JP2015041939A - Mimo receiving device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを用いる多入力多出力(以下、「MIMO(Multiple Input Multiple Output)」という。)多重伝送方式を用いたMIMO受信装置における復調技術に関する。 The present invention relates to a demodulation technique in a MIMO receiver using a multiple-input multiple-output (hereinafter referred to as “MIMO (Multiple Input Multiple Output)”) multiplex transmission scheme using a plurality of transmission antennas and a plurality of reception antennas.
取材現場等から放送スタジオまたは中継局へ、ニュース映像、イベントの実況映像等の番組素材を伝送する場合、無線により映像信号を伝送する映像無線伝送システムの利用が有効である。この映像無線伝送システムに用いる代表的な装置として、FPU(Field Pick-up Unit)装置及びワイヤレスカメラ等が挙げられる。 When transmitting program materials such as news videos and live video of events from a news gathering site to a broadcast studio or relay station, it is effective to use a video wireless transmission system that transmits video signals wirelessly. Typical devices used in this video wireless transmission system include an FPU (Field Pick-up Unit) device and a wireless camera.
従来、ハイビジョン(登録商標)のテレビ信号を低遅延かつ高い回線信頼性で無線伝送するワイヤレスカメラの実現を目的とした新しい映像無線伝送システムの開発が注目されている。この新しい映像無線伝送システムでは、複数の送受信アンテナを用いて同一周波数上で複数のOFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing:直交周波数分割多重)信号の伝送を行うMIMO−OFDM伝送方式を用いることが検討されている。 2. Description of the Related Art Conventionally, development of a new video wireless transmission system for realizing a wireless camera that wirelessly transmits a high-definition (registered trademark) television signal with low delay and high line reliability has attracted attention. In this new video wireless transmission system, it is considered to use a MIMO-OFDM transmission system that transmits a plurality of OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) signals on the same frequency using a plurality of transmitting and receiving antennas. Yes.
このMIMO−OFDM伝送方式は、同一周波数上で複数のOFDM信号を送信することにより空間分割多重伝送を実現する。これにより、伝送速度を送信アンテナ数倍(受信アンテナは送信アンテナ数以上必要である。)に拡大することができると共に、伝送品質の向上及びダイバーシィティ効果による所要C/Nの低下を実現することができる。 This MIMO-OFDM transmission scheme realizes space division multiplex transmission by transmitting a plurality of OFDM signals on the same frequency. As a result, the transmission rate can be increased to several times the number of transmission antennas (the number of reception antennas is required to be equal to or greater than the number of transmission antennas), and the transmission quality is improved and the required C / N is reduced due to the diversity effect. be able to.
前述のワイヤレスカメラの開発においては、高画質な撮影映像を視聴者へ届けるために大容量伝送が求められる一方、放送という性質上、特に、途切れない映像伝送が重要となる。このため、複数の送信信号を同一周波数上で同時に伝送可能なMIMO多重伝送方式の復調技術において、最も優れた伝送特性を有するMLD(Maximum Likelihood Detection)方式の適用が検討されてきた。 In the development of the above-described wireless camera, high-capacity transmission is required to deliver high-quality captured images to viewers, but uninterrupted video transmission is particularly important due to the nature of broadcasting. For this reason, application of an MLD (Maximum Likelihood Detection) method having the best transmission characteristics has been studied in the demodulation technique of the MIMO multiplex transmission method capable of simultaneously transmitting a plurality of transmission signals on the same frequency.
しかし、MLD方式では、多重する送信信号の数及び変調多値数の増加に伴い、復調に必要な演算規模が指数関数的に増大する。このようなMIMO多重伝送方式を用いた送受信装置においては、ある一定以上の送信信号数及び変調多値数の情報を伝送するための仕組みを実装することが困難であった。 However, in the MLD scheme, the computation scale necessary for demodulation increases exponentially as the number of transmission signals to be multiplexed and the number of modulation multilevels increase. In a transmitter / receiver using such a MIMO multiplex transmission system, it has been difficult to implement a mechanism for transmitting information of a transmission signal number and a modulation multi-level number exceeding a certain level.
そこで、演算量規模を削減しながらも伝送特性を劣化させない演算量削減型のMLD方式が数多く検討されてきた。その中でも、QRM−MLD方式は、有効に演算量を削減することができる方式として広く知られている。QRM−MLD方式は、送受信アンテナ間の伝搬路応答の行列に対してQR分解を行い、求めた上三角行列Rに基づいて、送信アンテナ数分のステージに分けて各送信信号の変調候補点を順番に求めるものである。 Therefore, many MLD schemes that reduce the amount of computation and reduce the amount of computation that do not degrade the transmission characteristics have been studied. Among them, the QRM-MLD method is widely known as a method that can effectively reduce the amount of calculation. In the QRM-MLD system, QR decomposition is performed on a matrix of channel responses between transmitting and receiving antennas, and based on the obtained upper triangular matrix R, the modulation candidate points of each transmission signal are divided into stages corresponding to the number of transmitting antennas. It asks in order.
〔MIMO−OFDM伝送システム〕
まず、MLD方式またはQRM−MLD方式を用いて復調を行うMIMO−OFDM伝送システムの概略について説明する。図7は、MIMO−OFDM伝送システムの全体構成を示す概略図である。このMIMO−OFDM伝送システム300は、4本の送信アンテナ#1〜#4を備えた1系統の端末側の端末装置(以下、送信装置(MIMO送信装置)という。)100と、4本の受信アンテナ#1〜#4を備えた基地局側の基地局装置(以下、受信装置(MIMO受信装置)という。)200との間でMIMO−OFDM伝送を行うワイヤレスカメラシステムである。送信装置100から受信装置200へ伝送するOFDM信号の形式は、ARIB STD−B43の規定に従うものとする。送信アンテナ#1〜#4と受信アンテナ#1〜#4との間にはMIMO伝搬路(伝搬路応答h11,h21,h31,h41,h12,・・・,h44)が形成されている。
[MIMO-OFDM transmission system]
First, an outline of a MIMO-OFDM transmission system that performs demodulation using the MLD scheme or the QRM-MLD scheme will be described. FIG. 7 is a schematic diagram showing an overall configuration of a MIMO-OFDM transmission system. This MIMO-
送信装置100は、自由に移動することができる端末装置であり、4本の送信アンテナ#1〜#4から、同一周波数で異なるOFDM信号を送信する。尚、受信装置200の受信部が伝搬路応答を推定できるように、送信装置100は、パイロット信号を周波数軸上に所定間隔で配置すると共に、時間軸上に連続して配置するものとする。
The
〔MIMO送信装置/端末側〕
端末側の送信装置100は、4本の送信アンテナ#1〜#4、S/P(シリアル/パラレル)変換部101及びMIMO−OFDM変調部102等を備えている。送信装置100は、撮影映像をエンコードしたTS信号を入力すると、TS信号に誤り訂正符号等を加える。S/P変換部101は、誤り訂正符号等が加えられたTS信号を入力し、入力したシリアルのTS信号を、4系統のパラレルのTS信号に変換する。MIMO−OFDM変調部102は、S/P変換部101により変換された4系統のTS信号を入力し、4系統のTS信号に所定のMIMO−OFDM変調を施す。MIMO−OFDM変調部102によりMIMO−OFDM変調された4系統のOFDM信号は、各送信アンテナ#1〜#4から送信される。この場合、各OFDM信号のパイロット信号には直交符号等が割り当てられる。これにより、基地局側の受信装置200は、各送受信アンテナ間のMIMO伝搬路毎にパイロット信号を分離し、各伝搬路応答を推定することができる(特許文献1を参照)。
[MIMO transmitter / terminal side]
The terminal-
〔MIMO受信装置/基地局側〕
基地局側の受信装置200は、4本の受信アンテナ#1〜#4、MIMO−OFDM復調部201及びP/S(パラレル/シリアル)変換部202等を備えている。受信装置200は、送信装置100から送信された4系統のOFDM信号を4本の受信アンテナ#1〜#4にて受信する。MIMO−OFDM復調部201は、受信したOFDM信号に含まれるパイロット信号に基づいて、各送受信アンテナ間の伝搬路応答を推定する。また、MIMO−OFDM復調部201は、受信したOFDM信号に対し、推定した伝搬路応答を用いてMIMO−OFDM復調を施し、元の4系統のTS信号に復元する。P/S変換部202は、MIMO−OFDM復調部201によりMIMO−OFDM復調された4系統のTS信号を入力し、入力した4系統のパラレルのTS信号を、シリアルのTS信号に変換する。そして、P/S変換部202により変換されたTS信号に対し、誤り訂正符号復号及びデコードが行われ、元の撮影映像に復元される。
[MIMO receiver / base station side]
The receiving apparatus 200 on the base station side includes four
ここで、受信装置200にて受信したOFDM信号と、推定した伝搬路応答と、送信装置100により送信されたOFDM信号との関係は、式(1)にて表される。
前記(1)式において、受信信号及び伝搬路応答は受信装置200において検出することができるので、未知の値は送信信号ベクトルX及び雑音ベクトルNとなる。雑音ベクトルNは伝送誤りを引き起こす要因となるが、受信信号の電力が雑音電力に比べて十分に大きい場合は、伝送誤りがない状態で所望の信号を伝送することができる。そこで、雑音ベクトルNを無視すると、未知の値が送信信号ベクトルXのみとなる式が得られる。 In the equation (1), since the reception signal and the propagation path response can be detected by the reception apparatus 200, the unknown values are the transmission signal vector X and the noise vector N. The noise vector N causes a transmission error. When the power of the received signal is sufficiently larger than the noise power, a desired signal can be transmitted without a transmission error. Therefore, if the noise vector N is ignored, an expression in which the unknown value is only the transmission signal vector X is obtained.
前述のとおり、受信装置200によるMIMO−OFDM復調処理の方式として、MLD方式及びQRM−MLD方式が知られている。QRM−MLD方式は、MLD方式の演算量を削減したものである。以下、MLD方式及びQRM−MLD方式について、それぞれ説明する。 As described above, the MLD scheme and the QRM-MLD scheme are known as the MIMO-OFDM demodulation processing scheme by the receiving apparatus 200. The QRM-MLD method is a reduction in the amount of calculation of the MLD method. Hereinafter, each of the MLD method and the QRM-MLD method will be described.
