JP2015026296A - Design method and program - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、半導体装置の設計方法およびプログラムに関し、特に高耐圧トランジスタと通常耐圧トランジスタを単一チップに集積した半導体装置のノイズ解析に好適に利用できるものである。 The present invention relates to a semiconductor device design method and program, and is particularly suitable for noise analysis of a semiconductor device in which a high voltage transistor and a normal voltage transistor are integrated on a single chip.
半導体集積回路(LSI;Large Scale Integrated circuit)では、半導体基板と素子との間に形成されるpn接合を逆バイアス状態にして素子間を電気的に分離しているが、このpn接合が順バイアス状態になって電流が流れた場合には、そのpn接合を含む寄生バイポーラトランジスタが動作して、ノイズの伝搬経路を形成する問題がある。特に、パワーMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)混載LSIのように、高耐圧トランジスタと通常耐圧トランジスタを単一チップに集積した半導体装置において、顕著な問題である。ノイズ解析には一般に、本来の回路を記述したネットリストに、寄生バイポーラトランジスタを始めとする寄生素子を、等価回路として付け加えたネットリストを使った、回路シミュレーションが利用される。 In a large scale integrated circuit (LSI), a pn junction formed between a semiconductor substrate and an element is placed in a reverse bias state to electrically isolate the elements from each other. When a current flows in a state, there is a problem that a parasitic bipolar transistor including the pn junction operates to form a noise propagation path. This is particularly a problem in a semiconductor device in which a high voltage transistor and a normal voltage transistor are integrated on a single chip, such as a power MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) embedded LSI. In general, a circuit simulation using a net list in which parasitic elements such as parasitic bipolar transistors are added as an equivalent circuit to a net list describing an original circuit is used for noise analysis.
近年、ハードディスク用モータドライバLSI等で、パワーMOSFETと通常耐圧トランジスタを混載したLSIの需要が高まっている。通常耐圧トランジスタで構成されるアナログ/ディジタル変換回路やアナログアンプは、小信号を扱うため、ノイズの影響を強く受ける。そのため、上記のようなノイズ解析のニーズは高い。 In recent years, there has been an increasing demand for LSIs in which a power MOSFET and a normal voltage transistor are mounted together, such as a hard disk motor driver LSI. An analog / digital conversion circuit and an analog amplifier, which are usually composed of a withstand voltage transistor, handle small signals and are therefore strongly affected by noise. Therefore, the need for noise analysis as described above is high.
特許文献1には、レイアウトパターンからの素子抽出方法および回路特性検証方法が、開示されている。レイアウトパターンに基づいて、着目する半導体領域に、これと逆の導電型の半導体領域が2以上接する場合に、この着目導体を動作領域とみなしてバイポーラトランジスタを抽出し、回路シミュレーションを行う。
特許文献2には、寄生回路抽出用ルールにより寄生トランジスタや寄生抵抗などの寄生回路情報を抽出するバックアノテーション装置が、開示されている。抽出した寄生回路情報を論理回路データに対応付け、等価回路データを生成する。
特許文献3には、寄生トランジスタを組み入れた回路動作解析により、誤動作等の発生を予測する設計方法が、開示されている。レイアウト図から、半導体素子以外の寄生バイポーラトランジスタを抽出する。抽出した寄生バイポーラトランジスタの回路パラメータをデバイスシミュレータにより抽出する。寄生バイポーラトランジスタを集積回路に組み入れて、回路シミュレータ(SPICE)により回路動作解析を行う。
特許文献1、2及び3について本発明者が検討した結果、以下のような新たな課題があることがわかった。
As a result of examination of
LSIのように回路規模が大きくなると、寄生バイポーラトランジスタを始めとする寄生素子はLSI全体に及び、数と種類が膨大になるため、実用的な計算機処理時間で解決することが困難になる。一般に回路シミュレーションは、シミュレーション対象の回路における素子の接続関係を記述したネットリストと、素子の動作特性を記述したモデルパラメータを必要とする。寄生バイポーラトランジスタを始めとする寄生素子の数は、回路シミュレーションにおけるネットリストの規模と複雑さに影響する。寄生バイポーラトランジスタの種類が増えれば、同じ数のモデルパラメータが必要となる。トランジスタの構造上の大きさ即ち、各電極の幅、長さ、間隔などが異なれば、動作特性も異なるので、別のモデルパラメータが必要となる。寄生バイポーラトランジスタは意図して形成されたものではないから、その構造は多岐に渡るからである。 When the circuit scale is increased as in an LSI, parasitic elements such as a parasitic bipolar transistor are spread over the entire LSI, and the number and types of the elements become enormous. Therefore, it is difficult to solve in a practical computer processing time. In general, circuit simulation requires a netlist that describes the connection relationship of elements in a circuit to be simulated and a model parameter that describes the operating characteristics of the elements. The number of parasitic elements including parasitic bipolar transistors affects the scale and complexity of the netlist in circuit simulation. As the number of parasitic bipolar transistors increases, the same number of model parameters are required. If the structural size of the transistor, that is, the width, length, spacing, etc. of each electrode is different, the operating characteristics will be different, so that different model parameters are required. This is because the parasitic bipolar transistor is not intentionally formed, and its structure is diverse.
特許文献1に記載される技術は、レイアウトパターンからバイポーラトランジスタを抽出するためのルールを提供するものであり、そのルールを満たすバイポーラトランジスタを網羅的に抽出することができる。このとき、寄生トランジスタに関してはその形状、寸法、重なり方の違いに応じて特性の異なる複数のモデルを用意しておき、抽出された寄生トランジスタの特徴から、最も近い素子モデルを選択してシミュレーションに利用する。
The technique described in
特許文献2に記載される技術は、レイアウトパターンから寄生バイポーラトランジスタを抽出するためのルールと寄生抵抗抽出用ルールを備えるバックアノテーション装置であるため、寄生素子による寄生回路が正確に抽出され、シミュレーションのための等価回路が正確に抽出される。シミュレーション実行のためのモデルパラメータは与えられるものとされ、抽出方法には言及されていない。
Since the technology described in
特許文献1及び特許文献2に記載される技術を回路規模の大きなLSIに適用すると、ルールを満たすバイポーラトランジスタを網羅的に抽出するため、シミュレーション対象のネットリストは大規模かつ複雑となり、さらに、予め用意すべきモデルパラメータの種類も膨大となる。
When the techniques described in
特許文献3に記載される技術は、レイアウトパターンから寄生バイポーラトランジスタを抽出した後、抽出した寄生バイポーラトランジスタのモデルパラメータを、デバイスシミュレーションによって抽出する。抽出されたあらゆる形状の寄生バイポーラについてのモデルパラメータが、回路シミュレーションで利用可能となる。この技術を回路規模の大きなLSIに適用すると、シミュレーション対象のネットリストは大規模かつ複雑となり、さらに、モデルパラメータを抽出するためのデバイスシミュレーションの計算機処理時間が膨大となる。デバイスシミュレーションは、デバイス構造を3次元のモデルで表現して行うシミュレーションであるので、1種類のデバイス構造当たりの計算機処理時間が長いため、多数種類のデバイス構造について実行すると計算機処理時間は膨大となる。
In the technique described in
いずれも、計算機処理時間が回路規模に対して指数関数的に増加し膨大となって、実用的には回路規模の大きなLSIに採用することができない。 In either case, the computer processing time increases exponentially with respect to the circuit scale and becomes enormous, and cannot be practically used for an LSI with a large circuit scale.
このような課題を解決するための手段を以下に説明するが、その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。 Means for solving such problems will be described below, but other problems and novel features will become apparent from the description of the present specification and the accompanying drawings.
