JP2016048944A - New frame and signalling pattern structure for multi-carrier systems - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、マルチキャリアシステムのための新たなフレーム及び信号パターン構造を対象としている。 The present invention is directed to a new frame and signal pattern structure for a multi-carrier system.
本発明は、例えば、コンテンツデータ、信号データ、又はパイロット信号などが複数の周波数キャリア上にマッピングされ、所与の送信帯域幅の全体において送信されるシステムを主に対象とする。そうしたシステムには、例えば、有線又は地上波によるデジタル放送システムなどの放送システムが含まれるが、かかる例に限定されるわけではない。受信機は、典型的には、送信帯域幅の全体のうちの部分的なチャネル（全送信帯域幅の一部）にチューニングされ（セグメント受信と呼ばれる場合がある）、それにより各受信機にとって必要な又は望まれるコンテンツデータのみが受信される。例えば、ＩＳＤＢ−Ｔ標準においては、全送信帯域幅は、同等の長さ（同等の周波数キャリア数）を有する１３の固定的なセグメントに分割される。 The present invention is mainly directed to a system in which, for example, content data, signal data, or pilot signals are mapped on a plurality of frequency carriers and transmitted over a given transmission bandwidth. Such systems include, for example, broadcast systems such as wired or terrestrial digital broadcast systems, but are not limited to such examples. The receiver is typically tuned to a partial channel (part of the total transmission bandwidth) of the total transmission bandwidth (sometimes referred to as segment reception), thereby requiring for each receiver Only the content data that is needed or desired is received. For example, in the ISDB-T standard, the total transmission bandwidth is divided into 13 fixed segments having an equivalent length (equivalent number of frequency carriers).
従って、本発明の目的は、信号の受信側において全送信帯域幅のうちの所望の部分に柔軟にチューニングをすることのできる、新規かつ改良された送信装置及び送信方法、並びにマルチキャリアシステムのための信号構造を提供することにある。 SUMMARY OF THE INVENTION Accordingly, an object of the present invention is to provide a new and improved transmission apparatus and transmission method, and a multicarrier system capable of flexibly tuning a desired part of the total transmission bandwidth on the signal receiving side. It is to provide a signal structure.
上記本発明の目的は、例えば、請求項１に記載の送信装置により達成される。本発明に係るその送信装置は、フレーム構造に基づいてマルチキャリアシステムにおいて信号を送信するための送信装置であって、各フレームは、周波数方向に互いに近接する少なくとも２つの信号パターン（signaling patterns）と、少なくとも２つのデータパターン（data patterns）とを含み、上記送信装置は、フレーム内のそれぞれ同じ長さを有する上記少なくとも２つの信号パターンのそれぞれの周波数キャリア上に信号データをマッピングする信号マッピング手段と、フレーム内の上記少なくとも２つのデータパターンの周波数キャリア上にデータをマッピングするデータマッピング手段と、時間領域の送信信号を生成するために、上記信号パターンと上記データパターンとを周波数領域から時間領域へ変換する変換手段と、上記時間領域の送信信号を送信する送信手段と、を備える。なお、本明細書において、パターンとは、例えば、周波数領域又は時間領域においてフレーム構造の一部分をなす構成要素であると理解され得る。また、信号パターンにマッピングされる信号データには、例えば、フレーム構造を定義するデータ又は受信側での受信処理若しくは復調処理に使用されるデータなど、主に制御データに分類されるデータが含まれる。一方、データパターンにマッピングされるデータには、例えばアプリケーションデータなどが含まれ得る。
The object of the present invention is achieved, for example, by a transmission apparatus according to
また、上記本発明の目的は、例えば、請求項９に記載の送信方法により達成される。本発明に係るその送信方法は、フレーム構造に基づいてマルチキャリアシステムにおいて信号を送信するための送信方法であって、各フレームは、周波数方向に互いに近接する少なくとも２つの信号パターンと、少なくとも２つのデータパターンとを含み、上記送信方法は、フレーム内のそれぞれ同じ長さを有する上記少なくとも２つの信号パターンのそれぞれの周波数キャリア上に信号データをマッピングするステップと、フレーム内の上記少なくとも２つのデータパターンの周波数キャリア上にデータをマッピングするステップと、時間領域の送信信号を生成するために、上記信号パターンと上記データパターンとを周波数領域から時間領域へ変換するステップと、上記時間領域の送信信号を送信するステップと、を含む。
The object of the present invention is achieved by, for example, the transmission method according to
また、上記本発明の目的は、例えば、請求項１０に記載のフレームパターンにより達成される。本発明に係るそのフレームパターンは、マルチキャリアシステムのためのフレームパターンであって、周波数方向に互いに近接する少なくとも２つの信号パターンと、少なくとも２つのデータパターンとを含み、上記少なくとも２つの信号パターンのそれぞれの周波数キャリア上には、フレーム内で信号データがマッピングされ、上記少なくとも２つの信号パターンは、それぞれ同じ長さを有し、上記少なくとも２つのデータパターンの周波数キャリア上には、フレーム内でデータがマッピングされる。
Further, the object of the present invention is achieved by, for example, the frame pattern according to
また、本発明のさらなる目的は、送信帯域幅のうちのどのような所望の部分についても柔軟にチューニングをすることのできる、受信装置及び受信方法、並びに、マルチキャリアシステムにおける信号の送受信システム及び方法を提供することにある。 A further object of the present invention is to provide a receiving apparatus and a receiving method capable of flexibly tuning any desired portion of the transmission bandwidth, and a signal transmitting / receiving system and method in a multicarrier system. Is to provide.
上記本発明の目的は、例えば、請求項１１に記載の受信装置により達成される。本発明に係るその受信装置は、フレーム構造に基づいてマルチキャリアシステムにおいて送信帯域幅内で送信された信号を受信するための受信装置であって、各フレームは、周波数キャリア上にそれぞれ信号データがマッピングされた周波数方向に互いに近接する少なくとも２つの信号パターンと、周波数キャリア上にデータがマッピングされた少なくとも２つのデータパターンとを含み、上記少なくとも２つの信号パターンは、それぞれ同じ長さを有し、上記受信装置は、上記送信帯域幅のうちの選択部分にチューニングされ当該部分を受信する受信手段と、上記少なくとも２つのデータパターンを受信することを可能とするために、受信された信号パターンに含まれる信号データを評価する評価手段と、を備え、上記送信帯域幅のうち上記選択部分は、上記信号パターンのうちの１つに相当する長さを少なくとも有し、及び受信すべき少なくとも１つのデータパターンをその範囲に含む。
The object of the present invention is achieved, for example, by a receiving apparatus according to
また、上記本発明の目的は、例えば、請求項２２に記載の受信方法により達成される。本発明に係るその受信方法は、フレーム構造に基づいてマルチキャリアシステムにおいて送信帯域幅内で送信された信号を受信するための受信方法であって、各フレームは、周波数キャリア上にそれぞれ信号データがマッピングされた周波数方向に互いに近接する少なくとも２つの信号パターンと、周波数キャリア上にデータがマッピングされた少なくとも２つのデータパターンとを含み、上記少なくとも２つの信号パターンは、それぞれ同じ長さを有し、上記受信方法は、上記送信帯域幅のうち選択部分を受信するステップと、上記少なくとも２つのデータパターンを受信することを可能とするために、受信された信号パターンに含まれる信号データを評価するステップと、を備え、上記送信帯域幅のうち上記選択部分は、上記信号パターンのうちの１つに相当する長さを少なくとも有し、及び受信すべき少なくとも１つのデータパターンをカバーする。
The above-mentioned object of the present invention is achieved, for example, by the receiving method according to
また、上記本発明の目的は、例えば、請求項２３に記載の信号を送受信するためのシステムにより達成される。本発明に係るそのシステムは、フレーム構造に基づいてマルチキャリアシステムにおいて信号を送信するための送信装置であって、各フレームは、周波数方向に互いに近接する少なくとも２つの信号パターンと、少なくとも２つのデータパターンとを含み、上記送信装置は、フレーム内のそれぞれ同じ長さを有する上記少なくとも２つの信号パターンのそれぞれの周波数キャリア上に信号データをマッピングする信号マッピング手段と、フレーム内の上記少なくとも２つのデータパターンの周波数キャリア上にデータをマッピングするデータマッピング手段と、時間領域の送信信号を生成するために、上記信号パターンと上記データパターンとを周波数領域から時間領域へ変換する変換手段と、上記時間領域の送信信号を送信する送信手段と、を備える送信装置と、さらに上記送信装置からの上記時間領域の送信信号を受信する本発明に係る受信装置とを含む。
The above-mentioned object of the present invention is achieved by, for example, a system for transmitting and receiving signals according to
また、上記本発明の目的は、例えば、請求項２４に記載の信号を送受信するための方法により達成される。本発明に係るその方法は、フレーム構造に基づいてマルチキャリアシステムにおいて信号を送信するための送信方法を含み、各フレームは、周波数方向に互いに近接する少なくとも２つの信号パターンと、少なくとも２つのデータパターンとを有し、上記方法は、フレーム内のそれぞれ同じ長さを有する上記少なくとも２つの信号パターンのそれぞれの周波数キャリア上に信号データをマッピングするステップと、フレーム内の上記少なくとも２つのデータパターンの周波数キャリア上にデータをマッピングするステップと、時間領域の送信信号を生成するために、上記信号パターンと上記データパターンとを周波数領域から時間領域へ変換するステップと、上記時間領域の送信信号を送信するステップと、さらに上記時間領域の送信信号を受信するための本発明に係る受信方法における各ステップと、を含む。
The above-mentioned object of the present invention is achieved, for example, by a method for transmitting and receiving signals according to
従って、本発明は、時間領域に加えて周波数領域におけるフレーム構造又はフレームパターンを用いるマルチキャリアシステムを提案する。その周波数領域においては、各フレームは、それぞれ同じ長さ（又は帯域幅）を有し、周波数キャリア上でそれぞれ信号データ又は情報を伝送する、少なくとも２つの信号パターンを含む。また、時間領域に変換された後、その変換後の時間領域において、各フレームは、データシンボルに加えてそれぞれの信号シンボルを含む。各フレームパターンは、周波数方向における全帯域幅を全体としてカバーし、それにより全送信帯域幅は、それぞれ同じ長さを有する信号パターンによって等しく分割される。各フレームのデータパターンは、時間上で信号パターンの後に続く。そして、送信帯域幅のうち受信装置がチューニングされ得る部分が少なくとも信号パターンの１つ分の長さを有していれば、受信装置は、送信帯域幅のうちのどのような所望の部分についても、自由にかつ柔軟にチューニングされることがでる。よって、受信装置は、１つの信号パターンの全体についての信号データをいつでも受信することができ、後続するデータパターンの受信に必要な物理層の情報が含まれるその信号データを使用して、それに基づいてデータパターンを受信することができる。 Accordingly, the present invention proposes a multi-carrier system that uses a frame structure or frame pattern in the frequency domain in addition to the time domain. In the frequency domain, each frame includes at least two signal patterns, each having the same length (or bandwidth), each transmitting signal data or information on a frequency carrier. Further, after being converted to the time domain, each frame includes a respective signal symbol in addition to the data symbol in the time domain after the conversion. Each frame pattern covers the entire bandwidth in the frequency direction as a whole, whereby the total transmission bandwidth is divided equally by signal patterns each having the same length. The data pattern of each frame follows the signal pattern in time. If the portion of the transmission bandwidth that can be tuned by the receiving device has at least the length of one signal pattern, the receiving device can perform any desired portion of the transmission bandwidth. It can be tuned freely and flexibly. Therefore, the receiving apparatus can receive signal data for one entire signal pattern at any time, and based on the signal data including physical layer information necessary for receiving the subsequent data pattern. Data patterns can be received.
また、好適には、各フレームは、時間領域において上記少なくとも２つの信号パターンに後続する少なくとも２つの追加信号パターンであって、それぞれ先行する上記少なくとも２つの信号パターンのうちの対応する信号パターンと同じ長さを有する追加信号パターンを含んでもよい。それにより、各信号パターンの長さ（又は帯域幅）が全ての必要な信号データを含むために十分な長さを有していなかったとしても、追加的な信号データの中で残りの信号データを送信することができる。また、受信装置が小さい（有効な）受信帯域幅を有している場合であっても、全ての必要な信号データを送受信することができる。 Preferably, each frame is at least two additional signal patterns that follow the at least two signal patterns in the time domain, and is the same as the corresponding signal pattern of the at least two signal patterns that precede each frame. An additional signal pattern having a length may be included. Thereby, the remaining signal data among the additional signal data, even if the length (or bandwidth) of each signal pattern is not long enough to contain all the necessary signal data Can be sent. Further, even when the receiving apparatus has a small (effective) reception bandwidth, all necessary signal data can be transmitted and received.
また、好適には、各フレームは、少なくとも２つのトレーニングパターンを含み、フレーム内の各トレーニングパターンの周波数キャリア上にパイロット信号がマッピングされ、上記信号パターンは、周波数方向において上記トレーニングパターンと同等の位置に配置（align）されてもよい。時間方向において信号パターンに先行するトレーニングパターンを設けることにより、受信装置は、まずそのトレーニングパターンを受信し、時間同期、周波数オフセット計算、及び／またはチャネル推定を行うことができる。また、その後、受信された信号パターン内の信号データを用いて、受信装置のチューニング位置に依存することなく、後続するデータパターンを受信することができる。例えば、全てのトレーニングパターンは同じ長さを有し、各信号パターンの長さは当該トレーニングパターンのそれぞれの長さと同じであってよい。その代わりに、全てのトレーニングパターンは同じ長さを有し、各信号パターンの長さは当該トレーニングパターンのそれぞれの長さよりも短くてもよい。その場合、例えば、各信号パターンの長さは、当該トレーニングパターンのそれぞれの長さの半分であってもよい。また、信号パターンをトレーニングパターンとは異なる位置に配置するような実装が行われてもよい。 Preferably, each frame includes at least two training patterns, and a pilot signal is mapped onto a frequency carrier of each training pattern in the frame, and the signal pattern is located at a position equivalent to the training pattern in the frequency direction. May be aligned. By providing a training pattern that precedes the signal pattern in the time direction, the receiving apparatus can first receive the training pattern and perform time synchronization, frequency offset calculation, and / or channel estimation. Thereafter, the subsequent data pattern can be received without depending on the tuning position of the receiving apparatus, using the signal data in the received signal pattern. For example, all the training patterns may have the same length, and the length of each signal pattern may be the same as the length of each training pattern. Alternatively, all training patterns may have the same length, and the length of each signal pattern may be shorter than the respective length of the training pattern. In that case, for example, the length of each signal pattern may be half the length of each of the training patterns. Further, mounting may be performed in which the signal pattern is arranged at a position different from the training pattern.
好適には、各信号パターンは、少なくとも１つのガードバンドを含んでもよい。それにより、例えばフィルタの特性などによって有効な受信帯域幅がチューニングされる帯域幅よりも小さい場合であっても、受信装置は、信号パターン内の全ての信号データを受信することができる。例えば、各信号パターンは、その先頭部と終端部においてガードバンドを含んでもよい。 Preferably, each signal pattern may include at least one guard band. Thereby, for example, even when the effective reception bandwidth is smaller than the bandwidth to be tuned due to the characteristics of the filter or the like, the reception device can receive all the signal data in the signal pattern. For example, each signal pattern may include a guard band at the beginning and end.
好適には、各フレームの各信号パターンは、当該フレーム内でのそれぞれの信号パターンの位置データを含んでもよい。当該位置データは、受信側で抽出され評価される。その場合、さらに好適には、各フレーム内の各信号パターンは、フレーム内のそれぞれの信号パターンの位置を除いて同一の信号データを含んでもよい。それにより、受信装置は、例えば初期化のための期間内に、フレーム内で受信装置がチューニングされる任意の位置について、全送信帯域幅の内部（各フレームの内部）におけるその位置を決定することができる。また、それにより、受信装置は、受信される信号パターン内の信号データに基づいて、所望のデータを受信可能な帯域幅にチューニングされることができる。 Preferably, each signal pattern of each frame may include position data of each signal pattern in the frame. The position data is extracted and evaluated on the receiving side. In that case, more preferably, each signal pattern in each frame may include the same signal data except for the position of each signal pattern in the frame. Thereby, the receiving device determines its position within the total transmission bandwidth (inside each frame) for any position where the receiving device is tuned within a frame, for example within a period for initialization. Can do. Thereby, the receiving apparatus can be tuned to a bandwidth capable of receiving desired data based on the signal data in the received signal pattern.
さらに好適には、各フレームの信号パターンは、当該フレーム内に含まれるデータパターンの数を示す信号データを含んでもよい。また、さらに好適には、上記信号パターン内の上記信号データの構造は、各フレームの周波数方向でのデータパターンの最大限の数をサポートしてもよい。さらに、各フレームの信号パターンは、当該フレーム内に含まれる各データパターンについての個別の信号データを含んでもよい。 More preferably, the signal pattern of each frame may include signal data indicating the number of data patterns included in the frame. More preferably, the structure of the signal data in the signal pattern may support the maximum number of data patterns in the frequency direction of each frame. Furthermore, the signal pattern of each frame may include individual signal data for each data pattern included in the frame.
さらに好適には、上記信号パターンにおける信号データは、エラー検知及び／又はエラー訂正符号を含んでもよい。それにより、受信装置が信号パターンの全体を受信することができない場合であっても、受信装置は、その信号パターンに含まれる信号に関する情報の全体を取得することができる。 More preferably, the signal data in the signal pattern may include an error detection and / or error correction code. Thereby, even if the receiving apparatus cannot receive the entire signal pattern, the receiving apparatus can acquire the entire information related to the signal included in the signal pattern.
本発明により提案される新たなフレーム構造によれば、受信機が送信帯域幅のうちのどの所望の部分に自在にチューニングを行い得るような場合でも、信号パターンの全体における信号データをいつでも受信することが可能となる。 The new frame structure proposed by the present invention always receives signal data in the entire signal pattern, even if the receiver can freely tune any desired part of the transmission bandwidth. It becomes possible.
また、好適には、受信装置は、上記送信帯域幅のうち受信された上記選択部分から元の信号パターンを再構築する再構築手段、をさらに備えてもよい。また、当該再構築手段は、上記受信手段がチューニングされた上記送信帯域幅のうちの上記選択部分が信号パターン構造に適合しない場合に、受信された信号パターン内の信号をもとの信号パターンの通りに再配置してもよい。それにより、受信機がチューニングされた送信帯域幅のうちの選択部分が信号パターンの１つと（周波数方向で）完全かつ正確には適合しなかった場合であっても、受信機は、（周波数方向で）先行する信号パターンの後半部分（last part）、及び（周波数方向で）後続する信号パターンの前半部分（first part）を受信することができる。例えば、各フレームにおいて（周波数領域における）信号パターン構造からのオフセットを受信装置が分かっている場合に、上記再構築手段は、受信された信号パターンの信号をもとの信号パターンの通りに再配置してもよい。その代わりに、各フレームは、時間領域において上記少なくとも２つの信号パターンに後続する少なくとも２つの追加信号パターンであって、それぞれ先行する上記少なくとも２つの信号パターンのうちの対応する信号パターンと同じ長さを有する追加信号パターンを含み、上記再構築手段は、時間方向においてそれぞれ後続する受信された２以上の信号パターンをもとの信号パターンに再配置してもよい。それにより、周波数領域における信号パターンの長さが短い場合であっても、先行する信号パターンと後続する信号パターンとの組で、必要とされる信号データを含むことができる。その場合、全ての必要とされる信号データは、単一の信号パターン内に含まれ得る。 Preferably, the receiving apparatus may further include a reconstructing unit that reconstructs an original signal pattern from the received selected portion of the transmission bandwidth. In addition, the reconstructing unit is configured to convert the signal in the received signal pattern to the original signal pattern when the selected part of the transmission bandwidth tuned by the receiving unit does not conform to the signal pattern structure. It may be rearranged on the street. Thereby, even if a selected part of the transmission bandwidth for which the receiver is tuned does not perfectly and accurately match (in the frequency direction) with one of the signal patterns, the receiver And) the last part of the preceding signal pattern and the first part of the following signal pattern (in the frequency direction). For example, when the receiving device knows the offset from the signal pattern structure (in the frequency domain) in each frame, the reconstructing means rearranges the signal of the received signal pattern according to the original signal pattern. May be. Instead, each frame is at least two additional signal patterns following the at least two signal patterns in the time domain, each having the same length as the corresponding signal pattern of the preceding at least two signal patterns. The reconstructing means may rearrange two or more received signal patterns that each follow in the time direction to the original signal pattern. Thereby, even when the length of the signal pattern in the frequency domain is short, the required signal data can be included in the set of the preceding signal pattern and the following signal pattern. In that case, all required signal data may be contained within a single signal pattern.
その代わりに又は追加的に、上記信号パターンにおける信号データは、エラー検知及び／又はエラー訂正符号を含み、上記再構築手段は、もとの信号パターンを再構築するために、上記受信された信号パターンの信号についてエラー検知及び／又はエラー訂正復号を行ってもよい。ここで、送信信号パターンは、信号パターンの一部のみしか受信できない場合であっても受信装置にもとの信号パターンを再構築できるようにするための、追加的なエラー符号又は冗長性などを備えてもよい。 Alternatively or additionally, the signal data in the signal pattern includes an error detection and / or error correction code, and the reconstruction means is configured to reconstruct the original signal pattern in order to reconstruct the received signal. Error detection and / or error correction decoding may be performed on the pattern signal. Here, even if the transmission signal pattern can receive only a part of the signal pattern, an additional error code or redundancy is provided so that the original signal pattern can be reconstructed in the receiving apparatus. You may prepare.
好適には、各フレームの信号パターンは、当該フレーム内でのそれぞれの信号パターンの位置データを伴う信号データを含んでもよい。その位置データは、受信側において抽出され評価される。その場合、さらに好適には、各フレームの各信号パターンは、フレーム内のそれぞれの信号パターンの位置を除いて同一のデータを含んでもよい。かかるフレームは、少なくともその中の信号パターンのいくつかにおいて相違し得る。それにより、受信装置は、例えば初期化のための期間内に、フレーム内で受信装置がチューニングされる任意の位置について、全送信帯域幅の内部（各フレームの内部）におけるその位置を決定することができる。また、それにより、受信装置は、受信される信号パターン内の信号データに基づいて、所望のデータを受信可能な帯域幅にチューニングされることができる。 Preferably, the signal pattern of each frame may include signal data accompanied by position data of each signal pattern in the frame. The position data is extracted and evaluated on the receiving side. In that case, more preferably, each signal pattern of each frame may include the same data except for the position of each signal pattern in the frame. Such frames can differ in at least some of the signal patterns therein. Thereby, the receiving device determines its position within the total transmission bandwidth (inside each frame) for any position where the receiving device is tuned within a frame, for example within a period for initialization. Can do. Thereby, the receiving apparatus can be tuned to a bandwidth capable of receiving desired data based on the signal data in the received signal pattern.
好適には、各フレームの信号パターンは、当該フレーム内に含まれるデータパターンの数を伴う信号データを含み、上記評価手段は、上記データパターンの数を伴う上記信号データを受信された信号パターンから抽出してもよい。さらに好適には、各フレームの信号パターンは、当該フレーム内に含まれる各データパターンについての個別の信号データを含み、上記評価手段は、各データパターンについての上記個別の信号データを受信された信号パターンから抽出してもよい。 Preferably, the signal pattern of each frame includes signal data accompanied by the number of data patterns included in the frame, and the evaluation means receives the signal data accompanied by the number of data patterns from the received signal pattern. It may be extracted. More preferably, the signal pattern of each frame includes individual signal data for each data pattern included in the frame, and the evaluation means receives the individual signal data for each data pattern. You may extract from a pattern.
好適には、受信機は、受信すべき上記送信帯域幅のうち選択部分の信号パターンの最適な受信が可能となるように、上記送信帯域幅のうちの選択部分にチューニングされて当該部分を受信してもよい。特に、フレーム内のデータパターン及び信号パターンの周波数領域での構造が適合（又は一致）せず、かつ受信装置内で送信帯域幅のうち受信すべきとして選択される部分が受信すべきデータパターンよりも（周波数軸において）大きい場合には、例えば、所望のデータパターンが受信されると共に、１つの信号パターンの全体としての最大の部分が受信され得るようにチューニングを調整することにより、信号パターンの可能且つ最適な受信が実現される。 Preferably, the receiver is tuned to the selected portion of the transmission bandwidth and receives the portion so that the signal pattern of the selected portion of the transmission bandwidth to be received can be optimally received. May be. In particular, the data pattern in the frame and the structure of the signal pattern in the frequency domain do not match (or match), and the portion of the transmission bandwidth that is selected to be received within the receiving apparatus is more than the data pattern that is to be received. Is also large (on the frequency axis), for example, by adjusting the tuning so that the desired data pattern is received and the largest portion of the entire signal pattern can be received. Possible and optimal reception is realized.
一般的には、受信すべき上記送信帯域幅のうち選択可能な部分との関係において上記受信すべき少なくとも１つのデータパターンが中央に位置する形で、上記送信帯域幅のうち選択可能な部分が受信されるように受信装置をチューニングするのが好適である。 In general, the selectable portion of the transmission bandwidth is such that at least one data pattern to be received is located in the center in relation to the selectable portion of the transmission bandwidth to be received. It is preferred to tune the receiving device so that it is received.
さらに好適には、受信装置は、以前のフレームの信号パターンにおいて受信された信号データに基づいて上記送信帯域幅のうち選択部分を受信するようにチューニングされてもよい。 More preferably, the receiving device may be tuned to receive a selected portion of the transmission bandwidth based on signal data received in the signal pattern of the previous frame.