〔MLD方式〕
まず、MLD方式について説明する。MLD方式は、最も優れた伝送特性を持つ方式として知られている。MLD方式では、送信信号ベクトルXの各要素(x1,x2,x3,x4)が取り得る全パターンの変調候補点について、受信信号ベクトルYのレプリカ信号(受信レプリカ信号)を生成する。受信レプリカ信号は、前記式(1)の右辺を用いて式(2)にて表される。
First, the MLD method will be described. The MLD method is known as a method having the most excellent transmission characteristics. In the MLD scheme, a replica signal (received replica signal) of the received signal vector Y is generated for modulation candidate points of all patterns that can be taken by each element (x 1 , x 2 , x 3 , x 4 ) of the transmitted signal vector X. . The received replica signal is expressed by Expression (2) using the right side of Expression (1).
全ての送信信号ベクトルXの組み合わせから生成した受信レプリカ信号のうち、受信信号ベクトルYT=[y1,y2,y3,y4]に最も近い受信レプリカ信号について、当該受信レプリカ信号を生成する送信信号ベクトルXの変調候補点を元の送信信号として選択したものが、MLD方式の硬判定の復調結果となる。このとき、受信レプリカ信号と受信信号ベクトルYTとの間の差を決定するメトリックとして、理論的に最も優れた伝送特性を示す式(3)の二乗メトリックが用いられる。
前記式(3)の二乗メトリックでは、受信信号と受信レプリカ信号との間の差を求め、実数部の二乗と虚数部の二乗の和を求める。 In the square metric of Equation (3), the difference between the received signal and the received replica signal is obtained, and the sum of the square of the real part and the square of the imaginary part is obtained.
MLD方式では、前記式(3)で求められる二乗メトリックEに対し、最も小さい値をとる受信レプリカ信号を生成する送信信号ベクトルXを復調結果として選択する。ただし、復調結果として選択する可能性のある送信信号ベクトルXの組み合わせは、変調多値数に対する多重信号数の階乗通りの組み合わせとなるため、変調多値数または多重信号数である送信信号数が増加した場合には、計算対象である前記式(2)にて求める受信レプリカ信号の数、及び前記式(3)にて求める二乗メトリックの演算回数が増大することとなり、演算量が増加して装置実装化が難しくなる。 In the MLD scheme, a transmission signal vector X that generates a reception replica signal that takes the smallest value with respect to the square metric E obtained by the equation (3) is selected as a demodulation result. However, since the combinations of transmission signal vectors X that may be selected as demodulation results are combinations in the factorial of the number of multiplexed signals with respect to the number of modulation multilevels, the number of transmission signals that are the number of modulation multilevels or the number of multiplexed signals Increases, the number of received replica signals obtained by the equation (2) to be calculated and the number of square metric operations obtained by the equation (3) increase, and the amount of computation increases. This makes it difficult to implement the device.
〔QRM−MLD方式〕
そこで、MLD方式の演算量を削減するために、QRM−MLD方式が知られている(特許文献2を参照)。図8は、従来の受信装置の構成を示すブロック図である。この受信装置200は、従来のQRM−MLD方式を用いて復調処理を行う装置であり、図示しない4本の受信アンテナ#1〜#4、FFT処理部21、伝搬路推定部22、並び替えQR分解部23、受信信号変換部24及び尤度情報/復調結果生成部25を備えている。尚、図8の受信装置200には、本発明に直接関連する構成部のみが示されており、誤り訂正部等の他の構成部は省略してある。以下、図8を参照しながらQRM−MLD方式について説明する。
[QRM-MLD method]
Therefore, in order to reduce the amount of calculation of the MLD method, the QRM-MLD method is known (see Patent Document 2). FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a conventional receiving apparatus. The receiving device 200 is a device that performs demodulation processing using a conventional QRM-MLD method, and includes four receiving
受信装置200に備えた図示しない4本の受信アンテナ#1〜#4は、送信装置100に備えた4本の送信アンテナ#1〜#4との間のMIMO伝搬路(伝搬路応答h11,h21,h31,h41,h12,・・・,h44)を経由したOFDM信号を受信する。つまり、4本の送信アンテナ#1〜#4から送信されMIMO伝搬路を経由して混信したOFDM信号を、それぞれの受信アンテナ#1〜#4にて受信する。
Four receiving
FFT処理部21は、受信アンテナ#1〜#4にて受信した信号が直交復調されシンボルタイミングが検出されたOFDM信号をそれぞれ入力し、OFDM信号からGI信号を除去してFFTを施し、時間軸データから周波数軸データに変換する。そして、FFT処理部21は、周波数軸データのうちのパイロット信号を伝搬路推定部22に出力し、データ信号を受信信号変換部24に出力する。
The
伝搬路推定部22は、FFT処理部21からパイロット信号を入力し、パイロット信号を用いて送信アンテナ#1〜#4と受信アンテナ#1〜#4との間の伝搬路応答h11,h21,h31,h41,h12,・・・,h44を推定し、伝搬路応答H(伝搬路応答の行列H)を生成して並び替えQR分解部23に出力する。
The propagation
並び替えQR分解部23は、伝搬路推定部22から伝搬路応答Hを入力し、伝搬路応答Hを構成する複数の列ベクトルhi(=[h1i,h2i,h3i,h4i]T)(i=1,2,3,4)のそれぞれについてノルムを算出し、ノルムの小さい順に列ベクトルを左から右に並び替え、伝搬路応答H’を生成する。列ベクトルhiのノルムは、|hi|2=|h1i|2+|h2i|2+|h3i|2+|h4i|2の式で表わされる。このように、並び替えQR分解部23は、前記式を用いて、i=1,2,3,4の各々についてノルムを算出し、ノルムの小さい順に左から並び替えることで、新たな伝搬路行列H’を生成する。
The rearrangement
これにより、伝搬路応答H’は、左の列から右の列へ向けてノルムが小さい順に列ベクトルが配置され、左端の列には最小のノルムを有する列ベクトルが配置され、右端の列には最大のノルムを有する列ベクトルが配置される。 Thereby, in the channel response H ′, the column vectors are arranged in ascending order of the norm from the left column to the right column, the column vector having the smallest norm is arranged in the leftmost column, and the rightmost column is arranged in the rightmost column. Is the column vector with the largest norm.
並び替えQR分解部23は、生成した伝搬路応答H’をQR分解し(H’=QR)、ユニタリ行列Q及び上三角行列Rを求める。そして、並び替えQR分解部23は、ユニタリ行列Qを受信信号変換部24に出力し、上三角行列Rを尤度情報/復調結果生成部25に出力する。図8において、R(4)は、後述する式(7)に示す上三角行列Rにおける4行目(最下行)の0以外の要素r44であり、R(k)は、上三角行列Rにおけるk行目(k=1,2,3)の全ての要素である。
The rearrangement
これにより、上三角行列Rは、伝搬路応答H’と同様に、左の列から右の列へ向けてノルムが小さい順に列ベクトルが配置され、左端の列には最小のノルムを有する列ベクトルが配置され、右端の列には最大のノルムを有する列ベクトルが配置される。また、上三角行列Rを構成する複数の列ベクトルは、列数4及び行数4の場合に後述する式(7)に示すようになり、最大のノルムを有する右端の列ベクトルh4は要素r14〜r44から構成される。そして、後述する尤度情報/復調結果生成部25において、上三角行列Rの最下行(4行目)から1行目までの行毎の処理が行われる。 As a result, in the upper triangular matrix R, as in the channel response H ′, column vectors are arranged in ascending order of norms from the left column to the right column, and the column vector having the smallest norm in the leftmost column. Are arranged, and the column vector having the maximum norm is arranged in the rightmost column. The plurality of column vectors constituting the upper triangular matrix R are as shown in Equation (7) described later when the number of columns is 4 and the number of rows is 4, and the rightmost column vector h 4 having the maximum norm is an element. It consists of r 14 ~r 44. In a likelihood information / demodulation result generation unit 25 to be described later, processing for each row from the lowest row (fourth row) to the first row of the upper triangular matrix R is performed.
