JP2016201912A - Motor drive device and control method for motor drive device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、モータ駆動装置及びモータ駆動装置の制御方法に関する。 The present invention relates to a motor drive device and a method for controlling the motor drive device.
モータのステータコイル電圧を正弦波状に変化させる正弦波駆動は、矩形波状に変化させる矩形波駆動よりも低騒音、低振動である。正弦波駆動を行うためには高価な絶対角度センサ(レゾルバ等)が必要となる。絶対角度センサを使用しない場合、例えばホールセンサを使用する場合は、ホールセンサの出力間隔を一定時間経過(レゾルバの出力値を読み込むサンプリングタイミングに相当する時間)毎に、ロータ位置を推定して通電タイミングを切り替えることにより、精度は低下するが正弦波駆動を行うことができる。 The sine wave drive that changes the stator coil voltage of the motor into a sine wave has lower noise and vibration than the rectangular wave drive that changes into a square wave. In order to perform sine wave drive, an expensive absolute angle sensor (such as a resolver) is required. When an absolute angle sensor is not used, for example, when a hall sensor is used, the rotor sensor is energized by estimating the rotor position every time the hall sensor output interval elapses (the time corresponding to the sampling timing for reading the resolver output value). By switching the timing, sine wave drive can be performed with reduced accuracy.
しかし、この場合、設定した時間からロータ位置を推定する計算が複雑になり、処理負荷が増加してしまうという問題がある。また、ロータ位置推定の計算誤差が大きくなってしまうという問題がある。また、誤差を小さくするために、高分解能のマップデータ(SIN、COS等)を保持しようとすると、使用するメモリ容量が増加してしまうという問題がある。
また、ロータ位置を推定して通電タイミングを切り替える場合、ロータの回転数が上がるほど(高回転になるほど)通電タイミングの切り替え時間間隔が短くなり、高回転時の処理負荷が増加するという問題があった。
However, in this case, there is a problem that the calculation for estimating the rotor position from the set time becomes complicated and the processing load increases. In addition, there is a problem that a calculation error of the rotor position estimation becomes large. In addition, in order to reduce the error, there is a problem that the memory capacity to be used increases if high resolution map data (SIN, COS, etc.) is held.
In addition, when the energization timing is switched by estimating the rotor position, there is a problem that the energization timing switching time interval becomes shorter as the rotor speed increases (the higher the rotation speed), and the processing load at high rotation increases. It was.
本発明は、上記の事情を考慮してなされたものであり、ロータ位置を推定する計算における処理負荷の増加、高回転時の処理負荷の増加を抑制できるモータ駆動装置及びモータ駆動装置の制御方法を提供することを目的とする。 The present invention has been made in consideration of the above circumstances, and a motor drive device and a motor drive device control method capable of suppressing an increase in processing load in calculation for estimating the rotor position and an increase in processing load at high rotation The purpose is to provide.
上記課題を解決するため、実施形態のモータ駆動装置は、ブラシレスモータと、ホールセンサと、制御部と、ゲートドライバと、インバータとを備えるモータ駆動装置であって、前記ブラシレスモータは、3相のモータ構造を有し、前記ホールセンサは、前記ブラシレスモータの動作時における磁束変化の信号を検出し、前記制御部は、前記磁束変化の信号に基づいて前記ブラシレスモータのロータ回転数を求め、前記ロータ回転数の変化に応じて、複数の所定の電気角を算出し、前記複数の所定の電気角から一つの所定の電気角を選択し、選択された所定の電気角で前記ブラシレスモータの各相への通電タイミングを切り替えるPWM信号を前記ゲートドライバに出力させ、前記インバータは、前記PWM信号に基づいて、前記ブラシレスモータのステータコイルへの電圧供給を、正弦波状に変化させて供給する、ことを特徴とする。 In order to solve the above-described problem, a motor driving device according to an embodiment is a motor driving device including a brushless motor, a hall sensor, a control unit, a gate driver, and an inverter, and the brushless motor is a three-phase motor. A motor structure, wherein the Hall sensor detects a magnetic flux change signal during operation of the brushless motor, and the control unit obtains a rotor rotational speed of the brushless motor based on the magnetic flux change signal, A plurality of predetermined electrical angles are calculated according to a change in the rotor rotational speed, one predetermined electrical angle is selected from the plurality of predetermined electrical angles, and each of the brushless motors is selected with the selected predetermined electrical angle. The gate driver outputs a PWM signal for switching the energization timing to the phase, and the inverter is configured to generate the brushless signal based on the PWM signal. The voltage supply to the over data of the stator coil, and supplies varied sinusoidally, characterized in that.
また、実施形態のモータ駆動装置は、前記複数の所定の電気角が、第1の所定の電気角と第2の所定の電気角との2つあり、前記ホールセンサのエッジ間隔時間である電気角60度回転時間を除算する所定の数が、第1の所定の数と第2の所定の数との2つあり、前記第2の所定の数は、前記第1の所定の数より小さい値であって、前記制御部は、前記ロータ回転数が予め設定されたロータ回転数未満である場合、前記第1の所定の電気角を、前記電気角60度回転時間を前記第1の所定の数で除算することにより算出し、前記電気角60度回転時間から前記第1の所定の電気角が経過する毎に前記PWM信号を変化させ、前記ロータ回転数が予め設定されたロータ回転数以上である場合、前記第2の所定の電気角を、前記電気角60度回転時間を前記第2の所定の数で除算することにより算出し、前記電気角60度回転時間から前記第2の所定の電気角が経過する毎に前記PWM信号を変化させる、ことを特徴とする。
In the motor drive device according to the embodiment, the plurality of predetermined electrical angles are two, that is, a first predetermined electrical angle and a second predetermined electrical angle, and the electrical interval is an edge interval time of the Hall sensor. There are two predetermined numbers for dividing the rotation time of 60 degrees in angle, the first predetermined number and the second predetermined number, and the second predetermined number is smaller than the first predetermined number. When the rotor rotational speed is less than a preset rotor rotational speed, the control unit sets the first predetermined electrical angle, the
また、実施形態のモータ駆動装置は、前記制御部は、前記PWM信号の生成に用いる三角関数の値を記憶するテーブルを有する、ことを特徴とする。 In the motor drive device according to the embodiment, the control unit includes a table that stores trigonometric function values used for generating the PWM signal.