さらに好適には、各フレームは、時間領域において上記少なくとも２つのデータパターンに後続する追加的なデータパターンであって、それぞれ前方の上記少なくとも２つのデータパターンのうちの対応するデータパターンと同じ長さを有する追加データパターンを含んでもよい。言い換えれば、各フレーム内でのデータパターンの構造は、好適には、少なくとも２つのデータパターンが周波数軸において互いに隣り合うように配置され、それにより送信帯域幅の全体がカバーされるように設定され得る。そして、追加的なデータパターンは、同じフレーム内に配置されるが、時間方向において少なくとも２つのデータパターンの後に続く。その際、各追加的な又は後に続くデータパターンは、周波数としての位置が同じ前方のデータパターンと（周波数軸又は方向において）同じ長さを有する。従って、送信帯域幅のうち特定の部分に受信装置がチューニングされると、少なくとも２つのデータパターンがフレームごとに受信される。かかるデータパターンは、同一の長さを有するが、時間軸においてはそれぞれ後に続いている。ここで、送信装置における各データパターンの長さは、動的に調整されてもよい。その代わりに又は追加的に、時間軸における追加的なデータパターンの数が動的に調整されてもよい。データパターンについてのどのような動的な変更も、信号パターン内において通知される。よって、本発明により提案されるフレーム構造を伴うマルチキャリアシステムにおいては、例えばフレームに応じて、又は任意の他の求められる形で、データパターンの長さ、及びデータパターンごとのデータ量を動的に変更可能であるなど、データコンテンツの非常に柔軟な送信が可能となる。その代わりに、データパターンの長さ及び／又は数は、固定され又は不変であってもよい。 More preferably, each frame is an additional data pattern following the at least two data patterns in the time domain, each having the same length as the corresponding data pattern of the at least two data patterns ahead May include additional data patterns. In other words, the structure of the data pattern in each frame is preferably set so that at least two data patterns are arranged adjacent to each other in the frequency axis, thereby covering the entire transmission bandwidth. obtain. The additional data patterns are then arranged in the same frame, but follow at least two data patterns in the time direction. In this case, each additional or subsequent data pattern has the same length (in the frequency axis or direction) as the forward data pattern with the same position as frequency. Therefore, when the receiving device is tuned to a specific part of the transmission bandwidth, at least two data patterns are received for each frame. Such data patterns have the same length, but follow each on the time axis. Here, the length of each data pattern in the transmission apparatus may be dynamically adjusted. Alternatively or additionally, the number of additional data patterns on the time axis may be adjusted dynamically. Any dynamic changes to the data pattern are signaled in the signal pattern. Thus, in a multi-carrier system with a frame structure proposed by the present invention, the length of the data pattern and the amount of data per data pattern are dynamically changed, for example, depending on the frame or in any other required form. The data content can be transmitted in a very flexible manner. Alternatively, the length and / or number of data patterns may be fixed or unchanged.
本発明は、送信装置が送信帯域幅の全体にわたってデータを送信し、受信装置が上記送信帯域幅の全体のうちの一部のみを選択的に受信するような、どういった種類のマルチキャリアシステムにも適用され得ることは理解されるべきである。限定としてではなく一例として、そのようなシステムは、例えば、有線又は無線（例えばケーブル放送、地上波放送など）のデジタル映像放送システムなど、現在又は将来における一方向又は双方向の放送システムであってよい。限定としてではなく一例として、マルチキャリアシステムとは、例えばＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex：直交周波数分割多重）システムであってもよく、又は信号データ、パイロット信号、及び他の種類のデータが複数の周波数キャリア上にマッピングされる他のどのような適切なシステムが使用されてもよい。周波数キャリアは、互いに等間隔でそれぞれ同じ長さ（帯域幅）を有していてもよい。その代わりに、本発明は、周波数キャリアが互いに等間隔でなく及び／又はそれぞれ異なる長さを有するマルチキャリアシステムにおいても使用され得る。さらに、本発明は、送信側に適用される全体としての送信帯域幅についても、送信帯域幅のうち受信側においてチューニングされる選択部分についても、特定の周波数の範囲に限定されるものではないことは理解されるべきである。但し、いくつかのアプリケーションにおいては、例えば、（デジタル映像放送又は他の）現行のシステムの受信装置の帯域幅に相当する、送信帯域幅のうちの受信側でチューニング可能な部分などを使用するのが有益である場合もある。限定ではなく一例として、受信側の帯域幅は、例えば８ＭＨｚであってもよい。即ち、その場合、受信側は、送信帯域幅の全体のうち任意の所望の８ＭＨｚの帯域幅にチューニングされ得る。そして、全送信帯域幅は、８ＭＨｚの倍数、例えば、８ＭＨｚ、１６ＭＨｚ、２４ＭＨｚ、３２ＭＨｚなどであってよい。それにより、例えば各トレーニングパターンの長さなど、全帯域幅をセグメント化した長さは、８ＭＨｚとなり得る。しかしながら、例えば（但し限定ではなく）、各トレーニングパターンの長さを６ＭＨｚとするなど、他のセグメント化の形も可能である。 The present invention relates to any type of multi-carrier system in which a transmitting apparatus transmits data over the entire transmission bandwidth and a receiving apparatus selectively receives only a part of the entire transmission bandwidth. It should be understood that this can also be applied. By way of example and not limitation, such a system may be a current or future one-way or two-way broadcast system, for example, a wired or wireless (eg, cable broadcast, terrestrial broadcast, etc.) digital video broadcast system. Good. By way of example and not limitation, a multicarrier system may be, for example, an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) system, or signal data, pilot signals, and other types of data may have multiple frequencies. Any other suitable system mapped onto the carrier may be used. The frequency carriers may have the same length (bandwidth) at equal intervals. Instead, the present invention can also be used in multi-carrier systems where the frequency carriers are not equally spaced from one another and / or have different lengths. Further, the present invention is not limited to a specific frequency range with respect to the transmission bandwidth as a whole applied to the transmission side and the selected portion to be tuned on the reception side of the transmission bandwidth. Should be understood. However, in some applications, for example, a part of the transmission bandwidth that can be tuned on the receiving side, which corresponds to the bandwidth of the receiving device of the current system (digital video broadcasting or other), is used. May be beneficial. By way of example and not limitation, the bandwidth on the receiving side may be 8 MHz, for example. That is, in that case, the receiver can be tuned to any desired 8 MHz bandwidth of the overall transmission bandwidth. The total transmission bandwidth may be a multiple of 8 MHz, for example, 8 MHz, 16 MHz, 24 MHz, 32 MHz, or the like. Thereby, for example, the length of segmenting the entire bandwidth, such as the length of each training pattern, can be 8 MHz. However, other segmentation forms are possible, such as (but not limited to), the length of each training pattern being 6 MHz.
一般的に、受信側の帯域幅を８ＭＨｚとする限定ではない一例の場合には、本発明におけるフレーム構造に用いられる各信号パターンの長さは、８ＭＨｚ若しくは４ＭＨｚ（又はそれ以下）である。 In general, in the case of an example that is not limited to the bandwidth on the receiving side being 8 MHz, the length of each signal pattern used in the frame structure in the present invention is 8 MHz or 4 MHz (or less).
以上説明したように、本発明によれば、信号の受信側において全送信帯域幅のうちの所望の部分に柔軟にチューニングをすることができる。 As described above, according to the present invention, it is possible to flexibly tune a desired portion of the total transmission bandwidth on the signal reception side.
以下に添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付すことにより重複説明を省略する。 Exemplary embodiments of the present invention will be described below in detail with reference to the accompanying drawings. In addition, in this specification and drawing, about the component which has the substantially same function structure, duplication description is abbreviate | omitted by attaching | subjecting the same code | symbol.
図１は、本発明の一実施形態に係るマルチキャリアシステムにおいて信号を送信する送信装置５４における、送信帯域幅１の全体の概略を示す模式図である。また、図１には、送信帯域幅１のうち選択された部分（以下、選択部分という）２にチューニングされ、当該部分を選択的に受信するよう調整された、本発明の一実施形態に係る受信装置３を示すブロック図も含んでいる。ここで、受信装置３は、送信帯域幅１のうち所望の選択部分２にチューニングされ当該部分を選択的に受信するチューナ４と、各通信システムに応じてさらに必要とされる受信信号の処理、例えば復調及びチャネル復号化などを実行する処理手段５とを備える。本実施形態に係る受信装置のより具体的な構成は、図１８のブロック図において受信装置６３として示されている。図１８を参照すると、受信装置６３は、 例えば、受信インタフェース６４を備える。受信インタフェース６４は、例えば、アンテナ、アンテナパターン、有線若しくはケーブルによる受信インタフェース、又は各送信システム若しくは通信システムにおいて信号を受信する他の任意のインタフェースであってよい。受信装置６３の受信インタフェース６４は、図１に示したチューニング手段４などのチューニング手段を含む受信手段６５と接続される。また、受信インタフェース６４は、各送信又は通信システムに依存し、必要に応じて、例えば受信信号の周波数を中間周波数又はベースバンド周波数にダウンコンバージョンするダウンコンバージョン手段などのさらなる処理要素を含んでもよい。
FIG. 1 is a schematic diagram showing an overall outline of a
上述したように、本発明によれば、マルチキャリアシステムのための所定の新たなフレーム構造を提供することにより、送信帯域幅１のうちの所望の選択部分２を柔軟かつ可変的に受信側において受信することが可能となる。図２は、送信帯域幅１のセグメント化の一例を説明するための説明図である。図２を参照すると、本実施形態に係る送信装置５４により映像データ、音声データ又は他の種類のデータが異なるセグメント（セグメント６、７、８、９及び１０）において送信される、送信帯域幅１の全体が示されている。例えば、セグメント６、７、８、９及び１０は、送信装置５４により、異なる種類のデータ、異なる送信元からのデータ、又は宛て先となる異なる受信装置向けのデータなどのためにそれぞれ使用され得る。このうち、例えば、セグメント６及び９は、最大の帯域幅、即ち対応する受信装置６３により受信可能な最大の帯域幅を有する。また、例えば、セグメント７、８及び１０は、相対的に小さい帯域幅を有する。ここで、本実施形態では、送信帯域幅１の全体について、各フレームが周波数方向で互いに近接する少なくとも２つのトレーニングパターンと複数のデータパターンとを有するフレーム構造を適用するものとする。フレームの各トレーニングパターンは、同じ長さを有し、かつ同一のパイロット信号を有する。換言すれば、送信帯域幅１の全体は、トレーニングパターンのために等間隔で分割される。そして、受信装置がチューニング可能な最大の帯域幅、例えば図２においてセグメント６及び９として示した帯域幅は、各トレーニングパターンの長さと同等又はより大きい長さを有する。ここで、トレーニングパターンの全体を適切に受信することにより、本実施形態に係る受信装置６３は、送信装置５４に正しく同期し、チューニングされ、所望のデータを柔軟かつ制限なく受信することができる。さらに、その受信されたトレーニングパターンに基づいて、受信装置において、周波数オフセット計算及び／又はチャネル推定が行われてもよい。なお、送信帯域幅の中の様々なデータ部分の長さ（周波数キャリアの数）は、後により詳しく説明する各フレームにおけるトレーニングパターンの長さを超えることはできないことは明らかである。
As described above, according to the present invention, the desired
図３は、本発明の一実施形態に係るフレーム１１、１１´及び１１´´の時間領域での構造を表す模式図である。各フレーム１１、１１´及び１１´´は、プリアンブルシンボル（トレーニングシンボル）１２、１２´及び１２´´、１つ以上の信号シンボル（Signaling Symbols）１３及び１３´、並びに複数のデータシンボル１４及び１４´を有する。ここで、時間領域においては、プリアンブルシンボル又はトレーニングシンボルは信号シンボルに先行し、信号シンボルはデータシンボルに先行する。各フレーム１１、１１´及び１１´´は複数のデータシンボルを有してもよく、各フレーム１１、１１´及び１１´´のそれぞれにおけるデータシンボル数が可変であるシステムも可能である。プリアンブルシンボルは、受信装置６３において、時間同期、並びに、チャネル評価及び／又は周波数オフセット計算などの実質的な追加タスクの実行のために用いられる。信号シンボル１３及び１３´は、シグナリング（信号又は信号伝達）に関する情報である信号データを含む。例えば、信号シンボル１３及び１３´は、受信装置６３が受信信号を復号するために必要となる全ての物理層の情報などを含み得る。但し、信号シンボル１３及び１３´に含まれる情報は、レイヤ１（Ｌ１）の信号データに限定されない。信号データは、例えば、様々なデータパターンに対するデータコンテンツの割当て、即ち、例えばどのサービス、データストリーム、変調方式、又はエラー訂正の設定などがどの周波数キャリアに対応付けられているかなどといった情報を含んでいてもよい。それにより、受信装置６３は、全送信帯域のうちのどの部分にチューニングをすべきかの情報を得ることができる。さらに、信号シンボルは、各データパターンのプリアンブル若しくはトレーニングパターン及び／又は信号パターンからのオフセット、を含んでいてもよい。それにより、受信装置６３は、トレーニングパターン及び／又は信号パターンの受信が最適となるように、送信帯域幅のうちの所望の部分へのチューニングを最適化してもよい。本実施形態に係るフレーム構造の使用の利点としては、さらに、データストリームを論理的なブロックに分割することによりフレーム構造の変更がフレームからフレームへ伝達される点である。それにより、先行するフレームは後続するフレームに変更されたフレーム構造を伝達する。そして、そのフレーム構造により、例えば、エラーを生じることなく変調パラメータをシームレスに変化させることが可能となる。
FIG. 3 is a schematic diagram showing the structure in the time domain of the
図４及び図５は、本実施形態において使用され得るプリアンブルの構造を、限定ではなく一例として示している。但し、他のプリアンブルの構造が使用されてもよいことは理解されるべきである。図４の４Ａを参照すると、複数の周波数キャリア１６（図示された例では、２０４８本のキャリア）がそれぞれパイロット信号を伝送するプリアンブルあるいはトレーニングパターン１５の周波数領域での様子が示されている。言い換えれば、トレーニングパターン１５の全ての周波数キャリアは、パイロット信号を伝送する。一方、図４の４Ｂを参照すると、４Ａに示したトレーニングパターンの時間領域における送信後の様子が示されている。時間領域のトレーニングシンボルは、１つの繰返し単位において時間領域での複数のサンプル１７（図示された例では、２０４８サンプル）を有する。言い換えれば、この場合、時間領域のトレーニングシンボルでは、時間領域のサンプルについての繰返しは存在しない。一方、図５の５Ａを参照すると、限定ではなく一例として、複数の周波数キャリア（図示された例では、５１２本のキャリア）を含む周波数領域のプリアンブルパターン１８が示されている。この場合、４本に１本のサブキャリアのみがパイロット信号１９を伝送し、他の全てのサブキャリア２０はパイロット信号を伝送しない。そして、図５の５Ｂに示されているように、時間領域への変換後では、時間領域のプリアンブルあるいはトレーニングシンボル２１は、それぞれ同一（同じ値かつ同じ数）のサンプル２３を含む４つの繰返し単位２２を有している。この場合、時間領域のトレーニングシンボルは、２０４８サンプルの時間長を有し、各繰返し単位２２は５１２サンプルを有する。一般的な規則として、時間領域における繰返しの数は、周波数領域におけるパイロット信号の繰返し率に相当する。周波数領域におけるパイロット信号の間隔が大きくなると、時間領域における繰返しの数は増加する。時間領域におけるプリアンブルあるいはトレーニングシンボルの繰返しは、“短縮化された（shortened）”トレーニングシンボルと呼ばれる場合がある。図５の５Ｂの例では、時間領域のシンボルは即ち４つの短縮化されたトレーニングシンボル（以下、短縮トレーニングシンボルという）を含む。いくつかのアプリケーションにおいては、時間領域の信号パターンのような擬似ノイズを取得するために、擬似ノイズパイロット信号シーケンスを用いるのが有効となり得る。また、いわゆるＣＡＺＡＣ（constant amplitude zero auto correlation）シーケンスが、パイロット信号、又は信号パターンのような擬似ノイズとなるシーケンスであって周波数及び時間領域において良好な相関特性を有する他の適したシーケンスとして使用されてもよい。そうしたシーケンスは、本実施形態に係る受信装置６３における時間同期を可能とする。また、そうしたシーケンスは、周波数軸においてナイキスト基準が満たされる場合に、受信装置６３における信頼性の高いチャネル評価を可能とする。さらに、そうしたシーケンスは、受信装置６３における周波数オフセット計算及び／又はチャネル評価を可能とする。
4 and 5 show, by way of example and not limitation, the structure of a preamble that can be used in this embodiment. However, it should be understood that other preamble structures may be used. Referring to FIG. 4A, a state in the frequency domain of a preamble or
上述したように、本発明は、送信装置５４の全送信帯域幅についての周波数領域でのフレーム構造あるいはフレームパターンを提案する。かかるフレーム構造あるいはフレームパターンにおいて、全送信帯域幅にわたって周波数方向で互いに隣り合う同一のトレーニングパターンが繰り返される。図６は、全送信帯域幅２４における、そのような同一かつ近接するトレーニングパターン２５、２６、２７及び２８の概要を可視化した説明図である。言い換えれば、パイロット信号の同じシーケンスが各トレーニングパターン２５、２６、２７及び２８の周波数キャリア上にマッピングされ、それにより、各トレーニングパターンは、同じ長さ（あるいは帯域幅）及び同じ周波数キャリア数（周波数サブキャリアは等間隔でそれぞれ同じ長さあるいは帯域幅を有するものとする）を有する。好適には、図８に示しているように、全送信帯域幅２４は、それぞれ同じ長さのトレーニングパターン２５、２６、２７及び２８に等しく分割される。また、トレーニングパターン２５、２６、２７及び２８の長さは、本実施形態に係る受信装置６３がいつでも全トレーニングパターンを受信して同期（並びにチャネル評価、及び／又は周波数オフセット計算）できるように、受信装置６３が信号の受信のためにチューニング可能な最小の帯域幅に相当する長さであってよい。
As described above, the present invention proposes a frame structure or a frame pattern in the frequency domain for the entire transmission bandwidth of the
従って、本実施形態において、受信装置６３は、非常に柔軟な形でチャネル全体の帯域幅２４のうちのどの位置にもチューニングされることができる。また、その際、例えば図１８に示した受信装置６３の相関手段６７において、受信されたパイロット信号の相関を計算することにより、信頼性の高い同期を実行することもできる。上述したように、本発明は、全送信周波数帯域２４を、それぞれ同一のパイロット信号の繰返しを有し、それにより同じ長さを有するトレーニングパターンをそれぞれ含む近接する複数のサブブロックあるいはセグメントに分割する。各トレーニングパターンの長さは、それにより、受信装置６３がチューニング可能な帯域幅に相当する点で有利である。例えば、図１８に示したように、受信装置６３は、アンテナ又は有線の受信インタフェースなどの受信インタフェース６４を備える。そして、受信信号は、当該受信インタフェース６４からチューナを含む受信手段６５へ入力され、受信処理が行われる。ここで、例えば、ある１つのトレーニングパターンに適合し又は一致する送信帯域幅の一部に受信装置６３がチューニングされた場合、パイロット信号シーケンスは、もとの順序の通りに受信される。また、送信帯域幅の任意の部分又は例えば２つのトレーニングパターンの間の部分に受信装置６３がチューニングされた場合、１つのトレーニングパターンのパイロット信号の全部が受信されるが、そのシーケンスはもとのシーケンスの通りではない。しかし、パイロットシーケンスの順序の周期性により、特に各トレーニングパターンにおいてパイロット信号に擬似ノイズシーケンスが使用される場合には非常に良好な相関特性を得ることができ、及び、自己相関、即ち受信されたパイロット信号同士の相関の計算において本実施形態に係る受信装置６３の相関手段６７は良好な結果を算出することができる。特に、ケーブルシステムなどの有線システムにおいては、信号対雑音比が高いことにより、良好な自己相関の結果が算出されることが予想される。また、そのようなシーケンスにより、受信装置６３は、周波数オフセット計算及び／又はチャネル評価を行うことができる。
Thus, in this embodiment, the receiving
図７は、トレーニングパターンをセグメント化することなく、即ち送信帯域幅と受信帯域幅が同一である形で６４サンプルの擬似ノイズシーケンスをマルチキャリアシステムのために使用した場合の、シミュレーション結果の一例を示している。図７において、相関のピークは明らかに視認できる。図８は、本実施形態に係るシステムの場合、即ち、全送信帯域幅が複数の同一のトレーニングパターンを有し、受信側が送信帯域幅の一部にチューニングされる場合の、シミュレーション結果の一例を示している。なお、図８に結果を示したシミュレーションにおいて、受信側は、最初のセグメント、即ち全送信帯域幅のうちの最初のトレーニングパターンにチューニングされ及び適合された。言い換えれば、図８のシミュレーション結果は、受信装置がもとの順序のトレーニングパターンのパイロット信号を受信する状況での自己相関結果を示している。この場合も、相関のピークは明らかに視認できる。図９は、受信側が２つのトレーニングパターンの間の位置にチューニングされ、パイロット信号をもとの順序では受信できず、しかし後続するトレーニングパターンの前半部分の前に先行するトレーニングパターンの後半部分を受信した場合の、図８のシステムについてのシミュレーション結果を示している。この場合にも、パイロットシーケンス及びトレーニングパターンの周期性により、図９に示したような自己相関のピークを得ることができている。 FIG. 7 shows an example of a simulation result when a pseudo-noise sequence of 64 samples is used for a multicarrier system without segmenting the training pattern, that is, the transmission bandwidth and the reception bandwidth are the same. Show. In FIG. 7, the correlation peak is clearly visible. FIG. 8 shows an example of a simulation result in the case of the system according to the present embodiment, that is, when the entire transmission bandwidth has a plurality of identical training patterns and the receiving side is tuned to a part of the transmission bandwidth. Show. Note that, in the simulation whose results are shown in FIG. 8, the receiver was tuned and adapted to the first training pattern of the first segment, ie the total transmission bandwidth. In other words, the simulation result of FIG. 8 shows the autocorrelation result in a situation where the receiving apparatus receives the pilot signal of the training pattern in the original order. Again, the correlation peak is clearly visible. FIG. 9 shows that the receiver is tuned to a position between two training patterns and cannot receive pilot signals in the original order, but receives the latter part of the preceding training pattern before the first part of the subsequent training pattern. FIG. 9 shows simulation results for the system of FIG. Also in this case, the autocorrelation peak as shown in FIG. 9 can be obtained due to the periodicity of the pilot sequence and the training pattern.
受信装置６３がそのチューニング位置、即ちフレームの先頭から又は各トレーニングパターンの先頭からのオフセットを知っている場合、任意的に設けられる再配置手段６６により、受信されたパイロット信号がもとのシーケンスに再配置されてもよい。それにより、相互相関結果を取得するために、予め記憶されている想定されるトレーニングパターンとの比較に基づいて、相互相関を計算することができる。そうした相互相関結果は、通常、ノイズの影響を受けにくく、自己相関よりも高い品質を有し得る。従って、信号対雑音比が低いシステムについては、相互相関がよりよい選択肢となり得る。
When the receiving
図１０は、一実施形態に係るフレーム構造あるいはパターン２９の周波数領域における表現の概要の一例を示す説明図である。フレーム構造２９は、周波数方向において全送信帯域幅２４をカバーする。そして、フレーム構造２９は、それぞれの周波数キャリア上でパイロット信号の同一のシーケンスを伝送し、同じ長さを有し、周波数方向において互いに近接する少なくとも２つのトレーニングパターン３０を含む。なお、図４に示した例においては、全送信帯域幅２４は４つのトレーニングパターン３０に分割されていたが、トレーニングパターンの数としてより多い数又はより少ない数が適切である場合もある。図１７に示した本実施形態に係る送信装置５４において、パイロットマッピング手段５５は、パイロット信号を各トレーニングパターンの周波数キャリア上にマッピングする。好適には、擬似ノイズシーケンス又はＣＡＺＡＣシーケンスがパイロット信号に使用されるが、良好な擬似ノイズ及び／又は相関特性を伴う他の任意のシーケンスが用いられてもよい。また、パイロットマッピング手段５５は、図４に関連して説明したように、パイロット信号をトレーニングパターン内の各周波数キャリア上にマッピングしてもよい。その代わりに、パイロットマッピング手段５５は、図５に関連して説明したように、パイロット信号をｍ個（ｍは、１よりも大きい自然数）ごとの周波数キャリアにマッピングしてもよい。各トレーニングパターン３０の長さあるいは帯域幅３９は、受信装置６３のチューナがチューニングし得る帯域幅３８と同じ値となる。しかしながら、送信帯域幅のうち受信装置６３のチューナがチューニング可能な部分は、トレーニングパターン３０の長さよりも大きくてよい。また、受信装置６３の相関手段６７における相関計算に加えて、チャネル評価手段８９におけるフレーム内の周波数キャリアについてのチャネル評価のために、受信されたパイロットはさらに使用され得る。チャネル評価手段８９におけるチャネル評価により、受信されたデータ信号内のデータの正確なデマッピングを可能とするために必要なチャネル評価情報が、デマッピング手段７０に供給される。また、受信されたパイロットは、受信装置６３において、図１８に示されていない相応の手段による周波数オフセット計算のために使用されてもよい。
FIG. 10 is an explanatory diagram illustrating an example of an outline of the expression in the frequency domain of the frame structure or the
フレーム構造あるいはパターン２９は、さらに、時間方向においてトレーニングパターン３０の後に続く、周波数方向において互いに近接する少なくとも２つの信号パターン３１を有する。各信号パターン３１は、それぞれ先行するトレーニングパターン３０と同じ長さ及び帯域幅を有し、周波数方向における各信号パターン３１の先頭部と終端部は、それぞれの（時間方向において）先行するトレーニングパターン３０の先頭部と終端部と同一である。それにより、信号パターン３１の周波数構造は、トレーニングパターン３０の周波数構造と同一となる。言い換えれば、信号パターン３１は、トレーニングパターン３０と同等の位置に配置される。図１７に示した本実施形態に係る送信装置５４は、信号データを各信号パターン３１の周波数キャリア上に信号データをマッピングする信号マッピング手段５７を備える。ここで、各信号パターン３１は、例えば、フレーム内での信号パターン３１の位置データを含む。例えば、各フレーム内の各信号パターン３１は、フレーム内の信号パターン３１ごとに異なるフレーム内でのそれぞれの信号パターンの位置データを除き、同一の信号データを有し及び伝送してもよい。信号データは、例えば、受信装置６３が受信した信号を復号するために必要となる物理層の全ての情報を含むレイヤ１の信号データなどであってもよい。但し、信号パターン３１には、他の任意の適切な信号データも含まれ得る。信号パターン３１は、例えば、それぞれのデータセグメント３２、３３、３４、３５及び３６の位置データが含まれてもよい。それにより、受信装置６３は、所望のデータセグメントがどこに位置しているかを知ることができる。そして、受信装置６３のチューナは、その所望のデータセグメントを受信するために、対応する位置にチューニングをすることができる。図１８に示したように、受信装置６３は、チューナを伴う受信手段６５に続いて、受信された時間領域の信号を周波数領域に変換する変換手段６８を備える。そして、信号データは、（任意的に、再構築手段７１により再構築された後）、デマッピング手段７２によりデマッピングされ、評価手段７３により評価される。評価手段７３は、例えば、受信された信号データから必要かつ要求される信号情報を抽出する。また、必要に応じて、追加的な信号パターンが時間方向で信号パターン３１の直後に続けて設けられてもよい。
The frame structure or
フレーム構造あるいはパターン２９は、さらに、周波数方向において全周波数帯閾幅２４にわたって広がり、時間方向において信号パターン３１の後に続く少なくとも２つのデータセグメントを含む。図１０の例では、信号パターン３１が位置するタイムスロットの直後に続くタイムスロットにおいて、フレーム構造２９の中に、複数のデータセグメント３２、３３、３４、３５、３６及び３７が示されている。かかるデータセグメント３２、３３、３４、３５、３６及び３７は、様々な長さ、即ちデータがマッピングされた様々な数の周波数キャリアを有する。フレーム構造２９は、さらに、後に続くタイムスロットにおいて、それぞれ先行するデータパターンと同じ長さ及び周波数キャリア数を有する追加的なデータパターンを有する。例えば、データパターン３２、３２´及び３２´´は、最初のデータパターン３２と同じ長さを有する。データパターン３３、３３´及び３３´´は、データセグメント（データパターン）３３と同じ長さを有する。言い換えれば、追加的なデータパターンは、信号パターン３１の後の最初のタイムスロットにおける複数のデータパターン３２、３３、３４、３５、３６及び３７と同じ周波数領域の構造を有する。従って、受信装置６３が、例えば、データパターン３５を受信するために送信帯域幅のうちの一部分であるセグメント３８にチューニングされた場合、データパターン３５と同じ長さを有し、時間方向で後続する全てのデータパターン３５´、３５´´及び３５´´´が適切に受信され得る。
The frame structure or
本発明により提案されるフレーム構造あるいはパターン２９の柔軟かつ可変的なデータパターン構造は、例えば、図１７に示したような本実施形態に係る送信装置５４において、様々な異なるデータストリームをマッピングすることにより実装する。かかる様々な異なるデータストリームは、図１７において、データ１、２及び３として示された異なる種類のデータ、及び／又は異なる送信元からのデータを伴っている。それぞれのデータは、それぞれのデータマッピング手段５８、５８´及び５８´´により、それぞれのデータパターンの周波数キャリア上にマッピングされる。上述したように、周波数キャリアがそれぞれ等間隔で同じ帯域幅を有している場合に、様々なデータパターンの少なくともいくつかは、異なる長さ、即ち異なる周波数キャリア数を有し得る。その代わりに、周波数方向におけるデータパターンの数は、例えば、トレーニングパターンの数と同じであってもよい。その場合には、各データパターンの長さ（あるいは帯域幅）は、各トレーニングパターンと同一の長さであって、互いに同じ位置に配置されてもよい（この場合、周波数方向で同じ構造となる）。また、各データパターンは同じ長さを有し、データパターンの数はトレーニングパターンの数の定数倍であって、周波数構造と配置が同じであってもよい。従って、例えば、２個、３個、４個又はそれ以上のデータパターンが、個々のトレーニングパターンに対応して配置され得る。一般的には、データパターンの長さは、最大で有効な受信帯域幅と等しく、又はそれ以下であって、それによりデータパターンは受信装置６３において受信されることができる。さらに、送信装置５４は、データパターン構造を変化させてもよい。例えば、データパターンの長さ及び／又は数が動的に変更されてもよい。その代わりに、データパターンの構造は、固定され又は不変であってもよい。
The flexible and variable data pattern structure of the frame structure or
さらに、有利な点として、受信側での精度のよいチャネル評価を可能とするために、データパターンは、周波数キャリアのいくつかの上にマッピングされるパイロット信号を含んでもよい。その場合、パイロット信号は、規則的な又は不規則なパターンでデータと共に複数のキャリアの中に散在し得る。 Furthermore, advantageously, the data pattern may include pilot signals that are mapped onto some of the frequency carriers to allow accurate channel estimation at the receiver. In that case, the pilot signals may be scattered among the multiple carriers with the data in a regular or irregular pattern.