一実施の形態によれば、下記の通りである。 According to one embodiment, it is as follows.
すなわち、半導体装置のネットリストとそれを含むテストベンチを使った第1の回路シミュレーションを行うことにより、ネットリストにおいて接地電位よりも低い負電位レベルとなりうる負電位ノードを抽出する。抽出した負電位ノードをエミッタとし、半導体装置の基板をベースとし、ネットリストに含まれるMOSFETのバックゲートをコレクタとする寄生バイポーラトランジスタを、ネットリストに付加して、テストベンチを使った第2の回路シミュレーションを行う。第2の回路シミュレーションにより、抽出された寄生バイポーラを含むネットリストが、所定の信号仕様を満足するか否かの判定を行う。 That is, by performing a first circuit simulation using a netlist of a semiconductor device and a test bench including the netlist, a negative potential node that can be a negative potential level lower than the ground potential is extracted from the netlist. A parasitic bipolar transistor based on the extracted negative potential node as the emitter, the substrate of the semiconductor device as a base, and the back gate of the MOSFET included in the netlist as a collector is added to the netlist, and a second test bench is used. Perform circuit simulation. By the second circuit simulation, it is determined whether or not the extracted net list including the parasitic bipolar satisfies a predetermined signal specification.
前記一実施の形態によって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。 The effect obtained by the one embodiment will be briefly described as follows.
すなわち、シミュレーション対象の寄生バイポーラトランジスタの数が限定され、シミュレーションを実用的な計算処理時間で実行することができる。 That is, the number of parasitic bipolar transistors to be simulated is limited, and the simulation can be executed in a practical calculation processing time.
1.実施の形態の概要
先ず、本願において開示される代表的な実施の形態について概要を説明する。代表的な実施の形態についての概要説明で括弧を付して参照する図面中の参照符号はそれが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。
1. First, an outline of a typical embodiment disclosed in the present application will be described. Reference numerals in the drawings referred to in parentheses in the outline description of the representative embodiments merely exemplify what are included in the concept of the components to which the reference numerals are attached.
〔1〕<加害ノードを負電位ノードに絞った寄生バイポーラの付加>
n型半導体基板上に複数のMOSFET(TrH、TrL、M1、M2、M3)が形成された半導体装置(10)の設計方法であって、負電位ノード抽出ステップ(S1)と、寄生バイポーラトランジスタ付加ステップ(S2)と、判定ステップ(S3,S4)とを含み、電子計算機上で動作するプログラムによって実行される。
[1] <Addition of parasitic bipolar with the harming node limited to a negative potential node>
A method for designing a semiconductor device (10) in which a plurality of MOSFETs (TrH, TrL, M1, M2, M3) are formed on an n-type semiconductor substrate, including a negative potential node extraction step (S1) and addition of a parasitic bipolar transistor The program includes a step (S2) and a determination step (S3, S4), and is executed by a program operating on the electronic computer.
前記負電位ノード抽出ステップは、前記半導体装置のネットリスト(1)と前記ネットリストを含むテストベンチ(2)を使った第1の回路シミュレーションを行うことにより、前記ネットリストにおいて接地電位よりも低い負電位レベルとなりうる負電位ノードを抽出する。 The negative potential node extracting step performs a first circuit simulation using a netlist (1) of the semiconductor device and a test bench (2) including the netlist, thereby lowering the ground potential in the netlist. A negative potential node that can be a negative potential level is extracted.
前記寄生バイポーラトランジスタ付加ステップは、前記負電位ノードをエミッタとし前記半導体装置の基板をベースとし前記ネットリストに含まれるMOSFETのバックゲートをコレクタとする寄生バイポーラトランジスタ(Bip)を、前記ネットリストに付加する。 In the step of adding the parasitic bipolar transistor, a parasitic bipolar transistor (Bip) having the negative potential node as an emitter, the substrate of the semiconductor device as a base, and a back gate of a MOSFET included in the netlist as a collector is added to the netlist. To do.
前記判定ステップは、前記寄生バイポーラトランジスタが付加された前記ネットリストに対して前記テストベンチを使った第2の回路シミュレーション(S3)を行うことにより、所定の信号仕様を満足するか否かの判定を行う。 The determination step determines whether or not a predetermined signal specification is satisfied by performing a second circuit simulation (S3) using the test bench on the netlist to which the parasitic bipolar transistor is added. I do.
これにより、シミュレーション対象の寄生バイポーラトランジスタの数が限定され、シミュレーションを実用的な計算処理時間で実行することができる。 As a result, the number of parasitic bipolar transistors to be simulated is limited, and the simulation can be executed in a practical calculation processing time.
〔2〕<被害素子ノード特定ステップ>
項1において、設計方法は以下の被害素子ノード特定ステップ(S6)をさらに含む。
[2] <Damage element node identification step>
In
被害素子ノード特定ステップでは、前記ネットリストに含まれるMOSFETのバックゲートが接続されるノードにノイズ電流源(15)を接続して、前記テストベンチを使った第3の回路シミュレーション(S6)を行う。これにより、前記信号仕様を満足できなくなるノードを被害素子ノードと特定し、前記信号仕様を満足できなくなるときの前記ノイズ電流源の電流量をクライテリアとして抽出する(S6)。 In the damaged element node specifying step, a noise current source (15) is connected to a node to which the back gate of the MOSFET included in the netlist is connected, and a third circuit simulation (S6) using the test bench is performed. . As a result, the node that cannot satisfy the signal specification is identified as a damaged element node, and the current amount of the noise current source when the signal specification cannot be satisfied is extracted as a criterion (S6).
前記判定ステップは、前記負電位ノードをエミッタとし前記半導体装置の基板をベースとし前記被害素子ノードをコレクタとする寄生バイポーラトランジスタ(Bip)を、前記ネットリストに付加して、テストベンチを使った第2の回路シミュレーションを行うことにより(S3)、前記被害素子ノードにおける電流量が前記クライテリアを超えるか否かの判定を行う(S4)。 In the determining step, a parasitic bipolar transistor (Bip) having the negative potential node as an emitter, the substrate of the semiconductor device as a base, and the damaged element node as a collector is added to the netlist, and a test bench is used. By performing the circuit simulation of No. 2 (S3), it is determined whether or not the amount of current at the damaged element node exceeds the criteria (S4).
これにより、被害素子ノードを絞り込むことができ、ノイズ解析時間のための計算機処理時間(シミュレーション時間)をさらに抑えることができる。 As a result, the damaged element nodes can be narrowed down, and the computer processing time (simulation time) for noise analysis time can be further suppressed.
〔3〕<寄生バイポーラトランジスタの簡易モデル>
項1または項2において、前記第2の回路シミュレーションにおいて、前記寄生バイポーラトランジスタを、前記半導体装置のレイアウト(4)におけるウェル層のパターンに基づいて算出された電流増幅率を持つ、電流制御電流源(16)でモデル化する(S7,S8)。
[3] <Simplified model of parasitic bipolar transistor>
これにより、多数の寄生バイポーラトランジスタそれぞれに適するモデルパラメータを抽出するための、デバイスシミュレーションを不要とすることができ、ノイズ解析時間のための計算機処理時間(シミュレーション時間)を抑えることができる。 This eliminates the need for device simulation for extracting model parameters suitable for each of a large number of parasitic bipolar transistors, and reduces computer processing time (simulation time) for noise analysis time.
