JP2015146870A - 状態検出システム - Google Patents

Abstract

【課題】センサの出力値を非接触で安定的に検出することができる検出装置を提供する。
【解決手段】本発明の一態様による状態検出システムは、検出対象の状態を示すセンサの値に応じた周波数を有する検出信号を送信すると共に、周波数に関して前記検出信号と対応した電源電圧依存性を有する参照信号を送信する検出装置と、前記検出装置の電源電圧を与える電力を前記検出装置に送電すると共に前記検出装置から前記検出信号および前記参照信号を受信し、前記参照信号に基づいて前記検出装置に送電する電力を調整すると共に前記検出信号を読み取る読取装置と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、センサの値によって示される検出対象の状態を検出するための状態検出システムに関し、例えば乳幼児のおむつの状態（排泄の有無）を検出するための技術に関する。

水分の有無を検出するウェットセンサは、包帯の血液、下着の汗、おむつの排泄物の検出等のような、生理医学、看護、高齢者介護の用途では重要なツールである。この種の用途では、ウェットセンサは人間の皮膚に直接的または間接的に接することが多いため、柔軟性が乏しく有線式のウェットセンサでは利用者に違和感を与える。また、この種の用途では、衛生上の見地から、ウェットセンサは使い捨てであることが望ましい。このため、ウェットセンサの要件として、例えば、薄いこと、柔軟性を有すること、検出面積が広いこと、非接触方式による電力伝送機能とデータ伝送機能を有すること、低コストであること等が求められる。非接触方式によるデータ伝送機能に関し、特許文献１には、無線信号を利用した技術が開示されている。また、この種の用途では、ウェットセンサは、その出力値を読み取るためのリーダー（読取装置）と共に利用者に携行される場合を想定すると、バッテリ駆動である必要がある。この場合、電力の消費を抑制する必要がある。

特許第４９１２４１２号公報

L. Yan, et al., "A 3.9mW 25-Electrode Reconfigured Thoracic Impedance/ECG SoC with Body-Channel Transponder," IEEE ISSCC Dig. Of Tech. Papers, pp.490-491, Feb. 2010. J. Yoo, et al., "A 5.2mW Self-Configured Wearable Body Sensor Network Controller and a 12μW 54.9% Efficiency Wirelessly Powered Sensor for Continuous Health Monitoring System," IEEE ISSCC Dig. Of Tech. Papers, pp.290-291, Feb. 2009. K. Ishida, et al., "Insole Pedometer With Piezoelectric Energy Harvester and 2V Organic Digital and Analog Circuits," IEEE ISSCC Dig. Of Tech. Papers, pp.308-309, Feb. 2012. Y. Ai, et al., "14MHz Organic Diodes Fabricated Using Photolithographic Processes," Appl. Phys. Lett. 90, 262105(2007).

本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、電力の消費を抑制しつつ、検出対象の状態を示すセンサの値を非接触で安定的に検出することができる状態検出システムを提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の一態様による状態検出システムは、検出対象の状態を示すセンサの値に応じた周波数を有する検出信号を送信すると共に、周波数に関して前記検出信号と対応した電源電圧依存性を有する参照信号を送信する検出装置と、前記検出装置の電源電圧を与える電力を前記検出装置に送電すると共に前記検出装置から前記検出信号および前記参照信号を受信し、前記参照信号に基づいて前記検出装置に送電する電力を調整すると共に前記検出信号を読み取る読取装置と、を備えた状態検出システムの構成を有する。

上記検出装置において、例えば、前記読取装置は、前記検出装置に送電する電力として交流電力を発生させる交流発生部と、前記交流電力を電磁エネルギーに変換すると共に、前記検出装置から前記検出信号および前記参照信号を受信するための第１コイルと、前記第１コイルの電流成分から前記検出信号および前記参照信号を抽出する抽出部と、前記参照信号の周波数と所定値との偏差を縮小するように前記交流電力の電圧振幅を制御する制御部と、前記検出信号の周波数から前記検出対象の状態を判定し、前記判定の結果を提示する提示部と、を備える。

上記検出装置において、例えば、前記検出装置は、前記電磁エネルギーを交流電力に変換すると共に前記検出信号および前記参照信号を送信するための第２コイルと、前記第２コイルにより変換された交流電力を整流する整流部と、前記整流部から出力される直流電圧を電源電圧として作動し、前記センサの値と前記電源電圧とに基づき前記検出信号を生成して前記第２コイルに供給すると共に前記電源電圧に基づき前記参照信号を生成して前記第２コイルに供給する信号生成部と、を備える。

上記検出装置において、例えば、前記信号生成部は、前記電源電圧で発振して前記参照信号を発生させる第１発振回路と、前記電源電圧で発振して前記センサの値に応じた周波数を有する前記検出信号を発生させる第２発振回路と、前記第１発振回路により発生された前記参照信号と前記第２発振回路により発生された前記検出信号とを順次的に選択する選択回路と、を備える。

上記検出装置において、例えば、前記選択回路は、所定のプリアンプル信号によって規定される信号区間に前記参照信号と前記検出信号とを配置して出力する。

上記検出装置において、例えば、前記第２発振回路は、従属接続された偶数段のインバータからなるインバータ回路と、前記インバータ回路の入力部と前記電源電圧との間に電流路が接続され、前記インバータ回路の出力部に制御電極が接続されたトランジスタと、前記インバータ回路の入力部と低電位ノードとの間に接続されたコンデンサと、前記インバータ回路の入力部に接続された第１電極と、前記低電位ノードに接続された第２電極と、を備え、前記センサは、前記第１電極と前記第２電極との間に接続される。

本発明の一態様によれば、電力の消費を抑制しつつ、検出対象の状態を示すセンサの値を非接触で安定的に検出することができる。

本発明の実施形態による状態検出システムの構成例を示す図である。 本発明の実施形態による状態検出システムが備える信号生成部の構成例を示す図である。 本発明の実施形態による状態検出システムの信号生成部が備えるリングオシレータの構成例を示す図である。 本発明の実施形態による状態検出システムが備える検出装置の適用例を示す図である。 本発明の実施形態による状態検出システムの検出装置の動作を説明するための図である。 本発明の実施形態による状態検出システムの選択回路の動作を説明するための図である。 本発明の実施形態による状態検出システムのリングオシレータの動作を説明するための図である。 本発明の実施形態による状態検出システムのコイルの屈曲に関する特性を説明するための図である。 本発明の実施形態による状態検出システムのＥＳＤ保護回路を説明するための図である。 本発明の実施形態による状態検出システムの整流部とリングオシレータの各回路パターンの一例を示す図である。

