JP2016052232A - Control device for ac motor - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、フィードバック制御により交流電動機の通電を制御する交流電動機の制御装置に関する。 The present invention relates to a control device for an AC motor that controls energization of the AC motor by feedback control.
従来、交流電動機(モータ)の通電を制御する制御装置が知られている。モータ制御では、各相にインバータから回転1次成分を含む正弦波状の相電圧が印加される。ただし、インバータが厳密な回転1次成分を出力することができないため、相電圧には回転1次の高調波成分が含まれる。この高調波成分の電圧は相電流にも現れる。したがって、相電流には、本来入力しようとした回転1次成分と、外乱である高調波成分とが含まれる。 Conventionally, a control device that controls energization of an AC motor (motor) is known. In motor control, a sinusoidal phase voltage including a primary rotation component is applied to each phase from an inverter. However, since the inverter cannot output a strict rotation primary component, the phase voltage includes a rotation primary harmonic component. This harmonic component voltage also appears in the phase current. Therefore, the phase current includes a primary rotation component that is originally intended to be input and a harmonic component that is a disturbance.
通常のモータ制御は、これらの高調波成分が存在しないことを前提に構築された理論に基づいて行われる。したがって高調波成分の存在は、モータの制御目的であるトルクや回転数の制御精度の悪化を招くこととなる。
一般にモータ制御に用いられる理論であるベクトル制御は、各種電磁気の状態を、回転角度に同期して回転するdq軸に展開して制御するものである。ここで、高調波成分が存在せず、モータ運転状態が一定であれば、dq軸電流は一定値になる。しかし、高調波成分があるため、回転1次の整数倍の周波数の脈動要素を持つ。
Normal motor control is performed based on a theory constructed on the assumption that these harmonic components do not exist. Therefore, the presence of harmonic components leads to deterioration in control accuracy of torque and rotation speed, which are the purpose of motor control.
In general, vector control, which is a theory generally used for motor control, develops and controls various electromagnetic states on a dq axis that rotates in synchronization with a rotation angle. Here, if there is no harmonic component and the motor operation state is constant, the dq-axis current becomes a constant value. However, since there is a harmonic component, it has a pulsating element having a frequency that is an integral multiple of the rotational first order.
そこで、従来、交流電動機の制御装置において、電流やトルクの検出信号に含まれる脈動成分を抑制する技術が知られている。
例えば特許文献1に開示された電動機制御装置は、d軸、q軸の各電流指令値に対し、周期Id発生器(10)及び周期Iq発生器(11)により発生させた補正電流指令を加減算器(19)にて加減算することで、各周波数成分の脈動を打ち消す。周期Id発生器及び周期Iq発生器は、電流変動分から脈動分を抽出する一次遅れフィルタ(252)、脈動分と零信号との偏差を積分して補正電流値を出力する無限積分フィルタ(=積分制御器)(253)等から構成されている。
また、特許文献2に開示された制御装置は、相電流検出値をフーリエ級数展開した一次成分を抽出する。特許文献1、2の装置は、いずれも相電流検出値からdq軸電流検出値を算出し、dq軸電流検出値にフィルタを適用して高調波成分を抑制している。
Therefore, conventionally, a technique for suppressing a pulsation component included in a current or torque detection signal in an AC motor control device is known.
For example, the electric motor control device disclosed in
Moreover, the control apparatus disclosed by
一次遅れフィルタは、脈動成分の振幅を0にすることはできず、フィルタの前後で位相遅れが発生する。脈動成分の除去を優先して高周波除去特性を高くすると、位相遅れは大きくなる。一般に、dq軸電流について位相遅れが60deg以上あるとフィードバック(特許文献1の図1では周期Id発生器(10)、周期Iq発生器(11)、及び、加減算器(19)により構成される)で影響が低減できなくなる。位相遅れが180deg以上あると発散することがある。このように、高調波成分の振幅を小さくするために、相対的に位相遅れが大きくなると、制御が不安定に近づくという問題点が有る。
In the first-order lag filter, the amplitude of the pulsation component cannot be reduced to zero, and a phase lag occurs before and after the filter. If the high-frequency rejection characteristic is increased with priority given to the removal of the pulsation component, the phase delay increases. Generally, feedback is provided when the phase delay of the dq axis current is 60 deg or more (in FIG. 1 of
積分フィルタは、高周波成分の除去に優れた特性を示すが、出力は過去の影響を大きく引き継ぎ、位相遅れが大きくなる傾向がある。特許文献1の装置で用いられる積分制御器(253)のように無限の過去を引き継いだ積分フィルタは、位相が90deg遅れる。また、無限の過去を引き継いだ積分フィルタであっても脈動成分の振幅を0にすることはできない。
The integration filter exhibits excellent characteristics for removing high-frequency components, but the output tends to largely inherit the past influence and the phase delay tends to increase. The phase of an integral filter that inherits an infinite past, such as the integral controller (253) used in the apparatus of
また、交流電動機の制御においては、高調波脈動成分の他にもスイッチングノイズ等を除去する要求が有る。
本発明は上述の課題に鑑みて成されたものであり、その目的は、高調波脈動成分やスイッチングノイズを除去するフィルタの位相遅れを小さくする交流電動機の制御装置を提供することにある。
In the control of an AC motor, there is a demand for removing switching noise and the like in addition to harmonic pulsation components.
The present invention has been made in view of the above-described problems, and an object of the present invention is to provide an AC motor control device that reduces the phase delay of a filter that removes harmonic pulsation components and switching noise.
本発明は、三相以上の多相の交流電動機に流れる相電流を検出してd軸電流及びq軸電流に変換し、当該d軸電流及びq軸電流を用いるフィードバック制御によって交流電動機の通電を制御する交流電動機の制御装置に係る発明である。
ここで、「交流電動機」は、交流駆動のモータ、発電機、及びモータジェネレータを含むものであり、例えば、ハイブリッド自動車や電気自動車の主機として用いられ駆動輪を駆動するためのトルクを発生するモータジェネレータが該当する。また、例えば、モータジェネレータを駆動する電動機制御装置が「交流電動機の制御装置」に該当する。
The present invention detects a phase current flowing in a multi-phase AC motor having three or more phases and converts it into a d-axis current and a q-axis current, and energizes the AC motor by feedback control using the d-axis current and the q-axis current. The invention relates to a control device for an AC motor to be controlled.
