JP2014193029A - Power transmission apparatus, power reception apparatus, and non-contact power transmission device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、送電機器、受電機器及び非接触電力伝送装置に関する。 The present invention relates to a power transmission device, a power reception device, and a non-contact power transmission device.
電源コードや送電ケーブルを用いない非接触電力伝送装置として、例えば交流電力が供給される1次側コイルを有する送電機器と、1次側コイルから非接触で交流電力を受電可能な2次側コイルを有する受電機器とを備えているものが知られている(例えば特許文献1参照)。かかる非接触電力伝送装置においては、例えば1次側コイルと2次側コイルとが磁場共鳴することにより、送電機器から受電機器に交流電力が伝送される。 As a non-contact power transmission device that does not use a power cord or a power transmission cable, for example, a power transmission device having a primary coil to which AC power is supplied, and a secondary coil that can receive AC power in a non-contact manner from the primary coil There is known a device including a power receiving device having (see, for example, Patent Document 1). In such a non-contact power transmission device, for example, AC power is transmitted from the power transmitting device to the power receiving device by magnetic resonance between the primary coil and the secondary coil.
ここで、上記のような非接触電力伝送装置においては、例えば伝送効率の向上等を図るべく、インピーダンス変換部を設ける場合がある。この場合、1次側コイル及び2次側コイルの相対位置の変動等によって、インピーダンス変換部によって変換されたインピーダンスと目標のインピーダンスとの間にずれが生じ得る。このため、インピーダンスの調整が求められる場合がある。かといって、インピーダンスの調整に係る構成を設けることによって不要な電力損失が発生することは好ましくない。 Here, in the non-contact power transmission apparatus as described above, for example, an impedance converter may be provided in order to improve transmission efficiency. In this case, a deviation may occur between the impedance converted by the impedance converter and the target impedance due to fluctuations in the relative positions of the primary coil and the secondary coil. For this reason, adjustment of impedance may be required. However, it is not preferable that unnecessary power loss occurs due to the provision of the impedance adjustment.
なお、上述した事情は、インピーダンス変換部を有するものであれば、非接触電力伝送装置に限られず、非接触で受電機器に交流電力を送電可能な送電機器や、送電機器から非接触で交流電力を受電可能な受電機器にも共通する事情である。 The situation described above is not limited to a non-contact power transmission device as long as it has an impedance conversion unit, and is a non-contact power transmission device that can transmit AC power to a power receiving device or a non-contact AC power from a power transmission device. This is also common to power receiving devices that can receive power.
本発明は、上述した事情を鑑みてなされたものであり、インピーダンスの調整を好適に行いつつ、不要な電力損失を抑制することができる送電機器、受電機器及び非接触電力伝送装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above-described circumstances, and provides a power transmission device, a power reception device, and a non-contact power transmission device that can suppress unnecessary power loss while suitably adjusting impedance. With the goal.
上記目的を達成する送電機器は、交流電力が供給される1次側コイルを有し、2次側コイルを有する受電機器に対して非接触で前記交流電力を送電可能であり、前記1次側コイルの入力側に設けられ、インピーダンス変換を行うインピーダンス変換部と、前記インピーダンス変換部とは別に設けられた抵抗と、前記抵抗と前記インピーダンス変換部とが導通され、前記交流電力が前記抵抗及び前記インピーダンス変換部を介して前記1次側コイルに供給される導通状態、又は、前記抵抗と前記インピーダンス変換部とが遮断され、前記交流電力が前記インピーダンス変換部を介して前記1次側コイルに供給される遮断状態に切り替わるスイッチング素子と、を備えていることを特徴とする。 A power transmission device that achieves the above-described object has a primary coil to which AC power is supplied, can transmit the AC power in a contactless manner with respect to a power receiving device having a secondary coil, and the primary side An impedance conversion unit that is provided on the input side of the coil and performs impedance conversion, a resistor provided separately from the impedance conversion unit, the resistor and the impedance conversion unit are electrically connected, and the AC power is supplied to the resistor and the impedance The conduction state supplied to the primary coil via the impedance converter, or the resistance and the impedance converter are interrupted, and the AC power is supplied to the primary coil via the impedance converter. And a switching element that switches to a cut-off state.
かかる構成によれば、スイッチング素子が導通状態である場合、抵抗とインピーダンス変換部とが協働してインピーダンス変換を行うこととなる。一方、スイッチング素子が遮断状態である場合、抵抗には交流電力が供給されない。これにより、抵抗を用いたインピーダンスの調整が必要な場合には、スイッチング素子を導通状態にする一方、抵抗を用いたインピーダンスの調整が不要な場合には、スイッチング素子を遮断状態にすることにより、インピーダンスの調整を好適に行いつつ不要な電力損失を抑制することができる。 According to such a configuration, when the switching element is in a conductive state, the resistor and the impedance conversion unit cooperate to perform impedance conversion. On the other hand, when the switching element is in the cut-off state, AC power is not supplied to the resistor. Thereby, when adjustment of impedance using a resistor is necessary, the switching element is turned on, while when adjustment of impedance using a resistor is not required, the switching element is turned off, It is possible to suppress unnecessary power loss while suitably adjusting the impedance.
