JP2016054428A - Amplifier circuit, detector and electronic apparatus - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、焦電素子等の容量性の検出素子を利用した検出技術に関する。 The present invention relates to a detection technique using a capacitive detection element such as a pyroelectric element.
焦電素子等の容量性の検出素子による検出結果に応じた出力信号を生成するための各種の技術が従来から提案されている。例えば特許文献1には、焦電素子とソースフォロワー回路と差動増幅回路とを利用した検出装置が開示されている。
Various techniques for generating an output signal corresponding to a detection result by a capacitive detection element such as a pyroelectric element have been proposed. For example,
しかし、特許文献1の技術では、検出回路を構成するトランジスター等の各要素の動作に起因したジョンソンノイズやフリッカノイズ等のノイズが発生するから、S/N比が高い出力信号の生成は実際には容易ではない。以上の事情を考慮して、本発明は、焦電素子等の容量性の素子を利用して生成される出力信号のノイズを低減することを目的とする。
However, in the technique of
以上の課題を解決するために、本発明の好適な態様に係る増幅回路は、容量性の素子により第1入力端と第2入力端との間に生じる電圧に応じた増幅信号を第1出力端および第2出力端に出力するチョッパー式の増幅回路であって、第1増幅入力端と第2増幅入力端と第1増幅出力端と第2増幅出力端とを含む全差動型の演算増幅器と、第1入力端および第2入力端と第1増幅入力端および第2増幅入力端との電気的な接続を切替える変調回路と、第1増幅出力端および第2増幅出力端と第1出力端および第2出力端との電気的な接続を切替える復調回路と、第1増幅入力端と第2増幅入力端との間の第1回路とを具備し、第1増幅期間において、変調回路は、第1入力端と第1増幅入力端とを接続するとともに第2入力端と第2増幅入力端とを接続し、復調回路は、第1出力端と第1増幅出力端とを接続するとともに第2出力端と第2増幅出力端とを接続し、第1増幅期間の後の第2増幅期間において、変調回路は、第1入力端と第2増幅入力端とを接続するとともに第2入力端と第1増幅入力端とを接続し、復調回路は、第1出力端と第2増幅出力端とを接続するとともに第2出力端と第1増幅出力端とを接続し、第1増幅期間と第2増幅期間との間で変調回路が第1入力端および第2入力端を演算増幅器から電気的に絶縁する解放期間において、第1回路は、第1増幅入力端と第2増幅入力端との電位差を低減する。
以上の態様では、容量性の素子に発生する電圧に応じた増幅信号の生成にチョッパー式の増幅回路が利用される。したがって、充分にノイズが低減された信号(あるいは増幅後の処理でノイズを有効に抑圧できる信号)を生成することが可能である。また、第1増幅期間と第2増幅期間との間の解放期間において、変調回路が第1入力端および第2入力端を演算増幅器から電気的に絶縁した状態で、第1増幅入力端と第2増幅入力端との電位差が低減される。すなわち、第1増幅期間において第1増幅入力端や第2増幅入力端に残留した電荷が解放期間にて減殺される。したがって、第1増幅入力端および第2増幅入力端に残留した電荷と第1入力端および第2入力端に供給される電荷との相殺が抑制され、結果的に適切な増幅動作を実現できるという利点がある。
In order to solve the above problems, an amplifier circuit according to a preferred aspect of the present invention provides a first output of an amplified signal corresponding to a voltage generated between a first input terminal and a second input terminal by a capacitive element. Chopper type amplifier circuit for outputting to a terminal and a second output terminal, a fully differential operation including a first amplification input terminal, a second amplification input terminal, a first amplification output terminal, and a second amplification output terminal An amplifier, a modulation circuit for switching electrical connection between the first input terminal and the second input terminal, and the first amplification input terminal and the second amplification input terminal; a first amplification output terminal; a second amplification output terminal; A demodulating circuit for switching electrical connection between the output terminal and the second output terminal; and a first circuit between the first amplification input terminal and the second amplification input terminal. Is connected between the first input terminal and the first amplification input terminal, and the second input terminal and the second amplification input terminal And the demodulating circuit connects the first output terminal and the first amplification output terminal and connects the second output terminal and the second amplification output terminal, and in the second amplification period after the first amplification period. The modulation circuit connects the first input terminal and the second amplification input terminal and connects the second input terminal and the first amplification input terminal, and the demodulation circuit includes the first output terminal and the second amplification output terminal. And the second output terminal and the first amplification output terminal are connected, and the modulation circuit electrically connects the first input terminal and the second input terminal from the operational amplifier between the first amplification period and the second amplification period. The first circuit reduces the potential difference between the first amplification input terminal and the second amplification input terminal during the release period in which the first amplification input terminal is isolated.
In the above aspect, a chopper type amplifier circuit is used to generate an amplified signal corresponding to a voltage generated in the capacitive element. Therefore, it is possible to generate a signal with sufficiently reduced noise (or a signal that can effectively suppress noise in the post-amplification process). Further, in the release period between the first amplification period and the second amplification period, the first amplification input terminal and the second amplification terminal are electrically isolated from the operational amplifier in a state in which the modulation circuit electrically isolates the first input terminal and the second input terminal from the operational amplifier. The potential difference from the two amplification input terminals is reduced. That is, the charge remaining at the first amplification input terminal and the second amplification input terminal in the first amplification period is reduced in the release period. Therefore, cancellation of the charge remaining at the first amplification input terminal and the second amplification input terminal and the charge supplied to the first input terminal and the second input terminal is suppressed, and as a result, an appropriate amplification operation can be realized. There are advantages.
本発明の好適な態様において、第1回路は、第1増幅入力端と第2増幅入力端との間に配置されて解放期間の一部の期間においてオン状態となるスイッチを含む。以上の構成によれば、第1回路のスイッチを制御する簡易な動作で第1増幅入力端と第2増幅入力端との電位差を確実に低減することが可能である。 In a preferred aspect of the present invention, the first circuit includes a switch that is disposed between the first amplification input terminal and the second amplification input terminal and is turned on during a part of the release period. According to the above configuration, it is possible to reliably reduce the potential difference between the first amplification input terminal and the second amplification input terminal with a simple operation of controlling the switch of the first circuit.
