | 2018-05-08 | 2023-02-21 | 富士通株式会社 | PHASE NOISE COMPENSATION APPARATUS AND METHOD, RECEIVER |
WO2021199317A1 (en) * | 2020-03-31 | 2021-10-07 | 日本電信電話株式会社 | Optical transmission system and characteristic estimation method |
JP7393694B2 (en) | 2020-03-31 | 2023-12-07 | 日本電信電話株式会社 | Optical transmission system and characteristic estimation method |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US10374721B2 (en) | Transmission of subcarriers having different modulation formats | |
US10833767B2 (en) | Self-homodyne carrier multiplexed transmission system and method for coherent optical links | |
JP6176012B2 (en) | Nonlinear distortion compensation apparatus and method, and communication apparatus | |
JP5850041B2 (en) | Optical receiver, polarization separation device, and optical reception method | |
US9467245B2 (en) | Polarization multiplexing optical transceiver | |
JP6040288B1 (en) | Optical data transmission system | |
US8306438B2 (en) | Coherent optical receiver systems and methods | |
JP5390607B2 (en) | Pre-equalization transmission system | |
KR20130018298A (en) | Electronic nonlinearity compensation for optical transmission systems | |
US9787403B2 (en) | Digital optical transmitter, optical communication system using the same, and digital optical transmission method | |
CN107852248B (en) | Signal processing apparatus and method in optical receiver | |
JP2016208257A (en) | Digital optical receiver and optical communication system employing the same | |
WO2015042011A1 (en) | Frequency-diversity mimo processing for optical transmission | |
US11539447B2 (en) | Subcarrier based adaptive equalization of electrical filtering effects on sub-carrier multiplexed signals | |
Sowailem et al. | 770-Gb/s PDM-32QAM coherent transmission using InP dual polarization IQ modulator | |
Bilal et al. | Carrier phase estimation in multi-subcarrier coherent optical systems | |
US20150030330A1 (en) | Optical transmitter, optical communication system, and optical communication method | |
Al Amin et al. | A hybrid IQ imbalance compensation method for optical OFDM transmission | |
US10348364B2 (en) | Crosstalk correction using pre-compensation | |
US11108468B2 (en) | Optical transmitter, optical receiver and communication system | |
Zhang et al. | Training symbol-based equalization for quadrature duobinary PDM-FTN systems | |
WO2013128835A1 (en) | Optical receiver and optical communication system | |
Liang et al. | Transceiver in-phase and quadrature imbalance monitoring by two stage MIMO equalizers | |
Hilt et al. | 32 Gbaud real-time FPGA-based multi-format transmitter for generation of higher-order modulation formats | |
Fyath et al. | Investigation of I/Q imbalance in coherent optical OFDM system |