Here, the “AC motor” includes an AC drive motor, a generator, and a motor generator. For example, a motor that is used as a main machine of a hybrid vehicle or an electric vehicle and generates torque for driving drive wheels. Applicable to generators. In addition, for example, an electric motor control device that drives a motor generator corresponds to an “AC electric motor control device”.
この交流電動機の制御装置は、d軸電流もしくはq軸電流の少なくとも一方、又は少なくとも一相の相電流について、「有限の所定区間」における移動平均を算出して出力する「移動平均フィルタ」を備えることを特徴とする。
本発明の移動平均フィルタは、所定区間を適正に設定し、その区間での移動平均を算出することで、高調波脈動成分やスイッチングノイズ等の除去対象成分の振幅を抑えつつ、従来の一次遅れフィルタや無限時間の積分フィルタに対し、位相遅れを小さくすることができる。
This AC motor control device includes a “moving average filter” that calculates and outputs a moving average in a “finite predetermined section” for at least one of the d-axis current and the q-axis current, or at least one phase current. It is characterized by that.
The moving average filter according to the present invention appropriately sets a predetermined section and calculates a moving average in the section, thereby suppressing the amplitude of a component to be removed such as a harmonic pulsation component and switching noise, and a conventional first-order lag. The phase delay can be reduced with respect to a filter or an infinite time integration filter.
本発明の第1の構成の移動平均フィルタは、d軸電流又はq軸電流の少なくとも一方について、特定次数の高調波成分による脈動を抑制するように移動平均を算出する。
この移動平均処理により、目的とする周波数の高調波成分を大幅に除去しつつ、制御の主要情報であるdq軸電流の位相遅れを小さくすることができる。
The moving average filter according to the first configuration of the present invention calculates a moving average so as to suppress pulsation due to a harmonic component of a specific order for at least one of the d-axis current and the q-axis current.
By this moving average process, it is possible to reduce the phase delay of the dq-axis current, which is the main information of control, while largely removing the harmonic component of the target frequency.
この場合、移動平均フィルタは、交流電動機の回転数に応じて、移動平均を算出する所定区間の区間長を設定することが好ましい。
具体的には、インバータ制御によって発生する回転同期の高調波変動成分に応じて区間長を設定する。例えば、「回転1次周期のn分の1」を倍数に含む区間長を設定することで、n次の高調波成分を除去することができる。特に、区間長を「回転1次周期のn分の1」に設定すると、n次高調波成分の振幅を0とし、影響を完全に除くことができる。ここで、多極対の交流電動機においては、本発明の「回転1次」の用語を「電気1次」の意味で解釈するものとする。
一方、振幅が大きい次数成分に合わせて区間長をより短く設定すると、位相遅れをより小さくしながら、目的とする次数成分を除去することができる。
In this case, it is preferable that the moving average filter sets the section length of a predetermined section for calculating the moving average according to the rotation speed of the AC motor.
Specifically, the section length is set according to the rotation-synchronized harmonic fluctuation component generated by the inverter control. For example, by setting a section length including a multiple of “1 / n of the rotation primary period”, the n-order harmonic component can be removed. In particular, when the section length is set to “1 / n of the rotation primary period”, the amplitude of the n-order harmonic component is set to 0, and the influence can be completely removed. Here, in the multi-pole pair AC motor, the term “rotary primary” in the present invention is interpreted in the meaning of “electric primary”.
On the other hand, if the section length is set shorter in accordance with the order component having a large amplitude, the target order component can be removed while the phase delay is made smaller.
さらに、移動平均フィルタは、交流電動機の回転1次周期の6分の1の長さに区間長を設定することが好ましい。これにより、外乱の支配的な成分である回転6次成分と、その倍数の次数成分(12次成分等)を有効に抑制しつつ、dq軸電流の位相遅れを小さくすることができる。 Furthermore, it is preferable that the moving average filter sets the section length to a length of 1/6 of the primary rotation period of the AC motor. As a result, the phase lag of the dq-axis current can be reduced while effectively suppressing the rotational sixth-order component, which is the dominant component of the disturbance, and the multiple order components (such as the twelfth-order component).
また、移動平均フィルタは、d軸電流又はq軸電流の収束値を推定する収束値推定部を有し、入力されたd軸電流又はq軸電流と収束値との差分について、所定区間での移動平均を算出することとしてもよい。 In addition, the moving average filter has a convergence value estimation unit that estimates a convergence value of the d-axis current or the q-axis current, and the difference between the input d-axis current or the q-axis current and the convergence value is a predetermined interval. A moving average may be calculated.
本発明の第2の構成の移動平均フィルタは、少なくとも一相の相電流について、交流電動機に電力を供給するインバータのスイッチングノイズを除去するように移動平均を算出する。この構成では、dq変換の前に、サンプリング周期の数周期に相当する積分期間で相電流検出値の移動平均を算出することにより、スイッチングノイズによる相電流の増減をキャンセルし、スイッチングノイズを好適に除去することができる。 The moving average filter of the 2nd structure of this invention calculates a moving average so that the switching noise of the inverter which supplies electric power to an alternating current motor may be removed about a phase current of at least one phase. In this configuration, before dq conversion, by calculating the moving average of the phase current detection value in an integration period corresponding to several sampling cycles, the increase / decrease in the phase current due to the switching noise is canceled, and the switching noise is preferably reduced. Can be removed.
以下、本発明による交流電動機の制御装置の実施形態を、図面に基づいて説明する。
この実施形態の交流電動機の制御装置は、例えばハイブリッド自動車の駆動力源であるモータジェネレータの通電を制御する制御として適用される。以下、複数の実施形態において、実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
Embodiments of an AC motor control device according to the present invention will be described below with reference to the drawings.
The AC motor control device of this embodiment is applied as control for controlling energization of a motor generator that is a driving force source of a hybrid vehicle, for example. Hereinafter, in a plurality of embodiments, the same numerals are given to the substantially same composition, and explanation is omitted.