上記送電機器について、前記抵抗は、抵抗値が可変の可変抵抗であるとよい。かかる構成によれば、抵抗値が可変となっているため、抵抗値が固定であるものと比較して、インピーダンスの調整可能範囲が広くなっている。これにより、可変抵抗の抵抗値を可変制御することにより、より好適にインピーダンスの調整を行うことができる。 In the power transmission device, the resistor may be a variable resistor having a variable resistance value. According to such a configuration, since the resistance value is variable, the adjustable range of the impedance is wide as compared with the case where the resistance value is fixed. Thereby, the impedance can be adjusted more suitably by variably controlling the resistance value of the variable resistor.
上記送電機器について、前記抵抗と前記スイッチング素子とが直列に接続された直列接続体を複数備え、前記複数の直列接続体は、互いに並列に接続されているとよい。かかる構成によれば、スイッチング素子のスイッチング制御を行うことにより、各直列接続体による合成抵抗値が可変となる。これにより、複数種類の抵抗値を実現することができる。よって、スイッチング素子のスイッチング制御を行うことにより、より好適にインピーダンスの調整を行うことができる。 The power transmission device may include a plurality of series connection bodies in which the resistor and the switching element are connected in series, and the plurality of series connection bodies may be connected in parallel to each other. According to such a configuration, by performing switching control of the switching element, the combined resistance value by each series connection body becomes variable. Thereby, a plurality of types of resistance values can be realized. Therefore, the impedance can be adjusted more suitably by performing switching control of the switching element.
上記送電機器について、前記インピーダンス変換部のインピーダンスは可変であり、前記スイッチング素子は、前記インピーダンス変換部のインピーダンスの可変制御が行われている場合には前記遮断状態であり、前記インピーダンス変換部のインピーダンスの可変制御後において更にインピーダンスの調整を行う場合に、前記遮断状態から前記導通状態に切り替わるとよい。かかる構成によれば、インピーダンス変換部のインピーダンスの可変制御が行われている場合には、スイッチング素子は遮断状態となっている一方、インピーダンス変換部のインピーダンスの可変制御後に更にインピーダンスの調整を行う場合には、スイッチング素子が遮断状態から導通状態に切り替わる。これにより、抵抗を用いたインピーダンスの調整を行う前に、インピーダンス変換部を用いたインピーダンスの調整を行うことを通じて、抵抗による電力損失を可能な限り回避することができる。また、インピーダンス変換部のインピーダンスの可変制御では対応できない場合には、スイッチング素子を導通状態にすることにより、インピーダンスの更なる調整を行うことができる。 For the power transmission device, the impedance of the impedance converter is variable, and the switching element is in the cut-off state when variable control of the impedance of the impedance converter is performed, and the impedance of the impedance converter When the impedance is further adjusted after the variable control, it is preferable to switch from the cut-off state to the conduction state. According to such a configuration, when the variable control of the impedance of the impedance converter is performed, the switching element is in a cut-off state, and when the impedance is further adjusted after the variable control of the impedance of the impedance converter The switching element is switched from the cut-off state to the conductive state. Thereby, before adjusting the impedance using the resistor, the power loss due to the resistor can be avoided as much as possible by adjusting the impedance using the impedance converter. Further, when the variable control of the impedance of the impedance converter cannot cope, the impedance can be further adjusted by bringing the switching element into a conductive state.
「前記インピーダンス変換部のインピーダンスの可変制御後において更にインピーダンスの調整を行う場合」とは、例えば、送電機器は1次側コイルに交流電力を供給可能な交流電源を備え、インピーダンス変換部は、交流電源の出力端のインピーダンスが、予め定められた1次側特定インピーダンスに近づくようインピーダンス変換を行うものである構成においては、インピーダンス変換部のインピーダンスを可変させても、交流電源の出力端のインピーダンスが許容範囲外となっている場合である。 “When the impedance is further adjusted after the impedance control of the impedance converter”, for example, the power transmission device includes an AC power source capable of supplying AC power to the primary coil, and the impedance converter includes an AC In the configuration in which the impedance conversion is performed so that the impedance of the output end of the power source approaches a predetermined primary side specific impedance, the impedance of the output end of the AC power source is not changed even if the impedance of the impedance conversion unit is varied. This is the case when it is outside the allowable range.