本発明の好適な態様に係る増幅回路は、第1増幅出力端と第2増幅出力端との間の第2回路を具備し、解放期間において、復調回路が第1出力端および第2出力端を演算増幅器から電気的に絶縁した状態で、第2回路は、第1増幅出力端と第2増幅出力端との電位差を低減する。以上の態様では、解放期間において第1増幅出力端と第2増幅出力端との電位差が低減される。すなわち、第1増幅期間において第1増幅出力端や第2増幅出力端に残留した電荷が解放期間にて減殺される。したがって、第1増幅出力端や第2増幅出力端に残留した電荷に影響されずに適切な増幅動作を実現できるという利点がある。第2回路は、例えば、第1増幅出力端と第2増幅出力端との間に配置されて解放期間の一部の期間においてオン状態となるスイッチを含む。以上の構成によれば、第2回路のスイッチを制御する簡易な動作で第1増幅出力端と第2増幅出力端との電位差を確実に低減することが可能である。 An amplifier circuit according to a preferred aspect of the present invention includes a second circuit between the first amplification output terminal and the second amplification output terminal, and the demodulation circuit is configured to output the first output terminal and the second output terminal during the release period. Is electrically insulated from the operational amplifier, the second circuit reduces the potential difference between the first amplification output terminal and the second amplification output terminal. In the above aspect, the potential difference between the first amplification output terminal and the second amplification output terminal is reduced in the release period. That is, the charge remaining at the first amplification output terminal and the second amplification output terminal during the first amplification period is reduced during the release period. Therefore, there is an advantage that an appropriate amplification operation can be realized without being affected by the charge remaining at the first amplification output terminal or the second amplification output terminal. The second circuit includes, for example, a switch that is disposed between the first amplification output terminal and the second amplification output terminal and is turned on during a part of the release period. According to the above configuration, the potential difference between the first amplification output terminal and the second amplification output terminal can be reliably reduced by a simple operation for controlling the switch of the second circuit.
本発明の好適な態様に係る検出装置は、焦電効果により電荷を発生する焦電素子と、焦電素子に発生する電荷に応じた増幅信号を生成する以上の各態様に係る増幅回路とを具備する。以上の構成では、焦電素子に発生する電荷に応じた増幅信号の生成にチョッパー式の増幅回路が利用される。したがって、焦電素子を利用して生成される信号のノイズを低減することが可能である。例えば、増幅回路が生成した増幅信号のうち当該増幅回路によるチョッピングの周波数を含む周波数帯域を抑圧するフィルターにより増幅信号のノイズが低減される。 A detection device according to a preferred aspect of the present invention includes a pyroelectric element that generates a charge due to a pyroelectric effect, and an amplifier circuit according to each of the aspects that generates an amplified signal corresponding to the charge generated in the pyroelectric element. It has. In the above configuration, a chopper type amplifier circuit is used to generate an amplified signal corresponding to the charge generated in the pyroelectric element. Therefore, it is possible to reduce noise of a signal generated using the pyroelectric element. For example, the noise of the amplified signal is reduced by a filter that suppresses a frequency band including the frequency of chopping by the amplifier circuit in the amplified signal generated by the amplifier circuit.
以上の各態様に係る検出装置は、各種の電子機器に利用される。例えば焦電素子を検出素子として採用した検出装置は、例えば赤外線を利用した検出対象(例えば人間)の感知のために電子機器に搭載され得るが、電子機器における検出装置の用途は赤外線の検出に限定されない。 The detection device according to each aspect described above is used in various electronic devices. For example, a detection device adopting a pyroelectric element as a detection element can be mounted on an electronic device for sensing a detection target (for example, a human) using infrared rays, for example, but the use of the detection device in the electronic device is for infrared detection. It is not limited.
<第1実施形態>
図1は、本発明の第1実施形態に係る検出装置100の構成図である。第1実施形態の検出装置100は、赤外線を検出するとともに検出結果に応じた出力信号Sを生成する電子回路であり、図1に例示される通り、焦電素子12と初期化スイッチ14と制御回路16と増幅回路18とフィルター20とを具備する。制御回路16は、検出装置100の各要素を制御する。具体的には、第1実施形態の制御回路16は、制御信号σの供給により初期化スイッチ14を制御するとともに、制御信号φ(φa〜φd)の供給により増幅回路18を制御する。
<First Embodiment>
FIG. 1 is a configuration diagram of a
