JP2015100023A - Direct conversion receiver - Google Patents
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 title claims abstract description 58
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 70
- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims description 16
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 12
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 9
- 230000001629 suppression Effects 0.000 abstract description 14
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 239000000470 constituent Substances 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 description 1
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Abstract
Description
この発明は、無線通信装置などに用いられるダイレクトコンバージョン受信機に関するものである。 The present invention relates to a direct conversion receiver used in a wireless communication device or the like.
従来より、無線通信装置などにダイレクトコンバージョン受信機が用いられている。特許文献1には、受信信号の所望帯域内に存在する不要波を抑制するダイレクトコンバージョン受信機が開示されている。 Conventionally, a direct conversion receiver is used in a wireless communication device or the like. Patent Document 1 discloses a direct conversion receiver that suppresses unnecessary waves existing in a desired band of a received signal.
特許文献1のダイレクトコンバージョン受信機は、アンテナで受信した高周波信号と局部発振器の出力波とを合成する2つのミキサのそれぞれの出力端に、ハイパスフィルタ(以下、「HPF」と記載)が接続されている。ここで、局部発振器の出力波の周波数は受信信号の中心周波数と同じ周波数に設定されている。 In the direct conversion receiver of Patent Document 1, a high-pass filter (hereinafter referred to as “HPF”) is connected to the output ends of two mixers that synthesize a high-frequency signal received by an antenna and an output wave of a local oscillator. ing. Here, the frequency of the output wave of the local oscillator is set to the same frequency as the center frequency of the received signal.
図11及び図12を参照して、特許文献1のダイレクトコンバージョン受信機の動作について説明する。
図11は、周波数を復調する前の受信信号81、不要波82及び局部発振器の出力波83の信号強度−周波数特性を示す特性図である。図中、縦軸は信号強度(Level)[dB]を示しており、横軸は周波数f[Hz]を示している。図11に示す如く、アンテナで受信した受信信号81の所望帯域内に不要波82が存在している。ミキサは、受信信号81及び不要波82に局部発振器の出力波83を合成して周波数を復調し、高周波信号からベースバンド信号に変換する。
The operation of the direct conversion receiver disclosed in Patent Document 1 will be described with reference to FIGS.
FIG. 11 is a characteristic diagram showing signal strength-frequency characteristics of the received
図12は、周波数を復調した後の受信信号91、不要波92及びHPFの抑圧帯域93の信号強度−周波数特性を示す特性図である。図12に示す如く、復調後も受信信号91の所望帯域内に不要波92が存在している。このとき、HPFの遮断周波数を可変することで、HPFの抑圧帯域93を可変してベースバンド信号の不要波92を抑制している。
FIG. 12 is a characteristic diagram showing signal strength-frequency characteristics of the
特許文献1のダイレクトコンバージョン受信機は、受信信号の中心周波数と同じ周波数の局部発振器の出力波で高周波信号からベースバンド信号に変換した後、HPFの遮断周波数を可変することで不要波を抑制している。そのため、特に不要波が受信信号の所望帯域内に存在する場合、不要波を抑制する際に受信信号も大きく減衰して受信特性が劣化するという課題があった。 The direct conversion receiver of Patent Document 1 suppresses unnecessary waves by changing the cutoff frequency of the HPF after converting from a high frequency signal to a baseband signal with an output wave of a local oscillator having the same frequency as the center frequency of the received signal. ing. Therefore, particularly when an unnecessary wave is present in a desired band of the received signal, there is a problem that when the unnecessary wave is suppressed, the received signal is greatly attenuated to deteriorate the reception characteristics.
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、不要波を抑制する際の受信信号の減衰を必要最低限に抑え、より良好な受信特性を得ることができるダイレクトコンバージョン受信機を提供することを目的とする。 The present invention has been made in order to solve the above-described problems, and is a direct conversion capable of obtaining a better reception characteristic by minimizing reception signal attenuation when suppressing unnecessary waves. The purpose is to provide a receiver.
