JP2014226006A - Current controller - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、PWM制御によりスイッチング素子をスイッチング動作させることで、負荷に通電される電流を制御する電流制御装置に関する。 The present invention relates to a current control device that controls a current supplied to a load by switching a switching element by PWM control.
例えば特許文献1には、LCDのバックライトに電源を供給する昇圧DC−DCコンバータを用いた電源装置において、バックライトの光源であるLEDに定電流を供給するため、電流制限抵抗の端子電圧をコンパレータにより基準電源と比較して、ON/OFF制御回路がMOSFETを、PWM或いはVFM制御する構成が開示されている(図11参照)。 For example, in Patent Document 1, in a power supply device using a step-up DC-DC converter that supplies power to a backlight of an LCD, a constant current is supplied to an LED that is a light source of the backlight. A configuration in which an ON / OFF control circuit controls a MOSFET by PWM or VFM as compared with a reference power supply by a comparator is disclosed (see FIG. 11).
上記の構成では、LEDの駆動電流は電流制限抵抗の抵抗値によって決まるため、駆動電流,すなわちLEDの発光輝度を変化させることができないという問題がある。
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、負荷に通電する定電流量を制御回路がスイッチング制御する構成において、前記定電流量を可変制御できる電流制御装置を提供することにある。
In the above configuration, since the drive current of the LED is determined by the resistance value of the current limiting resistor, there is a problem that the drive current, that is, the emission luminance of the LED cannot be changed.
The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to provide a current control device capable of variably controlling the constant current amount in a configuration in which a control circuit performs switching control of the constant current amount to be supplied to a load. It is in.
請求項1記載の電流制御装置によれば、第1制御回路は、負荷電流を検出するための電流検出抵抗素子の端子電圧に基づいて決まる入力端子の電圧が、所定電圧となるようにスイッチング素子をスイッチング動作させる。第2制御回路が出力する内部制御用PWM信号は積分回路に入力され、積分回路の出力端子は第1制御回路の前記入力端子に接続される。そして、第2制御回路は、外部より与えられる制御条件に応じて内部制御用PWM信号のデューティ比を変化させて負荷電流を制御する。 According to the current control device of claim 1, the first control circuit is configured so that the voltage at the input terminal determined based on the terminal voltage of the current detection resistor element for detecting the load current becomes a predetermined voltage. The switching operation is performed. The internal control PWM signal output from the second control circuit is input to the integration circuit, and the output terminal of the integration circuit is connected to the input terminal of the first control circuit. The second control circuit controls the load current by changing the duty ratio of the internal control PWM signal in accordance with a control condition given from the outside.
このように構成すれば、積分回路の出力端子の電位は、第2制御回路が出力する内部制御用PWM信号のデューティ比に応じて変化するので、その変化に伴い、第1制御回路の入力端子の電位も変化する。したがって、第1制御回路が行うスイッチング制御の状態も、上記入力端子の電位変化に伴い変化することになる。結果として、第2制御回路が出力する内部制御用PWM信号のデューティ比により負荷に供給する定電流量を変化させることができ、負荷の駆動状態が制御可能になる。 With this configuration, the potential of the output terminal of the integration circuit changes according to the duty ratio of the internal control PWM signal output from the second control circuit. The potential also changes. Therefore, the state of the switching control performed by the first control circuit also changes with the potential change of the input terminal. As a result, the constant current amount supplied to the load can be changed by the duty ratio of the internal control PWM signal output from the second control circuit, and the drive state of the load can be controlled.
請求項2記載の電流制御装置によれば、第2制御回路を第1制御回路のイネーブル制御も行うように構成し、電源が投入されて起動すると、第2制御回路は第1制御回路をディスエーブル状態に保持している間に、積分回路を構成するコンデンサを充電するための初期電圧信号を出力する。そして、初期電圧信号の出力を停止して内部制御用PWM信号の出力を開始すると、第1制御回路をイネーブル状態に切り替える。 According to the current control device of the second aspect, the second control circuit is configured to also perform the enable control of the first control circuit, and when the power is turned on and started, the second control circuit disables the first control circuit. While maintaining the enabled state, an initial voltage signal for charging the capacitor constituting the integrating circuit is output. When the output of the initial voltage signal is stopped and the output of the internal control PWM signal is started, the first control circuit is switched to the enable state.