次に、図面を参照して、本発明の実施形態を説明する。
後述する図４に例示するように、ここでは、おむつの排泄物の有無を検出するためのセンサの値を検出する場合を例として説明するが、本発明は、この例に限定されず、検出対象は任意である。

[構成の説明]
図１は、本発明の実施形態による状態検出システム１の構成例を示す図である。本実施形態による検出システム１は、検出装置１００と読取装置２００とを備える。本実施形態では、磁界共鳴現象を利用して検出装置１００と読取装置２００との間で電力およびデータ信号の伝送を実施する。ただし、この例に限定されず、非接触方式の伝送方式であれば、任意の伝送方式を用いることができる。

検出装置１００は、検出対象の状態を示すセンサ（図示なし）の値に応じた周波数を有する検出信号を送信すると共に、周波数に関して上記検出信号と対応した電源電圧依存性を有する参照信号を送信するものである。検出装置１００は、電極１１１，１１２，１１３，１１４、ＥＳＤ(Electro Static Discharge)保護回路１２０、信号生成部１３０、コンデンサ１４０、整流部１５０、ｐ型ＭＯＳトランジスタ１６０、コンデンサ１７０、コイル１８０（第２コイル）を備える。

電極１１１，１１２，１１３のそれぞれと電極１１４との間には、検出対象のおむつに吸収された水分量に応じて抵抗値が変化する抵抗体からなるセンサＲＳ１，ＲＳ２，ＲＳ３が接続されている。これらセンサＲＳ１，ＲＳ２，ＲＳ３のうち、センサＲＳ２，ＲＳ３は、検出対象のおむつの所定部位に埋め込まれている。残りのセンサＲＳ１は、後述の参照信号を得るためのダミーセンサとして機能するものであり、水分の有無にかかわらず一定の抵抗値を有する抵抗体から構成されている。本実施形態では、センサＲＳ１は、おむつ側ではなく、検出装置１００側と一体化されているものとするが、この例に限定されない。また、センサの個数も任意である。電極１１１，１１２，１１３には、ＥＳＤ保護回路１２０を介して信号生成部１３０の入力部が接続され、電極１１４には、フルブリッジ回路からなる整流部１５０の負出力部が接続されている。信号生成部１３０の電源端子には整流部１５０の正出力部が接続され、信号生成部１３０のグランド端子には整流部１５０の負出力部が接続されている。これにより、信号生成部１３０には、整流部１５０により整流された直流電圧ＶＤＤが電源電圧として供給される。以下では、適宜、直流電圧ＶＤＤを「電源電圧ＶＤＤ」と称す。

整流部１５０の正出力部と負出力部との間には平滑用のコンデンサ１４０が接続されている。整流部１５０の二つの入力部のうち、一方の入力部には、コンデンサ１７０を介してコイル１８０の一端が接続されている。また、整流部１５０の他方の入力部には、コイル１８０の他端が接続されている。即ち、整流部１５０の二つの入力部の間には、コンデンサ１７０とコイル１８０とが直列接続されている。本実施形態では、コンデンサ１７０とコイル１８０は直列共振回路を構成し、その共振周波数は、読取装置２００に備えられた交流発生部２２０が発生させる交流電力の周波数（１３．５６ＭＨｚ）に設定されている。コンデンサ１７０とコイル１８０とからなる直列共振回路の両端間（即ち、整流部１５０の二つの入力部の間）には、ｐ型ＭＯＳトランジスタ１６０の電流路が接続され、このｐ型ＭＯＳトランジスタ１６０のゲートには、信号生成部１３０の出力部が接続されている。

読取装置２００は、検出装置１００の電源電圧（ＶＤＤ）を与える電力を検出装置１００に送電すると共に、検出装置１００から上記検出信号および参照信号を受信し、上記参照信号に基づいて検出装置１００に送電する電力を調整すると共に、上記検出信号を読み取るものである。読取装置２００は、制御部２１０、交流発生部２２０、コンデンサ２３０、コイル２４０（第１コイル）、抽出部２５０、提示部２６０を備える。

制御部２１０は、ＡＡＣ(Adaptive Amplitude Controller)から構成される。制御部２１０の出力部には、交流発生部２２０の制御信号入力部が接続されている。交流発生部２２０は、交流電力を発生させるものである。本実施形態では、交流発生部２２０が発生させる交流電力の周波数は、１３．５６ＭＨｚとするが、この例に限定されない。交流発生部２２０が発生させる交流電力の電圧Ｖ１の振幅は可変であり、制御部２１０により制御される。交流発生部２２０の出力部には、コンデンサ２３０を介してコイル２４０の一端が接続されている。本実施形態では、コンデンサ２３０とコイル２４０とは直列共振回路を構成し、その共振周波数は、交流発生部２２０が発生させる交流電力の周波数（１３．５６ＭＨｚ）に設定されている。即ち、読取装置２００のコンデンサ２３０とコイル２４０から構成される直列共振回路の共振周波数は、前述の検出装置１００のコンデンサ１７０とコイル１８０とから構成される直列共振回路の共振周波数と同じに設定されている。コイル２４０の他端は、抽出部２５０を構成するシャント抵抗２５１を介して接地されている。これにより、交流発生部２２０の出力部と接地との間には、コンデンサ２３０、コイル２４０、シャント抵抗２５１が直列接続されている。

抽出部２５０は、コイル２４０の電流成分から上記検出信号および上記参照信号を抽出するためのものであり、シャント抵抗２５１、混合器２５２、増幅器２５３、低域通過フィルタ２５４から構成される。抽出部２５０は、抽出した上記参照信号を制御部２１０に供給し、上記検出信号を提示部２６０に供給する。

図２は、本発明の実施形態による状態検出システム１が備える信号生成部１３０の構成例を示す図であり、（Ａ）は、信号生成部１３０の全体構成を示し、（Ｂ）は、選択回路１３４の構成例を示し、（Ｃ）は、選択回路１３４を構成するトライステートインバータの構成例を示し、（Ｄ）は、選択回路１３４の回路パターンを示している。