送信装置５４において、パイロットマッピング手段５５から出力されるパイロット信号を伴う周波数キャリア、信号マッピング手段５７から出力される信号データを伴う周波数キャリア、並びに様々なデータマッピング手段５８、５８´及び５８´´から出力されるデータを伴う周波数キャリアは、フレーム形成手段５９により合成され、本実施形態に係るフレームパターンあるいは構造２９が生成される。
In the
一般的に、本実施形態に係るフレーム構造は固定され又は不変であってよく、即ち、全帯域幅及び時間方向における各フレームの拡張部分は常に同じであってよい。その代わりに、フレーム構造は柔軟に変化してもよく、即ち、全帯域幅及び／又は時間方向における各フレームの拡張部分は所望の適用対象に依存して柔軟に時間的に変化してもよい。例えば、データパターンを伴うタイムスロット数は、柔軟に変化し得る。その場合、その変化の内容は、信号パターンの部分にマッピングされる信号データを用いて、受信装置に伝達される。 In general, the frame structure according to this embodiment may be fixed or invariant, i.e. the extension of each frame in the entire bandwidth and time direction may always be the same. Instead, the frame structure may change flexibly, i.e. the extension of each frame in the total bandwidth and / or time direction may change flexibly in time depending on the desired application. . For example, the number of time slots with a data pattern can change flexibly. In this case, the content of the change is transmitted to the receiving apparatus using signal data mapped to the signal pattern portion.
図１０を参照すると、受信装置６３がチューニングされた部分３８は、トレーニングパターン３０及び信号パターン３１の周波数構造と適合していない。しかしながら、そうした場合でも、上で説明したように、受信装置６３の相関手段６７は、パイロット信号シーケンスの周期性により、自己相関（又は相互相関）を計算することができる。さらに、図１０に示した状況において、受信装置６３は、受信した信号のキャリアを再構築手段７１においてもとの信号パターン３１の信号シーケンスに再配置できるように、フレームパターン２９の周波数構造との関係における上記部分３８のオフセットについての知識を必要とする。これは、信号パターン３１がトレーニングパターン３０と同じ長さ及び周波数構造を有するという事実のためである。
Referring to FIG. 10, the
受信装置６３のスタートアップ段階あるいは初期化段階において、受信装置６３は、全送信帯域幅のうちの任意の周波数部分にチューニングを行う。限定ではなく一例として、ケーブル放送システムの場合、１つのトレーニングパターン３０は、例えば８ＭＨｚの帯域幅を有する。そして、スタートアップ段階の間、受信装置６３は、受信されたトレーニングパターン３０から、もとの又は並び替えられた順序でのトレーニングパターン３０の全体と、もとの又は並び替えられた順序での信号パターン３１の全体とを受信することができる。また、受信装置６３は、時間同期を獲得するために、相関手段６７において相関を計算する。さらに、受信装置６３は、変換手段６８における時間領域の受信信号の周波数領域への変換の後、チャネル評価手段６９におけるチャネル評価（通常は粗いチャネル評価である）、及び／又は周波数オフセット計算を行う。受信装置６３の評価手段７３において、例えば、フレーム内における受信された信号パターンの位置などの受信された信号データが評価される。それにより、受信側は、例えば図１０における上記部分３８などのようなそれぞれの所望の周波数位置に、自由かつ柔軟にチューニングをすることができる。トレーニングパターン３０及び信号パターン３１の周波数構造と必ずしも通常は適合しない新たなチューニング位置においても、受信装置６３は、トレーニングパターン３０のパイロット信号に基づき、その周期的な特性によって時間同期、チャネル評価及び周波数オフセット計算を行うことができる。しかしながら、信号パターン３１の信号データを適切に評価できるようにするためには、受信された信号パターンの信号（signaling signals）は、上述した再構築手段７１において再配置されなければならない。図１１は、そうした再配置の概要について説明するための説明図である。図１１を参照すると、前の信号パターンの後半部分３１´が、後続する信号パターンの前半部分３１´´よりも前に受信されている。その後、再構築手段７１は、もとの信号データのシーケンスを再構築するために、上記後半部分３１´を上記前半部分３１´´の後に配置している。さらに、対応するデマッピング手段７２における周波数キャリアからの信号データのデマッピングの後、並び替えられた信号パターンは評価手段７３により評価される。なお、このような並び替えが可能であるために、各信号パターン３１の内容は同じであることに留意すべきである。
In the start-up phase or initialization phase of the receiving
ここで、受信装置において、チューニングされた受信帯域幅の全体にわたってフラットな周波数応答が供給されない場合が少なくない。それに加えて、送信システムは、通常、受信帯域幅の境界部において強くなる減衰に直面する。図１２は、典型的なフィルタ特性の形状の一例の概略を表す説明図である。図１２において、フィルタ特性は矩形ではなく、受信装置は、例えば、８ＭＨｚの帯域幅の代わりに７．４ＭＨｚの有効な帯域幅のみを得ている。その結果として、信号パターン３１が受信装置６３の受信帯域幅と同じ長さ及び帯域幅を有しており、それにより当該受信帯域幅の境界部においていくつかの信号が欠損して受信できない場合には、受信装置６３は、図１１に関連して説明したような信号データの並び替えを実行することができない可能性がある。このような問題及び他の問題を克服するために、及び受信装置６３がいつでも１つの完全な信号パターンをもとの順序で受信し、受信された信号パターン内の信号を並び替え又は再配置しなくてもよいように、本実施形態の代替的又は追加的な構成として、トレーニングパターン３０と比較して短い長さを有する信号パターン３１ａを用いることを提案する。図１３に示した例では、トレーニングパターンの長さの正確に半分の長さを有し、但し周波数構造はトレーニングパターン３０と同じである信号パターン３１ａが提案されている。言い換えれば、半分の長さの２つずつの（即ちペアごとの）信号パターン３１ａは、図１３に示したように、１つずつのトレーニングパターン３０にそれぞれ適合し、同じ位置に配置される。ここで、信号パターン３１ａの各ペアは、それぞれのフレーム内での信号パターン３１ａの位置データを含む同一の信号データを有する。但し、他のペアとの関係では、それぞれフレーム内での位置は異なるため、信号データの内容は位置データを除いて同一である。この場合、各トレーニングパターンが８ＭＨｚの帯域幅あるいは長さを有する上述した例においては、信号パターン３１ａは、それぞれ４ＭＨｚの長さあるいは帯域幅を有する。ここで、以前と同じ量の信号データが伝送されることを保証するために、半分の長さの追加的な信号パターン３１ｂが、信号パターン３１ａに後続するタイムスロットであってデータパターン３２、３３、３４、３５、３６及び３７の前のタイムスロットに追加されてもよい。そのような追加信号パターン３１ｂは、信号パターン３１ａと同じ時間及び周波数配置／位置を有する一方、信号パターン３１ａに含まれる信号データとは異なる追加的な情報を含み得る。このような手法で、受信装置６３は、信号パターン３１ａ及び３１ｂを完全に受信することができ、受信装置の再構築手段７１は信号パターン３１ａ及び３１ｂの信号データを合成してもとのシーケンスを生成することができる。この場合、受信装置６３の再構築手段７１は、省略されてもよい。また、全ての必要な信号データが半分の長さの中で送信可能であり、追加信号パターン３１ｂが必要でない場合には、１つのタイムスロットのみにおいて半分の長さの信号パターン３１ａのみが供給されてもよい。その代わりに、信号パターン３１ｂの後に続くタイムスロットにおいて、半分の長さのさらなる信号パターンが使用されてもよい。一般的には、本発明の各実施形態において、トレーニングパターン、データパターン及び／又は信号パターンの長さ（あるいは帯域幅）は、例えば、最大では受信装置６３の有効な受信帯域幅（例えば、上述した受信側の帯域通過フィルタの出力帯域幅など）に等しく、又はそれ以下であってよいことに留意すべきである。
Here, there are many cases in which a flat frequency response is not supplied in the receiving apparatus over the entire tuned reception bandwidth. In addition, transmission systems typically encounter strong attenuation at the receive bandwidth boundary. FIG. 12 is an explanatory diagram illustrating an outline of an example of the shape of a typical filter characteristic. In FIG. 12, the filter characteristics are not rectangular, and the receiving apparatus obtains only an effective bandwidth of 7.4 MHz, for example, instead of the bandwidth of 8 MHz. As a result, when the
さらに、一般的には、本実施形態において示されるフレーム構造におけるトレーニングパターン、信号パターン及び／又はデータパターンは、追加的なガードバンド、即ちそれぞれのパターン又はフレームの先頭部及び／又は終端部において使用されないキャリアを含んでもよいことに留意すべきである。例えば、各トレーニングパターンは、各パターンの先頭部と終端部とにおいてガードバンドを含んでもよい。その代わりに、いくつかのアプリケーションにおいては、図１０の例では例えば位置３９におけるトレーニングパターンなどに相当する各フレームの先頭のトレーニングパターンの先頭部のみ、及び各フレームの最後のトレーニングパターンの終端部のみにガードバンドが含まれてもよい。その代わりに、いくつかのアプリケーションにおいては、図１０の例では例えば位置３９におけるトレーニングパターンなどに相当する各フレームの先頭のトレーニングパターンの先頭部と終端部のみ、及び各フレームの最後のトレーニングパターンの先頭部と終端部のみにガードバンドが含まれてもよい。いくつかの又は全てのトレーニングパターンに含まれるガードバンドの長さは、例えば、最大では受信装置が処理することのできる最大の周波数オフセットと等しく、又はそれよりも短い長さであってよい。各トレーニングパターンが８ＭＨｚの帯域幅を有する上述した例においては、例えば、ガードバンドは、２５０から５００ｋＨｚ又は他の適した長さを有し得る。また、トレーニングパターンに含まれるガードバンドのそれぞれの長さは、少なくとも、図１２に関連して説明したフィルタ特性により受信装置において受信されないキャリア分の長さであってよい。また、信号パターンがガードバンドを有する場合には、トレーニングパターンに含まれる各ガードバンドの長さは、少なくとも信号パターンの各ガードバンドの長さであってよい。
Furthermore, in general, the training pattern, signal pattern and / or data pattern in the frame structure shown in the present embodiment is used in an additional guard band, that is, at the beginning and / or end of each pattern or frame. It should be noted that unsupported carriers may be included. For example, each training pattern may include a guard band at the beginning and end of each pattern. Instead, in some applications, in the example of FIG. 10, for example, only the beginning of the training pattern at the beginning of each frame corresponding to the training pattern at
その代わりに又はそれに加えて、各信号パターン、即ち信号パターン３１、３１ａ及び／又は３１ｂは、それらの先頭部と終端部における使用されないキャリアにおいてガードバンドを含んでもよい。図１５は、そのような状況の一例として、周波数軸において隣り合うように配置された複数の信号パターンが、それぞれの先頭部にガードバンド３１ａ´、及びそれぞれの終端部にガードバンド３１ａ´´を有している様子を示している。例えば、ＯＦＤＭシステムにおいては、全送信帯域幅はトレーニングパターンの８ＭＨｚの定数倍（４ｎｋモードにおいてフーリエウィンドウサイズであるｋ＝１０２４キャリア／サンプル、ｎ＝１，２，３，４、…とした場合）であり、各信号パターンは４ＭＨｚの長さを有する。このとき、各信号パターンの先頭部と終端部の提案される各ガードバンドの長さは、３４３キャリア（４ｎｋモードでの各フレームのデータパターン内の先頭部と終端部における使用されないキャリアの数）である。結果として、各信号パターンにおいて使用可能なキャリアの数は、３５８４／２−２×３４３＝１１０６である。なお、これらの数は一例として示されているだけであって、いかなる限定をも意味しないことは理解されるべきである。ここで、信号パターンに含まれる各ガードバンドの長さは、少なくとも図１２に関連して説明したフィルタ特性により受信装置において受信されないキャリアの長さであってよく、それにより各信号パターンにおける信号データの長さは、有効な受信帯域幅と等しく（又はそれよりも小さく）なる。また、図１３に関連して説明したように、追加信号パターン３１ｂが存在している場合には、それらも信号パターン３１ａと同じガードバンド３１ａ´及び３１ａ´´を有することに留意すべきである。また、図１３に関連して説明した信号パターン３１が上記ガードバンド３１ａ´及び３１ａ´´を有してもよい。
Alternatively or in addition, each signal pattern, i.e., signal
その代わりに又はそれに加えて、各データパターンは、その先頭部と終端部における使用されないキャリアにおいてガードバンドを含んでもよい。その代わりに、いくつかのアプリケーションにおいては、各フレームの先頭のデータパターンの先頭部のみ、及び各フレームの最後のトレーニングパターンの終端部のみにガードバンドが含まれてもよい。例えば、図１０及び図１３の例では、各フレームの先頭のデータパターンとはデータパターン３２、３２´、３２´´及び３２´´´、各フレームの最後のデータパターンとはデータパターン３７、３７´、３７´´及び３７´´´に相当する。ここで、データパターンのガードバンドの長さは、例えば、信号パターンがガードバンドを有する場合にはその信号パターンのガードバンドの長さと同じであってもよく、及び／又はトレーニングパターンがガードバンドを有する場合にはそのトレーニングパターンのガードバンドの長さと同じであってもよい。
Alternatively or in addition, each data pattern may include a guard band in unused carriers at the beginning and end. Instead, in some applications, a guard band may be included only in the beginning of the data pattern at the beginning of each frame and only at the end of the last training pattern in each frame. For example, in the examples of FIGS. 10 and 13, the
上述したように、信号パターン３１、３１ａ及び／又は３１ｂ（若しくは本実施形態に係る他の信号パターン）に含まれる信号データは、本実施形態に係る受信装置６３がフレーム構造に関する知識を取得して所望のデータパターンを受信及び復号できるようにするための物理層の情報を含む。限定ではなく一例として、信号データは、全送信帯域幅のデータ、トレーニングパターンのガードバンドの長さ、フレーム内での各信号パターンの位置データ、信号パターンのガードバンドの長さ、データパターンのガードバンドの長さ、スーパーフレームを形作るフレーム数、スーパーフレーム内での現フレームの番号、フレームの全帯域幅の周波数軸上のデータパターンの数、フレームの時間軸上の追加データパターンの数、及び／又は各フレーム内の各データパターンについての個別の信号データなどを含み得る。ここで、フレーム内での各信号パターンの位置データは、例えば、トレーニングパターンとの関係における、又は全帯域幅のセグメント化との関係における信号パターンの位置を示すものであってよい。例えば、各信号パターンが同じ長さを有し、トレーニングパターンと同じ位置に配置されている図１０の例の場合、信号データは、信号パターンが第１のセグメント（例えば最初の８ＭＨｚのセグメント）、第２のセグメントなど、どのセグメントに位置しているかを示すデータを含み得る。この場合、図１３に関連して説明したように、信号パターンがトレーニングパターンの半分の長さを有しているときは、隣り合う信号パターンは同じ位置データを含むこととなる。いずれにしろ、受信装置は、後続するフレームにおいて上記位置データを用いて所望の帯域にチューニングすることができる。個別の信号データとは、フレーム内に現れる各データパターンごとに別個に設けられるデータブロックであって、例えば、データパターンの最初の周波数キャリア、データパターンに割当てられた周波数キャリアの数、データパターンに使用される変調方式、データパターンに使用されるエラー保護のための符号化方式、データパターンに時間インターリーバが使用されているか、データパターン内の周波数ノッチ（データパターン内でデータ送信に使用されない周波数キャリア）の数、周波数ノッチの位置、及び／又は周波数ノッチの幅などを含み得る。送信装置５４の信号マッピング手段５７は、各信号パターンの周波数キャリア上に、このような対応する信号データをマッピングする。また、受信装置６３の評価手段６７は、受信された信号データを評価し、及びその信号データに含まれている情報を使用し又は受信装置６３内のさらなる処理のために転送する。
As described above, the signal data included in the
フレーム内の各データパターンについての個別の信号情報が信号データに含まれる場合、信号パターンの構造は、各信号パターンのサイズを所定の最大のサイズに制限するために、フレームごとの周波数方向でのデータパターン数の最大値を保持（support）する。従って、各フレームの周波数方向でのデータパターンの数は、所定のデータパターンの最大数を超えない範囲で、動的かつ柔軟に変化し得る。各フレームの時間方向での追加データパターンは、上述したように、それぞれ先行するデータパターンと同じように配置される。よって、後続する各追加データパターンは、先行するデータパターンと同じ位置、長さ、変調方式等を有し、それにより先行するデータパターンについての信号データの内容は、後続するデータパターンについても有効となる。ここで、各フレームの時間方向での追加データパターンの数は、固定され又は可変であってもよく、かかる情報は信号データ内にも含まれ得る。同様に、信号パターンの構造は、各データパターン内の周波数ノッチの数についての最大値のみをサポートしてもよい。 When individual signal information for each data pattern in a frame is included in the signal data, the structure of the signal pattern is determined in the frequency direction for each frame in order to limit the size of each signal pattern to a predetermined maximum size. Holds the maximum number of data patterns. Therefore, the number of data patterns in the frequency direction of each frame can change dynamically and flexibly within a range not exceeding the maximum number of predetermined data patterns. As described above, the additional data pattern in the time direction of each frame is arranged in the same manner as the preceding data pattern. Therefore, each subsequent additional data pattern has the same position, length, modulation method, etc. as the preceding data pattern, so that the content of the signal data for the preceding data pattern is also valid for the following data pattern. Become. Here, the number of additional data patterns in the time direction of each frame may be fixed or variable, and such information may be included in the signal data. Similarly, the structure of the signal pattern may support only the maximum value for the number of frequency notches in each data pattern.
その代わりに又はそれに加えて、信号パターン３１が部分的に受信装置６３において受信できない状況が生じ得る問題に対処するために、送信装置５４は、任意的にエラー訂正符号化手段５６を備えてもよい。エラー訂正符号化手段５６は、例えば、繰返し符号又は巡回冗長符号などのエラー符号あるいは冗長性の一種を、信号マッピング手段５７により信号パターンの周波数キャリア上にマッピングされた信号データに付加する。このような追加的なエラー訂正符号は、図１０に示したように、トレーニングパターン３０と同じ長さの信号パターン３１を送信装置５４が使用することを可能にする。これは、受信装置６３において、例えば、再構築手段７１により、もとの信号パターンを再構築するためにある種のエラー検知及び／又は訂正を行うことが可能となるためである。
Alternatively or additionally, the
ＯＦＤＭシステムにおける、信号パターンが４ＭＨｚの長さを有しており及び８ＭＨｚのトレーニングパターン（セグメント）と同様に配置される上述した例に関して、次の表は、信号パターンの構造（signaling structure）の具体的な（限定ではない）一例を示している。 For the above example in which the signal pattern has a length of 4 MHz and is arranged in the same manner as an 8 MHz training pattern (segment) in an OFDM system, the following table shows the specifics of the signal pattern structure: A non-limiting example is shown.
好適には、フレーム構造は、周波数軸上でフレームごとに最大で３２のデータパターンを有することができ、その場合、３２ＭＨｚ（８ＭＨｚのトレーニングパターンの４倍）の全帯域幅を伴うシステムにおいては、各データパターンは最小のとき１ＭＨｚの長さを有する。結果として、信号パターンの最大サイズは、（４８＋３２＋３２（３６＋４＊２４））＝４８＋３２＋４２２４＝４３０４ビットとなる。そして、信号データには、適切な短縮されたリードソロモン符号化が適用され得る。また、符号化されたデータは、例えば、連続する２つのＱＰＳＫシンボル上に、又は他の適した変調方式を用いて、マッピングされ得る。 Preferably, the frame structure can have a maximum of 32 data patterns per frame on the frequency axis, in which case in a system with a total bandwidth of 32 MHz (4 times the 8 MHz training pattern) Each data pattern has a minimum length of 1 MHz. As a result, the maximum size of the signal pattern is (48 + 32 + 32 (36 + 4 * 24)) = 48 + 32 + 4224 = 4304 bits. An appropriate shortened Reed-Solomon encoding can then be applied to the signal data. Also, the encoded data can be mapped, for example, on two consecutive QPSK symbols, or using other suitable modulation schemes.
その代わりに、フレーム構造は、周波数軸上でフレームごとに最大で６４のデータパターンを有してもよい。その場合、３２ＭＨｚ（８ＭＨｚのトレーニングパターンの４倍）の全帯域幅を伴うシステムにおいては、各データパターンは最小のとき０．５ＭＨｚの長さを有する。結果として、信号パターンの最大サイズは、（４８＋３２＋６４（３６＋４＊２４））＝４８＋３２＋８４４８＝８５２８ビットとなる。そして、信号データには、適切な短縮されたリードソロモン符号化が適用され得る。また、符号化されたデータは、例えば、連続する２つの１６−ＱＡＭシンボル上に、又は他の適した変調方式を用いて、マッピングされ得る。 Instead, the frame structure may have a maximum of 64 data patterns per frame on the frequency axis. In that case, in a system with a total bandwidth of 32 MHz (4 times the 8 MHz training pattern), each data pattern has a minimum length of 0.5 MHz. As a result, the maximum size of the signal pattern is (48 + 32 + 64 (36 + 4 * 24)) = 48 + 32 + 8448 = 8528 bits. An appropriate shortened Reed-Solomon encoding can then be applied to the signal data. Also, the encoded data can be mapped, for example, on two consecutive 16-QAM symbols or using other suitable modulation schemes.
その代わりに、フレーム構造は、周波数軸上でフレームごとに最大で１６のデータパターンを有してもよい。その場合、３２ＭＨｚ（８ＭＨｚのトレーニングパターンの４倍）の全帯域幅を伴うシステムにおいては、各データパターンは最小のとき２ＭＨｚの長さを有する。結果として、信号パターンの最大サイズは、（４８＋３２＋１６（３６＋４＊２４））＝４８＋３２＋２１１２＝２１９２ビットとなる。そして、信号データには、適切な短縮されたリードソロモン符号化が適用され得る。また、符号化されたデータは、例えば、１つのＱＰＳＫシンボル上に、又は他の適した変調方式を用いて、マッピングされ得る。 Instead, the frame structure may have a maximum of 16 data patterns per frame on the frequency axis. In that case, in a system with a total bandwidth of 32 MHz (4 times the 8 MHz training pattern), each data pattern has a minimum length of 2 MHz. As a result, the maximum size of the signal pattern is (48 + 32 + 16 (36 + 4 * 24)) = 48 + 32 + 2112 = 2192 bits. An appropriate shortened Reed-Solomon encoding can then be applied to the signal data. Also, the encoded data may be mapped, for example, on one QPSK symbol or using other suitable modulation schemes.