また、実施形態のモータ駆動装置の制御方法は、3相のモータ構造を有するブラシレスモータと、ホールセンサと、制御部と、ゲートドライバと、インバータとを備えるモータ駆動装置の制御方法であって、前記ホールセンサが、前記ブラシレスモータの動作時における磁束変化の信号を検出する検出工程と、前記制御部が、前記磁束変化の信号に基づいて前記ブラシレスモータのロータ回転数を求め、前記ロータ回転数の変化に応じて、複数の所定の電気角を算出し、前記複数の所定の電気角から一つの所定の電気角を選択し、選択された所定の電気角で前記ブラシレスモータの各相への通電タイミングを切り替えるPWM信号を前記ゲートドライバに出力させる出力工程と、前記インバータが、前記PWM信号に基づいて、前記ブラシレスモータのステータコイルへの電圧供給を、正弦波状に変化させて供給する供給工程と、を備えることを特徴とする。 Further, the control method of the motor drive device of the embodiment is a control method of a motor drive device including a brushless motor having a three-phase motor structure, a hall sensor, a control unit, a gate driver, and an inverter, The hall sensor detects a magnetic flux change signal during operation of the brushless motor, and the control unit obtains the rotor rotational speed of the brushless motor based on the magnetic flux change signal, and the rotor rotational speed. A plurality of predetermined electrical angles are calculated in response to a change in a plurality of predetermined electrical angles, a predetermined electrical angle is selected from the plurality of predetermined electrical angles, and each phase of the brushless motor is selected at the selected predetermined electrical angle. An output step for causing the gate driver to output a PWM signal for switching energization timing, and the inverter is configured to output the brush signal based on the PWM signal. The voltage supply to the motor stator coils, characterized in that it comprises a supply step of supplying varied sinusoidally.
本発明によれば、制御部は、磁束変化の信号に基づいて、ロータ回転数を算出し、ロータ回転数の変化に応じて、複数の所定の電気角を算出し、複数の所定の電気角から一つの所定の電気角を選択し、選択された所定の電気角でブラシレスモータの各相への通電タイミングを切り替えるPWM信号をゲートドライバに出力させる。インバータは、PWM信号に基づいて、ブラシレスモータのステータコイルへの電圧供給を、正弦波状に変化させて供給する。これにより、ロータ位置を推定する計算における処理負荷の増加、高回転時の処理負荷の増加を抑制できるモータ駆動装置及びモータ駆動装置の制御方法を提供することができる。 According to the present invention, the control unit calculates the rotor rotation speed based on the magnetic flux change signal, calculates a plurality of predetermined electrical angles according to the change in the rotor rotation speed, and outputs the plurality of predetermined electrical angles. One predetermined electrical angle is selected, and a PWM signal for switching the energization timing to each phase of the brushless motor is output to the gate driver at the selected predetermined electrical angle. The inverter supplies the voltage supplied to the stator coil of the brushless motor in a sine wave shape based on the PWM signal. As a result, it is possible to provide a motor drive device and a control method for the motor drive device that can suppress an increase in processing load in calculation for estimating the rotor position and an increase in processing load during high rotation.