図２（Ａ）に示すように、信号生成部１３０は、リングオシレータ１３１，１３２，１３３と選択回路１３４とを備える。このうち、リングオシレータ１３１（第１発振回路）は、電源電圧ＶＤＤで発振して上記参照信号を発生させるものである。リングオシレータ１３２，１３３（第２発振回路）は、それぞれ、電源電圧ＶＤＤで発振して、電極１１０（図１参照）に接続されたセンサ（図示なし）の値に応じた周波数を有する検出信号を発生させるものである。図２（Ａ）では、図示していないが、リングオシレータ１３１，１３２，１３３には、それぞれ、図１に示すＥＳＤ保護回路１２０を介して電極１１１，１１２，１１３が接続されており、これら電極１１１，１１２，１１３を介して、リングオシレータ１３１，１３２，１３３にはセンサＲＳ１，ＲＳ２，ＲＳ３がそれぞれ電気的に接続されている。このうち、リングオシレータ１３１に接続されるセンサＲＳ１は、上記参照信号を得るためのダミーセンサとして機能し、リングオシレータ１３２，１３３に接続される二つのセンサＲＳ２，ＲＳ３は上記検出信号を得るためのセンサとして機能する。なお、リングオシレータの個数は、センサの個数に応じて任意である。また、リングオシレータに代えて、任意の回路形式のオシレータを用いることができる。

また、図２（Ａ）の例では、リングオシレータ１３１は、センサＲＳ１の一定の抵抗値に対応した一定の周波数（１０Ｈｚ）の発振信号を参照信号として出力している。また、リングオシレータ１３２に入力されるセンサＲＳ２の値は「ドライ」を示し、この値に対応して、リングオシレータ１３２は周波数が０Ｈｚの検出信号を出力している。また、リングオシレータ１３３に入力されるセンサＲＳ３の値は「ウェット」を示し、この値に対応して、リングオシレータ１３３は周波数が５Ｈｚの発振信号を検出信号として出力している。選択回路１３４は、プリアンブル信号ＰＲＥと、リングオシレータ１３１，１３２，１３３の各出力信号を順次的に選択して出力するものである。なお、図２（Ａ）の例では、リングオシレータ１３２，１３３は、それぞれ、０Ｈｚおよび５Ｈｚの周波数を有する検出信号を出力しているが、各検出信号の周波数は、センサＲＳ１，ＲＳ２の値に応じて０Ｈｚまたは５Ｈｚの何れかになる。

図２（Ｂ）に示すように、選択回路１３４は、出力部が共通接続された四つのトライステートインバータ１３４１，１３４２，１３４３，１３４４から構成される。本実施形態では、トライステートインバータ１３４１，１３４２，１３４３，１３４４の出力は、選択信号ＳＥＬ０，ＳＥＬ１，ＳＥＬ２，ＳＥＬ３がローレベルの場合、ローインピーダンス状態となる。この場合、トライステートインバータ１３４１，１３４２，１３４３，１３４４は、入力ＩＮ０，ＩＮ１，ＩＮ２，ＩＮ３に応じた信号レベル（ハイレベルまたはローレベル）を出力する。これに対し、選択信号ＳＥＬ０，ＳＥＬ１，ＳＥＬ２，ＳＥＬ３がハイレベルの場合、各トライステートインバータの出力はハイインピーダンス状態となる。従って、選択信号ＳＥＬ０，ＳＥＬ１，ＳＥＬ２，ＳＥＬ３によりトライステートインバータ１３４１，１３４２，１３４３，１３４４のうちの一つの出力をローインピーダンス状態に制御し、残りのトライステートインバータの出力をハイインピーダンス状態に制御すれば、選択回路１３４に入力されるプリアンブル信号ＰＲＥおよびリングオシレータ１３１，１３２，１３３の各発振信号のうちの何れか一つを選択して送信データ信号ＴＸｄａｔａとして出力することができる。

また、図２（Ｃ）に示すように、上述の選択回路１３４を構成する各トライステートインバータは、疑似ＣＭＯＳ構成を有しており、ｐ型ＭＯＳトランジスタ１１，１２，１３，１４，１５，１６から構成される。この構成によれば、ｐ型ＭＯＳトランジスタ１４，１５のゲートに印加される選択信号ＳＥＬ（ＳＥＬ０，ＳＥＬ１，ＳＥＬ２，ＳＥＬ３）がローレベルの場合、入力ＩＮに応答して出力ＯＵＴがハイレベルまたはローレベルになる。選択信号ＳＥＬがハイレベルであれば、出力ＯＵＴはハイインピーダンス状態となる。

図３は、本発明の実施形態による状態検出システム１の信号生成部１３０が備えるリングオシレータ１３１の構成例を示す図である。図３（Ａ）に示すように、リングオシレータ１３１は、従属接続された６段（偶数段）のインバータ２１，２２，２３，２４，２５，２６からなるインバータ回路と、ｐ型ＭＯＳトランジスタ２７と、コンデンサ２８と、二つの電極Ｐ１，Ｐ２から構成される。

ここで、ｐ型ＭＯＳトランジスタ２７の電流路は上記インバータ回路の入力部と電源電圧ＶＤＤの給電線との間に接続されている。具体的には、ｐ型ＭＯＳトランジスタ２７のソースには電源電圧ＶＤＤの給電線が接続され、そのドレインは、上記インバータ回路の入力部に接続されている。ｐ型ＭＯＳトランジスタ２７のゲート（制御電極）は、上記インバータ回路の出力部に接続されている。コンデンサ２８は、上記インバータ回路の入力部とグランド（低電位ノード）との間に接続されている。電極Ｐ１は、上記インバータ回路の入力部に接続され、電極Ｐ２は、グランド（低電位ノード）に接続されている。本実施形態では、電極Ｐ１には、保護回路１２０を介して図１の電極１１１が接続され、電極Ｐ２には、図１の電極１１４が接続される。これにより、電極Ｐ１と電極Ｐ２との間には、検出対象の状態を検出するためのセンサＲＳ１（抵抗体）が接続される。

図３（Ａ）の例では、ｐ型ＭＯＳトランジスタ２７と、コンデンサ２８と、電極Ｐ１，Ｐ２間に接続されたセンサＲＳ１（抵抗体）とにより、一種のインバータ（以下、疑似インバータと称す。）が形成される。この疑似インバータと上述の６段のインバータ２１〜２６とにより、リングオシレータが形成される。このリングオシレータの発振周期（発振周波数）は、上記疑似インバータと６段のインバータ２１〜２６との信号の伝搬遅延時間により定まる。ここで、上記疑似インバータの伝搬遅延時間は、センサＲＳ１を構成する抵抗体の抵抗値とコンデンサ２８の容量値に対する依存性を有している。