この場合、例えば上三角行列Rの最下行(4行目)の処理では、伝搬路行列H’の列ベクトルについて最大のノルムを有する右端の列ベクトルh4を構成する要素r14〜r44の一部である要素r44が用いられる。この要素r44は、並び替えを行わない伝搬路行列Hから求めた要素r44以上の大きさを持つこととなる。そのため、並び替えを行った伝搬路行列H’の要素r44のエネルギーは、並び替えを行わない伝搬路行列Hから求めた場合よりも大きくなるので、尤度情報/復調結果生成部25において要素r44を用いて計算する送信信号の信号検出精度が向上する。尚、並び替えQR分解の手法は既知であり、詳細については非特許文献1を参照されたい。
In this case, for example, in the process of the lowermost row (fourth row) of the upper triangular matrix R, the elements r 14 to r 44 constituting the rightmost column vector h 4 having the maximum norm with respect to the column vector of the propagation path matrix H ′. Part r 44 is used. This element r 44 has a size equal to or larger than the element r 44 obtained from the channel matrix H that is not rearranged. For this reason, the energy of the element r 44 of the channel matrix H ′ that has been rearranged becomes larger than that obtained from the channel matrix H that has not been rearranged. signal detection accuracy of the transmitted signal to calculate improves with r 44. Note that the method of rearrangement QR decomposition is known, and refer to
受信信号変換部24は、FFT処理部21からデータ信号を入力すると共に、並び替えQR分解部23からユニタリ行列Qを入力し、データ信号である受信信号Yをユニタリ行列Qにて変換し、変換後の受信信号Y’を尤度情報/復調結果生成部25に出力する。図8において、y’4は、後述する式(7)に示す受信信号Y’における4行目(最下行)の要素であり、y’kは、受信信号Y’におけるk行目(k=3,2,1)の要素である。
The received
前記式(1)の伝搬路応答Hに対して一般的なQR分解を施すと、伝搬路応答Hは、式(4)のように、ユニタリ行列Qと上三角行列Rに分解することができる。
さらに、ユニタリ行列Qは、QHQ=Iを満たすので、式(5)が求められる。行列Iは単位行列を示す。
ここで、QHy=y’,QHn=n’とすると、式(6)が得られる。
前記式(6)を要素毎に記載すると、式(7)となる。
ここで、雑音成分N’を無視すると、前記式(7)は式(8)となる。
尤度情報/復調結果生成部25は、受信信号変換部24から受信信号Y’を入力すると共に、並び替えQR分解部23から上三角行列Rを入力し、受信信号Y’及び上三角行列Rの最下行(4行目)から1行目までの各行のステージ毎に(受信信号Y’における最下行から1行目までの各要素のステージ毎に)、とり得る全ての変調候補点を代入した二乗メトリックを求め、二乗メトリックから変調候補点を選択し、硬判定による復調結果を求めると共に、軟判定による尤度情報を求める。
The likelihood information / demodulation result generation unit 25 receives the reception signal Y ′ from the reception
尤度情報/復調結果生成部25は、変調点記録メモリ26、メトリック演算部27、候補点選択部28、干渉成分演算部29、減算部30、メトリック演算部31及び候補点選択部32を備えている。
The likelihood information / demodulation result generation unit 25 includes a modulation
QRM−MLD方式では、最も下の行を1番目のステージとし、下から順番に各ステージで演算を行う。まず、メトリック演算部27は、1番目のステージにおいて、最下行について式(9)の二乗メトリックを求める。
このとき、前記式(9)のx4に対し、とりうる全ての変調候補点を代入し、二乗メトリックE1を求める。そして、候補点選択部28は、二乗メトリックE1が最も小さい変調候補点(x4の変調候補点)を選択するか、または二乗メトリックE1が小さい順からM1個の変調候補点(M1個のx4の変調候補点)を選択する。
At this time, all possible modulation candidate points are substituted for x 4 in the equation (9) to obtain the square metric E 1 . Then, the candidate
次に、メトリック演算部31は、2番目のステージにおいて、最下行から1つ上の行について式(10)の二乗メトリックE2を求める。
ここで、E1(x4)は、前記式(9)で求めたx4の値に応じた二乗メトリックである。このとき、前記式(10)のx4に対し、1番目のステージにおいて選択した変調候補点を代入し、x3に対し、とり得る全ての変調候補点を代入し、二乗メトリックE2を求める。そして、候補点選択部32は、二乗メトリックE2が最も小さい変調候補点(x3,x4の変調候補点)を選択するか、または二乗メトリックE2が小さい順からM2個の変調候補点の組み合わせ(M2個の(x3,x4)の変調候補点)を選択する。
Here, E 1 (x 4 ) is a square metric corresponding to the value of x 4 obtained by the equation (9). At this time, the modulation candidate point selected in the first stage is substituted for x 4 in the equation (10), and all possible modulation candidate points are substituted for x 3 to obtain the square metric E 2 . . Then, the
尚、変調点記録メモリ26は、送信信号x4〜x1の全ての変調候補点を記録しており、送信信号x4の全ての変調候補点をメトリック演算部27及び候補点選択部28に出力し、送信信号x3〜x1の全ての変調候補点をメトリック演算部31及び候補点選択部32に出力する。干渉成分演算部29は、各ステージに対応して、並び替えQR分解部23から上三角行列Rにおけるk行目(k=3,2,1)の要素を入力すると共に、候補点選択部28から選択された送信信号x4の変調候補点CM、及び候補点選択部32から選択された送信信号x3,x2,x1の変調候補点CMを入力する。そして、干渉成分演算部29は、干渉成分を算出して減算部30に出力する。干渉成分とは、前記式(8)においてk=3(3行目)の場合、r34x4であり、k=2(2行目)の場合、r23x3+r24x4であり、k=1(1行目)の場合、r12x2+r13x3+r14x4である。減算部30は、各ステージに対応して、受信信号変換部24からの受信信号y’kから干渉成分を減算し、減算結果をメトリック演算部31に出力する。
The modulation
次に、メトリック演算部31は、3番目のステージにおいて、最下行から2つ上の行について式(11)の二乗メトリックE3を求める。
ここで、E2(x3,x4)は、前記式(10)で求めたx3及びx4の値に応じた二乗メトリックである。このとき、前記式(11)のx3及びx4に対し、2番目のステージにおいて選択したM2個の変調候補点を代入し、x2に対し、とり得る全ての変調候補点を代入し、二乗メトリックE3を求める。そして、候補点選択部32は、二乗メトリックE3が最も小さい変調候補点(x2,x3,x4の変調候補点)を選択するか、または二乗メトリックE3が小さい順からM3個の変調候補点の組み合わせ(M3個の(x2,x3,x4)の変調候補点)を選択する。
Here, E 2 (x 3 , x 4 ) is a square metric corresponding to the values of x 3 and x 4 obtained by the equation (10). At this time, M 2 modulation candidate points selected in the second stage are substituted for x 3 and x 4 in the equation (11), and all possible modulation candidate points are substituted for x 2. Find the square metric E 3 . Then, the
次に、メトリック演算部31は、4番目のステージにおいて、最上行について式(12)の二乗メトリックE4を求める。
ここで、E3(x2,x3,x4)は、前記式(11)で求めたx2、x3及びx4の値に応じた二乗メトリックである。このとき、前記式(12)のx2、x3及びx4に対し、3番目のステージにおいて選択したM3個の変調候補点を代入し、x1に対し、とり得る全ての変調候補点を代入し、二乗メトリックE4を求める。そして、候補点選択部32は、二乗メトリックE4が最も小さい変調候補点(x1,x2,x3,x4の変調候補点)を選択する。
Here, E 3 (x 2 , x 3 , x 4 ) is a square metric corresponding to the values of x 2 , x 3, and x 4 obtained by the equation (11). At this time, M 3 modulation candidate points selected in the third stage are substituted for x 2 , x 3 and x 4 in the equation (12), and all possible modulation candidate points for x 1 are obtained. And square metric E 4 is obtained. Then, the candidate
硬判定では、候補点選択部32は、4番目のステージにおいて選択した変調候補点(x1,x2,x3,x4の変調候補点)を、硬判定の復調結果として出力する。一方、軟判定では、メトリック演算部31は、各ステージで計算した二乗メトリックを足し合わせたE4を、尤度情報として出力する。
In the hard decision, the candidate
このように、QRM−MLD方式を用いることにより、MLD方式と比較して、生成する受信レプリカ信号の数及び二乗メトリックの演算回数を大幅に削減することができる。QRM−MLD方式は、伝送特性の劣化が小さいため、演算量削減型MLD方式として幅広い分野で適用が検討されている。 As described above, by using the QRM-MLD scheme, the number of reception replica signals to be generated and the number of square metric calculations can be significantly reduced as compared with the MLD scheme. Since the QRM-MLD system has little deterioration in transmission characteristics, its application is being studied in a wide range of fields as a computational complexity reduction type MLD system.
このQRM−MLD方式では、送信信号の変調多値数または多重する送信信号の数が増加した場合であっても、前述のとおりMLD方式よりも処理負荷を削減することができる。しかしながら、送信信号の変調多値数または多重する送信信号の数が増加するに伴って、受信レプリカ信号の数及び二乗メトリックの演算回数も増加してしまう。 In this QRM-MLD scheme, even when the number of modulation levels of transmission signals or the number of transmission signals to be multiplexed increases, the processing load can be reduced as compared with the MLD scheme as described above. However, the number of reception replica signals and the number of square metric calculations increase as the number of modulation levels of transmission signals or the number of transmission signals to be multiplexed increases.
この問題を解決するために、二乗メトリックの代わりに、式(13)に示すマンハッタンメトリックを用いることにより、乗算回数を削減することができる。
前記式(13)のマンハッタンメトリックでは、受信信号と受信レプリカ信号との間の差を求め、実数部の絶対値と虚数部の絶対値の和を求める。マンハッタンメトリックでは乗算を行う必要がないため、前記式(3)に示した二乗メトリックよりも演算量を削減することができる。特に、FPGA(Field Programmable Gate Array)等を用いた演算集積回路では、和算及び減算回路と比較して乗算回路がリソースを大幅に消費するため、マンハッタンメトリックのような乗算回路を用いないメトリックは、非常に有効なメトリック演算手法となる。しかし、マンハッタンメトリックは、理論的に最適なメトリックではないため、伝送特性が劣化する。 In the Manhattan metric of the equation (13), the difference between the received signal and the received replica signal is obtained, and the sum of the absolute value of the real part and the absolute value of the imaginary part is obtained. Since the Manhattan metric does not require multiplication, the amount of calculation can be reduced compared to the square metric shown in the equation (3). In particular, in an arithmetic integrated circuit using an FPGA (Field Programmable Gate Array) or the like, the multiplication circuit consumes a lot of resources compared to the addition and subtraction circuit, and therefore a metric that does not use a multiplication circuit such as a Manhattan metric is It becomes a very effective metric calculation method. However, since the Manhattan metric is not a theoretically optimal metric, transmission characteristics deteriorate.
一般に、送受信アンテナ間のMIMO伝搬路の相関が大きい伝搬路応答に対しMIMO復調を行う場合は、相関が小さい伝搬路応答に対してMIMO復調を行う場合に比べて伝送特性が大幅に劣化する。また、MIMO伝搬路の相関の大きい伝搬路応答に対して一般のQR分解を行う場合は、そのQR分解の要素が0に近づくため、変調候補点の絞り込み精度(選択精度)が大幅に劣化する。このため、前述の並び替えQR分解を行うことにより、変調候補点の絞り込み精度の劣化を抑制することができる。 In general, when MIMO demodulation is performed on a propagation path response having a large correlation between the MIMO propagation paths between the transmitting and receiving antennas, transmission characteristics are significantly deteriorated compared to when MIMO demodulation is performed on a propagation path response having a low correlation. Further, when performing general QR decomposition on a channel response having a large correlation of the MIMO channel, the QR decomposition element approaches 0, so that the modulation candidate point narrowing accuracy (selection accuracy) is greatly degraded. . For this reason, by performing the above-described rearrangement QR decomposition, it is possible to suppress deterioration in the accuracy of narrowing down modulation candidate points.
しかしながら、前述の並び替えQR分解を、後述するブロックQR分解にそのまま適用することができないという問題があった。ブロックQR分解は、伝搬路応答Hをブロック単位でQR分解するものであり、ブロック単位でMIMO復調の処理が行われる。このため、ブロック内の複数の要素の相関が大きい場合は、前述のとおり、変調候補点の絞り込み精度が劣化してしまう。 However, there has been a problem that the above-described rearrangement QR decomposition cannot be directly applied to block QR decomposition described later. In the block QR decomposition, the channel response H is subjected to QR decomposition in units of blocks, and MIMO demodulation processing is performed in units of blocks. For this reason, when the correlation of a plurality of elements in a block is large, as described above, the accuracy of narrowing down modulation candidate points deteriorates.
そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、ブロックQR分解を用いてMIMO復調を行う際に、MIMO伝搬路の相関が大きい場合であっても、伝送特性の劣化を抑えることが可能なMIMO受信装置を提供することにある。 Therefore, the present invention has been made to solve the above-described problems, and the object of the present invention is to perform transmission characteristics even when the correlation of the MIMO channel is large when performing MIMO demodulation using block QR decomposition. An object of the present invention is to provide a MIMO receiving apparatus capable of suppressing degradation of noise.
前記目的を達成するために、本発明によるMIMO受信装置は、複数の送信アンテナから送信された信号を複数の受信アンテナを介して受信し、前記複数の送信アンテナと前記複数の受信アンテナとの間の伝搬路応答を推定し、前記伝搬路応答の行列をQR分解し、MIMO復調を行うMIMO受信装置において、前記伝搬路応答の行列を構成する列ベクトルを並び替え、並び替え後の伝搬路応答をブロックQR分解し、ユニタリ行列及びブロック三角行列を求める並び替えブロックQR分解部と、前記並び替えブロックQR分解部により生成されたユニタリ行列に基づいて、前記複数の受信アンテナにて受信した受信信号の行列を変換する受信信号変換部と、前記受信信号変換部により変換された受信信号の行列が、前記並び替えブロックQR分解部により生成されたブロック三角行列に、前記複数の送信アンテナから送信される送信信号の行列を乗算して得られ、前記ブロック三角行列が、当該ブロック三角行列を分解した複数のブロック行列により構成される場合に、前記変換された受信信号の行列及び前記ブロック三角行列を構成する前記ブロック行列に対応する最下行から最上行までの前記最下行において、前記変換された受信信号の行列の前記ブロック行列に対応する最下行の要素、前記ブロック三角行列の前記ブロック行列に対応する最下行の要素、及び前記送信信号の行列の前記ブロック行列に対応する最下行の要素についての全ての変調候補点に基づいてメトリックを求め、前記メトリックの値が小さい所定数の変調候補点を選択し、前記最下行の次の行から最上行までの行において、前記変換された受信信号の行列の前記ブロック行列に対応する行の要素、前記ブロック三角行列の前記ブロック行列に対応する行の要素、及び前記送信信号の行列の前記ブロック行列に対応する要素についての全ての変調候補点に基づいて前記メトリックを求め、前記メトリックの値が小さい所定数の変調候補点を選択し、前記最下行から最上行までの各行にて選択した所定数の変調候補点におけるメトリックに基づいて、前記送信信号の復調を行う復調部と、を備え、前記並び替えブロックQR分解部が、前記伝搬路応答の行列を構成する複数の列ベクトルに対し、隣り合う列ベクトルの相関が小さくなるように並び替える、ことを特徴とする。 In order to achieve the above object, a MIMO receiving apparatus according to the present invention receives signals transmitted from a plurality of transmitting antennas via a plurality of receiving antennas, and between the plurality of transmitting antennas and the plurality of receiving antennas. In the MIMO receiver that estimates the channel response of the channel, QR-decomposes the matrix of the channel response, and performs MIMO demodulation, the column vectors constituting the channel response matrix are rearranged, and the rearranged channel response A block QR decomposition to obtain a unitary matrix and a block triangular matrix, and a received signal received by the plurality of receiving antennas based on the unitary matrix generated by the rearrangement block QR decomposition unit A received signal conversion unit that converts the matrix of the received signal, and a matrix of the received signal converted by the received signal conversion unit, the rearrangement block The block triangular matrix generated by the R decomposition unit is multiplied by a matrix of transmission signals transmitted from the plurality of transmission antennas, and the block triangular matrix is obtained by a plurality of block matrices obtained by decomposing the block triangular matrix. When configured, in the bottom row from the bottom row to the top row corresponding to the block matrix constituting the transformed reception signal matrix and the block triangular matrix, the transformed reception signal matrix All modulation candidate points for the bottom row element corresponding to the block matrix, the bottom row element corresponding to the block matrix of the block triangular matrix, and the bottom row element corresponding to the block matrix of the transmission signal matrix A metric is obtained based on the metric, a predetermined number of modulation candidate points having a small metric value are selected, and the lowest row is selected from the row following the bottom row. In rows up to a row, row elements corresponding to the block matrix of the transformed received signal matrix, row elements corresponding to the block matrix of the block triangular matrix, and the block matrix of the transmission signal matrix The metric is obtained based on all modulation candidate points for the element corresponding to, the predetermined number of modulation candidate points having a small metric value is selected, and the predetermined number selected in each row from the bottom row to the top row A demodulating unit that demodulates the transmission signal based on a metric at a modulation candidate point, and the rearrangement block QR decomposition unit is adjacent to a plurality of column vectors constituting the channel response matrix. It rearranges so that the correlation of the matching column vector may become small, It is characterized by the above-mentioned.
また、本発明によるMIMO受信装置は、前記並び替えブロックQR分解部が、前記伝搬路応答の行列を構成する列ベクトルのそれぞれについてノルムを検出し、前記ノルムが最も小さい列ベクトルを選択するノルム算出部と、前記ノルム算出部により選択された列ベクトルを、前記伝搬路応答の行列における左端の列に設定し、前記選択された列ベクトル以外の列ベクトルのそれぞれについて、前記選択された列ベクトルとの間の相関値を検出する相関検出部と、前記相関検出部により検出された相関値が小さい順に、前記選択された列ベクトル以外の列ベクトルを並び替え、前記伝搬路応答の行列における左端を除く残りの列に設定することで、前記伝搬路応答を前記並び替え後の伝搬路応答に変換する伝搬路行列変換部と、前記伝搬路行列変換部により変換された並び替え後の伝搬路応答をブロックハウスホルダー変換によりブロックQR分解し、ユニタリ行列及びブロック三角行列を求めるブロックハウスホルダー変換部と、を備えたことを特徴とする。 Also, in the MIMO receiving apparatus according to the present invention, the rearrangement block QR decomposition unit detects a norm for each column vector constituting the channel response matrix, and selects a column vector having the smallest norm. And the column vector selected by the norm calculation unit is set to the leftmost column in the channel response matrix, and for each column vector other than the selected column vector, the selected column vector and A correlation detection unit for detecting a correlation value between the column vectors other than the selected column vector in ascending order of the correlation value detected by the correlation detection unit, and the left end of the channel response matrix A propagation path matrix conversion unit that converts the propagation path response into the rearranged propagation path response by setting the remaining columns except for, and the propagation path The converted channel response after the rearrangement by the string converter block QR decomposed by block Householder transformation, characterized by comprising the block Householder transformation section for obtaining a unitary matrix and a block triangular matrix, a.
また、本発明によるMIMO受信装置は、前記メトリックを、二乗メトリックまたはマンハッタンメトリックとする、ことを特徴とする。 The MIMO receiving apparatus according to the present invention is characterized in that the metric is a square metric or a Manhattan metric.
また、本発明によるMIMO受信装置は、前記復調部が、前記変換された受信信号の行列及び前記ブロック三角行列を構成する前記ブロック行列に対応する最下行から最上行までの前記最下行において、前記変換された受信信号の行列の前記ブロック行列に対応する最下行の要素、前記ブロック三角行列の前記ブロック行列に対応する最下行の要素、及び前記送信信号の行列の前記ブロック行列に対応する最下行の要素についての全ての変調候補点に基づいてマンハッタンメトリックを求め、前記マンハッタンメトリックの値が小さい所定数の変調候補点を選択し、前記選択した所定数の変調候補点における二乗メトリックを求め、前記最下行の次の行から最上行までの行において、前記変換された受信信号の行列の前記ブロック行列に対応する行の要素、前記ブロック三角行列の前記ブロック行列に対応する行の要素、及び前記送信信号の行列の前記ブロック行列に対応する要素についての全ての変調候補点に基づいて前記マンハッタンメトリックを求め、前記マンハッタンメトリックの値が小さい所定数の変調候補点を選択し、前記選択した所定数の変調候補点における二乗メトリックを求め、前記最下行から最上行までの各行にて選択した所定数の変調候補点における二乗メトリックに基づいて、軟判定による尤度情報を生成する、ことを特徴とする。 Further, in the MIMO receiving apparatus according to the present invention, the demodulator may be configured such that, in the bottom row from the bottom row to the top row corresponding to the block matrix constituting the converted reception signal matrix and the block triangular matrix, The bottom row element corresponding to the block matrix of the transformed received signal matrix, the bottom row element corresponding to the block matrix of the block triangular matrix, and the bottom row corresponding to the block matrix of the transmission signal matrix Obtaining a Manhattan metric based on all the modulation candidate points for the element, selecting a predetermined number of modulation candidate points having a small value of the Manhattan metric, obtaining a square metric at the selected predetermined number of modulation candidate points, Corresponds to the block matrix of the transformed received signal matrix in the row from the next row to the top row of the bottom row Obtaining the Manhattan metric based on all modulation candidate points for the row elements corresponding to the block matrix of the block triangular matrix and the elements corresponding to the block matrix of the transmit signal matrix; Select a predetermined number of modulation candidate points having a small Manhattan metric value, obtain a square metric at the selected predetermined number of modulation candidate points, and select a predetermined number of modulation candidates selected in each row from the bottom row to the top row Based on a square metric at a point, likelihood information by soft decision is generated.
以上のように、本発明によれば、ブロックQR分解を用いてMIMO復調を行う際に、MIMO伝搬路の相関が大きい場合であっても、伝送特性の劣化を抑えることが可能となる。 As described above, according to the present invention, when MIMO demodulation is performed using block QR decomposition, it is possible to suppress degradation of transmission characteristics even when the correlation of the MIMO channel is large.
以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて詳細に説明する。本発明では、複数の送信アンテナ及び複数の受信アンテナを用いたMIMO−OFDM伝送システムによるMIMO復調処理において、従来のMIMO復調方式に比べて伝送特性を改善可能な新たな方式を提案する。特に、本発明のMIMO復調方式を、MIMO伝搬路の相関が大きい伝搬環境に適用することにより、伝送特性の劣化を抑制する。 Hereinafter, embodiments for carrying out the present invention will be described in detail with reference to the drawings. The present invention proposes a new scheme capable of improving the transmission characteristics in the MIMO demodulation processing by the MIMO-OFDM transmission system using a plurality of transmitting antennas and a plurality of receiving antennas as compared with the conventional MIMO demodulation scheme. In particular, by applying the MIMO demodulation method of the present invention to a propagation environment where the correlation of the MIMO propagation path is large, deterioration of transmission characteristics is suppressed.
