JP2015104268A - Charge/discharge control device for secondary battery - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、リチウムイオン電池等の二次電池の開発、製造または検査時に、二次電池の電力を充電または放電するために使用する充放電制御装置に関するものである。 The present invention relates to a charge / discharge control device used for charging or discharging electric power of a secondary battery when developing, manufacturing or inspecting a secondary battery such as a lithium ion battery.
近年、電気自動車、太陽光発電、風力発電等のエネルギーの蓄電装置として、多くの大容量の二次電池が使用されている。最近では特に、リチウムイオン電池の開発、製造及び検査が活発に行われている中で、電池の充電及び放電を、電池にダメージを与えることのない特性で実現可能な充放電制御装置の開発が要求されている。 In recent years, many large-capacity secondary batteries have been used as power storage devices for energy such as electric vehicles, solar power generation, and wind power generation. Recently, in particular, while lithium ion batteries are being actively developed, manufactured, and inspected, the development of charge / discharge control devices that can realize charging and discharging of batteries with characteristics that do not damage the battery has been made. It is requested.
図5は、従来の充放電制御装置を説明する概略図であり、図6は、従来の充放電制御装置の構成を示すブロック図である。この充放電制御装置100は、交流電源110の電力を二次電池である電池120に充電し、電池120の電力を放電して交流電源110に回生するために、電池120の充放電制御を行う。図6を参照して、充放電制御装置100は、ACリアクター104、AC−DCインバータ101、DC−DCコンバータ102及び電流電圧検出部103を備えている。
FIG. 5 is a schematic diagram illustrating a conventional charge / discharge control device, and FIG. 6 is a block diagram illustrating a configuration of the conventional charge / discharge control device. The charge / discharge control device 100 performs charge / discharge control of the
ACリアクター104は、交流電源110とAC−DCインバータ101との間に設置され、AC−DCインバータ101においてPWM(Pulse Width Modulation:パルス幅変調)制御のスイッチングにより生成された高周波の電力の蓄積及び放出を瞬時に繰り返すことで、電力の授受を行う。
The
AC−DCインバータ101は、ACリアクター104とDC−DCコンバータ102との間に設置され、DC−DCコンバータ102側の電圧を一定にするための電圧制御を行い、電池120の充電動作時には交流電源110からの商用等の交流電力を、電圧一定の直流電力に連続的に変換する機能と、電池120の放電動作時には電池120からの直流電力を、一定の直流電圧を維持しながら、交流電源110へ回生させるために必要な系統連係が可能な交流電力に連続的に変換し、電力をロスなく交流電源110へ回生させる機能とを有する。すなわち、AC−DCインバータ101は、DC−DCコンバータ102側の所定の電圧指令とDC−DCコンバータ102側で検出された電圧との間の偏差が0になるようにDC−DCコンバータ102側の電圧を制御し、交流電源110側の交流電力とDC−DCコンバータ102側の直流電力との間の変換を行う。
The AC-
図6に示すように、AC−DCインバータ101は、交流電源110の電源位相を取り込むP(Power)/S(Supply)&位相制御基板111、DC−DCコンバータ102側出力である直流側出力の電流を抑制するためのDCリアクター112及びコンデンサ113、DC−DCコンバータ102側の電流を検出する電流検出器114、DC−DCコンバータ102側の電圧を検出する電圧検出器115、後述するパワー変換器117を制御するAC−DC力行/回生制御基板116、並びに、パワー半導体のIGBTが6個並列に挿入されたパワー変換器117を備えている。
As shown in FIG. 6, the AC-
AC−DC力行/回生制御基板116は、電流検出器114からDC−DCコンバータ102側の電流を電流FB(フィードバック)として入力すると共に、電圧検出器115からDC−DCコンバータ102側の電圧を電圧FBをとして入力する。また、AC−DC力行/回生制御基板116は、DC−DCコンバータ102側の電圧である直流電圧を一定にし、パワー変換器117にて電力を順変換または逆変換するためのPWM制御を行うゲート信号を生成し、パワー変換器117に出力する。
The AC-DC power running / regeneration control board 116 inputs the current on the DC-
図7は、PWM制御を説明する図である。図7に示すように、所定の電圧指令の波形(電圧指令波形)と所定のキャリア周波数を有するPWMの波形(PWM波形)とに基づいて、ゲート信号であるPWM信号が生成される。このPWM信号は、電圧指令の極性が反映され、かつその振幅に応じた幅を持つ信号である。このPWM信号に基づいて出力電圧が生成される。尚、図7に示したPWM制御は、後述するDC−DCコンバータ102及びDC−DCコンバータ2についても同様である。
FIG. 7 is a diagram illustrating PWM control. As shown in FIG. 7, a PWM signal that is a gate signal is generated based on a predetermined voltage command waveform (voltage command waveform) and a PWM waveform (PWM waveform) having a predetermined carrier frequency. This PWM signal is a signal that reflects the polarity of the voltage command and has a width corresponding to its amplitude. An output voltage is generated based on the PWM signal. Note that the PWM control shown in FIG. 7 is the same for the DC-
図8は、AC−DCインバータ101における基本制御回路の構成を示すブロック図である。図8の演算器131及び演算回路132は図6のAC−DC力行/回生制御基板116に相当し、図8の電圧変換器133は図6のパワー変換器117に相当する。
FIG. 8 is a block diagram illustrating a configuration of a basic control circuit in the AC-
演算器131は、予め設定された電圧指令であるDC−DCコンバータ102側の回生電圧ベース指令を入力すると共に、DC−DCコンバータ102側の電圧FBである回生ベース直流電圧Vaを入力し、回生電圧ベース指令から回生ベース直流電圧Vaを減算する。演算器131の減算結果である電圧偏差は、演算回路132へ入力される。
The