上記目的を達成する受電機器は、交流電力が供給される1次側コイルを有する送電機器から非接触で前記交流電力を受電可能であり、前記1次側コイルから非接触で前記交流電力を受電可能な2次側コイルと、負荷と、前記2次側コイル及び前記負荷の間に設けられ、インピーダンス変換を行うインピーダンス変換部と、前記インピーダンス変換部とは別に設けられた抵抗と、前記抵抗と前記インピーダンス変換部とが導通され、前記抵抗及び前記インピーダンス変換部を介して前記2次側コイルから前記負荷に向けて電力伝送が行われる導通状態、又は、前記抵抗と前記インピーダンス変換部とが遮断され、前記インピーダンス変換部を介して前記2次側コイルから前記負荷に向けて電力伝送が行われる遮断状態に切り替わるスイッチング素子と、を備えていることを特徴とする。 A power receiving device that achieves the above-described object can receive the AC power in a contactless manner from a power transmission device having a primary coil to which AC power is supplied, and can receive the AC power in a contactless manner from the primary coil. A possible secondary coil, a load, an impedance converter provided between the secondary coil and the load, for impedance conversion, a resistor provided separately from the impedance converter, and the resistor The impedance converter is electrically connected, and the power is transmitted from the secondary coil to the load via the resistor and the impedance converter, or the resistor and the impedance converter are interrupted. Switching to a cut-off state in which power is transmitted from the secondary coil to the load via the impedance converter. Characterized in that it comprises a child, a.
かかる構成によれば、スイッチング素子が導通状態である場合、抵抗とインピーダンス変換部とが協働してインピーダンス変換を行うこととなる。一方、スイッチング素子が遮断状態である場合、抵抗には交流電力が供給されない。これにより、抵抗を用いたインピーダンスの調整が必要な場合には、スイッチング素子を導通状態にする一方、抵抗を用いたインピーダンスの調整が不要な場合には、スイッチング素子を遮断状態にすることにより、インピーダンスの調整を好適に行いつつ不要な電力損失を抑制することができる。 According to such a configuration, when the switching element is in a conductive state, the resistor and the impedance conversion unit cooperate to perform impedance conversion. On the other hand, when the switching element is in the cut-off state, AC power is not supplied to the resistor. Thereby, when adjustment of impedance using a resistor is necessary, the switching element is turned on, while when adjustment of impedance using a resistor is not required, the switching element is turned off, It is possible to suppress unnecessary power loss while suitably adjusting the impedance.
上記目的を達成する非接触電力伝送装置は、交流電力を供給可能な交流電源と、前記交流電力が供給される1次側コイルと、前記1次側コイルから非接触で前記交流電力を受電可能な2次側コイルと、負荷と、前記交流電源から前記負荷までの間に設けられ、インピーダンス変換を行うインピーダンス変換部と、前記インピーダンス変換部とは別に設けられた抵抗と、前記抵抗と前記インピーダンス変換部とが導通され、前記抵抗及び前記インピーダンス変換部を介して電力伝送が行われる導通状態、又は、前記抵抗と前記インピーダンス変換部とが遮断され、前記インピーダンス変換部を介して電力伝送が行われる遮断状態に切り替わるスイッチング素子と、を備えていることを特徴とする。 A non-contact power transmission device that achieves the above object is capable of receiving the AC power in a non-contact manner from an AC power supply capable of supplying AC power, a primary coil supplied with the AC power, and the primary coil. A secondary coil, a load, an impedance conversion unit that performs impedance conversion provided between the AC power source and the load, a resistor that is provided separately from the impedance conversion unit, the resistance and the impedance A conduction state in which the converter is connected and power is transmitted through the resistor and the impedance converter, or the resistor and the impedance converter are disconnected, and power is transmitted through the impedance converter. And a switching element that switches to a cut-off state.
かかる構成によれば、スイッチング素子が導通状態である場合、抵抗とインピーダンス変換部とが協働してインピーダンス変換を行うこととなる。一方、スイッチング素子が遮断状態である場合、抵抗には交流電力が供給されない。これにより、抵抗を用いたインピーダンスの調整が必要な場合には、スイッチング素子を導通状態にする一方、抵抗を用いたインピーダンスの調整が不要な場合には、スイッチング素子を遮断状態にすることにより、インピーダンスの調整を好適に行いつつ不要な電力損失を抑制することができる。 According to such a configuration, when the switching element is in a conductive state, the resistor and the impedance conversion unit cooperate to perform impedance conversion. On the other hand, when the switching element is in the cut-off state, AC power is not supplied to the resistor. Thereby, when adjustment of impedance using a resistor is necessary, the switching element is turned on, while when adjustment of impedance using a resistor is not required, the switching element is turned off, It is possible to suppress unnecessary power loss while suitably adjusting the impedance.