〔4〕<寄生バイポーラトランジスタのベース電流の算出>
項3において、前記第2の回路シミュレーションにおいて、前記寄生バイポーラトランジスタのベース電流は、前記負電位ノードと前記寄生バイポーラトランジスタのベースを含む、寄生ダイオード(Ds)と基板抵抗素子(Rs)を用いた等価回路に基づいて求める。
[4] <Calculation of base current of parasitic bipolar transistor>
In
これにより、デバイスシミュレーションを使うことなく、寄生バイポーラトランジスタのベース電流を算出することができ、ノイズ解析時間のための計算機処理時間(シミュレーション時間)をさらに抑えることができる。 Thus, the base current of the parasitic bipolar transistor can be calculated without using device simulation, and the computer processing time (simulation time) for noise analysis time can be further suppressed.
〔5〕<静的回路解析による寄生バイポーラトランジスタのベース電流の算出>
項1または項2において、前記寄生バイポーラトランジスタのベース・エミッタ間を、寄生ダイオード(Ds)と基板抵抗素子(Rs)を用いた等価回路でモデル化する。前記第2の回路シミュレーションにおいて、前記寄生バイポーラトランジスタのベース電流は、前記等価回路に対する静的回路解析によって算出する。前記寄生バイポーラトランジスタのコレクタ電流は、算出した前記ベース電流を入力とし、前記半導体装置のレイアウトにおけるウェル層のパターンに基づいて算出された電流増幅率を持つ、電流制御電流源(16)でモデル化する。
[5] <Calculation of base current of parasitic bipolar transistor by static circuit analysis>
In
これにより、寄生バイポーラトランジスタのベース電流を、過渡解析によらず静的な回路解析によって算出することができ、ノイズ解析時間のための計算機処理時間(シミュレーション時間)をさらに抑えることができる。 As a result, the base current of the parasitic bipolar transistor can be calculated by static circuit analysis regardless of transient analysis, and the computer processing time (simulation time) for noise analysis time can be further suppressed.
〔6〕<加害ノードを負電位ノードに絞った寄生バイポーラの付加(プログラム)>
n型半導体基板上に複数のMOSFET(TrH、TrL、M1、M2、M3)が形成された半導体装置(10)におけるノイズ解析のための電子計算機上で動作するプログラムであって、負電位ノード抽出ステップ(S1)と、寄生バイポーラトランジスタ付加ステップ(S2)と、判定ステップ(S3,S4)とを含んで構成される。
[6] <Addition of parasitic bipolar with the harm node limited to a negative potential node (program)>
A program operating on an electronic computer for noise analysis in a semiconductor device (10) in which a plurality of MOSFETs (TrH, TrL, M1, M2, M3) are formed on an n-type semiconductor substrate, and extracting a negative potential node It includes a step (S1), a parasitic bipolar transistor addition step (S2), and a determination step (S3, S4).
前記負電位ノード抽出ステップは、前記半導体装置のネットリスト(1)と前記ネットリストを含むテストベンチ(2)を使った第1の回路シミュレーションを行うことにより、前記ネットリストにおいて接地電位よりも低い負電位レベルとなりうる負電位ノードを抽出する。 The negative potential node extracting step performs a first circuit simulation using a netlist (1) of the semiconductor device and a test bench (2) including the netlist, thereby lowering the ground potential in the netlist. A negative potential node that can be a negative potential level is extracted.
前記寄生バイポーラトランジスタ付加ステップは、前記負電位ノードをエミッタとし前記半導体装置の基板をベースとし前記ネットリストに含まれるMOSFETのバックゲートをコレクタとする寄生バイポーラトランジスタ(Bip)を、前記ネットリストに付加する。 In the step of adding the parasitic bipolar transistor, a parasitic bipolar transistor (Bip) having the negative potential node as an emitter, the substrate of the semiconductor device as a base, and a back gate of a MOSFET included in the netlist as a collector is added to the netlist. To do.
前記判定ステップは、前記寄生バイポーラトランジスタが付加された前記ネットリストに対して前記テストベンチを使った第2の回路シミュレーション(S3)を行うことにより、所定の信号仕様を満足するか否かの判定を行う。 The determination step determines whether or not a predetermined signal specification is satisfied by performing a second circuit simulation (S3) using the test bench on the netlist to which the parasitic bipolar transistor is added. I do.
これにより、シミュレーション対象の寄生バイポーラトランジスタの数が限定され、シミュレーションを実用的な計算処理時間で実行することができる。 As a result, the number of parasitic bipolar transistors to be simulated is limited, and the simulation can be executed in a practical calculation processing time.
〔7〕<被害素子ノード特定ステップ(プログラム)>
項6において、前記プログラムは、被害素子ノード特定ステップ(S6)をさらに含む。
[7] <Damage element node identification step (program)>
In
前記被害素子ノード特定ステップは、前記ネットリストに含まれるMOSFETのバックゲートが接続されるノードにノイズ電流源(15)を接続して、前記テストベンチを使った第3の回路シミュレーション(S6)を行う。これにより、前記信号仕様を満足できなくなるノードを被害素子ノードと特定し、前記信号仕様を満足できなくなるときの前記ノイズ電流源の電流量をクライテリアとして抽出する。 In the damage element node specifying step, a noise current source (15) is connected to a node to which the back gate of the MOSFET included in the netlist is connected, and a third circuit simulation (S6) using the test bench is performed. Do. Thus, a node that cannot satisfy the signal specification is identified as a damaged element node, and the current amount of the noise current source when the signal specification cannot be satisfied is extracted as a criterion.
前記判定ステップは、前記負電位ノードをエミッタとし前記半導体装置の基板をベースとし前記被害素子ノードをコレクタとする寄生バイポーラトランジスタ(Bip)を、前記ネットリストに付加して、テストベンチを使った第2の回路シミュレーションを行うことにより(S3)、前記被害素子ノードにおける電流量が前記クライテリアを超えるか否かの判定を行う。 In the determining step, a parasitic bipolar transistor (Bip) having the negative potential node as an emitter, the substrate of the semiconductor device as a base, and the damaged element node as a collector is added to the netlist, and a test bench is used. By performing the circuit simulation of No. 2 (S3), it is determined whether or not the amount of current at the damaged element node exceeds the criteria.
これにより、被害素子ノードを絞り込むことができ、ノイズ解析時間のための計算機処理時間(シミュレーション時間)をさらに抑えることができる。 As a result, the damaged element nodes can be narrowed down, and the computer processing time (simulation time) for noise analysis time can be further suppressed.
〔8〕<寄生バイポーラトランジスタの簡易モデル(プログラム)>
項6または項7において、前記第2の回路シミュレーションにおいて、前記寄生バイポーラトランジスタを、前記半導体装置のレイアウトにおけるウェル層のパターンに基づいて算出された電流増幅率を持つ、電流制御電流源(16)でモデル化する(S7,S8)。
[8] <Simplified model of parasitic bipolar transistor (program)>
これにより、多数の寄生バイポーラトランジスタそれぞれに適するモデルパラメータを抽出するための、デバイスシミュレーションを不要とすることができ、ノイズ解析時間のための計算機処理時間(シミュレーション時間)を抑えることができる。 This eliminates the need for device simulation for extracting model parameters suitable for each of a large number of parasitic bipolar transistors, and reduces computer processing time (simulation time) for noise analysis time.
〔9〕<寄生バイポーラトランジスタのベース電流の算出(プログラム)>
項8において、前記第2の回路シミュレーションにおいて、前記寄生バイポーラトランジスタのベース電流は、前記負電位ノードと前記寄生バイポーラトランジスタのベースを含む、寄生ダイオード(Ds)と基板抵抗素子(Rs)を用いた等価回路に基づいて求める。
[9] <Calculation of base current of parasitic bipolar transistor (program)>
In
これにより、デバイスシミュレーションを使うことなく、寄生バイポーラトランジスタのベース電流を算出することができ、ノイズ解析時間のための計算機処理時間(シミュレーション時間)をさらに抑えることができる。 Thus, the base current of the parasitic bipolar transistor can be calculated without using device simulation, and the computer processing time (simulation time) for noise analysis time can be further suppressed.
