JP2015142444A - Pwm signal controller - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、PWM信号制御装置に関し、特に、ワンシャント方式の回路装置に用いて好適のものである。 The present invention relates to a PWM signal control device, and is particularly suitable for use in a one-shunt circuit device.
例えば、特開2007−312511号公報(特許文献1)では、ワンシャント抵抗を用いた交流モータの制御装置が紹介されている。ワンシャント方式の制御装置は、図6に示す如く、当該制御装置で演算された指令電圧Vu〜Vwとキャリア波Wcとを比較させ、これによってPWM信号Sau〜Sbwを生成し、インバータ回路の各パワートランジスタに対してPWM信号Sau〜Sbwを与える。 For example, Japanese Unexamined Patent Application Publication No. 2007-312511 (Patent Document 1) introduces an AC motor control device using a one-shunt resistor. As shown in FIG. 6, the one-shunt control device compares the command voltages Vu to Vw calculated by the control device with the carrier wave Wc, thereby generating PWM signals Sau to Sbw, PWM signals Sau to Sbw are applied to the power transistors.
このPWM信号のうち、Sau〜Sawはハイサイド側のパワートランジスタへ与える信号を指し、Sbu〜Sbwはローサイド側のパワートランジスタへ与える信号を指す。また、Sau又はSbuを受ける各々のパワートランジスタは互いに直列接続されてアーム部を構成し、他のパワートランジスタも同様にしてアーム部を形成する。 Among the PWM signals, Sau to Saw indicate signals supplied to the high-side power transistor, and Sbu to Sbw indicate signals supplied to the low-side power transistor. In addition, each power transistor receiving Sau or Sbu is connected in series to form an arm portion, and the other power transistors similarly form an arm portion.
インバータ回路では、ハイサイド側のパワートランジスタが全て非通電状態にセットされるか、ローサイド側のパワートランジスタが全て非通電状態にセットされるか、の何れかのスイッチパターンを除きモータを経由する相電流が流れる。このとき、ワンシャント方式の電力変換回路では、二つの相電流を現すシャント電流Idcが流れ(図6参照)、制御装置ではこれに基づいてベクトル演算を行い、ベクトル演算にて算出された指令電圧とキャリア波とを比較することで新たなPWM信号を生成する。 In the inverter circuit, all the high-side power transistors are set to the non-energized state, or all the low-side power transistors are set to the non-energized state. Current flows. At this time, in the one-shunt type power conversion circuit, a shunt current Idc representing two phase currents flows (see FIG. 6), and the control device performs vector calculation based on this, and the command voltage calculated by the vector calculation And a carrier wave are compared to generate a new PWM signal.
しかし、相電流が交差するタイミング(図7の点Xに対応する時刻)では、図8に示す如く、一対のPWM信号のエッジが非常に接近するので、シャント電流Idcの波形の一部(波形B部)が極端に短くなり、この波形Bの値をAD変換することができなくなる。 However, at the timing when the phase currents intersect (time corresponding to the point X in FIG. 7), the edges of the pair of PWM signals are very close as shown in FIG. (B section) becomes extremely short, and the value of this waveform B cannot be AD converted.
このため、特許文献1の技術では、この歪んだ波形BがAD変換を行い得る形状に回復するまでシャント電流Idcの更新(新たにデータ作成すること)を中断し、其れまで得られた電流値情報に基づいてベクトル演算を行い、PWM信号を生成・出力させている。そして、波形Bが正常に復帰してから、シャント電流Idcの更新が再開され、これを用いたベクトル演算が実施される。
For this reason, in the technique of
しかしながら、特許文献1の技術によると、シャント電流の波形が極端に歪んでいる間、シャント電流の情報が履歴情報から引用されるので、ベクトル演算によって算出される指令電圧が不適切なものとなり、動作上の不具合を招く惧れがある。
However, according to the technique of
本発明は上記課題に鑑み、相電流が交差するタイミングであってもシャント電流から2相分の電流値情報を取得し得るPWM信号制御装置の提供を目的とする。 In view of the above problems, an object of the present invention is to provide a PWM signal control device that can acquire current value information for two phases from a shunt current even at the timing when the phase currents intersect.