なお、受電機器及び非接触電力伝送装置に対して、上記送電機器において限定した構成を適用してもよい。 In addition, you may apply the structure limited in the said power transmission apparatus with respect to a power receiving apparatus and a non-contact electric power transmission apparatus.
この発明によれば、インピーダンスの調整を好適に行いつつ、不要な電力損失を抑制することができる。 According to the present invention, it is possible to suppress unnecessary power loss while suitably adjusting the impedance.
(第1実施形態)
以下、送電機器(送電装置)、受電機器(受電装置)及び非接触電力伝送装置(非接触電力伝送システム)を車両に適用した第1実施形態について説明する。
(First embodiment)
Hereinafter, a first embodiment in which a power transmission device (power transmission device), a power reception device (power reception device), and a non-contact power transmission device (non-contact power transmission system) are applied to a vehicle will be described.
図1に示すように、非接触電力伝送装置10は、地上に設けられた地上側機器11と、車両に搭載された車両側機器21とを備えている。地上側機器11が送電機器(1次側機器)に対応し、車両側機器21が受電機器(2次側機器)に対応する。 As shown in FIG. 1, the non-contact power transmission apparatus 10 includes a ground side device 11 provided on the ground and a vehicle side device 21 mounted on the vehicle. The ground side device 11 corresponds to a power transmission device (primary side device), and the vehicle side device 21 corresponds to a power receiving device (secondary side device).
地上側機器11は、所定の周波数の高周波電力(交流電力)を供給可能な高周波電源12(交流電源)を備えている。高周波電源12は、インフラとしての系統電源から供給される系統電力を高周波電力に変換し、変換された高周波電力を供給可能に構成されている。また、高周波電源12は、電力値が異なる複数種類の高周波電力を供給可能である。 The ground side device 11 includes a high frequency power source 12 (AC power source) capable of supplying high frequency power (AC power) having a predetermined frequency. The high-frequency power source 12 is configured to convert system power supplied from a system power source as infrastructure into high-frequency power and supply the converted high-frequency power. The high frequency power supply 12 can supply a plurality of types of high frequency power having different power values.
高周波電源12から供給された高周波電力は、非接触で車両側機器21に伝送され、車両側機器21に設けられた負荷22に供給される。具体的には、非接触電力伝送装置10は、地上側機器11及び車両側機器21間の電力伝送を行うものとして、地上側機器11に設けられた送電器13と、車両側機器21に設けられた受電器23とを備えている。 The high-frequency power supplied from the high-frequency power source 12 is transmitted to the vehicle-side device 21 in a non-contact manner and supplied to a load 22 provided in the vehicle-side device 21. Specifically, the non-contact power transmission device 10 is provided in the vehicle-side device 21 and the power transmitter 13 provided in the ground-side device 11 as a device that performs power transmission between the ground-side device 11 and the vehicle-side device 21. The power receiver 23 is provided.
送電器13及び受電器23は同一の構成となっており、両者は磁場共鳴可能に構成されている。詳細には、送電器13は、並列に接続された1次側コイル13a及び1次側コンデンサ13bからなる共振回路を有している。受電器23は、並列に接続された2次側コイル23a及び2次側コンデンサ23bからなる共振回路を有している。両者の共振周波数は同一に設定されている。 The power transmitter 13 and the power receiver 23 have the same configuration, and both are configured to be capable of magnetic field resonance. Specifically, the power transmitter 13 includes a resonance circuit including a primary coil 13a and a primary capacitor 13b connected in parallel. The power receiver 23 has a resonance circuit including a secondary coil 23a and a secondary capacitor 23b connected in parallel. Both resonance frequencies are set to be the same.
かかる構成によれば、送電器13及び受電器23の相対位置が磁場共鳴可能な位置にある状況において、高周波電力が送電器13(1次側コイル13a)に供給された場合、送電器13と受電器23(2次側コイル23a)とが磁場共鳴する。これにより、受電器23は送電器13のエネルギの一部を受け取る。すなわち、受電器23は、送電器13から高周波電力を受電する。 According to such a configuration, when high-frequency power is supplied to the power transmitter 13 (primary coil 13a) in a situation where the relative position between the power transmitter 13 and the power receiver 23 is in a position where magnetic field resonance is possible, The power receiver 23 (secondary coil 23a) performs magnetic field resonance. As a result, the power receiver 23 receives a part of the energy of the power transmitter 13. That is, the power receiver 23 receives high frequency power from the power transmitter 13.
負荷22は、受電器23にて受電された高周波電力が供給されるものである。負荷22は、受電器23にて受電された高周波電力を整流する整流器と、整流器にて整流された直流電力の電圧値を変換するDC/DCコンバータと、DC/DCコンバータにより電圧値が変換された直流電力が供給される車両用バッテリとを有している。受電器23にて受電された高周波電力は車両用バッテリの充電に用いられる。 The load 22 is supplied with high-frequency power received by the power receiver 23. The load 22 includes a rectifier that rectifies high-frequency power received by the power receiver 23, a DC / DC converter that converts a voltage value of DC power rectified by the rectifier, and a voltage value that is converted by the DC / DC converter. And a vehicle battery to which direct-current power is supplied. The high frequency power received by the power receiver 23 is used for charging the vehicle battery.