図1の焦電素子12は、焦電体(図示略)の焦電効果により電荷を発生する検出素子であり、第1検出端D1と第2検出端D2との間に相互に並列に接続された容量CDと抵抗RDとで等価的に構成される。第1実施形態の焦電素子12は、赤外線を検出する容量性の検出素子として利用される。すなわち、赤外線の照射に起因する温度変化に応じた自発分極が焦電体に発生すること(焦電効果)で、赤外線の強度に応じた電荷(当該電荷に応じた電圧)が第1検出端D1および第2検出端D2に発生する。具体的には、相互に逆極性で相等しい電荷量の電荷が第1検出端D1と第2検出端D2とに発生する。第1実施形態では、図1に例示される通り、第1検出端D1に負電荷が発生するとともに第2検出端D2に正電荷が発生する場合を想定する。図1の初期化スイッチ14は、焦電素子12の第2検出端D2と所定の電圧(以下「初期化電圧」という)VRSTを生成する電源22との電気的な接続(導通/絶縁)を制御する。
The
増幅回路18は、焦電素子12に発生する電荷に応じた差動の電圧信号(以下「増幅信号」という)SA(電圧SA1および電圧SA2)を生成する。図1に例示される通り、増幅回路18は、第1入力端NA1と第2入力端NA2と第1出力端NB1と第2出力端NB2とを具備する。第1入力端NA1は焦電素子12の第1検出端D1に電気的に接続され、第2入力端NA2は焦電素子12の第2検出端D2に電気的に接続される。第1実施形態の増幅回路18は、焦電素子12から第1入力端NA1および第2入力端NA2に供給される電荷(すなわち差動の電荷信号)に応じた増幅信号SAをチョッピングにより生成するチョッパー式の増幅器(チョッパースタビライズドアンプ)であり、図1に例示される通り、変調回路32と演算増幅器34と復調回路36と容量C1と容量C2とを具備する。
The
演算増幅器34は、負側入力端TA1と正側入力端TA2と正側出力端TB1と負側出力端TB2とを具備する全差動型の演算増幅器である。容量C1は第1入力端NA1と第1出力端NB1との間に配置され、容量C2は第2入力端NA2と第2出力端NB2との間に配置される。また、変調回路32は演算増幅器34の入力側に設置され、復調回路36は演算増幅器34の出力側に設置される。
The
変調回路32は、第1入力端NA1および第2入力端NA2と演算増幅器34の負側入力端TA1および正側入力端TA2との電気的な接続を周期的に切替える。復調回路36は、演算増幅器34の正側出力端TB1および負側出力端TB2と第1出力端NB1および第2出力端NB2との間の電気的な接続を周期的に切替えることで増幅信号SAを生成する。変調回路32による変調および復調回路36による復調の周波数(チョッピング周波数)fcは、制御回路16から供給される制御信号φ(φa〜φd)で規定される。
The
図2の部分(A)に例示される通り、第1入力端NA1と第2入力端NA2とに供給される電荷で表現される検出信号(電荷信号)は、直流成分を含む低域側の信号成分を優勢に含有するが、図2の部分(B)に例示される通り、変調回路32による変調で高域側に遷移する。なお、図2の部分(B)では変調に起因した側帯波が併記されている。他方、演算増幅器34による増幅では、図2の部分(B)に例示される通り、当該演算増幅器34を構成するトランジスター等の各要素の動作に起因した低域側のノイズ(例えばジョンソンノイズやフリッカーノイズ)が変調回路32による処理後の変調信号に重畳される。そして、復調回路36による復調で生成される増幅信号SAでは、変調信号の周波数帯域が低域側に遷移するとともにノイズの周波数帯域は高域側に遷移する。図2の部分(C)には、増幅信号SAのうちノイズおよび側帯波が存在する高域側の周波数帯域Bが図示されている。周波数帯域Bは周波数fcを含む帯域である。
As illustrated in part (A) of FIG. 2, the detection signal (charge signal) expressed by the charges supplied to the first input end NA1 and the second input end NA2 is a low-frequency side signal including a DC component. Although the signal component is preferentially contained, as illustrated in the part (B) of FIG. In FIG. 2 (B), sidebands resulting from modulation are also shown. On the other hand, in the amplification by the
図1のフィルター20は、増幅回路18が生成する増幅信号SAのうち周波数fcを含む高域側の周波数帯域Bの信号成分を抑圧(理想的には除去)することで出力信号Sを生成する。例えば周波数帯域Bの低域側を通過帯域とする低域通過フィルターや帯域通過フィルターが第1実施形態のフィルター20として好適に利用される。以上の構成によれば、演算増幅器34のノイズが抑制された高いS/N比の出力信号Sを生成することが可能である。
The
図3は、検出装置100の概略的な動作の説明図である。図3に例示される通り、初期化スイッチ14は、制御回路16から供給される制御信号σに応じて、増幅回路18が焦電素子12の電荷に応じた増幅信号SAを生成する増幅動作の開始前の所定長の初期化期間QRSTにてオン状態となり、増幅動作の実行中はオフ状態を維持する。初期化期間QRSTにて初期化スイッチ14がオン状態に制御されることで、第2検出端D2の電圧は増幅動作の開始前に初期化電圧VRSTに初期化される。他方、増幅動作の実行中には、初期化スイッチ14がオフ状態に維持されることで、焦電素子12の第2検出端D2および第1検出端D1は電気的なフローティングに維持される。
FIG. 3 is an explanatory diagram of a schematic operation of the
図4は、第1実施形態の増幅回路18の具体的な構成図である。図4に例示される通り、制御回路16が生成した制御信号φaおよび制御信号φbは変調回路32に供給され、制御回路16が生成した制御信号φcおよび制御信号φdは復調回路36に供給される。
FIG. 4 is a specific configuration diagram of the
図4に例示される通り、変調回路32は、第1入力端NA1および第2入力端NA2と演算増幅器34の負側入力端TA1および正側入力端TA2との間の電気的な接続(導通/絶縁)を制御するための複数のスイッチ(Xa1,Xa2,Xb1,Xb2)を包含する。スイッチXa1は第1入力端NA1と負側入力端TA1との接続を制御し、スイッチXb1は第1入力端NA1と正側入力端TA2との接続を制御する。また、スイッチXa2は第2入力端NA2と正側入力端TA2との接続を制御し、スイッチXb2は第2入力端NA2と負側入力端TA1との接続を制御する。スイッチXa1およびスイッチXa2は制御信号φaに応じて動作し、スイッチXb1およびスイッチXb2は制御信号φbに応じて動作する。
As illustrated in FIG. 4, the
図4に例示される通り、復調回路36は、演算増幅器34の正側出力端TB1および負側出力端TB2と第1出力端NB1および第2出力端NB2との間の電気的な接続(導通/絶縁)を制御するための複数のスイッチ(Yc1,Yc2,Yd1,Yd2)を包含する。スイッチYc1は正側出力端TB1と第1出力端NB1との接続を制御し、スイッチYd1は負側出力端TB2と第1出力端NB1との接続を制御する。また、スイッチYc2は負側出力端TB2と第2出力端NB2との接続を制御し、スイッチYd2は正側出力端TB1と第2出力端NB2との接続を制御する。スイッチYc1およびスイッチYc2は制御信号φcに応じて動作し、スイッチYd1およびスイッチYd2は制御信号φdに応じて動作する。
As illustrated in FIG. 4, the
図5は、初期化期間QRSTの経過後に制御回路16から増幅回路18に供給される各制御信号φ(φa〜φd)の模式図であり、図6および図7は増幅回路18による増幅動作の説明図である。なお、第1実施形態では、変調回路32の各スイッチ(Xa1,Xa2,Xb1,Xb2)と復調回路36の各スイッチ(Yc1,Yc2,Yd1,Yd2)とをPチャネル型のトランジスターで構成した場合を例示する。したがって、各制御信号φをローレベルに設定することで各スイッチはオン状態に制御され、制御信号φをハイレベルに設定することで各スイッチはオフ状態に制御される。ただし、変調回路32および復調回路36の各スイッチとして利用されるトランジスターの導電型は任意である。また、Pチャネル型およびNチャネル型のトランジスターを組合せたアナログスイッチを変調回路32および復調回路36の各スイッチとして利用することも可能である。
FIG. 5 is a schematic diagram of each control signal φ (φa to φd) supplied from the
図5に例示される通り、第1実施形態では、増幅期間QAと増幅期間QBとの組が周波数fcに対応する周期で順次に反復されるように制御回路16が各制御信号(チョッパークロック)φを生成する。増幅期間QAは、第1増幅期間および第2増幅期間の一方の例示に相当し、増幅期間QBは、第1増幅期間および第2増幅期間の他方の例示に相当する。増幅期間QAおよび増幅期間QBでの動作を以下に詳述する。
As illustrated in FIG. 5, in the first embodiment, the
<増幅期間QA>