上記課題を解決するため、本発明では次のようなPWM信号制御装置の構成とする。即ち、ワンシャント電流に基づいてベクトル演算を行い、当該演算によって取得された各相の指令電圧とキャリア波とを比較させてPWM信号を各々生成するPWM信号制御装置において、
前記PWM信号を生成する信号生成機能部は、予め定められた複数のキャリア周期毎に前記各相の指令電圧の演算結果を取得するベクトル演算部と、前記各相の指令電圧とキャリア波形とを比較して各ポートから出力されるPWM信号に関する情報を作成するPWM波形演算部と、前記PWM波形情報演算部によって作成された波形情報を補正するPWM波形補正部と、を備え、
前記PWM波形補正部は、前記複数のキャリア周期のうち所定のキャリア周期に対応して前記ワンシャント電流の短期間波形を時間軸に沿って拡張する第1の補正処理と、前記複数のキャリア周期のうち前記所定のキャリア周期を除く他のキャリア周期に対応して前記短期間波形を時間軸に沿って短縮する第2の補正処理とを実行することとする。
In order to solve the above problems, the present invention has the following configuration of the PWM signal control device. That is, in a PWM signal control device that performs a vector operation based on a one-shunt current and compares each phase command voltage acquired by the operation with a carrier wave to generate a PWM signal,
The signal generation function unit that generates the PWM signal includes a vector calculation unit that acquires a calculation result of the command voltage of each phase for each of a plurality of predetermined carrier periods, and a command voltage and carrier waveform of each phase. A PWM waveform calculation unit that creates information relating to PWM signals output from each port in comparison, and a PWM waveform correction unit that corrects the waveform information created by the PWM waveform information calculation unit,
The PWM waveform correction unit includes: a first correction process for extending a short-term waveform of the one-shunt current along a time axis corresponding to a predetermined carrier period among the plurality of carrier periods; and the plurality of carrier periods The second correction process is executed to shorten the short-period waveform along the time axis in correspondence with other carrier periods excluding the predetermined carrier period.
好ましくは、前記第1の補正処理によって前記短期間波形へ与えられる加算期間は、前記第2の補正処理によって前記短期間波形へ与えられる減算期間の総和に略一致していることとする。 Preferably, the addition period given to the short period waveform by the first correction process substantially coincides with the sum of the subtraction periods given to the short period waveform by the second correction process.
好ましくは、前記PWM波形補正部は、2つの相電流の交差タイミングを含む交差期間について当該補正部が機能し、前記交差期間を除く他の期間について当該補正部が機能解除されることとする。 Preferably, in the PWM waveform correction unit, the correction unit functions for an intersection period including the intersection timing of two phase currents, and the function of the correction unit is canceled for other periods other than the intersection period.
本発明に係るPWM信号制御装置によると、ワンシャント電流の短期間波形が時間軸に沿って拡張されるので、相電流が交差するタイミングに近い場面であっても短期間波形のAD変換処理に必要な期間が確保され、一のワンシャント電流から2相分の電流値情報を取得することが可能となる。 According to the PWM signal control device according to the present invention, the short-term waveform of the one-shunt current is expanded along the time axis, so even in a scene close to the timing at which the phase currents intersect, the AD conversion processing of the short-term waveform is performed. A necessary period is secured, and current value information for two phases can be acquired from one one shunt current.