(第1実施形態)
本発明の第1実施形態について、図1〜図5を参照して説明する。
図1に示すように、電動機制御装置101は、インバータ(図中「INV」と記す。)12に三相電圧指令Vu*、Vv*、Vw*を出力することでインバータ12のスイッチング素子を操作し、交流電動機(図中「MG」と記す。)2の通電を制御する装置である。本実施形態の交流電動機2は、永久磁石式同期型の三相交流電動機であり、ハイブリッド自動車において、バッテリの電力を消費して力行動作する電動機、及び、発電した電力をバッテリに回生する発電機の機能を兼ね備えたモータジェネレータとして用いられる。
(First embodiment)
A first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
As shown in FIG. 1, the
交流電動機2のロータ近傍に設けられたレゾルバ等の回転角センサ14は、交流電動機2の電気角θを検出し、電動機制御装置101に通信する。電気角θは、微分器37にて角周波数ω1に変換される。この角周波数ω1は、比例定数を乗じることにより、特許請求の範囲に記載の「交流電動機の回転数」に換算される。
A
電動機制御装置101は、マイクロコンピュータ等により構成され、内部には図示しないCPU、ROM、I/O、及び、これらの構成を接続するバスライン等を備えている。電動機制御装置101は、予め記憶されたプログラムをCPUで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理により、交流電動機2の動作を制御する。
The
第1実施形態の電動機制御装置101は、トルク減算器32、PI制御器33、電圧指令変換部34、逆dq変換部35、dq変換部36、微分器37、電流/トルク変換部38、及び、移動平均フィルタ40を有している。
トルク減算器32は、電流/トルク変換部38からフィードバックされるトルク算出値trqとトルク指令値trq*との差であるトルク偏差Δtrqを算出する。
PI制御器33は、トルク算出値trqをトルク指令値tr*に追従させるべく、トルク偏差Δtrqが0に収束するように、電圧位相指令VΨをPI演算により算出する。
The
The
The
電圧指令変換部34は、電圧振幅指令Va*及び電圧位相指令VΨを取得し、dq軸電圧指令Vd*、Vq*に変換する。
逆dq変換部35は、電気角θに基づき、dq軸電圧指令Vd*、Vq*を、三相電圧指令Vu*、Vv*、Vw*に変換する。この三相電圧指令Vu*、Vv*、Vw*に基づいて生成される駆動信号によりインバータ12のスイッチング素子のオンオフが操作され、所望の三相交流電圧Vu、Vv、Vwが生成される。
この三相交流電圧Vu、Vv、Vwが交流電動機2に印加されることにより、トルク指令値trq*に応じたトルクを出力するように交流電動機2の通電が制御される。
The voltage
The
When the three-phase AC voltages Vu, Vv, and Vw are applied to the
dq変換部36は、インバータ12から交流電動機2への電力経路に設けられた電流センサ17、18から相電流検出値が入力される。本実施形態では、V相、W相に設けられた電流センサ17、18からV相電流Iv及びW相電流Iwの検出値が入力され、残るU相の電流Iuをキルヒホッフの法則に基づいて推定している。他の実施形態では、どの二相の電流を検出してもよく、三相の電流を検出してもよい。或いは、一相の電流検出値に基づいて他の二相の電流を推定する技術を採用してもよい。
dq変換部36は、電気角θに基づき、相電流Iv、Iwをdq軸電流Id、Iqにdq変換し、移動平均フィルタ40に出力する。
The
The
微分器37は、電気角θを時間微分して角周波数(角速度)ω1を算出する。ここで、ω1は三相電流基本波の回転1次の角周波数を表す。本明細書では、この後、高調波脈動成分等の複数類の角周波数(ω)に言及するため、特に回転1次の角周波数を「ω1」と記載して区別する。また、角周波数[rad/s]は角速度と同義であるが、周波数特性との関連から「角周波数」の用語を用いることとする。さらに、多極対の交流電動機においては、本明細書での「回転1次」の用語を「電気1次」の意味で解釈するものとする。
The
移動平均フィルタ40は、dq軸電流Id、Iq、及び、回転1次の角周波数ω1を取得し、後述する移動平均処理を行うことにより、dq軸電流Id、Iqに重畳した脈動成分やノイズを抑制し、dq軸電流フィルタ値Idf、Iqfとして出力する。
電流/トルク変換部38は、移動平均フィルタ40から入力されたdq軸電流フィルタ値Idf、Iqfに基づいてトルク算出値trqを演算し、トルク減算器32にフィードバックする。
The moving
The current /
続いて、図2を参照して、移動平均フィルタ40の詳細な構成について説明する。
図2(a)に示す単純な構成の移動平均フィルタ401は、区間長設定部43及び有限区間積分部44からなる。
区間長設定部43は、交流電動機2の回転1次の角周波数ω1に基づいて有限の積分区間長(積分期間)Tを設定する。例えば、後述のように回転6次成分の抑制を狙う場合、T=(1/6)×(2π/ω1)=π/(3ω1)となるように積分期間Tを設定する。
有限区間積分部44は、入力信号であるd軸電流Id及びq軸電流Iqをそれぞれ積分期間Tで積分する。そして、積分値(=電流×時間)を積分期間Tで除して得られた平均値をd軸電流のフィルタ値Idf、及び、q軸電流のフィルタ値Iqfとして出力する。
Next, a detailed configuration of the moving
A moving
The section
The finite
ところで、d軸電流Id及びq軸電流Iqは、交流電動機2の運転状態が安定しているときには、ほぼ一定値を維持する。したがって、d軸電流Id及びq軸電流Iqについて収束値を推定可能な場合、収束値を基準として変動分のみを抽出することが考えられる。
そこで、図2(b)に示す構成の移動平均フィルタ402は、区間長設定部43、有限区間積分部44に加え、収束値推定部41、及び、加減算器421、422を有する。
Incidentally, the d-axis current Id and the q-axis current Iq maintain substantially constant values when the operation state of the
Therefore, the moving
収束値推定部41は、予測制御等に基づき、d軸電流収束値Id_c及びq軸電流収束値Iq_cを推定する。減算器421は、入力されたd軸電流Id及びq軸電流Iqと、収束値Id_c、Iq_cとの電流差分Id_δ、Iq_δを算出する。
有限区間積分部44は、この電流差分Id_δ、Iq_δについて、積分期間Tでの平均値を算出し、電流差分のフィルタ値Idf_δ、Iqf_δとして出力する。加算器422は、電流差分のフィルタ値Idf_δ、Iqf_δを収束値Id_c、Iq_cに加算して、d軸電流のフィルタ値Idf、及び、q軸電流のフィルタ値Iqfを出力する。
The convergence
The finite
これにより、有限区間積分部44では、変動する電流差分Id_δ、Iq_δについてのみ積分演算することとなるため、演算負荷を低減することができる。
なお、運転状態の急変等により収束値を推定不能となったときには、例えば収束値推定部41の収束値Id_c、Iq_cを0とし、図2(a)と同様の構成となるようにしてもよい。
As a result, the finite
When the convergence value cannot be estimated due to a sudden change in the driving state, for example, the convergence values Id_c and Iq_c of the convergence
次に、有限区間積分部44でのフィルタ演算について説明する。本発明では、式(1)により「有限区間積分」の一般形を定義する。「sig」は、変数τの関数である任意の信号を意味し、「s」は、処理によって得られるフィルタ値である。
式(1)の演算内容は、対象信号sigを有限区間Tについて積分し、その積分値を区間Tで割るものである。そのため、「無限区間の積分フィルタ」との対比から「有限区間積分フィルタ」ということができる。また、変数τの変化に連れて積分区間Tが順に移動していく処理であり、いわゆる「移動平均フィルタ」に相当する。以下、本明細書では、「有限区間積分フィルタ」と「移動平均フィルタ」とを同じ意味で用いる。
また、以下の実施形態では、変数τを基本的に「時間」として説明する。したがって、実質的に「区間」は、時間軸の区間である「期間」と解釈してよい。
The calculation content of Expression (1) is to integrate the target signal sig with respect to the finite interval T and divide the integrated value by the interval T. Therefore, it can be called a “finite interval integration filter” in comparison with the “infinite interval integration filter”. Further, this is a process in which the integration interval T moves in order as the variable τ changes, and corresponds to a so-called “moving average filter”. Hereinafter, in this specification, “finite interval integral filter” and “moving average filter” are used in the same meaning.