さらに、前掲した表１の信号データのパラメータについてより詳細に説明する。
ａ）ｎ４ｋのｎ：４ｎｋ提案システムの８ＭＨｚの定数倍としての全帯域幅を定義
ｎ＝１： ８ ＭＨｚ
ｎ＝２： １６ ＭＨｚ
ｎ＝３： ２４ ＭＨｚ
ｎ＝４： ３２ ＭＨｚ
……
ｂ）ｎ４ｋのｎ（現在値）：完全なｎ４ｋチャネル（フレーム）の中での復号された信号パターンの位置を示す
００００ 予約値
０００１ ０… ８ ＭＨｚ （ｎ＝１）
００１０ ８…１６ ＭＨｚ （ｎ＝２）
００１１ １６…２４ ＭＨｚ （ｎ＝３）
０１００ ２４…３２ ＭＨｚ （ｎ＝４）
ｃ）ガードインターバル長：全データパターン及び信号パターンについてのガードインターバル（ガードバンド）の長さを定義
００ ＧＩ＝１／６４
０１ ＧＩ＝１／１２８
１０ ＧＩ＝１／２５６
１１ 予約値
ｄ）スーパーフレーム長：１つのスーパーフレームを形作るフレーム数を表す
ｅ）フレーム番号：１つのスーパーフレーム内でフレームをカウントする（各スーパーフレームの先頭でリセットされる）
ｆ）データパターン数：全チャネル帯域幅の中の周波数パターンの数を定義
ｇ）ｎ−セグメント番号：データパターンの最初のキャリアの位置を示す（即ちどの８ＭＨｚセグメントか）
ｈ）開始キャリア番号：データパターンの最初のキャリアを定義（関連する８ＭＨｚセグメントのフレームに対して相対的な番号である）
ｉ）データパターンの幅：データパターンに割当てられたキャリア数を定義
ｊ）データパターンのＱＡＭ変調方式：データパターンに使用されるＱＡＭ変調方式を示す
０００ １６−ＱＡＭ
００１ ６４−ＱＡＭ
０１０ ２５６−ＱＡＭ
０１１ １０２４−ＱＡＭ
１００ ４０９６−ＱＡＭ
１０１ １６３８４−ＱＡＭ
１１０ ６５５３６−ＱＡＭ
１１１ 予約値
ｋ）ＬＤＰＣブロックサイズ：ＬＤＰＣ（low density parity check）ブロックサイズを定義
０ １６ｋブロックサイズ
１ ６４ｋブロックサイズ
ｌ）ＬＤＰＣ符号レート：データパターンにおいて選択されたＬＤＰＣ符号レートを定義
００００ ２／３
０００１ ３／４
００１０ ４／５
００１１ ５／６
０１００ ８／９
０１０１ ９／１０
０１１０〜１１１１ 予約値
ｍ）時間インターリーバ可否：当該データパターンについて時間インターリーバが使用されるか否かを示す
ｎ）ノッチ数：当該データパターンに現れるノッチ数を定義
００ ノッチ無し
０１ ノッチ数１
１０ ノッチ数２
１１ ノッチ数３
ｏ）開始ノッチ：データパターンの最初のキャリアを定義
ｐ）キャリア番号：関連する８ＭＨｚセグメントのフレームに対する相対的な番号
ｑ）ノッチ幅：ノッチに割当てられたキャリア数を定義
ｒ）ＰＳＩ／ＳＩ再処理：ヘッドエンドにてＰＳＩ／ＳＩ再処理を行うか否かを示す
０ ＰＳＩ／ＳＩ再処理を行わない
１ ＰＳＩ／ＳＩ再処理を行う
ｓ）ＣＲＣ３２ＭＩＰ：レイヤ１信号ブロックについての３２ビットＣＲＣ符号
Further, the signal data parameters in Table 1 will be described in more detail.
a) n4k n: Defines the total bandwidth as a constant multiple of 8 MHz of the proposed 4nk system n = 1: 8 MHz
n = 2: 16 MHz
n = 3: 24 MHz
n = 4: 32 MHz
......
b) n4k n (current value): indicates the position of the decoded signal pattern in a complete n4k channel (frame) 0000 reserved value 0001 0 ... 8 MHz (n = 1)
0010 8 ... 16 MHz (n = 2)
0011 16 ... 24 MHz (n = 3)
0100 24 ... 32 MHz (n = 4)
c) Guard interval length: defines the length of the guard interval (guard band) for all data patterns and signal patterns. 00 GI = 1/64
01 GI = 1/128
10 GI = 1/256
11 Reserved value d) Super frame length: Indicates the number of frames forming one super frame e) Frame number: Counts frames within one super frame (reset at the head of each super frame)
f) Number of data patterns: defines the number of frequency patterns in the total channel bandwidth g) n-segment number: indicates the position of the first carrier of the data pattern (ie which 8 MHz segment)
h) Start carrier number: defines the first carrier of the data pattern (number relative to the frame of the associated 8 MHz segment)
i) Width of data pattern: defines the number of carriers assigned to the data pattern j) QAM modulation scheme of data pattern: 000 16-QAM indicating the QAM modulation scheme used for the data pattern
001 64-QAM
010 256-QAM
011 1024-QAM
100 4096-QAM
101 16384-QAM
110 65536-QAM
111 Reserved value k) LDPC block size: Define LDPC (low density parity check)
0001 3/4
0010 4/5
0011 5/6
0100 8/9
0101 9/10
0110-1111 Reserved value m) Time interleaver availability: Indicates whether a time interleaver is used for the data pattern n) Number of notches: Defines the number of notches appearing in the
10
11
o) Start notch: defines the first carrier of the data pattern p) Carrier number: relative number to the frame of the associated 8 MHz segment q) Notch width: defines the number of carriers assigned to the notch r) PSI / SI reprocessing : Indicates whether or not PSI / SI reprocessing is performed at the
本実施形態に関連し、受信装置６３における信号パターンのより良好な受信を保証するために、受信装置６３においてチューニング位置が最適化されてもよい。図１０及び図１３に示した例において、受信側では、受信すべきデータパターンの周波数帯域幅に合わせてその周囲にわたるチューニング位置をセンタリングすることにより、送信帯域幅のうちの一部分３８にチューニングが行われる。その代わりに、受信装置６３は、所望のデータパターンを完全に受信できる信号パターン３１の最大の部分に上記部分３８を位置させる形で、信号パターン３１の受信を最適化するようにチューニングされてもよい。また、各データパターンの長さは、各プリアンブルパターン３０及び信号パターン３１の長さに対して、例えば１０％など所定の割合を超えて異なることがないように実装されてもよい。そのような手法の一例は、図１４に示されている。図１４において、データパターン４２、４３、４４及び４５の間の境界は、（周波数方向において）プリアンブルパターン３０の境界及び信号パターン３１の境界から、例えば（限定ではない）１０％以上変化していない。このような小さな変化割合は、信号パターン３１における上述した追加的なエラー訂正符号により補正されることができる。
In relation to this embodiment, the tuning position may be optimized in the receiving
図１６は、本実施形態に係るフレーム４７の時間領域における表現の一例を示している。送信装置５４において、フレーム形成手段５９によりフレームパターンあるいは構造が生成された後、周波数領域でのフレームパターンは変換手段６０により時間領域へと変換される。その結果としての時間領域でのフレームの一例が、図１６に示されている。図１６を参照すると、フレーム４７は、複数の短縮されたトレーニングシンボル４８、それに続くガードインターバル４９、信号シンボル５０、さらなるガードインターバル５１、及び複数のデータシンボル５２を含む。このうち、短縮されたトレーニングシンボル４８は、パイロットマッピング手段５５によりｍ個ごとの周波数キャリア（ｍは２以上の自然数）のみにパイロット信号がマッピングされたシンボルである。データシンボル５２は、それぞれガードインターバル５３により区切られる。図１０に示した例に相当する単一の信号シンボルのみが時間領域内で現れる状況では、周波数領域のフレーム構造での複数の信号パターンは単一のタイムスロットに現れる一方、信号パターン３１ａ及び３１ｂをそれぞれ伴う２つのタイムスロットを有する図１３の例では、時間領域において２つの信号パターンが現れ、それらは最終的にガードインターバルによって区切られる。ガードインターバルは、例えば、各シンボルのうち有効な部分の周期的な拡張であってもよい。同期の信頼性は、一般的には、最後のトレーニングシンボルを反転させること、即ち先行する（全ての位相が同じである）トレーニングシンボルに対して最後のトレーニングシンボルの位相を反転させることにより、向上され得る。ＯＦＤＭシステムの例では、最終的にガードバンドが設けられた信号シンボル及びデータシンボルは、それぞれ１つのＯＦＤＭシンボルの長さを有し得る。そして、時間領域でのフレームは、送信手段６１へ転送される。送信手段６１は、時間領域での信号（フレーム）に対し、使用されるマルチキャリアシステムに応じて、例えば所望の送信周波数に信号をアップコンバージョンするなどの処理を行う。そして、送信信号は、有線インタフェース又はアンテナなどの無線インタフェースである送信インタフェース６２を介して送信される。
FIG. 16 shows an example of the expression in the time domain of the
フレーム４７内の短縮されたトレーニングシンボル４８の数は、所望の実装及び使用される送信方式に依存する。限定ではなく一例として、短縮されたトレーニングシンボル４８の数は、相関計算の複雑さと同期の信頼性のバランスを考慮し、例えば８個などであってよい。
The number of shortened
さらに、図１６は、所定の数のフレームが結合されることによりスーパーフレームが生成されることも示している。スーパーフレームごとのフレーム数、即ち時間方向における各スーパーフレームの長さは、一定であってもよく、又は変化してもよい。ここで、スーパーフレームが動的に設定され得る最大限の長さがあってもよい。また、スーパーフレーム内での各フレームの信号パターン内での信号データが同じであって、信号データ内の変化がスーパーフレーム間でのみ生じるような形態も有益である。言い換えれば、変調、符号化、及びデータパターン数などが１つのスーパーフレーム内のフレーム間で同じであり、後続するスーパーフレームとの間では異なるような形態である。例えば、放送システムにおけるスーパーフレームの長さは、信号データが頻繁には変化しないため相対的に長く、双方向システムにおけるスーパーフレームの長さは、受信側から送信側へのフィードバックに基づいて送受信パラメータが最適化されるため相対的に短い場合が多い。 Further, FIG. 16 also shows that a super frame is generated by combining a predetermined number of frames. The number of frames per superframe, that is, the length of each superframe in the time direction, may be constant or may vary. Here, there may be a maximum length that the superframe can be dynamically set. In addition, it is also useful that the signal data in the signal pattern of each frame in the super frame is the same, and a change in the signal data occurs only between the super frames. In other words, the modulation, coding, the number of data patterns, and the like are the same between frames in one superframe, and are different in subsequent superframes. For example, the length of a super frame in a broadcasting system is relatively long because signal data does not change frequently, and the length of a super frame in a bidirectional system is determined based on feedback from a receiving side to a transmitting side based on feedback from the receiving side to the transmitting side. Are often relatively short because of optimization.
ここまで、図１７のブロック図を用いて、送信装置５４の構成要素及び機能について説明した。なお、送信装置５４の実質的な実装においては、各システムにおける送信装置の実質的な運用のために必要とされる追加的な構成要素又は機能が含まれ得ることは理解されるべきである。図１７では、本発明の理解のために必要な構成要素と機能のみが示されている。また、図１８のブロック図を用いて説明した受信装置６３についても同様である。図１８においても、本発明の理解のために必要な構成要素と機能のみが示されている。即ち、受信装置６３の実質的な運用のために必要とされる構成要素又は機能が追加されてもよい。さらに、送信装置５４及び受信装置６３の構成要素と機能は、本明細書において説明され又はクレームされた機能を実現するためのどういった装置、機器、又はシステムなどに実装されてもよい。
Up to this point, the components and functions of the
さらに、本発明の一実施形態として、上述した実施形態の代わりに、２以上のデータパターンであって、各データパターンが他のデータパターンと異なる長さを有するフレーム構造（及び、それに対応する上述した送信装置及び受信装置並びにそれらの方法）が使用されてもよい。そのような可変的な長さを有するデータパターンの構造は、上述した同一の長さ及び内容を有するトレーニングパターンのシーケンス、又は少なくとも１つのトレーニングパターンが他のトレーニングパターンと異なる長さ及び／又は内容を有する可変的なトレーニングパターン長のシーケンスと組み合わせることもできる。いずれの場合においても、受信装置６３は、変化するデータパターン長についてのいくつかの情報を必要とする。そのような情報は、別個の信号データチャネル、又は上述したフレーム構造内の信号データパターン内に含まれる信号データを用いて伝送され得る。そして、後者の場合について、例えば、１つの可能な実装として、各フレーム内の最初のトレーニングパターンと最初の信号パターンの長さを常に同じ長さとし、それにより、その最初のトレーニングパターンと信号パターンとを受信することで、変化するデータパターンに関する情報を全ての又は必要なフレームにおいて受信装置が常に取得できるようにすることが考えられる。もちろん、他の実装も可能である。また、トレーニングパターン、データパターン及び信号パターン、並びに可能な実装に関連して上述した以外の技術についても、送信装置５４及び受信装置６３において適用可能である。
Furthermore, as an embodiment of the present invention, instead of the above-described embodiment, a frame structure having two or more data patterns, each data pattern having a different length from the other data patterns (and the above-described corresponding structure). Transmitters and receivers and methods thereof) may be used. The structure of a data pattern having such a variable length is a sequence of training patterns having the same length and content described above, or a length and / or content in which at least one training pattern is different from other training patterns. Can be combined with a variable training pattern length sequence having In any case, the receiving
＜１．以降の説明の要旨＞
これ以降の説明は、例えば（限定ではなく）ＤＶＢ−Ｃ２（Digital Video Broadcasting−Cable 2）など、将来のケーブルによるデジタル映像放送システムにおける、本発明の好適な実装についての提案に関するものである。近年の衛星（ＤＶＢ−Ｓ２）及び地上波（ＤＶＢ−Ｔ２）による伝送に関する第２世代の物理層の規格の開発は、既存の第１世代ＤＶＢ−Ｃ規格を使用する場合と比較して、改善された競争力のある技術的性能、及びデジタル放送と双方向サービスのための柔軟性の実現の必要性を、ケーブル運用者にもたらしている。そこで、ここでの提案は、ケーブルネットワークの現在及び予想される未来の要求への完全なシステムソリューションを提供することを目的とする。但し、ここでの提案は、地上波ネットワークに対しても適用可能である。
<1. Summary of subsequent explanations>
The following description relates to a proposal for a preferred implementation of the present invention in a future digital video broadcast system such as (but not limited to) DVB-C2 (Digital Video Broadcasting-Cable 2). The development of the second generation physical layer standard for recent satellite (DVB-S2) and terrestrial (DVB-T2) transmission has improved compared to using the existing first generation DVB-C standard. Cable operators with the need for competitive technical performance and flexibility for digital broadcasting and interactive services. Thus, the proposal here aims to provide a complete system solution to the current and anticipated future requirements of cable networks. However, the proposal here is also applicable to terrestrial networks.
本提案は、次のような多くの新規かつ改善された特徴により、スループット及びシステムの柔軟性における大きな向上をもたらすものである。
・柔軟かつ極めて効率的なＯＦＤＭ変調スキーム：
−既存の８ＭＨｚの周波数ラスタ（raster）だけでなく、８ＭＨｚの所定の定数倍のより大きな帯域幅を使用することにより、スペクトラム効率が極めて良好な送信システムが実現される。
−周波数スライスに基づく受信により、コスト効率のよい受信機の実装とシステムの柔軟性の向上が可能となる。
−ＯＦＤＭサブキャリアのノッチにより、地上波サービスの（セキュリティ面での）効率的な保護がサポートされる（ケーブルネットワークからの輻射の蓄積は地上波サービスを阻害し得る）
・ＯＦＤＭサブキャリアの高次変調は、既存のＤＶＢ−Ｃシステムに対してスループットの大幅な向上をもたらす：
−１０２４ＱＡＭサブキャリア変調を用いた場合には最大６９．８Ｍｂｉｔ／ｓ
（８ＭＨｚの受信帯域幅において）
−４０９６ＱＡＭサブキャリア変調を用いた場合には最大８３．７Ｍｂｉｔ／ｓ
（８ＭＨｚの受信帯域幅において）
・ＤＶＢ−Ｓ２及びＤＶＢ−Ｔ２から再利用され、ケーブルシステムに最適化された符号化レートを伴うＬＤＰＣコーデックは、現行の符号化方式に対し３ｄＢ以上の利得をもたらし、及び第２世代のＤＶＢシステムとの互換性を維持する
・衛星及び地上波サービスからケーブルシステムへのトランスコーディングのサポート
・複数の入力ストリームのフォーマットのサポート（単一の及び／又は複数のＴＳ（Transport Stream）及びＧＳＥ（Generic Stream Encapsulation））
・逆方向チャネルが利用可能である場合のスループットの最適化
−双方向サービスをサポートするための短い待ち時間
−位置及び周波数スライスに特化したＳＮＲ条件に依存するスループットの最適化のためのＯＦＤＭサブキャリアの調整
The proposal provides a significant improvement in throughput and system flexibility with a number of new and improved features such as:
Flexible and extremely efficient OFDM modulation scheme:
-By using not only the existing 8 MHz frequency raster, but also a larger bandwidth of a predetermined constant multiple of 8 MHz, a transmission system with very good spectral efficiency is realized.
-Reception based on frequency slices enables cost-effective receiver implementation and increased system flexibility.
OFDM subcarrier notch supports efficient protection (in terms of security) of terrestrial services (accumulation of radiation from cable networks can hinder terrestrial services)
High-order modulation of OFDM subcarriers provides a significant increase in throughput over existing DVB-C systems:
-Up to 69.8 Mbit / s when using 1024QAM subcarrier modulation
(At 8 MHz reception bandwidth)
-Maximum of 83.7 Mbit / s when using 4096QAM subcarrier modulation
(At 8 MHz reception bandwidth)
LDPC codec with coding rate reused from DVB-S2 and DVB-T2 and optimized for cable systems provides more than 3 dB gain over current coding schemes, and second generation DVB systems • Support for transcoding from satellite and terrestrial services to cable systems • Support for multiple input stream formats (single and / or multiple transport streams (TS) and generic streams) Encapsulation))
-Optimization of throughput when reverse channel is available-Short latency to support bi-directional service-OFDM sub for optimization of throughput depending on SNR conditions specific to location and frequency slice Career adjustment
この提案は、完全なシステムについての提案であって、全ての側面における要求を解決しようとするものである。Ｃ２関連の要求との詳細な比較は、第５節での技術説明と共に与えられる。
This proposal is a complete system proposal that seeks to solve the requirements in all aspects. A detailed comparison with C2-related requirements is given with the technical description in
なお、以降の説明において次の略語を使用する。
ＡＣＭ（Adaptive Coding and Modulation：適応的符号化・変調）
ＡＷＧＮ（Additive White Gaussian Noise：加法的白色ガウス雑音）
ＢＣＨ（Bose-Chaudhuri-Hocquenghem multiple error correction binary block code：ＢＣＨ符号）
ＣＡＺＡＣ（Constant Amplitude Zero Autocorrelation Waveform：ＣＡＺＡＣ波形）
ＣＣＭ（Constant Coding and Modulation：固定長符号化・変調）
ＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check：巡回冗長検査）
ＦＥＣ（Forward Error Correction：前方エラー訂正）
ＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）
ＧＳ（Generic Stream：汎用ストリーム）
ＧＳＥ（Generic Stream Encapsulation：汎用ストリームカプセル化）
ＧＳＭ（Global System for Mobile Communication：ＧＳＭ通信方式）
ＬＤＰＣ（Low Density Parity Check code：低密度パリティ検査符号）
ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex：直交周波数分割多重）
ＰＡＰＲ（Peak to Average Power Reduction：ピーク対平均電力比）
ＰＳＩ／ＳＩ（Program Specific Information/Service Information：特定プログラム情報／サービス情報）
ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直交振幅変調）
ＱｏＳ（Quality of Service：サービス品質）
ＲＦ（Radio Frequency：無線周波数）
ＳＭＡＴＶ（Satellite Master Antenna Television：衛星マスターアンテナテレビジョン）
ＳＮＲ（Signal to Noise Ratio：信号対雑音比）
ＴＳ（Transport Stream：トランスポートストリーム）
ＶＣＭ（Variable Coding and Modulation：可変長符号化・変調）
ＶｏＤ（Video on Demand：ビデオオンデマンド）
In the following description, the following abbreviations are used.
ACM (Adaptive Coding and Modulation)
AWGN (Additive White Gaussian Noise)
BCH (Bose-Chaudhuri-Hocquenghem multiple error correction binary block code: BCH code)
CAZAC (Constant Amplitude Zero Autocorrelation Waveform)
CCM (Constant Coding and Modulation)
CRC (Cyclic Redundancy Check)
FEC (Forward Error Correction)
GI (Guard Interval)
GS (Generic Stream)
GSE (Generic Stream Encapsulation)
GSM (Global System for Mobile Communication)
LDPC (Low Density Parity Check code)
OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex)
PAPR (Peak to Average Power Reduction)
PSI / SI (Program Specific Information / Service Information)
QAM (Quadrature Amplitude Modulation)
QoS (Quality of Service)
RF (Radio Frequency)
SMATV (Satellite Master Antenna Television)
SNR (Signal to Noise Ratio)
TS (Transport Stream)
VCM (Variable Coding and Modulation)
VoD (Video on Demand)
なお、以下に説明する全ての機能及び要件は、図１７に関連して説明した送信装置５４及び／又は図１８に関連して説明した受信装置６３の個々の好適な手段及び構成要素において実装され得ることは理解されるべきである。また、以下の実装の利点に関する詳細な説明は、特許請求の範囲において定義される本発明の範囲を制限するものではない。
It should be noted that all the functions and requirements described below are implemented in individual suitable means and components of the
＜２．システムの概要＞
［２．１．柔軟なｎ４ｋシステム］
提案システムは、異なる入力フォーマット（シングル／マルチＴＳ及びＧＳＥ）のＯＦＤＭサブキャリア上へのマッピングに関する柔軟性を高いレベルで有している。
<2. System overview>
[2.1. Flexible n4k system]
The proposed system has a high level of flexibility for mapping different input formats (single / multi-TS and GSE) onto OFDM subcarriers.
基本的な考え方は、全体として受信側のチューナの最大の帯域幅（例えば、関連するガードバンドを含めて８ＭＨｚ）を超えない範囲で可能な限り多くの入力ストリームをバンドルし（束ね）、関連する多数のＯＦＤＭサブキャリア上に多重化させることである。このような考え方は、周波数データスライスと定義される。 The basic idea is to bundle and bundle as many input streams as possible as long as they do not exceed the maximum bandwidth of the receiving tuner as a whole (for example, 8 MHz including the associated guard band). Multiplexing on multiple OFDM subcarriers. Such a concept is defined as a frequency data slice.
サブチャネルとは、既存のケーブルチャネルラスタの８ＭＨｚの帯域幅を有する１つのブロックを意味する。既存のＤＶＢ−Ｃ帯域幅（即ち８ＭＨｚ）は、単一のチャネルとして用いられ得る。しかしながら、スペクトラム効率をさらに高めるために、ｎ個の８ＭＨｚ幅のＯＦＤＭサブチャネルが合成され又は“バンドル”されることで、より大きいチャネルが生成される。１つのチャネル内には、複数の周波数データスライスが合成され得る。周波数スライスには固定的な周波数帯域幅は存在せず、周波数スライスは必ずしも８ＭＨｚサブチャネルに合わせて揃っていなくてもよい。
By subchannel is meant one block having an 8 MHz bandwidth of an existing cable channel raster. The existing DVB-C bandwidth (
なお、チャネルの全帯域幅の両側においてのみＯＦＤＭスペクトラムのガードバンドが使用されることで、スペクトラム効率は向上する。ガードバンドのスペクトラムの形状は、異なるチャネルの帯域幅に伴って変化することはない。図１９は、異なるチャネルの帯域幅の一例を関連するガードバンドと共に示している。 It should be noted that spectrum efficiency is improved by using the guard band of the OFDM spectrum only on both sides of the full bandwidth of the channel. The shape of the guard band spectrum does not change with different channel bandwidths. FIG. 19 shows an example of different channel bandwidths with associated guard bands.
全チャネル帯域幅が大きくなると、ガードバンドによるスペクトラムのオーバヘッドが小さくなることは明白である。全チャネル帯域幅の上限は、ヘッドエンド側において利用可能な技術（ＤＡ変換器）に依存する。表２は、同じ形状のガードバンドが適用される場合の、異なるＯＦＤＭスペクトラムの帯域幅に対するオーバヘッドの割合を示している。 It is clear that the spectrum overhead due to the guard band decreases as the total channel bandwidth increases. The upper limit of the total channel bandwidth depends on the technology (DA converter) available on the head end side. Table 2 shows the ratio of overhead to different OFDM spectrum bandwidths when the same shaped guard band is applied.
周波数データスライスの帯域幅は、どういった固定的な周波数ラスタとも関連することがなく、入力ストリームの帯域幅の要求に応じて単純に調整され得る。唯一の要件は、割当てられたサブキャリアの数が、受信側のチューナの帯域幅を超えないことである。統計的な多重化がデータスライスには適用され、可能な限り大きい帯域幅を得られるという利益が生じる。 The bandwidth of the frequency data slice is not associated with any fixed frequency raster and can simply be adjusted according to the bandwidth requirements of the input stream. The only requirement is that the number of assigned subcarriers does not exceed the bandwidth of the receiving tuner. Statistical multiplexing is applied to the data slice, resulting in the benefit of obtaining as much bandwidth as possible.
チャネルの全帯域幅は、サブチャネルラスタ（８ＭＨｚ）のｎ倍とすべきである。それにより、単純なネットワーク計画と十分に高度な受信チューナのステップサイズを可能とする。ＯＦＤＭ変調方式は、ＤＶＢ−Ｈ／Ｔ２において用いられた４ｋの運用モードから由来するものであり、サブチャネルラスタの定数倍への拡張が進められている。よって、システムはｎ４ｋシステムと呼ばれる（ｎはバンドルされた４ｋ変調ブロック数を表す）。 The total bandwidth of the channel should be n times the subchannel raster (8 MHz). This allows for simple network planning and a sufficiently advanced receiver tuner step size. The OFDM modulation method is derived from the 4k operation mode used in DVB-H / T2, and is being expanded to a constant multiple of the subchannel raster. Thus, the system is called an n4k system (n represents the number of 4k modulated blocks bundled).
［２．２．ＯＦＤＭの部分的受信］
ここでは、コスト効率のよい受信機の実装を可能とするために、周波数スライスに基づくＯＦＤＭ受信を提案する。
[2.2. OFDM partial reception]
Here, OFDM reception based on frequency slices is proposed to enable cost-effective receiver implementation.
セグメントサイズが固定されたセグメント化ＯＦＤＭ受信方式は、現在、既にＩＳＤＢ−Ｔにおいて成功裏に採用されている。これらシステムでは、個々のセグメント、又は結合されたセグメントを用いることができる。ＩＳＤＢ−Ｔの主な適用対象は、１つのＲＦチャネル内でのモバイル受信及び固定的な地上波受信である。 A segmented OFDM reception scheme with a fixed segment size has already been successfully adopted in ISDB-T. These systems can use individual segments or combined segments. The main application target of ISDB-T is mobile reception and fixed terrestrial reception within one RF channel.
これに対し、提案するＣ２システムは、図２０に示したように、サブキャリアのブロックの割当てを任意に調整可能な機能を有する。提案するＣ２ヘッドエンドは、スーパーフレームごとに、入力ストリームに特化した配信と全ＯＦＤＭサブキャリアの周波数スライスの組立てを計算することができる。理想的には、各入力ストリーム又は入力ストリームの各グループは、関連するＯＦＤＭサブグループ上にマッピングされる。サブキャリアの割当て数は、入力データのデータレートから直接的に決定され得る。そこには、モードの適応、ストリームの適応及びＦＥＣ符号化、並びにＱＡＭ変調方式による利得などが組み合わさったオーバヘッドが含まれる。 On the other hand, the proposed C2 system has a function capable of arbitrarily adjusting the allocation of subcarrier blocks as shown in FIG. The proposed C2 headend can calculate for each superframe the distribution specific to the input stream and the assembly of frequency slices of all OFDM subcarriers. Ideally, each input stream or group of input streams is mapped onto an associated OFDM subgroup. The number of assigned subcarriers can be determined directly from the data rate of the input data. This includes the combined overhead of mode adaptation, stream adaptation and FEC coding, and gain from QAM modulation schemes.