増幅期間QAでは、図5に例示される通り、制御信号φaおよび制御信号φcがローレベルに設定されるとともに制御信号φbおよび制御信号φdがハイレベルに設定される。したがって、図6の部分(A)に例示される通り、変調回路32では、スイッチXa1およびスイッチXa2がオン状態に制御され、スイッチXb1およびスイッチXb2はオフ状態に制御される。また、復調回路36では、スイッチYc1およびスイッチYc2がオン状態に制御され、スイッチYd1およびスイッチYd2はオフ状態に制御される。すなわち、増幅期間QAでは、変調回路32は、第1入力端NA1と負側入力端TA1とを接続するとともに第2入力端NA2と正側入力端TA2とを接続し、復調回路36は、正側出力端TB1と第1出力端NB1とを接続するとともに負側出力端TB2と第2出力端NB2とを接続する。
<Amplification period QA>
In the amplification period QA, as illustrated in FIG. 5, the control signal φa and the control signal φc are set to the low level, and the control signal φb and the control signal φd are set to the high level. Therefore, as illustrated in part (A) of FIG. 6, in the
以上の状態(以下「第1状態」という)では、演算増幅器34の負側入力端TA1と正側出力端TB1との間の帰還容量として容量C1が機能し、焦電素子12の第1検出端D1から第1入力端NA1に供給される電荷が容量(積分容量)C1に充電される。したがって、第1出力端NB1の電圧SA1は、容量C1の電荷量と容量値とに応じた電圧(容量C1の電圧)に設定される。すなわち、増幅期間QAでは、演算増幅器34と容量C1とが、第1入力端NA1に供給される電荷に応じた電圧を生成するチャージアンプ(電荷-電圧変換回路)として機能する。電圧SA1の増幅率は、焦電素子12の容量CDと増幅回路18の容量C1との容量比に応じた数値となる。同様に、焦電素子12の第2検出端D2から第2入力端NA2に供給される電荷が容量C2に充電されるから、第2出力端NB2の電圧SA2は、容量C2の電荷量と容量値とに応じた電圧に設定される。電圧SA2の増幅率は、焦電素子12の容量CDと増幅回路18の容量C2との容量比に応じた数値となる。
In the above state (hereinafter referred to as “first state”), the capacitor C1 functions as a feedback capacitor between the negative input terminal TA1 and the positive output terminal TB1 of the
<増幅期間QB>
増幅期間QBでは、図5に例示される通り、増幅期間QAとは反対に、制御信号φaおよび制御信号φcがハイレベルに設定されるとともに制御信号φbおよび制御信号φdがローレベルに設定される。したがって、図6の部分(E)に例示される通り、変調回路32では、スイッチXa1およびスイッチXa2がオフ状態に制御され、スイッチXb1およびスイッチXb2がオン状態に制御される。また、復調回路36では、スイッチYc1およびスイッチYc2がオフ状態に制御され、スイッチYd1およびスイッチYd2がオン状態に制御される。すなわち、増幅期間QBでは、変調回路32は、第1入力端NA1と正側入力端TA2とを接続するとともに第2入力端NA2と負側入力端TA1とを接続し、復調回路36は、正側出力端TB1と第2出力端NB2とを接続するとともに負側出力端TB2と第1出力端NB1とを接続する。
<Amplification period QB>
In the amplification period QB, as illustrated in FIG. 5, contrary to the amplification period QA, the control signal φa and the control signal φc are set to the high level, and the control signal φb and the control signal φd are set to the low level. . Therefore, as illustrated in part (E) of FIG. 6, in the
以上の状態(以下「第2状態」という)では、増幅期間QAと同様に、焦電素子12の第1検出端D1から第1入力端NA1に供給される電荷が容量C1に充電されることで第1出力端NB1の電圧SA1が容量C1の電荷量と容量値とに応じた電圧に設定され、第2検出端D2から第2入力端NA2に供給される電荷が容量C2に充電されることで第2出力端NB2の電圧SA2が容量C2の電荷量と容量値とに応じた電圧に設定される。以上の説明から理解される通り、第1状態と第2状態とを周期的に切替える周波数fcのチョッピングにより、電圧SA1と電圧SA2とで表現される差動の増幅信号SA(図2の部分(C))が生成される。
In the above state (hereinafter referred to as “second state”), the charge supplied from the first detection end D1 of the
ところで、図1の初期化スイッチ14を省略して焦電素子12の第2検出端D2を電源22に固定的に接続した構成(以下「対比例1」という)では、スイッチXa2がオン状態に遷移して初期化電圧VRSTが電源22から演算増幅器34の正側入力端TA2に供給される状態と、スイッチXa2がオフ状態に遷移して正側入力端TA2が電気的なフローティングに維持される状態とが交互に反復される。したがって、対比例1では増幅動作の安定性が低いという問題がある。他方、第1実施形態では、増幅動作の実行中に初期化スイッチ14がオフ状態に維持されることで、焦電素子12の第1検出端D1および第2検出端D2は電気的なフローティングに維持される。したがって、演算増幅器34が第1入力端NA1および第2入力端NA2から絶縁された状態に加えて、演算増幅器34が第1入力端NA1および第2入力端NA2に接続された状態でも、演算増幅器34の負側入力端TA1および正側入力端TA2は電気的なフローティングに維持される。したがって、第1実施形態によれば、対比例1と比較して増幅動作を安定させることが可能である。
By the way, in the configuration in which the
<準備期間P>
図5に例示される通り、増幅期間QAと増幅期間QBとの間には、第1状態および第2状態の一方を適切に他方に遷移させるための準備期間Pが確保される。第1実施形態の準備期間Pは、期間PAと期間PBと期間PCとを包含する。期間PAおよび期間PBは、増幅期間QAまたは増幅期間QBと期間PCとの間の期間である。具体的には、期間PAは期間PBの直前の期間であり、期間PCは期間PBの直後の期間である。なお、準備期間Pは増幅期間QAの直後および増幅期間QBの直後の双方に存在するが、以下の説明では、増幅期間QAの直後の準備期間Pに便宜的に着目する。
<Preparation period P>
As illustrated in FIG. 5, a preparation period P for appropriately shifting one of the first state and the second state to the other is secured between the amplification period QA and the amplification period QB. The preparation period P of the first embodiment includes a period PA, a period PB, and a period PC. The period PA and the period PB are an amplification period QA or a period between the amplification period QB and the period PC. Specifically, the period PA is a period immediately before the period PB, and the period PC is a period immediately after the period PB. The preparation period P exists both immediately after the amplification period QA and immediately after the amplification period QB. In the following description, the preparation period P immediately after the amplification period QA will be focused on for convenience.