In the following embodiment, the variable τ is basically described as “time”. Therefore, the “section” may be interpreted as a “period” that is a section of the time axis.
また、対象信号sigを正弦波振動とすると、「移動平均フィルタ」は、式(2)で表される。ωは角周波数[rad/s]である。
式(2)を計算すると、式(3)が得られる。
なお、式(3)の6行目から7行目の展開について、式(4)を補足する。
式(3)によると、フィルタ値sの振幅Saは式(5)で表される。
続いて、図3を参照して、移動平均フィルタの適用例について説明する。
図3のAは、抑制対象とする高調波成分の原信号(A=sinωt)を示す。原信号Aの振幅を1とし、原信号Aの一周期を「Ta」とする。原信号Aに対して、式(3)により、Bは0.25周期(=Ta/4)、Cは0.5周期(=Ta/2)、Dは0.75周期(=(3/4)Ta)、Eは1周期(=Ta)の積分区間Tで算出した移動平均の信号を示す。式(3)から算出される通り、処理後の信号B、C、D、Eの原信号Aに対する振幅及び位相遅れは表1のようになる。
図3及び表1からわかるように、積分区間TをTaまでの範囲で長くするほど振幅は減少し、積分区間TをTaとすると振幅は0となる。
Next, an application example of the moving average filter will be described with reference to FIG.
3A shows the original signal (A = sin ωt) of the harmonic component to be suppressed. The amplitude of the original signal A is 1, and one period of the original signal A is “Ta”. With respect to the original signal A, according to the equation (3), B is 0.25 period (= Ta / 4), C is 0.5 period (= Ta / 2), and D is 0.75 period (= (3 / 4) Ta) and E indicate moving average signals calculated in an integration interval T of one period (= Ta). As calculated from Equation (3), the amplitude and phase delay of the processed signals B, C, D, and E with respect to the original signal A are as shown in Table 1.
As can be seen from FIG. 3 and Table 1, the amplitude decreases as the integration interval T becomes longer in the range up to Ta, and when the integration interval T is Ta, the amplitude becomes zero.
また、信号Fは、移動平均との比較として、原信号Aに対する無限時間の積分を表したものである。ただし、図3の作成の都合上、信号Fは、図3の左端に示す表示開始時t1から原信号Aの数周期分遡った時刻を絶対基準時とし、式(6)で計算される「絶対基準時(τ=0)から現在(τ=t)までの原信号Aの平均(=積分値/時間)」を表している。
図3の信号Fは、原信号Aが0から正に増加する点(ωt=0deg)を絶対基準時としたため、原信号Aの一周期の始点及び終点(ωt=0、360deg)で0となり、その間で正側に現れる。仮に原信号Aが0から負に減少する点(ωt=180deg)を絶対基準時とすると、信号Fは0から負側に現れる。
信号F’は、信号Fの縦軸を拡大したものである。信号F’が示すように、絶対基準時からの時間が長くなるほど無限積分の振幅は減衰する。しかし、振幅は0にはならない。
The signal F in FIG. 3 becomes 0 at the start point and end point (ωt = 0, 360 deg) of one cycle of the original signal A because the point at which the original signal A increases from 0 (ωt = 0 deg) is the absolute reference time. , Appear on the positive side in the meantime. If the point at which the original signal A decreases negatively from 0 (ωt = 180 deg) is the absolute reference time, the signal F appears from 0 to the negative side.
The signal F ′ is an enlargement of the vertical axis of the signal F. As shown by the signal F ′, the infinite integral amplitude attenuates as the time from the absolute reference time becomes longer. However, the amplitude does not become zero.
次に、図4を参照して、移動平均フィルタ(実線)、一次遅れフィルタ(一点鎖線)、及び、無限積分フィルタ(破線)の(a)ゲイン及び(b)位相の周波数特性を比較する。位相については、0degから負方向に増加するほど、「位相が遅れる」、「位相遅れが大きくなる」と表現する。
式(3)に示す通り、移動平均フィルタのゲインは式(5)のSaで表され、位相遅れは積分期間Tを用いて(−ωT/2)で表される。
無限積分フィルタ(無限時間の積分フィルタ)のゲイン及び位相遅れは、式(6)に示す通りである。すなわち、無限積分フィルタのゲインはωtに反比例し、位相遅れは一律に−90degである。
Next, referring to FIG. 4, the frequency characteristics of (a) gain and (b) phase of the moving average filter (solid line), the first-order lag filter (dashed line), and the infinite integral filter (dashed line) are compared. The phase is expressed as “the phase is delayed” and “the phase delay is increased” as it increases in the negative direction from 0 deg.
As shown in Expression (3), the gain of the moving average filter is expressed by Sa in Expression (5), and the phase delay is expressed by (−ωT / 2) using the integration period T.
The gain and phase delay of the infinite integration filter (infinite time integration filter) are as shown in Equation (6). That is, the gain of the infinite integral filter is inversely proportional to ωt, and the phase delay is uniformly −90 deg.