ちなみに、DC/DCコンバータは、周期的にオンオフするスイッチング素子を有し、当該スイッチング素子のオンオフによって電圧値変換を行う。この場合、整流器の入力端から車両用バッテリまでのインピーダンスである負荷22のインピーダンスZLは、スイッチング素子のデューティ比により規定される。 Incidentally, the DC / DC converter has a switching element that is periodically turned on / off, and performs voltage value conversion by turning on / off the switching element. In this case, the impedance ZL of the load 22, which is the impedance from the input terminal of the rectifier to the vehicle battery, is defined by the duty ratio of the switching element.
なお、負荷22に含まれている車両用バッテリは、供給される直流電力の電力値に応じてそのインピーダンスが変動する。この点、本実施形態では、当該変動に対応させて、DC/DCコンバータのスイッチング素子のオンオフのデューティ比が調整されることにより、DC/DCコンバータの入力端から車両用バッテリまでのインピーダンスは一定となっている。このため、負荷22のインピーダンスZLは一定となっている。 Note that the impedance of the vehicular battery included in the load 22 varies depending on the power value of the supplied DC power. In this respect, in the present embodiment, the impedance from the DC / DC converter input terminal to the vehicle battery is constant by adjusting the on / off duty ratio of the switching element of the DC / DC converter in accordance with the fluctuation. It has become. For this reason, the impedance ZL of the load 22 is constant.
地上側機器11は、高周波電源12等の制御を行う電源側コントローラ14を備えている。電源側コントローラ14は、高周波電源12から高周波電力を供給するか否かの判断を行うとともに、高周波電源12から供給される高周波電力の電力値制御を行う。 The ground side device 11 includes a power source side controller 14 that controls the high frequency power source 12 and the like. The power supply side controller 14 determines whether or not high frequency power is supplied from the high frequency power supply 12 and controls the power value of the high frequency power supplied from the high frequency power supply 12.
また、車両側機器21は、電源側コントローラ14と無線通信可能に構成された車両側コントローラ24を備えている。非接触電力伝送装置10は、各コントローラ14,24間での情報のやり取りを通じて、電力伝送の開始又は終了等を行う。 The vehicle-side device 21 includes a vehicle-side controller 24 configured to be able to communicate with the power supply-side controller 14 wirelessly. The non-contact power transmission apparatus 10 starts or ends power transmission through the exchange of information between the controllers 14 and 24.
非接触電力伝送装置10は、複数のインピーダンス変換器31〜34を備えている。詳細には、非接触電力伝送装置10は、地上側機器11に設けられた第1インピーダンス変換器31及び第2インピーダンス変換器32を備えている。第1インピーダンス変換器31及び第2インピーダンス変換器32は、高周波電源12と送電器13との間に設けられており、両者は直列に接続(配置)されている。また、非接触電力伝送装置10は、車両側機器21に設けられた第3インピーダンス変換器33及び第4インピーダンス変換器34を備えている。第3インピーダンス変換器33及び第4インピーダンス変換器34は、受電器23と負荷22との間に設けられており、両者は直列に接続されている。 The non-contact power transmission device 10 includes a plurality of impedance converters 31 to 34. Specifically, the non-contact power transmission apparatus 10 includes a first impedance converter 31 and a second impedance converter 32 provided in the ground side device 11. The first impedance converter 31 and the second impedance converter 32 are provided between the high-frequency power source 12 and the power transmitter 13, and both are connected (arranged) in series. Further, the non-contact power transmission device 10 includes a third impedance converter 33 and a fourth impedance converter 34 provided in the vehicle-side device 21. The third impedance converter 33 and the fourth impedance converter 34 are provided between the power receiver 23 and the load 22, and both are connected in series.
なお、以降の説明において、第1インピーダンス変換器31及び第2インピーダンス変換器32を1次側インピーダンス変換器群G1と、第3インピーダンス変換器33及び第4インピーダンス変換器34を2次側インピーダンス変換器群G2という。本実施形態では、1次側インピーダンス変換器群G1及び2次側インピーダンス変換器群G2が「インピーダンス変換部」に対応する。 In the following description, the first impedance converter 31 and the second impedance converter 32 are converted into the primary side impedance converter group G1, and the third impedance converter 33 and the fourth impedance converter 34 are converted into the secondary side impedance. It is called instrument group G2. In the present embodiment, the primary side impedance converter group G1 and the secondary side impedance converter group G2 correspond to an “impedance converter”.