〔10〕<静的回路解析による寄生バイポーラのIb算出(プログラム)>
項6または項7において、前記寄生バイポーラトランジスタのベース・エミッタ間を、寄生ダイオード(Ds)と基板抵抗素子(Rs)を用いた等価回路でモデル化する。前記第2の回路シミュレーションにおいて、前記寄生バイポーラトランジスタのベース電流は、前記等価回路に対する静的回路解析によって算出する。前記寄生バイポーラトランジスタのコレクタ電流は、算出した前記ベース電流を入力とし、前記半導体装置のレイアウトにおけるウェル層のパターンに基づいて算出された電流増幅率を持つ、電流制御電流源(16)でモデル化する。
[10] <Calculation of parasitic bipolar Ib by static circuit analysis (program)>
In
これにより、寄生バイポーラトランジスタのベース電流を、過渡解析によらず静的な回路解析によって算出することができ、ノイズ解析時間のための計算機処理時間(シミュレーション時間)をさらに抑えることができる。 As a result, the base current of the parasitic bipolar transistor can be calculated by static circuit analysis regardless of transient analysis, and the computer processing time (simulation time) for noise analysis time can be further suppressed.
2.実施の形態の詳細
実施の形態について更に詳述する。
2. Details of Embodiments Embodiments will be further described in detail.
〔実施形態1〕
図1は、実施の形態の概要に係る設計方法を表すフローチャートである。特に制限されないが、EWS(Engineering Work Station)などの電子計算機上で動作するプログラムである。負電位ノード抽出ステップS1において、解析対象の半導体装置のネットリスト1とそれを含むテストベンチ2を使った第1の回路シミュレーションを行うことにより、接地電位よりも低い負電位レベルとなりうる負電位ノードを抽出する。このネットリスト1とテストベンチ2は通常の回路設計に用いられるネットリストとテストベンチであればよい。テストベンチ2は、種々の条件において設計したネットリスト1が所定の仕様を満足することを確認するため、入力信号波形、接続される回路の条件、動作条件などを変えた多くのテスト項目と、所定の仕様を満足するか否かを判断するための、プローブ記述を含んで構成されている。
FIG. 1 is a flowchart showing a design method according to the outline of the embodiment. Although not particularly limited, it is a program that operates on an electronic computer such as EWS (Engineering Work Station). In the negative potential node extraction step S1, a negative potential node that can be at a negative potential level lower than the ground potential by performing a first circuit simulation using the
寄生バイポーラトランジスタ付加ステップS2により、抽出された負電位ノードをエミッタとし、基板をベースとし、ネットリスト1に含まれるMOSFETのバックゲートをコレクタとする寄生バイポーラトランジスタBipを、ネットリスト1に付加する。寄生バイポーラトランジスタBipが付加されたネットリストを対象として、第2の回路シミュレーションを行う(ステップS3)。判定ステップS4では、そのシミュレーションの結果、所定の信号仕様を満足するか否かの判定を行う。
In the parasitic bipolar transistor adding step S2, a parasitic bipolar transistor Bip having the extracted negative potential node as an emitter, a substrate as a base, and a back gate of a MOSFET included in the
これにより、シミュレーション対象の寄生バイポーラトランジスタの数が限定され、シミュレーションを実用的な計算処理時間で実行することができる。 As a result, the number of parasitic bipolar transistors to be simulated is limited, and the simulation can be executed in a practical calculation processing time.
なお、対策ステップS5は、レイアウト設計の変更または回路設計の変更であって、同じプログラムに含まれていてもよいし、プログラムは仕様を満足しない旨を出力して終了し、対策を設計者に任せても良い。同じプログラムによって自動で対策する場合には、例えばレイアウト設計において、負電位ノードの周辺の基板コンタクトを増やす、負電位ノードの負荷容量を増やすなどの変更を行うことができる。また例えば回路設計において、高耐圧パワーMOSFETと負電位ノードの間に抵抗を挿入するあるいは挿入されている抵抗の値を大きくする、駆動回路11、12による駆動波形を鈍らせるなどの変更を行うことができる。
Note that the countermeasure step S5 is a layout design change or a circuit design change, and may be included in the same program, or the program outputs that it does not satisfy the specifications and ends, and the countermeasure is given to the designer. You can leave it to me. When measures are automatically taken by the same program, for example, in layout design, it is possible to make changes such as increasing the number of substrate contacts around the negative potential node and increasing the load capacitance of the negative potential node. Further, for example, in circuit design, a change is made such as inserting a resistor between the high voltage power MOSFET and the negative potential node, increasing the value of the inserted resistor, or dulling the drive waveform by the
図4は、ノイズ解析の対象である半導体装置に搭載される回路の一例を表す回路図である。LSI10には、2段に縦積みされた高耐圧パワーMOSFET(TrH,TrL)により、外部の誘導性負荷13を駆動する回路と、通常耐圧のMOSFET(M1,M2,M3)によるアナログ回路が、同一チップに搭載されている。2段に縦積みされた高耐圧パワーMOSFET(TrH,TrL)は、それぞれ、駆動回路11、12によって駆動される。高耐圧パワーMOSFET(TrH)のドレインは高電圧電源VDHに接続され、他方の高耐圧パワーMOSFET(TrL)のソースは接地されている。高耐圧パワーMOSFET(TrH)のソースと他方の高耐圧パワーMOSFET(TrL)のドレインは互いに接続され、端子OUTを介して外部の誘導性負荷13に接続される。駆動回路11は電源VDで動作し、駆動回路12は電源VLで動作する。外部の誘導性負荷13の一方の端子にはVD端子との間に容量C1が接続され、他方の端子には抵抗RLと接地されている容量C2が接続されている。図示を省略した駆動回路11と12の入力信号が増幅されて、端子OUTを介して誘導性負荷13が駆動される。アナログ回路は、電源VAで動作する差動回路であり、MOSFET(M1、M2)にはそれぞれ負荷抵抗R1とR2が接続されて差動対を構成し、共通に電流源MOSFET(M3)に接続されている。図示を省略した入力信号IN1とIN2に対応する、差動出力OT1とOT2を出力する。LSI10の内部回路は、ネットリスト1に記述され、外部に接続される回路は、テストベンチ2に記述される。なお、図4は、説明のために、極めて簡略な回路例を例示したものである。ノイズの被害を受ける可能性がある回路は、アナログ回路に限定されない。
FIG. 4 is a circuit diagram illustrating an example of a circuit mounted on a semiconductor device that is an object of noise analysis. The
図5は、負電位ノードの波形を表す波形図である。図4に示したネットリスト1とテストベンチ2を使って、回路シミュレーションを実行し、端子OUTを観測したものである。端子OUTには、誘導性負荷13が接続されているので、2段に縦積みされた高耐圧パワーMOSFETである、TrHとTrLにより、交互に駆動されると、逆起電力によってダンピング波形が観測される。接地側のダンピングは、接地電位よりも低い、負電位となる。負電位ノード抽出ステップS1では、このようなノードを負電位ノードとして抽出する。
FIG. 5 is a waveform diagram showing the waveform of the negative potential node. A circuit simulation is executed using the
図7は、ノイズ解析のためのシミュレーション対象のネットリストの一例を表す回路図である。抽出された負電位ノードOUTをエミッタとし、基板をベースとし、例えばアナログ回路の通常耐圧MOSFET(M2)のバックゲートをコレクタとする寄生バイポーラトランジスタBipを、ネットリスト1に付加する(ステップS2)。寄生バイポーラトランジスタBipが付加されたネットリスト1を対象として、第2の回路シミュレーションを行う(ステップS3)。寄生バイポーラトランジスタBipのためのモデルパラメータは、デバイスシミュレータなどを用いて抽出しても良い。ネットリスト1に付加すべき寄生バイポーラトランジスタBipが特定されているので、寄生バイポーラトランジスタを網羅的に抽出し、必要なモデルパラメータ全てについて、デバイスシミュレーションを行って求める、従来技術に対して、デバイスシミュレーションによる計算機負荷を大幅に低減することができる。
FIG. 7 is a circuit diagram illustrating an example of a simulation target netlist for noise analysis. A parasitic bipolar transistor Bip having the extracted negative potential node OUT as the emitter, the substrate as the base, and the collector of the back gate of the normal voltage MOSFET (M2) of the analog circuit, for example, is added to the netlist 1 (step S2). A second circuit simulation is performed on the
判定ステップS4では、そのシミュレーションの結果、所定の信号仕様を満足するか否かの判定を行う。所定の信号仕様を満足するか否かの判定は、通常の設計のための判定基準と同じでよい。寄生バイポーラの影響が、所定の信号仕様にどう影響するかを評価し、影響があっても所定の仕様が満足されていれば、ノイズは十分小さいものとして許容される。 In the determination step S4, it is determined whether or not a predetermined signal specification is satisfied as a result of the simulation. The determination as to whether or not a predetermined signal specification is satisfied may be the same as a determination criterion for normal design. Evaluating how the influence of the parasitic bipolar affects the predetermined signal specifications, and if the predetermined specifications are satisfied even if there is an influence, the noise is allowed to be sufficiently small.