この発明のダイレクトコンバージョン受信機は、変調された高周波信号を受信するアンテナと、局部発振波を出力する可変局部発振器と、高周波信号と局部発振波とを合成して互いに90度の位相差を有する2波のベースバンド信号に変換する第1ミキサ及び第2ミキサと、第1ミキサの出力端に接続された第1キャパシタと、第2ミキサの出力端に接続された第2キャパシタと、高周波信号に含まれる不要波の周波数を検出して局部発振波の周波数を不要波の周波数と同じ周波数に変更する不要波検出回路部と、を具備するものである。 The direct conversion receiver of the present invention has an antenna that receives a modulated high-frequency signal, a variable local oscillator that outputs a local oscillation wave, and a high-frequency signal and a local oscillation wave that have a phase difference of 90 degrees from each other. A first mixer and a second mixer for converting into a two-wave baseband signal; a first capacitor connected to the output terminal of the first mixer; a second capacitor connected to the output terminal of the second mixer; and a high-frequency signal And an unnecessary wave detection circuit unit that detects the frequency of the unnecessary wave included in the signal and changes the frequency of the local oscillation wave to the same frequency as the frequency of the unnecessary wave.
この発明のダイレクトコンバージョン受信機によれば、不要波を抑制する際の受信信号の減衰を必要最低限に抑え、より良好な受信特性を得ることができる。 According to the direct conversion receiver of the present invention, it is possible to suppress the attenuation of the reception signal when suppressing unnecessary waves to the minimum necessary, and to obtain better reception characteristics.
実施の形態1.
図1を参照して、実施の形態1のダイレクトコンバージョン受信機について説明する。
図中、11はアンテナである。アンテナ11と第1ミキサ21及び第2ミキサ22の間に、バンドパスフィルタ(以下、「BPF」と記載)12及び低雑音増幅器13が直列に接続されている。第1ミキサ21と第2ミキサ22間に、BPF12及び低雑音増幅器13と並列にπ/2移相器(90度移相器)24が接続されている。第1ミキサ21と第2ミキサ22間に、π/2移相器24によって位相が互いにπ/2(90度)ずれた2つの出力波(局部発振波)を出力するように可変局部発振器25が接続されている。
Embodiment 1 FIG.
A direct conversion receiver according to the first embodiment will be described with reference to FIG.
In the figure, 11 is an antenna. A band pass filter (hereinafter referred to as “BPF”) 12 and a
第1ミキサ21の出力端に直流(以下「DC」と記載)カット用の第1キャパシタ33が接続され、第2ミキサ22の出力端にDCカット用の第2キャパシタ34が接続されている。第1キャパシタ33の出力端に、第1ローパスフィルタ(以下「LPF」と記載)41及び第1可変増幅器53を介して第1アナログ/ディジタル(以下「A/D」と記載)変換器61が順次直列に接続されている。同様に、第2キャパシタ34の出力端に、第2LPF42及び第2可変増幅器54を介して第2A/D変換器62が順次直列に接続されている。
A
第1A/D変換器61及び第2A/D変換器62の出力端と可変局部発振器25との間に、不要波解析回路(不要波検出回路部)71が接続されている。
An unnecessary wave analysis circuit (unnecessary wave detection circuit unit) 71 is connected between the output terminals of the first A /
このように構成されたダイレクトコンバージョン受信機100の動作について説明する。
なお、可変局部発振器25の出力波の周波数は、予め受信信号と同じ周波数に設定されている。
まず、アンテナ11は、変調された高周波信号を受信する。アンテナ11で受信された高周波信号は、BPF15を通過した後、低雑音増幅器13で増幅され、2つの高周波信号に分けられる。次いで、2つの高周波信号は第1ミキサ21及び第2ミキサ22によって可変局部発振器25が出力した局部発振波とそれぞれミキシングされ、2つのベースバンド信号にそれぞれ変換される。このとき、可変局部発振器25から第2ミキサ22へ出力された局部発振波は、π/2移相器24によって互いにπ/2の位相差を生じることになる。そのため、2つのベースバンド信号の位相差は90度となる。