本発明の実施形態によるMIMO受信装置は、伝搬路応答をブロックQR分解してブロック三角行列を生成する際に、ブロック三角行列を構成するブロック行列内の要素の相関が小さくなるように、ブロックQR分解を行う前に、伝搬路応答を構成する複数の列ベクトルの並び替えを行う。このブロック行列を単位としてMIMO復調方式を用いることで、各ブロック行列のMIMO復調性能を向上させ、並び替えを行わないMIMO復調と比較して伝送特性を改善することができる。 The MIMO receiving apparatus according to the embodiment of the present invention, when generating a block triangular matrix by performing block QR decomposition on the propagation path response, reduces the correlation between elements in the block matrix constituting the block triangular matrix. Before performing decomposition, the column vectors constituting the channel response are rearranged. By using the MIMO demodulation method in units of this block matrix, the MIMO demodulation performance of each block matrix can be improved, and the transmission characteristics can be improved as compared with MIMO demodulation without rearrangement.
〔MIMO受信装置〕
まず、本発明の実施形態による受信装置について説明する。図1は、本発明の実施形態による受信装置の構成を示すブロック図である。この受信装置(MIMO受信装置)1は、図示しない4本の受信アンテナ#1〜#4、FFT処理部21、伝搬路推定部22、並び替えブロックQR分解部2、受信信号変換部3及び尤度情報/復調結果生成部(復調部)4を備えている。尚、図1の受信装置1には、本発明に直接関連する構成部のみが示されており、誤り訂正部等の他の構成部は省略してある。
[MIMO receiver]
First, a receiving apparatus according to an embodiment of the present invention will be described. FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a receiving apparatus according to an embodiment of the present invention. This receiving apparatus (MIMO receiving apparatus) 1 includes four receiving
FFT処理部21及び伝搬路推定部22は、図8に示した構成部と同じであるから、ここでは説明を省略する。
The
並び替えブロックQR分解部2は、伝搬路推定部22から伝搬路応答Hを入力し、伝搬路応答Hを構成する複数の列ベクトルhi(i=1,2,3,4)のそれぞれについて、各送信アンテナ#1〜#4からの総ノルムを検出し、複数の列ベクトルのうちノルムが最も小さい最小列ベクトルを選択する。並び替えブロックQR分解部2は、ノルムが最も小さい最小列ベクトル以外の列ベクトルについて、ノルムが最も小さい列ベクトルに対する相関をそれぞれ検出し、相関の小さい順に並び替える。並び替えブロックQR分解部2は、選択した最小列ベクトル及び並び替えた列ベクトルからなる伝搬路応答H’’を生成する。
The rearrangement block
並び替えブロックQR分解部2は、生成した伝搬路応答H’をブロックハウスホルダー変換によりブロックQR分解し(H’=QbRb)、ユニタリ行列Qb及びブロック三角行列Rbを求める。並び替えブロックQR分解部2は、ユニタリ行列Qbを受信信号変換部3に出力し、ブロック三角行列Rb(後述する要素R22、R12及びR11)を尤度情報/復調結果生成部4に出力する。
The rearrangement block
図2は、並び替えブロックQR分解部2の構成を示すブロック図であり、図3は、並び替えブロックQR分解部2において、伝搬路応答Hを構成する列ベクトルを並び替えて伝搬路応答H’’を生成する処理を説明する図である。並び替えブロックQR分解部2は、ノルム算出部41、相関検出部42、伝搬路行列変換部43及びブロックハウスホルダー変換部44を備えている。
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of the rearrangement block
並び替えブロックQR分解部2のノルム算出部41は、伝搬路推定部22から、例えば、前記式(1)に示した4つの列ベクトルhi(i=1,2,3,4)から構成される伝搬路応答Hを入力し、4つの列ベクトルhiのそれぞれについてノルムを求め、以下の式に示すように、列ベクトルのノルムが最も小さい最小列ベクトルhminを選択する。そして、ノルム算出部41は、選択した最小列ベクトルhmin及び伝搬路応答Hを相関検出部42に出力する。ここで、図3に示すように、hmin=h3とする。
相関検出部42は、ノルム算出部41から最小列ベクトルhmin(=h3)及び伝搬路応答Hを入力し、伝搬路応答Hの一番左側の列に最小列ベクトルhmin(=h3)を設定し、最小列ベクトルhmin以外の他の3つの列ベクトルh1,h2,h4を順番に並べて新たな伝搬路応答H’を生成する。相関検出部42は、最小列ベクトルhmin(=h3)以外の他の3つの列ベクトルh1,h2,h4について、以下の式により、最小列ベクトルhmin(=h3)に対する相関値Corrを検出する。そして、相関検出部42は、列ベクトルh1,h2,h4の相関値Corr及び伝搬路応答H’を伝搬路行列変換部43に出力する。ここで、図3に示すように、h2,h1,h4の順に相関値Corrが小さいものとする。
伝搬路行列変換部43は、相関検出部42から列ベクトルh1,h2,h4の相関値Corr及び伝搬路応答H’を入力し、伝搬路応答H’における一番左側の最小列ベクトルhmin(=h3)以外の他の3つの列ベクトルh1,h2,h4について、相関値Corrが小さい順番に並び替えて伝搬路応答H’’を生成する。そして、伝搬路行列変換部43は、伝搬路応答H’’をブロックハウスホルダー変換部44に出力する。伝搬路応答H’’は、図3に示すように、列ベクトルh3,h2,h1,h4が左から右の列に設定された行列となる。
The channel
これにより、伝搬路応答H’’は、伝搬路応答Hを構成する複数の列ベクトルが並び替えられ、左端の列に最小ノルムを有する列ベクトルが配置され、右端の列へ向けて、左端の最小ノルムを有する列ベクトルとの間の相関が低い順に列ベクトルが配置される。これにより、各ブロック行列の要素同士の相関が小さくなる。 As a result, the channel response H ″ has a plurality of column vectors constituting the channel response H rearranged, the column vector having the minimum norm is arranged in the leftmost column, and the leftmost column toward the rightmost column. Column vectors are arranged in ascending order of correlation with the column vector having the minimum norm. Thereby, the correlation between the elements of each block matrix becomes small.
ブロックハウスホルダー変換部44は、伝搬路行列変換部43から伝搬路応答H’’を入力し、伝搬路応答H’’をブロックハウスホルダー変換によりブロックQR分解し(H’’=QbRb)、ユニタリ行列Qb及びブロック三角行列Rbを求め、ユニタリ行列Qbを受信信号変換部3に出力し、ブロック三角行列Rb(後述する要素R22、R12及びR11)を尤度情報/復調結果生成部4に出力する。
The block house
これにより、ブロック三角行列Rbは、伝搬路応答H’’と同様に、左端の列に最小ノルムを有する列ベクトルが配置され、右端の列へ向けて、左端の最小ノルムを有する列ベクトルとの間の相関が低い順に列ベクトルが配置される。 As a result, in the block triangular matrix R b , the column vector having the minimum norm is arranged in the leftmost column in the same manner as the propagation path response H ″, and the column vector having the leftmost minimum norm is arranged toward the rightmost column. Column vectors are arranged in ascending order of correlation between.
ブロック三角行列Rbが列数4及び行数4にて構成される場合、ブロック三角行列Rbを構成するそれぞれの列ベクトルは、後述する式(19)に示すように、要素r11及びr21からなる左端の列ベクトル、要素r12及びr22からなる左端の右隣の列ベクトル、その隣の列には要素r13,r23,r33及びr43からなる列ベクトル、及び、要素r14,r24,r34及びr44からなる右端の列ベクトルにより構成される。 When the block triangular matrix R b is composed of 4 columns and 4 rows, the respective column vectors constituting the block triangular matrix R b are elements r 11 and r as shown in equation (19) described later. leftmost column vector of 21, a column vector whose elements r 12 and r leftmost of right column vector of 22 elements r 13 in the column next to it, r 23, r 33 and r 43, and the element It is constituted by a rightmost column vector consisting of r 14 , r 24 , r 34 and r 44 .
この場合、ブロック三角行列Rbにおいて隣り合う2つの列ベクトルは相関が小さいから、ブロック三角行列Rbにおいて、後述するブロック行列R11を構成する要素r11,r21,r12及びr22の相関も小さくなる。同様に、後述するブロック行列R12を構成する要素r13,r23,r14及びr24の相関も小さくなり、後述するブロック行列R22を構成する要素r33,r43,r34及びr44の相関も小さくなる。 In this case, since the two column vectors adjacent to each other in block triangular matrix R b is small correlation, in block triangular matrix R b, elements r 11, r 21, r 12 and r 22 constituting the block matrix R 11 to be described later Correlation is also reduced. Similarly, the correlation between elements r 13 , r 23 , r 14 and r 24 constituting a block matrix R 12 which will be described later is reduced, and elements r 33 , r 43 , r 34 and r constituting a block matrix R 22 which will be described later will be reduced. The 44 correlation is also reduced.
したがって、図2及び図3に示した並び替えを行うブロックQR分解の場合は、並び替えを行わないブロックQR分解の場合と比較してブロック行列を構成する要素間の相関が小さくなるから、ブロック行列を単位に処理を行う後述する尤度情報/復調結果生成部4において、各ブロック行列で選択する変調候補点の選択精度が改善され、尤度情報の生成に用いるメトリックの精度も改善される。 Therefore, in the case of the block QR decomposition with rearrangement shown in FIG. 2 and FIG. 3, the correlation between the elements constituting the block matrix is smaller than in the case of the block QR decomposition without rearrangement. In a likelihood information / demodulation result generation unit 4 (described later) that performs processing in units of matrices, the selection accuracy of modulation candidate points to be selected in each block matrix is improved, and the accuracy of metrics used to generate likelihood information is also improved. .