図7に図示した回路は、MOSFET(M2)を被害素子ノードと見たノイズ解析の例である。他のMOSFETにも同時に寄生バイポーラトランジスタBipを接続した、ネットリストを対象としてノイズ解析を行っても良いし、1個ずつ順次接続して複数回のシミュレーションを行ってもよい。複数のMOSFETを同時に被害素子ノードと見たノイズ解析を行えば、複合的な影響を評価することができるが、シミュレーション対象のネットリストは、大規模かつ複雑になり、シミュレーション1回あたりの計算機処理時間は長くなる。 The circuit illustrated in FIG. 7 is an example of noise analysis in which the MOSFET (M2) is viewed as a damaged element node. Noise analysis may be performed for a netlist in which a parasitic bipolar transistor Bip is connected to other MOSFETs at the same time, or a plurality of simulations may be performed by sequentially connecting one by one. If noise analysis is performed with a plurality of MOSFETs simultaneously viewed as a damaged element node, the complex influence can be evaluated, but the netlist to be simulated becomes large and complex, and the computer processing per simulation The time will be longer.
全ての寄生バイポーラ素子を抽出してネットリストに付加する、従来のノイズ解析と比較して、解析対象の寄生バイポーラ素子を、負電位ノードに接続された寄生バイポーラトランジスタのみに限定することができるため、ネットリスト1に付加される寄生バイポーラ素子の数は、大幅に少なくてすむ。したがって、シミュレーション対象のネットリストの規模と複雑さは、著しく軽減される。
Compared to the conventional noise analysis that extracts all parasitic bipolar elements and adds them to the netlist, the analysis target parasitic bipolar elements can be limited to only the parasitic bipolar transistors connected to the negative potential node. The number of parasitic bipolar elements added to the
負電位ノードに接続された寄生バイポーラトランジスタのみに限定することができる理由について説明する。高耐圧トランジスタと通常耐圧トランジスタを単一チップに集積した半導体装置(LSI)10では、高耐圧トランジスタのドレインまたはソースをエミッタとし、基板をベースとし、通常耐圧トランジスタのドレインまたはソースをコレクタとする、npn型バイポーラトランジスタが、寄生バイポーラトランジスタとして形成される。通常、p型半導体基板は接地されているので、pn接合は常時逆バイアスされている。pn接合が順バイアスされない限り、npn型バイポーラトランジスタは増幅動作をしないので、pn接合が順バイアスされる場合についてのみ、寄生バイポーラトランジスタを考慮すればよい。通常、p基板は接地されているのであるから、高耐圧トランジスタのドレインまたはソースが負電位にならなければ、pn接合は順バイアスされない。したがって、高耐圧トランジスタのドレインまたはソースが負電位になる場合についてのみ、考慮すれば良いことになる。なお、負電位を生じる可能性があれば、高耐圧トランジスタのドレインまたはソースには限られない。また、n型基板上に形成した場合は、寄生バイポーラトランジスタはpnp型となり、n基板が電位固定される電位よりも高い電位の場合にのみ、寄生バイポーラトランジスタが動作する。 The reason why it can be limited only to the parasitic bipolar transistor connected to the negative potential node will be described. In a semiconductor device (LSI) 10 in which a high voltage transistor and a normal voltage transistor are integrated on a single chip, the drain or source of the high voltage transistor is used as an emitter, the substrate is used as a base, and the drain or source of the normal voltage transistor is used as a collector. An npn type bipolar transistor is formed as a parasitic bipolar transistor. Usually, since the p-type semiconductor substrate is grounded, the pn junction is always reverse-biased. As long as the pn junction is not forward-biased, the npn-type bipolar transistor does not perform an amplification operation. Therefore, the parasitic bipolar transistor only needs to be considered when the pn junction is forward-biased. Since the p substrate is normally grounded, the pn junction is not forward-biased unless the drain or source of the high breakdown voltage transistor has a negative potential. Therefore, it is only necessary to consider the case where the drain or source of the high voltage transistor has a negative potential. Note that the drain or the source of the high voltage transistor is not limited as long as a negative potential can be generated. Further, when formed on an n-type substrate, the parasitic bipolar transistor is a pnp type, and the parasitic bipolar transistor operates only when the potential of the n substrate is higher than the potential at which the potential is fixed.
〔実施形態2〕
図2は、実施形態2に係る設計方法を表すフローチャートである。実施形態1に係る設計方法を表すフローチャートに対して、被害素子ノード特定ステップ(S6)をさらに含む。図6は、被害素子ノード特定ステップにおける、シミュレーション対象のネットリストの一例を表す回路図である。
[Embodiment 2]
FIG. 2 is a flowchart showing a design method according to the second embodiment. The damage element node specifying step (S6) is further included in the flowchart representing the design method according to the first embodiment. FIG. 6 is a circuit diagram showing an example of a simulation target net list in the damaged element node specifying step.