以下、本発明に係る実施の形態につき図面を参照して具体的に説明する。図1は、一般的なワンシャント方式の電力変換装置の構成が示されている。当該電力変換回路10は、PWM信号制御装置100とインバータ回路200とから構成される。このうち、インバータ回路200には、正負の双方に設けられた電源ラインが直流電力供給部Vdcに接続される。この直流電力供給部Vdcは、バッテリーであっても良く、コンバータ回路に設けられる平滑コンデンサであっても良い。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 1 shows the configuration of a general one-shunt power converter. The power conversion circuit 10 includes a PWM
また、インバータ回路200は、ハイサイド側に設けられたパワートランジスタTua〜Twaと、ローサイド側に設けられたパワートランジスタTub〜Twbとを備えている。これらは、TuaとTubとが直列に接続され一のアームを形成し、其の他のパワートランジスタも同様に各アームを形成している。そして、これらアームは、電源ラインを介して並列に接続されている。
The
アームの各接点は、相電流ラインLu〜Lwが各々接続され、これを介してDCブラシレスモータMeのステータ回路部に接続される。DCブラシレスモータMeは、永久磁石が埋め込まれたロータ(図示なし)を備え、相電流の通電方向の切換えに応じて当該ロータから回転トルクを出力する。例えば、DCブラシレスモータMeが室外機に用いられる場合、ロータからの出力トルクは、コンプレッサに入力されて冷媒システムを駆動させることとなる。 Each contact point of the arm is connected to a phase current line Lu to Lw, and is connected to a stator circuit portion of the DC brushless motor Me via this. The DC brushless motor Me includes a rotor (not shown) in which permanent magnets are embedded, and outputs a rotational torque from the rotor in accordance with switching of the energization direction of the phase current. For example, when the DC brushless motor Me is used in an outdoor unit, the output torque from the rotor is input to the compressor to drive the refrigerant system.
ステータ回路は、インバータ回路200のパワートランジスタTua〜Twbのスイッチングパターンが切換えられることで、相電流の通電方向(ベクトル電流)が制御される。PWM信号制御装置100は、このスイッチングパターンを適宜に制御する役割を担っている。尚、本実施の形態に係る電力変換装置10は、ワンシャント方式による電流検出を行う回路装置とされるので、図示の如く、一方の電源ラインに対応して一のシャント抵抗RSが設けられている。そして、PWM信号制御装置100の入力ポートには、信号ラインを介してシャント抵抗の両端電圧が入力される。
In the stator circuit, the energizing direction (vector current) of the phase current is controlled by switching the switching pattern of the power transistors Tua to Twb of the
PWM信号制御装置100(以下、単に制御装置100と呼ぶ)は、CPU(Central Processing Unit),メモリ回路,AD変換回路,クロック回路,その他,通信装置等を備えるものである。制御装置100は、メモリ回路に格納されたプログラムをシーケンシャル順に処理していくことで、所定の処理結果・演算結果を取得する。即ち、制御装置100は、CPU,メモリ回路といったハードウェア資源と、制御プログラムといったソフトウェア資源とが協働して機能することにより、様々な機能部を構築させる。
The PWM signal control device 100 (hereinafter simply referred to as the control device 100) includes a CPU (Central Processing Unit), a memory circuit, an AD conversion circuit, a clock circuit, and other communication devices. The
本実施の形態に係る制御装置100では、図1に示す如く、信号検出機能部110と、信号生成機能部120と、信号出力機能部130とが機能構築される。このうち、信号検出機能部110は、シャント抵抗Rsの各信号ラインから与えられた信号値をデジタルデータとして作成し、このデータを適宜のタイミングでCPUのデータレジスタへ転送する。そして、CPUでは、このデータに基づいてシャント抵抗Rsに流れる電流の値(以下、ワンシャント電流)を算出する。
In the