本実施形態では、コンデンサ２８の容量値は一定であり、上記疑似インバータの伝搬遅延時間は、センサＲＳ１を構成する抵抗体の抵抗値に依存して変化する。具体的には、検出対象がウェット状態である場合、仮にセンサＲＳ１の抵抗値が低下したとすれば、疑似インバータの信号遅延時間が増加する傾向を示す。また、検出対象がドライ状態である場合、仮にセンサＲＳ１の抵抗値が上昇したとすれば、疑似インバータの信号遅延時間が減少する傾向を示す。このような疑似インバータの特性により、リングオシレータ１３１の発振周波数は、ウェット時に上昇し、ドライ時に低下する傾向を示す。ただし、本実施形態では、リングオシレータ１３１の発振周波数が一定の参照周波数（１０Ｈｚ）となるように、リングオシレータ１３１には、一定の抵抗値を有する抵抗体がダミーセンサＲＳ１として接続されると共に、各インバータの回路定数が設定されている。

他のリングオシレータ１３２，１３３の構成についてもリングオシレータ１３１と基本的には同じであるが、電極Ｐ１，Ｐ２に接続されるセンサの値（抵抗体の抵抗値）に応じて、発振周波数が、０Ｈｚ（ドライ時）または５Ｈｚ（ウェット時）となるように、インバータの段数等の回路定数が設定されている。具体的には、リングオシレータ１３２に接続されたセンサＲＳ２の取り付け部位がウェット状態になると、センサＲＳ２の抵抗値が低下してリングオシレータ１３２の発振周波数が約５Ｈｚになる。また、ドライ状態では、センサＲＳ２の抵抗値が上昇してリングオシレータ１３２の発振周波数が約０Ｈｚになる。同様に、リングオシレータ１３３に接続されたセンサＲＳ３の取り付け部位がウェット状態になると、センサＲＳ３の抵抗値が低下してリングオシレータ１３３の発振周波数が約５Ｈｚになる。また、ドライ状態では、センサＲＳ３の抵抗値が上昇してリングオシレータ１３３の発振周波数が約０Ｈｚになる。

ただし、リングオシレータの発振周波数は電源電圧（ＶＤＤ）に対する依存性を有する。このため、本実施形態では、直流電圧ＶＤＤが信号生成部１３０の電源電圧仕様に適合する値である場合、即ち信号生成部１３０の電源電圧が目標値付近である場合、発振周波数が約１０Ｈｚとなるように、リングオシレータ１３１の回路定数が設定されている。同様に、信号生成部１３０の電源電圧が目標値付近である場合、ドライ状態およびウェット状態でのセンサＲＳ２，ＲＳ３の各値に応じて、リングオシレータ１３２，１３３の各発振周波数が０Ｈｚまたは５Ｈｚとなるように、これらリングオシレータ１３２，１３３の回路定数が設定されている。０Ｈｚ、５Ｈｚは一例であってこれに限定されない。本実施形態では、オシレータ１３１の発振周波数を１０Ｈｚに制御し、電源電圧（ＶＤＤ）を目標値付近に維持することにより、オシレータ１３２，１３３の発振周波数の電源電圧依存性を顕在化させないようにしている。１０Ｈｚは一例であってこれに限定されない。

図３（Ｂ）に示すように、上述のリングオシレータ１３１が備えるインバータ回路を構成する各インバータは、ｐ型ＭＯＳトランジスタ３１，３２，３３，３４による疑似ＣＭＯＳ構成を有している。この例では、入力ＩＮがローレベルであれば、ｐ型ＭＯＳトランジスタ３３がオン状態となる。また、入力ＩＮは、ｐ型ＭＯＳトランジスタ３１，３２から形成されたインバータにより反転されてｐ型ＭＯＳトランジスタ３４のゲートに入力される。これによりｐ型ＭＯＳトランジスタ３４がオフ状態になる。従ってこの場合、出力ＯＵＴはハイレベルになる。逆に、入力ＩＮがハイレベルであれば、ｐ型ＭＯＳトランジスタ３３がオフ状態となり、入力ＩＮの反転信号がゲートに入力されるｐ型ＭＯＳトランジスタ３４がオン状態になる。従ってこの場合、出力ＯＵＴはローレベルになる。他のリングオシレータ１３２，１３３が備えるインバータ回路を構成するインバータについても同様である。

図４は、本発明の実施形態による状態検出システムが備える検出装置１００の適用例を示す図であり、７８ｍｍ×５３ｍｍのシート状に形成された検出装置１００の写真を示す。図４では、明確化のため、おむつの表面に検出装置１００を取り付けているが、実際の適用例では、検出装置１００は、おむつの素材（コットン）に埋め込まれている。検出装置１００は、受動トランスポンダーとして構成され、読取装置２００により給電されて作動し、上述の各センサの値を示すデータ信号を読取装置２００に送信する。検出装置１００では、１２．５ミクロン厚の柔軟性を有するポリイミドフィルム上に形成された有機回路と４０ミリメートル角のコイル（１８０）とが１２．５ミクロン厚のフレキシブルプリント基板（ＰＣＢ）上に積層されている。

[動作の説明]
次に、本発明の実施形態による状態検出システム１の動作を説明する。
図５は、本発明の実施形態による状態検出システム１の検出装置１００の動作を説明するための図である。
図１に示す読取装置２００において、制御部２１０の制御の下、交流発生部２２０は、検出装置１００に送電する電力として、周波数が１３．５６ＭＨｚの交流電力を発生させる。この交流電力の電圧Ｖ１は、コンデンサ２３０とコイル２４０とからなる直列共振回路に供給される。これにより、コンデンサ２３０とコイル２４０から構成される直列共振回路が共振状態となり、交流発生部２２０が発生させた交流電力がコイル２４０により電磁エネルギーに変換されて放射される。

読取装置２００から放射された電磁エネルギーは検出装置１００のコンデンサ１７０とコイル１８０から構成される直列共振回路に電磁的作用を及ぼす。これにより、検出装置１００のコンデンサ１７０とコイル１８０からなる直列共振回路と、読取装置２００のコンデンサ２３０とコイル２４０からなる直列共振回路との間で磁界共鳴現象が発生する。この磁界共鳴現象により、検出装置１００のコイル１８０に交流電力が誘起され、読取装置２００のコイル２４０から放射された電磁エネルギーが、検出装置１００のコイル１８０により、図５の上段に示す電圧Ｖ２の交流電力に変換される。図５の例では、電圧Ｖ２の振幅は例えば１３Ｖである。コイル１８０により変換された交流電力は、コンデンサ１７０を介して整流部１５０に入力され、整流部１５０により整流されて直流電圧ＶＤＤに変換される。