ここで、DC−DCコンバータ102側の回生電圧ベース指令は、交流電源110の実効値の√2倍以上に設定される。回生ベース直流電圧Vaは、図6に示した電圧検出器115により電圧FBとして検出される。尚、図6に示した電流検出器114により検出された電流は、電流FBとしてAC−DC力行/回生制御基板116へ入力され、電圧制御を安定的に実現する際のマイナーループの制御のために用いられる。
Here, the regenerative voltage base command on the DC-
演算回路132は、演算器131から電圧偏差を入力し、電圧偏差が0になるように、電圧変換器133にて電圧を順変換または逆変換するためのPWM制御を行うゲート信号を生成し、電圧変換器133に出力する。これにより、DC−DCコンバータ102側の回生ベース直流電圧Vaを一定にするための制御を実現することができる。
The
電圧変換器133は、演算回路132からゲート信号を入力し、ゲート信号に基づいて、充電動作時には交流電源110側の交流の電圧VacをDC−DCコンバータ102側の回生ベース直流電圧Vaに変換し、放電動作時にはDC−DCコンバータ102側の回生ベース直流電圧Vaを交流電源110側の交流の電圧Vacに変換する。
The
図5及び図6に戻って、DC−DCコンバータ102は、AC−DCインバータ101と電流電圧検出部103との間に設置され、双方向型の電流制御を行うために、電流電圧検出部103により検出された電池電圧を電圧FBとして入力すると共に、電流電圧検出部103により検出された電池電流(充電電流または放電電流)を電流FBとして入力する。DC−DCコンバータ102は、充電動作時には電池120側の所定の電流指令と電池120側で検出された電流との間の偏差が0になるように電池120側の電流を制御し、AC−DCインバータ101側の直流電力を電池120側の直流電力に変換し、放電動作時には電池120の電力を交流電源110へ連続的に回生させるために、電池120側の所定の電流指令と電池120側で検出された電流との間の偏差が0になるように電池120側の電流を制御し、電池120側の直流電力をAC−DCインバータ101側の直流電力に変換する。DC−DCコンバータ102は、ハードウェア及びソフトウェアを駆使した回路により構成される。
Returning to FIGS. 5 and 6, the DC-
図6に示すように、DC−DCコンバータ102は、電池120側の電流を抑制するためのDCリアクター121及びコンデンサ122、後述するパワー変換器124を制御するDC−DC電流制御基板123、並びにパワー変換器124を備えている。
As shown in FIG. 6, the DC-
DC−DC電流制御基板123は、電流電圧検出部103から電池120側の電圧を電圧FBとして入力すると共に、電流電圧検出部103から電池120側の電流を電流FBとして入力し、電池120側の電流を一定にする制御の実現のために、パワー変換器124にて電力を順変換または逆変換するためのPWM制御を行うゲート信号を生成し、パワー変換器124に出力する。
The DC-DC
図9は、DC−DCコンバータ102における基本制御回路の構成を示すブロック図である。図9の演算器141及び演算回路142は図6のDC−DC電流制御基板123に相当し、図9の電流変換器143は図6のパワー変換器124に相当する。
FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration of a basic control circuit in the DC-
演算器141は、予め設定された電流指令である電池120側の電池ベース電流指令を入力すると共に、電池120側の電流FBである電池ベース直流電流Ibを入力し、電池ベース電流指令から電池ベース直流電流Ibを減算する。演算器141の減算結果である電流偏差は、演算回路142へ入力される。
The
ここで、電池ベース直流電流Ibは、電流電圧検出部103により電流FBとして検出される。尚、電流電圧検出部103により検出された電圧は、電圧FBとしてDC−DC電流制御基板123へ入力され、電圧一定制御のために用いられる。
Here, the battery base DC current Ib is detected as a current FB by the current-
演算回路142は、演算器141から電流偏差を入力し、電流偏差が0になるように、電流変換器143にて電流を順変換または逆変換するためのPWM制御を行うゲート信号を生成し、電流変換器143に出力する。これにより、電池120側の電池ベース直流電流Ibを一定にするための制御を実現することができる。
The
電流変換器143は、演算回路142からゲート信号を入力し、ゲート信号に基づいて、充電動作時にはAC−DCインバータ101側の直流電流を電池120側の電池ベース直流電流Ibに変換し、放電動作時には電池120側の電池ベース直流電流IbをAC−DCインバータ101側の直流電流に変換する。
The
尚、DC−DCコンバータ102は、電池ベース電流指令と電池電流との間の偏差が0になるように電池電流を制御し、DC−DCコンバータ102側の直流電力と電池120側の直流電力との間の変換を行うようにしたが、実際には、CC(電流)制御及びCV(電圧)制御を合わせたCCCV制御を行うため、電圧制御も行っている。つまり、電流電圧検出部103により検出された電圧は、電圧FBとしてDC−DC電流制御基板123へ入力され、電圧一定制御が行われる。図5、図6及び図9では電圧制御について省略してある。
The DC-
図5及び図6に戻って、電流電圧検出部103は、コンデンサ105、電流検出器106及び電圧検出器107を備えている。電流検出器106は、電池電流である充電電流または放電電流を検出し、電流FBとしてDC−DCコンバータ102に出力し、電圧検出器107は、電池電圧を検出し、電圧FBとしてDC−DCコンバータ102に出力する。
5 and 6, the current /
このような充放電制御装置100の例として、電池120の充放電に伴う電力損失を軽減し、運転効率を向上させるための技術が開示されている(特許文献1〜3を参照)。
As an example of such a charge / discharge control apparatus 100, a technique for reducing power loss associated with charge / discharge of the
前述のとおり、図5及び図6に示した充放電制御装置100のAC−DCインバータ101は、DC−DCコンバータ102側の電圧Vaを、交流電源110の実効値の√2倍以上に設定し制御する。
As described above, the AC-
また、DC−DCコンバータ102は、AC−DCインバータ101側の高い電圧Vaによる直流電力と、電池120側の低い電圧Vcによる直流電力との間で電力変換を行うために、電池120側の電流を制御する。
In addition, the DC-
一般に、電池120側の電圧VcはAC−DCインバータ101側の電圧Vaよりも低いことから(図5において、例えばVa=300V、Vc=4V)、DC−DCコンバータ102の入出力間の電位差は大きくなる。このため、DC−DCコンバータ102のスイッチングのオン/オフ時に発生するサージ電圧が必要以上に大きくなり、電池120を低電圧で制御するための適正なS/N比(信号の対ノイズ性)を確保することができなかった。したがって、従来の充放電制御装置100では、満足できる定常特性及び応答性の他、リップルが小さく安定した電流特性及び電圧特性が得られないという問題があった。
In general, the voltage Vc on the
また、DC−DCコンバータ102の入出力間の電位差が大きい状態でスイッチングを繰り返すことから、スイッチングによる損失が必要以上に大きくなってしまうという問題があった。この場合、スイッチング周波数を高く設定することができないことから、電圧等のリップルを小さくすることができず悪循環となってしまう。また、スイッチング損失が大きくなってしまうことから、DC−DCコンバータ102の定格を下げて使用しなければならないという問題もあった。
Further, since switching is repeated in a state where the potential difference between the input and output of the DC-
このように、DC−DCコンバータ102では、スイッチングによって電流、電圧及び電力のリップルが非常に大きいものになってしまう。このため、従来の充放電制御装置100では、リップルを小さくすることができないことから、幅広い制御範囲を高精度にカバーすることが難しく、実際には、リップルが大きい状態の下で制御が行われている。
Thus, in the DC-