被害素子ノード特定ステップS6では、例えば図6に示すように、ネットリスト1に含まれるMOSFET(M1,M2,M3)のバックゲートが接続されるノードにノイズ電流源(15_1、15_2、15_3)を接続して、テストベンチを使った第3の回路シミュレーション(S6)を行う。これにより、信号仕様を満足できなくなるノードを被害素子ノードと特定し、信号仕様を満足できなくなるときのノイズ電流源の電流量をクライテリアとして抽出する(S6)。
In the damage element node specifying step S6, for example, as shown in FIG. 6, the noise current sources (15_1, 15_2, 15_3) are connected to the nodes to which the back gates of the MOSFETs (M1, M2, M3) included in the
判定ステップS4では、実施形態1と同様に、負電位ノードをエミッタとし前記半導体装置の基板をベースとし前記被害素子ノードをコレクタとする寄生バイポーラトランジスタ(Bip)を、ネットリスト1に付加して、テストベンチ2を使った第2の回路シミュレーションを行う(S3)。本実施形態では、判定ステップS4において、ステップS6で特定した被害素子ノードにおける電流量が、クライテリアを満足するか否かの判定を行う。
In the determination step S4, as in the first embodiment, a parasitic bipolar transistor (Bip) having a negative potential node as an emitter, a base of the semiconductor device substrate as a base, and a damaged element node as a collector is added to the
図6に例示した回路は、差動増幅回路である。IN1とIN2に入力される差動入力信号の差分が、出力OT1とOT2に差動出力される。VREFは、M3による定電流源の電流値を与える参照電圧である。テストベンチでは、例えば、利得(OT2−OT1)/(IN2−IN1)の線形性に対して、満足すべき信号仕様が与えられているとする。図6に示すように、ネットリスト1に含まれるMOSFET(M1,M2,M3)のバックゲートが接続されるノードにノイズ電流源(15_1、15_2、15_3)を接続して、テストベンチを使った第3の回路シミュレーション(S6)を行う。ノイズ電流源(15_1、15_2、15_3)のそれぞれに、どの程度の大きさのノイズを与えたときに、上記利得の線形性の信号仕様を満足できなくなるかの指標を、予め、第3の回路シミュレーション(S6)によって求めておく。この指標がクライテリアである。判定ステップS4では、求めたクライテリアに基づいて、ノイズ量が許容範囲か否かの判定とする。クライテリアは、計算機上で実行されるプログラムにより自動的に求めることができる。例えば、テストベンチ2の中に信号仕様を満足しているか否かの範囲を行う記述を含めておき、ノイズ電流源(15_1、15_2、15_3)の電流量を徐々に増加して、信号仕様を満たさなくなった時点の電流量をクライテリアとすることができる。
The circuit illustrated in FIG. 6 is a differential amplifier circuit. The difference between the differential input signals input to IN1 and IN2 is differentially output to outputs OT1 and OT2. VREF is a reference voltage that gives the current value of the constant current source by M3. In the test bench, for example, it is assumed that a satisfactory signal specification is given to the linearity of gain (OT2-OT1) / (IN2-IN1). As shown in FIG. 6, noise current sources (15_1, 15_2, 15_3) are connected to nodes to which back gates of MOSFETs (M1, M2, M3) included in the
これにより、被害素子ノードを絞り込むことができ、シミュレーション時間をさらに抑えることができる。 Thereby, the damage element node can be narrowed down, and the simulation time can be further suppressed.
〔実施形態3〕<寄生バイポーラトランジスタのベース電流の算出>
図3は、実施形態2に係る設計方法を表すフローチャートである。実施形態2に対して、寄生バイポーラ素子の電流増幅率hFE算出式の読み込みステップ(S7)と、寄生バイポーラ素子のベース電流、コレクタ電流の算出ステップ(S8)をさらに含む。回路シミュレーション(S3)で用いる寄生バイポーラトランジスタBipを、半導体装置10のレイアウト4におけるウェル層のパターンに基づいて算出された電流増幅率hFEを持つ、電流制御電流源16でモデル化する(S7,S8)。ステップS2では、寄生バイポーラトランジスタBipを、通常のバイポーラトランジスタと同様の高精度なデバイスモデルに代えて、ベース電流が入力されると、それに電流増幅率hFEを比例定数として比例するコレクタ電流を出力する、電流制御電流源によって、モデリングすることができる。
[Embodiment 3] <Calculation of base current of parasitic bipolar transistor>
FIG. 3 is a flowchart showing a design method according to the second embodiment. The second embodiment further includes a step (S7) of reading the current amplification factor h FE calculation formula of the parasitic bipolar element and a step (S8) of calculating the base current and collector current of the parasitic bipolar element. The parasitic bipolar transistor Bip used in the circuit simulation (S3) is modeled by the current control
図8は、ノイズ解析のためのシミュレーション対象のネットリストの別の一例を表す回路図である。LSI10の基板と負電位ノードの間を、寄生ダイオードDsと基板抵抗Rsによる等価回路によって記述する。寄生バイポーラトランジスタBipのベース電流Ibは、寄生ダイオードDsと基板抵抗Rsを流れる電流として求めることができる。寄生バイポーラトランジスタBipのコレクタ電流Icは、電流値が式Ic=hFEIbによって制御される、電流制御電流源16によって、モデリングすることができる。
FIG. 8 is a circuit diagram showing another example of a simulation target netlist for noise analysis. A space between the substrate of the
これにより、多数の寄生バイポーラトランジスタそれぞれに適するモデルパラメータを抽出するための、デバイスシミュレーションを不要とすることができ、ノイズ解析時間のための計算機処理時間を抑えることができる。 This eliminates the need for device simulation for extracting model parameters suitable for each of a large number of parasitic bipolar transistors, and reduces computer processing time for noise analysis time.
図9は、寄生バイポーラトランジスタの電流増幅率算出式の導出方法の一例を表す説明図である。上側に上面図を示し、下側に断面図を示す。断面図に示すように、寄生バイポーラトランジスタBipは、P型エピタキシャル基板30をベースとし、高耐圧トランジスタ側のN型埋め込み層31_1とn型エピタキシャル成長層33_1をエミッタとし、通常耐圧のMOSFET側のN型埋め込み層31_2とN型エピタキシャル成長層33_2をコレクタとして形成される。上面図でみると、2つのNウェル層(Nウェルパターン)41_1と41_2にPウェル層(Pウェルパターン)42が挟まれた箇所である。
FIG. 9 is an explanatory diagram illustrating an example of a method for deriving a current amplification factor calculation formula for a parasitic bipolar transistor. A top view is shown on the upper side, and a cross-sectional view is shown on the lower side. As shown in the cross-sectional view, the parasitic bipolar transistor Bip is based on a P-
一般に、バイポーラトランジスタの電流増幅率hFEは、近似的に以下の式で表すことができる。
hFE=(Ln・dn)/(We・Wb)
ここで、Wbはベース幅、Weはエミッタ幅、Lnとdnはそれぞれキャリアの拡散長および深さである。WbはNウェル層Nwell/Epi41_1と41_2の間隔に相当する。Weは被害を受けるMOSFETのセル幅に相当する。被害を受けるMOSFETは、ゲート37を挟むP型拡散層36を備えて形成されている。拡散長Lnと深さdnは、事前にデバイスシミュレーションなどにより、基板とウェルのドーピングプロファイルに基づいて求めることができる。拡散長Lnと深さdnを求めるために、デバイスシミュレーションが必要になるが、これらのパラメータは、基板とウェルのドーピングプロファイルに基づいて一意に決まり、トランジスタの形状には依存しない。半導体製造プロセスに対して1種類のパラメータがあればよい。
In general, the current amplification factor h FE of a bipolar transistor can be approximately expressed by the following equation.
h FE = (Ln · dn) / (We · Wb)
Here, Wb is the base width, We is the emitter width, and Ln and dn are the carrier diffusion length and depth, respectively. Wb corresponds to an interval between the N well layers Nwell / Epi 41_1 and 41_2. We correspond to the cell width of the damaged MOSFET. The damaged MOSFET is formed with a P-
上に示した式により、電流増幅率hFEを決めるパラメータのうち、ベース幅Wbとエミッタ幅Weは、負電位ノードと被害素子ノードが決まると、その間のウェルのレイアウトパターン形状に基づいて算出され、ノイズ解析の度に再計算が必要となる。一方、拡散長Lnと深さdnは、半導体製造プロセスについて固有のパラメータであるから、ノイズ解析の度に再計算する必要はない。 According to the equation shown above, of the parameters that determine the current amplification factor h FE, base width Wb and the emitter width We is the negative potential node and victim element node is determined, is calculated based on the layout pattern therebetween well Recalculation is required for each noise analysis. On the other hand, since the diffusion length Ln and the depth dn are parameters inherent to the semiconductor manufacturing process, it is not necessary to recalculate each time noise analysis is performed.