信号生成機能部120は、上述の如く取得されたワンシャント電流に基づきベクトル演算を実施させ、この演算によって取得された各相についての指令電圧とキャリア波とを比較させてPWM信号の波形に関する情報(波形情報)を算出結果として得る。尚、キャリア波とは、キャリア周波数に対応して作成された三角波を指し、これをキャリア波と呼ぶこととする。また、指令電圧については、指令電圧の電圧値(指令電圧値)としても良く、この他、指令電圧の変調率(指令変調率)としても良い。信号生成機能部120については、本実施の形態に係る特徴部を具備しているところ、追って詳述することとする。
The signal
信号出力機能部130は、上述の如く取得された波形情報に基づいてPWM信号のパルス波形を制御・出力する。具体的に説明すると、信号出力機能部130は、キャリア周期毎にモデルとなる波形情報を設定し、この波形情報に合致するようPWM信号の電圧状態(High/Low)を再現させ、これを出力ポートから出力させる。これにより、PWM信号は、波形情報に対応したパルス波に成形されて、制御装置100の出力ポートから出力される。制御装置100は、複数の出力ポートを具備し、これらの出力パターンを各々設定することにより、スイッチングパターンを適宜に形成させ、且つ、其のパターン切換えを可能としている。
The signal
次に、図2を参照して、信号生成機能部120の処理動作について具体的に説明する。信号生成機能部120は、種々の演算部が機能構築されるものであり、本実施の形態では、ベクトル演算部121と、波形情報演算部122と、波形情報補正部123とが形成される。特に特徴的な事項として、ベクトル演算部121は、予め定められた複数のキャリア周期毎に機能するものである(以下、この周期をベクトル演算周期と呼ぶ)。従って、その後段の処理である波形情報演算部122及び波形情報補正部123では、当該処理の基礎情報である波形情報がベクトル演算周期毎に更新されることとなる。
Next, the processing operation of the signal
ベクトル演算部121では、三相電流演算部121aと、ベクトル電流演算部121bと、PI制御部121cと、座標変換部121dとが機能構築される。また、ベクトル演算部121では、最新の位相情報が与えられており、各演算部でこの情報が利用可能とされている。
In the
相電流は、ステータ回路へ流入する入力電流成分と当該ステータ回路からインバータ回路へ戻る出力成分とが一致する。従って、三相電流演算部121aは、この性質を利用して、ワンシャント電流Idcに重畳された2相分の電流情報を用いて残りの電流情報を算出し、三相電流Iu,Iv,Iwの情報を全て揃える。
In the phase current, the input current component that flows into the stator circuit matches the output component that returns from the stator circuit to the inverter circuit. Therefore, using this property, the three-phase
ベクトル電流演算部121bは、位相情報を用いた数式に基づいて、三相電流Iu,Iv,Iw値をd軸電流(検出値)及びq軸電流(検出値)へと変換させる。ここで、d軸電流とは、ロータの磁束方向に一致する電流成分を指す。また、q軸電流とは、d軸と直行する軸方向に一致する電流成分を指す。
The vector
ベクトル制御では、ステータ回路に形成させるベクトル電流をロータのq軸方向に一致した状態で変化させることにより、ロータを動機回転させている。この動作を実現させるため、PI制御部121cでは、指令回転数ωrに基づいて所期のd軸電流(指令値)及びq軸電流(指令値)を算出し、これとd軸電流(検出値)及びq軸電流(検出値)を各々比較して比例値を設定し、その演算結果としてd軸指令電圧及びq軸指令電圧が算出される。
In the vector control, the rotor is motivated by changing the vector current formed in the stator circuit in a state where it matches the q-axis direction of the rotor. In order to realize this operation, the
座標演算部121dでは、位相情報を用いた数式に基づいて、d軸指令電圧及びq軸指令電圧を各相の指令電圧へと変換する。ここで、各相の指令電圧とは、U相の指令電圧Vu,V相の指令電圧Vv,W相の指令電圧Vwをまとめて表現したものである。このように、ベクトル演算部121は、121a〜121dの一連の演算処理によって、各相の指令電圧に関する演算結果の算出・取得が行われる。
The coordinate
上述したように、本実施の形態に係るベクトル演算部121は、ベクトル演算周期Tnごとに指令電圧の演算結果が得られる。本実施の形態では、図3に示す如く、ベクトル演算周期Tnがキャリア周期Tcの3倍に設定されており、ベクトル演算周期Tnの到来毎に指令電圧の演算結果が取得され、この周期Tnに対応して指令電圧を順次変化させていく。このため、一のベクトル演算周期Tnでは、指令電圧が各々一定値を示すこととなる。
As described above, the