ここで、直流電圧ＶＤＤは、コイル１８０により変換された交流電力の電圧Ｖ２に依存し、このコイル１８０の電圧Ｖ２は、読取装置２００の交流発生部２２０により発生される交流電力の電圧Ｖ１に依存する。本実施形態では、後述するように、直流電圧ＶＤＤが、信号生成回路１３０の電源電圧仕様に適合する一定値（目標値）となるように、制御部２１０が、交流発生部２２０により発生される交流電力の電圧Ｖ１（振幅）を制御する。本実施形態では、直流電圧ＶＤＤが信号生成部１３０の電源電圧仕様に適合する値であれば、即ち信号生成部１３０の電源電圧が目標値付近であれば、上述のリングオシレータ１３１の発振周波数が約１０Ｈｚとなる。

信号生成部１３０は、整流部１５０から出力される直流電圧ＶＤＤを電源電圧として作動し、電極１１１，１１２，１１３に接続されたセンサＲＳ１，ＲＳ２，ＲＳ３の各抵抗値と電源電圧（ＶＤＤ）とに基づき検出信号を生成して送信データ信号ＴＸｄａｔａとしてコイル１８０に供給する。具体的には、信号生成部１３０は、生成した検出信号によりｐ型ＭＯＳトランジスタ１６０を駆動することにより、読取装置２００から検出装置１００を見たときの負荷を変調する。これにより、検出信号として送信データ信号ＴＸｄａｔａがコイル１８０により検出装置１００から読取装置２００に送信される。

また、検出装置１００の信号生成部１３０は、電源電圧（ＶＤＤ）に基づき上記参照信号を生成してコイル１８０に供給する。具体的には、信号生成部１３０は、上記参照信号によりｐ型ＭＯＳトランジスタを駆動することにより、読取装置２００から検出装置１００を見たときの負荷を変調する。これにより、上記参照信号としての送信データ信号ＴＸｄａｔａがコイル１８０により検出装置１００から読取装置２００に送信される。この送信データ信号ＴＸｄａｔａに含まれる参照信号の周波数には電源電圧（ＶＤＤ）が反映される。即ち、電源電圧（ＶＤＤ）が目標値付近であれば、参照信号の周波数が約１０Ｈｚとなり、電源電圧（ＶＶＤ）が目標値を下回れば、参照信号の周波数が１０Ｈｚ未満となり、電源電圧（ＶＤＤ）が目標値を上回れば、参照信号の周波数が１０Ｈｚを超える。従って、読取装置２００において、受信データ信号ＲＸｄａｔａに含まれる参照信号の周波数から、検出装置１００における電源電圧（ＶＤＤ）を把握することができる。

図５の例では、送信データ信号ＴＸｄａｔａが参照信号の参照周波数（１０Ｈｚ）を表した状態を示している。図５から理解されるように、検出装置１００から送信された送信データ信号ＴＸｄａｔａの参照周波数（１０Ｈｚ）は、読取装置２００において受信データ信号ＲＸｄａｔａとして問題なく復調されている。この例に示すように、受信データ信号ＲＸｄａｔａに含まれる参照信号の周波数が約１０Ｈｚを示す場合、電源電圧（ＶＤＤ）の変動の影響が抑制された状態にあり、受信データ信号ＲＸｄａｔａに含まれる検出信号の周波数が有意となる。従って、この場合の検出信号の周波数から検出対象の状態（ドライ状態／ウェット状態）を正しく知ることができる。

図６は、本発明の実施形態による状態検出システム１の選択回路１３４の動作を説明するための図である。
本実施形態では、信号生成部１３０の選択回路１３４は、所定のプリアンプル信号ＰＲＥによって規定される信号区間に上記参照信号と検出信号とを配置して出力する。図６の例では、プリアンブル信号ＰＲＥによって挟まれた信号区間に、参照信号であるリングオシレータ１３１の発振信号ＯＳＣ１と、検出信号であるリングオシレータ１３２の発振信号ＯＳＣ２またはリングオシレータ１３３の発振信号ＯＳＣ３が配置されるように、選択回路１３４が、プリアンブル信号ＰＲＥと発振信号ＯＳＣ１と発振信号ＯＳＣ２と発振信号ＯＳＣ３を順次的に選択している。これにより、プリアンブル信号ＰＲＥと発振信号ＯＳＣ１とを挟んで、発振信号ＯＳＣ２と発振信号ＯＳＣ３とが交互に読み出されている。

図６の例では、選択回路１３１の入力信号は、（ＰＲＥ）→（ＯＳＣ１）→（ＯＳＣ２）→（ＰＲＥ）→（ＯＳＣ１）→（ＯＳＣ３）→（ＰＲＥ）→（ＯＳＣ１）→（ＯＳＣ２）→（ＰＲＥ）…という順に選択されて出力されている。ここで、プリアンブル信号ＰＲＥにより挟まれた信号区間に着目すれば、各信号区間には、参照信号として発振信号ＯＳＣ１が含まれている。また、各信号区間には、検出信号としては発振信号ＯＳＣ２，ＯＳＣ３の何れか一つが含まれており、これら発振信号ＯＳＣ２，ＯＳＣ３は、複数の信号区間の時系列に着目すれば、各信号区間に交互に配置される。

図７は、本発明の実施形態による状態検出システム１のリングオシレータの動作を説明するための図である。図７（Ａ）は、上述のセンサＲＳ２，ＲＳ３の抵抗値Ｒ_ＭＥＡが３．３メガオームであるときのリングオシレータ１３２，１３３の各発振信号ＯＳＣの波形の一例を示し、図７（Ｂ）は、リングオシレータ１３２，１３３の発振周期（発振周波数）とセンサＲＳ２，ＲＳ３の抵抗値Ｒ_ＭＥＳとの関係の一例を示す図である。図７（Ｂ）に示すように、センサの抵抗値Ｒ_ＭＥＳが増加すると、リングオシレータの発振周期が単調に増加する傾向を示す。従って、リングオシレータの発振周波数によりセンサの抵抗値Ｒ_ＭＥＳを表現することが可能となる。

一方、読取装置２００のコイル２４０は、検出装置１００から送信された検出信号および参照信号を受信する。これにより、読取装置２００のコイル２４０には、検出信号および参照信号に対応した電流成分が発生する。
抽出部２５０は、コイル２４０の電流成分から上記検出信号および参照信号を抽出する。抽出部２５０は、抽出した参照信号を受信データ信号ＲＸｄａｔａとして制御部２１０に供給する。また、抽出部２５０は、抽出した検出信号を受信データ信号ＲＸｄａｔａとして提示部２６０に供給する。図５の例では、受信データ信号ＲＸｄａｔａの周波数は、参照信号の参照周波数（１０Ｈｚ）と整合している。これにより、参照信号が検出装置１００から読取装置２００に伝送されていることが理解される。