図10は、電池120の制御範囲を示す図である。図10に示すように、電池120の制御範囲は、充電動作時には充電電流が0〜500A及び充電電圧が0〜224Vであり、放電動作時には放電電流が0〜−500A及び放電電圧が0〜224Vであり、幅広いことがわかる。
FIG. 10 is a diagram illustrating a control range of the
例えば、電池120の電圧は、4V前後から交流電源110の実効値に近い電圧(例えば200V以上)まで幅広いことから、充放電制御装置100は、この幅広い制御範囲をカバーする特性を有する必要がある。特に、電池120の電圧が低い場合、例えば4Vの場合には、DC−DCコンバータ102は、AC−DCインバータ101側の電圧Vaを300V前後からスイッチングして4Vに下げる必要があり、前述のとおり、スイッチング損失及びスイッチング動作によって発生するノイズ等が、制御上のリスクとなっていた。
For example, since the voltage of the
このように、充放電制御装置100は、リップルの大きな電圧等が原因となって、電池120に対して図10に示したような幅広い制御範囲を高精度にカバーすることができない。これに対応するために、大小のコンバータを並列に配置して使用する手法、コンバータを2段に積み重ねて使用する手法等が採用されているが、コンバータを切り替えたときに、電圧等に大きな変動が生じ、リップルが大きくなってしまうことから、前述の問題を完全に解決することができなかった。
Thus, the charge / discharge control apparatus 100 cannot cover the wide control range as shown in FIG. 10 for the
従来の充放電制御装置100では、ニーズに合った精度にて、図10に示した制御範囲をカバーすることができず、特に、厳しい特性が要求されるリチウム電池の場合、または、現在開発が進んでいるリチウム空気電池等の場合には、電池120の開発、製造及び検査等に十分に対応することができなかった。
The conventional charge / discharge control device 100 cannot cover the control range shown in FIG. 10 with accuracy that meets the needs, and in particular, in the case of a lithium battery that requires strict characteristics, or is currently being developed. In the case of an advanced lithium-air battery or the like, the development, manufacture, and inspection of the
そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、二次電池の電力を充電または放電する際に、DC−DCコンバータのスイッチング損失を抑制し、運転効率を向上させることが可能な充放電制御装置を提供することにある。 Accordingly, the present invention has been made to solve the above-described problems, and its purpose is to suppress the switching loss of the DC-DC converter and improve the operation efficiency when charging or discharging the power of the secondary battery. An object of the present invention is to provide a charge / discharge control device that can be used.
前記目的を達成するために、本発明による充放電制御装置は、充電時に交流電源の電力を二次電池に充電し、放電時に二次電池の電力を放電して交流電源に回生する充放電制御装置において、AC−DCインバータ、第1のDC−DCコンバータ及び第2のDC−DCコンバータを備え、前記AC−DCインバータが、所定の電圧指令と前記第1のDC−DCコンバータ側の第1の電圧との間の偏差が0になるように前記第1の電圧を制御し、前記交流電源側の交流電力と前記第1のDC−DCコンバータ側の直流電力との間で電力変換を行い、前記第1のDC−DCコンバータが、所定の電圧指令と前記第2のDC−DCコンバータ側の第2の電圧との間の偏差が0になるように前記第2の電圧を制御し、前記AC−DCインバータ側の直流電力と前記第2のDC−DCコンバータ側の直流電力との間で電力変換を行い、前記第2のDC−DCコンバータが、所定の電流指令と前記二次電池側の電流との間の偏差が0になるように前記電流を制御し、前記第1のDC−DCコンバータ側の直流電力と前記二次電池側の直流電力との間で電力変換を行い、前記第1のDC−DCコンバータの電圧制御における前記電圧指令を、前記二次電池の規格により予め定められた電池電圧を中心とした所定範囲内の指令とする、ことを特徴とする。 In order to achieve the above object, a charge / discharge control apparatus according to the present invention charges / discharges power to a secondary battery during charging and discharges the power from the secondary battery during discharge to regenerate the AC power. The apparatus includes an AC-DC inverter, a first DC-DC converter, and a second DC-DC converter, wherein the AC-DC inverter includes a predetermined voltage command and a first DC-DC converter side first. The first voltage is controlled so that the deviation between the first and second voltages becomes zero, and power conversion is performed between the AC power on the AC power supply side and the DC power on the first DC-DC converter side. The first DC-DC converter controls the second voltage so that a deviation between a predetermined voltage command and the second voltage on the second DC-DC converter side becomes zero; The AC-DC inverter side Power conversion is performed between electric power and direct current power on the second DC-DC converter side, and the second DC-DC converter has a deviation between a predetermined current command and the current on the secondary battery side. The first DC-DC converter by controlling the current so as to be zero, performing power conversion between the DC power on the first DC-DC converter side and the DC power on the secondary battery side. In the voltage control, the voltage command is a command within a predetermined range centered on a battery voltage predetermined by the standard of the secondary battery.