ここで、本発明者らは、受電器23(2次側コイル23a)の出力端から負荷22までのインピーダンスZqの実部が、送電器13及び受電器23間の伝送効率に寄与していることを見出した。具体的には、受電器23の出力端から負荷22までのインピーダンスZqの実部には、相対的に他の抵抗値よりも高い伝送効率となる特定抵抗値Routが存在することを見出した。換言すれば、受電器23の出力端から負荷22までのインピーダンスZqの実部には、所定の抵抗値(第1抵抗値)よりも伝送効率が高くなる特定抵抗値Rout(第2抵抗値)が存在することを見出した。 Here, the inventors of the present invention contribute to the transmission efficiency between the power transmitter 13 and the power receiver 23 by the real part of the impedance Zq from the output terminal of the power receiver 23 (secondary coil 23a) to the load 22. I found out. Specifically, it has been found that a specific resistance value Rout that has a relatively higher transmission efficiency than other resistance values exists in the real part of the impedance Zq from the output terminal of the power receiver 23 to the load 22. In other words, the real part of the impedance Zq from the output terminal of the power receiver 23 to the load 22 has a specific resistance value Rout (second resistance value) in which transmission efficiency is higher than a predetermined resistance value (first resistance value). Found that there exists.
詳細には、仮に送電器13の入力端に仮想負荷Xを設けた場合において、当該仮想負荷Xの抵抗値をRaとし、受電器23(詳細には受電器23の出力端)から仮想負荷Xまでの抵抗値をRbとすると、特定抵抗値Routは√(Ra×Rb)である。 Specifically, if a virtual load X is provided at the input end of the power transmitter 13, the resistance value of the virtual load X is Ra, and the virtual load X from the power receiver 23 (specifically, the output end of the power receiver 23). The specific resistance value Rout is √ (Ra × Rb) where Rb is the resistance value up to.
2次側インピーダンス変換器群G2、詳細には第3インピーダンス変換器33の定数は可変となっており、2次側インピーダンス変換器群G2は、上記知見に基づいて、受電器23の出力端から負荷22までのインピーダンスZqが特定抵抗値Routに近づく(好ましくは一致する)ように負荷22のインピーダンスZLをインピーダンス変換する。つまり、第3インピーダンス変換器33及び第4インピーダンス変換器34の定数(インピーダンス)は、受電器23の出力端から負荷22までのインピーダンスZqが特定抵抗値Routとなるよう、負荷22のインピーダンスZLに対応させて設定されている。特定抵抗値Routが2次側特定インピーダンスに対応する。なお、定数(インピーダンス)は、変換比とも、インダクタンスやキャパシタンスとも言える。 The constants of the secondary side impedance converter group G2, specifically the third impedance converter 33, are variable, and the secondary side impedance converter group G2 is connected to the output end of the power receiver 23 based on the above knowledge. The impedance ZL of the load 22 is converted so that the impedance Zq to the load 22 approaches (preferably matches) the specific resistance value Rout. That is, the constants (impedances) of the third impedance converter 33 and the fourth impedance converter 34 are set to the impedance ZL of the load 22 so that the impedance Zq from the output terminal of the power receiver 23 to the load 22 becomes the specific resistance value Rout. It is set correspondingly. The specific resistance value Rout corresponds to the secondary side specific impedance. The constant (impedance) can be said to be a conversion ratio, an inductance, or a capacitance.
また、高周波電源12から供給される高周波電力の電力値は、高周波電源12の出力端から負荷22までのインピーダンス(高周波電源12の出力端のインピーダンス)Zpに依存する。かかる構成において、1次側インピーダンス変換器群G1は、高周波電源12から所望の電力値の高周波電力が供給されるべく、受電器23の出力端から負荷22までのインピーダンスZqが特定抵抗値Routに近づいている状況における送電器13の入力端から負荷22までのインピーダンスZinをインピーダンス変換する。 The power value of the high-frequency power supplied from the high-frequency power source 12 depends on the impedance (impedance at the output end of the high-frequency power source 12) Zp from the output end of the high-frequency power source 12 to the load 22. In such a configuration, in the primary side impedance converter group G1, the impedance Zq from the output terminal of the power receiver 23 to the load 22 is set to the specific resistance value Rout so that high frequency power of a desired power value is supplied from the high frequency power source 12. Impedance conversion is performed on the impedance Zin from the input end of the power transmitter 13 to the load 22 in the approaching state.