図1に戻って、受信信号変換部3は、FFT処理部21からデータ信号(受信信号y)を入力すると共に、並び替えブロックQR分解部2からユニタリ行列Qbを入力し、ユニタリ行列Qbを用いて受信信号yを受信信号y’に変換し(y’=Qb Hy)、受信信号y’(後述する要素y’34及びy’12)を尤度情報/復調結果生成部4に出力する。
Returning to FIG. 1, the received
ブロックハウスホルダー変換の式は、以下の式で表わすことができる。
行列I4は、大きさ4の単位行列を示し、行列Vは、伝搬路応答Hから抽出した行列であって、ブロック三角行列Rbで定義した列と同じ列数の行列を示す。行列Hbは、行列Vを変換した行列であり、行列Vを用いて逆行列演算及び固有値演算等を行うことにより算出される。尚、ブロックハウスホルダー変換は既知であり、その詳細については以下の文献を参照されたい。
「Rotella F, Zambettakis I, “Block Householder Transformation for Parallel QR Factorization”, Applied Mathematics Letters, Volume12, No.4, May.1999, pp.29-34」
The matrix I 4 indicates a unit matrix of
“Rotella F, Zambettakis I,“ Block Householder Transformation for Parallel QR Factorization ”, Applied Mathematics Letters,
伝搬路応答H’’は、前記式(16)を用いることで、ユニタリ行列Qb及びブロック三角行列Rbに分解される(H’’=QbRb)。以下、送信4及び受信4の伝搬路応答Hの列ベクトルを並び替えた伝搬路応答H’’に対し、複数の行数2及び列数2のブロック行列に分解するブロックQR分解を例にして説明する。
The propagation path response H ″ is decomposed into a unitary matrix Q b and a block triangular matrix R b by using the equation (16) (H ″ = Q b R b ). Hereinafter, block QR decomposition that decomposes a channel response H ″ obtained by rearranging the column vectors of the channel response H of the
前記式(1)の伝搬路応答Hを並び替えた伝搬路応答H’’に対して、ブロックQR分解を施すと、伝搬路応答H’’は、以下の式のように、ユニタリ行列Qb及びブロック三角行列Rbに分解することができる。
ユニタリ行列Qbは、Qb HQb=Iを満たすので、以下の式を求めることができる。行列Iは単位行列を示す。
ここで、前記式(18)において、Qb Hy=y’、Qb Hn=n’として、各要素も記載すると、以下の式となる。
ここで、
とし、雑音成分n’を無視すると以下の式が得られる。
When the noise component n ′ is ignored, the following equation is obtained.
これにより、行数4及び列数4の伝搬路応答H’’は、複数の行数2及び列数2のブロック行列R11,R12,R22に分解されることになる。つまり、行数2及び列数2のブロック行列R11,R12,R22は、行数4及び列数4のブロック三角行列Rbを構成する要素を均等に4つ(このうち1つは零行列である。)に分解した行列である。 As a result, the propagation path response H ″ having 4 rows and 4 columns is decomposed into a plurality of block matrices R 11 , R 12 and R 22 having 2 rows and 2 columns. In other words, the block matrix R 11 , R 12 , R 22 with 2 rows and 2 columns has four elements that make up the block triangular matrix R b with 4 rows and 4 columns (one of which is It is a zero matrix.)
このようなブロックQR分解は、伝搬路応答H’’に対してブロック行列の列数単位で行うため、ブロック行列への分解処理は繰り返して行われる。繰り返し回数は、ブロック行列の列数及び行数をNb、伝搬路応答H’’の列数をNとすると、(N/Nb−1)回となる。送信4及び受信4の伝搬路応答H’’を行数2及び列数2のブロック行列に分解する場合、1回のブロックハウスホルダー変換が必要となる。
Such block QR decomposition is performed in units of the number of columns of the block matrix with respect to the propagation path response H ″, and therefore the decomposition process into the block matrix is repeatedly performed. The number of repetitions is (N / N b −1), where N b is the number of columns and rows of the block matrix and N is the number of columns of the propagation path response H ″. When the channel response H ″ of the
ここで、行数4及び列数4の伝搬路応答H’’に対して一般的なQR分解を行うために必要な乗算回数は、伝搬路応答H’’を行数2及び列数2のブロック行列に分解するブロックQR分解を行うために必要な乗算回数と比べ、演算量を約3/4倍に抑えることができる。 Here, the number of multiplications necessary to perform general QR decomposition on the propagation path response H ″ with 4 rows and 4 columns is the propagation response H ″ with 2 rows and 2 columns. Compared to the number of multiplications necessary for performing the block QR decomposition to be decomposed into block matrices, the amount of calculation can be suppressed to about 3/4 times.
図1において、尤度情報/復調結果生成部4は、受信信号変換部3から受信信号y’(受信信号y’の要素y’34及びy’12)を入力すると共に、並び替えブロックQR分解部2からブロック三角行列Rb(ブロック三角行列Rbの要素(ブロック行列)R22、R12及びR11)を入力し、受信信号y’及びブロック三角行列Rbの最下行(2行目)から最上行(1行目)までの各行のブロック毎に(受信信号y’における最下行から最上行までの各要素のブロック毎に)、MIMO復調を行う。具体的には、尤度情報/復調結果生成部4は、受信信号y’及びブロック三角行列Rbの最下行から最上行まで順番に、ブロック単位に送信信号xに対してとり得る全ての変調候補点を代入したマンハッタンメトリックを求め、マンハッタンメトリックから変調候補点を選択し、硬判定による復調結果を求めると共に、選択した変調候補点についてのみ二乗メトリックを用いて、軟判定による尤度情報を求める。
In FIG. 1, likelihood information / demodulation
図4は、尤度情報/復調結果生成部4の構成を示すブロック図であり、図5は、尤度情報/復調結果生成部4の処理を示すフローチャートである。この尤度情報/復調結果生成部4は、変調点記録メモリ5、MIMO復調部6、候補点選択部7、干渉成分演算部8、減算部9、MIMO復調部10、候補点選択部11及び二乗メトリック演算部13,14を備えている。
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of the likelihood information / demodulation
尤度情報/復調結果生成部4は、受信信号変換部3から受信信号y’(受信信号y’の要素y’34及びy’12)を入力すると共に、並び替えブロックQR分解部2からブロック三角行列Rb(ブロック三角行列Rbの要素R22、R12及びR11)を入力する(ステップS501)。
The likelihood information / demodulation
まず、MIMO復調部6、候補点選択部7及び二乗メトリック演算部13は、受信信号y’及びブロック三角行列Rbの最下行である2行目についての第1のブロックの処理として、変調候補点を選択するためにマンハッタンメトリックを算出し、尤度情報を生成するために二乗メトリックを算出する。つまり、第1のブロックの処理は、前記式(20)の受信信号y’(要素がy’12及びy’34の列ベクトル)及びブロック三角行列Rb(要素がR11、R12及びR22の行列)において、最下行の要素であるブロック行列R22に対応する最下行の要素(後述する式(21))による処理である。
First, the
受信信号y’及びブロック三角行列Rbの最下行である2行目のブロックは、以下の式で表される。
MIMO復調部6は、受信信号変換部3から受信信号y’の最下行(2行目)の要素である受信信号y’34を入力すると共に、並び替えブロックQR分解部2からブロック三角行列Rbの最下行(2行目)の要素R22を入力し、さらに、変調点記録メモリ5から送信信号x34の全ての変調候補点Cを入力する。そして、MIMO復調部6は、ブロック三角行列Rbの要素R22を構成する要素r33、r34、r43及びr44と、送信信号x34を構成する送信信号x3及びx4とを用いて、送信信号x3及びx4がとり得る全ての変調候補点Cについて、前記式(21)の右辺を算出し、r33x3、r34x4、r43x3及びr44x4を求める。そして、MIMO復調部6は、以下の式により、r33x3、r34x4、r43x3及びr44x4について、送信信号x3及びx4がとり得る全ての変調候補点Cの組み合わせ通りに足し合わせて受信レプリカ信号を生成し、受信信号y’34を構成する受信信号y’3及びy’4並びに受信レプリカ信号を用いて、送信信号x3及びx4がとり得る全ての変調候補点CについてマンハッタンメトリックE34を求める(ステップS502)。
前記式(22)において、real(X)は複素数Xの実数部、imag(X)は複素数Xの虚数部を示す。後述する式(26)についても同様である。このマンハッタンメトリックは、受信信号y’と受信レプリカ信号との間の差において、各実数部及び虚数部の絶対値を足し合わせて得られる値である。 In the equation (22), real (X) represents the real part of the complex number X, and imag (X) represents the imaginary part of the complex number X. The same applies to equation (26) described later. This Manhattan metric is a value obtained by adding the absolute values of each real part and imaginary part in the difference between the received signal y 'and the received replica signal.
候補点選択部7は、MIMO復調部6により求めた送信信号x3及びx4がとり得る全ての変調候補点CについてのマンハッタンメトリックE34のうち、マンハッタンメトリックE34の小さい順からM34個を選択し、M34個のマンハッタンメトリックE34における送信信号(x3,x4)の組み合わせ(送信信号x3及びx4の変調候補点)を選択する(ステップS503)。M34は、予め設定された値である。
Candidate
二乗メトリック演算部13は、選択したM34個のマンハッタンメトリックE34における送信信号(x3,x4)の組み合わせ(送信信号x3及びx4の変調候補点)について、以下の式により、二乗メトリックE’34を求める(ステップS504)。
二乗メトリックは、受信信号y’と受信レプリカ信号との間の差において、実数部の二乗と虚数部の二乗の和を求めることにより得られる値である。 The square metric is a value obtained by calculating the sum of the square of the real part and the square of the imaginary part in the difference between the received signal y 'and the received replica signal.