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。図1は、モータ駆動装置1の構成を示す図である。図1に示したモータ駆動装置1は、ブラシレスモータ11と、ホールセンサ12と、制御部13と、ゲートドライバ14と、インバータ15と、直流電源16とを備える。
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of the
ブラシレスモータ11は、3相のモータ構造を有するモータである。ブラシレスモータ11は、3相の電機子巻線であるU相ステータコイル、V相ステータコイル及びW相ステータコイルが巻かれたステータと、複数の磁極を有する永久磁石ロータとを備えている。
また、ブラシレスモータ11には、永久磁石ロータ近傍に、ホールセンサ12が取り付けられている。ホールセンサ12は、ブラシレスモータの動作時における磁束変化の信号を検出する3個のU相ホールセンサ、V相ホールセンサ、W相ホールセンサから構成される。U相ホールセンサは、永久磁石ロータの磁極の切り替わりを検出し、検出した結果をハイ(H)又はロー(L)の2値信号であるU相ホールセンサ信号を制御部13に出力する。また、V相ホールセンサは、永久磁石ロータの磁極の切り替わりを検出し、検出した結果をH又はLの2値信号であるV相ホールセンサ信号を制御部13に出力する。また、W相ホールセンサは、永久磁石ロータの磁極の切り替わりを検出し、検出した結果をH又はLの2値信号であるW相ホールセンサ信号を制御部13に出力する。
The
In addition, a
制御部13は、U相ホールセンサ信号、V相ホールセンサ信号、W相ホールセンサ信号に基づいて、ブラシレスモータ11のロータ回転数を求め、ロータ回転数の変化に応じて、複数の所定の電気角を算出し、前記複数の所定の電気角から一つの所定の電気角を選択し、選択された所定の電気角でブラシレスモータ11の各相への通電タイミングを切り替えるPWM信号をゲートドライバ14に出力させる。
インバータ15は、PWM信号に基づいて、ブラシレスモータ11のステータコイルへの電圧供給を、正弦波状に変化させて供給する。
直流電源16は、インバータ15がブラシレスモータ11のステータコイルへの電圧供給をするための、直流電圧を供給する。
The
The
The
ここで、通電タイミングについて説明する。従来において、例えば6極9スロット3相ブラシレスモータの場合、180度正弦波駆動を行う際、通電タイミングTが固定なので、ここから電気角θを算出しなければならなかった。通電タイミングTは、T=電気角60度回転時間÷60×電気角θという式で求まる。ここで、電気角60度回転時間とは、例えばU相ホールセンサ信号がLからHに変わった時刻とW相ホールセンサがHからLに変わった時刻との間の時間である。例えば、電気角60度回転時間が1.11msの場合、ロータの回転数が3000rpmと求まる。従って、上記式に電気角60度回転時間=1.11ms、T=0.1msを代入すると、ロータの回転数が3000rpmのときの電気角θは、5.4度となる。また、電気角60度回転時間が3.33msの場合、ロータの回転数が1000rpmと求まる。従って、上記式に電気角60度回転時間=3.33ms、T=0.1msを代入すると、ロータの回転数が1000rpmのときの電気角θは、1.8度となる。このように、通電タイミングTを固定すると、この通電タイミングTからロータの回転数に応じて電気角θを計算しなければなかった。このため、従来においては、通電タイミングTからロータ位置(電気角θ)を推定する計算が複雑になり、ロータ位置を推定する計算における処理負荷が増加してしまうという問題があった。
また、仮に分解能1度でsin、cosのマップデータを保持する場合、最低でも0〜359度の360個のデータが必要となるうえ、0.4度、0.2度の計算誤差が生じる。また、例えば分解能0.1度にしようとすると、10倍の3600個のデータが必要となってしまう。
Here, energization timing will be described. Conventionally, for example, in the case of a 6-pole 9-slot three-phase brushless motor, when the 180-degree sine wave drive is performed, the energization timing T is fixed, and thus the electrical angle θ has to be calculated therefrom. The energization timing T is obtained by the equation T =
Also, if sin and cos map data is held at a resolution of 1 degree, 360 data of 0 to 359 degrees is required at the minimum, and calculation errors of 0.4 degrees and 0.2 degrees occur. For example, if the resolution is set to 0.1 degree, 3600 pieces of data that is ten times larger are required.
そこで、本実施形態では、通電タイミングTを、従来のような固定のタイミングではなく、電気角60度回転時間を所定の数で除算して求まる複数の所定の電気角を算出し、複数の所定の電気角から一つの所定の電気角を選択し、選択された所定の電気角として変化させることを特徴とする。すなわち、電気角θを所定の電気角(第1の所定の電気角及び第2の所定の電気角)に固定すれば、通電タイミングTをロータの回転数に応じて決めることができる。
例えば、電気角60度回転時間が3.33msの場合、ホールセンサ信号からロータの回転数が1000rpmと求まる。このとき、通電タイミングを0.555msとするには、電気角60度回転時間を第1の所定の数として6で割って第1の所定の電気角(θ=10度)とすればよい。また、電気角60度回転時間が1.11msの場合、ホールセンサ信号からロータの回転数が3000rpmと求まる。このとき、通電タイミングを0.222msとするには、電気角60度回転時間を第2の所定の数5で割って第2の所定の電気角(θ=12度)とすればよい。
このように、本実施形態では、通電タイミングTを、電気角60度回転時間を所定の数で除算して求まる複数の所定の電気角を算出し、複数の所定の電気角から一つの所定の電気角を選択し、選択された所定の電気角として変化させることを特徴とする。
Therefore, in the present embodiment, the energization timing T is not a fixed timing as in the prior art, but a plurality of predetermined electrical angles obtained by dividing the
For example, when the
As described above, in the present embodiment, the energization timing T is calculated as a plurality of predetermined electrical angles obtained by dividing the
ここで、所定の電気角が複数あるのは、ロータの高回転時の所定の電気角(第2の所定の電気角)を低回転時の所定の電気角(第1の所定の電気角)に比べて大きくし、高回転時の処理負荷の増加を抑制するためである。
このため、制御部13は、U相ホールセンサ信号、V相ホールセンサ信号、W相ホールセンサ信号に基づいて、ブラシレスモータ11のロータ回転数を求め、ロータ回転数の変化に応じて、複数の所定の電気角を算出し、複数の所定の電気角から一つの所定の電気角を選択し、選択された所定の電気角でブラシレスモータ11の各相への通電タイミングを切り替えるPWM信号をゲートドライバ14に出力させる。制御部13は、複数の所定の電気角のうちのいずれの所定の電気角を選択するかは、算出したロータ回転数が、予め設定されたロータ回転数(例えば3000rpm)未満であるか否かを判定することによって決定する。すなわち、制御部13は、ロータ回転数が予め設定されたロータ回転数未満である場合、所定の電気角のうち第1の所定の電気角を、電気角60度回転時間を第1の所定の数で除算することにより算出し、電気角60度回転時間から第1の所定の電気角が経過する毎にPWM信号を変化させる。一方、制御部13は、ロータ回転数が予め設定されたロータ回転数以上である場合、所定の電気角のうち第2の所定の電気角を、電気角60度回転時間を第2の所定の数で除算することにより算出し、電気角60度回転時間から第2の所定の電気角が経過する毎にPWM信号を変化させる。
そのため、複数の所定の電気角が、第1の所定の電気角と第2の所定の電気角との2つあるものとしている。また、ホールセンサのエッジ間隔時間である電気角60度回転時間を除算する所定の数が、第1の所定の数と第2の所定の数との2つあり、第2の所定の数は、第1の所定の数より小さい値であるものとしている。なお、本実施形態においては、複数の所定の電気角として、2つの所定の電気角を例に挙げて説明するが、所定の電気角は3つ以上あっても良い。
Here, there are a plurality of predetermined electrical angles because the predetermined electrical angle (second predetermined electrical angle) at the time of high rotation of the rotor is changed to the predetermined electrical angle (first predetermined electrical angle) at the time of low rotation. The reason is to suppress the increase in the processing load at the time of high rotation.