制御部２１０は、抽出部２５０から供給された参照信号の周波数と所定の参照周波数（所定値）との偏差を縮小するように、交流発生部２２０が発生させる交流電力の電圧振幅（即ち、電圧Ｖ１）を制御する。本実施形態では、上記所定値は１０Ｈｚである。従って、本実施形態では、検出装置１００の信号生成部１３０において生成される参照信号の周波数が１０Ｈｚに収束するように読取装置２００の交流発生部の交流電圧Ｖ１の電圧振幅がフィードバック制御される。この結果、検出装置１００の直流電圧ＶＤＤは目標値付近に維持される。なお、上記直流電圧ＶＤＤの目標値は、所望の参照周波数を得ることができることを限度として、任意に設定し得る。

提示部２６０は、抽出部２５０により抽出された検出信号の周波数から、検出対象の状態を判定し、その判定結果を提示する。例えば、提示部２６０は、検出信号の周波数が０Ｈｚであれば、検出対象の状態が「ドライ」である旨、即ち、おむつに排泄物が無い旨の判定を行い、その判定結果を例えば表示手段により提示する。また、提示部２６０は、検出信号の周波数が５Ｈｚであれば、検出対象の状態が「ウェット」である旨、即ちおむつに排泄物が捕捉されている旨の判定を行い、その判定結果を例えば表示手段により提示する。ただし、この例に限定されず、音声等により判定結果を提示してもよく、提示の手法は任意である。

ここで、制御部２１０の制御の下、検出装置１００の直流電圧ＶＤＤが目標値付近に維持され、参照信号の周波数が１０Ｈｚ付近に維持されていれば、抽出部２５０により抽出される検出信号の周波数は、検出対象の状態を示すセンサの値に応じて、０Ｈｚまたは５Ｈｚの何れかの値を示すので、この検出信号の周波数から、提示部２６０が検出対象の状態を判定することが可能になる。
以上により、読取装置２００から検出装置１００に給電して検出装置１００を作動させ、検出装置１００から検出結果が読取装置２００に送信される。

本実施形態によれば、読取装置２００において、検出装置１００の電源電圧（ＶＤＤ）を目標値付近に維持するために必要な最小限の交流電力（電圧Ｖ１）を発生させるので、無駄な電力の消費を抑制することができる。
また、本実施形態によれば、読取装置２００から検出装置１００に非接触方式により給電するので、検出装置１００にバッテリ等の電源を備える必要がなくなる。また、参照信号の所定の参照周波数を得るための例えば水晶振動子等の部品を検出装置１００に備える必要がない。このため、検出装置１００のコストを抑制することができる。従って、おむつ等のような使い捨て用品に組み込む用途に適した検出装置を実現することができる。

また、本実施形態によれば、磁界共鳴現象を利用してデータ伝送を実施するので、高周波の電磁波（電波）を利用する一般的な無線通信と比較して、検出装置１００および読取装置２００の各構成を簡略化することができ、コストを更に抑制することができる。
また、本実施形態によれば、磁界共鳴現象を利用してデータ伝送を実施するので、一般的な磁気結合を利用する場合に比較して、検出装置１００と読取装置２００との間の相対的位置関係がデータ伝送に与える影響を抑制することができ、安定したデータ伝送を実施することができる。

また、本実施形態によれば、水分量に応じて変化するセンサの抵抗値から検出対象であるおむつの状態を検出するので、おむつに捕捉された排泄物の有無を検出することができる。この場合、本実施形態によれば、検出信号を発生させるための二つのリングオシレータ１３２，１３３を備え、それぞれにセンサを接続したので、おむつの２か所で排泄物の有無を検出することができる。従って排泄物の有無を精度よく安定的に検出することができる。

なお、上述の実施形態では、検出装置１００にセンサを接続し、センサと共に検出装置１００をおむつに組み込むものとしたが、検出装置１００とセンサとをコネクタ等により着脱可能に構成し、センサのみをおむつに埋め込み、検出装置１００を例えばおむつの外表部に仮止めしてもよい。この構成によれば、センサのみをおむつと共に使い捨てとし、検出装置１００を再利用することが可能になる。
また、上述の実施形態では、読取装置２００において検出結果を提示するものとしたが、検出装置１００側で例えばビープ音等により通知してもよい。

以下では、上述した本発明の実施形態の基本概念を説明し直す。
おむつの排泄物を検出するために、有機トランジスタを用いた柔軟性を有する無線ウェットセンサシートを開発した。無線電力伝送のための柔軟性を有するコイルの屈曲に対処するためのＡＡＣ(Adaptive Amplitude Control)は、読取装置の振幅を９２パーセントも低減させる。これにより、読取装置の電力消費を低減させる。ＣｕＰｃを用いた有機ショットキーダイオードを備えたＥＳＤ(Electro Static Dischaege)保護回路は２ｋＶのＥＳＤ耐圧を達成し、ＥＳＤ保護は、生理医学の用途では不可欠である。

水分の有無を検出するウェットセンサは、包帯の血液、下着の汗、おむつの排泄物の検出等のような、生理医学、看護、高齢者介護の用途では重要なツールである。ウェットセンサは、人間の肌に接するため、硬くて有線のウェットセンサで定常的にモニタすることは煩わしく、また、衛生上の見地からウェットセンサは使い捨てが望ましいことから、ウェットセンサは、薄いこと、機械的に柔軟性を有すること、広い面積を有すること、非接触で電力とデータ伝送機能を有する低コストなデバイスであることを必要とする。このような問題を解決するため、本願発明者は、おむつの排泄物を検出するためのセンサとして、１３．５６ＭＨｚの磁界共鳴現象を用いた、有機トランジスタベースの柔軟性を有するウェットセンサシート(FWSS; Flexible Wet Sensor Sheet)を開発した。

上述の図４は、７８ｍｍ×５３ｍｍのＦＷＳＳの写真を示す。図４では、明確化のため、おむつの表面にＦＷＳＳを取り付けているが、実際の適用例では、ＦＷＳＳは、おむつのコットンに組み込まれている。ＦＷＳＳは、受動トランスポンダーとして構成され、読取装置により給電されて作動し、センサデータを読取装置に送信する。ＦＷＳＳでは、１２．５ミクロン厚の柔軟性を有するポリイミドフィルム上に形成された有機回路と４０ミリメートル角のコイル（１８０）とが１２．５ミクロン厚のフレキシブルプリント基板（ＰＣＢ）上に積層されている。