The operation of the
The frequency of the output wave of the variable
First, the
第1ミキサ21及び第2ミキサ22で2つのベースバンド信号にそれぞれ生じたDC成分は、第1キャパシタ33及び第2キャパシタ34を通過して除去される。次いで、第1LPF41及び第2LPF42をそれぞれ通過して、ベースバンド信号の帯域外にある不要信号が抑制される。次いで、第1可変増幅器53及び第2可変増幅器54でそれぞれ増幅された後、第1A/D変換器61及び第2A/D変換器62によって2つのディジタル信号にそれぞれ変換され、出力される。
The DC components generated in the two baseband signals by the
このとき、不要波解析回路71は、以下のようにして受信信号の所望帯域内の不要波を抑制する。
すなわち、不要波解析回路71は、出力された2つのディジタル信号を用いて、受信した高周波信号に含まれていた不要波の有無、及び不要波の周波数の解析を行う。受信信号の所望帯域内に不要波が存在していた場合、可変局部発振器25の出力波の周波数を不要波の周波数と同じ周波数、又は不要波の周波数に近い周波数に変更する。
なお、不要波が存在しない場合は、可変局部発振器25の出力波の周波数を変更しない。
At this time, the unnecessary
That is, the unnecessary
Note that when there is no unnecessary wave, the frequency of the output wave of the variable
図2は、周波数を復調する前の受信信号81、不要波82及び局部発振器の出力波84の信号強度−周波数特性を示す特性図である。図中、縦軸は信号強度(Level)[dB]を示しており、横軸は周波数f[Hz]を示している。図2に示す如く、アンテナ11で受信した受信信号81の所望帯域内に不要波82が存在している。第1ミキサ21及び第2ミキサ22は、受信信号81及び不要波82に可変局部発振器25の出力波84を合成して周波数を復調し、高周波信号からベースバンド信号へ変換する。
FIG. 2 is a characteristic diagram showing signal strength-frequency characteristics of the received
図3は、周波数を復調した後の受信信号94、不要波95並びに第1キャパシタ33及び第2キャパシタ34の抑圧帯域96の信号強度−周波数特性を示す特性図である。図3に示す如く、復調後も受信信号94の所望帯域内に不要波95が存在している。
ここで、不要波解析回路71が可変局部発振器25の出力波の周波数を不要波82の周波数と同じ周波数、又は不要波82の周波数に近い周波数に設定したことから、復調後の不要波95は周波数が0のDC成分となっている。そのため、不要波95は、第1ミキサ21及び第2ミキサ22で生じたDC成分と同様にDCカット用の第1キャパシタ33及び第2キャパシタ34の抑圧帯域96によって抑制される。
FIG. 3 is a characteristic diagram showing the signal strength-frequency characteristics of the
Here, since the unnecessary
以上のように、このダイレクトコンバージョン受信機100は、可変局部発振器25の出力波の周波数を不要波82の周波数と同じ周波数、又は不要波82の周波数に近い周波数に設定している。そのため、第1キャパシタ33及び第2キャパシタ34による抑圧帯域を広げることなく、復調後の受信信号94の所望帯域内の不要波95を抑制することができる。
その結果、不要波を抑制する際の受信信号の減衰を必要最低限に抑え、良好な受信特性を得ることができる。
As described above, the
As a result, it is possible to suppress the attenuation of the reception signal when suppressing unnecessary waves to the minimum necessary and to obtain good reception characteristics.
なお、不要波の周波数が既知の場合は、予め可変局部発振器25の出力波の周波数を不要波の周波数と同じ周波数、又は不要波の周波数に近い周波数に設定しておいても良い。この構成により、受信を始めた初期の受信信号においても、不要波を抑制する際の減衰を必要最低限に抑え、良好な受信特性を得ることができる。
If the frequency of the unnecessary wave is known, the frequency of the output wave of the variable
実施の形態2.
図4を参照して、不要波解析回路に代えて周波数計測回路を設けたダイレクトコンバージョン受信機について説明する。
図中、72は周波数計測回路(不要波検出回路部)である。なお、図1に示す不要波解析回路71に代えて、低雑音増幅器13の出力端と可変局部発振器25の間に周波数計測回路72を介在させた構成以外は実施の形態1のダイレクトコンバージョン受信機100と同様の構成を有しており、同様の構成部材には同一符号を付して説明を省略する。
Embodiment 2. FIG.
With reference to FIG. 4, a direct conversion receiver provided with a frequency measurement circuit instead of the unwanted wave analysis circuit will be described.