次に、干渉成分演算部8、減算部9、MIMO復調部10、候補点選択部11及び二乗メトリック演算部14は、受信信号y’及びブロック三角行列Rbの最上行である1行目についての第2のブロックの処理として、変調候補点を選択するためにマンハッタンメトリックを算出し、尤度情報を生成するために二乗メトリックを算出する。つまり、第2のブロックの処理は、前記式(20)の受信信号y’(要素がy’12及びy’34の列ベクトル)及びブロック三角行列Rb(要素がR11、R12及びR22の行列)において、最上行の要素であるブロック行列R11,R12に対応する最上行の要素(後述する式(24))による処理である。
Next, the interference
受信信号y’及びブロック三角行列Rbの最上行である1行目のブロックは、以下の式で表される。マンハッタンメトリックの小さい順に選択したM34個の送信信号(x3,x4)の組み合わせを用いて、以下の式の演算が行われる。
干渉成分演算部8は、並び替えブロックQR分解部2からブロック三角行列Rbの最上行(1行目)の要素R12を入力すると共に、候補点選択部7からM34個の送信信号(x3,x4)の組み合わせを入力し、要素R12にM34個の送信信号(x3,x4)の組み合わせを乗算して干渉成分を求める。
The interference
減算部9は、受信信号変換部3から受信信号y’の最上行(1行目)の要素である受信信号y’12を入力すると共に、干渉成分演算部8から干渉成分を入力し、受信信号y’12から干渉成分を減算し、減算結果y’’をMIMO復調部10に出力する。減算結果y’’(要素がy’’ 1及びy’’ 2の列ベクトル)は、以下の式で表される。
MIMO復調部10は、並び替えブロックQR分解部2からブロック三角行列Rbの最上行(1行目)の要素R11を入力すると共に、減算部9から減算結果y’’を入力し、さらに、変調点記録メモリ5から送信信号x12の全ての変調候補点Cを入力し、候補点選択部7から、選択したM34個の送信信号x34の選択候補点におけるマンハッタンメトリックE34を入力する。そして、MIMO復調部10は、ブロック三角行列Rbの要素R11を構成する要素r11、r12、r21及びr22と、送信信号x12を構成する送信信号x1及びx2とを用いて、送信信号x1及びx2がとり得る全ての変調候補点Cについて、前記式(25)の右辺を算出し、r11x1、r12x2、r21x1及びr22x2を求める。そして、MIMO復調部10は、以下の式により、r11x1、r12x2、r21x1及びr22x2について、送信信号x1及びx2がとり得る全ての変調候補点Cの組み合わせ通りに足し合わせて受信レプリカ信号を生成し、減算結果y’’を構成する受信信号y’’ 1及びy’’ 2並びに受信レプリカ信号を用いて、送信信号x1及びx2がとり得る全ての変調候補点Cについてマンハッタンメトリックを求め、受信信号y’’ 1及びy’’ 2に対応する送信信号x3及びx4におけるマンハッタンメトリックE34(M34個の送信信号x34の選択候補点に対応しているM34個のマンハッタンメトリックE34のうちの1個)を足し合わせて、マンハッタンメトリックE12を得る(ステップS505)。
候補点選択部11は、MIMO復調部10により求めたマンハッタンメトリックE12のうち、マンハッタンメトリックE12の小さい順からM12個を選択し、M12個のマンハッタンメトリックE12における送信信号(x1,x2,x3,x4)の組み合わせ(送信信号x1及びx2の変調候補点)を選択する。M12は、予め設定された値である。つまり、候補点選択部11は、M12個のマンハッタンメトリックE12に対応する送信信号(x1,x2)の組み合わせ(送信信号x1及びx2の変調候補点)及び送信信号(x3,x4)の組み合わせ(送信信号x3及びx4の変調候補点)を選択する(ステップS506)。
Candidate
二乗メトリック演算部14は、選択したM12個のマンハッタンメトリックE12に対応する送信信号(x1,x2)の組み合わせ(送信信号x1及びx2の変調候補点)及び送信信号(x3,x4)の組み合わせ(送信信号x3及びx4の変調候補点)について、以下の式により、二乗メトリックE’12を求める(ステップS507)。
候補点選択部11は、MIMO復調部10により求めたマンハッタンメトリックE12のうち最も小さいマンハッタンメトリックEを特定し、最も小さいEにおける送信信号(x1,x2,x3,x4)の組み合わせ(送信信号x1、x2、x3及びx4の変調候補点)を求め、これを硬判定の復調結果として出力する(ステップS508)。
The candidate
二乗メトリック演算部14は、ステップS507にて求めたM12個の二乗メトリックE’12を、軟判定の尤度情報として出力する(ステップS509)。尤度情報として例えばビット尤度または対数尤度比(LLR:Log Likelihood Ratio)が求められる。尤度情報を誤り訂正復号に用いることにより、軟判定による復調結果を得ることができる。
The square
(シミュレーション結果)
次に、本発明の実施形態による新たな方式(並び替え有りのブロックQRM−MLD方式)及び並び替え無しのブロックQRM−MLD方式におけるシミュレーション結果について説明する。図6は、そのシミュレーション結果を示す図である。縦軸はビットエラーレートを示し、横軸は受信CNR[dB]を示す。aは、本発明の実施形態による新たな方式における変調候補点の選択数M(M34,M12)=2のシミュレーション結果を示し、bは、並び替え無しのブロックQRM−MLD方式における変調候補点の選択数M=2のシミュレーション結果を示し、cは、本発明の実施形態による新たな方式における変調候補点の選択数M(M34,M12)=4のシミュレーション結果を示し、dは、並び替え無しのブロックQRM−MLD方式における変調候補点の選択数M=4のシミュレーション結果を示し、eは、従来のMLD方式(二乗メトリックを使用)のシミュレーション結果を示す。a〜eは、いずれもMIMO伝搬路の送信相関及び受信相関が0.8の場合を示している。並び替え無しのブロックQRM−MLD方式は、伝搬路応答Hの並び替えを行わないでブロックQR分解を行い、変調候補点を選択するためにマンハッタンメトリックを算出し、尤度情報を生成するために二乗メトリックを算出する方式である。
(simulation result)
Next, simulation results in the new scheme (block QRM-MLD scheme with rearrangement) and the block QRM-MLD scheme without rearrangement according to the embodiment of the present invention will be described. FIG. 6 is a diagram showing the simulation result. The vertical axis represents the bit error rate, and the horizontal axis represents the received CNR [dB]. a shows a simulation result of the number M (M 34 , M 12 ) of selection of modulation candidate points in the new system according to the embodiment of the present invention, and b shows a modulation candidate in the block QRM-MLD system without rearrangement. The simulation result of the point selection number M = 2 is shown, c is the simulation result of the modulation candidate point selection number M (M 34 , M 12 ) = 4 in the new scheme according to the embodiment of the present invention, and d is The simulation result of the selection number M = 4 of modulation candidate points in the block QRM-MLD system without rearrangement is shown, and e shows the simulation result of the conventional MLD system (using a square metric). Each of a to e indicates a case where the transmission correlation and the reception correlation of the MIMO propagation path are 0.8. In order to generate likelihood information, the block QRM-MLD scheme without rearrangement performs block QR decomposition without rearranging the channel responses H, calculates a Manhattan metric to select a modulation candidate point, and generates likelihood information. This is a method for calculating a square metric.
図6から、本発明の実施形態による新たな方式(並び替え有りのブロックQRM−MLD方式)と、並び替え無しのブロックQRM−MLD方式とを、同じ選択数Mとした場合について比較すると、並び替えを行う新たな方式の伝送特性は、並び替えを行わない方式よりも0.5dB程度改善していることがわかる。 FIG. 6 shows a comparison between the new scheme (block QRM-MLD scheme with rearrangement) and the block QRM-MLD scheme without rearrangement when the same selection number M is used according to the embodiment of the present invention. It can be seen that the transmission characteristics of the new scheme that performs the replacement are improved by about 0.5 dB compared to the scheme that does not perform the rearrangement.
以上のように、本発明の実施形態による受信装置1によれば、並び替えブロックQR分解部2は、伝搬路応答Hを構成する列ベクトルのノルムを検出し、ノルムが最も小さい列ベクトルを選択し、選択した列ベクトル以外の列ベクトルについて、ノルムが最も小さい列ベクトルに対する相関をそれぞれ検出し、相関の小さい順に並び替えるようにした。そして、並び替えブロックQR分解部2は、選択した列ベクトル及び並び替えた列ベクトルからなる伝搬路応答H’’を生成し、伝搬路応答H’’をブロックハウスホルダー変換によりブロックQR分解し(H’’=QbRb)、ユニタリ行列Qb及びブロック三角行列Rbを求める。また、受信信号変換部3は、ユニタリ行列Qbを用いて受信信号yを受信信号y’に変換するようにした。そして、尤度情報/復調結果生成部4は、受信信号y’及びブロック三角行列Rbの最下行から最上行まで順番に、ブロック単位に送信信号xに対してとり得る全ての変調候補点Cを代入したマンハッタンメトリックを求め、マンハッタンメトリックから変調候補点を選択し、硬判定による復調結果を求めると共に、選択した変調候補点についてのみ二乗メトリックを用いて、軟判定による尤度情報を求めるようにした。
As described above, according to the receiving
これにより、並び替えブロックQR分解部2により並び替えを行って求めた伝搬路応答H’’は、隣り合う列ベクトルの相関が小さくなるから、ブロック三角行列Rbにおける隣り合う2つの列ベクトルの相関も小さくなる。つまり、ブロック三角行列Rbを構成する複数のブロック行列において、当該ブロック行列内の要素の相関は小さくなる。したがって、ブロック行列を単位(ブロック行列の列数単位)に処理を行う尤度情報/復調結果生成部4において、変調候補点の選択の精度が改善され、尤度情報の生成に用いるメトリックの精度も改善される。
As a result, the propagation path response H ″ obtained by performing the rearrangement by the rearrangement block
また、本発明の実施形態による受信装置1によれば、図6のシミュレーション結果に示したように、伝搬路応答Hを構成する列ベクトルの並び替えを行わない方式よりも伝送特性を改善することができる。したがって、ブロックQR分解を用いてMIMO復調を行う際に、MIMO伝搬路の相関が大きい場合であっても、伝送特性の劣化を抑えることが可能となる。
In addition, according to the receiving
以上、実施形態を挙げて本発明を説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。例えば、前記実施形態では、送信4及び受信4のMIMO−OFDM伝送システムにおいて、行数4及び列数4の伝搬路応答H、並びに行数2及び列数2のブロック行列に分解するブロックQR分解を用いた復調処理の例を挙げて説明したが、本発明は、より大きな行数及び列数の伝搬路応答Hに対しても適用があり、ブロック行列の大きさを変更した場合についても適用がある。 The present invention has been described with reference to the embodiment. However, the present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications can be made without departing from the technical idea thereof. For example, in the above-described embodiment, in the transmission-four and reception-four MIMO-OFDM transmission system, the block response QR decomposition for decomposing the channel response H with 4 rows and 4 columns and the block matrix with 2 rows and 2 columns. However, the present invention is also applicable to the channel response H having a larger number of rows and columns, and is also applicable to the case where the size of the block matrix is changed. There is.