全ＯＦＤＭチャネルの異なる周波数スライス（周波数パターン又はセグメントともいう）への領域分割は、（セクション３．７．２．の）レイヤ１シグナリングにより定義される。受信機は、所望の周波数データスライスを含む周波数にチューニングを行う。部分的なＯＦＤＭ復調は、選択された８ＭＨｚ受信スペクトラムに適用される。
Region partitioning of the entire OFDM channel into different frequency slices (also referred to as frequency patterns or segments) is defined by
なお、周波数データスライスの幅は、受信機の受信帯域幅よりも小さくてもよいその場合、受信機は、ＯＦＤＭ復調の後、関連するサブキャリアの情報のみを選択し、それらを後続の復号部へ転送する。 Note that the width of the frequency data slice may be smaller than the reception bandwidth of the receiver. Forward to.
［２．３．Ｃ２システムの概要］
図２１は、提案するＣ２システムの最上位のレイヤにおけるブロック図である。
[2.3. Overview of C2 system]
FIG. 21 is a block diagram in the highest layer of the proposed C2 system.
提案する送信システムの最初のステップとして、異なる入力ストリーム（単一又は複合的なＴＳ若しくはＧＳ）がマージされ、ＤＶＣ−Ｓ２と同様のベースバンドパケットにパケット化される。このようなモード適応により、ストリームに特化した（即ち、ＴＳ又はＧＳの）ロバスト性の所望のレベルの調整が可能となる。ここで、単一のＴＳ又はＧＳをより小さい数のＯＦＤＭサブキャリア上にフィード（マッピング）することも可能である。しかし、サブチャネルのダイバーシティを向上させるためには（即ち、より多くのサブキャリアにわたって周波数インターリーブを行うためには）、可能な限り最大の帯域幅（受信側のチューナ帯域幅）に近づくように入力ストリームをバンドルするのが有益である。 As a first step of the proposed transmission system, different input streams (single or complex TS or GS) are merged and packetized into baseband packets similar to DVC-S2. Such mode adaptation allows adjustment of the desired level of robustness specific to the stream (ie TS or GS). Here, it is also possible to feed (mapping) a single TS or GS onto a smaller number of OFDM subcarriers. However, to improve subchannel diversity (ie, to perform frequency interleaving across more subcarriers), input should be as close as possible to the maximum bandwidth (receiver tuner bandwidth). It is beneficial to bundle streams.
次の段階は、ＦＥＣ符号化の前に、（必要に応じての）パディングと、ベースバンド（ＢＢ）スクランブリングとを行うストリーム適応段階である。 The next stage is a stream adaptation stage that performs padding (if necessary) and baseband (BB) scrambling before FEC encoding.
ＦＥＣ符号化段階には、ＤＶＢ−Ｔ２において使用される要素と同様、ＢＣＨエンコーダ、ＬＤＰＣエンコーダ及びビットインターリーバが含まれる。ＬＤＰＣエンコーダの通常の出力ブロックサイズは、６４８００ビットである。しかしながら、少ない待ち時間をサポートするために（例えば双方向サービスでの要件など）、より小さいＬＤＰＣブロックサイズ（例えば、ＤＶＢ−Ｔ２において知られる１６２００ビットなど）もまたサポートされる。 The FEC encoding stage includes a BCH encoder, an LDPC encoder, and a bit interleaver as well as elements used in DVB-T2. A typical output block size of the LDPC encoder is 64800 bits. However, to support low latency (eg, requirements for interactive services), smaller LDPC block sizes (eg, 16200 bits as known in DVB-T2) are also supported.
なお、ここでは、高いＱＡＭコンスタレーション（１０２４ＱＡＭ又はそれ以上）について生じ得るエラーフロアを除去するために、１２ビットのｔ−エラー訂正を伴う調整されたＢＣＨが使用される。次に、ＬＤＰＣエンコーダによりＬＤＰＣ符号化されたＦＥＣフレームは、ＢＩＣＭ（Bit Interleaved Coded Modulation）段階へ入力される。ここでは、ＬＤＰＣエンコーダからの出力に対し、ＤＶＢ−Ｔ２の場合と同様に、パリティインターリーブ（parity interleaving）と、それに続くカラムツイストインターリーブ（column twist interleaving）と、デマルチプレクサの処理とを伴うビットインターリーブ処理が行われる。なお、新たな、より高度なＱＡＭコンスタレーションについてのビットインターリーバの拡張も本明細書の対象である。 Note that here, a tuned BCH with 12-bit t-error correction is used to remove the error floor that can occur for high QAM constellations (1024 QAM or higher). Next, the FEC frame LDPC-encoded by the LDPC encoder is input to a BICM (Bit Interleaved Coded Modulation) stage. Here, as with DVB-T2, the output from the LDPC encoder is a bit interleaving process including a parity interleaving, a subsequent column twist interleaving, and a demultiplexer process. Is done. Note that the extension of the bit interleaver for new, more advanced QAM constellations is also the subject of this specification.
その後、ＱＡＭエンコーダにより、入力されたビットが複合的なＱＡＭシンボルにマッピングされる。ＱＡＭ方式でのマッピングはグレイコードに基づいており、さらに１０２４ＱＡＭ及び４０９６ＱＡＭのためのＴ２マッピングの拡張もまた提案される。 Thereafter, the input bits are mapped to a composite QAM symbol by the QAM encoder. Mapping in the QAM scheme is based on Gray code, and an extension of T2 mapping for 1024QAM and 4096QAM is also proposed.
様々な要件及び環境を処理するための柔軟な設定を提供するために、変調及びＦＥＣに使用されるパラメータは修正され得る。提案システムは、次のような２つの異なる運用モードを提供する。
・放送システムについては、各データスライス（即ち関連する数のＯＦＤＭサブキャリア）のための変調及び符号化の設定は、送信側で単独で調整される。その際、全ネットワーク内の所望のサービス品質レベルを保証するための設定が選択される。各データスライスのための変調方式及び符号化方式は、スーパーフレームごとに変化してもよい。データスライス（即ち、データパターンあるいはセグメント）内の各サブキャリアについては、同じ変調方式及び符号化方式が使用される。
・ケーブルネットワークにおいて逆方向チャネルが提供される場合には、選択される変調方式及び符号化方式を最適化するために、受信機から送信機へＳＮＲの状況を伝えることができる。この点は特に、Ｐ２Ｐ双方向サービス（例えば、ＩＰベースのＤＯＣＳＩＳインターネットトラフィック又はビデオオンデマンド（ＶｏＤ）など）についてスループットを最適化するために重要である。また、関連するデータスライスについて最もＳＮＲの悪い受信機に合わせて送信機が変調方式及び符号化方式を選択する場合には、マルチキャスト接続をより少なくすることも、ＳＮＲ情報の観点から有益である。
The parameters used for modulation and FEC can be modified to provide flexible settings for handling various requirements and environments. The proposed system provides two different modes of operation:
For broadcast systems, the modulation and coding settings for each data slice (ie the relevant number of OFDM subcarriers) are adjusted independently on the transmitting side. In doing so, settings are selected to ensure a desired level of service quality within the entire network. The modulation scheme and coding scheme for each data slice may vary from one superframe to another. The same modulation scheme and coding scheme are used for each subcarrier in a data slice (ie, data pattern or segment).
If a reverse channel is provided in the cable network, the SNR status can be communicated from the receiver to the transmitter to optimize the selected modulation and coding scheme. This is particularly important for optimizing throughput for P2P interactive services such as IP-based DOCSIS Internet traffic or video on demand (VoD). Also, if the transmitter selects the modulation and coding schemes for the receiver with the worst SNR for the associated data slice, it is also beneficial from the point of view of SNR information to have fewer multicast connections.
次のステージには、時間インターリーバが含まれる。時間インターリーバは、インパルス雑音及び他の雑音バーストによる影響を抑える。通常、時間インターリーバは全フレーム長に適用される。しかし、例えば待ち時間を短くする要求のある双方向サービスなど、処理時間が重視されるサービスにおいては、時間インターリーブ処理はスイッチオフされてもよい。 The next stage includes a time interleaver. The time interleaver suppresses the effects of impulse noise and other noise bursts. Usually, the time interleaver is applied to the entire frame length. However, the time interleaving process may be switched off in a service where processing time is important, such as an interactive service that requires a shorter waiting time.
周波数インターリーブ処理は、周波数スライスのスライス幅にわたるＳＮＲリップルを平均化するために使用される。周波数インターリーバの基本的な構成はＤＶＢ−Ｔ及びＤＶＢ−Ｔ２の場合の構成に基づいているが、周波数インターリーバの対象とする幅は可変であり、特定のデータスライスに割当てられたサブキャリアの数に適合される。送信側及び受信側での周波数インターリーバに特化したメモリマッピング及びデマッピングは、運用中において容易に行われ得る。各シンボルインターリーバの出力信号は、データスライス（即ちデータパターン）上にマッピングされる。即ち、ＯＦＤＭシンボル生成部は、全ての様々な入力ストリームを、関連する必要な数のサブキャリア上にマッピングすることにより合成する。その際、適切なパイロットパターンが挿入される。 Frequency interleaving is used to average SNR ripple across the slice width of the frequency slice. The basic configuration of the frequency interleaver is based on the configuration in the case of DVB-T and DVB-T2, but the target width of the frequency interleaver is variable, and the subcarrier assigned to a specific data slice Adapted to the number. Memory mapping and demapping specialized for the frequency interleaver at the transmission side and the reception side can be easily performed during operation. The output signal of each symbol interleaver is mapped onto a data slice (ie, data pattern). That is, the OFDM symbol generator synthesizes all the various input streams by mapping them on the required number of related subcarriers. At that time, an appropriate pilot pattern is inserted.
バンドルされる８ＭＨｚのチャネル（ｎ４ｋシステム）の数が増加すると、１つのＯＦＤＭシンボルについてのサブキャリアの全数も増加する。これらのデータスライスの配置は、図２２に示したように、どういったセグメント化の内容によっても制限を受けない。唯一の要件は、１つのデータスライス幅（即ち、割当てられたサブキャリア数）が受信帯域幅（即ち、受信機のフロントエンドの各通過帯域の帯域幅）を超えないことである。 As the number of bundled 8 MHz channels (n4k system) increases, the total number of subcarriers for one OFDM symbol also increases. The arrangement of these data slices is not limited by any segmentation content, as shown in FIG. The only requirement is that one data slice width (i.e. the number of assigned subcarriers) does not exceed the reception bandwidth (i.e. the bandwidth of each passband of the receiver front end).
提案システムにおける周波数スライシング（分割）によれば、全ての様々な入力ストリームについて蓄積された帯域幅の要件を、大幅なオーバヘッドを生じることなく１つの大きな帯域幅にマッピングすることで、非常に効率的なマッピングが行われ得る。 According to frequency slicing in the proposed system, it is very efficient to map the accumulated bandwidth requirements for all the various input streams to one large bandwidth without significant overhead Mapping can be performed.
その後、各ＯＦＤＭシンボルにガードインターバルが挿入される。ここで、本明細書では、ネットワーク特有の環境（最大エコー長など）に応じてガードインターバルを最適化できるようにするために、３つの異なるガードインターバル長を有することを提案する。 Thereafter, a guard interval is inserted into each OFDM symbol. Here, in this specification, it is proposed to have three different guard interval lengths so that the guard interval can be optimized according to a network-specific environment (such as the maximum echo length).
最終的に、フレーム構築部において、各３２０個のＯＦＤＭデータシンボルは、（全ての重要な同期及び初期チャネル評価機能を可能とする）トレーニングシーケンスフェーズ及び１６ＱＡＭにより変調された２つのレイヤ１信号シンボル（入力されるフレームについての全ての重要な物理層情報を含む）からなるプリアンブルによって分けられる。
Finally, in the frame builder, each of the 320 OFDM data symbols is converted into two
［２．４．ＤＶＢ−Ｓ／ＤＶＢ−Ｓ２サービスにおけるトランスコーディング］
衛星のストリームをＣ２ケーブルネットワークにトランスコーディングする場合には、通常、図２１に示したブロック図は有効である。その場合、ＴＳレベルが衛星ストリームの復号とＣ２特有の符号化との間のインタフェースとして用いられる。従って、ＴＳベースのＤＶＢ−Ｓシステムの出力ストリームは、上位の信号チェーンに応じて符号化される。
[2.4. Transcoding in DVB-S / DVB-S2 Service]
When transcoding a satellite stream to a C2 cable network, the block diagram shown in FIG. 21 is usually effective. In that case, the TS level is used as an interface between the decoding of the satellite stream and the C2 specific encoding. Therefore, the output stream of the TS-based DVB-S system is encoded according to the upper signal chain.
全てのトランスポートストリーム内の全てのＰＳＩ／ＳＩ情報エントリを正しく調整するためには、提案するＣ２符号化プロセスの先頭に、追加的なＰＳＩ／ＳＩ再処理部が含められる。 In order to correctly adjust all PSI / SI information entries in all transport streams, an additional PSI / SI reprocessor is included at the beginning of the proposed C2 encoding process.
なお、図２３に関連し、ＤＶＢ−Ｔ又はＤＶＢ−Ｔ２トランスポートストリームのケーブルネットワークへのトランスコーディングのためには、同様のＴＳベースの処理が適用可能である。 In addition, in relation to FIG. 23, the same TS-based processing can be applied for transcoding a DVB-T or DVB-T2 transport stream to a cable network.
ＤＶＢ−Ｓ２サービスをより小さいケーブルネットワークへトランスコーディングするＳＭＡＴＶのヘッドエンドについては、ＰＳＩ／ＳＩ処理は適用されなくてよい（ＤＶＢ−ＣのＳＭＡＴＶシステムと同様）。その場合、信号をケーブルネットワークへ送出するために、全ての符号化ステップを逆に辿る必要はない。さらに、ＤＶＢ−Ｓ２信号はベースバンドパケットのレベルまで復号されればよい。そのようなベースバンドパケットは、提案するＣ２システムに直接送出される。図２４は、関連するブロック図である。 For SMATV headends transcoding DVB-S2 services to smaller cable networks, PSI / SI processing may not be applied (similar to DVB-C SMATV system). In that case, it is not necessary to reverse all the coding steps in order to send the signal to the cable network. Furthermore, the DVB-S2 signal may be decoded to the level of the baseband packet. Such baseband packets are sent directly to the proposed C2 system. FIG. 24 is a related block diagram.
＜３．システムの説明＞
［３．１．モード適応］
ＤＶＢ−Ｓ２からのモード適応（mode adaptation）の再利用は可能な限り行われる。本システムでは、Transport Stream Input又はGeneric Stream Input（ＩＰストリームを汎用ストリームへ適合させるためのＤＶＢ ＧＳＥプロトコル）が使用される。これらどちらのフォーマットも、図２５に示されているように、単一の又は複合的なストリームモードをサポートする
<3. System description>
[3.1. Mode adaptation]
Reuse of mode adaptation from DVB-S2 is done as much as possible. In this system, Transport Stream Input or Generic Stream Input (DVB GSE protocol for adapting an IP stream to a general-purpose stream) is used. Both of these formats support single or multiple stream modes, as shown in FIG.
この種のモード適応は、ロバスト性の所望のレベルのストリームに特有の（即ちＴＳ又はＧＳ）調整を可能とする。ＳＮＲが高くなるほど、より高度な「ＭｏｄＣｏｄ」モード（即ち、変調スキーム及び選択されたＦＥＣモードの組み合わせ）が使用される。 This type of mode adaptation allows adjustments specific to the desired level of robustness (ie TS or GS). The higher the SNR, the more advanced “ModCod” mode (ie, the combination of modulation scheme and selected FEC mode) is used.
ケーブルチャネルにおいては、ＳＮＲリップルのレベルは地上波システムに比べて限定的である。従って、その場合、本提案においては、単純化とシグナリングのオーバヘッドの削減に重点が置かれる。 In cable channels, the level of SNR ripple is limited compared to terrestrial systems. Therefore, in this case, the proposal focuses on simplification and reduction of signaling overhead.
ＤＶＢ−Ｓ２と同様、求められるシステムの柔軟性を提供するために、次のような様々なストリームの構成がサポートされる。
・単一のトランスポートストリーム入力（ＣＣＭ）：入力ストリームの全てのサービスは、本システムによる同一のＦＥＣレベルにより保護される。１つのトランスポートストリームのレベルではＶＣＭは直接的には利用できない。
・複合的なトランスポートストリーム入力（ＣＣＭ及びＶＣＭ）：
−各トランスポートストリームは１つのＦＥＣレベルにより別々に保護され得る
−異なるトランスポートストリーム（ＶＣＭ）では保護も変化し得る
Similar to DVB-S2, various stream configurations are supported to provide the required system flexibility:
Single transport stream input (CCM): All services of the input stream are protected by the same FEC level by the system. VCM cannot be used directly at the level of one transport stream.
Complex transport stream input (CCM and VCM):
-Each transport stream can be protected separately by one FEC level-Protection can also change for different transport streams (VCM)
［３．２．ＦＥＣ符号化］
［３．２．１．ＢＣＨ］
ＤＶＢ−Ｓ２に従って、ＢＣＨ符号化処理が行われる。ＤＶＢ−Ｃ２のために提案される高次の変調方式（１０２４ＱＡＭ、４０９６ＱＡＭ）において観測される高いエラーフロアの現象を避けるために、全ての符号レートについて１２エラー訂正ＢＣＨを使用することを提案する。
[3.2. FEC encoding]
[3.2.1. BCH]
BCH encoding processing is performed according to DVB-S2. In order to avoid the high error floor phenomenon observed in the higher-order modulation schemes proposed for DVB-C2 (1024QAM, 4096QAM), it is proposed to use 12 error correction BCH for all code rates.
［３．２．２．ＬＤＰＣ］
ＬＤＰＣ符号化処理は、ＤＶＢ−Ｓ２に従って実行される。ＬＤＰＣコーデックのブロックサイズは、Ｎldpc＝１６２００又は６４８００である。
[3.2.2. LDPC]
The LDPC encoding process is executed according to DVB-S2. The block size of the LDPC codec is N ldpc = 16200 or 64800.
［３．２．３．インターリーバ］
［３．２．３．１．ビットインターリーバ］
ＬＤＰＣ符号ビットとグレイコードによりマッピングされたＱＡＭシンボルとの間の割当て関係を最適化するために、ビットインターリーバが採用される。ＤＶＢ−Ｔ２のように、ビットインターリーバは、ブロックインターリーバ部及びデマルチプレクサ部から構成される。
[3.2.3. Interleaver]
[3.2.3.1. Bit interleaver]
A bit interleaver is employed to optimize the allocation relationship between LDPC code bits and QAM symbols mapped by Gray code. Like DVB-T2, the bit interleaver includes a block interleaver unit and a demultiplexer unit.
図２６に示されたブロックインターリーバ部では、ＬＤＰＣエンコーダからの出力がまずパリティインターリーブ処理され、その後Ｎｒ行Ｎｃ列のメモリに記憶される。かかるデータは、カラムツイストオフセットｔｃを伴って列ごとに書き込まれ、行ごとに読み出される。 In the block interleaver shown in FIG. 26, the output from the LDPC encoder is first subjected to parity interleaving, and then stored in a memory of N r rows and N c columns. Such data is written for each column with a column twist offset t c and read for each row.
第ｒ行目のＮｃタプルの（Ｎｃ個の要素からなる）出力｛ｂ0,r，ｂ1,r，ｂ2,r，…，ｂNc-1,r｝は、デマルチプレクサ部において、｛ｙ0,r，ｙ1,r，ｙ2,r，…，ｙNc-1,r｝のように順序が置き換えられる。ここで、各ｍビットが１つの２ｍＱＡＭシンボルに属す。
The r (consisting N c number of elements) of the row of N c tuple output {b 0, r, b 1 , r,
ＤＶＢ−Ｔ２コンスタレーションに加えて、１０２４ＱＡＭ及び４０９６ＱＡＭが放送サービスのために提案される。必要なパラメータは表５〜表７に示されている。 In addition to DVB-T2 constellation, 1024QAM and 4096QAM are proposed for broadcast services. Necessary parameters are shown in Tables 5-7.
［３．２．３．２．時間インターリーバ］
インパルス雑音又は雑音バーストからの影響を和らげるために、放送サービスについては時間インターリーバの使用が提案される。時間インターリーバのインターリーブ長は、ＤＶＢ−Ｔ２の場合と比較して短い長さに維持される。
[3.2.3.2. Time interleaver]
To mitigate the effects from impulse noise or noise bursts, it is proposed to use a time interleaver for broadcast services. The interleave length of the time interleaver is maintained at a short length compared to DVB-T2.
図２７は、時間インターリーバの処理について説明するための説明図である。図２７を参照すると、時間インターリーバは、まず、ＱＡＭエンコーダからの出力されるデータをセルの列方向の順に書き込む。そして、時間インターリーバは、書き込んだデータを行方向の順にセルから読出し、周波数インターリーバへ出力する。
・行数Ｒは、例えば、固定値４０である。この値は、２．５％の消去率、即ち４０シンボルごとに１シンボルが干渉により失われることを前提としている。
・時間インターリーバ長は、単純化のためにフレーム長に合わせて設定される（節７．５）
・時間インターリーバの列数ＮＬは、要求サービスにおけるサブキャリア数に適合する
・セグメント化されたＯＦＤＭシステムの各ブロックについての時間インターリーバの使用有無は、レイヤ１パケットにおいてシグナリング（通知）される。
・送信機のメモリ要件：４０９６＊１２＊４０＝１９６６０８０≒１．９７Ｍｂｉｔ
FIG. 27 is an explanatory diagram for explaining processing of the time interleaver. Referring to FIG. 27, the time interleaver first writes the data output from the QAM encoder in order of the cell column direction. Then, the time interleaver reads out the written data from the cells in the row direction and outputs them to the frequency interleaver.
The number of rows R is a fixed
• The time interleaver length is set to the frame length for simplicity (Section 7.5).
The number of columns of time interleaver N L matches the number of subcarriers in the requested service. The use / non-use of the time interleaver for each block of the segmented OFDM system is signaled (notified) in the
・ Transmitter memory requirements: 4096 * 12 * 40 = 1966080≈1.97 Mbit
考慮すべき典型的な干渉源の１つは、ＧＳＭ携帯電話から受信される５７７μｓのバーストである。この５７７μｓの期間は、概ね１つのｎ４ｋシンボル期間に相当する。そのため、消去率の厳しさに依存し、９／１０又はより堅牢な符号化レートがＬＤＰＣエンコーダに使用され得る。 One typical interference source to consider is a 577 μs burst received from a GSM mobile phone. This period of 577 μs generally corresponds to one n4k symbol period. Therefore, depending on the severity of the erasure rate, a 9/10 or more robust coding rate can be used for the LDPC encoder.
時間インターリーブ処理は、（適応的なＯＤＦＭを用いる）双方向サービスについては、例えば次のように任意にその実行の有無が決定されてよい。
・高いＱｏＳと短い遅延の要件があるサービス（例えばＶｏＤなど）については、時間インターリーブ処理を行う
・短い遅延の要件があるサービス（例えばゲーム、ＴＣＰ／ＩＰベースのサービスなど）については、時間インターリーブ処理を行わなくてよい
With respect to the interactive service (using adaptive ODFM), whether or not to execute the time interleaving process may be arbitrarily determined as follows, for example.
-Time interleave processing is performed for services with high QoS and short delay requirements (for example, VoD)-Time interleaving processing for services with short delay requirements (for example, games, TCP / IP-based services, etc.) Do not have to
［３．２．３．３．周波数インターリーバ］
一般的には、周波数インターリーバは、ＤＶＢ−Ｔ２と同様に使用される。但し、本システムの場合、ＯＦＤＭ受信について可変的な周波数スライスを用いることが許容されるため、インターリーバのサイズは送信機と受信機とにより動的に計算される必要がある（即ち、インターリーバのサイズは割当てられたサブキャリア数に依存して変化する）。
[3.2.2.3. Frequency interleaver]
In general, the frequency interleaver is used in the same manner as DVB-T2. However, in this system, it is allowed to use variable frequency slices for OFDM reception, so the size of the interleaver needs to be dynamically calculated by the transmitter and receiver (ie, the interleaver). The size of s varies depending on the number of allocated subcarriers).
１つのＯＦＤＭシンボルのデータセル上で動作する周波数インターリーバを用いる目的は、各シンボルにおいて利用可能なＮdata個のデータキャリア上にそのデータセルをマッピングすることである。周波数インターリーバは、Ｃ２フレームｍのＯＦＤＭシンボルｌのデータセル群Ｘm,l＝（ｘm,l,0，ｘm,l,1，…，ｘm,l,Ndata-1）を処理する。 The purpose of using a frequency interleaver operating on a data cell of one OFDM symbol is to map that data cell onto N data data carriers available in each symbol. The frequency interleaver processes the data cell group X m, l = (x m, l, 0 , x m, l, 1 ,..., X m, l, Ndata-1 ) of the OFDM symbol l of the C2 frame m. .
そして、パラメータＭmaxは次の表９に従って定義される。 The parameter M max is defined according to the following Table 9.
インターリーブ処理後のベクトルＡm,l＝（ａm,l,0，ａm,l,1，ａm,l,2，…ａm,l,Ndata-1）は、次のように定義される： The vector A m, l = (a m, l, 0 , a m, l, 1 , a m, l, 2 ,... A m, l, Ndata-1 ) after the interleaving process is defined as follows: R:
なお、上記定義におけるＨ（ｑ）は、次のように定義されるシーケンスＲ´ｉに基づく並べ替え関数である。即ち、Ｎｒ−１ビットのバイナリワードＲ´ｉは、次式のように定義される。 Note that H (q) in the above definition is a rearrangement function based on a sequence R ′ i defined as follows. That is, the N r −1 bit binary word R ′ i is defined as follows:
ベクトルＲｉは、表１０に示したビットの並べ替えにより、ベクトルＲ´ｉから計算される。 The vector R i is calculated from the vector R ′ i by the bit rearrangement shown in Table 10.
並べ替え関数Ｈ（ｑ）は、次のようなアルゴリズムにより定義される。 The sorting function H (q) is defined by the following algorithm.
図２８は、並び替え関数の生成に使用されるアルゴリズムの概要を示すブロック図である。図２８は、４ｋモードでの周波数インターリーバのアドレス生成スキームを示している。 FIG. 28 is a block diagram showing an outline of an algorithm used for generating a rearrangement function. FIG. 28 shows a frequency interleaver address generation scheme in 4k mode.