In the figure,
このように構成されたダイレクトコンバージョン受信機101の動作について説明する。なお、アンテナ11が高周波信号を受信してから、第1ミキサ21及び第2ミキサ22がベースバンド信号に変換した後、第1A/D変換器61及び第2A/D変換器62がディジタル信号に変換して出力するまでの動作については、実施の形態1のダイレクトコンバージョン受信機100と同様に動作する。
The operation of the
このとき、周波数計測回路72は、以下のようにして受信信号の所望帯域内の不要波を抑制する。
すなわち、周波数計測回路72は、アンテナ11で受信した復調前の高周波信号を用いて、受信信号の所望帯域内に存在する不要波の周波数を計測する。次いで、計測した不要波の周波数に関する情報を用いて、可変局部発振器25の出力波の周波数を不要波の周波数と同じ周波数、又は不要波の周波数に近い周波数に設定する。
その結果、実施の形態1と同様に、復調後の不要波は周波数が0のDC成分となる。そのため、不要波は第1ミキサ21及び第2ミキサ22で生じたDC成分と同様にDCカット用の第1キャパシタ33及び第2キャパシタ34の抑圧帯域によって抑制される。
At this time, the
That is, the
As a result, as in the first embodiment, the unnecessary wave after demodulation becomes a DC component having a frequency of 0. Therefore, the unnecessary wave is suppressed by the suppression band of the
以上のように、このダイレクトコンバージョン受信機101は、可変局部発振器25の出力波の周波数を不要波の周波数と同じ周波数、又は不要波の周波数に近い周波数に設定している。そのため、第1キャパシタ33及び第2キャパシタ34による抑圧帯域を広げることなく、復調後の受信信号の所望帯域内の不要波を抑制することができる。
その結果、不要波を抑制する際の受信信号の減衰を必要最低限に抑え、良好な受信特性を得ることができる。
As described above, the
As a result, it is possible to suppress the attenuation of the reception signal when suppressing unnecessary waves to the minimum necessary and to obtain good reception characteristics.
実施の形態3.
図5を参照して、キャパシタに代えて可変容量キャパシタを設けたダイレクトコンバージョン受信機について説明する。
図中、35は第1可変容量キャパシタであり、36は第2可変容量キャパシタである。なお、図1に示す第1キャパシタ33及び第2キャパシタ34に代えて第1可変容量キャパシタ35及び第2可変容量キャパシタ36を設け、第1可変容量キャパシタ35及び第2可変容量キャパシタ36に不要波解析回路71を接続した構成以外は実施の形態1と同様の構成を有しており、同様の構成部材には同一符号を付して説明を省略する。
Embodiment 3 FIG.
With reference to FIG. 5, a direct conversion receiver having a variable capacitor instead of a capacitor will be described.
In the figure, 35 is a first variable capacitor, and 36 is a second variable capacitor. In addition, instead of the
このように構成されたダイレクトコンバージョン受信機102の動作について説明する。なお、アンテナ11が高周波信号を受信してから、第1ミキサ21及び第2ミキサ22がベースバンド信号に周波数変換した後、第1A/D変換器61及び第2A/D変換器62がディジタル信号に変換して出力するまでの動作については、実施の形態1のダイレクトコンバージョン受信機100と同様に動作する。
The operation of the
このとき、不要波解析回路71は、以下のようにして受信信号の所望帯域内に存在する所定の帯域幅を有する不要波を抑制する。
すなわち、不要波解析回路71は、出力された2つのディジタル信号を用いて、受信した高周波信号に含まれていた不要波の有無、及び不要波の周波数の解析を行う。所望帯域内に不要波が存在していた場合、可変局部発振器25の出力波の周波数を不要波の中心周波数と同じ周波数、又は不要波の中心周波数に近い周波数に変更する。また、不要波の帯域幅に応じて第1可変容量キャパシタ35及び第2可変容量キャパシタ36の容量値を可変する。
一方、不要波が存在しない場合、可変局部発振器25の出力波の周波数を変更せず、第1可変容量キャパシタ35及び第2可変容量キャパシタ36の容量値も可変しない。
At this time, the unnecessary
That is, the unnecessary
On the other hand, when there is no unnecessary wave, the frequency of the output wave of the variable