伝達関数の一般式(7.1)による一次遅れフィルタG(s)のゲイン|G|及び位相∠Gは、式(7.2)、(7.3)で表される。
図4の横軸の値は、各フィルタ特性を比較しやすくするため、目盛の数値にフィルタ毎の調整周波数fadjを乗じた値とする。具体的には、低周波領域(ω<1×fadj)での移動平均フィルタ及び一次遅れフィルタのゲインがほぼ1.0で同等となるように、調整周波数fadjを設定している。例えば移動平均フィルタについての調整周波数fadjは、fadj=0.4π/T[rad/s]に相当する。 The value on the horizontal axis in FIG. 4 is a value obtained by multiplying the scale value by the adjustment frequency f adj for each filter in order to make it easy to compare the filter characteristics. Specifically, the adjustment frequency f adj is set so that the gains of the moving average filter and the first-order lag filter in the low frequency region (ω <1 × f adj ) are approximately equal to 1.0. For example, the adjustment frequency f adj for the moving average filter corresponds to f adj = 0.4π / T [rad / s].
以下、図4の数値例を引用して3種類のフィルタ特性を比較する。ここで、角周波数ωは、低周波数側から高周波数側に向かって順次増加させるという視点で説明する。
移動平均フィルタのゲインは、ω=1×fadjの手前で1.0から低下し始め、ω=2×fadj付近を越えると急激に低下する。そして、ω=5×fadj(ωT=2π)、及び、ω=10×fadj(ωT=4π)のとき、ゲインが0となる。
Hereinafter, the three types of filter characteristics will be compared with reference to the numerical example of FIG. Here, the angular frequency ω will be described from the viewpoint of sequentially increasing from the low frequency side toward the high frequency side.
The gain of the moving average filter starts to decrease from 1.0 before ω = 1 × fadj , and rapidly decreases when it exceeds the vicinity of ω = 2 × fadj . Then, ω = 5 × f adj ( ωT = 2π), and, when ω = 10 × f adj (ωT = 4π), the gain becomes 0.
一次遅れフィルタのゲインは、ω=1×fadjの手前で、移動平均フィルタとほぼ同様に1.0から低下し始める。その後、ω=約2〜10×fadjでのゲイン低下勾配はほぼ一定である。例えばω=5×fadjでのゲインは約0.4、ω=10×fadjでのゲインは約0.2である。同周波数での移動平均フィルタのゲインが0であるのに対し、一次遅れフィルタのゲインは0とならない。また、その前後の周波数域においても、一次遅れフィルタのゲインは移動平均フィルタのゲインよりも高い。
無限積分フィルタのゲインは、ω=1〜10×fadjの周波数域において、移動平均フィルタのゲインと拮抗しており、平均的にほぼ同等である。
また、各フィルタの、ω=1〜10×fadjでの位相遅れは、表2のようである。
The gain of the first-order lag filter starts to decrease from 1.0 in the same manner as the moving average filter, just before ω = 1 × fadj . Thereafter, the gain decreasing gradient at ω = about 2 to 10 × fadj is almost constant. For example, the gain at ω = 5 × fadj is about 0.4, and the gain at ω = 10 × fadj is about 0.2. While the gain of the moving average filter at the same frequency is zero, the gain of the first-order lag filter does not become zero. Also in the frequency regions before and after that, the gain of the first-order lag filter is higher than the gain of the moving average filter.
The gain of the infinite integral filter antagonizes the gain of the moving average filter in the frequency range of ω = 1 to 10 × fadj , and is almost equal on average.
Table 2 shows the phase delay of each filter at ω = 1 to 10 × fadj .
図4及び表2から、従来技術の一次遅れフィルタ、無限積分フィルタ、及び、本発明の移動平均フィルタについて、以下のことが言える。
(一次遅れフィルタ)
「フィルタの基本」とも言われる一次遅れフィルタにおいて、ω=10×fadjでのゲインは約0.2、位相遅れは約−80degである。すなわち、ある周波数の外乱脈動成分の振幅を5分の1に抑制しようとすると、位相が約−80deg遅れることとなる。
From FIG. 4 and Table 2, the following can be said about the prior art first-order lag filter, infinite integral filter, and moving average filter of the present invention.
(First-order lag filter)
In first-order lag filter, also referred to as "basic filter", the gain at ω = 10 × f adj about 0.2, the phase lag is about -80Deg. That is, if the amplitude of a disturbance pulsation component having a certain frequency is to be suppressed to 1/5, the phase will be delayed by about -80 deg.
一般にdq軸電流フィードバックの制御系全体で、位相遅れは120deg程度に抑えることが好ましい。しかし、外乱である脈動を抑制するフィルタだけで80degを使ってしまうと、制御系全体の性能が低くなりやすい。
さらに、高調波の脈動の振幅を小さくしようとフィルタを強くするほど、運転状態が変化した時に本来の1次成分によるdq軸電流Id、Iqの変動がなまってしまうため、トルク応答や回転数応答の即応性が低下する。
In general, it is preferable to suppress the phase delay to about 120 deg in the entire dq axis current feedback control system. However, if 80 deg is used only with a filter that suppresses pulsation, which is a disturbance, the performance of the entire control system tends to be low.
Furthermore, as the filter is strengthened to reduce the amplitude of the harmonic pulsation, the fluctuation of the dq axis currents Id and Iq due to the primary components when the operating state changes is lost. The responsiveness of is reduced.
(無限積分フィルタ)
無限積分フィルタは、移動平均フィルタの積分期間Tを無限大にしたものであり、特許文献1の図1、図6に記載された積分制御器(253)と等価である。無限積分フィルタは、ω=約1〜10×fadjの高周波領域において、一次遅れフィルタよりもゲインを小さくすることができる。しかし、位相遅れは、周波数によらず−90degであり、一次遅れフィルタや移動平均フィルタより大きいため、応答性の点から好ましくない。
(Infinite integration filter)
The infinite integral filter has an integral period T of the moving average filter that is infinite, and is equivalent to the integral controller (253) described in FIGS. The infinite integration filter can make the gain smaller than that of the first-order lag filter in a high frequency region of ω = about 1 to 10 × fadj . However, the phase delay is −90 deg regardless of the frequency, and is larger than the first-order lag filter or the moving average filter, which is not preferable from the viewpoint of responsiveness.