これにより、ノイズ解析の度にデバイスシミュレーションを使うことなく、寄生バイポーラトランジスタのベース電流を算出することができ、ノイズ解析時間のための計算機処理時間をさらに抑えることができる。 As a result, the base current of the parasitic bipolar transistor can be calculated without using device simulation for each noise analysis, and the computer processing time for noise analysis time can be further suppressed.
〔実施形態4〕<静的回路解析による寄生バイポーラトランジスタのベース電流の算出>
図10は、寄生ダイオードと基板抵抗素子等を用いた、寄生バイポーラトランジスタの等価回路の作成方法の一例を表す説明図である。
[Embodiment 4] <Calculation of base current of parasitic bipolar transistor by static circuit analysis>
FIG. 10 is an explanatory diagram showing an example of a method for creating an equivalent circuit of a parasitic bipolar transistor using a parasitic diode and a substrate resistance element.
P型エピ基板30上に、NウェルであるN型エピタキシャル成長層33_1〜33_7と、PウェルであるP型エピタキシャル成長層34_1〜34_8とが形成されている。N型埋め込み層31とP型埋め込み層32は、図示を省略した。Nウェル(N型エピタキシャル成長層)33_2と33_4に、高耐圧トランジスタTrLとTrHが、それぞれ形成され、Nウェル(N型エピタキシャル成長層)33_6と33_7に、通常耐圧MOSFETであるM1とM3が、それぞれ形成されている。
On the P-
図4に示した回路例と同様に、高耐圧トランジスタTrLのドレインとTrHのソースが互いに接続されたノードを、負電位ノードとする。高耐圧トランジスタTrLのドレインは、N型拡散層35_2、35_4であり、Nウェル(N型エピタキシャル成長層)33_2内に形成され、P型基板30との間にPN接合が形成されており、寄生バイポーラトランジスタBipのエミッタとして機能する。P型基板30はベースである。通常耐圧MOSFETであるM1を被害素子とすると、Nウェル(N型エピタキシャル成長層)33_7がM1のバックゲートに接続されている。Nウェル(N型エピタキシャル成長層)33_7は、P型基板30との間にPN接合が形成されており、寄生バイポーラトランジスタBipのコレクタとして機能する。
Similar to the circuit example shown in FIG. 4, a node where the drain of the high voltage transistor TrL and the source of TrH are connected to each other is defined as a negative potential node. The drains of the high breakdown voltage transistor TrL are N-type diffusion layers 35_2 and 35_4, which are formed in an N-well (N-type epitaxial growth layer) 33_2, and a PN junction is formed between the P-
寄生バイポーラトランジスタBipの電極間(ベース・エミッタ間、ベース・コレクタ間)の基板30を格子状のRCネットワークとして、等価回路を抽出する。基板30は、Pウェルと同じ層のP型エピタキシャル成長層34_3〜34_8を介して接地されている。所謂基板コンタクトである。P型エピタキシャル成長層34_3〜34_8と基板30の縦方向の抵抗は、Rs_2,Rs_4、Rs_7、Rs_9、Rs_13、Rs_16としてモデル化する。PN接合が形成されている高耐圧トランジスタTrHのドレインは、高電圧電源VDHに接続されているので、寄生ダイオードDs_2としてモデル化する。寄生ダイオードDs_2は逆バイアスされているので、容量として機能する。PN接合が形成されている通常耐圧トランジスタM3のウェルは、寄生ダイオードDs_3としてモデル化する。負電位ノードには、ノイズ発生源として機能する電流源15を接続し、被害素子である通常耐圧もSFETM1のバックゲートには、電流源16を接続する。
An equivalent circuit is extracted using the
図11は、実施形態4に係る設計方法を表すフローチャートである。上述のように、寄生ダイオードDsと基板抵抗素子Rsを用いた等価回路でモデル化する。実施形態3に対して、被害素子ノード及びクライテリア特定ステップ(S6)と寄生バイポーラ素子の電流増幅率hFE算出式の読み込みステップ(S7)の間に、格子状RCネットワークの抽出(S9)と回路シミュレーション(S10)を行う。格子状RCネットワークの抽出(S9)では、上述のように、寄生バイポーラトランジスタBipの電極間(ベース・エミッタ間、ベース・コレクタ間)の基板30を格子状のRCネットワークとして、等価回路を抽出する。格子状のRCネットワークは、図10には断面図を示して深さ方向と電極間方向に2次元的に広がる格子状のRCネットワークとして説明したが、基板表面に平行な方向にも広がる、3次元的な格子状RCネットワークとしてモデル化しても良い。負電位ノードには、ノイズ発生源として機能する電流源15を接続し、被害素子である通常耐圧もSFETM1のバックゲートには、寄生バイポーラトランジスタBipのコレクタ電流として機能する、電流源16を接続する。
FIG. 11 is a flowchart illustrating a design method according to the fourth embodiment. As described above, modeling is performed with an equivalent circuit using the parasitic diode Ds and the substrate resistance element Rs. Compared to the third embodiment, the extraction of the lattice RC network (S9) and the circuit between the damage element node and criteria identification step (S6) and the reading step (S7) of the current amplification factor hFE calculation formula of the parasitic bipolar element A simulation (S10) is performed. In the extraction of the lattice RC network (S9), as described above, the equivalent circuit is extracted using the
回路シミュレーションS10は、過渡解析でなはなく、AC解析やDC解析などの静的回路解析でよい。ノイズ発生源として機能する電流源15、格子状のRCネットワーク、および、寄生バイポーラトランジスタBipのコレクタ電流として機能する電流源16は、全て線形素子であるため、AC解析やDC解析などの静的回路解析の結果は、過渡解析の結果と一致する。計算機への負荷が小さい、静的回路解析を行えば良いので、ノイズ解析時間のための計算機処理時間をさらに抑えることができる。
The circuit simulation S10 may be a static circuit analysis such as an AC analysis or a DC analysis, not a transient analysis. Since the
以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。 Although the invention made by the present inventor has been specifically described based on the embodiments, it is needless to say that the present invention is not limited thereto and can be variously modified without departing from the gist thereof.
例えば、電子計算機上のソフトウェアによってノイズ解析を行う設計支援システムとして実施形態を開示したが、電子計算機は、大型のスーパーコンピュータから、エンジニアリング・ワークステーション、パーソナル・コンピュータなど、如何なる電子計算機にも適用できる。また、ソフトウェアは、独立して動作するアプリケーション・ソフトウェアであっても、さらに大きな設計ツールの中にサブプログラムなどとして組み込まれた1機能であっても良い。 For example, the embodiment has been disclosed as a design support system that performs noise analysis by software on an electronic computer. However, the electronic computer can be applied to any electronic computer such as a large supercomputer, an engineering workstation, and a personal computer. . Further, the software may be application software that operates independently, or may be a single function incorporated as a subprogram or the like in a larger design tool.