図6は、周波数を復調する前の受信信号81、不要波85及び可変局部発振器25の出力波84の信号強度−周波数特性を示す特性図である。図中、縦軸は信号強度(Level)[dB]を示しており、横軸は周波数f[Hz]を示している。図6に示す如く、アンテナ11で受信した受信信号81の所望帯域内に、所定の帯域幅を有する不要波85が存在している。この場合、不要波解析回路71は不要波85の周波数を解析し、可変局部発振器25の出力波の周波数を不要波85の中心周波数と同じ周波数、又は不要波85の中心周波数に近い周波数に設定する。また、不要波85の帯域幅に応じて第1可変容量キャパシタ35及び第2可変容量キャパシタ36の容量値を可変する。
FIG. 6 is a characteristic diagram showing signal strength-frequency characteristics of the received
図7は、周波数を復調した後の受信信号94、不要波97並びに第1可変容量キャパシタ35及び第2可変容量キャパシタ36の抑圧帯域98の信号強度−周波数特性を示す特性図である。図7に示す如く、復調後も受信信号94の所望帯域内に所定の帯域幅を有する不要波97が存在している。
ここで、可変局部発振器25の出力波の周波数を不要波85の中心周波数と同じ周波数、又は不要波85の中心周波数に近い周波数に設定したことから、復調後の不要波97は中心周波数が0のDC成分となっている。そのため、不要波97は第1ミキサ21及び第2ミキサ22で生じたDC成分と同様にDCカット用の第1可変容量キャパシタ35及び第2可変容量キャパシタ36によって抑制される。
また、不要波85の帯域幅に応じて第1可変容量キャパシタ35及び第2可変容量キャパシタ36の容量値を可変したことから、抑圧帯域98は不要波97を抑制するのに必要な最低限の帯域幅となっている。
FIG. 7 is a characteristic diagram showing the signal strength-frequency characteristics of the
Here, since the frequency of the output wave of the variable
Further, since the capacitance values of the first
以上のように、このダイレクトコンバージョン受信機102は、可変局部発振器25の出力波の周波数を不要波85の中心周波数と同じ周波数、又は不要波85の中心周波数に近い周波数に設定するとともに、不要波85の帯域幅に応じて第1可変容量キャパシタ35及び第2可変容量キャパシタ36の容量値を可変している。そのため、第1可変容量キャパシタ35及び第2可変容量キャパシタ36による抑圧帯域を必要最低限としつつ、受信信号の所望帯域内に存在する所定の帯域幅を有する不要波を抑制することができる。
その結果、不要波を抑制する際の所望信号の減衰を必要最低限に抑え、良好な受信特性を得ることができる。
As described above, the
As a result, it is possible to suppress the attenuation of a desired signal when suppressing unnecessary waves and to obtain a good reception characteristic.
実施の形態4.
図8を参照して、不要波解析回路に代えて周波数計測回路を設けたダイレクトコンバージョン受信機について説明する。
図中、72は周波数計測回路(不要波検出回路部)である。なお、図5に示す不要波解析回路71に代えて、低雑音増幅器13の出力端と可変局部発振器25の間に周波数計測回路72を介在させ、第1可変容量キャパシタ35及び第2可変容量キャパシタ36に周波数計測回路72を接続した構成以外は実施の形態3のダイレクトコンバージョン受信機102と同様の構成を有しており、同様の構成部材には同一符号を付して説明を省略する。
Embodiment 4 FIG.
With reference to FIG. 8, a direct conversion receiver provided with a frequency measurement circuit instead of the unwanted wave analysis circuit will be described.
In the figure,
このように構成されたダイレクトコンバージョン受信機103は、実施の形態3のダイレクトコンバージョン受信機102と同様に、周波数計測回路72が可変局部発振器25の出力波の周波数を不要波の中心周波数と同じ周波数、又は不要波の中心周波数に近い周波数に設定するとともに、不要波の帯域幅に応じて第1可変容量キャパシタ35及び第2可変容量キャパシタ36の容量値を可変している。
In the
そのため、第1可変容量キャパシタ35及び第2可変容量キャパシタ36による抑圧帯域を必要最低限としつつ、受信信号の所望帯域内に存在する不要波を抑制することができる。
その結果、不要波を抑制する際の所望信号の減衰を必要最低限に抑え、良好な受信特性を得ることができる。
Therefore, unnecessary waves existing in the desired band of the received signal can be suppressed while the suppression band by the first
As a result, it is possible to suppress the attenuation of a desired signal when suppressing unnecessary waves and to obtain a good reception characteristic.
実施の形態5.