準備期間Pのうち増幅期間QAの直後の期間PAでは、図5に例示される通り、制御信号φbと制御信号φcと制御信号φdとが増幅期間QAと同様のレベルに維持された状態で制御信号φaがハイレベルに変更される。したがって、図6の部分(B)に例示される通り、増幅期間QAの第1状態から変調回路32のスイッチXa1とスイッチXa2とがオフ状態に遷移する。すなわち、復調回路36が第1出力端NB1および第2出力端NB2と演算増幅器34との接続を増幅期間QAと同様に維持した状態で、変調回路32は、第1入力端NA1および第2入力端NA2を演算増幅器34から絶縁する。
In the period PA immediately after the amplification period QA in the preparation period P, as illustrated in FIG. 5, the control signal φb, the control signal φc, and the control signal φd are controlled while being maintained at the same level as in the amplification period QA. Signal φa is changed to a high level. Therefore, as illustrated in part (B) of FIG. 6, the switch Xa1 and the switch Xa2 of the
期間PAの直後の期間PBでは、図5に例示される通り、制御信号φaと制御信号φbと制御信号φdとが期間PAと同様のレベルに維持された状態で制御信号φcがハイレベルに変更される。したがって、図6の部分(C)に例示される通り、期間PAの状態から復調回路36のスイッチYc1とスイッチYc2とがオフ状態に遷移する。すなわち、変調回路32が第1入力端NA1および第2入力端NA2を演算増幅器34から絶縁した状態で、復調回路36は、第1出力端NB1および第2出力端NB2を演算増幅器34から絶縁する。以上に例示した通り、準備期間Pの期間PB(解放期間)では、第1入力端NA1と第2入力端NA2と第1出力端NB1と第2出力端NB2とが演算増幅器34から絶縁される。
In the period PB immediately after the period PA, as illustrated in FIG. 5, the control signal φc is changed to the high level while the control signal φa, the control signal φb, and the control signal φd are maintained at the same level as in the period PA. Is done. Therefore, as illustrated in the part (C) of FIG. 6, the switch Yc1 and the switch Yc2 of the
準備期間Pを省略して増幅期間QAと増幅期間QBとを相互に連続させた構成(以下「対比例2」という)では、増幅期間QAにて制御信号φaがローレベルに設定される期間と増幅期間QBにて制御信号φbがローレベルに設定される期間とが相互に重複する可能性がある。制御信号φaおよび制御信号φbの双方がローレベルに設定された場合、変調回路32の全部のスイッチ(Xa1,Xa2,Xb1,Xb2)が同時にオン状態に制御される(第1入力端NA1と第2入力端NA2とが相互に導通する)から、第1入力端NA1および容量C1に存在する負電荷と第2入力端NA2および容量C2に存在する正電荷とが相殺される。したがって、対比例2では、容量C1および容量C2を充分に充電できず、結果的に増幅回路18による適切な増幅動作が阻害される可能性がある。以上の説明では第1入力端NA1と第2入力端NA2との導通に着目したが、制御信号φcと制御信号φdとの双方がローレベルに設定されることで復調回路36の全部のスイッチ(Yc1,Yc2,Yd1,Yd2)が同時にオン状態に制御された場合にも同様に電荷の相殺が発生し得る。
In the configuration in which the preparation period P is omitted and the amplification period QA and the amplification period QB are mutually continuous (hereinafter referred to as “contrast 2”), the control signal φa is set to a low level in the amplification period QA. There is a possibility that the period during which the control signal φb is set to the low level in the amplification period QB overlaps with each other. When both the control signal φa and the control signal φb are set to the low level, all the switches (Xa1, Xa2, Xb1, Xb2) of the
以上に説明した対比例2に対し、第1実施形態では、第1入力端NA1および第2入力端NA2を演算増幅器34から絶縁する期間PAと、第1出力端NB1および第2出力端NB2を演算増幅器34から絶縁する期間PBとが増幅期間QAと増幅期間QBとの間に確保されるから、制御信号φaおよび制御信号φbの双方がローレベルに設定される事態や、制御信号φcおよび制御信号φdの双方がローレベルに設定される事態は回避される。したがって、第1入力端NA1と第2入力端NA2との導通や第1出力端NB1と第2出力端NB2との導通に起因した電荷の相殺が防止される。すなわち、第1実施形態によれば、対比例2と比較して、焦電素子12に発生した電荷を容量C1および容量C2に確実に充電して増幅回路18による適切な増幅動作を実現することが可能である。
In contrast to the comparative 2 described above, in the first embodiment, the period PA in which the first input terminal NA1 and the second input terminal NA2 are insulated from the
ところで、演算増幅器34の正側出力端TB1および負側出力端TB2には容量(寄生容量)が付随する。図6の部分(A)に例示される通り、増幅期間QAでは、演算増幅器34の正側出力端TB1に付随する容量CS1に正電荷が充電され、負側出力端TB2に付随する容量CS2に負電荷が充電される。容量CS1および容量CS2の電荷は期間PAおよび期間PBでも維持される。したがって、期間PCを省略して期間PBの直後に増幅期間QBが開始される構成(以下「対比例3」という)では、増幅期間QBの開始とともに復調回路36のスイッチYd1がオン状態に遷移すると、直前の増幅期間QAで容量C1に蓄積された正電荷と負側出力端TB2に付随する容量CS2に蓄積された負電荷とが相殺される。同様に、増幅期間QBの開始とともに復調回路36のスイッチYd2がオン状態に遷移すると、増幅期間QAで容量C2に蓄積された負電荷と正側出力端TB1に付随する容量CS1に蓄積された正電荷とが相殺される。対比例3では、以上に説明した電荷の相殺に起因して容量C1および容量C2の電圧が低下し、結果的に増幅回路18による適切な増幅動作が阻害される可能性がある。
Incidentally, a capacitance (parasitic capacitance) is attached to the positive output terminal TB1 and the negative output terminal TB2 of the
対比例3の以上の問題を解消するために、第1実施形態では、増幅期間QBの直前に図5の期間PC(遷移期間)が確保される。具体的には、期間PCでは、制御信号φaと制御信号φcと制御信号φdとが直前の期間PBと同様のハイレベルに維持された状態で制御信号φbがローレベルに変更される。したがって、第1入力端NA1と第2入力端NA2と第1出力端NB1と第2出力端NB2とが演算増幅器34から絶縁された期間PBの状態から、図6の部分(D)に例示される通り、変調回路32のスイッチXb1とスイッチXb2とがオン状態に遷移する。すなわち、復調回路36が第1出力端NB1と第2出力端NB2とを演算増幅器34から絶縁した状態で、変調回路32は、第1入力端NA1と正側入力端TA2とを接続するとともに第2入力端NA2と負側入力端TA1とを接続する。以上の状態では、演算増幅器34の正側出力端TB1と容量C1とが絶縁された状態で正側出力端TB1から容量CS1に負電荷が供給され、演算増幅器34の負側出力端TB2と容量C2とが絶縁された状態で負側出力端TB2から容量CS2に正電荷が充電される。すなわち、期間PCの開始前に蓄積された容量CS1の正電荷や容量CS2の負電荷が期間PCにて減殺される。以上に説明した期間PCの終了後の増幅期間QBにおいて、図6の部分(E)に例示される通り、容量C1が負側出力端TB2に接続されるとともに容量C2が正側出力端TB1に接続される。したがって、第1実施形態では、増幅期間QBの開始の直後における電荷の相殺に起因した容量C1および容量C2の電圧の低下が抑制され、増幅回路18による適切な増幅動作を実現できるという利点がある。