また、本発明による充放電制御装置は、さらに、前記二次電池側の電圧を検出する第1の電圧検出器を備え、前記第1のDC−DCコンバータが、前記第2のDC−DCコンバータ側の電圧を検出する第2の電圧検出器と、前記第1のDC−DCコンバータの電圧制御における前記電圧指令から、前記第1の電圧検出器により検出された電圧を減算し、電圧偏差を出力する第1の演算器と、前記第1のDC−DCコンバータの電圧制御における前記電圧指令から、前記第1の演算器により出力された電圧偏差を減算し、前記電圧指令を補正する第2の演算器と、前記第2の演算器により補正された電圧指令から、前記第2の電圧検出器により検出された電圧を減算し、電圧偏差を出力する第3の演算器と、前記第3の演算器により出力された電圧偏差が0になるようにPWM信号を生成する演算回路と、前記演算回路により生成されたPWM信号に基づいて、前記AC−DCインバータ側の直流電力と前記第2のDC−DCコンバータ側の直流電力との間で電力変換を行う変換器と、を備えたことを特徴とする。 The charge / discharge control apparatus according to the present invention further includes a first voltage detector for detecting a voltage on the secondary battery side, wherein the first DC-DC converter is the second DC-DC converter. The voltage detected by the first voltage detector is subtracted from the voltage command in the voltage control in the voltage control of the first voltage detector and the second voltage detector for detecting the voltage on the side, and the voltage deviation is obtained. A first computing unit that outputs and a second that corrects the voltage command by subtracting the voltage deviation output by the first computing unit from the voltage command in the voltage control of the first DC-DC converter. A third arithmetic unit that subtracts the voltage detected by the second voltage detector from the voltage command corrected by the second arithmetic unit and outputs a voltage deviation; and the third arithmetic unit Output by the calculator An arithmetic circuit that generates a PWM signal so that the pressure deviation becomes zero, and a DC power on the AC-DC inverter side and a second DC-DC converter side based on the PWM signal generated by the arithmetic circuit And a converter that performs power conversion with DC power.
また、本発明による充放電制御装置は、さらに、前記第1の電圧検出器により検出された電圧に一次遅れ処理を施す一次遅れ回路を備え、前記第1のDC−DCコンバータに備えた第1の演算器が、前記第1のDC−DCコンバータの電圧制御における前記電圧指令から、前記一次遅れ回路により一次遅れ処理が施された電圧を減算し、前記電圧指令を出力する、ことを特徴とする。 The charge / discharge control apparatus according to the present invention further includes a first-order lag circuit that performs first-order lag processing on the voltage detected by the first voltage detector, and the first DC-DC converter includes a first lag circuit. The subtractor subtracts the voltage subjected to the first-order lag processing by the first-order lag circuit from the voltage command in the voltage control of the first DC-DC converter, and outputs the voltage command. To do.
また、本発明による充放電制御装置は、さらに、前記AC−DCインバータと前記第1のDC−DCコンバータとの間、前記第1のDC−DCコンバータと前記第2のDC−DCコンバータとの間、及び、前記第2のDC−DCコンバータと前記二次電池との間の正極及び負極の電力線にそれぞれ挿入設置されるコモンチョークコアを備えたことを特徴とする。 Moreover, the charge / discharge control apparatus according to the present invention further includes a connection between the AC-DC inverter and the first DC-DC converter, and between the first DC-DC converter and the second DC-DC converter. And a common choke core inserted and installed in each of positive and negative power lines between the second DC-DC converter and the secondary battery.
以上のように、本発明によれば、二次電池の電力を充電または放電する際に、DC−DCコンバータのスイッチング損失を抑制し、運転効率を向上させることが可能となる。 As described above, according to the present invention, when the power of the secondary battery is charged or discharged, it is possible to suppress the switching loss of the DC-DC converter and improve the operation efficiency.
以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて詳細に説明する。
〔充放電制御装置〕
図1は、本発明の実施形態による充放電制御装置を説明する概略図であり、図2は、本発明の実施形態による充放電制御装置の構成を示すブロック図である。この充放電制御装置1は、交流電源110の電力を二次電池である電池120に充電し、電池120の電力を放電して交流電源110に回生するために、電池120の充放電制御を行う装置である。充放電制御装置1において、DC−DCコンバータ2は、DC−DCコンバータ102の入出力間の電位差を小さくするための電圧変換を行い、DC−DCコンバータ2の後段に備えたDC−DCコンバータ102が、電池120の電圧と同じまたはそれに近い入力電力を用いて電流制御を行うことを特徴とする。
Hereinafter, embodiments for carrying out the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[Charge / discharge control device]