上述の図１は、送信装置１００と読取装置２００の回路図を示す。読取装置２００は、おむつの近傍に位置するようにパンツに取り付けられている。読取装置２００は、例えば１３．５６ＭＨｚの磁界共鳴現象を用いてコイル（Ｌ１とＬ２）間で電力を無線伝送する。この例では、従来の磁気誘導に代えて、読取装置とＦＷＳＳとの間の距離を増加させるために磁界共鳴が用いられている。検出装置１００の代表的な電源電圧（ＶＤＤ）は２Ｖである。検出装置１００では、水分の有無を検出するために、二つの電極間の抵抗値が測定される。実際には、ウェットセンサの抵抗値は、ＲＣオシレータによりＴＸデータの周波数に変換される。そして、ＴＸデータは、読取装置２００において負荷変調を実施し、それを復調して得られる信号がＲＸデータである。上述の図５は、検出装置１００における電圧Ｖ２および送信データ信号（ＴＸｄａｔａ）と、読取装置における受信データ信号（ＲＸｄａｔａ）を示している。送信データ信号の１０Ｈｚの周波数は、読取装置２００において問題なく復調されている。

検出装置１００の設計課題は、１）コイル（Ｌ１とＬ２）間の距離の変化と同様に、柔軟性を有するコイル（Ｌ２）の屈曲による伝送効率の損失に対処するためには読取装置が最大電力を伝送しなければならないため、バッテリ動作の読取装置２００の電力消費が大きいことと、２）電極が、湿った人間の皮膚と直接接触するため、ＦＷＳＳにおけるＥＳＤ保護は必須であることである。しかしながら、有機トランジスタは絶縁フィルム上に形成されているため、有機トランジスタのＥＳＤ保護は困難である。このような課題を解決するため、本願では二つの提案を行う。即ち、１）適応的振幅制御（ＡＡＣ）を用いて、振幅を９２％低減させることにより、読取装置の電力消費を低減させることと、２）ＣｕＰｃ(Copper phthalocyanine)を用いた誘起ショットキーダイオードを有するＥＳＤ保護回路により、２ｋＶのＥＳＤ耐圧を達成することを提案する。

上述の図２には、４入力マルチプレクサ（選択回路１３４）と三つのＲＣオシレータ（リングオシレータ１３１，１３２，１３３）を備えたウェットセンサの回路図が示されている。４入力マルチプレクサの４つの入力は、読取装置２００におけるデータ受信部（抽出部）のためのプリアンブル信号で切り替えられる。ＲＣオシレータは、本提案に係るＡＡＣ（制御部２１０）において使用され、他の二つのＲＣオシレータはウェットセンサとして使用されている。上述の図１に示すように、ＡＡＣ（制御部２１０）において、読取装置の振幅（Ｖ１）は、参照オシレータの周波数を目標値に維持するためにＡＡＣ（制御部２１０）により適応的に制御され、これにより検出装置１００の電源電圧（ＶＤＤ）が発生される。上述の図２（Ｂ）および（Ｃ）は、それぞれ、疑似ＣＭＯＳ構成の４入力マルチプレクサの回路構成例を示している。疑似ＣＭＯＳは、ｐＭＯＳトランジスタのみからなる有機トランジスタ回路において高ゲインを得るために使用されている。マルチプレクサの動作を示すため、上述の図６は、送信データ信号（ＴＸｄａｔａ）の測定波形と、ＲＣオシレータ３および参照ＲＣオシレータ１の出力波形を示している。この例では、参照ＲＣオシレータ（シングオシレータ１３１）の周波数は１０Ｈｚであり、ＲＣオシレータ（リングオシレータ１３２）（＝センサ１）は、発振動作を行わず、このことは“ドライ（排泄なし）”を意味し、ＲＣオシレータ（リングオシレータ１３３）（＝センサ２）は、“ウェット（＝排泄あり）”を意味する５Ｈｚである。図６の波形は、マルチプレクサ（選択回路１３４）の切り替えが問題なく実施されていることを示している。

上述の図３は、疑似ＣＭＯＳインバータを用いたＲＣオシレータ（リングオシレータ）の回路図である。ＲＣオシレータは、電極間のセンサの抵抗値（Ｒ_ＭＥＡ）をオシレータの周波数に変換する。上述の図７（Ａ）は、オシレータの測定波形を示している。図７（Ｂ）は、センサの抵抗値Ｒ_ＭＥＡに関して測定された発振周期の依存性を示している。この例では、生理食塩水に浸けられたコットンの抵抗値Ｒ_ＭＥＡが２メガオームから１０メガオームであることから、抵抗値Ｒ_ＭＥＡの目標範囲は数メガオームに設定されている。発振周期は、オフセットと共に抵抗値Ｒ_ＭＥＡに対し線形依存する。抵抗センサ（Ｒ_ＭＥＡ）の感度(sensitivity)は３．５パーセント／メガオームである。

次に、コイル（Ｌ１とＬ２）との間の距離の変化と同様の柔軟性を有するコイル（Ｌ２）の屈曲による伝送効率の変動について述べると共に、ＡＡＣの有効性を述べる。図８（Ａ）は、読取装置２００にける入力電圧（ＶＩＮ）と、検出装置１００における出力電圧（ＶＯＵＴ）との間の関係を調べるための測定条件を示している。柔軟性を有するコイル（Ｌ２）の屈曲量Ｂと、コイル（Ｌ１）とコイル（Ｌ２）との間の距離を変化させる。図８（Ｂ）は、コイル（Ｌ１）と、屈曲されたコイル（Ｌ２）を示している。図８（Ｃ）は、屈曲量Ｂを０ｍｍおよび１７ｍｍとしたときのＶＩＮ／ＶＯＵＴの距離Ｄに対する依存性の測定結果を示している。４０ｍｍなる距離Ｄは、コイル（Ｌ１とＬ２）の直径に等しい。検出装置１００に必要なＶＯＵＴは一定である。従って、距離Ｄと屈曲量Ｂが増加するにつれてＶＩＮを増加させる必要がある。従来の設計では、Ｄ＝４０ｍｍ、Ｂ＝１７ｍｍなるワーストケースでも検出装置１００が正常に動作することを保証するために、ワーストケースを想定した一定値（例えば、９．７×ＶＯＵＴ）にＶＩＮが定常的に設定されていた。しかしながら、図８（Ｃ）に示されるように、殆どのケースでは、必要とされるＶＩＮは９．７×ＶＯＵＴよりも小さいため、通常、一定のＶＩＮはエネルギーの浪費をもたらす。従って、制御部が備えるＡＡＣは、最小のＶＩＮを取得するために提案されたものであり、バッテリ駆動の読取装置２００の電力消費を抑制する。制御部のＡＡＣによって、ＶＩＮを最大９２パーセント低減させることが可能である。ＶＩＮに関する屈曲量Ｂに対する改善効果を明確にするため、図８（Ｄ）は、図８（Ｃ）から抽出され、Ｂ＝１７ｍｍとしたときのＶＩＮと、Ｂ＝０ｎｍとしたときのＶＩＮの依存性の測定結果を示している。屈曲量Ｂを０ｍｍから１７ｍｍに変化させると、ＶＩＮは、距離Ｄが１０ｍｍよりも大きい場合の１．５倍を超える必要がある。従って、制御部のＡＡＣはコイルが屈曲する用途において、より効果的であることが理解される。