このように構成すれば、第1制御回路がスイッチング素子の制御を開始する以前に、積分回路を構成するコンデンサが初期電圧信号により充電される。したがって、第1制御回路がスイッチング素子の制御を開始する段階では、積分回路の出力端子の電位がある程度上昇した状態になるので、負荷に対する初期の通電電流量が過大になることを抑制できる。 If comprised in this way, before the 1st control circuit starts control of a switching element, the capacitor | condenser which comprises an integrating circuit will be charged by an initial voltage signal. Therefore, when the first control circuit starts controlling the switching element, the potential of the output terminal of the integrating circuit is raised to some extent, so that it is possible to prevent the initial energization current amount for the load from becoming excessive.
(第1実施形態)
図1に示すように、駆動装置1(電流制御装置)の入力端子2a,2b間には、図示しない直流電源(例えば、車載バッテリなど)が接続されている。また、入力端子2a,2b間には、NチャネルMOSFET(スイッチング素子)3,コイル4,直列接続された複数個のLED5(負荷)及び電流検出抵抗6(電流検出抵抗素子)の直列回路が接続されている。NチャネルMOSFET3のソースと、入力端子2bとの間には、逆方向のダイオード7が接続されており、LED5の最上部のアノードと入力端子2bとの間には、NチャネルMOSFET8(スイッチング素子)が接続されている。
(First embodiment)
As shown in FIG. 1, a DC power source (not shown) such as an in-vehicle battery is connected between the
LED5の最下部のカソードと電流検出抵抗6との共通接続点は、抵抗9を介して制御IC10(第1制御回路)の入力端子11に接続されている。制御IC10は、前記入力端子11の電位を一定とするように、NチャネルMOSFET3及び8をスイッチング制御することで、LED5に通電する駆動電流を一定とするように制御する。すなわち、NチャネルMOSFET3及び8,コイル4及び制御IC10は、昇降圧DCDCコンバータを構成している。LED5は、例えば車両のヘッドライトであり、駆動電流値に応じて発光輝度が決まる。
A common connection point between the lowermost cathode of the LED 5 and the
制御IC10は、マイクロコンピュータ(マイコン)12が出力するイネーブル信号ENによりイネーブル制御される。また、マイコン12(第2制御回路)の出力端子は、抵抗13及びコンデンサ14からなる積分回路15の入力端子に接続されており、積分回路15の出力端子は、抵抗16を介して制御IC10の入力端子11に接続されている。
The control IC 10 is enable-controlled by an enable signal EN output from a
マイコン12は、図示しない各種のセンサより温度や電源電圧,周囲環境の照度やナビ情報(車両の位置),ヘッドライトのポジション等の各種情報(制御条件)を取得する(アナログ信号については、A/D変換して読み込む)。電源電圧については、必要に応じて分圧して読み込むようにしても良い。また、マイコン12は、後述するように積分回路15にPWM信号(内部制御用PWM信号)を出力することで、入力端子11の電位を制御する。
The
次に、本実施形態の作用について説明する。電源が投入されてマイコン12のパワーオンリセットが解除されると(図3(a),(b)参照)、図2に示すように、マイコン12は、先ずイネーブル信号ENをローレベルにして制御IC10をディスエーブル(OFF)にする(S1,図3(c)参照)。それと同時に、積分回路15にデューティ100%のPWM信号(初期電圧信号)を出力し(S2)、コンデンサ14の充電を開始する(図3(d),(e)参照;初期電圧制御)。図2におけるステップS1及びS2は初期処理(Init処理)である。
Next, the operation of this embodiment will be described. When the power is turned on and the power-on reset of the
それから、マイコン12は、コンデンサ14の端子電圧が十分上昇するように一定時間の経過待ちをして(S3)、一定時間が経過すると(YES)イネーブル信号ENをハイレベルにして制御IC10をイネーブル(ON)にする(S4,図3(c)参照)。その後、マイコン12は、各種センサより温度や電源電圧,周囲環境の照度やナビ情報(車両の位置),ヘッドライトのポジション等の各種情報(制御条件)を取得する(S5)。すると、マイコン12は、それらの情報に基づいてヘッドライトの輝度を決定するPWM信号のデューティ比を算出し(S6)、算出したデューティ比を設定してPWM信号を積分回路15に出力する(S7,図3(d)参照))。尚、ステップS3〜S7の処理は無限ループである。
Then, the
ここで、マイコン12が出力するPWM信号のデューティ比によって、LED5の発光輝度が決まる原理について説明する。図5に示すように、電流検出抵抗6(抵抗値Rs)に流れる電流をIとすると、電流検出抵抗6の端子電圧Vsは、
Vs=Rs×I …(1)
となる。そして、入力端子11の電位をVfb,抵抗9(抵抗値R3)の端子電圧をV3とすると、端子電圧V3は、
V3=Vfb−Vs …(2)
となる。
Here, the principle that the light emission luminance of the LED 5 is determined by the duty ratio of the PWM signal output from the
Vs = Rs × I (1)
It becomes. When the potential of the
V3 = Vfb−Vs (2)
It becomes.