FIG. 1 is a schematic diagram illustrating a charge / discharge control device according to an embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration of the charge / discharge control device according to the embodiment of the present invention. The charging / discharging control device 1 performs charging / discharging control of the
図2を参照して、充放電制御装置1は、ACリアクター104、交流電源110の電力を充電動作時には直流電力へ順変換し、放電動作時には交流電力へ逆変換するAC−DCインバータ101、充電動作時には直流電力を電池120へ供給すべき任意の電圧に順変換し、放電動作時には逆変換するDC−DCコンバータ2、充電動作時には直流電力を電池120へ供給すべき任意の電流に順変換し、放電時には逆変換するDC−DCコンバータ102、電流電圧検出部103、コモンチョークコア3−1〜3−3及び一次遅れ回路4を備えている。尚、充放電制御装置1は、後述するように、必ずしもコモンチョークコア3−1〜3−3及び/または一次遅れ回路4を備える必要はない。
Referring to FIG. 2, charging / discharging control device 1 includes an AC-
図6に示した従来の充放電制御装置100と図2に示す充放電制御装置1とを比較すると、両充放電制御装置1,100は、ACリアクター104、AC−DCインバータ101、DC−DCコンバータ102及び電流電圧検出部103を備えている点で同一であるが、充放電制御装置1は、充放電制御装置100の構成に加え、さらにDC−DCコンバータ2、コモンチョークコア3−1〜3−3及び一次遅れ回路4を備えている点で相違する。図2において、図6と共通する部分には図6と同一の符号を付し、その詳しい説明は省略する。
Comparing the conventional charge / discharge control device 100 shown in FIG. 6 with the charge / discharge control device 1 shown in FIG. 2, both the charge / discharge control devices 1, 100 include an
尚、電池120の充電電力Pは、電池120の電圧をV、電流をIとすると、P=VI(W)となる。充放電制御装置1は、電池120の充放電処理として、CC制御、CV制御及びCP(電力)制御等を行う。いずれの制御においても、AC−DCインバータ101、DC−DCコンバータ2及びDC−DCコンバータ102により、必要な充電電力Pを得ることができる。
The charging power P of the
(DC−DCコンバータ2)
図2を参照して、DC−DCコンバータ2は、双方向型の電圧制御を行うために、充電動作時には電池120へ供給すべき電圧を制御し、AC−DCインバータ101側の直流電力をDC−DCコンバータ102側の直流電力に変換し、放電動作時には電池120の電力を交流電源110へ連続的に回生させるための電圧を制御し、DC−DCコンバータ102側の直流電力をAC−DCインバータ101側の直流電力に変換する。すなわち、DC−DCコンバータ2は、DC−DCコンバータ102側の所定の電圧指令(電池120の規格により予め定められた電池電圧を中心とした所定範囲内の指令)とDC−DCコンバータ102側で検出された電圧との間の偏差が0になるようにDC−DCコンバータ102側の電圧を制御し、AC−DCインバータ101側の直流電力とDC−DCコンバータ102側の直流電力との間の変換を行う。DC−DCコンバータ2は、ハードウェア及びソフトウェアを駆使した回路により構成される。
(DC-DC converter 2)
Referring to FIG. 2, DC-
具体的には、DC−DCコンバータ102側のベース電圧Vbは、AC−DCインバータ101側の電圧Vaよりも低く、かつ電池120側の電圧Vcとほぼ同一になるように設定される。つまり、DC−DCコンバータ2は、AC−DCインバータ101側の電圧Vaを、電池120側の電圧Vcとほぼ同一のベース電圧Vbに制御する。この場合のDC−DCコンバータ2における電圧指令は、電池120の規格により予め定められた電池電圧を中心とした所定範囲内(±α)の指令であり、αは、電池120に十分に安定した電流を流すことができる適正な直流の電圧Vcを得るために、充電による電圧の上昇分、放電による電圧の減少分を考慮すると共に、電池120の内部インピーダンスによる電圧の上昇分及び減少分等を考慮した値である。電池120の規格により予め定められた電池電圧をVcとすると、αは、例えば0から電池電圧Vcの20%程度までの間の値とする。
Specifically, the base voltage Vb on the DC-
このように、DC−DCコンバータ2は、DC−DCコンバータ102側の電圧が電池120に見合った電圧となる電力変換を行うようにしたから、DC−DCコンバータ102の入出力間の電位差を小さくすることができ、後段のDC−DCコンバータ102に対し、電池120の規格により予め定めた電池電圧に近い入力電力による電流制御を行わせることができる。すなわち、DC−DCコンバータ102は、DC−DCコンバータ2により電池120に見合った電圧に制御された直流電力を変換するために、電池120が必要とする電流制御を行うことができる。
As described above, since the DC-
これにより、電池120側の電圧VcがAC−DCインバータ101側の電圧Vaよりも低い場合であっても、DC−DCコンバータ102の入出力間の電位差が小さくなるから、DC−DCコンバータ102における電圧等のリップルを小さくし、スイッチング損失及びノイズを抑制することができ、電池120に対し、安定した高精度の電流、電圧及び電力を供給することができる。
Thereby, even when the voltage Vc on the
次に、DC−DCコンバータ2の構成について説明する。図2に示すように、DC−DCコンバータ2は、DC−DCコンバータ102側の電流を抑制するDCリアクター11及びコンデンサ12、DC−DCコンバータ102側の電流を検出する電流検出器13、DC−DCコンバータ102側の電圧を検出する電圧検出器14、後述するパワー変換器16を制御するDC−DC電圧制御基板15、並びにパワー変換器16を備えている。
Next, the configuration of the DC-
DC−DC電圧制御基板15は、電圧検出器14からDC−DCコンバータ102側の電圧を電圧FBとして入力すると共に、電流検出器13からDC−DCコンバータ102側の電流を電流FBをとして入力し、さらに、一次遅れ回路4を介して電池電圧を入力する。そして、DC−DC電圧制御基板15は、DC−DCコンバータ102側のベース電圧Vbを電池120に見合った一定の電圧に制御するために、パワー変換器16にて電力を順変換または逆変換するためのPWM制御を行うゲート信号を生成し、パワー変換器16に出力する。
The DC-DC voltage control board 15 inputs the voltage on the DC-
図3は、DC−DCコンバータ2における基本制御回路の構成を示すブロック図である。図3の演算器21,22,25及び演算回路23は図2のDC−DC電圧制御基板15に相当し、図3の電圧変換器24は図2のパワー変換器16に相当する。
FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration of a basic control circuit in the DC-
一次遅れ回路4は、図2に示した電流電圧検出部103の電圧検出器107により検出された電圧(電池電圧FB、電池電圧Vc)に対し、一次遅れフィルタの処理を施す。一次遅れ回路4により一次遅れフィルタの処理が施された電池電圧FBは、演算器25へ入力される。
The first-order lag circuit 4 performs a first-order lag filter process on the voltages (battery voltage FB, battery voltage Vc) detected by the
演算器25は、予め設定された電圧指令である電池ベース電圧指令(電池120の規格により予め定められた電池電圧を中心とした所定範囲内(±α)の指令)を入力すると共に、一次遅れ回路4を介して電池電圧FBを入力し、電池ベース電圧指令から電池電圧FBを減算する。演算器25の減算結果である電池電圧偏差は、演算器21へ入力される。
The