For this reason, the
Therefore, there are two predetermined electrical angles, ie, a first predetermined electrical angle and a second predetermined electrical angle. Further, there are two predetermined numbers for dividing the rotation time of the electrical angle of 60 degrees that is the edge interval time of the Hall sensor, the first predetermined number and the second predetermined number, and the second predetermined number is The value is smaller than the first predetermined number. In the present embodiment, two predetermined electrical angles are described as an example of a plurality of predetermined electrical angles, but there may be three or more predetermined electrical angles.
以下、まず制御部13が所定の電気角(第1の所定の電気角及び第2の所定の電気角)をどのように決定し、電気角60度回転時間から所定の電気角が経過する毎にPWM信号を変化させるかについて、図2を用いて説明する。図2は、モータ駆動装置1の動作におけるフローチャートである。
制御部13は、ホールセンサ信号(U相ホールセンサ信号、V相ホールセンサ信号、W相ホールセンサ信号)のレベルを判定する(ステップST1)。
制御部13は、ホールセンサ信号のレベルから、磁極位置=0、磁極位置=60、磁極位置=120、磁極位置=180、磁極位置=240、磁極位置=300を確定する。
磁極位置=0とは、電気角θが0度〜60度の範囲である。
制御部13は、U相ホールセンサ信号、V相ホールセンサ信号、W相ホールセンサ信号がそれぞれH、L、Hのとき、磁極位置=0と判定する。
磁極位置=60とは、電気角θが60度〜120度の範囲である。
制御部13は、U相ホールセンサ信号、V相ホールセンサ信号、W相ホールセンサ信号がそれぞれH、L、Lのとき磁極位置=60と判定する。
磁極位置=120とは、電気角θが120度〜180度の範囲である。
制御部13は、U相ホールセンサ信号、V相ホールセンサ信号、W相ホールセンサ信号がそれぞれH、H、Lのとき磁極位置=120と判定する。
磁極位置=180とは、電気角θが180度〜240度の範囲である。
制御部13は、U相ホールセンサ信号、V相ホールセンサ信号、W相ホールセンサ信号がそれぞれL、H、Lのとき磁極位置=180と判定する。
磁極位置=240とは、電気角θが240度〜300度の範囲である。
制御部13は、U相ホールセンサ信号、V相ホールセンサ信号、W相ホールセンサ信号がそれぞれL、H、Hのとき磁極位置=240と判定する。
磁極位置=300とは、電気角θが300度〜360度の範囲である。
制御部13は、U相ホールセンサ信号、V相ホールセンサ信号、W相ホールセンサ信号がそれぞれL、L、Hのとき磁極位置=300と判定する。
Hereinafter, first, the
The
The
The magnetic pole position = 0 means that the electrical angle θ is in the range of 0 to 60 degrees.
The
The magnetic pole position = 60 means that the electrical angle θ is in the range of 60 degrees to 120 degrees.
The
The magnetic pole position = 120 means that the electrical angle θ is in the range of 120 degrees to 180 degrees.
The
The magnetic pole position = 180 is an electric angle θ in a range of 180 degrees to 240 degrees.
The
The magnetic pole position = 240 means that the electrical angle θ is in the range of 240 degrees to 300 degrees.
The
The magnetic pole position = 300 is an electric angle θ in the range of 300 degrees to 360 degrees.