また、前記実施形態では、変調候補点の選択のためにマンハッタンメトリックを用いるようにしたが、例えばマンハッタン−シェビチェフメトリックのように、二乗メトリックよりも演算の処理負荷の低い他のメトリックを用いるようにしてもよい。要するに、乗算を含まない演算を行うメトリックのように、二乗メトリックよりも演算の処理負荷の低いメトリックであればよい。 In the above-described embodiment, the Manhattan metric is used for selecting the modulation candidate point. However, for example, another metric having a lower processing load than the square metric is used, such as the Manhattan-Schebychev metric. It may be. In short, any metric that has a lower processing load than the square metric, such as a metric that performs an operation that does not include multiplication, may be used.
また、前記実施形態では、変調候補点の選択のためにマンハッタンメトリックを用い、尤度情報を生成するために二乗メトリックを用いるようにしたが、変調候補点の選択及び尤度情報の生成のためにマンハッタンメトリックのみを用いるようにしてもよいし、二乗メトリックのみを用いるようにしてもよい。 In the embodiment, the Manhattan metric is used for selecting the modulation candidate point, and the square metric is used for generating the likelihood information. However, for selecting the modulation candidate point and generating the likelihood information, Only the Manhattan metric may be used, or only the square metric may be used.
1,200 受信装置
2 並び替えブロックQR分解部
3,24 受信信号変換部
4,25 尤度情報/復調結果生成部
5,26 変調点記録メモリ
6,10 MIMO復調部
7,11,28,32 候補点選択部
8,29 干渉成分演算部
9,30 減算部
13,14 二乗メトリック演算部
21 FFT処理部
22 伝搬路推定部
23 並び替えQR分解部
27,31 メトリック演算部
41 ノルム算出部
42 相関検出部
43 伝搬路行列変換部
44 ブロックハウスホルダー変換部
100 送信装置
101 S/P変換部
102 MIMO−OFDM変調部
201 MIMO−OFDM復調部
202 P/S変換部
300 MIMO−OFDM伝送システム
1,200
Claims (4)
前記伝搬路応答の行列を構成する列ベクトルを並び替え、並び替え後の伝搬路応答をブロックQR分解し、ユニタリ行列及びブロック三角行列を求める並び替えブロックQR分解部と、
前記並び替えブロックQR分解部により生成されたユニタリ行列に基づいて、前記複数の受信アンテナにて受信した受信信号の行列を変換する受信信号変換部と、
前記受信信号変換部により変換された受信信号の行列が、前記並び替えブロックQR分解部により生成されたブロック三角行列に、前記複数の送信アンテナから送信される送信信号の行列を乗算して得られ、前記ブロック三角行列が、当該ブロック三角行列を分解した複数のブロック行列により構成される場合に、
前記変換された受信信号の行列及び前記ブロック三角行列を構成する前記ブロック行列に対応する最下行から最上行までの前記最下行において、前記変換された受信信号の行列の前記ブロック行列に対応する最下行の要素、前記ブロック三角行列の前記ブロック行列に対応する最下行の要素、及び前記送信信号の行列の前記ブロック行列に対応する最下行の要素についての全ての変調候補点に基づいてメトリックを求め、前記メトリックの値が小さい所定数の変調候補点を選択し、
前記最下行の次の行から最上行までの行において、前記変換された受信信号の行列の前記ブロック行列に対応する行の要素、前記ブロック三角行列の前記ブロック行列に対応する行の要素、及び前記送信信号の行列の前記ブロック行列に対応する要素についての全ての変調候補点に基づいて前記メトリックを求め、前記メトリックの値が小さい所定数の変調候補点を選択し、
前記最下行から最上行までの各行にて選択した所定数の変調候補点におけるメトリックに基づいて、前記送信信号の復調を行う復調部と、を備え、
前記並び替えブロックQR分解部は、
前記伝搬路応答の行列を構成する複数の列ベクトルに対し、隣り合う列ベクトルの相関が小さくなるように並び替える、ことを特徴とするMIMO受信装置。 Signals transmitted from a plurality of transmission antennas are received via a plurality of reception antennas, propagation path responses between the plurality of transmission antennas and the plurality of reception antennas are estimated, and a matrix of the propagation path responses is QR In a MIMO receiving apparatus that performs decomposition and MIMO demodulation,
Reordering column vectors constituting the matrix of propagation path responses, performing block QR decomposition on the rearranged propagation path responses, and obtaining a unitary matrix and block triangular matrix; a reordering block QR decomposition unit;
A reception signal conversion unit that converts a matrix of reception signals received by the plurality of reception antennas based on a unitary matrix generated by the rearrangement block QR decomposition unit;
A matrix of reception signals converted by the reception signal conversion unit is obtained by multiplying a block triangular matrix generated by the rearrangement block QR decomposition unit by a matrix of transmission signals transmitted from the plurality of transmission antennas. When the block triangular matrix is composed of a plurality of block matrices obtained by decomposing the block triangular matrix,
In the bottom row from the bottom row to the top row corresponding to the block matrix constituting the transformed reception signal matrix and the block triangular matrix, the bottom row corresponding to the block matrix of the transformed reception signal matrix. Obtain metrics based on all modulation candidate points for the bottom row element, the bottom row element corresponding to the block matrix of the block triangular matrix, and the bottom row element corresponding to the block matrix of the transmit signal matrix , Select a predetermined number of modulation candidate points with a small value of the metric,
In the rows from the next row to the top row of the bottom row, the row elements corresponding to the block matrix of the transformed received signal matrix, the row elements corresponding to the block matrix of the block triangular matrix, and Obtaining the metric based on all modulation candidate points for elements corresponding to the block matrix of the transmit signal matrix, selecting a predetermined number of modulation candidate points with a small metric value;
A demodulator that demodulates the transmission signal based on a metric at a predetermined number of modulation candidate points selected in each row from the bottom row to the top row;
The rearrangement block QR decomposition unit
A MIMO receiving apparatus, wherein a plurality of column vectors constituting the channel response matrix are rearranged so as to reduce a correlation between adjacent column vectors.
前記並び替えブロックQR分解部は、
前記伝搬路応答の行列を構成する列ベクトルのそれぞれについてノルムを算出し、前記ノルムが最も小さい列ベクトルを選択するノルム算出部と、
前記ノルム算出部により選択された列ベクトルを、前記伝搬路応答の行列における左端の列に設定し、前記選択された列ベクトル以外の列ベクトルのそれぞれについて、前記選択された列ベクトルとの間の相関値を検出する相関検出部と、
前記相関検出部により検出された相関値が小さい順に、前記選択された列ベクトル以外の列ベクトルを並び替え、前記伝搬路応答の行列における左端を除く残りの列に設定することで、前記伝搬路応答を前記並び替え後の伝搬路応答に変換する伝搬路行列変換部と、
前記伝搬路行列変換部により変換された並び替え後の伝搬路応答をブロックハウスホルダー変換によりブロックQR分解し、ユニタリ行列及びブロック三角行列を求めるブロックハウスホルダー変換部と、を備えたことを特徴とするMIMO受信装置。 The MIMO receiver according to claim 1, wherein
The rearrangement block QR decomposition unit
Calculating a norm for each of the column vectors constituting the matrix of the channel response, and a norm calculating unit for selecting a column vector having the smallest norm;
The column vector selected by the norm calculation unit is set to the leftmost column in the channel response matrix, and each column vector other than the selected column vector is between the selected column vector. A correlation detection unit for detecting a correlation value;
By rearranging column vectors other than the selected column vector in ascending order of correlation values detected by the correlation detection unit, and setting the remaining column except the left end in the channel response matrix, the channel A propagation path matrix conversion unit for converting a response to the rearranged propagation path response;
A block house holder conversion unit that performs block QR decomposition on the rearranged propagation path responses converted by the propagation path matrix conversion unit by block house holder conversion and obtains a unitary matrix and a block triangular matrix; MIMO receiving device.
前記メトリックを、二乗メトリックまたはマンハッタンメトリックとする、ことを特徴とするMIMO受信装置。 The MIMO receiver according to claim 1 or 2,
A MIMO receiving apparatus, wherein the metric is a square metric or a Manhattan metric.
前記復調部は、
前記変換された受信信号の行列及び前記ブロック三角行列を構成する前記ブロック行列に対応する最下行から最上行までの前記最下行において、前記変換された受信信号の行列の前記ブロック行列に対応する最下行の要素、前記ブロック三角行列の前記ブロック行列に対応する最下行の要素、及び前記送信信号の行列の前記ブロック行列に対応する最下行の要素についての全ての変調候補点に基づいてマンハッタンメトリックを求め、前記マンハッタンメトリックの値が小さい所定数の変調候補点を選択し、前記選択した所定数の変調候補点における二乗メトリックを求め、
前記最下行の次の行から最上行までの行において、前記変換された受信信号の行列の前記ブロック行列に対応する行の要素、前記ブロック三角行列の前記ブロック行列に対応する行の要素、及び前記送信信号の行列の前記ブロック行列に対応する要素についての全ての変調候補点に基づいて前記マンハッタンメトリックを求め、前記マンハッタンメトリックの値が小さい所定数の変調候補点を選択し、前記選択した所定数の変調候補点における二乗メトリックを求め、
前記最下行から最上行までの各行にて選択した所定数の変調候補点における二乗メトリックに基づいて、軟判定による尤度情報を生成する、ことを特徴とするMIMO受信装置。 The MIMO receiver according to claim 1 or 2,
The demodulator
In the bottom row from the bottom row to the top row corresponding to the block matrix constituting the transformed reception signal matrix and the block triangular matrix, the bottom row corresponding to the block matrix of the transformed reception signal matrix. Manhattan metrics based on all modulation candidate points for the bottom row element, the bottom row element corresponding to the block matrix of the block triangular matrix, and the bottom row element corresponding to the block matrix of the transmit signal matrix. Determining, selecting a predetermined number of modulation candidate points having a small value of the Manhattan metric, determining a square metric at the selected predetermined number of modulation candidate points,
In the rows from the next row to the top row of the bottom row, the row elements corresponding to the block matrix of the transformed received signal matrix, the row elements corresponding to the block matrix of the block triangular matrix, and The Manhattan metric is obtained based on all modulation candidate points for the elements corresponding to the block matrix of the transmission signal matrix, a predetermined number of modulation candidate points having a small value of the Manhattan metric are selected, and the selected predetermined Find the square metric at a number of modulation candidate points,
A MIMO receiving apparatus, characterized by generating likelihood information by soft decision based on a square metric at a predetermined number of modulation candidate points selected in each line from the bottom line to the top line.
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