演算器21は、予め設定された電圧指令である電池ベース電圧指令を入力すると共に、演算器25から電池電圧偏差を入力し、電池ベース電圧指令から電池電圧偏差を減算する。演算器21の減算結果である補正後の電池ベース電圧指令は、演算器22へ入力される。これにより、電池ベース電圧指令が補正されるから、補正されない場合に比べてリップルをさらに小さくしスイッチング損失を抑えることができる。これは、電池ベース電圧指令から電池電圧偏差に相当するαが減算されることで、電池ベース電圧指令が小さい値に補正されるからである。
The
演算器22は、演算器21から補正後の電池ベース電圧指令を入力すると共に、電池ベース直流電圧VbであるDC−DCコンバータ102側のベース電圧Vbを入力し、補正後の電池ベース電圧指令から電池ベース直流電圧Vbを減算する。演算器22の減算結果である電池ベース電圧偏差は、演算回路23へ入力される。
The
ここで、電池ベース直流電圧Vbは、図2に示した電圧検出器14により検出される電圧であり、DC−DCコンバータ102側のベース電圧Vbである。尚、図2に示した電流検出器13により検出された電流は、電流FBとしてDC−DC電圧制御基板15へ入力され、電圧制御を安定的に実現する際のマイナーループの制御のために用いられる。
Here, the battery base DC voltage Vb is a voltage detected by the
これにより、一次遅れ回路4にて一次遅れ処理が施された電池電圧FBを用いることで、変動の少ない電池電圧偏差を求め、変動の少ない補正後の電池ベース電圧指令及び電池ベース電圧偏差を求めることができる。また、後述する演算回路23及び電圧変換器24にて、より正確な電池ベース電圧指令の下で安定した電圧変換を実現することができる。そして、結果として、DC−DCコンバータ2の後段のDC−DCコンバータ102において、効率的なスイッチング動作を実現することができる。
Thus, by using the battery voltage FB that has been subjected to the first-order lag processing in the first-order lag circuit 4, a battery voltage deviation with little fluctuation is obtained, and a corrected battery base voltage command and battery base voltage deviation with little fluctuation are obtained. be able to. In addition, a stable voltage conversion can be realized under a more accurate battery base voltage command by the
演算回路23は、演算器22から電池ベース電圧偏差を入力し、電池ベース電圧偏差が0になるように、電圧変換器24にて電圧を順変換または逆変換するためのPWM制御を行うゲート信号を生成し、電圧変換器24に出力する。これにより、DC−DCコンバータ102側のベース電圧Vbを一定にするための制御を実現することができる。
The
電圧変換器24は、演算回路23からゲート信号を入力し、ゲート信号に基づいて、充電動作時にはAC−DCインバータ101側の直流の電圧VaをDC−DCコンバータ102側の電池ベース直流電圧Vbに変換し、放電動作時にはDC−DCコンバータ102側の電池ベース直流電圧VbをAC−DCインバータ101側の直流の電圧Vaに変換する。
The
尚、充放電制御装置1は、必ずしも一次遅れ回路4を備える必要はない。充放電制御装置1が一次遅れ回路4を備えていない場合、図3において、DC−DCコンバータ2の演算器25は、一次遅れ回路4からの電池電圧FBを入力する代わりに、電流電圧検出部103の電圧検出器107により検出された電池電圧Vcを電池電圧FBとして直接入力する。これにより、充放電制御装置1の回路を簡素化することができる。この場合、演算器21に入力される電池電圧FBは、電圧制御を実現する際のメジャーループの制御のために用いられる。また、演算器22に入力される電池ベース直流電圧Vbは、電圧制御を安定的に実現する際のマイナーループの制御のために用いられる。
Note that the charge / discharge control device 1 does not necessarily include the first-order lag circuit 4. When the charging / discharging control device 1 does not include the primary delay circuit 4, in FIG. 3, the
また、充放電制御装置1が一次遅れ回路4を備えていない場合、DC−DCコンバータ2は、演算器21,25を備える必要はない。この場合、図3において、DC−DCコンバータ2の演算器22は、演算器21から補正後の電池ベース電圧指令を入力する代わりに、予め設定された電池ベース電圧指令を直接入力する。これにより、充放電制御装置1の回路を簡素化することができる。この場合、演算器22に入力される電池ベース直流電圧Vbは、電圧制御を実現する際のメジャーループの制御のために用いられる。
Further, when the charge / discharge control device 1 does not include the primary delay circuit 4, the DC-
(コモンチョークコア3−1,3−2,3−3)
図2を参照して、コモンチョークコア3−1,3−2,3−3は、AC−DCインバータ101とDC−DCコンバータ2との間、DC−DCコンバータ2とDC−DCコンバータ102との間、及び、DC−DCコンバータ102と電池120との間の正極及び負極の電力線にそれぞれ挿入設置されている。
(Common choke cores 3-1, 3-2, 3-3)
Referring to FIG. 2, common choke cores 3-1, 3-2 and 3-3 are arranged between AC-
図4は、コモンモードノイズのパターンを説明する図である。図4に示すように、AC−DCインバータ101、DC−DCコンバータ2、DC−DCコンバータ102に備えたパワー変換器117,16,124を高周波でスイッチングすることにより、装置毎にスイッチングノイズが発生する。このスイッチングノイズを軽減するために、各装置の前後にノイズ吸収用のフィルタが設置されている。図4に示すように、交流電源110とAC−DCインバータ101のパワー変換器117(図6を参照)との間には、三相用のコモンモード用フィルタであるノイズ除去回路127が設置され、AC−DCインバータ101とDC−DCコンバータ2のパワー変換器16(図2を参照)との間には、直流の高周波用フィルタであるノイズ除去回路126が設置され、また、DC−DCコンバータ2とDC−DCコンバータ102のパワー変換器124(図6を参照)との間には、同様な高周波用フィルタであるノイズ除去回路125が設置されている。これにより、ノイズ低減を図ることができる。しかしながら、ノイズ除去回路127,126,125によりノイズを効果的に除去するのは容易でない。前述の異なるノイズ源によって、図4に示したスイッチングノイズの流れa〜eのように、AC−DCインバータ101等を迂回するコモンモード電流が発生し、スイッチングによるノイズが互いに干渉することで、新たにノイズの共振現象等が起こる。
FIG. 4 is a diagram illustrating a common mode noise pattern. As shown in FIG. 4, switching noise is generated for each device by switching the
そこで、図2及び図4に示したように、コモンチョークコア3−1,3−2,3−3を設置することにより、コモンモード電流を抑制し、共振現象等を抑制することができる。したがって、このようなノイズを効果的に抑制することができ、充放電制御装置1として高精度の制御を実現することができる。 Therefore, as shown in FIGS. 2 and 4, by installing the common choke cores 3-1, 3-2 and 3-3, the common mode current can be suppressed and the resonance phenomenon and the like can be suppressed. Therefore, such noise can be effectively suppressed, and the charge / discharge control apparatus 1 can realize highly accurate control.