尚、図3は、U相電流とV相電流とが交差する場面を示している。従って、この場面の相電流を形成するためには、U相の指令電圧VuとV相の指令電圧Vvとが接近する。同図では、ベクトル演算周期Tnが次の周期へ移行する直前でU相電流とV相電流とが交差する為、指令電圧Vu及びVvの順位もこれに応じて入れ替わる。また、このような場面では、W相電流がピーク値を迎えるので、W相の指令電圧Vwは殆ど変化が現れない。 FIG. 3 shows a scene where the U-phase current and the V-phase current intersect. Therefore, in order to form the phase current in this scene, the U-phase command voltage Vu and the V-phase command voltage Vv are close to each other. In the figure, since the U-phase current and the V-phase current intersect just before the vector calculation cycle Tn shifts to the next cycle, the order of the command voltages Vu and Vv is switched accordingly. In such a scene, since the W-phase current reaches its peak value, the W-phase command voltage Vw hardly changes.
上述したベクトル演算部121が終了すると、図2に示す如く、波形情報演算部122(PWM波形演算部)が実行される。かかる演算部122は、各相の指令電圧Vu〜Vwとキャリア波形Wcと比較させ(図3参照)、各ポートから出力されるPWM信号に関する情報を作成する。以下、この情報を波形情報と呼ぶこととする。
When the above-described
この波形情報は、PWM信号の波形を予め特定する情報であり、自身の処理タイミングの直前に得られた算出結果が反映される。この算出結果は、指令電圧Vuがキャリア波形Wcより大きいとき、パワートランジスタTuaに与える信号Sau*をHigh値とする設定情報が作成され、他方のパワートランジスタTubに与える信号Sbu*をLow値とする設定情報が作成される。また、指令電圧Vuがキャリア波形Wcより小さいとき、その逆を示す設定情報が作成される。また、V相又はW相に対応する波形情報についても、同様の方法でPWM信号に関係する波形情報が作成される。 This waveform information is information that specifies the waveform of the PWM signal in advance, and reflects the calculation result obtained immediately before its own processing timing. As a result of the calculation, when the command voltage Vu is larger than the carrier waveform Wc, setting information is created in which the signal Sau * to be given to the power transistor Tua is a High value, and the signal Sbu * to be given to the other power transistor Tub is a Low value. Setting information is created. Further, when the command voltage Vu is smaller than the carrier waveform Wc, setting information indicating the opposite is created. For waveform information corresponding to the V phase or W phase, waveform information related to the PWM signal is created in the same manner.
以下、波形情報演算部122で作成された波形情報をSau*〜Sbw*と記述することがある。尚、波形情報Sav*はトランジスタTvaに対応して算出されるものであり、この他についても、SbvとTvbが対応し、SawとTwaが対応し、SbwとTwbが対応している。また、図4における波形情報Sau〜Sbwについても、これと同様の対応関係にて各パワートランジスタの信号が設定される。
Hereinafter, the waveform information created by the waveform
ここで算出された波形情報Sau*〜Sbw*は、ベクトル演算周期Tnの範囲内では変化することがなく、キャリア周期Tc(キャリア波形Wcの一山に相当する周期)ごとに同一のものが設定される。そして、ベクトル演算周期Tnが到来すると、直前の周期Tnで算出された波形情報が反映され、新たな波形情報としてベクトル演算に利用されることとなる。 The waveform information Sau * to Sbw * calculated here does not change within the range of the vector calculation cycle Tn, and the same information is set for each carrier cycle Tc (a cycle corresponding to one peak of the carrier waveform Wc). Is done. When the vector calculation cycle Tn arrives, the waveform information calculated in the immediately preceding cycle Tn is reflected and used as new waveform information for vector calculation.