周波数インターリーバの出力は、第ｍフレームの第ｌシンボルについて、インターリーブ処理されたデータセルのベクトルＡm,l＝（ａm,l,0，ａm,l,1，ａm,l,2，…，ａm,l,Ndata-1）である。Ｎdataの値は、レイヤ１シンボルの中でシグナリングされる。
The output of the frequency interleaver is a vector of data cells A m, l = (a m, l, 0 , a m, l, 1 , a m, l, 2) for the l-th symbol of the m-th frame. ,..., A m, l, Ndata-1 ). The value of N data is signaled in the
［３．３．ＱＡＭサブキャリア変調］
ＯＦＤＭサブキャリアの変調は、通常の直交振幅変調（ＱＡＭ）である。ＤＶＢ−Ｔ２の定義に基づき、次のコンスタレーションの使用が提案される。
・ １６−ＱＡＭ
・ ６４−ＱＡＭ
・２５６−ＱＡＭ
[3.3. QAM subcarrier modulation]
The modulation of the OFDM subcarrier is normal quadrature amplitude modulation (QAM). Based on the definition of DVB-T2, the use of the following constellation is proposed.
・ 16-QAM
・ 64-QAM
・ 256-QAM
また、提案するＣ２システムのスループットレートを向上させるために、放送サービスについては、次のより高次のコンスタレーションが提案される。
・１０２４−ＱＡＭ（グレイマッピングを使用）
・４０９６−ＱＡＭ（グレイマッピングを使用）
In order to improve the throughput rate of the proposed C2 system, the following higher order constellation is proposed for the broadcast service.
1024-QAM (using gray mapping)
4096-QAM (using gray mapping)
それに加えて、双方向サービスについては、ＡＣＭ（応的符号化・変調）の利点を活用できるように、さらに高次のＱＡＭコンスタレーションが適用されてもよい。即ち、送信機及び受信機は、各データスライスについて選択されたＱＡＭコンスタレーションを通知するＯＦＤＭトーンマップを交換してもよい。選択されるコンスタレーション及び符号化処理は、ＳＮＲに応じて調整されてもよい。 In addition, for interactive services, higher order QAM constellations may be applied to take advantage of ACM (Adaptive Coding and Modulation). That is, the transmitter and receiver may exchange OFDM tone maps that inform the selected QAM constellation for each data slice. The selected constellation and encoding process may be adjusted according to the SNR.
［３．４．ＯＦＤＭパラメータ］
本項では、各送信モードについて使用するＯＦＤＭ構造について提案する。なお、送信信号をフレーム内で組み立てる手法については、次項（３．５．）にて説明する。図２９を参照すると、各フレームは、ＴＦの期間を有し、ＬＦ個のＯＦＤＭシンボルにより構成される。また、各シンボルは、例えば、期間ＴＳにより送信されるＫ本のキャリアの組によって構成される。期間ＴＳは、２つの部分、即ち期間ＴＵの使用可能な部分、及び期間Δのガードインターバルである。ガードインターバルは、上記使用可能な部分ＴＵの周期的な繰返しからなり、その前に挿入される。ＯＦＤＭフレーム内のシンボルには、１からＬＦまでの番号が付与される。全てのシンボルは、データ及び／又は参照情報を含む。
[3.4. OFDM parameters]
This section proposes an OFDM structure to be used for each transmission mode. The method for assembling the transmission signal in the frame will be described in the next section (3.5.). Referring to FIG. 29, each frame has a duration of T F, constituted by L F-number of OFDM symbols. Further, each symbol, for example, constituted by a set of K in the carrier transmitted by the period T S. Period T S consists of two parts, namely a guard interval period T usable portion of the U, and duration delta. The guard interval is made periodic repetition of the usable portion T U, it is inserted before it. The symbols in an OFDM frame, numbered from 1 to L F is applied. All symbols contain data and / or reference information.
ＯＦＤＭシンボルは別々に変調された多くのキャリアを含むため、各シンボルは、１つのシンボル期間中に１つのキャリア上で伝送される変調方式にそれぞれ対応するセルに順に分割されるものとみなすことができる。 Since an OFDM symbol includes many separately modulated carriers, each symbol can be considered to be divided into cells corresponding to modulation schemes transmitted on one carrier in one symbol period, respectively. it can.
ＯＦＤＭシンボルは、フレーム同期、周波数同期、時間同期、チャネル評価及び位相ノイズの追跡に使用され得るパイロットを含む。キャリアにはインデックスｋ（ｋ∈［Ｋmin，Ｋmax］）が付与され、キャリアはＫmin及びＫmaxによって定められる。隣り合うキャリアの間隔は１／ＴＵであり、キャリアＫminとキャリアＫmaxとの間の間隔は（Ｋ−１）／ＴＵによって決定される。 The OFDM symbol includes pilots that can be used for frame synchronization, frequency synchronization, time synchronization, channel estimation and phase noise tracking. The carrier is assigned an index k (kε [K min , K max ]), and the carrier is defined by K min and K max . Distance between the adjacent carriers is 1 / T U, the distance between the carrier K min and carrier K max is determined by the (K-1) / T U .
表１１に、ＯＦＤＭパラメータを要約している。なお、時間に関連するパラメータについての値は、マイクロ秒の単位での基本ピリオド（elementary period）Ｔの倍数で与えられる。 Table 11 summarizes the OFDM parameters. Note that values for time related parameters are given in multiples of a basic period T in microseconds.
運用におけるｎ４ｋモードは、シンボル長、位相ノイズに対する感度、及びスペクトラムサイドローブの険しさの間のトレードオフを考慮して適切に提案される。運用におけるｎ４ｋモードは、８ＭＨｚチャネル内でのＤＶＢ−Ｈ／Ｔ２の４ｋモードに基づいている。システムの帯域幅は、８ＭＨｚのｎ倍まで拡張可能である。
The n4k mode in operation is appropriately proposed considering the trade-off between symbol length, sensitivity to phase noise, and spectral sidelobe steepness. The n4k mode in operation is based on the DVB-H / T2 4k mode in the 8 MHz channel. The system bandwidth can be expanded to
次の表は、ｎが１から４までの間で変化する場合の、複数のチャネル帯域幅についての設定を示している。 The following table shows the settings for multiple channel bandwidths when n varies between 1 and 4.
チャネルのバンドルについての利点が追加される以外は、提案するＯＦＤＭのパラメータ値は、キャリア間隔及びシンボル期間を含むＤＶＢ−Ｈ／Ｔ２の４ｋモードにおける主なパラメータと同様である。 The proposed OFDM parameter values are similar to the main parameters in DVB-H / T2 4k mode, including carrier spacing and symbol duration, with the added benefit of channel bundling.
なお、基本ピリオドＴを調整することにより、上記以外のチャネルの帯域幅を得ることもできる。例えば、基本期間を７／６４μｓから７／４８μｓへ変更することにより、８ＭＨｚのチャネル帯域幅を６ＭＨｚのチャネル帯域幅に変更してもよい。 By adjusting the basic period T, it is possible to obtain channel bandwidths other than those described above. For example, the channel bandwidth of 8 MHz may be changed to the channel bandwidth of 6 MHz by changing the basic period from 7/64 μs to 7/48 μs.
［３．５．フレーム形成］
図２９は、上述した図１６と同様、Ｃ２フレームのフレーム構造について説明するための説明図である。図２９において、スーパーフレームはＣ２フレームに分割され、Ｃ２フレームはさらにＯＦＤＭシンボルに分割される。１つのＣ２フレームは、通常１つのプリアンブルシンボルから開始され、その後２つのレイヤ１信号シンボルが続き、さらに例えばＬＦ−３個のデータシンボルが続く。
[3.5. Frame formation]
FIG. 29 is an explanatory diagram for describing the frame structure of the C2 frame, similar to FIG. 16 described above. In FIG. 29, the super frame is divided into C2 frames, and the C2 frame is further divided into OFDM symbols. One C2 frame usually starts with one preamble symbol, followed by two
期間ＴＵ（ガードインターバル無し）を有するプリアンブルシンボルを除き、フレーム内の各シンボルのシンボル期間（duration）は共通して期間Ｔｓである。シンボル期間ＴＳは、ガードインターバル期間ＴGIと有効シンボル期間ＴＵの合計からなる。 Except for the preamble symbols having a period T U (no guard interval), the symbol duration of each symbol in the frame is the period T s in common. Symbol period T S is composed of the sum of the guard interval period T GI and the effective symbol period T U.
データシンボルの数は、タイムインターリーバ（３．２．３．２参照）のシンボル長の８倍で固定されており、例えば８＊４０＝３２０シンボルである。よって、１つのＣ２フレームは、３２０個のデータシンボル、１つのプリアンブルシンボル（ガードインターバルなし）及び２つのレイヤ１信号シンボルを合わせて、合計でＬＦ＝３２３シンボルを有する。従って、シグナリングのためのオーバヘッドは、プリアンブルとレイヤ１信号シンボルについて、３／３２３（約０．９％）である。
The number of data symbols is fixed at 8 times the symbol length of the time interleaver (see 3.2.3.2), for example, 8 * 40 = 320 symbols. Therefore, one C2 frame has 320 data symbols, one preamble symbol (no guard interval), and two
提案するＣ２フレームのフレーム期間ＴＦは、ＴＦ＝ＴＵ＋３２２＊（ＴGI＋ＴＵ）である。 The proposed frame period T F of the C2 frame is T F = T U + 322 * (T GI + T U ).
Ｃ２スーパーフレームの期間ＴSFは、１＊ＴＦ＜＝ＴSF＜＝（２16−１）＊ＴＦの範囲内である。 The period T SF of the C2 superframe is in the range of 1 * TF <= T SF <= (2 16 -1) * TF .
レイヤ１信号シンボルに含まれる信号データは、スーパーフレームの境界でのみ変更されてもよい。その場合、例えば、放送のみが対象のサービスでは、レイヤ１信号データ中のパラメータは頻繁には変化しないと想定されるため、スーパーフレーム期間は、その最大値である（２16−１）＊ＴＦ、約２時間３７分に設定され得る。一方、双方向のみ又は放送と双方向との混合型のサービスでは、スーパーフレーム期間は、必要に応じて短縮され得る。スーパーフレーム期間は、Ｌ１信号データ中のパラメータによって示される。
The signal data included in the
周波数データスライスの位置に関する知識が無い状態でザッピング（チャネルの切り替え）に要する時間は、Ｃ２フレームの開始タイミングに対するチャネル変更の開始の相対的なタイミングに依存するが、長ければ２つの完全なＣ２フレーム期間（２８８ｍｓ）となることが予想される。 The time required for zapping (channel switching) without knowledge of the location of the frequency data slice depends on the relative timing of the start of channel change with respect to the start timing of the C2 frame, but at most two complete C2 frames A period (288 ms) is expected.
［３．６．データシンボル中のパイロットキャリア］
散在するパイロットの密度は、次の値に応じて決定される：
・周波数方向での繰返し率を判定するためのマルチパスチャネルの最大遅延時間
・時間方向での繰返し率を判定するためのケーブルチャネルの最大ドップラー周波数
[3.6. Pilot carrier in data symbol]
The density of scattered pilots is determined according to the following values:
・ Maximum delay time of multipath channel to determine repetition rate in frequency direction ・ Maximum Doppler frequency of cable channel to determine repetition rate in time direction
ケーブルチャネルは時間方向において準静的であるとみなされるため、繰返し率は低く保たれる。パイロットパターンのオーバヘッドを最適化するために、散在する（scattered）パイロットパターンの密度を、ガードインターバルのサイズに依存させることとする。例えば、次のようなパイロットパターンが提案される。 Since the cable channel is considered quasi-static in the time direction, the repetition rate is kept low. In order to optimize pilot pattern overhead, the density of scattered pilot patterns will depend on the size of the guard interval. For example, the following pilot pattern is proposed.
表１３は、１シンボルが４本のキャリアに相当する場合の、周波数方向でのパイロット位置の変化を示している。周波数方向の繰返し率はｘ＊ｙで与えられる（例えば、ガードインターバル長が１／６４である場合には４８キャリア距離となる）。 Table 13 shows a change in pilot position in the frequency direction when one symbol corresponds to four carriers. The repetition rate in the frequency direction is given by x * y (for example, when the guard interval length is 1/64, it becomes 48 carrier distance).
図３０は、ガードインターバル長が１／６４である場合のパイロットパターン（黒い点）を示している。各ＯＦＤＭシンボルの最初と最後のキャリアは、必ずパイロットキャリアを含むこととなる。 FIG. 30 shows a pilot pattern (black dots) when the guard interval length is 1/64. The first and last carriers of each OFDM symbol always include pilot carriers.
なお、ナイキスト基準に従えば、スタンドアローンでの周波数補間が各ＯＦＤＭシンボル自身において可能である。また、追加的な時間補間の適用によりチャネル評価の品質を向上させることも可能である。 Note that according to the Nyquist standard, stand-alone frequency interpolation is possible in each OFDM symbol itself. It is also possible to improve the quality of channel estimation by applying additional time interpolation.
但し、一般的には、時間補間は必要ではく、そのため連続的なパイロット（ＣＰ：Continual Pilots）も必要とされない。共通位相エラー（ＣＰＥ：Common Phase Error）を計算するためには、チャネル評価において周波数補間を使用することを考慮するのみで十分である。 However, in general, time interpolation is not required, and therefore, continuous pilots (CP) are not required. In order to calculate the common phase error (CPE), it is sufficient to consider using frequency interpolation in channel estimation.
［３．７．プリアンブル］
プリアンブルは、新たなＣ２フレームの開始を定める。プリアンブルは、例えば次のような機能を有する。
・フレーム及び初期ＯＦＤＭシンボルの同期
・初期オフセット補正（周波数及びサンプリングレートオフセット）
・初期チャネル評価
・次フレームのための基本的な物理層パラメータについての情報
−ガードインターバル
−ＯＦＤＭサブキャリア割当て
−−様々なサブキャリアセグメントの基本構造
−−−スタート／ストップキャリア、ブロック幅…
−−セグメントに特有のサブキャリア変調スキーム
−−セグメントに特有のサブキャリアＦＥＣ設定
−周波数ノッチの標識（indication）
[3.7. Preamble]
The preamble defines the start of a new C2 frame. For example, the preamble has the following functions.
-Frame and initial OFDM symbol synchronization-Initial offset correction (frequency and sampling rate offset)
-Initial channel evaluation-Information about basic physical layer parameters for the next frame-Guard interval-OFDM subcarrier allocation-Basic structure of various subcarrier segments
--- Start / stop carrier, block width ...
-Segment specific subcarrier modulation scheme-Segment specific subcarrier FEC configuration-Frequency notch indication
プリアンブルは、トレーニングシーケンス段階（トレーニング段階）とレイヤ１信号段階とに分けられる。トレーニング段階は、例えば、８つの短縮トレーニングシンボルからなり、その全体の長さは１つのＯＦＤＭシンボル（４０９６サンプル）に相当する。それに続く２つのＯＦＤＭシンボルは、レイヤ１信号データ（及び関連するガードインターバル）を含む。
The preamble is divided into a training sequence stage (training stage) and a
図３１は、時間領域における１つのＣ２フレームの基本的な構造を示している。また、図３２は、上述した図１３と同様、周波数領域における１つのＣ２フレームの基本的な構造を示している。 FIG. 31 shows a basic structure of one C2 frame in the time domain. FIG. 32 shows the basic structure of one C2 frame in the frequency domain, as in FIG. 13 described above.
提案するプリアンブルは、チューニング位置に依存することなく、全ての典型的かつ重要な機能を供給する。
・時間／フレーム同期
・粗／高精度周波数オフセット補正
・初期チャネル評価
・レイヤ１シグナリング（L1 signaling）
The proposed preamble provides all typical and important functions independent of the tuning position.
・ Time / frame synchronization ・ Coarse / high precision frequency offset correction ・ Initial channel evaluation ・
チューニング位置に依存することなく全てのプリアンブルの機能を実現できることは、周波数領域における任意的なデータスライシングを可能とする。特に、データスライスの幅（即ち帯域幅）は、どういった固定のセグメントサイズにも関連付けられない。様々なブロックの機能については、後にさらに説明する。 The realization of all preamble functions without depending on the tuning position enables arbitrary data slicing in the frequency domain. In particular, the width (ie, bandwidth) of the data slice is not associated with any fixed segment size. The function of the various blocks will be further described later.
［３．７．１．短縮トレーニングシンボル］
プリアンブルシーケンスの帯域幅は、セグメント化された受信機の受信帯域幅（即ち８ＭＨｚ）に制限される。送信信号の全チャネル帯域幅は、その受信帯域幅（即ちチューナ帯域幅）の定数倍に等しい。トレーニングシンボル中のパイロットキャリアの密度は、少なくともナイキスト基準が満たされるように調整される。例えば、ｎ４ｋモードであれば、次のプリアンブルが提案される。
・８個の短縮トレーニングシンボル（パイロットキャリア間隔８）
・短縮トレーニングシンボルの繰返し率：５１２サンプル
[3.7.1. Short training symbol]
The bandwidth of the preamble sequence is limited to the reception bandwidth of the segmented receiver (
・ 8 shortened training symbols (8 pilot carrier intervals)
・ Repeated rate of shortened training symbols: 512 samples
トレーニングシーケンスの各サブブロックは、初期受信帯域幅と等しく、最適化された相関特性を伴う基本的な擬似ノイズシーケンスの受信を含むことにより、次のような利点を備える：
・より広い送信チャネル帯域幅の中の等間隔のセグメントの１つに適合するウィンドウを受信チューナが選択した場合、トレーニングシーケンスの配置は完全かつ最適化された形となる。
・チューナにより送信チャネル帯域幅の中の任意のチューニング周波数が選択されたとしても、自己相関シーケンスの周期的な特性により、最適化された相関特性は維持される：受信機においては、取得されたプリアンブルシーケンスが周波数領域においてもとの位置から循環的にシフトされる。それにより、パイロット密度の条件が満たされている限り、基本的な自己相関特性は適合する。よって、擬似ノイズの振る舞い、低いＰＡＰＲ特性及び最適化された自己相関特性は、どういったチューニング位置についても維持される。さらに、粗周波数オフセット計算（典型的には、周波数領域で行われる）もまた可能である。
Each sub-block of the training sequence has the following advantages by including reception of a basic pseudo-noise sequence with an optimized correlation characteristic equal to the initial reception bandwidth:
If the receive tuner selects a window that fits one of the equally spaced segments in the wider transmit channel bandwidth, the placement of the training sequence is a complete and optimized form.
Even if the tuner selects an arbitrary tuning frequency in the transmission channel bandwidth, the optimized correlation characteristics are maintained by the periodic characteristics of the autocorrelation sequence: The preamble sequence is cyclically shifted from its original position in the frequency domain. As a result, the basic autocorrelation properties are met as long as the pilot density requirement is met. Thus, pseudo-noise behavior, low PAPR characteristics and optimized autocorrelation characteristics are maintained for any tuning position. Furthermore, coarse frequency offset calculations (typically done in the frequency domain) are also possible.
図３３は、上述した図８と同様、基本的な擬似ノイズシーケンスの提案する受信について示している。 FIG. 33 shows the proposed reception of a basic pseudo noise sequence, similar to FIG. 8 described above.
上述したように、８個のトレーニングシーケンスの繰返しは、相関計算の複雑さと同期の信頼性の適切なバランスをとるために提案される。擬似ノイズシーケンス（pn-sequence）は、全体としての良好な自己相関（即ち良好な相関ピーク特性）、及び適切なスライディング相関特性（即ち、相関の平坦域をもたらす。例えば、無線ＬＡＮのプリアンブルに使用されるようなＣＡＺＡＣシーケンスなど）を有する。さらに、同期の信頼性は、第８番目のトレーニングシーケンスを反転させることにより増加する。 As mentioned above, eight training sequence iterations are proposed to balance the complexity of the correlation calculation with the reliability of the synchronization. The pseudo-noise sequence (pn-sequence) provides good overall autocorrelation (ie, good correlation peak characteristics), and appropriate sliding correlation characteristics (ie, correlation plateaus. For example, used for wireless LAN preambles. CAZAC sequence, etc.). In addition, the reliability of synchronization is increased by inverting the eighth training sequence.
８ＭＨｚラスタへトレーニングシーケンスを配置しても、全ての帯域幅への割当てが行われることにはならない：各受信の最中において、スペクトラム特性を充足し、及び周波数オフセットを適切に補償するために、複数のキャリアが省略され得る。例えば、２５０ｋＨｚの捕捉範囲を可能とするためには、トレーニングシーケンススペクトラムの両端の同じ帯域幅が使用されないこととなる。 Placing a training sequence on an 8 MHz raster will not result in allocation to all bandwidths: during each reception, to satisfy the spectral characteristics and properly compensate for the frequency offset, Multiple carriers may be omitted. For example, to allow a 250 kHz capture range, the same bandwidth at both ends of the training sequence spectrum will not be used.
［３．７．２．レイヤ１シグナリング］
レイヤ１シグナリングは、物理層に特有の全ての関連するパラメータに関する情報を提供する。
[3.7.2.
図３２に示されているように、レイヤ１シグナリングは、各フレーム内でのトレーニングシーケンスに続く段階である。レイヤ１シグナリングの長さは、２つのＯＦＤＭシンボルに相当する。レイヤ１信号の帯域幅は例えば４ＭＨｚであり、２つのレイヤ１ブロック（信号パターンともいう）が８ＭＨｚの初期ラスタに合わせて配置される。
As shown in FIG. 32,
レイヤ１シグナリングの周波数上の振る舞いは。受信機の典型的なフィルタ特性及び全体のスペクトラムマスクを反映する：任意の各チューニング位置においてレイヤ１の適切な復号を可能とするために、レイヤ１ブロックはその４ＭＨｚのブロック内のサブキャリアの全てを用いることはしない。また、ガードバンド特性はチャネル帯域幅の全体から再利用される。どのｎ４ｋモードであっても、各境界部における３４３本のサブキャリアは、データ送信のために使用されない（ガードバンド）。そして、使用されないキャリアと同じ数のキャリアがレイヤ１信号のために使用される。それにより、レイヤ１ブロックごとの利用可能なキャリア数は、３５８４／２−２＊３４３＝１１０６本となる。
What is the frequency behavior of
図３４は、上述した図１５と同様、レイヤ１シンボル（信号パターン）のキャリア割当ての様子を示している。
FIG. 34 shows a state of carrier allocation of
レイヤ１シグナリング（信号パターン）について、次の表１４に示す構造が提案される。表１４は、１つのｎ４ｋチャネルにおいて３２個の異なる周波数スライスまでがサポートされることを表している。
For
結果として計算されるレイヤ１シグナリングの最大ビット数は、適切なＦＥＣスキームのオーバヘッドを含み、２つの（時間方向に）連続する４ＭＨｚ帯域幅のＱＡＭ変調されたレイヤ１シンボルの全体の数に相当する。
The resulting maximum number of bits for
以下は、パラメータ値についての説明である。
・ｎ４ｋのｎ：４ｎｋ提案システムの８ＭＨｚの定数倍としての全帯域幅を定義
ｎ＝１： ８ ＭＨｚ
ｎ＝２： １６ ＭＨｚ
ｎ＝３： ２４ ＭＨｚ
ｎ＝４： ３２ ＭＨｚ
……
・ｎ４ｋのｎ（現在値）：完全なｎ４ｋチャネルの中での復号されたレイヤ１シグナリングブロックの位置を示す
００００ 予約値
０００１ ０… ８ ＭＨｚ （ｎ＝１）
００１０ ８…１６ ＭＨｚ （ｎ＝２）
００１１ １６…２４ ＭＨｚ （ｎ＝３）
０１００ ２４…３２ ＭＨｚ （ｎ＝４）
・ガードインターバル長：全データシンボル及びレイヤ１シンボルについてのガードインターバルの長さを定義
００ ＧＩ＝１／６４
０１ ＧＩ＝１／１２８
１０ ＧＩ＝１／２５６
１１ 予約値
・スーパーフレーム長：１つのスーパーフレームを形作るフレーム数を表す
・フレーム番号：１つのスーパーフレーム内でフレームをカウントする（各スーパーフレームの先頭でリセットされる）
・データスライス数：全チャネル帯域幅の中の周波数スライスの数を定義
・ｎ−セグメント番号：データスライスの最初のサブキャリアの位置を示す（即ちどの８ＭＨｚセグメントか）
・開始キャリア番号：データスライスの最初のキャリアを定義（関連する８ＭＨｚセグメントのフレームに対して相対的な番号である）
・データスライスの幅：データスライスに割当てられたサブキャリア数を定義
・データスライスのＱＡＭ変調方式：データスライスに使用されるＱＡＭ変調方式を示す
０００ １６−ＱＡＭ
００１ ６４−ＱＡＭ
０１０ ２５６−ＱＡＭ
０１１ １０２４−ＱＡＭ
１００ ４０９６−ＱＡＭ
１０１ １６３８４−ＱＡＭ
１１０ ６５５３６−ＱＡＭ
１１１ 予約値
・ＬＤＰＣブロックサイズ：ＬＤＰＣブロックサイズを定義
０ １６ｋブロックサイズ
１ ６４ｋブロックサイズ
・ＬＤＰＣ符号レート：データスライスにおいて選択されたＬＤＰＣ符号レートを定義
０００ ２／３
００１ ３／４
０１０ ４／５
０１１ ５／６
１００ ８／９
１０１ ９／１０
１１０〜１１１ 予約値
・時間インターリーバ可否：当該データスライスについて時間インターリーバが使用されるか否かを示す
・ノッチ数：当該データスライスに現れるノッチ数を定義
００ ノッチ無し
０１ ノッチ数１
１０ ノッチ数２
１１ ノッチ数３
・開始ノッチ：データスライスの最初のキャリアを定義
・キャリア番号：関連する８ＭＨｚセグメントのフレームに対する相対的な番号
・ノッチ幅：ノッチに割当てられたキャリア数を定義
ｒ）ＰＳＩ／ＳＩ再処理：ヘッドエンドにてＰＳＩ／ＳＩ再処理を行うか否かを示す
０ ＰＳＩ／ＳＩ再処理を行わない
１ ＰＳＩ／ＳＩ再処理を行う
ｓ）ＣＲＣ３２ＭＩＰ：レイヤ１信号ブロックについての３２ビットＣＲＣ符号
The following is a description of parameter values.
N4k n: Defines the total bandwidth as a constant multiple of 8 MHz of the 4nk proposed system n = 1: 8 MHz
n = 2: 16 MHz
n = 3: 24 MHz
n = 4: 32 MHz
......