例えば、負荷22の車両用バッテリに対して供給される直流電力の電力値が充電に適した電力値となるのに要する高周波電源12の供給電力の電力値を、充電に適した電力値とする。そして、高周波電源12から充電に適した電力値の高周波電力が供給されるための高周波電源12の出力端から負荷22までのインピーダンスZpを、充電に適した入力インピーダンスZtとする。この場合、1次側インピーダンス変換器群G1は、高周波電源12の出力端から負荷22までのインピーダンスZpが上記充電に適した入力インピーダンスZtに近づく(好ましくは一致する)ように、送電器13の入力端から負荷22までのインピーダンスZinをインピーダンス変換する。つまり、各インピーダンス変換器31,32の定数は、高周波電源12の出力端から負荷22までのインピーダンスZpが充電に適した入力インピーダンスZtとなるように送電器13の入力端から負荷22までのインピーダンスZinに対応させて設定されている。充電に適した入力インピーダンスZtが1次側特定インピーダンスに対応する。 For example, the power value of the power supplied from the high-frequency power source 12 required for the power value of the DC power supplied to the vehicle battery of the load 22 to be a power value suitable for charging is set to a power value suitable for charging. . Then, the impedance Zp from the output terminal of the high frequency power supply 12 to the load 22 for supplying high frequency power having a power value suitable for charging from the high frequency power supply 12 is set as an input impedance Zt suitable for charging. In this case, the primary-side impedance converter group G1 is configured so that the impedance Zp from the output end of the high-frequency power source 12 to the load 22 approaches (preferably matches) the input impedance Zt suitable for the charging. Impedance conversion of the impedance Zin from the input end to the load 22 is performed. That is, the constants of the impedance converters 31 and 32 are the impedances from the input end of the power transmitter 13 to the load 22 so that the impedance Zp from the output end of the high frequency power supply 12 to the load 22 becomes the input impedance Zt suitable for charging. It is set corresponding to Zin. The input impedance Zt suitable for charging corresponds to the primary side specific impedance.
換言すれば、高周波電源12は、高周波電源12の出力端から負荷22までのインピーダンスZpが上記充電に適した入力インピーダンスZtである条件下で、所望の電力値の高周波電力を供給可能に構成されているとも言える。 In other words, the high frequency power supply 12 is configured to be able to supply high frequency power of a desired power value under the condition that the impedance Zp from the output terminal of the high frequency power supply 12 to the load 22 is the input impedance Zt suitable for the charging. It can be said that it is.
ここで、送電器13及び受電器23が予め定められた基準位置からずれた場合、すなわち送電器13及び受電器23の相対位置が変動した場合、送電器13の入力端から負荷22までのインピーダンスZinが変動する。この場合、高周波電源12の出力端から負荷22までのインピーダンスZpが目標のインピーダンスとしての充電に適した入力インピーダンスZtからずれる。すると、所望の電力値の高周波電力が得られない場合が生じ得る。 Here, when the power transmitter 13 and the power receiver 23 deviate from a predetermined reference position, that is, when the relative positions of the power transmitter 13 and the power receiver 23 fluctuate, the impedance from the input end of the power transmitter 13 to the load 22 Zin varies. In this case, the impedance Zp from the output terminal of the high frequency power supply 12 to the load 22 deviates from the input impedance Zt suitable for charging as the target impedance. Then, the case where the high frequency electric power of a desired electric power value cannot be obtained may arise.
基準位置とは、例えば送電器13と受電器23とが対向しており、その対向方向から見て両者が完全に重なっている位置とする。基準位置においては、例えば上記対向方向から見て1次側コイル13aと2次側コイル23aとが重なっている。 The reference position is, for example, a position where the power transmitter 13 and the power receiver 23 are opposed to each other and are completely overlapped when viewed from the facing direction. At the reference position, for example, the primary side coil 13a and the secondary side coil 23a overlap each other when viewed from the facing direction.
これに対して、本実施形態の地上側機器11(非接触電力伝送装置10)は、上記ずれに対応するための構成を備えている。当該構成について説明する。
図1に示すように、地上側機器11は、1次側インピーダンス変換器群G1とは別に、抵抗値が可変の可変抵抗41とスイッチング素子42(切替部)とが直列に接続された直列接続体40を備えている。直列接続体40は、高周波電源12と第1インピーダンス変換器31との間に設けられている。直列接続体40は、高周波電源12及び第1インピーダンス変換器31に対して並列に接続されている。詳細には、地上側機器11には、高周波電源12と第1インピーダンス変換器31とを接続し、且つ、高周波電力の伝送に用いられる2つの配線L1,L2が設けられており、直列接続体40は、上記2つの配線L1,L2の双方に接続されている。
On the other hand, the ground side apparatus 11 (non-contact power transmission device 10) of the present embodiment has a configuration for dealing with the above-described deviation. The configuration will be described.