波形情報補正部123(PWM波形補正部)は、波形情報演算部122によって作成された波形情報Sau*〜Sbw*を補正する処理を実施する。従来技術であれば、図8に示す如く、波形情報Sau*〜Sbw*をPWM信号として出力させ、このときのワンシャント電流Idcを検出して次の制御処理を行う。しかし、このような技術によれば、一対の相電流が交差する際、図8のように、ワンシャント電流Idcの一方の波形が浸食されて、2相の電流値を正しく検出することができなくなる。
The waveform information correction unit 123 (PWM waveform correction unit) performs processing for correcting the waveform information Sau * to Sbw * created by the waveform
本実施の形態は、かかる不具合を解消させるものであり、図4を参照してその特徴的な処理について具体的に説明する。以下、ワンシャント電流Idcの波形のうち、波形の時間的幅が十分に確保されてAD変換が可能な波形箇所を正常波形Aと呼び、一方、浸食されてAD変換できなくなるような波形箇所を短期間波形Bと呼ぶこととする。 The present embodiment solves such a problem, and the characteristic processing will be specifically described with reference to FIG. Hereinafter, among the waveforms of the one shunt current Idc, a waveform portion where the time width of the waveform is sufficiently secured and AD conversion can be performed is referred to as a normal waveform A. On the other hand, a waveform portion which is eroded and cannot perform AD conversion is referred to. It will be called a short-term waveform B.
図4は、波形情報Sau*〜Sbw*を補正する処理動作が示されており、この補正された波形情報Sau〜Sbwが次回のベクトル演算周期Tnにて反映される。この波形情報補正部123は、ベクトル演算周期Tnのうち先頭のキャリア周期Tcに対応して第1の補正処理を機能させ、ワンシャント電流Idcの短期間波形Bを時間軸に沿って拡張させている。
FIG. 4 shows a processing operation for correcting the waveform information Sau * to Sbw *, and the corrected waveform information Sau to Sbw is reflected in the next vector calculation cycle Tn. The waveform
具体的に説明すると、第1の補正処理は、波形情報Sauのエッジを時間軸方向に変化させるものであって、中位の指令電圧Vvによって形成される波形情報Savのエッジ(以下、中間エッジmと呼ぶ)から遠ざかるように変化させる。また、本実施の形態では、補正対象となる波形情報Sauのエッジが補正方向に隣接しているところ、これらが互いに交錯しない範囲で拡張補正値ΔS1が設定される。尚、図中の基準線pは、補正を与える前における短期間波形Bの外側エッジに対応するものであり、基準線qは、補正後の短期間波形Bの外側エッジに対応するものである。この補正は、波形情報Sbuについても同様に与えられる。 More specifically, the first correction process is to change the edge of the waveform information Sau in the time axis direction, and the edge of the waveform information Sav formed by the intermediate command voltage Vv (hereinafter referred to as the intermediate edge). m). In the present embodiment, when the edges of the waveform information Sau to be corrected are adjacent to each other in the correction direction, the extended correction value ΔS1 is set in a range in which they do not intersect with each other. Note that the reference line p in the figure corresponds to the outer edge of the short-period waveform B before the correction is applied, and the reference line q corresponds to the outer edge of the short-period waveform B after the correction. . This correction is similarly applied to the waveform information Sbu.