N (current value) of n4k: 0000 reserved value 0001 0 ... 8 MHz indicating the position of the decoded
0010 8 ... 16 MHz (n = 2)
0011 16 ... 24 MHz (n = 3)
0100 24 ... 32 MHz (n = 4)
Guard interval length: defines the guard interval length for all data symbols and
01 GI = 1/128
10 GI = 1/256
11 Reserved value-Super frame length: Indicates the number of frames forming one super frame-Frame number: Counts frames within one super frame (reset at the beginning of each super frame)
Number of data slices: defines the number of frequency slices in the total channel bandwidth n-segment number: indicates the position of the first subcarrier of the data slice (ie which 8 MHz segment)
Start carrier number: defines the first carrier of a data slice (relative to the frame of the associated 8 MHz segment)
Data slice width: defines the number of subcarriers assigned to the data slice QAM modulation scheme of the data slice: 000 16-QAM indicating the QAM modulation scheme used for the data slice
001 64-QAM
010 256-QAM
011 1024-QAM
100 4096-QAM
101 16384-QAM
110 65536-QAM
111 Reserved value LDPC block size: Define
001 3/4
010 4/5
011 5/6
100 8/9
101 9/10
110 to 111 Reserved value-Time interleaver availability: Indicates whether or not a time interleaver is used for the data slice-Notch number: defines the number of notches appearing in the data slice 00 Notch 01
10
11
• Start notch: defines the first carrier of the data slice • Carrier number: relative number to the frame of the associated 8 MHz segment • Notch width: defines the number of carriers assigned to the notch r) PSI / SI reprocessing: headend Indicates whether or not to perform PSI / SI reprocessing at 0 0 PSI / SI reprocessing is not performed 1 PSI / SI reprocessing is performed s) CRC32MIP: 32-bit CRC code for
［３．７．３．スタートアップ手続き］
本項では、受信側でのプリアンブルの処理について簡単に説明する。
[3.7.3. Startup procedure]
In this section, the preamble processing on the receiving side will be briefly described.
まず、受信機のチューナ、例えば図１８に関連して説明した受信装置６３の受信チューナは、ケーブルネットワークの８ＭＨｚのラスタに揃っているか否かに関係なく、任意の周波数帯にチューニングされる。そして、そのチューニング位置において、チューニングウィンドウは、１つのプリアンブルシーケンス全体と２つのレイヤ１シグナリングブロックの全体とをカバーする。従って、受信機は、同期、初期チャネル評価、及びレイヤ１シグナリングの抽出を行うことができる。例えばｎ４ｋのｎ（現在値）の情報などを含むレイヤ１シグナリングから、受信機は、受信され復号された信号パターンの現在のフレームに対する相対的な位置に関する知識を得ることができる。それにより、受信機は、所望のデータスライス（典型的には、８ＭＨｚのラスタに揃っていない）の周波数にチューニングをし、及びそのチューニング位置においてその時点のスーパーフレームの後続の全てのフレーム内の全ての所望のデータスライスを受信して復号することができる。
First, the receiver tuner, for example, the reception tuner of the receiving
［３．８．データスライシング］
前項で説明したように、プリアンブルは、チューニング位置によらずフレームに関する全ての重要な機能（即ち、受信機の同期、チャネル評価及びレイヤ１復号）が可能となるように設計される。従って、図１０に関連するデータスライス（あるいはデータパターン）は、どのような固定的なセグメント割当てにも従わなくてよく、適切なＯＦＤＭサブキャリア数が割当てられる。１つのデータスライスの幅に関する唯一の条件は、その幅が受信帯域幅（即ち、８ＭＨｚから２つ分のガードバンドをマイナスした７．６ＭＨｚなど）を超えないことである。各データスライスは、スーパーフレームの周波数スライスごとのデータビット（即ちデータキャリａ）について一定の数を有する。データスライスごとのデータビット数は、例えば、スーパーフレームごとに変化してもよい。
[3.8. Data slicing]
As explained in the previous section, the preamble is designed to allow all important functions regarding the frame (ie receiver synchronization, channel estimation and
図３５は、複数のＯＦＤＭサブブロック（データスライス）の組み合わせとしてのＯＦＤＭ信号の全体が構築される様子を示している。各信号符号化チェーンは、適合する数のサブキャリア上にマッピングされる。 FIG. 35 shows a state in which the whole OFDM signal is constructed as a combination of a plurality of OFDM sub-blocks (data slices). Each signal encoding chain is mapped onto a suitable number of subcarriers.
データセグメントの帯域幅が小さくなるほど、周波数インターリーバによるインターリーブ処理の利得は低くなる。モード適応におけるＱｏＳに関する同じ要件を伴う複数のストリームのバンドル化は、最適な形で周波数ダイバーシティを得るための１つの方法である。 The smaller the data segment bandwidth, the lower the gain of interleaving by the frequency interleaver. Multiple stream bundling with the same requirements for QoS in mode adaptation is one way to obtain frequency diversity in an optimal manner.
［３．９．ノッチの使用］
地上波サービスとＤＶＢケーブルシステムとは、しばしば同じ周波数範囲を共有する。そのため、両サービスの間の干渉が影響を受ける側のＳＮＲを低下させる場合がある。例えば、ケーブルネットワークからの輻射は、地上波サービスの運用を阻害し得る。同様に、ケーブルサービスの送信品質は、地上波サービスの混信によるケーブル媒体上の追加的なノイズによる悪影響を受ける場合もある。図３６は、異なる通信システムを互いの影響から保護するために、ＯＦＤＭキャリアにノッチを使用する様子を示している。図３６において、地上はサービスと同じ周波数範囲に割当てられたＯＦＤＭキャリアが、データ通信において使用されていない。なお、図３６に示したような地上波サービスの一例としては、フライトセキュリティサービスなどが挙げられる。
[3.9. Use of notch]
Terrestrial services and DVB cable systems often share the same frequency range. Therefore, the SNR on the side affected by the interference between both services may be reduced. For example, radiation from a cable network can hinder the operation of terrestrial services. Similarly, the transmission quality of a cable service may be adversely affected by additional noise on the cable medium due to terrestrial service interference. FIG. 36 illustrates the use of notches in the OFDM carrier to protect different communication systems from each other. In FIG. 36, the OFDM carrier allocated to the same frequency range as the service on the ground is not used in data communication. An example of the terrestrial service as shown in FIG. 36 is a flight security service.
ここで、スループットを最大化させるためには、例えば地上波サービスと直接的に重なるＯＦＤＭサブキャリアのみを省略するなど、ノッチ幅をできる限り狭くすることが望ましい（図３６の例参照）。 Here, in order to maximize the throughput, it is desirable to make the notch width as narrow as possible, for example, by omitting only OFDM subcarriers that directly overlap the terrestrial service (see the example in FIG. 36).
なお、ノッチの位置は、レイヤ１シグナリングの対象となる。例えば、レイヤ１シグナリングの一部に、先頭のノッチに対応するキャリアとノッチの幅とが含まれてもよい。
Note that the position of the notch is a target of
［３．１０．双方向サービスのためのＯＦＤＭ適応性］
ケーブルネットワークが逆方向チャネルを備えている場合には、提案するＣ２システムは、図３７に示したように、双方向データサービスのためのダウンストリーム用の媒体として使用され得る。既存のＤＶＢ−Ｃシステムと同様、Ｃ２システムは、ＤＯＣＳＩＳダウンストリームデータトラフィックを完全なものとすることができる。アップストリームチャネルは、ＤＯＣＳＩＳに従った手法で供給されるが、それは本明細書の対象範囲ではない。図３７に示した双方向サービスの例としては、あらゆるＩＰベースのサービス又はビデオオンデマンド（ＶｏＤ）を含むあらゆるＤＯＣＳＩＳベースのデータ通信が挙げられる。
[3.10. OFDM adaptability for interactive services]
If the cable network is equipped with a reverse channel, the proposed C2 system can be used as a downstream medium for bidirectional data services, as shown in FIG. Like existing DVB-C systems, C2 systems can complete DOCSIS downstream data traffic. The upstream channel is provided in a manner that conforms to DOCSIS, but that is not the scope of this document. Examples of interactive services shown in FIG. 37 include any IP-based service or any DOCSIS-based data communication including video on demand (VoD).
図３８は、提案するＣ２システムにおけるＤＯＣＳＩＳ通信について説明するための説明図である。図３８のシナリオにおいて、提案するシステムは、適応的ＯＦＤＭ（ＡＣＭ：Adaptive Coding and Modulation）の利点を享受することができる。例えば、ポイントツーポイントの双方向通信サービスでは、モデムと送信機とが、データスループットを最適化するために、両者の間で割当てられた周波数スライスにおけるＳＮＲの状況を交換することができる。こうした技術は、データスライスの適切な保護、及び対象とする個々の端末（Ｃ２モデム／受信機）による伝送条件に対する動的リンク適応を提供する。 FIG. 38 is an explanatory diagram for explaining DOCSIS communication in the proposed C2 system. In the scenario of FIG. 38, the proposed system can enjoy the benefits of adaptive OFDM (ACM: Adaptive Coding and Modulation). For example, in a point-to-point bi-directional communication service, a modem and a transmitter can exchange SNR status in frequency slices allocated between them in order to optimize data throughput. Such techniques provide appropriate protection of data slices and dynamic link adaptation to transmission conditions by the targeted individual terminal (C2 modem / receiver).
図３８において、Ｃ２ヘッドエンドを伴うケーブルネットワークと、接続された複数のＣ２受信機／モデムとが一例として示されている。ここで、それぞれの位置における例えば減衰又はマルチパスによるリップルなどといったチャネルの影響に依存して、得られるＳＮＲは変化する。例えば、Ｃ２モデム／受信機１は、ヘッドエンドに非常に近い場所に位置しているため、ダウンリンクスペクトラムにおける減衰は小さい。そこで、Ｃ２モデム／受信機１は、その良好なチャネル条件をヘッドエンドに通知する。そうすると、ヘッドエンドは、非常に高いスループットレートを伴う変調方式と符号化方式の適切な組み合わせを選択する。これに対し、Ｃ２ヘッドエンドとＣ２モデム／受信機２との間の距離は非常に遠く、受信スペクトラムにおいて大きな減衰が発生する。よって、得られるＳＮＲのレンジは大きく低下する。そうすると、Ｃ２モデム／受信機２は、Ｃ２ヘッドエンドへよりロバストな変調方式と符号化方式の組み合わせを用いるべきことを通知する。
In FIG. 38, a cable network with a C2 headend and a plurality of connected C2 receivers / modems are shown as an example. Here, the obtained SNR varies depending on the influence of the channel such as attenuation or multipath ripple at each location. For example, the C2 modem /
理論的には、個々のＯＦＤＭサブキャリアのＳＮＲ条件をＣ２ヘッドエンドに伝達することは可能である。但し、他の手法として、コヒーレント帯域幅スロットごとに１つのＳＮＲ値を送信する手法が、ＰＬＣ（Powerline Communication System）などの他の通信システムで広く使用されている。しかし、本明細書では、双方向サービスに使用されるデータスライスごとに１つの変調方式と符号化方式との組み合わせを用いることを提案する。その理由は次の通りである。
・レイヤ１シグナリンク／ＯＦＤＭトーンマップの複雑さ：各サブキャリア又はコヒーレント帯域幅スロットが別々に扱われるとすると、レイヤ１シグナリングデータ及びＯＦＤＭトーンマップデータ（即ちキャリアに特有のＳＮＲ条件を含む情報を含むフィードバックデータ）の全体の量は、相当量増大する。
・限られたＳＮＲリップル：非常に低いエコー信号の振幅レベルのために、受信スペクトラムの関連する周波数スライス中における結果的なＳＮＲの変化は、それほど大きくない（例えば、全周波数スロットのリップルは３ｄＢ以下である）。典型的には、データスライスの全体を同じＦＥＣ設定（即ちＬＤＰＣ符号化）により符号化する一方で、異なるＯＦＤＭサブキャリアについて異なる変調方式を用いることにより、キャリアに特有のＳＮＲの扱いが達成される。振幅のリップルの全く小さいレベルは、異なるコンスタレーション（例えば、近接する二乗コンスタレーション（neighbored square constellations）の間では大雑把に６ｄＢ）の間のむしろ高いＳＮＲステップによる効率的な手法ではカバーし得ない。
・双方向サービスのデータスライスが全体として１つの変調方式及び符号化方式の設定を選択する場合には、それは、異なる放送ストリームがそれぞれ個々に特化した“ｍｏｄｃｏｄ”の設定を使用することの可能な提案するＣ２アーキテクチャの全体に良好に適合する。送信機と受信機との間のＳＮＲ条件の追加的な交換にも関わらず、システムはデータスライシング及びレイヤ１シグナリングの全く同じ仕組みを使用する。
Theoretically, it is possible to communicate the SNR conditions of individual OFDM subcarriers to the C2 headend. However, as another method, a method of transmitting one SNR value for each coherent bandwidth slot is widely used in other communication systems such as a PLC (Powerline Communication System). However, in this specification, it is proposed to use one combination of modulation scheme and coding scheme for each data slice used for interactive service. The reason is as follows.
Limited SNR ripple: Due to the very low amplitude level of the echo signal, the resulting SNR change in the associated frequency slice of the received spectrum is not very large (eg, ripple in all frequency slots is less than 3 dB) Is). Typically, the entire data slice is encoded with the same FEC setting (ie, LDPC encoding), while using different modulation schemes for different OFDM subcarriers, carrier specific SNR handling is achieved. . A very small level of amplitude ripple cannot be covered by an efficient approach with rather high SNR steps between different constellations (eg, roughly 6 dB between neighboring square constellations).
If the interactive service data slice selects a single modulation and coding scheme setting as a whole, it is possible for different broadcast streams to use their own "modcode" settings. It fits well in the overall proposed C2 architecture. Despite the additional exchange of SNR conditions between the transmitter and receiver, the system uses exactly the same mechanism for data slicing and
なお、ＳＮＲ条件又はシグナリング、並びに変調方式及び符号化方式の適切な組合せを交換するためのメッセージフォーマットは、より高いレイヤの対象であって、本提案の対象ではない。 Note that the message format for exchanging appropriate combinations of SNR conditions or signaling, and modulation and coding schemes is the target of higher layers and not the subject of this proposal.
［３．１１．スペクトラム形成］
近接するチャネルからの影響を最小化するために、ＤＶＢ−Ｃ２の送信スペクトラムは、適切なスペクトラムマスク基準を満たさなければならない。提案するＣ２システムは非常に高次のサブキャリアＱＡＭコンスタレーションを伴うｎ４ｋＯＦＤＭ変調方式を使用するため、チャネル境界におけるサイドローブのレベルは、物理層モード（ＡＷＧＮ環境におけるＱＥＦ（Quasi Error Free）受信のための最高のＳＮＲを要求する）について求められるＳＮＲ値よりも低くなければならない。
[3.11. Spectrum formation]
In order to minimize the influence from adjacent channels, the transmission spectrum of DVB-C2 must meet the appropriate spectrum mask criteria. Since the proposed C2 system uses an n4k OFDM modulation scheme with a very high order subcarrier QAM constellation, the sidelobe level at the channel boundary is for physical layer mode (QEF (Quasi Error Free) reception in AWGN environment). Must be lower than the required SNR value.
ＯＦＤＭスペクトラムの帯域外での特性を改善し、チャネル間の境界周波数において要求されるチャネルの分離を達成するために、フィルタリング処理が求められる。その場合、基本的には、２つの方法を適用可能である。
・ウィンドウ形成（Windowing）：シンボルの（時間領域での）境界において振幅をスムーズにゼロとする。時間領域でのウィンドウ形成は、結果としてのスペクトラムがサブキャリア周波数におけるインパルスのセットを伴うウィンドウ関数のスペクトラムのコンボリューション（畳み込み）となることを意味している。
・伝統的なフィルタリング技術（デジタル及び／又はアナログ）
A filtering process is required to improve the out-of-band characteristics of the OFDM spectrum and achieve the required channel separation at the boundary frequency between channels. In that case, basically, two methods are applicable.
Windowing: the amplitude is smoothly zeroed at the symbol boundary (in the time domain). Windowing in the time domain means that the resulting spectrum is a convolution of the spectrum of the window function with a set of impulses at the subcarrier frequency.
-Traditional filtering technology (digital and / or analog)
ウィンドウ形成とフィルタリングは、帯域外のスペクトラムを現象させるための二重の技術であってもよい。伝統的なフィルタリングのカットオフ特性は、高次のサブキャリア変調モードの性能に対し潜在的な影響を与え得る。これに対し、時間領域におけるウィンドウ形成は、システムの劣化を引き起こすことはない。ウィンドウ形成の欠点は、連続するシンボル間の部分的な重なりと、それに関連する使用可能なガードインターバルの断片のディグレードである。図４０は、ウィンドウ形成の基本的な原理を示している。 Window formation and filtering may be a dual technique for causing out-of-band spectrum phenomena. Traditional filtering cutoff characteristics can potentially have an impact on the performance of higher order subcarrier modulation modes. On the other hand, window formation in the time domain does not cause system degradation. The disadvantage of windowing is the partial overlap between successive symbols and the associated degradation of the available guard interval fragments. FIG. 40 shows the basic principle of window formation.
図４０において、連続するＯＦＤＭシンボルの間の重なりは、期間ＴTRの間続いている。この期間ＴTRの値が大きくなるほど、帯域外のスペクトラムのレベルは現象する。 In FIG. 40, the overlap between successive OFDM symbols continues for a period TTR . As the value of this period TTR increases, the level of the spectrum outside the band becomes more pronounced.
なお、最終的なチャネルの分離及び関連するサイドローブの減衰は、近接チャネルのシステムシミュレーションにおいて調査されるべきである。 It should be noted that final channel separation and associated sidelobe attenuation should be investigated in the system simulation of adjacent channels.
［３．１２．ＰＡＰＲ］
送信側におけるＰＡＰＲの削減のための複雑さの小さい解決策もまた調査されるべきである。チャネル構築時のＦＦＴの全体のサイズがより大きければ、ＯＦＤＭシステムの確率的な波高因子（crest factor）はわずかに増加するものと予想される。例えば、送信側における３２ＫのＩＦＦＴの使用は、ＯＦＤＭシステムの確率的な波高因子を、８ＫのＦＦＴを有する送信機の場合と比べて０．５ｄＢよりも小さい程度増加させるものと予想される。
[3.12. PAPR]
Low complexity solutions for PAPR reduction at the transmitting side should also be investigated. If the overall size of the FFT during channel construction is larger, the stochastic crest factor of the OFDM system is expected to increase slightly. For example, the use of 32K IFFT on the transmit side is expected to increase the stochastic crest factor of the OFDM system to less than 0.5 dB compared to a transmitter with 8K FFT.
また、ＱＡＭ変調の次数の増加は、１Ｋ又はそれ以上のＦＦＴサイズを有するＯＦＤＭシステムについての確率的な波高因子にマイナスの影響を与えないことが知られている。従って、提案するＯＦＤＭシステムについての波高因子の削減のための最適化の問題は、ＤＶＢ−Ｔ２についての問題と同様である。 It is also known that increasing the order of QAM modulation does not negatively affect the stochastic crest factor for OFDM systems with 1K or larger FFT sizes. Therefore, the optimization problem for reducing the crest factor for the proposed OFDM system is similar to the problem for DVB-T2.
なお、非常に高次のＱＡＭコンスタレーションは典型的にはケーブル伝送に使用されることから、アクティブコンスタレーションエクステンションの方法は、ＤＶＢ−Ｔ２の場合と比較して効率が悪い点に留意すべきである。 It should be noted that the very high-order QAM constellation is typically used for cable transmission, so the active constellation extension method is less efficient than DVB-T2. is there.
＜４．システム性能／スループット＞
［４．１．スループットレート］
以下の表は、８ＭＨｚ及び３２ＭＨｚのチャネル帯域幅の提案するｎ４ｋ Ｃ２システムの様々なスループットレートを一覧化したものである。また、現行のＤＶＢ−Ｃシステムにおける最大スループット（ＤＶＢ−Ｃ ２５６ＱＡＭ）も示されている。以下の値の計算には、次のシステムオーバヘッドが考慮に入れられている：
・ガードインターバル（１／６４、１／１２８、１／２５６）
・ＬＤＰＣコーデック
・ＢＣＨコーデック
・パイロットパターンのオーバヘッド
・フレーム化のためのオーバヘッド（３２３シンボルごとの３つのプリアンブル／シグナリングシンボル）
なお、ＯＦＤＭスペクトラム形成における潜在的なウィンドウ形成のためのオーバヘッドは考慮されていない。
<4. System performance / throughput>
[4.1. Throughput rate]
The following table lists the various throughput rates of the proposed n4k C2 system for channel bandwidths of 8 MHz and 32 MHz. Also shown is the maximum throughput (DVB-C 256QAM) in current DVB-C systems. The following system overhead is taken into account in the calculation of the following values:
・ Guard interval (1/64, 1/128, 1/256)
LDPC codec BCH codec Overhead of pilot pattern Overhead for framing (3 preambles / signaling symbols per 323 symbols)
Note that the overhead for forming a potential window in forming the OFDM spectrum is not considered.
［４．１．１．８ＭＨｚチャネル（ｎ＝１）］
［４．１．１．１．ガードインターバル長＝１／６４］
[4.1.1.8 MHz channel (n = 1)]
[4.1.1.1. Guard interval length = 1/64]
［４．１．１．２．ガードインターバル長＝１／１２８］ [4.1.1.2. Guard interval length = 1/128]
［４．１．１．３．ガードインターバル長＝１／２５６］ [4.1.1.3. Guard interval length = 1/256]
［４．１．２．３２ＭＨｚチャネル（ｎ＝４）］
［４．１．２．１．ガードインターバル長＝１／６４］
[4.1.2.32 MHz channel (n = 4)]
[4.1.2.1. Guard interval length = 1/64]
［４．１．２．２．ガードインターバル長＝１／１２８］ [4.1.2.2. Guard interval length = 1/128]
［４．１．２．３．ガードインターバル長＝１／２５６］ [4.1.2.3. Guard interval length = 1/256]
［４．２．ＡＷＧＮチャネルにおけるシステム性能］
図４５は、ＡＷＧＮチャネル（ターゲットＢＥＲ＝１Ｅ−６）に関する変調及び符号化の様々な設定についての基本的な性能を示している。なお、現状ではＯＦＤＭに特有のオーバヘッド（ＧＩ、パイロット、ガードバンド及びフレーム形成）は含まれていない。但し、ガードインターバル長が最長の１／６４、チャネルの全帯域幅が３２ＭＨｚ（うち３．７％はＧＩ＝１／１２８）の場合でもそのオーバヘッドは全体で５．５％以下であると予想される。
[4.2. System performance in AWGN channel]
FIG. 45 shows the basic performance for various modulation and coding settings for the AWGN channel (target BER = 1E-6). Currently, overhead specific to OFDM (GI, pilot, guard band, and frame formation) is not included. However, even if the guard interval length is 1/64, the total bandwidth of the channel is 32 MHz (3.7% of which is GI = 1/128), the overall overhead is expected to be 5.5% or less. The
理論的には、ＤＶＢ−Ｃ２５６ＱＡＭの場合、ＱＥＦオペレーションのために２９．５ｄＢのＳＮＲが要求されるが、図４５によれば、符号化レート９／１０の１０２４ＱＡＭにおいて凡そ同等のＳＮＲが要求されている。また、本モードについてのスペクトラム効率は、９ｂｉｔ／Ｈｚである。これをＤＶＢ−Ｃ２５６ＱＡＭのスペクトラム効率（６．８７５＊１８８／２０４＝６．３４ｂｉｔ／Ｈｚ）と比較すると、提案システムの全スループット利得は、４２％の範囲内である（３２ＭＨｚでＯＦＤＭに特有のオーバヘッドが含まれる最も条件の悪い場合では３４．１％）。 Theoretically, in the case of DVB-C256QAM, an SNR of 29.5 dB is required for the QEF operation, but according to FIG. Yes. The spectrum efficiency for this mode is 9 bits / Hz. Comparing this with the spectral efficiency of DVB-C256QAM (6.875 * 188/204 = 6.34 bits / Hz), the total throughput gain of the proposed system is in the range of 42% (overhead specific to OFDM at 32 MHz) 34.1% in the case of the worst condition that includes the
＜５．提案システムと要件との比較（ＣＭ−９０３より）＞
［５．１．一般的要件］
（要件１）
ケーブルネットワークについての最新技術としてのケーブルチャネルの使用を最適化することを目指す技術でなければならない。ここには、柔軟性及びロバスト性の向上、並びにペイロードデータ容量の最大化が含まれる。
（提案システムの特徴）
サブキャリアごとの４ＫのＱＡＭまでのＯＦＤＭ変調、３２ＭＨｚチャネル、ＬＤＰＣコーデック、及び他の多くの特徴を備える。
<5. Comparison of proposed system and requirements (from CM-903)>
[5.1. General requirements]
(Requirement 1)
It must be a technology aimed at optimizing the use of cable channels as the latest technology for cable networks. This includes increased flexibility and robustness and maximizing payload data capacity.
(Features of the proposed system)
With OFDM modulation up to 4K QAM per subcarrier, 32 MHz channel, LDPC codec, and many other features.
（要件２）
ＤＶＢ−Ｃ２は、ＤＶＢ−Ｓ２及び／又はＤＶＢ−Ｔ２との整合性を第一に目指す必要はないが、コンテンツデリバリ市場における競争力を有するためのそれらの差別化可能な特徴を完全に備えることを目指すべきである。従って、逆方向チャネルの利用可能性を最大限に活かしたダウンストリーム送信技術を評価すべきである。但し、ＤＶＢ−Ｃ２の仕様は、逆方向チャネルの利用可能性に依存すべきでない。
（提案システムの特徴）
双方向サービスのための適応的な変調方式を備える。
(Requirement 2)
DVB-C2 does not have to be primarily aimed at consistency with DVB-S2 and / or DVB-T2, but is fully equipped with their differentiable features to be competitive in the content delivery market Should aim. Therefore, downstream transmission techniques that take full advantage of the availability of the reverse channel should be evaluated. However, the DVB-C2 specification should not depend on the availability of the reverse channel.
(Features of the proposed system)
An adaptive modulation scheme for interactive services is provided.
（要件３）
ＣＡＴＶネットワークの異なる性能レベルを考慮し、コンシューマ向けからビジネス向けにわたるアプリケーションに対応するためのシステムパラメータのツールキットが提供されるべきである。
（提案システムの特徴）
多様なシステムパラメータがネットワーク性能の最適化のために提供される。
(Requirement 3)
Considering the different performance levels of CATV networks, a system parameter toolkit should be provided to accommodate applications ranging from consumer to business.
(Features of the proposed system)
Various system parameters are provided for optimization of network performance.
（要件４）
同じチャネルに多重化されるサービスであっても、ケーブルネットワーク上のサービスプロバイダがサービス品質の個々の目標を定めることのできる仕様であるべきである。
（提案システムの特徴）
部分的に充足：シグナリングの複雑さを制限するために、１つの多重化の範囲内で個々のサービスに特有の保護を行うことはサポートしていない。
(Requirement 4)
Even for services multiplexed on the same channel, the specifications should allow service providers on the cable network to set individual goals of quality of service.
(Features of the proposed system)
Partially satisfied: In order to limit the complexity of signaling, it does not support the protection specific to individual services within one multiplexing.
（要件５）
可能であれば、既存の適切な技術を採用すべきである。
（提案システムの特徴）
多くの機能ブロックが、ＤＶＢ−Ｓ２及びＤＶＢ−Ｔ２から再利用されている。
(Requirement 5)
Where possible, existing appropriate technology should be employed.
(Features of the proposed system)
Many functional blocks are reused from DVB-S2 and DVB-T2.