The
制御部13は、センサエッジ間隔時間を取得する(ステップST2)。
制御部13は、磁極位置=0の場合、センサエッジ間隔時間(電気角60度回転時間)を、ホールセンサ信号(U相ホールセンサ信号、V相ホールセンサ信号、W相ホールセンサ信号)から取得する。
制御部13は、U相ホールセンサ信号がLからHに変わった時刻とW相ホールセンサがHからLに変わった時刻との間の時間から、磁極位置=0におけるセンサエッジ間隔時間を取得する。
制御部13は、W相ホールセンサ信号がHからLに変わった時刻とV相ホールセンサがLからHに変わった時刻との間の時間から、磁極位置=60におけるセンサエッジ間隔時間を取得する。
制御部13は、V相ホールセンサ信号がLからHに変わった時刻とU相ホールセンサがHからLに変わった時刻との間の時間から、磁極位置=120におけるセンサエッジ間隔時間を取得する。
制御部13は、U相ホールセンサ信号がHからLに変わった時刻とW相ホールセンサがLからHに変わった時刻との間の時間から、磁極位置=180におけるセンサエッジ間隔時間を取得する。
制御部13は、W相ホールセンサ信号がLからHに変わった時刻とV相ホールセンサがHからLに変わった時刻との間の時間から、磁極位置=240におけるセンサエッジ間隔時間を取得する。
制御部13は、V相ホールセンサ信号がHからLに変わった時刻とU相ホールセンサがLからHに変わった時刻との間の時間から、磁極位置=300におけるセンサエッジ間隔時間を取得する。
The
When magnetic pole position = 0, the
The
The
The
The
The
The
制御部13は、センサエッジ間隔時間を元に電気角X度回転時間を算出する(ステップST3)。ここで、制御部13は、電気角X度回転時間(所定の電気角)を算出する際、センサエッジ間隔時間(電気角60度回転時間)を、例えば、60の約数(所定の数)で除算することにより電気角X度回転時間を算出する。
制御部13は、ホールセンサ信号間隔(電気角X度回転時間)を直前の電気角60度回転時間から推定して補正する。なお、ホールセンサ12の取付ばらつきを補正するには、電気角X度回転時間の移動平均結果から推定して補正するのが好ましい。
The
The
制御部13は、通電切り替えタイマの動作を開始させ、電気角X度回転時間経過毎に割り込み処理を行う(ステップST4)。この際、制御部13は、最新のセンサエッジ間隔時間で算出した時間でタイマを更新する。
制御部13は、ステップST1で確定した磁極位置i×60(i=0、1、2、3、4、5のいずれか)の次の磁極位置(i+1)×60における一番目の電気角X度回転時間において、通電切り替えタイマの動作を開始させる。
制御部13は、dq三相変換(PWM Duty算出)を行う(ステップST5)。
この算出には、ホールセンサ12の磁極位置で算出するため、電気角θ=(i+1)×60度が用いられる。
制御部13は、PWM Dutyを出力する(ステップST6)。制御部13は、算出されたPWM Duty(PWM指令信号)をゲートドライバ14に出力し、ゲートドライバ14にPWM信号を出力させる。
制御部13は、磁極位置(i+1)におけるj(j=2〜60/X)番目の電気角X度回転時間において、通電切り替えタイマの動作を開始させる(ステップST4)。
制御部13は、磁極位置をX度加える処理を行う(ステップST7)。
これは、電気角X度回転時間毎に割り込みを発生させるため、電気角X度回転したと推定するためである。
制御部13は、dq三相変換(PWM Duty算出)を行う(ステップST8)。
この算出にはホールセンサ12の磁極位置で算出するため、電気角θ=(i+1)×60+(j−1)×X度が用いられる。
制御部13は、PWM Dutyを出力する(ステップST9)。制御部13は、算出されたPWM Dutyをゲートドライバ14に出力し、ゲートドライバ14にPWM信号を出力させる。
このようにして、磁極位置(i+1)における磁極位置検出が終了した後、制御部13は、ステップ2に戻り磁極位置(i+2)における磁極位置検出へ移行する。すなわち、制御部13は、ホールセンサ12の切り替わりで磁極位置認識を更新する。この際、ロータが加速または減速した場合であっても絶対位置(電気角θ)が更新される。
The
The
The
For this calculation, an electrical angle θ = (i + 1) × 60 degrees is used for calculation based on the magnetic pole position of the
The
The
The
This is because it is estimated that the electrical angle has been rotated by X degrees in order to generate an interrupt every electrical angle X degrees rotation time.
The
Since this calculation is based on the magnetic pole position of the
The
In this way, after the magnetic pole position detection at the magnetic pole position (i + 1) is completed, the
ここで、制御部13が行う、dq三相変換(PWM Duty算出)について説明する。
インバータ15は、PWM信号に基づいて、ブラシレスモータ11のステータコイルへの電圧供給を、正弦波状に変化させて供給する。このため、制御部13は、インバータ15がステータコイルへ供給する電圧(U相電圧、V相電圧、W相電圧)が、下記各式で表されるように、PWM Duty(PWM指令信号)の算出を行う。
Vu=(√2/3)×(Vd×cosθ−Vq×sinθ)
Vv=(√2/3)×{Vd×cos(θ−2π/3)−Vq×sin(θ−2π/3)}
Vw=−Vu−Vv
なお、Vd、Vqは制御部13の外部から入力される指令電圧であり、Vdはd軸電圧を示し、Vqはq軸電圧を示している。
PWM Duty(デューティ)とは、直流電源16の電圧レベル、例えば12Vに対する上記各Vu、Vv、Vwのレベルの割合である。そこで、制御部13は、上記式に基づき、デューティ(電気角X度回転時間に対するPWM指令信号がHである時間の割合)を算出して、このデューティを持つ、デジタル信号であるPWM指令信号6本をゲートドライバ14に対して出力する。