In order to solve the above problem of the comparative 3, in the first embodiment, the period PC (transition period) in FIG. 5 is ensured immediately before the amplification period QB. Specifically, in the period PC, the control signal φb is changed to the low level while the control signal φa, the control signal φc, and the control signal φd are maintained at the same high level as in the immediately preceding period PB. Accordingly, the first input terminal NA1, the second input terminal NA2, the first output terminal NB1, and the second output terminal NB2 are illustrated in part (D) of FIG. 6 from the state of the period PB that is insulated from the
なお、以上の説明では、増幅期間QAの直後の準備期間Pに着目したが、以下に例示される通り、増幅期間QBの直後の準備期間Pでも同様の動作が実行される。図7の部分(A)に例示される増幅期間QBでは、前述の通り、第1入力端NA1と正側入力端TA2とが接続されるとともに第2入力端NA2と負側入力端TA1とが接続され、正側出力端TB1と第2出力端NB2とが接続されるとともに負側出力端TB2と第1出力端NB1とが接続される。したがって、演算増幅器34の正側出力端TB1に付随する容量CS1には負電荷が充電され、負側出力端TB2に付随する容量CS2には正電荷が充電される。
In the above description, attention is paid to the preparation period P immediately after the amplification period QA. However, as exemplified below, the same operation is performed in the preparation period P immediately after the amplification period QB. In the amplification period QB illustrated in part (A) of FIG. 7, as described above, the first input terminal NA1 and the positive input terminal TA2 are connected, and the second input terminal NA2 and the negative input terminal TA1 are connected. The positive output terminal TB1 and the second output terminal NB2 are connected, and the negative output terminal TB2 and the first output terminal NB1 are connected. Accordingly, the capacitor CS1 associated with the positive output terminal TB1 of the
増幅期間QBの直後の準備期間Pの期間PAでは、図7の部分(B)に例示される通り、制御信号φbがハイレベルに変更されることで第1入力端NA1および第2入力端NA2が演算増幅器34から絶縁され、直後の期間PBでは、図7の部分(C)に例示される通り、制御信号φdがハイレベルに変更されることで第1出力端NB1および第2出力端NB2が演算増幅器34から絶縁される。そして、増幅期間QBの直後の準備期間Pの期間PCでは、制御信号φaがローレベルに変更されるから、図7の部分(D)に例示される通り、第1入力端NA1が演算増幅器34の負側入力端TA1に接続されるとともに第2入力端NA2が正側入力端TA2に接続される。以上の状態では、演算増幅器34の正側出力端TB1と容量C1とが絶縁された状態で正側出力端TB1から容量CS1に正電荷が供給され、演算増幅器34の負側出力端TB2と容量C2とが絶縁された状態で負側出力端TB2から容量CS2に負電荷が供給される。すなわち、期間PCの開始前に蓄積されていた容量CS1の負電荷や容量CS2の正電荷が期間PCにて減殺される。以上に説明した期間PCの終了後の増幅期間QAにおいて容量C1が正側出力端TB1に接続されるとともに容量C2が負側出力端TB2に接続される。したがって、増幅期間QAの開始の直後における電荷の相殺に起因した容量C1および容量C2の電圧の低下が抑制され、増幅回路18による適切な増幅動作を実現することが可能である。
In the period PA of the preparation period P immediately after the amplification period QB, as illustrated in part (B) of FIG. 7, the first input terminal NA1 and the second input terminal NA2 are changed by changing the control signal φb to the high level. Is isolated from the
期間PCは、当該期間PCの開始前に容量CS1および容量CS2に蓄積されていた電荷が充分に減殺される程度の時間長に設定される。具体的には、期間PCは、演算増幅器34の出力インピーダンスと容量CS1または容量CS2の容量値とに依存する時定数に応じた時間長に設定される。第1実施形態の期間PCは、期間PAおよび期間PBの各々と比較して長い時間長に設定される。
The period PC is set to a length of time such that the charges accumulated in the capacitors CS1 and CS2 before the start of the period PC are sufficiently reduced. Specifically, the period PC is set to a time length according to a time constant depending on the output impedance of the
<第2実施形態>
本発明の第2実施形態について説明する。以下に例示する各形態において作用や機能が第1実施形態と同様である要素については、第1実施形態の説明で使用した符号を流用して各々の詳細な説明を適宜に省略する。
Second Embodiment
A second embodiment of the present invention will be described. In the following exemplary embodiments, elements having the same functions and functions as those of the first embodiment are diverted using the same reference numerals used in the description of the first embodiment, and detailed descriptions thereof are appropriately omitted.
図8は、第2実施形態における検出装置100の増幅回路18の構成図である。図8に例示される通り、第2実施形態の増幅回路18は、第1実施形態の増幅回路18と同様の要素(変調回路32,演算増幅器34,復調回路36,容量C1,容量C2)に第1回路42と第2回路44とを追加した構成である。第1回路42は演算増幅器34の負側入力端TA1と正側入力端TA2との間に配置され、第2回路44は演算増幅器34の正側出力端TB1と負側出力端TB2との間に配置される。第1回路42は、負側入力端TA1と正側入力端TA2との間に介在して両者間の電気的な接続(導通/絶縁)を制御するスイッチZAを包含する。同様に、第2回路44は、正側出力端TB1と負側出力端TB2との間に介在して両者間の電気的な接続を制御するスイッチZBを包含する。また、第2実施形態の制御回路16は、第1回路42および第2回路44を制御するための制御信号φeを生成する。なお、以下の説明では、Pチャネル型のトランジスターでスイッチZAおよびスイッチZBを構成した場合を便宜的に例示するが、スイッチZAおよびスイッチZBを構成するトランジスターの導電型は任意である。