（要件６）
予想されるケーブルネットワークの特性を十分に考慮すべきである（例えば、適用可能である限りにおいて、ビル又は家庭用の光ファイバなど）。
（提案システムの特徴）
より高品質なＨＦＣネットワークにおけるより高速なデータレートに対しては、４ｋのＱＡＭ変調方式が使用される。
(Requirement 6)
The expected characteristics of the cable network should be fully considered (eg, building or home optical fiber, as applicable).
(Features of the proposed system)
For higher data rates in higher quality HFC networks, a 4k QAM modulation scheme is used.
（要件７）
新たな技術仕様は、伝送のための機能に関するものを対象とすべきである。但し、受信機又はヘッドエンド機器などの様々な装置についてのコストの意味合いを考慮に入れるべきである。
（提案システムの特徴）
設計の複雑さ、メモリ要件などが本提案において考慮されている。
(Requirement 7)
New technical specifications should cover the functions related to transmission. However, the cost implications for various devices such as receivers or headend equipment should be taken into account.
(Features of the proposed system)
Design complexity, memory requirements, etc. are considered in this proposal.
（要件８）
ＤＶＢ−Ｃ標準は修正されるべきでなく、他の仕様（例えばＳＩなど）にいかなる変更も求めてはならず、また既存のいかなる特徴をも無効化されるべきではない。
（提案システムの特徴）
既存の標準／仕様は何らの修正も求められない。
(Requirement 8)
The DVB-C standard should not be modified, nor should any changes be made to other specifications (eg, SI, etc.), nor should any existing features be invalidated.
(Features of the proposed system)
Existing standards / specifications do not require any modification.
（要件９）
典型的なケーブルシステムの周波数帯の中では、送信周波数に依存しない仕様でなければならない。
（提案システムの特徴）
制約はない。
(Requirement 9)
Within a typical cable system frequency band, the specification must be independent of the transmission frequency.
(Features of the proposed system)
There are no restrictions.
（要件１０）
ＤＶＢファミリーとしてのアプローチ：ＤＶＢ−Ｃ２は、適切である限りインタフェース、符号化及び変調に関して既存の解決手段を再利用すべきである。
（提案システムの特徴）
ＤＶＢ−Ｔ２／Ｓ２の解決手段が可能な限り再利用されている。
(Requirement 10)
DVB family approach: DVB-C2 should reuse existing solutions for interface, coding and modulation where appropriate.
(Features of the proposed system)
DVB-T2 / S2 solutions are reused as much as possible.
［５．２．性能及び効率化要件］
（要件１１）
ＤＶＢ−Ｃ２は、アナログとデジタルの混合から完全デジタルネットワークへの移行を効率的にサポートすることができ、及びどちらのネットワークにおいても最大の性能／スループットを提供できるものであるべきである。
（提案システムの特徴）
他のチャネルへの干渉を最小化するために、ピーク対平均電力比の削減が採用されている。
[5.2. Performance and efficiency requirements]
(Requirement 11)
DVB-C2 should be able to efficiently support the transition from a mixed analog and digital to a fully digital network, and should be able to provide maximum performance / throughput in either network.
(Features of the proposed system)
In order to minimize interference to other channels, a reduction in peak to average power ratio is employed.
（要件１２）
ＤＶＢ−Ｃ２は、既存のケーブルプラント及び家庭内ネットワークにおいて、２５６−ＱＡＭ（ＤＶＢ−Ｃ）と比較して少なくとも３０％を超えるスループットの向上を達成すべきである。
（提案システムの特徴）
１０２４ＱＡＭ及びより高次の変調方式が使用される。
(Requirement 12)
DVB-C2 should achieve at least a 30% throughput improvement over existing cable plant and home networks compared to 256-QAM (DVB-C).
(Features of the proposed system)
1024QAM and higher order modulation schemes are used.
（要件１３）
ＤＶＢ−Ｃ２は、統計的多重化法による最大限の利益を引き出すことが可能なものであるべきである。例えば、現行の固定的なチャネルラスタについての制限は解除され得る。
（提案システムの特徴）
チャネル帯域幅は、８〜３２ＭＨｚの範囲内の８ＭＨｚの倍数として柔軟に変更できる。
(Requirement 13)
DVB-C2 should be capable of maximizing the benefits of statistical multiplexing. For example, the restriction on the current fixed channel raster can be lifted.
(Features of the proposed system)
The channel bandwidth can be flexibly changed as a multiple of 8 MHz within the range of 8 to 32 MHz.
（要件１４）
ケーブルネットワークは、グローバルレベル（例えば米国、アジア及び欧州）（家庭内ネットワークを含む）でモデル化されてその特徴を発揮するものであるべきである。また、最適な変調／ＦＥＣ方式が現実のケーブルチャネルモデルを考慮に入れて選択されるべきである：
・アナログＰＡＬ／ＳＥＣＡＭ／ＮＴＳＣによるＴＶチャネルの採用
・様々なデジタル信号（ＤＶＢ、ＤＯＣＳＩＳ、Ｄａｖｉｃなど）、及び関連する信号のアナログ信号に対するバックオフ比率の採用
・様々なノイズ（白色、バースト、インパルスなど）、非線形性、及び既存の又は未来のネットワークに現れる他の干渉要因
（提案システムの特徴）
システムアーキテクチャは、ケーブルに特有の障害を克服するための指標を提供する。また、世界で使用されている８ＭＨｚ及び６ＭＨｚの両方の周波数がサポートされ得る。また、適切な変調及び符号化レートが、様々なチャネル要件に基づいて選択され得る。
(Requirement 14)
Cable networks should be modeled and perform at the global level (eg, US, Asia and Europe) (including in-home networks). Also, the optimal modulation / FEC scheme should be selected taking into account the actual cable channel model:
-Adoption of TV channels by analog PAL / SECAM / NTSC-Adoption of backoff ratio of various digital signals (DVB, DOCSIS, Davic, etc.) and related signals to analog signals-Various noises (white, burst, impulse, etc.) ), Non-linearity, and other interference factors that appear in existing or future networks (features of the proposed system)
The system architecture provides an indicator for overcoming cable specific obstacles. Also, both 8 MHz and 6 MHz frequencies used in the world can be supported. Also, appropriate modulation and coding rates can be selected based on various channel requirements.
（要件１５）
システムのエラー性能は、運用される可能性のある全ての形態のサービスについて適したものであるべきである。
（提案システムの特徴）
ＴＳ又はＧＳレベルにおける様々な保護レベルが可能である。
(Requirement 15)
The error performance of the system should be suitable for all forms of service that may be operated.
(Features of the proposed system)
Various levels of protection at the TS or GS level are possible.
（要件１６）
ＤＶＢ−Ｃ２は、ＥＵのエネルギー消費に関する行動規範（Code of Conduct on Energy Consumption）に従った受信機における消費電力の最大限の低減を可能とするために、低電力モードをサポート可能なものであるべきである。
（提案システムの特徴）
セグメント化受信は、複雑性を低減する。
(Requirement 16)
DVB-C2 can support a low power mode to enable maximum reduction in power consumption at the receiver in accordance with the EU Code of Conduct on Energy Consumption. Should.
(Features of the proposed system)
Segmented reception reduces complexity.
（要件１７）
シームレスな再送信（例えばＤＶＢ−Ｓ２からＤＶＢ−Ｃ２へ、又はＤＶＢ−Ｔ２からＤＶＢＣ２へ）が完全にサポートされるべきである。
（提案システムの特徴）
ＤＶＢ−Ｓ２／Ｔ２からＣ２へのトランスコーディングがサポートされる。
(Requirement 17)
Seamless retransmission (eg, DVB-S2 to DVB-C2 or DVB-T2 to DVBC2) should be fully supported.
(Features of the proposed system)
Transcoding from DVB-S2 / T2 to C2 is supported.
（要件１８）
ＤＶＢ−Ｃ２標準は、トランスポートストリーム、ＩＰパケット及び変調入力と復調出力との間の他の関連するプロトコルに対し、完全に透過的なリンクを提供すべきである。
（提案システムの特徴）
様々な入力フォーマットに対する柔軟なマッピングがサポートされる。
(Requirement 18)
The DVB-C2 standard should provide a completely transparent link to transport streams, IP packets and other related protocols between the modulation input and the demodulation output.
(Features of the proposed system)
Flexible mapping to various input formats is supported.
（要件１９）
ザッピング時間（受信機の１つのサービスから他のサービスへのチューニングに要する時間）は、（ＤＶＢ−Ｃを用いた現在のデジタルＴＶサービスでのユーザ体験との関係において）ＤＶＢ−Ｃ２の導入により大きく増加するべきでない。また、ＲＦチャネルの変更に関し、ＤＶＢ−Ｃ２フロントエンドは、準エラーフリーな信号を３００ｍｓ以内に送信すべきである。
（提案システムの特徴）
Ｃ２のＯＦＤＭフレーム長の最適化により充足される。
(Requirement 19)
The zapping time (time required to tune from one service of the receiver to another) is greater due to the introduction of DVB-C2 (in relation to the user experience with current digital TV services using DVB-C). Should not increase. Regarding the change of the RF channel, the DVB-C2 front end should transmit a quasi-error-free signal within 300 ms.
(Features of the proposed system)
It is satisfied by optimizing the C2 OFDM frame length.
［５．３．下位互換性要件］
（要件２０）
ＤＶＢ−Ｃ２は、ＤＶＢ−Ｃに対し下位互換性を有しなくてもよい（ＤＶＢ−Ｃ受信機がＤＶＢ−Ｃ２信号を処理できるという意味において）。ＤＶＢ−Ｃ２受信機がＤＶＢ−Ｃ機能群を有するという機能性は、技術使用におけるオプションとしての要件として解決されるべきである。
・ＤＶＢ−Ｃの機能をＤＶＢ−Ｃ２用の機器に含めることが産業界における要件であれば、チップセットの製造者は適合した解決策を提供することができる。
・長期的に運用されるネットワークはＤＶＢ−Ｃ２に完全に移行され、そのようなチップセットも生産され得る。
（提案システムの特徴）
既存のＤＶＢ−Ｃシステムにおいて使用される場合は、受信機のチューナ帯域幅は８ＭＨｚのままである。それにより、ＤＶＢ−Ｃ及びＤＶＢ−Ｃ２の復調器を同じ受信機の中で共存させることができる。
[5.3. Backward compatibility requirements]
(Requirement 20)
DVB-C2 may not be backward compatible with DVB-C (in the sense that a DVB-C receiver can process a DVB-C2 signal). The functionality that the DVB-C2 receiver has the DVB-C functional group should be solved as an optional requirement in technology use.
If the industry's requirement is to include DVB-C functionality in DVB-C2 equipment, chipset manufacturers can provide a compatible solution.
• Long-running networks will be fully migrated to DVB-C2 and such chipsets may be produced.
(Features of the proposed system)
When used in an existing DVB-C system, the receiver tuner bandwidth remains at 8 MHz. Thereby, the DVB-C and DVB-C2 demodulator can coexist in the same receiver.
（要件２１）
ＤＶＢ−Ｃ２での伝送のために、既存のＤＶＢ−Ｃ受信機にはいかなる変更も要求されない。これは、同じケーブルネットワークアーキテクチャと同じケーブルチャネル特性の継続的な使用を前提とする。
（提案システムの特徴）
要求は充足されている。
(Requirement 21)
No changes are required for existing DVB-C receivers for transmission over DVB-C2. This assumes continuous use of the same cable network architecture and the same cable channel characteristics.
(Features of the proposed system)
The request is satisfied.
（要件２２）
セルフインストールを可能とするために、ＤＶＢ−Ｃ２標準は、同軸ケーブルシステムを用いた家庭内ネットワークの典型的な特性に可能な限り影響されないものであるべきである。
（提案システムの特徴）
本提案では、家庭内ケーブルネットワークにおける理想的でない環境の影響を軽減するための様々な符号化とインターリーブ処理のオプションがサポートされる。
(Requirement 22)
In order to allow self-installation, the DVB-C2 standard should be as insensitive as possible to the typical characteristics of home networks using coaxial cable systems.
(Features of the proposed system)
The proposal supports various coding and interleaving options to mitigate the effects of non-ideal environments in home cable networks.
［５．４．双方向サービス要件］
（要件２３）
ＤＯＣＳＩＳシステムの欧州での技術オプション（ＥｕｒｏＤＯＣＳＩＳ）のために現在ＤＶＢ−Ｃを用いているＤＯＣＳＩＳシステムのための代替的なダウンストリームの符号化及び変調方式として、本提案仕様は利用可能であるべきである。
（提案システムの特徴）
要求は充足されている。
[5.4. Interactive service requirements]
(Requirement 23)
The proposed specification should be available as an alternative downstream encoding and modulation scheme for DOCSIS systems currently using DVB-C for the European technology option of DOCSIS systems (EuroDOCSIS). is there.
(Features of the proposed system)
The request is satisfied.
（要件２４）
ＤＶＢ−Ｃ２は、ＩＰデータの伝送効率を向上させる技術を含むべきである。
（提案システムの特徴）
要求は充足されている。
(Requirement 24)
DVB-C2 should include a technique for improving the transmission efficiency of IP data.
(Features of the proposed system)
The request is satisfied.
（要件２５）
ＤＶＢ−Ｃ２は、変調用機器のためのＥｄｇｅＱＡＭの手法にＤＶＢ−Ｃ２をコスト効率よく統合させることを可能にするべきである。
（提案システムの特徴）
要求は充足されている。
(Requirement 25)
DVB-C2 should be able to cost-effectively integrate DVB-C2 into the EdgeQAM approach for modulation equipment.
(Features of the proposed system)
The request is satisfied.
（要件２６）
本提案仕様は、双方向サービスの要件を充足させるために、低遅延モードを提供すべきである。
（提案システムの特徴）
低遅延を要求するサービスについては、時間インターリーバをスイッチオフすることができる。
(Requirement 26)
The proposed specification should provide a low latency mode to satisfy the requirements for interactive services.
(Features of the proposed system)
For services that require low latency, the time interleaver can be switched off.
以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について詳細に説明したが、本発明はかかる例に限定されない。本発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者であれば、特許請求の範囲に記載された技術的思想の範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、これらについても、当然に本発明の技術的範囲に属すものと了解される。 The preferred embodiments of the present invention have been described in detail above with reference to the accompanying drawings, but the present invention is not limited to such examples. It is obvious that a person having ordinary knowledge in the technical field to which the present invention pertains can come up with various changes or modifications within the scope of the technical idea described in the claims. These are naturally understood to belong to the technical scope of the present invention.
１ 送信帯域幅
２ 選択部分
３ 受信装置
４ チューナ
５ 処理手段
５４ 送信装置
５５ パイロットマッピング手段
５６ エラー訂正符号化手段
５７ 信号マッピング手段
５８ データマッピング手段
５９ フレーム形成手段
６０ 変換手段
６１ 送信手段
６２ 送信インタフェース
６３ 受信装置
６４ 受信インタフェース
６５ 受信手段
６６ 再配置手段
６７ 相関手段
６８ 変換手段
６９ チャネル評価手段
７０ デマッピング手段
７１ 再構築手段
７２ デマッピング手段
７３ 評価手段
DESCRIPTION OF
Claims (25)
各フレームは、周波数方向に互いに隣り合う少なくとも２つの信号パターンと、前記少なくとも２つの信号パターンに続く、周波数方向における少なくとも２つのデータパターンとを含み、
前記送信装置は、
フレーム内のそれぞれ同じ長さを有する前記少なくとも２つの信号パターンのそれぞれの周波数キャリア上に信号データをマッピングする信号マッピング手段と；
フレーム内の前記少なくとも２つのデータパターンの周波数キャリア上にデータをマッピングするデータマッピング手段と；
フレーム内の周波数キャリア上へパイロット信号をマッピングするパイロットマッピング手段と；
時間領域の送信信号を生成するために、前記信号パターンと前記データパターンとを周波数領域から時間領域へ変換する変換手段と；
前記時間領域の送信信号を送信する送信手段と；
を備える送信装置。 A transmission device for transmitting a signal in a multicarrier system based on a frame structure,
Each frame includes at least two signal patterns adjacent to each other in the frequency direction, and at least two data patterns in the frequency direction following the at least two signal patterns,
The transmitter is
Signal mapping means for mapping signal data onto respective frequency carriers of said at least two signal patterns each having the same length in a frame;
Data mapping means for mapping data onto frequency carriers of said at least two data patterns in a frame;
Pilot mapping means for mapping pilot signals onto frequency carriers in the frame;
Conversion means for converting the signal pattern and the data pattern from the frequency domain to the time domain to generate a transmission signal in the time domain;
Transmitting means for transmitting the time domain transmission signal;
A transmission apparatus comprising:
前記パイロットマッピング手段は、フレーム内の各トレーニングパターンの周波数キャリア上にパイロット信号をマッピングし、
前記信号パターンは、周波数方向において前記トレーニングパターンと同等の位置に配置される、
請求項１又は請求項２のいずれかに記載の送信装置。 Each frame includes at least two training patterns,
The pilot mapping means maps a pilot signal onto a frequency carrier of each training pattern in a frame;
The signal pattern is arranged at a position equivalent to the training pattern in the frequency direction.
The transmission device according to claim 1 or 2.
各フレームは、周波数方向に互いに隣り合う少なくとも２つの信号パターンと、前記少なくとも２つの信号パターンに続く、周波数方向における少なくとも２つのデータパターンとを含み、
前記送信方法は、
フレーム内のそれぞれ同じ長さを有する前記少なくとも２つの信号パターンのそれぞれの周波数キャリア上に信号データをマッピングするステップと；
フレーム内の前記少なくとも２つのデータパターンの周波数キャリア上にデータをマッピングするステップと；
フレーム内の周波数キャリア上へパイロット信号をマッピングするステップと；
時間領域の送信信号を生成するために、前記信号パターンと前記データパターンとを周波数領域から時間領域へ変換するステップと；
前記時間領域の送信信号を送信するステップと；
を含む送信方法。 A transmission method for transmitting a signal in a multicarrier system based on a frame structure, comprising:
Each frame includes at least two signal patterns adjacent to each other in the frequency direction, and at least two data patterns in the frequency direction following the at least two signal patterns,
The transmission method is:
Mapping signal data onto respective frequency carriers of said at least two signal patterns each having the same length in a frame;
Mapping data onto frequency carriers of the at least two data patterns in a frame;
Mapping a pilot signal onto a frequency carrier in the frame;
Converting the signal pattern and the data pattern from a frequency domain to a time domain to generate a time domain transmission signal;
Transmitting the time domain transmission signal;
Including sending method.
周波数方向に互いに隣り合う少なくとも２つの信号パターンと、前記少なくとも２つの信号パターンに続く、周波数方向における少なくとも２つのデータパターンとを含み、
前記少なくとも２つの信号パターンのそれぞれの周波数キャリア上には、フレーム内で信号データがマッピングされ、
前記少なくとも２つの信号パターンは、それぞれ同じ長さを有し、
前記少なくとも２つのデータパターンの周波数キャリア上には、フレーム内でデータがマッピングされ、
フレーム内の周波数キャリア上には、パイロット信号がマッピングされる、
フレームパターン生成装置。 A frame pattern generation device for a multicarrier system, wherein the frame pattern is:
Including at least two signal patterns adjacent to each other in the frequency direction, and at least two data patterns in the frequency direction following the at least two signal patterns;
On each frequency carrier of the at least two signal patterns, signal data is mapped in a frame,
The at least two signal patterns each have the same length;
On the frequency carrier of the at least two data patterns, data is mapped in a frame,
A pilot signal is mapped on the frequency carrier in the frame.
Frame pattern generator.
各フレームは、周波数キャリア上にそれぞれ信号データがマッピングされた、周波数方向に互いに隣り合う少なくとも２つの信号パターンと、周波数キャリア上にデータがマッピングされた、前記少なくとも２つの信号パターンに続く周波数方向における少なくとも２つのデータパターンとを含み、
前記フレーム内の周波数キャリア上にはパイロット信号がマッピングされ、
前記少なくとも２つの信号パターンは、それぞれ同じ長さを有し、
前記受信装置は、
前記送信帯域幅のうちの選択部分にチューニングされ当該部分を受信する受信手段と；
前記パイロット信号を用いて、前記受信される信号が通過するチャネルを推定するチャネル推定手段と；
前記少なくとも２つのデータパターンを受信することを可能とするために、受信された信号パターンに含まれる信号データを評価する評価手段と；
を備え、
前記送信帯域幅のうち前記選択部分は、前記信号パターンのうちの１つに相当する長さを少なくとも有し、及び受信すべき少なくとも１つのデータパターンをその範囲に含む、
受信装置。 A receiving device for receiving a signal transmitted within a transmission bandwidth in a multi-carrier system based on a frame structure,
Each frame has at least two signal patterns adjacent to each other in the frequency direction in which signal data is mapped on the frequency carrier, and in the frequency direction following the at least two signal patterns in which data is mapped on the frequency carrier. Including at least two data patterns;
A pilot signal is mapped onto the frequency carrier in the frame,
The at least two signal patterns each have the same length;
The receiving device is:
Receiving means tuned to a selected portion of the transmission bandwidth and receiving the portion;
Channel estimation means for estimating a channel through which the received signal passes using the pilot signal;
Evaluation means for evaluating signal data included in the received signal pattern to enable receiving the at least two data patterns;
With
The selected portion of the transmission bandwidth has at least a length corresponding to one of the signal patterns and includes at least one data pattern to be received in its range;
Receiver device.
前記再構築手段は、時間方向においてそれぞれ後続する受信された２以上の信号パターンをもとの信号パターンに再配置する、請求項１２に記載の受信装置。 Each frame is at least two additional signal patterns following the at least two signal patterns in the time domain, each having the same length as the corresponding signal pattern of the at least two signal patterns preceding each frame Including patterns,
The receiving apparatus according to claim 12, wherein the reconstructing unit rearranges two or more received signal patterns that each follow in the time direction into the original signal pattern.
前記再構築手段は、もとの信号パターンを再構築するために、前記受信された信号パターンの信号についてエラー訂正復号を行う、
請求項１２〜１４のいずれか１項に記載の受信装置。 The signal data in the signal pattern includes an error correction code,
The reconstructing means performs error correction decoding on the signal of the received signal pattern in order to reconstruct the original signal pattern;
The receiving device according to any one of claims 12 to 14.
前記評価手段は、前記位置データを抽出する、
請求項１１〜１５のいずれか１項に記載の受信装置。 The signal pattern of each frame includes signal data accompanied by position data of each signal pattern in the frame,
The evaluation means extracts the position data;
The receiving device according to any one of claims 11 to 15.
前記評価手段は、前記データパターンの数を伴う前記信号データを受信された信号パターンから抽出する、
請求項１１〜１６のいずれか１項に記載の受信装置。 The signal pattern of each frame includes signal data with the number of data patterns included in the frame,
The evaluation means extracts the signal data with the number of the data patterns from a received signal pattern;
The receiving device according to any one of claims 11 to 16.
前記評価手段は、各データパターンについての前記個別の信号データを受信された信号パターンから抽出する、
請求項１１〜１７のいずれか１項に記載の受信装置。 The signal pattern of each frame includes individual signal data for each data pattern included in the frame,
The evaluation means extracts the individual signal data for each data pattern from the received signal pattern;
The receiving device according to any one of claims 11 to 17.
各フレームは、周波数キャリア上にそれぞれ信号データがマッピングされた、周波数方向に互いに隣り合う少なくとも２つの信号パターンと、周波数キャリア上にデータがマッピングされた、前記少なくとも２つの信号パターンに続く周波数方向における少なくとも２つの２つのデータパターンとを含み、
前記フレーム内の周波数キャリア上にはパイロット信号がマッピングされ、
前記少なくとも２つの信号パターンは、それぞれ同じ長さを有し、
前記受信方法は、
前記送信帯域幅のうち選択部分を受信するステップと；
前記パイロット信号を用いて、前記受信される信号が通過するチャネルを推定するステップと；
前記少なくとも２つのデータパターンを受信することを可能とするために、受信された信号パターンに含まれる信号データを評価するステップと；
を備え、
前記送信帯域幅のうち前記選択部分は、前記信号パターンのうちの１つに相当する長さを少なくとも有し、及び受信すべき少なくとも１つのデータパターンをその範囲に含む、
受信方法。 A receiving method for receiving a signal transmitted within a transmission bandwidth in a multicarrier system based on a frame structure, comprising:
Each frame has at least two signal patterns adjacent to each other in the frequency direction in which signal data is mapped on the frequency carrier, and in the frequency direction following the at least two signal patterns in which data is mapped on the frequency carrier. Including at least two two data patterns;
A pilot signal is mapped onto the frequency carrier in the frame,
The at least two signal patterns each have the same length;
The receiving method is:
Receiving a selected portion of the transmission bandwidth;
Using the pilot signal to estimate a channel through which the received signal passes;
Evaluating signal data included in the received signal pattern to enable receiving the at least two data patterns;
With
The selected portion of the transmission bandwidth has at least a length corresponding to one of the signal patterns and includes at least one data pattern to be received in its range;
Reception method.
請求項１〜８のいずれか１項に記載の送信装置と、
前記送信装置からの前記時間領域の送信信号を受信する請求項１１〜２２のいずれか１項に記載の受信装置と、
を含むシステム。 A system for transmitting and receiving signals,
The transmission device according to any one of claims 1 to 8,
The receiving device according to any one of claims 11 to 22, which receives the time domain transmission signal from the transmitting device;
Including system.
各フレームは、周波数方向に互いに隣り合う少なくとも２つの信号パターンと、前記少なくとも２つの信号パターンに続く、周波数方向における少なくとも２つのデータパターンとを含み、
前記信号を送受信するための方法は、
フレーム内のそれぞれ同じ長さを有する前記少なくとも２つの信号パターンのそれぞれの周波数キャリア上に信号データをマッピングするステップと；
フレーム内の前記少なくとも２つのデータパターンの周波数キャリア上にデータをマッピングするステップと；
フレーム内の周波数キャリア上へパイロット信号をマッピングするステップと；
時間領域の送信信号を生成するために、前記信号パターンと前記データパターンとを周波数領域から時間領域へ変換するステップと；
前記時間領域の送信信号を送信するステップと；
前記時間領域の送信信号を受信するための請求項２３に記載の受信方法における各ステップと、
を含む、
信号を送受信するための方法。
A method for transmitting and receiving signals, including a transmission method for transmitting signals in a multi-carrier system based on a frame structure,
Each frame includes at least two signal patterns adjacent to each other in the frequency direction, and at least two data patterns in the frequency direction following the at least two signal patterns,
The method for transmitting and receiving the signal is:
Mapping signal data onto respective frequency carriers of said at least two signal patterns each having the same length in a frame;
Mapping data onto frequency carriers of the at least two data patterns in a frame;
Mapping a pilot signal onto a frequency carrier in the frame;
Converting the signal pattern and the data pattern from a frequency domain to a time domain to generate a time domain transmission signal;
Transmitting the time domain transmission signal;
Each step in the reception method of claim 23 for receiving the time domain transmission signal;
including,
A method for sending and receiving signals.
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