ゲートドライバ14は、インバータ15を構成する上側のFETを駆動する場合は、デジタル信号であるPWM指令信号3本のレベルを昇圧してPWM信号を生成し、FETのゲートを駆動する。また、ゲートドライバ14は、インバータ15を構成する下側のFETを駆動する場合は、デジタル信号であるPWM指令信号3本のレベルのままPWM信号を生成し、FETのゲートを駆動する。
これにより、制御部13は、電気角X度回転時間でブラシレスモータ11の各相への通電タイミングを切り替えるPWM信号をゲートドライバ14に出力させる。インバータ15は、PWM信号に基づいて、ブラシレスモータ11のステータコイルへの電圧供給を、正弦波状に変化させて供給する。
Here, the dq three-phase conversion (PWM duty calculation) performed by the
The
Vu = (√2 / 3) × (Vd × cos θ−Vq × sin θ)
Vv = (√2 / 3) × {Vd × cos (θ-2π / 3) −Vq × sin (θ-2π / 3)}
Vw = −Vu−Vv
Vd and Vq are command voltages input from the outside of the
The PWM duty (duty) is a ratio of the level of each Vu, Vv, Vw to the voltage level of the
When driving the upper FET constituting the
Thereby, the
本実施形態において、制御部13の外部から入力される指令電圧は、q軸電圧Vqであり、d軸電圧Vdは常に0としている。なお、進角制御を行う場合は、ホールセンサ信号を用いて実施すればよい。
すなわち、インバータ15がステータコイルへ供給する電圧(U相電圧、V相電圧、W相電圧)が、下記各式で表される。
Vu=(√2/3)×(−Vq×sinθ)
Vv=(√2/3)×{−Vq×sin(θ−2π/3)}
Vw=−Vu−Vv
これにより、制御部13がPWM信号の生成に用いる三角関数の値を記憶するテーブルは、(360度/電気角X度)=(60度/所定の数)×6個のsinθをマップデータとして予め記憶しておけばよい。このようにして、従来のような計算誤差が生じることがなくなり、使用するメモリ容量の増加を抑制することができる。
また、図2に示す処理を、電気角0度〜360度について行うことにより、すなわち通電タイミングを(360度/電気角X)回に分けた所定の電気角において行うことにより、ブラシレスモータ11のステータコイル電圧を正弦波状に変化させることが可能となる。すなわち、モータ駆動装置1によれば、レゾルバに比べて安価なホールセンサ12及び回路構成が簡易な制御部13を用いてロータ位置の推定を正確に行うことができ、ブラシレスモータ11のステータコイル電圧を正弦波状に変化させるという適切なモータ駆動を行うことができる。
In the present embodiment, the command voltage input from the outside of the
That is, the voltages (U-phase voltage, V-phase voltage, and W-phase voltage) that the
Vu = (√2 / 3) × (−Vq × sin θ)
Vv = (√2 / 3) × {−Vq × sin (θ−2π / 3)}
Vw = −Vu−Vv
Thus, the table for storing the trigonometric function values used by the
Further, by performing the processing shown in FIG. 2 for electrical angles of 0 degrees to 360 degrees, that is, by performing the energization timing at a predetermined electrical angle divided into (360 degrees / electrical angle X) times, the
図3は、モータ駆動装置1の動作を示すタイミングチャートである。
図3において、電気角X度回転時間を電気角10度回転時間(第1の所定の角度)とした場合の、U相電圧、V相電圧、W相電圧各々のレベル変化、U相ホールセンサ信号、V相ホールセンサ信号、W相ホールセンサ信号のレベル変化を、電気角θを横軸にして示している。
電気角θ=0度〜360度において60度毎に縦方向に一点鎖線を引いてある。このそれぞれの一点鎖線の間が、センサエッジ間隔(電気角60度回転時間)を示している。
図3の場合、電気角60度回転時間3.33msを元に算出されるロータの回転数は1000rpmであり、このうち、電気角θ=0度〜60度で示される電気角60度回転時間を6(第1の所定の数)で割った値であるT1=0.555msが、電気角θ=60度〜120度で示される電気角10度回転時間となる。電気角θ=60度〜120度で示される電気角10度回転時間毎に、dq三相変換が6回行われる。これにより、電気角θ=60度〜120度におけるU相電圧、V相電圧、W相電圧各々のレベル変化が得られる。このdq三相変換が36回行われることで、ブラシレスモータ11のステータコイル電圧が正弦波状に変化させられる。
FIG. 3 is a timing chart showing the operation of the
In FIG. 3, when the electrical angle X degrees rotation time is set to the electrical angle 10 degrees rotation time (first predetermined angle), the U phase voltage, the V phase voltage, the W phase voltage level changes, and the U phase Hall sensor The level change of the signal, the V-phase Hall sensor signal, and the W-phase Hall sensor signal is shown with the electrical angle θ as the horizontal axis.