FIG. 8 is a configuration diagram of the
図9は、第2実施形態の制御回路16が増幅回路18に供給する各制御信号φ(φa〜φe)の模式図である。増幅期間QAおよび増幅期間QBの動作や準備期間Pのうち期間PAおよび期間PCの動作は第1実施形態と同様である。したがって、第2実施形態においても第1実施形態と同様の効果が実現される。
FIG. 9 is a schematic diagram of each control signal φ (φa to φe) supplied to the
図9に例示される通り、準備期間Pのうち第1入力端NA1と第2入力端NA2と第1出力端NB1と第2出力端NB2とが演算増幅器34から絶縁される期間PB内で制御信号φeはローレベルに設定される。具体的には、制御信号φeは、期間PBのうちの一部の期間Gにてローレベルに設定され、期間G以外の期間にてハイレベルに維持される。期間Gの始点は期間PBの始点の後方に位置し、期間Gの終点は期間PBの終点の前方に位置する。
As illustrated in FIG. 9, the control is performed within the period PB in which the first input terminal NA1, the second input terminal NA2, the first output terminal NB1, and the second output terminal NB2 are insulated from the
期間Gにて制御信号φeがローレベルに設定されると、第1回路42のスイッチZAと第2回路44のスイッチZBとがオン状態に遷移する。したがって、演算増幅器34の負側入力端TA1と正側入力端TA2とが第1回路42のスイッチZAを介して電気的に接続され、正側出力端TB1と負側出力端TB2とが第2回路44のスイッチZBを介して電気的に接続される。したがって、期間Gでは、負側入力端TA1および正側入力端TA2の各々に残留した電荷が相殺され、正側出力端TB1および負側出力端TB2の各々に残留した電荷が相殺される。すなわち、演算増幅器34の入力端間の電位差と出力端間の電位差とが低減(理想的には解消)される。
When the control signal φe is set to a low level in the period G, the switch ZA of the
図6の部分(A)に例示された増幅期間QAでは、演算増幅器34の負側入力端TA1に負電荷が残留するとともに正側入力端TA2に正電荷が残留し得る。したがって、期間Gを省略した構成では、期間PC(図6の部分(D))の始点において第1入力端NA1が正側入力端TA2に接続されるとともに第2入力端NA2が負側入力端TA1に接続されると、第1入力端NA1に供給される負電荷と正側入力端TA2に残留する正電荷とが相殺され、第2入力端NA2に供給される正電荷と負側入力端TA1に残留する負電荷とが相殺され得る。増幅期間QBで演算増幅器34の入力側に残留する電荷についても同様の問題が発生し得る。第2実施形態では、期間PB内の期間Gにて演算増幅器34の負側入力端TA1と正側入力端TA2とを電気的に接続することで各々に残留した電荷が相殺されるから、期間PCにて第1入力端NA1や第2入力端NA2に供給される電荷の減殺が抑制される。したがって、増幅回路18による適切な増幅動作を実現することが可能である。
In the amplification period QA illustrated in part (A) of FIG. 6, negative charge may remain at the negative input terminal TA1 of the
演算増幅器34の正側出力端TB1および負側出力端TB2についても同様であり、増幅期間QAにて演算増幅器34の正側出力端TB1(容量CS1)に残留した電荷と負側出力端TB2(容量CS2)に残留した電荷とが期間Gにて相殺されるから、増幅回路18による適切な増幅動作を実現することが可能である。なお、以上の通り、正側出力端TB1の電荷と負側出力端TB2の電荷とが期間Gにて相殺されるから、期間PCに必要な時間長は第1実施形態と比較して短縮され得る。例えば期間PCは期間PAと同等の時間長に設定される。
The same applies to the positive output terminal TB1 and the negative output terminal TB2 of the
また、第2実施形態では、増幅期間QAおよび増幅期間QBの各々の開始前に、演算増幅器34の入力端間の電位差と出力端間の電位差が低減された状態に初期化されるから、増幅動作の開始前の状態に影響されることなく演算増幅器34を安定的に動作させることが可能であるという利点もある。
In the second embodiment, since the potential difference between the input terminals of the
<第3実施形態>
図10は、第3実施形態における検出装置100の増幅回路18の構成図である。図10に例示される通り、第3実施形態の増幅回路18は、第1実施形態の増幅回路18と同様の要素(変調回路32,演算増幅器34,復調回路36,容量C1,容量C2)にスイッチ46とスイッチ48とを追加した構成である。スイッチ46は容量C1の両電極間(第1入力端NA1と第1出力端NB1との間)に配置され、スイッチ48は容量C2の両電極間(第2入力端NA2と第2出力端NB2との間)に配置される。
<Third Embodiment>
FIG. 10 is a configuration diagram of the
第3実施形態の制御回路16は、初期化スイッチ14を制御するための制御信号σを供給することでスイッチ46およびスイッチ48を制御する。すなわち、第3実施形態のスイッチ46およびスイッチ48は、増幅動作の開始前の初期化期間QRSTにて初期化スイッチ14とともにオン状態に遷移し、増幅動作の実行中はオフ状態を維持する。したがって、増幅動作の開始前の初期化期間QRSTにおいて容量C1および容量C2の電圧はゼロに初期化される。
The
第3実施形態においても第1実施形態と同様の効果が実現される。また、第3実施形態では、増幅動作の開始前に容量C1および容量C2の電圧が初期化されるから、増幅動作の開始時に容量C1および容量C2の残存する電荷の影響を低減して適切な増幅動作を実行できるという利点がある。また、第3実施形態では、初期化スイッチ14の制御とスイッチ46およびスイッチ48の制御とに共通の制御信号σが流用されるから、相互に別個の信号を利用する構成と比較して制御回路16の構成や動作が簡素化されるという利点もある。もっとも、初期化スイッチ14とスイッチ46とスイッチ48とを個別に制御することも可能である。なお、第2実施形態の第1回路42および第2回路44を第3実施形態に採用することも可能である。
In the third embodiment, the same effect as in the first embodiment is realized. In the third embodiment, since the voltages of the capacitors C1 and C2 are initialized before the amplification operation is started, the influence of the charges remaining in the capacitors C1 and C2 is reduced at the time of starting the amplification operation. There is an advantage that the amplification operation can be executed. In the third embodiment, since the common control signal σ is used for the control of the
<変形例>
以上に例示した各形態は多様に変形され得る。具体的な変形の態様を以下に例示する。以下の例示から任意に選択された2以上の態様は、相互に矛盾しない範囲で適宜に併合され得る。
<Modification>
Each form illustrated above can be variously modified. Specific modifications are exemplified below. Two or more aspects arbitrarily selected from the following examples can be appropriately combined as long as they do not contradict each other.