(移動平均フィルタ)
ω=約2〜10×fadjの高周波領域では、移動平均フィルタは、一次遅れフィルタよりもゲインが小さい。特にω=5、10×fadjでは、ゲインは0となる。また、その近傍の周波数でもゲインは十分に小さいため、一次遅れフィルタに比べて大幅に振幅を縮小することができる。また、ω=約2〜10×fadjの領域において、移動平均フィルタの位相遅れは、一次遅れフィルタよりも小さくなる。
(Moving average filter)
In the high frequency region of ω = about 2 to 10 × fadj , the moving average filter has a smaller gain than the first-order lag filter. In particular, when ω = 5 and 10 × fadj , the gain is zero. Further, since the gain is sufficiently small even in the vicinity of the frequency, the amplitude can be greatly reduced as compared with the first-order lag filter. In the region of ω = about 2 to 10 × fadj , the phase delay of the moving average filter is smaller than that of the first-order lag filter.
つまり、積分期間Tを適切に設定することで、一次遅れフィルタよりも振幅の縮小能力の強いフィルタを実現し、外乱を大幅に除去しつつ、制御の主要情報であるdq軸電流Id、Iqの位相遅れを小さくすることができる。
なお、移動平均フィルタの積分期間Tを長くするほど過去の情報の影響を受けることになり、位相遅れが大きくなる。
That is, by appropriately setting the integration period T, a filter having a stronger amplitude reduction capability than the first-order lag filter is realized, and disturbances are largely removed, while the dq-axis currents Id and Iq, which are main information of control, are reduced. The phase delay can be reduced.
Note that the longer the integration period T of the moving average filter, the more affected by past information, the greater the phase delay.
次に、移動平均フィルタの有効な利用について、図5を参照して説明する。図5では、dq軸電流としてq軸電流Iqを例示するが、d軸電流Idについても同様である。
一般に交流電動機において、相電圧は、5次、7次、11次、13次等の奇数次の高調波成分を含む。また、固定座標系から回転座標系へのdq変換演算において高調波成分に±1次が付与されるため、dq軸電流Id、Iqは、偶数次の脈動成分を含む。そこで、偶数次の脈動成分の中でも特に強いことが知られている回転6次成分の抑制のためにフィルタを使うことが多い。この場合、抑制したい周波数は、回転1次周波数の6倍の周波数ということになる。
Next, effective use of the moving average filter will be described with reference to FIG. In FIG. 5, the q-axis current Iq is illustrated as the dq-axis current, but the same applies to the d-axis current Id.
In general, in an AC motor, the phase voltage includes odd-order harmonic components such as fifth, seventh, eleventh, and thirteenth. Further, in the dq conversion calculation from the fixed coordinate system to the rotating coordinate system, ± 1st order is given to the harmonic component, so the dq axis currents Id and Iq include even-order pulsation components. Therefore, a filter is often used to suppress a rotational sixth-order component that is known to be particularly strong among even-order pulsation components. In this case, the frequency to be suppressed is a frequency that is six times the primary rotation frequency.
そのため、図5(a)に示すように、回転1次の角周波数をω1、回転1次周期をT1(=2π/ω1)とすると、積分期間Tを回転1次周期T1の6分の1、すなわち、「T=T1/6=π/(3ω1)」に設定して移動平均を算出する。これにより、回転6次の振動一周期分がちょうど積分期間Tに収まり、また正弦波一周期の合計は0であるため、q軸電流に重畳する回転6次成分の振幅を0にすることができる。
なお、図5(a)では、理解を容易にするため正弦波一周期毎に移動平均が算出されるように図示しているが、実際には移動平均は連続して算出される。
Therefore, as shown in FIG. 5A, when the angular frequency of the primary rotation is ω1 and the primary rotation period is T1 (= 2π / ω1), the integration period T is 1/6 of the primary rotation period T1. That is, the moving average is calculated by setting “T = T1 / 6 = π / (3ω1)”. As a result, one cycle of the sixth rotation of rotation is exactly within the integration period T, and the total of one cycle of the sine wave is 0. Therefore, the amplitude of the rotation sixth-order component superimposed on the q-axis current can be reduced to zero. it can.
In FIG. 5A, for the sake of easy understanding, the moving average is calculated every sine wave cycle, but in actuality, the moving average is calculated continuously.
また、図5(b)に示すように、6次の倍数である12次成分は、積分期間Tに二周期分が収まるため、6次成分と同様に、積分期間Tでの合計が0になる。したがって、6次成分と共に、12次成分やその他の6次倍数成分を抑制することができる。
図4との関連について言えば、図4(a)で低周波数側から高周波数側に向かって角周波数ωを順次増加させたとき、最初にゲインが0となる「ω=5×fadj」の点を回転6次成分の角周波数に該当させるようにすればよい。このとき、二回目にゲインが0となる「ω=10×fadj」の点は、6次成分の角周波数の倍である12次成分の角周波数に相当することとなる。
Further, as shown in FIG. 5B, since the 12th order component, which is a 6th order multiple, fits in two periods in the integration period T, the sum in the integration period T is 0 as in the 6th order component. Become. Therefore, the 12th order component and other 6th order multiple components can be suppressed together with the 6th order component.
Regarding the relationship with FIG. 4, when the angular frequency ω is sequentially increased from the low frequency side to the high frequency side in FIG. 4A, “ω = 5 × f adj ” where the gain becomes zero first. This point may correspond to the angular frequency of the rotational sixth-order component. At this time, the point of “ω = 10 × fadj ” at which the gain becomes 0 for the second time corresponds to the angular frequency of the twelfth component that is twice the angular frequency of the sixth component.
以上のように、積分区間Tを回転1次周期T1の6分の1に設定した移動平均フィルタを用いることで、外乱による支配的な脈動成分を0にしつつ、一次遅れフィルタより小さな位相遅れで低周波を通過させることができる。具体的には、交流電動機2の回転1次周期T1は数ms〜数十ms程度であり、回転1次周期T1の6分の1に相当する積分期間Tは、数百μs〜数msのオーダーに設定される。
トルク指令や回転数指令が変わったとき、回転1次成分のdq軸電流Id、Iqは、低周波成分を主成分として変化するため、外乱による脈動を抑制することで、制御性に与える影響を小さくすることができる。
As described above, by using the moving average filter in which the integration interval T is set to 1/6 of the rotation primary period T1, the dominant pulsation component due to the disturbance is set to 0 and the phase delay is smaller than that of the primary delay filter. Low frequency can be passed. Specifically, the primary rotation period T1 of the
When the torque command or the rotational speed command is changed, the dq-axis currents Id and Iq of the primary rotation component change with the low-frequency component as the main component. Therefore, the influence on the controllability is suppressed by suppressing the pulsation due to the disturbance. Can be small.