また、波形情報補正部123は、ベクトル演算周期Tnのうち先頭のキャリア周期Tcを除く他のキャリア周期に対応して第2の補正処理を機能させ、ワンシャント電流Idcの短期間波形Bを時間軸に沿って短縮させている。即ち、本実施の形態では、先頭のキャリア周期Tcの後段に続く二つのキャリア周期Tcがこれに相当する。
In addition, the waveform
具体的に説明すると、第2の補正処理は、短縮補正値ΔS2及びΔS3が各キャリア周波数に対応して設定される。そして、当該処理は、波形情報Sauのエッジを時間軸方向へ変化させ、中間エッジ(正常波形Aと短期間波形Bとの間に形成されるエッジ)に近づけさせる。尚、図中の基準線rは、第2の補正処理における短期間波形Bの外側エッジに対応するものである。第2の補正処理では、中間エッジを超えて波形が変形され、短期間波形Bが消滅してしまう場合もある。 Specifically, in the second correction process, the shortening correction values ΔS2 and ΔS3 are set corresponding to each carrier frequency. In this process, the edge of the waveform information Sau is changed in the time axis direction so as to be close to an intermediate edge (an edge formed between the normal waveform A and the short-term waveform B). The reference line r in the figure corresponds to the outer edge of the short-term waveform B in the second correction process. In the second correction process, the waveform may be deformed beyond the intermediate edge, and the short-term waveform B may disappear.
上述の如く、本実施の形態に係るPWM信号制御装置100によると、ワンシャント電流の短期間波形Bが時間軸に沿って拡張されるので、相電流が交差するタイミングに近い場面であっても短期間波形BのAD変換処理に必要な期間が十分確保され、一のワンシャント電流から2相分の電流値情報を取得することが可能となる。
As described above, according to the PWM
また、本実施例の形態によると、第1の補正処理によってDUTYを増加させた分について、第2の補正処理によってこれを減少させ、ベクトル演算周期Tnの全体としてのDUTY変化を相殺させている。特に、本実施の形態では、短期間波形Bへ与えられる拡張補正値ΔS1(加算期間)が、短縮補正値ΔS2及びΔS3(減算期間)の総和に一致するよう設定され、上述したDUTY変化の相殺が程好く行われている。 Further, according to the present embodiment, the amount of increase in DUTY by the first correction process is decreased by the second correction process to cancel the change in DUTY as a whole of the vector calculation period Tn. . In particular, in this embodiment, the extended correction value ΔS1 (addition period) given to the short-term waveform B is set to coincide with the sum of the shortening correction values ΔS2 and ΔS3 (subtraction period), and the above-described DUTY change cancellation Has been done well.
また、制御装置100に係る技術は、図5に示す如く、何れかの相電流が交差するタイミングに対応させてPWM波形補正部123を機能させると良い。同図によれば、期間Dxと期間Dyが交互に設定されており、このうち、期間Dxについてのみ波形情報補正部123を機能させ、他の期間Dyでは波形情報補正部123の機能を解除させている。即ち、PWM信号の補正が行われるのは、期間Dxに限られることとなる。
In the technique related to the
この期間Dxは、図示の如く、二つの相電流の交差点Xに対応するタイミングを含む期間であって、これを交差期間と呼ぶこととする。また、期間Dyは、交差期間Dxを除いた期間であって相電流の検出が好適に行われる期間であるところ、これを正常期間と呼ぶこととする。 This period Dx is a period including timing corresponding to the intersection X of two phase currents as shown in the figure, and is referred to as an intersection period. The period Dy is a period excluding the crossing period Dx and is a period in which the phase current is preferably detected, and is referred to as a normal period.
交差期間Dxでは、ワンシャント電流Idcの波形の歪みが生じるため、波形情報補正部123が機能され、従来技術では検出できなかったタイミングでの相電流のワンシャント検出が確実に行われる。一方、正常期間Dyでは、ワンシャント電流に歪みが生じないので、キャリア周期Tc毎に波形情報を更新させる処理を行う。これにより、正常期間Dyでは、精度向上に資する制御が行われる。
In the crossing period Dx, since the waveform of the one-shunt current Idc is distorted, the waveform
このように、図5で説明した技術によれば、相電流の交差状態に応じて適宜の処理を選択し、例えば、相電流が交差しそうな場面ではこれを検出可能な処理を選択し、他の場面ではモータを安定的に駆動させる処理を選択するといったように、其の場面で優先される技術事項に合致したPWM信号の生成が行われる。 As described above, according to the technique described in FIG. 5, an appropriate process is selected according to the crossing state of the phase currents. For example, a process that can detect this is selected in a scene where the phase currents are likely to cross, In such a scene, a PWM signal that matches the technical matter prioritized in that scene is generated, such as selecting a process for stably driving the motor.