In the electrical angle θ = 0 ° to 360 °, a dashed line is drawn in the vertical direction every 60 °. Between each of these dashed-dotted lines, the sensor edge interval (
In the case of FIG. 3, the rotational speed of the rotor calculated based on the electrical angle of 60 ° rotation time of 3.33 ms is 1000 rpm, and of these, the electrical angle of θ = 0 ° to 60 ° indicates the electrical angle of 60 ° rotation time. Is divided by 6 (the first predetermined number), T1 = 0.555 ms is the electrical angle 10 ° rotation time indicated by the electrical angle θ = 60 degrees to 120 degrees. The dq three-phase transformation is performed six times for every rotation time of electrical angle 10 degrees indicated by electrical angle θ = 60 degrees to 120 degrees. Thereby, the level change of each of the U-phase voltage, the V-phase voltage, and the W-phase voltage in the electrical angle θ = 60 degrees to 120 degrees is obtained. The dq three-phase conversion is performed 36 times, whereby the stator coil voltage of the
図4は、モータ駆動装置1の動作を示すタイミングチャートである。
図4において、電気角X度回転時間を電気角12度回転時間(第2の所定の角度)とした場合の、U相電圧、V相電圧、W相電圧各々のレベル変化、U相ホールセンサ信号、V相ホールセンサ信号、W相ホールセンサ信号のレベル変化を、電気角θを横軸にして示している。
電気角θ=0度〜360度において60度毎に縦方向に一点鎖線を引いてある。このそれぞれの一点鎖線の間が、センサエッジ間隔(電気角60度回転時間)を示している。
図4の場合、電気角60度回転時間1.11msを元に算出されるロータの回転数は3000rpmであり、このうち、電気角θ=0度〜60度で示される電気角60度回転時間を5(第2の所定の数)で割った値であるT2=0.222msが、電気角θ=60度〜120度で示される電気角12度回転時間となる。電気角θ=60度〜120度で示される電気角12度回転時間毎に、dq三相変換が5回行われる。これにより、電気角θ=60度〜120度におけるU相電圧、V相電圧、W相電圧各々のレベル変化が得られる。このdq三相変換が30回行われることで、ブラシレスモータ11のステータコイル電圧が正弦波状に変化させられる。
FIG. 4 is a timing chart showing the operation of the
In FIG. 4, when the electrical angle X degrees rotation time is set to the
In the electrical angle θ = 0 ° to 360 °, a dashed line is drawn in the vertical direction every 60 °. Between each of these dashed-dotted lines, the sensor edge interval (
In the case of FIG. 4, the rotational speed of the rotor calculated based on the electrical angle of 60 ° rotation time of 1.11 ms is 3000 rpm, and of these, the electrical angle of θ = 0 ° to 60 ° indicates the electrical angle of 60 ° rotation time. T2 = 0.222 ms, which is a value obtained by dividing by 5 (second predetermined number), is an
図3、図4に示すように電気角60度回転時間は、ロータ回転数が3000rpmの場合1.11ms、ロータ回転数が1000rpmの場合、3.33msである。
ここで、電気角10度で通電タイミングを切り替えた場合の電気角10度回転時間(第1の所定の角度)をT1、電気角12度で通電タイミングを切り替えた場合の電気角12度回転時間をT2(第2の所定の角度)とすると、ロータ回転数が3000rpmの場合、T1=0.185ms、T2=0.222ms(図4参照)、ロータ回転数が1000rpmの場合、T1=0.555ms(図3参照)、T2=0.666msとなる。
3000rpm時に電気角10度毎に通電タイミングを切り替えようとすると、T1=0.185msとなり、1000rpm時に比較して処理負荷が大きくなる。
そこで、3000rpm時は電気角12度毎に通電を切り替え、T2=0.222msとすることで処理負荷を軽減することができる。
また、1000rpm時に電気角12度で通電を切り替えようとすると、T2=0.666msとなり、分解能が下がってしまい、制御性が低下する場合がある。
そこで、1000rpm時は電気角10度毎に通電を切り替え、T1=0.555msとすることで低回転域での制御性を落とさないようにすることができる。
このように、制御部13は、ロータ回転数の変化に応じて、複数の所定の電気角を算出し、複数の所定の電気角から一つの所定の電気角を選択し、選択された所定の電気角でブラシレスモータの各相への通電タイミングを切り替えるPWM信号をゲートドライバに出力させる。複数の所定の電気角のうちいずれの所定の電気角を選択するかは、算出したロータ回転数が、予め設定されたロータ回転数(上記説明での3000rpm)未満であるか否かを判定することによって決定される。すなわち、制御部13は、ロータ回転数が予め設定されたロータ回転数未満である場合、所定の電気角のうち10度(第1の所定の電気角)を、電気角60度回転時間を6(第1の所定の数)で除算することにより算出する。一方、制御部13は、ロータ回転数が予め設定されたロータ回転数以上である場合、所定の電気角のうち12度(第2の所定の電気角)を、電気角60度回転時間を5(第2の所定の数)で除算することにより算出する。従って、第1の所定の電気角を低回転時に用い、第2の所定の電気角を高回転時に用いることにより、低回転域での制御性を落とさずに、高回転域での処理負荷を軽減させることができる。
As shown in FIGS. 3 and 4, the
Here, the electrical angle 10 degrees rotation time (first predetermined angle) when the energization timing is switched at an electrical angle of 10 degrees is T1, and the
If the energization timing is switched every 10 degrees at 3000 rpm, T1 = 0.185 ms, and the processing load becomes larger than at 1000 rpm.
Therefore, at 3000 rpm, the processing load can be reduced by switching the energization every 12 degrees of electrical angle and setting T2 = 0.222 ms.
Further, when switching the energization at an electrical angle of 12 degrees at 1000 rpm, T2 = 0.666 ms, the resolution is lowered, and the controllability may be lowered.
Therefore, at 1000 rpm, the energization is switched every 10 degrees of electrical angle and T1 = 0.555 ms, so that the controllability in the low rotation range can be prevented.
As described above, the
以上のように本発明の実施形態によれば、制御部13は、磁束変化の信号に基づいて、ロータ回転数を求め、ロータ回転数の変化に応じて、電気角10度回転時間及び電気角12度回転時間(複数の所定の電気角)を算出し、複数の所定の電気角から一つの所定の電気角を選択し、電気角12度回転時間(選択された所定の電気角)でブラシレスモータ11の各相への通電タイミングを切り替えるPWM信号をゲートドライバ14に出力させる。インバータ15は、PWM信号に基づいて、ブラシレスモータ11のステータコイルへの電圧供給を、正弦波状に変化させて供給する。これにより、ロータ位置を推定する計算における処理負荷の増加、高回転時の処理負荷の増加を抑制できるモータ駆動装置1及びモータ駆動装置1の制御方法を提供することができる。
As described above, according to the embodiment of the present invention, the
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明のモータ駆動装置は、上述の図示例にのみ限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加え得ることは勿論である。 As mentioned above, although embodiment of this invention was described, the motor drive device of this invention is not limited only to the above-mentioned example of illustration, A various change can be added in the range which does not deviate from the summary of this invention. Of course.