(1)第1実施形態では、初期化期間QRSTにて焦電素子12の第2検出端D2を電源22に接続する構成を例示した。演算増幅器34の負側入力端TA1と正側入力端TA2との間には仮想短絡が成立するから、例えば初期化期間QRSTにて変調回路32のスイッチXa1およびスイッチXa2をオン状態に維持すれば、焦電素子12の第1検出端D1も第2検出端D2と同等の電圧(初期化電圧VRST)に初期化される。ただし、焦電素子12の第1検出端D1および第2検出端D2の双方を確実に所定の電圧に初期化する観点からは、図11に例示される通り、第2検出端D2と電源22との間の初期化スイッチ14に加えて、第1検出端D1と電源22との間にも初期化スイッチ15を設置した構成が好適である。初期化スイッチ14および初期化スイッチ15は、制御回路16から供給される共通の制御信号σに応じて動作する。具体的には、初期化スイッチ14および初期化スイッチ15は、初期化期間QRSTにてオン状態に制御され、増幅動作の実行中にはオフ状態を維持する。以上の説明から理解される通り、焦電素子12の第1検出端D1および第2検出端D2の少なくとも一方と電源22との電気的な接続を制御するスイッチ(例えば初期化スイッチ14や初期化スイッチ15)を配置した構成が好適である。
(1) In the first embodiment, the configuration in which the second detection end D2 of the
(2)増幅回路18による増幅動作の具体的な内容は適宜に変更され得る。例えば、準備期間Pの期間PAを省略した構成(増幅期間QAまたは増幅期間QBの直後に期間PBが開始される構成)も採用され得る。また、第2実施形態では準備期間Pの期間PCを省略する(期間PBの直後に増幅期間QAまたは増幅期間QBを開始する)ことも可能である。
(2) The specific contents of the amplification operation by the
(3)第2実施形態における第1回路42および第2回路44の構成は図10の例示(スイッチZA,スイッチZB)に限定されない。例えば、図12に例示される通り、演算増幅器34の負側入力端TA1と正側入力端TA2との間に直列に接続されたスイッチZAと抵抗RAとを第1回路42が含む構成や、演算増幅器34の正側出力端TB1と負側出力端TB2との間に直列に接続されたスイッチZBと抵抗RBとを第2回路44が含む構成も採用され得る。以上の説明から理解される通り、第1回路42は、演算増幅器34の負側入力端TA1と正側入力端TA2との電位差を低減する手段として包括的に表現され、負側入力端TA1と正側入力端TA2とが同電位に設定される構成までは必須ではない。同様に、第2回路44は、演算増幅器34の正側出力端TB1と負側出力端TB2との電位差を低減する手段として包括的に表現され、正側出力端TB1と負側出力端TB2とが同電位に設定される構成までは必須ではない。なお、第1回路42および第2回路44の一方を省略することも可能である。
(3) The configuration of the
<電子機器>
以上の各形態に係る検出装置100は各種の電子機器に利用される。例えば、赤外線を利用して人間の存在を感知する人感センサーに前述の各形態の検出装置100を利用することが可能である。表示装置(テレビ,モニター,電子ペーパー,カーナビゲーション装置)や撮像装置(ビデオカメラやスチルカメラ),情報端末(携帯電話機,スマートフォン,ゲーム機)等の任意の電子機器において、例えば利用者の有無を判定するために前述の各形態の検出装置100を利用することが可能である。
<Electronic equipment>
The
100……検出装置、12……焦電素子、14,15……初期化スイッチ、16……制御回路、18……増幅回路、20……フィルター、22……電源、32……変調回路、34……演算増幅器、36……復調回路、42……第1回路、44……第2回路、D1……第1検出端、D2……第2検出端、NA1……第1入力端、NA2……第2入力端、TA1……負側入力端、TA2……正側入力端、TB1……正側出力端、TB2……負側出力端、NB1……第1出力端、NB2……第2出力端、Xa1,Xa2,Xb1,Xb2,Yc1,Yc2,Yd1,Yd2……スイッチ、C1,C2……容量。
DESCRIPTION OF
Claims (7)
第1増幅入力端と第2増幅入力端と第1増幅出力端と第2増幅出力端とを含む全差動型の演算増幅器と、
前記第1入力端および前記第2入力端と前記第1増幅入力端および前記第2増幅入力端との電気的な接続を切替える変調回路と、
前記第1増幅出力端および前記第2増幅出力端と前記第1出力端および前記第2出力端との電気的な接続を切替える復調回路と、
前記第1増幅入力端と前記第2増幅入力端との間の第1回路とを具備し、
第1増幅期間において、前記変調回路は、前記第1入力端と前記第1増幅入力端とを接続するとともに前記第2入力端と前記第2増幅入力端とを接続し、前記復調回路は、前記第1出力端と前記第1増幅出力端とを接続するとともに前記第2出力端と前記第2増幅出力端とを接続し、
前記第1増幅期間の後の第2増幅期間において、前記変調回路は、前記第1入力端と前記第2増幅入力端とを接続するとともに前記第2入力端と前記第1増幅入力端とを接続し、前記復調回路は、前記第1出力端と前記第2増幅出力端とを接続するとともに前記第2出力端と前記第1増幅出力端とを接続し、
前記第1増幅期間と前記第2増幅期間との間で前記変調回路が前記第1入力端および前記第2入力端を前記演算増幅器から電気的に絶縁する解放期間において、前記第1回路は、前記第1増幅入力端と前記第2増幅入力端との電位差を低減する
増幅回路。 A chopper type amplifier circuit that outputs an amplified signal to a first output terminal and a second output terminal according to a voltage generated between a first input terminal and a second input terminal by a capacitive element;
A fully differential operational amplifier including a first amplification input terminal, a second amplification input terminal, a first amplification output terminal, and a second amplification output terminal;
A modulation circuit that switches electrical connection between the first input terminal and the second input terminal, and the first amplification input terminal and the second amplification input terminal;
A demodulation circuit for switching electrical connection between the first amplification output terminal and the second amplification output terminal and the first output terminal and the second output terminal;
A first circuit between the first amplification input terminal and the second amplification input terminal;
In the first amplification period, the modulation circuit connects the first input terminal and the first amplification input terminal and connects the second input terminal and the second amplification input terminal, and the demodulation circuit includes: Connecting the first output terminal and the first amplification output terminal and connecting the second output terminal and the second amplification output terminal;
In a second amplification period after the first amplification period, the modulation circuit connects the first input terminal and the second amplification input terminal, and connects the second input terminal and the first amplification input terminal. The demodulating circuit connects the first output terminal and the second amplification output terminal and connects the second output terminal and the first amplification output terminal;
In the release period in which the modulation circuit electrically isolates the first input terminal and the second input terminal from the operational amplifier between the first amplification period and the second amplification period, the first circuit includes: An amplifier circuit for reducing a potential difference between the first amplification input terminal and the second amplification input terminal.
請求項1の増幅回路。 2. The amplifier circuit according to claim 1, wherein the first circuit includes a switch that is disposed between the first amplification input terminal and the second amplification input terminal and is turned on during a part of the release period.
前記解放期間において、前記復調回路が前記第1出力端および前記第2出力端を前記演算増幅器から電気的に絶縁した状態で、前記第2回路は、前記第1増幅出力端と前記第2増幅出力端との電位差を低減する
請求項1または請求項2の増幅回路。 A second circuit between the first amplification output terminal and the second amplification output terminal;
In the release period, the demodulating circuit electrically isolates the first output end and the second output end from the operational amplifier, and the second circuit includes the first amplification output end and the second amplification end. The amplifier circuit according to claim 1, wherein a potential difference with the output terminal is reduced.
請求項3の増幅回路。 4. The amplifier circuit according to claim 3, wherein the second circuit includes a switch that is disposed between the first amplification output terminal and the second amplification output terminal and is turned on during a part of the release period.
前記焦電素子に発生する電荷に応じた増幅信号を生成する請求項1から請求項4の何れかの増幅回路と
を具備する検出装置。 A pyroelectric element that generates charge by the pyroelectric effect;
A detection apparatus comprising: the amplification circuit according to any one of claims 1 to 4 that generates an amplification signal corresponding to a charge generated in the pyroelectric element.
を具備する請求項5の検出装置。 The detection device according to claim 5, further comprising: a filter that suppresses a frequency band including a frequency of chopping by the amplifier circuit in the amplified signal generated by the amplifier circuit.
An electronic apparatus comprising the detection device according to claim 5.
Priority Applications (1)
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