マイコン12の出力端子の電位をVpwm,抵抗13及び15の抵抗値をそれぞれR1及びR2とすると、(1),(2)式と抵抗9による分圧比との関係から、
Vpwm=(Vfb−Vs)/{R3/(R1+R2+R3)} …(3)
I=Vfb/Rs−R3/Rs/(R1+R2+R3)×Vpwm…(4)
となる。
Assuming that the potential of the output terminal of the
Vpwm = (Vfb−Vs) / {R3 / (R1 + R2 + R3)} (3)
I = Vfb / Rs−R3 / Rs / (R1 + R2 + R3) × Vpwm (4)
It becomes.
一方、マイコン12の出力端子電位Vpwmは、リファレンス電圧Vref(ハイレベル)及びデューティ比Dutyの関係と、積分回路15を介すことで定電圧源とみなすことができる。
Vpwm=Vref×Duty …(5)
したがって(4),(5)式から、デューティ比Dutyを変化させることで、図6に示すように、負荷電流Iを変化させることができる。
On the other hand, the output terminal potential Vpwm of the
Vpwm = Vref × Duty (5)
Therefore, by changing the duty ratio Duty from the equations (4) and (5), the load current I can be changed as shown in FIG.
また、マイコン12がステップS1及びS2の処理を行う理由は、以下の通りである。図4に示すように、マイコン12が上記の処理を行わない場合、制御IC10は、マイコン12とほぼ同時に動作を開始することになる((b),(c)参照)。そして、マイコン12は、所定デューティ比のPWM信号の出力を開始するので((d)参照)、コンデンサ14の端子電圧は緩やかに上昇する((e)参照)。
The reason why the
すると、制御IC10が動作を開始した時点の入力端子11の電位が低いため、制御IC10は、その低い電位に応じて当初はNチャネルMOSFET3をフルオンさせるようになり、大きな負荷電流Iが流れてオーバーシュートが発生する((f)参照)。そこで、マイコン12は、起動時は制御IC10をディスエーブル状態にしておき、その間にコンデンサ14の端子電圧をある程度上昇させることでオーバーシュートの発生を回避している。
Then, since the potential of the
以上のように本実施形態によれば、駆動装置1において、制御IC10は、負荷電流Iを検出するための電流検出抵抗6の端子電圧Vsに基づいて決まる入力端子11の電圧Vfbが所定電圧となるように、NチャネルMOSFET3及び8をスイッチング動作させる。そして、マイコン12は、外部より与えられる制御条件に応じて積分回路15に出力するPWM信号のデューティ比を変化させて負荷電流Iを制御する。
As described above, according to the present embodiment, in the driving device 1, the
これにより、積分回路15の出力端子の電位を上記デューティ比に応じて変化させ、入力端子11の電位Vfbを変化させる。したがって、制御IC10が行うスイッチング制御の状態が電位Vfbの変化に伴い変化して、上記デューティ比によりLED5に供給する定電流量Iを変化させ、ヘッドライトの発光輝度を制御することができる。
Thereby, the potential of the output terminal of the integrating
また、マイコン12により制御IC10のイネーブル制御を行い、電源が投入されて起動すると、マイコン12は制御IC10をディスエーブル状態に保持している間に、積分回路15を構成するコンデンサ14を充電するためのデューティ100%のPWM信号を出力する。そして、前記信号の出力を停止して所定デューティ比(<100%)のPWM信号の出力を開始すると、制御IC10をイネーブル状態に切り替える。
Further, when the
これにより、制御IC10がNチャネルMOSFET3及び8の制御を開始する以前にコンデンサ14が充電されるので、制御IC10がNチャネルMOSFET3及び8の制御を開始する段階では、積分回路15の出力端子の電位がある程度上昇している。したがって、LED5に対する初期の通電電流量が過大になりオーバーシュートが発生することを抑制できる。
As a result, the
(第2実施形態)
以下、第1実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。図7に示すように、第2実施形態の駆動装置21には、マイコン12に代わるマイコン22(第2制御回路)が配置されている。マイコン22は、積分回路15の出力端子の電位をA/D変換して読み込む。そして、その電位をモニタしながらコンデンサ14の初期電圧制御を行う。
(Second Embodiment)
Hereinafter, the same parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, description thereof will be omitted, and different parts will be described below. As shown in FIG. 7, a microcomputer 22 (second control circuit) in place of the