1 ネットリスト
2 テストベンチ
3 バイポーラトランジスタの電流増幅率hFE算出式
4 レイアウトデータ
S1 負電位ノード抽出ステップ
S2 ネットリストに寄生バイポーラトランジスタを付加
S3 回路シミュレーション
S4 判定ステップ
S5 対策(レイアウト設計変更、回路設計変更)
S6 被害素子ノード及びクライテリアを特定するステップ
S7 寄生バイポーラ素子の電流増幅率hFE算出式の読み込み
S8 寄生バイポーラ素子のベース電流、コレクタ電流の算出
S9 格子状RCネットワークの抽出
S10 静的回路解析
TrH、TrL 高耐圧トランジスタ
M1、M2、M3 通常耐圧MOSFET
Bip 寄生バイポーラトランジスタ
Ds 寄生ダイオード
Rs 基板抵抗
Cs 寄生容量
R 抵抗
C 容量
VH、VL、VA 電源
10 LSI
11、12 駆動回路
13 誘導性負荷
14 ダイオード
15 ノイズ電流源
16 電流源(Ic)
30 基板
31 N型埋め込み層
32 P型埋め込み層
33 N型エピタキシャル成長層
34 P型エピタキシャル成長層
35 N型拡散層
36 P型拡散層
37 ゲート
41 Nウェル層
42 Pウェル層
1
S6 Step of identifying damaged element node and criteria S7 Reading of current amplification factor h FE of parasitic bipolar element S8 Calculation of base current and collector current of parasitic bipolar element S9 Extraction of lattice RC network S10 Static circuit analysis TrH, TrL High voltage transistor M1, M2, M3 Normal voltage MOSFET
Bip Parasitic bipolar transistor Ds Parasitic diode Rs Substrate resistance Cs Parasitic capacitance R Resistance C Capacitance VH, VL,
11 and 12
30 Substrate 31 N-type buried layer 32 P-type buried layer 33 N-type epitaxial growth layer 34 P-type epitaxial growth layer 35 N-type diffusion layer 36 P-
Claims (10)
前記負電位ノード抽出ステップは、前記半導体装置のネットリストと前記ネットリストを含むテストベンチを使った第1の回路シミュレーションを行うことにより、前記ネットリストにおいて接地電位よりも低い負電位レベルとなりうる負電位ノードを抽出し、
前記寄生バイポーラトランジスタ付加ステップは、前記負電位ノードをエミッタとし前記半導体装置の基板をベースとし前記ネットリストに含まれるMOSFETのバックゲートをコレクタとする寄生バイポーラトランジスタを、前記ネットリストに付加し、
前記判定ステップは、前記寄生バイポーラトランジスタが付加された前記ネットリストに対して前記テストベンチを使った第2の回路シミュレーションを行うことにより、所定の信号仕様を満足するか否かの判定を行う、設計方法。 A method for designing a semiconductor device in which a plurality of MOSFETs are formed on an n-type semiconductor substrate, comprising a negative potential node extraction step, a parasitic bipolar transistor addition step, and a determination step, and according to a program operating on an electronic computer Executed,
The negative potential node extracting step performs a first circuit simulation using a netlist of the semiconductor device and a test bench including the netlist, so that a negative potential level lower than a ground potential in the netlist can be obtained. Extract potential nodes,
The parasitic bipolar transistor adding step adds a parasitic bipolar transistor having the negative potential node as an emitter, a substrate of the semiconductor device as a base, and a back gate of a MOSFET included in the netlist as a collector, to the netlist,
The determination step determines whether or not a predetermined signal specification is satisfied by performing a second circuit simulation using the test bench on the netlist to which the parasitic bipolar transistor is added. Design method.
前記判定ステップは、前記負電位ノードをエミッタとし前記半導体装置の基板をベースとし前記被害素子ノードをコレクタとする寄生バイポーラトランジスタを、前記ネットリストに付加して、テストベンチを使った第2の回路シミュレーションを行うことにより、前記被害素子ノードにおける電流量が前記クライテリアを超えるか否かの判定を行う、設計方法。 2. The signal specification is satisfied by performing a third circuit simulation using the test bench by connecting a noise current source to a node to which a back gate of the MOSFET included in the netlist is connected. Further including a damaged element node identifying step of identifying a node that cannot be performed as a damaged element node, and extracting a current amount of the noise current source when the signal specification cannot be satisfied as a criterion;
The determination step includes adding a parasitic bipolar transistor having the negative potential node as an emitter, the substrate of the semiconductor device as a base, and the damaged element node as a collector to the netlist, and a second circuit using a test bench. A design method for determining whether or not an amount of current in the damaged element node exceeds the criterion by performing a simulation.
前記負電位ノード抽出ステップは、前記半導体装置のネットリストと前記ネットリストを含むテストベンチを使った第1の回路シミュレーションを行うことにより、前記ネットリストにおいて接地電位よりも低い負電位レベルとなりうる負電位ノードを抽出し、
前記寄生バイポーラトランジスタ付加ステップは、前記負電位ノードをエミッタとし前記半導体装置の基板をベースとし前記ネットリストに含まれるMOSFETのバックゲートをコレクタとする寄生バイポーラトランジスタを、前記ネットリストに付加し、
前記判定ステップは、前記寄生バイポーラトランジスタが付加された前記ネットリストに対して前記テストベンチを使った第2の回路シミュレーションを行うことにより、所定の信号仕様を満足するか否かの判定を行う、プログラム。 A program that operates on an electronic computer, including a negative potential node extraction step, a parasitic bipolar transistor addition step, and a determination step, for noise analysis in a semiconductor device in which a plurality of MOSFETs are formed on an n-type semiconductor substrate. And
The negative potential node extracting step performs a first circuit simulation using a netlist of the semiconductor device and a test bench including the netlist, so that a negative potential level lower than a ground potential in the netlist can be obtained. Extract potential nodes,
The parasitic bipolar transistor adding step adds a parasitic bipolar transistor having the negative potential node as an emitter, a substrate of the semiconductor device as a base, and a back gate of a MOSFET included in the netlist as a collector, to the netlist,
The determination step determines whether or not a predetermined signal specification is satisfied by performing a second circuit simulation using the test bench on the netlist to which the parasitic bipolar transistor is added. program.
前記被害素子ノード特定ステップは、前記ネットリストに含まれるMOSFETのバックゲートが接続されるノードにノイズ電流源を接続して、前記テストベンチを使った第3の回路シミュレーションを行うことにより、前記信号仕様を満足できなくなるノードを被害素子ノードと特定し、前記信号仕様を満足できなくなるときの前記ノイズ電流源の電流量をクライテリアとして抽出し、
前記判定ステップは、前記負電位ノードをエミッタとし前記半導体装置の基板をベースとし前記被害素子ノードをコレクタとする寄生バイポーラトランジスタを、前記ネットリストに付加して、テストベンチを使った第2の回路シミュレーションを行うことにより、前記被害素子ノードにおける電流量が前記クライテリアを超えるか否かの判定を行う、プログラム。 The program according to claim 6, further comprising a victim element node specifying step,
In the damage element node specifying step, a noise current source is connected to a node to which a back gate of a MOSFET included in the netlist is connected, and a third circuit simulation using the test bench is performed, whereby the signal The node that cannot satisfy the specification is identified as a damaged element node, and the current amount of the noise current source when the signal specification cannot be satisfied is extracted as a criterion.
The determination step includes adding a parasitic bipolar transistor having the negative potential node as an emitter, the substrate of the semiconductor device as a base, and the damaged element node as a collector to the netlist, and a second circuit using a test bench. A program for determining whether or not the amount of current at the damaged element node exceeds the criteria by performing a simulation.
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JP2013156238A JP2015026296A (en) | 2013-07-29 | 2013-07-29 | Design method and program |
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