尚、上述した実施の形態は、特許請求の範囲における技術的思想の一形態を説明したものに過ぎず、各事項について様々な変更を加えることが可能である。例えば、ベクトル演算周期Tnは、キャリア周期Tcの三倍に設定されているが、これに限らず、適宜増減させても良い。また、第1の補正処理を実施する対象は、ベクトル演算周期Tnのうち先頭のキャリア周期Tcとされているが、このような態様に限られないことは言うまでもない。 The above-described embodiment is merely a description of one form of the technical idea in the claims, and various changes can be made to each item. For example, the vector calculation cycle Tn is set to three times the carrier cycle Tc, but is not limited thereto, and may be increased or decreased as appropriate. In addition, the target for performing the first correction processing is the first carrier cycle Tc in the vector calculation cycle Tn, but it is needless to say that it is not limited to such a mode.
100 PWM信号制御装置, 110 電流検出機能部, 120 信号生成機能部, 121〜124 ベクトル演算部, 125 PWM波形演算部, 126 PWM波形補正部, 130 信号出力機能部, 200 インバータ回路, ΔS1 加算期間, ΔS2〜ΔS3 減算期間, St PWM信号, Rs シャント抵抗, Tn 指令電圧更新周期, Tc キャリア周期。 100 PWM signal control device, 110 current detection function unit, 120 signal generation function unit, 121 to 124 vector calculation unit, 125 PWM waveform calculation unit, 126 PWM waveform correction unit, 130 signal output function unit, 200 inverter circuit, ΔS1 addition period , ΔS2 to ΔS3 Subtraction period, St PWM signal, Rs shunt resistance, Tn command voltage update cycle, Tc carrier cycle.
Claims (3)
前記PWM信号を生成する信号生成機能部は、予め定められた複数のキャリア周期毎に前記各相の指令電圧の演算結果を取得するベクトル演算部と、前記各相の指令電圧とキャリア波形とを比較して各ポートから出力されるPWM信号に関する情報を作成するPWM波形演算部と、前記PWM波形情報演算部によって作成された波形情報を補正するPWM波形補正部と、を備え、
前記PWM波形補正部は、前記複数のキャリア周期のうち所定のキャリア周期に対応して前記ワンシャント電流の短期間波形を時間軸に沿って拡張する第1の補正処理と、前記複数のキャリア周期のうち前記所定のキャリア周期を除く他のキャリア周期に対応して前記短期間波形を時間軸に沿って短縮する第2の補正処理と、を実行することを特徴とするPWM信号制御装置。 In the PWM signal control device that performs vector calculation based on the one-shunt current and compares the command voltage of each phase acquired by the calculation with the carrier wave to generate each PWM signal,
The signal generation function unit that generates the PWM signal includes a vector calculation unit that acquires a calculation result of the command voltage of each phase for each of a plurality of predetermined carrier periods, and a command voltage and carrier waveform of each phase. A PWM waveform calculation unit that creates information relating to PWM signals output from each port in comparison, and a PWM waveform correction unit that corrects the waveform information created by the PWM waveform information calculation unit,
The PWM waveform correction unit includes: a first correction process for extending a short-term waveform of the one-shunt current along a time axis corresponding to a predetermined carrier period among the plurality of carrier periods; and the plurality of carrier periods And a second correction process for shortening the short-period waveform along the time axis in correspondence with other carrier periods excluding the predetermined carrier period.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2014014217A JP2015142444A (en) | 2014-01-29 | 2014-01-29 | Pwm signal controller |
Applications Claiming Priority (1)
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JP2015142444A true JP2015142444A (en) | 2015-08-03 |
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