尚、コモンチョークコア3−1,3−2,3−3のターン数は、コモンモードノイズを有効に抑制するために、1ターンのみでなく、任意とすることが望ましい。また、充放電制御装置1は、コモンチョークコア3−1,3−2のみを備え、コモンチョークコア3−3を備えなくてもよい。これは、DC−DCコンバータ102の入出力間の電位差が小さいことから、電池120側の電圧等のリップルが小さくなり、DC−DCコンバータ102のスイッチング損失及びノイズが抑制され、結果としてコモンモード電流等が抑制されるからである。
Note that the number of turns of the common choke cores 3-1, 3-2 and 3-3 is not limited to only one turn, but is preferably arbitrary in order to effectively suppress common mode noise. Further, the charge / discharge control device 1 includes only the common choke cores 3-1 and 3-2 and may not include the common choke core 3-3. This is because the potential difference between the input and output of the DC-
以上のように、本発明の実施形態による充放電制御装置1によれば、DC−DCコンバータ2は、交流電源110の電力が整流されて電源回生用に高く設定された電圧Vaよりも低い電池120の電圧に見合った電力源(電池120の電圧と同じまたはそれに近い電力源)を生成し、DC−DCコンバータ102の入出力間の電位差を小さくするようにした。そして、DC−DCコンバータ102は、電池120の電圧と同じまたはそれに近い電力源を用いて、任意の電流制御を行うようにした。
As described above, according to the charge / discharge control device 1 according to the embodiment of the present invention, the DC-
これにより、双方向型の電圧制御用のDC−DCコンバータ2と双方向型の電流制御用のDC−DCコンバータ102とを用いるようにしたから、電圧と電流とを分離して制御することができる。また、DC−DCコンバータ102の入出力間の電位差を小さくしたから、電池120側の電圧、電流及び電力のリップルを小さくすることができ、DC−DCコンバータ102のスイッチング損失及びノイズを抑制することができる。したがって、充放電制御装置1は、電池120に対しダメージを与えることがなく、幅広い範囲で高精度の特性を実現することができると共に、運転効率を向上させることが可能となる。
Thus, since the bidirectional voltage control DC-
この場合、電池120側の電圧等のリップルを小さくすることができるから、DC−DCコンバータ102に備えたDCリアクター121のインダクタンス及びコンデンサ122の容量を小さくすることができ(図6を参照)、結果として、より高い応答性を持つ制御特性を得ることが可能となる。
In this case, since ripples such as voltage on the
また、DC−DCコンバータ102において、スイッチング損失及びノイズを抑制することができるから、従来よりも高周波のスイッチングを実現することが可能となる。
In addition, since switching loss and noise can be suppressed in the DC-
AC−DCインバータ101、DC−DCコンバータ2及びDC−DCコンバータ102は、いずれもスイッチング周波数の元となるキャリア周波数を任意に設定することができるように設計されている。オペレータは、充放電制御装置1による充放電運転に先立って、充放電制御装置1全体を考慮して、また、AC−DCインバータ101、DC−DCコンバータ2及びDC−DCコンバータ102の優先順位または高周波数化の必要性を考慮して、互いに異なるスイッチング周波数になるようにキャリア周波数を任意に設定することができる。
The AC-
例えば、AC−DCインバータ101等の各変換器の効率、電圧等のリップル等の特性に合わせたキャリア周波数を設定することにより、充放電制御装置1の損失を低減し、ノイズの重畳を抑えることができ、結果として運転効率を一層向上させることが可能となる。ここで、AC−DCインバータ101及びDC−DCコンバータ2のキャリア周波数は、電池120側の電圧等の特性にさほど影響を与えないから、これらのキャリア周波数は、低い値に設定することができる。また、DC−DCコンバータ102のキャリア周波数は、電池120側の電圧等の特性に直接影響を与えるが、DC−DCコンバータ102の入出力間の電位差が小さく電圧等のリップルが小さいから、そのキャリア周波数は、高い値に設定することができる。これにより、リップルを一層小さくすることができ、充放電制御装置1の運転効率を一層向上させることが可能となる。
For example, the loss of the charge / discharge control device 1 is reduced and noise superposition is suppressed by setting the carrier frequency in accordance with the characteristics of the converters such as the AC-
また、本発明の実施形態による充放電制御装置1によれば、AC−DCインバータ101とDC−DCコンバータ2との間、DC−DCコンバータ2とDC−DCコンバータ102との間、及び、DC−DCコンバータ102と電池120との間の正極及び負極の電力線に、コモンチョークコア3−1,3−2,3−3をそれぞれ挿入設置するようにした。
Moreover, according to the charging / discharging control apparatus 1 by embodiment of this invention, between the AC-
これにより、AC−DCインバータ101とDC−DCコンバータ2との間、DC−DCコンバータ2とDC−DCコンバータ102との間、及び、DC−DCコンバータ102と電池120との間でそれぞれ発生する複雑なコモンモードノイズ、すなわちノイズの重畳及びノイズの回り込みによる共振等を抑制することができる。したがって、充放電制御装置1においてノイズを一層抑制することができる。この場合、DC−DCコンバータ102の入出力間の電位差が小さくコモンモードノイズの影響が少ないから、コモンチョークコア3−3は挿入設置されなくてもよい。これにより、充放電制御装置1の回路規模を小さくすることができる。
Thereby, it occurs between the AC-
1,100 充放電制御装置
2,102 DC−DCコンバータ
3 コモンチョークコア
4 一次遅れ回路
11,112,121 DCリアクター
12,105,113,122 コンデンサ
13,106,114 電流検出器
14,107,115 電圧検出器
15 DC−DC電圧制御基板
16,117,124 パワー変換器
21,22,25,131,141 演算器
23,132,142 演算回路
24,133 電圧変換器
101 AC−DCインバータ
103 電流電圧検出部
104 ACリアクター
110 交流電源
111 P(Power)/S(Supply)&位相制御基板
116 AC−DC力行/回生制御基板
120 電池
123 DC−DC電流制御基板
125,126,127 ノイズ除去回路
143 電流変換器
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1,100 Charge / discharge control apparatus 2,102 DC-DC converter 3 Common choke core 4
Claims (4)
AC−DCインバータ、第1のDC−DCコンバータ及び第2のDC−DCコンバータを備え、
前記AC−DCインバータは、
所定の電圧指令と前記第1のDC−DCコンバータ側の第1の電圧との間の偏差が0になるように前記第1の電圧を制御し、前記交流電源側の交流電力と前記第1のDC−DCコンバータ側の直流電力との間で電力変換を行い、
前記第1のDC−DCコンバータは、
所定の電圧指令と前記第2のDC−DCコンバータ側の第2の電圧との間の偏差が0になるように前記第2の電圧を制御し、前記AC−DCインバータ側の直流電力と前記第2のDC−DCコンバータ側の直流電力との間で電力変換を行い、
前記第2のDC−DCコンバータは、
所定の電流指令と前記二次電池側の電流との間の偏差が0になるように前記電流を制御し、前記第1のDC−DCコンバータ側の直流電力と前記二次電池側の直流電力との間で電力変換を行い、
前記第1のDC−DCコンバータの電圧制御における前記電圧指令を、前記二次電池の規格により予め定められた電池電圧を中心とした所定範囲内の指令とする、ことを特徴とする充放電制御装置。 In the charge / discharge control device that charges the power of the AC power source to the secondary battery at the time of charging, regenerates the power of the secondary battery to the AC power source at the time of discharging,