(第2実施形態)
次に、本発明の第2実施形態について、図6〜図8を参照して説明する。
第1実施形態では、電流フィードバックにおけるdq変換部36の後に移動平均フィルタ40が設けられるのに対し、図6に示すように、第2実施形態の電動機制御装置102では、dq変換部36の前に移動平均フィルタ45が設けられる点が異なる。
移動平均フィルタ45は、相電流を取得し、所定の積分期間Tでの移動平均を算出して相電流フィルタ値Ivf、Iwfとして出力する。
dq変換部36は、電気角θに基づき、相電流フィルタ値Ivf、Iwfをdq軸電流Id、Iqにdq変換し、電流/トルク変換部38に出力する。
(Second Embodiment)
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
In the first embodiment, the moving
The moving
The
第2実施形態の移動平均処理の特徴は、フィルタで除去しようとする主な対象が第1実施形態の高調波振動成分に対しスイッチングノイズである点、及び、第1実施形態では、例えば回転1次周期T1の6分の1に相当する数百μs〜数msオーダーの期間を積分期間Tとするのに対し、より高速の数μs〜数十μsオーダーの期間を積分期間Tとする点にある。
The feature of the moving average processing of the second embodiment is that the main object to be removed by the filter is switching noise with respect to the harmonic vibration component of the first embodiment, and in the first embodiment, for example,
図7、図8を参照して、スイッチングノイズについて説明する。
周知のように、インバータ12は、IGBT(絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)等のスイッチング素子がブリッジ接続されて構成されており、上アーム及び下アームのスイッチング素子が指令信号に従って相補的にオンオフすることで、出力電圧を生成する。
Switching noise will be described with reference to FIGS.
As is well known, the
図7に示すように、スイッチング素子のオンオフ(図中、「SW−ON/OFF」)時、スイッチング素子を流れる電流が急激に変化するため、回路のインダクタンスLに応じて生じるサージ電圧(−LdI/dt)によって、スイッチングノイズが発生する。
従来、電流センサ出力を取得してAD(アナログデジタル)変換する構成においてサンプリング周期が比較的長ければ、ノイズ減衰後の安定した電流値を取得すればよかった。しかし近年、AD変換の高速化により数百kHzオーダーでのサンプリングが可能になると、減衰する以前のスイッチングノイズもサンプリングする可能性が高くなる。
As shown in FIG. 7, when the switching element is turned on / off (“SW-ON / OFF” in the figure), the current flowing through the switching element changes abruptly, so that a surge voltage (−LdI) generated according to the inductance L of the circuit. / Dt) generates switching noise.
Conventionally, if the sampling period is relatively long in the configuration in which the current sensor output is acquired and AD (analog-digital) conversion is performed, it is sufficient to acquire a stable current value after noise attenuation. However, in recent years, if sampling at the order of several hundred kHz becomes possible by increasing the speed of AD conversion, the possibility of sampling switching noise before attenuation increases.
図8(a)は、サンプリングされた相電流について、VIIIb部のスイッチングノイズを誇張して示した図である。実際には、基本波の全周期にわたってスイッチングノイズが存在している。また、スイッチングノイズとサンプリングタイミングとの関係は、例えば図8(b)のように表される。
そこで、図7及び図8(b)に示すように、スイッチングノイズの一周期に相当する期間、例えば図8(b)の場合には「サンプリングタイミング4点の期間」を積分期間Tとして設定する。ここで、スイッチングノイズの一周期は、インバータ12のハード仕様によって決まる既知情報である。スイッチングノイズの周波数は数MHz(周期:数μs)オーダーであり、その半周期程度をサンプリング周期とすることが好ましい。
FIG. 8A is a diagram showing exaggerated switching noise of the VIIIb portion for the sampled phase current. Actually, switching noise exists over the entire period of the fundamental wave. Further, the relationship between the switching noise and the sampling timing is expressed as shown in FIG. 8B, for example.
Therefore, as shown in FIGS. 7 and 8B, a period corresponding to one period of the switching noise, for example, “a period of four sampling timings” is set as the integration period T in the case of FIG. . Here, one cycle of the switching noise is known information determined by the hardware specification of the
そして、第2実施形態の移動平均フィルタ45により移動平均を算出することで、スイッチングノイズによる相電流の増減をキャンセルし、スイッチングノイズを除去することができる。その結果、図8(c)に示すように、スイッチングノイズが除去された相電流フィルタ値Ivf、Iwfがdq変換部36に入力される。
And by calculating the moving average with the moving
相電流の回転1次周波数は最大2000Hz程度、すなわち、回転1次周期T1は最短500μs程度であり、数μsオーダーのスイッチングノイズに対して十分に低周波である。したがって、移動平均フィルタ45を用いて、基本波自体に影響を与えることなくスイッチングノイズを好適に除去することができる。なお、移動平均フィルタ45後の相電流フィルタ値Ivf、Iqfをdq変換したdq軸電流Id、Iqの値は、dq変換後にスイッチングノイズを除去した結果と近いことが確認されている。
The rotation primary frequency of the phase current is about 2000 Hz at maximum, that is, the rotation primary period T1 is about 500 μs at the shortest, and is sufficiently low for switching noise of the order of several μs. Therefore, switching noise can be suitably removed using the moving
以上のように、第2実施形態の移動平均フィルタは、サンプリング周期の数周期を積分期間Tに設定することで、数μsオーダーのスイッチングノイズを好適に除去することができる。また、第1実施形態と同様に、除去対象信号の振幅を縮小しつつ、一次遅れフィルタ等に比べて位相遅れを小さくすることができる。 As described above, the moving average filter according to the second embodiment can suitably remove switching noise on the order of several μs by setting the sampling period to the integration period T. Further, similarly to the first embodiment, the phase delay can be reduced as compared with the first-order lag filter or the like while reducing the amplitude of the signal to be removed.