図9を参照して、LPFに代えて可変LPFを設けたダイレクトコンバージョン受信機について説明する。
図中、43は第1可変LPFであり、44は第2可変LPFである。図1に示す第1LPF41及び第2LPF42に代えて第1可変LPF43及び第2可変LPF44を設け、第1可変LPF43及び第2可変LPF44に不要波解析回路71を接続した構成以外は実施の形態1と同様の構成を有しており、同様の構成部材には同一符号を付して説明を省略する。
Embodiment 5 FIG.
A direct conversion receiver provided with a variable LPF instead of the LPF will be described with reference to FIG.
In the figure, 43 is a first variable LPF, and 44 is a second variable LPF. A first
このように構成されたダイレクトコンバージョン受信機104の動作について説明する。なお、アンテナ11が高周波信号を受信してから、第1ミキサ21及び第2ミキサ22がベースバンド信号に変換した後、第1A/D変換器61及び第2A/D変換器62がディジタル信号に変換して出力するまでの動作については、実施の形態1のダイレクトコンバージョン受信機100と同様に動作する。
The operation of the
また、不要波解析回路71は、実施の形態1のダイレクトコンバージョン受信機100と同様に、受信信号の所望帯域内に不要波が存在する場合、不要波の周波数を解析し、可変局部発振器25の出力波の周波数を不要波の周波数と同じ周波数、又は不要波の周波数に近い周波数に設定する。
Similarly to the
このとき、不要波の周波数に応じて変換後のベースバンド信号の帯域幅が変化する。これに対し、不要波解析回路71は、不要波の周波数に応じて第1可変LPF43及び第2可変LPF44の遮断周波数の帯域を可変する。これにより、ベースバンド信号の帯域外にある不要信号を抑制し、A/D変換時に取り込む雑音を必要最低限に抑えることができる。
At this time, the bandwidth of the converted baseband signal changes according to the frequency of the unwanted wave. On the other hand, the unnecessary
以上のように、このダイレクトコンバージョン受信機104は、可変局部発振器25の出力波の周波数を不要波の周波数と同じ周波数、又は不要波の周波数に近い周波数に設定するとともに、不要波の周波数に応じて第1可変LPF43及び第2可変LPF44の遮断周波数の帯域を可変している。
As described above, the
そのため、第1キャパシタ33及び第2キャパシタ34による抑圧帯域を必要最低限としつつ、受信信号の所望帯域内の不要波を抑制することができる。また、A/D変換時に取り込む雑音の帯域を必要最低限に抑えることができる。
その結果、不要波を抑制する際の所望信号の減衰を必要最低限に抑え、良好な受信特性を得ることができる。
Therefore, it is possible to suppress unnecessary waves in the desired band of the received signal while minimizing the suppression band due to the
As a result, it is possible to suppress the attenuation of a desired signal when suppressing unnecessary waves and to obtain a good reception characteristic.
実施の形態6.
図10を参照して、不要波解析回路に代えて周波数計測回路を設けたダイレクトコンバージョン受信機について説明する。
図中、72は周波数計測回路(不要波検出回路部)である。なお、図9に示す不要波解析回路71に代えて、低雑音増幅器13の出力端と可変局部発振器25の間に周波数計測回路72を介在させ、第1可変LPF43及び第2可変LPF44に周波数計測回路72を接続した構成以外は実施の形態5のダイレクトコンバージョン受信機104と同様の構成を有しており、同様の構成部材には同一符号を付して説明を省略する。
Embodiment 6 FIG.
With reference to FIG. 10, a direct conversion receiver provided with a frequency measurement circuit instead of the unwanted wave analysis circuit will be described.
In the figure,
このように構成されたダイレクトコンバージョン受信機105は、実施の形態5のダイレクトコンバージョン受信機104と同様に、周波数計測回路72が可変局部発振器25の出力波の周波数を不要波の周波数と同じ周波数、又は不要波の周波数に近い周波数に設定するとともに、不要波の周波数に応じて第1可変LPF43及び第2可変LPF44の遮断周波数の帯域を可変している。
In the
そのため、第1キャパシタ33及び第2キャパシタ34による抑圧帯域を必要最低限としつつ、受信信号の所望帯域内の不要波を抑制することができる。また、A/D変換時に取り込む雑音の帯域を必要最低限に抑えることができる。
その結果、不要波を抑制する際の所望信号の減衰を必要最低限に抑え、良好な受信特性を得ることができる。
Therefore, it is possible to suppress unnecessary waves in the desired band of the received signal while minimizing the suppression band due to the
As a result, it is possible to suppress the attenuation of a desired signal when suppressing unnecessary waves and to obtain a good reception characteristic.
なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、又は各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。 In the present invention, within the scope of the invention, any combination of the embodiments, any modification of any component of each embodiment, or omission of any component in each embodiment is possible. .
11 アンテナ、12 バンドパスフィルタ、13 低雑音増幅器、21 第1ミキサ、22 第2ミキサ、24 π/2移相器(90度移相器)、25 可変局部発振器、33 第1キャパシタ、34 第2キャパシタ、35 第1可変容量キャパシタ、36 第2可変容量キャパシタ、41 第1ローパスフィルタ、42 第2ローパスフィルタ、43 第1可変ローパスフィルタ、44 第2可変ローパスフィルタ、53 第1可変増幅器、54 第2可変増幅器、61 第1アナログ/ディジタル変換器、62 第2アナログ/ディジタル変換器、71 不要波解析回路(不要波検出回路部)、72 周波数計測回路(不要波検出回路部)、100,101,102,103,104,105 ダイレクトコンバージョン受信機。 11 antenna, 12 band pass filter, 13 low noise amplifier, 21 first mixer, 22 second mixer, 24 π / 2 phase shifter (90 degree phase shifter), 25 variable local oscillator, 33 first capacitor, 34 first 2 capacitor, 35 first variable capacitor, 36 second variable capacitor, 41 first low pass filter, 42 second low pass filter, 43 first variable low pass filter, 44 second variable low pass filter, 53 first variable amplifier, 54 Second variable amplifier, 61 first analog / digital converter, 62 second analog / digital converter, 71 unnecessary wave analysis circuit (unwanted wave detection circuit section), 72 frequency measurement circuit (unwanted wave detection circuit section), 100, 101, 102, 103, 104, 105 Direct conversion receiver.
Claims (5)
局部発振波を出力する可変局部発振器と、
前記高周波信号と前記局部発振波とを合成して互いに90度の位相差を有する2波のベースバンド信号にそれぞれ変換する第1ミキサ及び第2ミキサと、
前記第1ミキサの出力端に接続された第1キャパシタと、
前記第2ミキサの出力端に接続された第2キャパシタと、
前記高周波信号に含まれる不要波の周波数を検出して前記局部発振波の周波数を前記不要波の周波数と同じ周波数に設定する不要波検出回路部と、
を具備することを特徴とするダイレクトコンバージョン受信機。 An antenna for receiving the modulated high frequency signal;
A variable local oscillator that outputs a local oscillation wave;
A first mixer and a second mixer that synthesize the high-frequency signal and the local oscillation wave to convert them into two baseband signals each having a phase difference of 90 degrees;
A first capacitor connected to an output terminal of the first mixer;
A second capacitor connected to an output terminal of the second mixer;
An unnecessary wave detection circuit unit that detects the frequency of the unnecessary wave included in the high-frequency signal and sets the frequency of the local oscillation wave to the same frequency as the frequency of the unnecessary wave;
A direct conversion receiver comprising:
前記第1キャパシタの出力端に第1ローパスフィルタを介して接続され、前記ベースバンド信号をディジタル信号に変換する第1アナログ/ディジタル変換器と、
前記第2キャパシタの出力端に第2ローパスフィルタを介して接続され、前記ベースバンド信号を前記ディジタル信号に変換する第2アナログ/ディジタル変換器と、
前記可変局部発振器と前記第2ミキサの間に介在された90度移相器とを具備し、
前記不要波検出回路部は、前記第1アナログ/ディジタル変換器及び第2アナログ/ディジタル変換器の出力端と前記可変局部発振器の間に接続されて前記ディジタル信号を用いて前記不要波の周波数を解析する不要波解析回路で構成してなる
ことを特徴とする請求項1記載のダイレクトコンバージョン受信機。 A band-pass filter and a low noise amplifier connected in series between the antenna and the first mixer and the second mixer;
A first analog / digital converter connected to the output terminal of the first capacitor via a first low-pass filter and converting the baseband signal into a digital signal;
A second analog / digital converter connected to the output terminal of the second capacitor via a second low-pass filter and converting the baseband signal into the digital signal;
A 90 degree phase shifter interposed between the variable local oscillator and the second mixer;
The unnecessary wave detection circuit unit is connected between the output terminals of the first analog / digital converter and the second analog / digital converter and the variable local oscillator, and uses the digital signal to set the frequency of the unnecessary wave. The direct conversion receiver according to claim 1, comprising an unnecessary wave analysis circuit for analysis.