次に、第2実施形態の作用について説明する。図8に示すように、マイコン22は、ステップS2を実行すると、充電フラグをOFF(リセット)にする(S11)。そして、コンデンサ14の端子電圧(電荷情報)をA/D変換して取得すると(S12)、充電フラグがOFFか否かを判断する(S13)。充電フラグがOFFでなければ(NO)ステップS4に移行して第1実施形態と同様の処理を行う。
Next, the operation of the second embodiment will be described. As shown in FIG. 8, after executing step S2, the
一方、充電フラグがOFFであれば(YES)、コンデンサの端子電圧が所定の閾値以上か否かを判断し(S14)、閾値未満であれば(NO)ステップS12に移行する(無限ループ)。そして、コンデンサの端子電圧が閾値以上であれば(YES)、充電フラグをON(セット)にしてから(S15)ステップS4に移行する。すなわち、ステップS14で「YES」と判断するまで、初期電圧制御が継続される。ここで、上記閾値は、初期電圧制御の終了後に所定デューティ比のPWM信号を出力することで、積分回路15の出力端子の電位を、制御目標電圧に等しく設定すると良い。 On the other hand, if the charge flag is OFF (YES), it is determined whether the terminal voltage of the capacitor is equal to or higher than a predetermined threshold (S14), and if it is less than the threshold (NO), the process proceeds to step S12 (infinite loop). If the terminal voltage of the capacitor is equal to or higher than the threshold (YES), the charging flag is turned on (set) (S15), and the process proceeds to step S4. That is, the initial voltage control is continued until “YES” is determined in step S14. Here, the threshold value may be set equal to the control target voltage by outputting a PWM signal having a predetermined duty ratio after the initial voltage control is completed.
すなわち、そのように設定することで、図9に示すように、マイコン22が初期電圧制御を行う期間がより短くなり((d),(e)参照)、制御IC10はスイッチング制御をより速く開始するようになる。また、制御IC10がスイッチング制御を開始した時点で、積分回路15の出力電圧は上記目標電圧に達しているので、負荷電流Iもより早く制御目標値に達するようになる。
That is, by setting in this way, as shown in FIG. 9, the period during which the
以上のように第2実施形態によれば、マイコン22は、積分回路15の出力電圧をモニタしてPWM信号の出力を開始するタイミングを決定するので、制御IC10はスイッチング制御をより速く開始することができる。また、マイコン22は、積分回路15の出力電圧がPWM信号の出力により制御する目標電圧に等しくなるとPWM信号の出力を開始する。したがって、負荷電流Iもより早く制御目標値に達するようになり、制御応答性が一層向上する。
As described above, according to the second embodiment, the
本発明は上記した、又は図面に記載した実施形態にのみ限定されるものではなく、以下のような変形又は拡張が可能である。
NチャネルMOSFET3に替えて、PチャネルMOSFETを用いても良い。
第2制御回路については、マイコン12に限ることなく、DSP(Digital Signal Processor)やFPGA(Field Programmable Gate Array)等により構成しても良い。
昇降圧コンバータに限ることなく、昇圧コンバータ,降圧コンバータに適用しても良い。
スイッチング素子はMOSFETに限ることなく、バイポーラトランジスタやIGBTなどでも良い。
負荷はLEDに限ることなく、定電流駆動に適した負荷であれば適用可能である。
The present invention is not limited to the embodiments described above or shown in the drawings, and the following modifications or expansions are possible.