(その他の実施形態)
(ア)上記第1実施形態ではd軸電流Id及びq軸電流Iqのそれぞれに対し移動平均フィルタ40を設けているが、d軸電流Id又はq軸電流Iqの一方のみに移動平均フィルタ40を設けるようにしてもよい。例えば、トルクリップルに影響するq軸電流についてのみ移動平均フィルタ40を用いて高調波変動成分を抑制し、高回転領域で弱め界磁に用いられるd軸電流については、一般的な一次遅れフィルタを用いるようにしてもよい。また、収束値推定部41についても、d軸電流Id又はq軸電流Iqの一方のみに適用してもよい。
また、上記第2実施形態に対し、二相のうちいずれか一相の相電流検出値について移動平均フィルタ45を設けてもよい。又は、三相の電流を検出する構成では、そのうちいずれか一相もしくは二相の相電流検出値について移動平均フィルタ45を設けてもよい。
(Other embodiments)
(A) In the first embodiment, the moving
Moreover, you may provide the moving
(イ)上記第1実施形態における積分期間Tは、回転1次周期の6分の1に設定される例に限らない。インバータ制御によって発生する回転同期の高調波成分として、6次以外のn次高調波成分の除去を目的とする場合には、「回転1次周期のn分の1」の区間長を積分期間Tに設定することが好ましい。
(ウ)本発明の移動平均フィルタは、一般式(1)に示すように、正弦波振動以外の信号sigに適用されてもよい。また、積分における変数τは時間に限らない。
(A) The integration period T in the first embodiment is not limited to an example in which the integration period T is set to 1/6 of the primary rotation period. When the purpose of removing n-order harmonic components other than the 6th-order as the rotation-synchronized harmonic components generated by the inverter control is to set the section length of “1 / n of the rotation primary period” to the integration period T It is preferable to set to.
(C) The moving average filter of the present invention may be applied to a signal sig other than sinusoidal vibration as shown in the general formula (1). Further, the variable τ in integration is not limited to time.
(エ)電動機制御装置101、102の制御ブロックの構成は、図1、図6に例示したものに限らない。例えば、トルク指令値trq*に対してトルクtrqをフィードバックする構成に代えて、dq軸電流指令値に対してdq軸電流Id、Iqをフィードバックする構成としてもよい。
(D) The configuration of the control block of the
(オ)交流電動機は、永久磁石式同期型以外の同期電動機であってもよい。また、電動機としての機能、及び発電機としての機能を併せ持つモータジェネレータに限らず、発電機としての機能を持たないものでもよい。さらに本発明は、三相交流電動機に限らず、三相以上の多相の交流電動機に広く適用可能である。 (E) The AC motor may be a synchronous motor other than the permanent magnet type synchronous motor. The motor generator is not limited to a motor generator having both a function as an electric motor and a function as a generator, and may not have a function as a generator. Furthermore, the present invention is not limited to a three-phase AC motor, and can be widely applied to a multi-phase AC motor having three or more phases.
(カ)本発明による交流電動機の制御装置は、上記実施形態のようにインバータと交流電動機を一組のみ設けたシステムに限らず、インバータと交流電動機を二組以上設けたシステムに適用してもよい。また、1台のインバータに複数台の交流電動機を並列接続させた電車等のシステムに適用してもよい。 (F) The control device for an AC motor according to the present invention is not limited to a system in which only one set of an inverter and an AC motor is provided as in the above-described embodiment, but may be applied to a system in which two or more sets of inverters and AC motors are provided. Good. Further, the present invention may be applied to a system such as a train in which a plurality of AC motors are connected in parallel to one inverter.
(キ)本発明による交流電動機の制御装置は、ハイブリッド自動車の交流電動機に限定されず、どのような構成の電動車両の交流電動機に適用してもよい。また、電動車両以外の交流電動機に適用してもよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。
(G) The control device for an AC motor according to the present invention is not limited to an AC motor of a hybrid vehicle, and may be applied to an AC motor of an electric vehicle having any configuration. Moreover, you may apply to AC motors other than an electric vehicle.
As mentioned above, this invention is not limited to the said embodiment at all, In the range which does not deviate from the meaning of invention, it can implement with a various form.
101、102・・・電動機制御装置(交流電動機の制御装置)、
2 ・・・交流電動機、
40、45・・・移動平均フィルタ。
101, 102 ... Electric motor control device (AC motor control device),
2 ... AC motor,
40, 45 ... Moving average filter.
Claims (6)
d軸電流もしくはq軸電流の少なくとも一方、又は少なくとも一相の相電流について、有限の所定区間における移動平均を算出して出力する移動平均フィルタ(40、45)を備えることを特徴とする交流電動機の制御装置。 A phase current flowing in a multiphase AC motor (2) of three or more phases is detected and converted into a d-axis current and a q-axis current, and the AC motor is energized by feedback control using the d-axis current and the q-axis current. A control device (101, 102) of an AC motor to be controlled,
An AC motor comprising a moving average filter (40, 45) for calculating and outputting a moving average in a finite predetermined section for at least one of a d-axis current and a q-axis current, or at least one phase current. Control device.
d軸電流又はq軸電流の少なくとも一方について、特定次数の高調波成分による脈動を抑制するように移動平均を算出することを特徴とする請求項1に記載の交流電動機の制御装置(101)。 The moving average filter (40)
The AC motor control device (101) according to claim 1, wherein a moving average is calculated so as to suppress pulsation due to a harmonic component of a specific order for at least one of the d-axis current and the q-axis current.
前記交流電動機の回転数に応じて、移動平均を算出する前記所定区間の区間長を設定することを特徴とする請求項2に記載の交流電動機の制御装置。 The moving average filter is:
The control apparatus for an AC motor according to claim 2, wherein a section length of the predetermined section for calculating a moving average is set according to a rotation speed of the AC motor.
前記交流電動機の回転1次周期の6分の1の長さに前記区間長を設定することを特徴とする請求項3に記載の交流電動機の制御装置。 The moving average filter is:
4. The control apparatus for an AC motor according to claim 3, wherein the section length is set to a length of 1/6 of a primary rotation period of the AC motor.
入力されたd軸電流又はq軸電流と前記収束値との差分について、前記所定区間での移動平均を算出することを特徴とする請求項1〜4のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。 The moving average filter has a convergence value estimation unit (41) that estimates a convergence value of a d-axis current or a q-axis current,
The AC motor according to any one of claims 1 to 4, wherein a moving average in the predetermined section is calculated for a difference between the input d-axis current or q-axis current and the convergence value. Control device.
少なくとも一相の相電流について、前記交流電動機に電力を供給するインバータ(12)のスイッチングノイズを除去するように移動平均を算出することを特徴とする請求項1に記載の交流電動機の制御装置(102)。 The moving average filter (45)
The control device for an AC motor according to claim 1, wherein the moving average is calculated so as to remove switching noise of the inverter (12) that supplies power to the AC motor for at least one phase current. 102).
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