An AC-DC inverter, a first DC-DC converter and a second DC-DC converter;
The AC-DC inverter is
The first voltage is controlled such that a deviation between a predetermined voltage command and the first voltage on the first DC-DC converter side becomes zero, and the AC power on the AC power source side and the first voltage are controlled. Power conversion with the DC power on the DC-DC converter side of
The first DC-DC converter includes:
The second voltage is controlled so that a deviation between a predetermined voltage command and the second voltage on the second DC-DC converter side becomes zero, and the DC power on the AC-DC inverter side and the Performs power conversion with the DC power on the second DC-DC converter side,
The second DC-DC converter includes:
The current is controlled so that a deviation between a predetermined current command and the current on the secondary battery side becomes zero, and direct current power on the first DC-DC converter side and direct current power on the secondary battery side Power conversion with
The charge / discharge control characterized in that the voltage command in the voltage control of the first DC-DC converter is a command within a predetermined range centered on a battery voltage predetermined by the standard of the secondary battery. apparatus.
さらに、前記二次電池側の電圧を検出する第1の電圧検出器を備え、
前記第1のDC−DCコンバータは、
前記第2のDC−DCコンバータ側の電圧を検出する第2の電圧検出器と、
前記第1のDC−DCコンバータの電圧制御における前記電圧指令から、前記第1の電圧検出器により検出された電圧を減算し、電圧偏差を出力する第1の演算器と、
前記第1のDC−DCコンバータの電圧制御における前記電圧指令から、前記第1の演算器により出力された電圧偏差を減算し、前記電圧指令を補正する第2の演算器と、
前記第2の演算器により補正された電圧指令から、前記第2の電圧検出器により検出された電圧を減算し、電圧偏差を出力する第3の演算器と、
前記第3の演算器により出力された電圧偏差が0になるようにPWM信号を生成する演算回路と、
前記演算回路により生成されたPWM信号に基づいて、前記AC−DCインバータ側の直流電力と前記第2のDC−DCコンバータ側の直流電力との間で電力変換を行う変換器と、
を備えたことを特徴とする充放電制御装置。 In the charging / discharging control apparatus according to claim 1,
And a first voltage detector for detecting the voltage on the secondary battery side,
The first DC-DC converter includes:
A second voltage detector for detecting a voltage on the second DC-DC converter side;
A first calculator that subtracts the voltage detected by the first voltage detector from the voltage command in the voltage control of the first DC-DC converter and outputs a voltage deviation;
A second computing unit that subtracts the voltage deviation output by the first computing unit from the voltage command in the voltage control of the first DC-DC converter, and corrects the voltage command;
A third calculator that subtracts the voltage detected by the second voltage detector from the voltage command corrected by the second calculator and outputs a voltage deviation;
An arithmetic circuit for generating a PWM signal so that the voltage deviation output by the third arithmetic unit becomes zero;
A converter that performs power conversion between the DC power on the AC-DC inverter side and the DC power on the second DC-DC converter side based on the PWM signal generated by the arithmetic circuit;
A charge / discharge control apparatus comprising:
さらに、前記第1の電圧検出器により検出された電圧に一次遅れ処理を施す一次遅れ回路を備え、
前記第1のDC−DCコンバータに備えた第1の演算器は、
前記第1のDC−DCコンバータの電圧制御における前記電圧指令から、前記一次遅れ回路により一次遅れ処理が施された電圧を減算し、前記電圧指令を出力する、ことを特徴とする充放電制御装置。 The charge / discharge control apparatus according to claim 2,
And a first-order lag circuit for performing first-order lag processing on the voltage detected by the first voltage detector,
The first arithmetic unit provided in the first DC-DC converter is:
A charge / discharge control device, wherein the voltage command is subtracted from the voltage command in the voltage control of the first DC-DC converter, and the voltage command is output. .
さらに、前記AC−DCインバータと前記第1のDC−DCコンバータとの間、前記第1のDC−DCコンバータと前記第2のDC−DCコンバータとの間、及び、前記第2のDC−DCコンバータと前記二次電池との間の正極及び負極の電力線にそれぞれ挿入設置されるコモンチョークコアを備えたことを特徴とする充放電制御装置。 In the charging / discharging control apparatus as described in any one of Claim 1 to 3,
Furthermore, between the AC-DC inverter and the first DC-DC converter, between the first DC-DC converter and the second DC-DC converter, and the second DC-DC. A charge / discharge control apparatus comprising a common choke core inserted and installed in a positive and negative power line between a converter and the secondary battery.
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