A P-channel MOSFET may be used in place of the N-
The second control circuit is not limited to the
The present invention is not limited to a buck-boost converter, and may be applied to a boost converter and a buck converter.
The switching element is not limited to a MOSFET but may be a bipolar transistor or IGBT.
The load is not limited to the LED, and any load suitable for constant current driving can be applied.
図面中、1は駆動装置(電流制御装置)、3はNチャネルMOSFET(スイッチング素子)、5はLED(負荷)、6は電流検出抵抗(電流検出抵抗素子)、8はNチャネルMOSFET(スイッチング素子)、10は制御IC(第1制御回路)、11は入力端子、12はマイクロコンピュータ(第2制御回路)、14はコンデンサ、15は積分回路を示す。 In the drawings, 1 is a drive device (current control device), 3 is an N channel MOSFET (switching element), 5 is an LED (load), 6 is a current detection resistor (current detection resistor element), and 8 is an N channel MOSFET (switching element). ) 10 is a control IC (first control circuit), 11 is an input terminal, 12 is a microcomputer (second control circuit), 14 is a capacitor, and 15 is an integration circuit.
Claims (4)
前記負荷電流を検出するための電流検出抵抗素子(6)と、
この電流検出抵抗素子の端子電圧に基づいて決まる入力端子の電圧が所定電圧となるように、前記スイッチング素子をスイッチング動作させる第1制御回路(10)と、
内部制御用PWM信号を出力する第2制御回路(12,22)と、
前記内部制御用PWM信号が入力される積分回路(15)とを備え、
前記積分回路の出力端子は、前記第1制御回路の入力端子に接続されており、
前記第2制御回路は、外部より与えられる制御条件に応じて前記内部制御用PWM信号のデューティ比を変化させ、前記負荷電流を制御することを特徴とする電流制御装置。 In a current control device that controls a current (hereinafter referred to as a load current) energized to the load (5) by switching the switching elements (3, 8) by PWM (Pulse Width Modulation) control.
A current detection resistor element (6) for detecting the load current;
A first control circuit (10) for switching the switching element so that the voltage of the input terminal determined based on the terminal voltage of the current detection resistor element becomes a predetermined voltage;
A second control circuit (12, 22) for outputting an internal control PWM signal;
An integration circuit (15) to which the internal control PWM signal is input,
An output terminal of the integrating circuit is connected to an input terminal of the first control circuit;
The current control device, wherein the second control circuit controls the load current by changing a duty ratio of the internal control PWM signal according to a control condition given from the outside.
電源が投入されて起動すると、前記第1制御回路をディスエーブル状態に保持している間に、前記積分回路を構成するコンデンサ(14)を充電するための初期電圧信号を出力し、
前記初期電圧信号の出力を停止して前記内部制御用PWM信号の出力を開始すると、前記第1制御回路をイネーブル状態に切り替えることを特徴とする請求項1記載の電流制御装置。 The second control circuit is configured to perform enable control of the first control circuit,
When the power is turned on and activated, an initial voltage signal for charging the capacitor (14) constituting the integrating circuit is output while the first control circuit is held in a disabled state.
2. The current control device according to claim 1, wherein when the output of the initial voltage signal is stopped and the output of the internal control PWM signal is started, the first control circuit is switched to an enable state.
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