前記第1キャパシタの出力端に第1ローパスフィルタを介して接続され、前記ベースバンド信号をディジタル信号に変換する第1アナログ/ディジタル変換器と、
前記第2キャパシタの出力端に第2ローパスフィルタを介して接続され、前記ベースバンド信号を前記ディジタル信号に変換する第2アナログ/ディジタル変換器と、
前記可変局部発振器と前記第2ミキサの間に介在された90度移相器とを具備し、
前記不要波検出回路部は、前記低雑音増幅器の出力端と前記可変局部発振器の間に接続されて前記高周波信号を用いて前記不要波の周波数を計測する周波数計測回路で構成してなる
ことを特徴とする請求項1記載のダイレクトコンバージョン受信機。 A band-pass filter and a low noise amplifier connected in series between the antenna and the first mixer and the second mixer;
A first analog / digital converter connected to the output terminal of the first capacitor via a first low-pass filter and converting the baseband signal into a digital signal;
A second analog / digital converter connected to the output terminal of the second capacitor via a second low-pass filter and converting the baseband signal into the digital signal;
A 90 degree phase shifter interposed between the variable local oscillator and the second mixer;
The unnecessary wave detection circuit unit is configured by a frequency measurement circuit that is connected between the output terminal of the low noise amplifier and the variable local oscillator and measures the frequency of the unnecessary wave using the high frequency signal. The direct conversion receiver according to claim 1, wherein:
前記不要波検出回路部は、前記不要波の周波数に応じて前記可変容量キャパシタの容量値を可変する
ことを特徴とする請求項2または請求項3記載のダイレクトコンバージョン受信機。 The first capacitor and the second capacitor are composed of variable capacitors,
The direct conversion receiver according to claim 2, wherein the unnecessary wave detection circuit unit varies a capacitance value of the variable capacitor according to a frequency of the unnecessary wave.
前記不要波検出回路部は、前記不要波の周波数に応じて前記可変ローパスフィルタの遮断周波数を可変する
ことを特徴とする請求項2または請求項3記載のダイレクトコンバージョン受信機。 The first low-pass filter and the second low-pass filter are composed of variable low-pass filters,
The direct conversion receiver according to claim 2, wherein the unnecessary wave detection circuit unit varies a cutoff frequency of the variable low-pass filter in accordance with a frequency of the unnecessary wave.
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2013239020A JP6249732B2 (en) | 2013-11-19 | 2013-11-19 | Direct conversion receiver |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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JP2015100023A true JP2015100023A (en) | 2015-05-28 |
JP6249732B2 JP6249732B2 (en) | 2017-12-20 |
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP2013239020A Active JP6249732B2 (en) | 2013-11-19 | 2013-11-19 | Direct conversion receiver |
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JP (1) | JP6249732B2 (en) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2018150653A1 (en) * | 2017-02-20 | 2018-08-23 | ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 | Receiver and receiver control method |
JP2020167630A (en) * | 2019-03-29 | 2020-10-08 | Necプラットフォームズ株式会社 | Communication system, and interfering wave detection method |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH05235643A (en) * | 1991-12-26 | 1993-09-10 | Toshiba Corp | Receiver |
JP2009118149A (en) * | 2007-11-06 | 2009-05-28 | Mitsubishi Electric Corp | Portable communication terminal |
-
2013
- 2013-11-19 JP JP2013239020A patent/JP6249732B2/en active Active
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH05235643A (en) * | 1991-12-26 | 1993-09-10 | Toshiba Corp | Receiver |
JP2009118149A (en) * | 2007-11-06 | 2009-05-28 | Mitsubishi Electric Corp | Portable communication terminal |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2018150653A1 (en) * | 2017-02-20 | 2018-08-23 | ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 | Receiver and receiver control method |
US11303314B2 (en) | 2017-02-20 | 2022-04-12 | Sony Semiconductor Solutions Corporation | Receiver and receiver controlling method |
JP2020167630A (en) * | 2019-03-29 | 2020-10-08 | Necプラットフォームズ株式会社 | Communication system, and interfering wave detection method |
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