1 モータ駆動装置
11 ブラシレスモータ
12 ホールセンサ
13 制御部
14 ゲートドライバ
15 インバータ
16 直流電源
DESCRIPTION OF
Claims (4)
前記ブラシレスモータは、3相のモータ構造を有し、
前記ホールセンサは、前記ブラシレスモータの動作時における磁束変化の信号を検出し、
前記制御部は、前記磁束変化の信号に基づいて前記ブラシレスモータのロータ回転数を求め、前記ロータ回転数の変化に応じて、複数の所定の電気角を算出し、前記複数の所定の電気角から一つの所定の電気角を選択し、選択された所定の電気角で前記ブラシレスモータの各相への通電タイミングを切り替えるPWM信号を前記ゲートドライバに出力させ、
前記インバータは、前記PWM信号に基づいて、前記ブラシレスモータのステータコイルへの電圧供給を、正弦波状に変化させて供給する、
ことを特徴とするモータ駆動装置。 A motor drive device comprising a brushless motor, a hall sensor, a control unit, a gate driver, and an inverter,
The brushless motor has a three-phase motor structure,
The Hall sensor detects a magnetic flux change signal during operation of the brushless motor,
The control unit obtains the rotor rotational speed of the brushless motor based on the magnetic flux change signal, calculates a plurality of predetermined electrical angles according to the change in the rotor rotational speed, and the plurality of predetermined electrical angles. Selecting one predetermined electrical angle from, causing the gate driver to output a PWM signal for switching the energization timing to each phase of the brushless motor at the selected predetermined electrical angle,
Based on the PWM signal, the inverter supplies a voltage supply to the stator coil of the brushless motor in a sine wave form.
The motor drive device characterized by the above-mentioned.
前記ホールセンサのエッジ間隔時間である電気角60度回転時間を除算する所定の数が、第1の所定の数と第2の所定の数との2つあり、
前記第2の所定の数は、前記第1の所定の数より小さい値であって、
前記制御部は、
前記ロータ回転数が予め設定されたロータ回転数未満である場合、前記第1の所定の電気角を、前記電気角60度回転時間を前記第1の所定の数で除算することにより算出し、前記電気角60度回転時間から前記第1の所定の電気角が経過する毎に前記PWM信号を変化させ、
前記ロータ回転数が予め設定されたロータ回転数以上である場合、前記第2の所定の電気角を、前記電気角60度回転時間を前記第2の所定の数で除算することにより算出し、前記電気角60度回転時間から前記第2の所定の電気角が経過する毎に前記PWM信号を変化させる、
ことを特徴とする請求項1に記載のモータ駆動装置。 There are two of the plurality of predetermined electrical angles, a first predetermined electrical angle and a second predetermined electrical angle,
There are two predetermined numbers for dividing the electrical angle 60 degree rotation time which is the edge interval time of the Hall sensor, a first predetermined number and a second predetermined number,
The second predetermined number is smaller than the first predetermined number;
The controller is
When the rotor rotational speed is less than a preset rotor rotational speed, the first predetermined electrical angle is calculated by dividing the electrical angle 60 degree rotation time by the first predetermined number; The PWM signal is changed every time the first predetermined electrical angle elapses from the electrical angle rotation time of 60 degrees,
When the rotor rotational speed is equal to or higher than a preset rotor rotational speed, the second predetermined electrical angle is calculated by dividing the electrical angle 60 degree rotation time by the second predetermined number; The PWM signal is changed every time the second predetermined electrical angle elapses from the electrical angle rotation time of 60 degrees.
The motor driving apparatus according to claim 1.
ことを特徴とする請求項1または請求項2に記載のモータ駆動装置。 The control unit includes a table that stores trigonometric function values used for generating the PWM signal.
The motor drive device according to claim 1 or 2, wherein the motor drive device is provided.
前記ホールセンサが、前記ブラシレスモータの動作時における磁束変化の信号を検出する検出工程と、
前記制御部が、前記磁束変化の信号に基づいて前記ブラシレスモータのロータ回転数を求め、前記ロータ回転数の変化に応じて、複数の所定の電気角を算出し、前記複数の所定の電気角から一つの所定の電気角を選択し、選択された所定の電気角で前記ブラシレスモータの各相への通電タイミングを切り替えるPWM信号を前記ゲートドライバに出力させる出力工程と、
前記インバータが、前記PWM信号に基づいて、前記ブラシレスモータのステータコイルへの電圧供給を、正弦波状に変化させて供給する供給工程と、
を備えることを特徴とするモータ駆動装置の制御方法。 A control method of a motor drive device comprising a brushless motor having a three-phase motor structure, a hall sensor, a control unit, a gate driver, and an inverter,
The hall sensor detects a magnetic flux change signal during operation of the brushless motor; and
The control unit obtains the rotor rotational speed of the brushless motor based on the magnetic flux change signal, calculates a plurality of predetermined electrical angles according to the change in the rotor rotational speed, and the plurality of predetermined electrical angles. An output step of outputting a PWM signal for switching the energization timing to each phase of the brushless motor at the selected predetermined electrical angle from the gate driver;
A supply step in which the inverter supplies the voltage supply to the stator coil of the brushless motor in a sine wave form based on the PWM signal; and
A method for controlling a motor drive device comprising:
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