図９（Ａ）は、開発されたＥＳＤ保護の回路図を示している。読取装置と同様のＥＳＤを得るためのダイオードとして、有機ｐＭＯＳＦＥＴに代えて、縦型構造の有機ショットキーダイオードが用いられている。これは、ショットキーダイオードは、従来の有機ＭＯＳＦＥＴと比較して、大きな電流駆動能力を有すると共に優れた周波数特性を有するためである。図９（Ｂ）および（Ｃ）は、それぞれ、ＣｕＰｃを用いた有機ショットキーダイオードの断面図と写真を示している。ＥＳＤ耐圧の試験は、Ｔｈｅｒｍｏ Ｆｉｓｈｅｒ Ｓｃｉｅｎｔｉｆｉｃ社製のＭｉｎｉＺａｐ ＥＳＤシミュレータを用いて、ＥＳＤ標準規格ＩＥＣ６１０００−４−２に従って実施された。図９（Ｄ）は、測定ステップと測定結果を示している。ＥＳＤ保護を用いない場合、ＥＳＤ耐圧は０．５ｋＶを下回る。これに対し、ＥＳＤ保護を用いた場合、ＥＳＤ耐圧は、２ｋＶを超え、ＥＳＤ標準規格ＩＥＣ６１０００−４−２のレベル１を満足する。信号パッドにＥＳＤ保護回路を付加することによる問題の一つは、信号パッドに入力される信号の帯域幅の劣化をもたらすことである。図９（Ｅ）は、ＥＳＤ保護を用いた場合のソースフォロアのゲインの周波数依存性の測定結果を示している。ＥＳＤ保護を付加することにより、−３ｄＢ帯域幅が、５００Ｈｚから３００Ｈｚに低下しているが、このことは、検出装置１００では問題にならない。なぜならば、発振周波数は、図７（Ｂ）に示したように、４Ｈｚ未満であるためである。図１０は、有機全波整流器およびＲＣオシレータの写真と、主要な特徴の要約を示している。

以上、本発明の実施形態を説明したが、本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、変形、置換、付加等が可能である。
例えば、上述の実施形態では、本発明による検出装置１００をおむつに埋め込み、おむつの状態を検出するものとしたが、検出対象は任意である。
また、上述の実施形態では、検出対象の状態を検出するためのセンサとして水分を検出するセンサを用いたが、検出対象に応じて任意の種類のセンサを用いることができる。
また、上述の実施形態では、センサの抵抗値を検出するものとしたが、任意の物理量を検出するものとしてもよい。

１…状態検出システム
１００…検出装置（ＦＷＳＳ）
１１１，１１２，１１３，１１４…電極
１２０…ＥＳＤ保護回路
１３０…信号生成部
１３１，１３２，１３３…リングオシレータ
１３４…選択回路（マルチプレクサ）
１４０…コンデンサ
１５０…整流部
１６０…ｐ型ＭＯＳトランジスタ
１７０…コンデンサ
１８０…コイル
２００…読み取り装置
２１０…制御部（ＡＡＣ）
２２０…交流発生部
２３０…コンデンサ
２４０…コイル
２５０…抽出部
２６０…提示部

Claims (6)

1. 検出対象の状態を示すセンサの値に応じた周波数を有する検出信号を送信すると共に、周波数に関して前記検出信号と対応した電源電圧依存性を有する参照信号を送信する検出装置と、
   前記検出装置の電源電圧を与える電力を前記検出装置に送電すると共に前記検出装置から前記検出信号および前記参照信号を受信し、前記参照信号に基づいて前記検出装置に送電する電力を調整すると共に前記検出信号を読み取る読取装置と、
   を備えた状態検出システム。
2. 前記読取装置は、
   前記検出装置に送電する電力として交流電力を発生させる交流発生部と、
   前記交流電力を電磁エネルギーに変換すると共に、前記検出装置から前記検出信号および前記参照信号を受信するための第１コイルと、
   前記第１コイルの電流成分から前記検出信号および前記参照信号を抽出する抽出部と、
   前記参照信号の周波数と所定値との偏差を縮小するように前記交流電力の電圧振幅を制御する制御部と、
   前記検出信号の周波数から前記検出対象の状態を判定し、前記判定の結果を提示する提示部と、
   を備えた、請求項１に記載の状態検出システム。
3. 前記検出装置は、
   前記電磁エネルギーを交流電力に変換すると共に前記検出信号および前記参照信号を送信するための第２コイルと、
   前記第２コイルにより変換された交流電力を整流する整流部と、
   前記整流部から出力される直流電圧を電源電圧として作動し、前記センサの値と前記電源電圧とに基づき前記検出信号を生成して前記第２コイルに供給すると共に前記電源電圧に基づき前記参照信号を生成して前記第２コイルに供給する信号生成部と、
   を備えた、請求項２に記載の状態検出システム。
4. 前記信号生成部は、
   前記電源電圧で発振して前記参照信号を発生させる第１発振回路と、
   前記電源電圧で発振して前記センサの値に応じた周波数を有する前記検出信号を発生させる第２発振回路と、
   前記第１発振回路により発生された前記参照信号と前記第２発振回路により発生された前記検出信号とを順次的に選択する選択回路と、
   を備えた、請求項３に記載の状態検出システム。
5. 前記選択回路は、
   所定のプリアンプル信号によって規定される信号区間に前記参照信号と前記検出信号とを配置して出力する、請求項４に記載の状態検出システム。
6. 前記第２発振回路は、
   従属接続された偶数段のインバータからなるインバータ回路と、
   前記インバータ回路の入力部と前記電源電圧との間に電流路が接続され、前記インバータ回路の出力部に制御電極が接続されたトランジスタと、
   前記インバータ回路の入力部と低電位ノードとの間に接続されたコンデンサと、
   前記インバータ回路の入力部に接続された第１電極と、
   前記低電位ノードに接続された第２電極と、
   を備え、
   前記センサは、前記第１電極と前記第２電極との間に接続された、請求項５に記載の状態検出システム。