As shown in FIG. 1, the ground side device 11 has a series connection in which a variable resistor 41 having a variable resistance value and a switching element 42 (switching unit) are connected in series separately from the primary side impedance converter group G1. A body 40 is provided. The series connection body 40 is provided between the high frequency power supply 12 and the first impedance converter 31. The series connection body 40 is connected in parallel to the high-frequency power source 12 and the first impedance converter 31. Specifically, the ground-side device 11 is provided with two wirings L1 and L2 that connect the high-frequency power source 12 and the first impedance converter 31 and are used to transmit high-frequency power, and are connected in series. 40 is connected to both of the two wirings L1 and L2.
スイッチング素子42は、可変抵抗41と第1インピーダンス変換器31とが導通した導通状態(オン状態)、又は、可変抵抗41と第1インピーダンス変換器31とが遮断された遮断状態(オフ状態)に切り替わるものである。 The switching element 42 is in a conduction state (ON state) in which the variable resistor 41 and the first impedance converter 31 are conducted, or in a cutoff state (OFF state) in which the variable resistor 41 and the first impedance converter 31 are cut off. It will be switched.
かかる構成によれば、スイッチング素子42が導通状態である場合には、高周波電源12から供給された高周波電力は、可変抵抗41及び1次側インピーダンス変換器群G1を介して送電器13に供給される。一方、スイッチング素子42が遮断状態である場合には、高周波電源12から供給された高周波電力は、可変抵抗41を介することなく、1次側インピーダンス変換器群G1を介して送電器13に供給される。 According to this configuration, when the switching element 42 is in a conductive state, the high frequency power supplied from the high frequency power supply 12 is supplied to the power transmitter 13 via the variable resistor 41 and the primary side impedance converter group G1. The On the other hand, when the switching element 42 is in the cut-off state, the high-frequency power supplied from the high-frequency power source 12 is supplied to the power transmitter 13 via the primary side impedance converter group G1 without passing through the variable resistor 41. The
なお、導通状態とは、可変抵抗41と第1インピーダンス変換器31(1次側インピーダンス変換器群G1)とが接続された接続状態とも言える。また、遮断状態とは、非導通状態とも、可変抵抗41と第1インピーダンス変換器31との接続が解除された解除状態とも言える。 The conduction state can also be said to be a connection state in which the variable resistor 41 and the first impedance converter 31 (primary side impedance converter group G1) are connected. Moreover, it can be said that the interruption | blocking state is a cancellation | release state in which the connection of the variable resistance 41 and the 1st impedance converter 31 was cancelled | released with a non-conduction state.
ちなみに、スイッチング素子42は、初期状態において遮断状態である。このため、通常は、可変抵抗41には高周波電力は供給されないようになっている。また、可変抵抗41の初期値は、可変抵抗41に電流が流れにくいように、第1インピーダンス変換器31の入力端から負荷22までのインピーダンスよりも高く設定されている。なお、可変抵抗41の抵抗値の可変範囲は、当該可変抵抗41に印加される電圧が耐圧を超えないように設定されている。 Incidentally, the switching element 42 is in a cutoff state in the initial state. For this reason, normally, high frequency power is not supplied to the variable resistor 41. The initial value of the variable resistor 41 is set higher than the impedance from the input end of the first impedance converter 31 to the load 22 so that current does not easily flow through the variable resistor 41. Note that the variable range of the resistance value of the variable resistor 41 is set so that the voltage applied to the variable resistor 41 does not exceed the withstand voltage.
1次側インピーダンス変換器群G1の定数、詳細には第1インピーダンス変換器31の定数は可変となっている。第1インピーダンス変換器31の定数の可変範囲は、例えば通常の使用態様において発生し得る送電器13及び受電器23の位置ずれに対応可能に設定されている。詳細には、例えば車両が設置される設置面に、車両の駐車位置をガイドするガイド部(例えば車輪止めや白線等)があるとする。この場合、第1インピーダンス変換器31の定数の可変範囲は、ガイド部のガイドに基づき駐車した場合の車両の駐車位置のばらつき(送電器13及び受電器23の位置ずれ)に基づく、高周波電源12の出力端から負荷22までのインピーダンスZpと充電に適した入力インピーダンスZtとのずれを補償することができる程度に設定されている。 The constants of the primary side impedance converter group G1, specifically, the constants of the first impedance converter 31 are variable. The constant variable range of the first impedance converter 31 is set so as to be able to cope with a positional deviation between the power transmitter 13 and the power receiver 23 that may occur in a normal usage mode, for example. Specifically, for example, it is assumed that there is a guide portion (for example, a wheel stopper or a white line) that guides the parking position of the vehicle on the installation surface on which the vehicle is installed. In this case, the variable range of the constant of the first impedance converter 31 is based on the variation in the parking position of the vehicle when the vehicle is parked based on the guide of the guide unit (the positional deviation between the power transmitter 13 and the power receiver 23). Is set to such an extent that a deviation between the impedance Zp from the output terminal to the load 22 and the input impedance Zt suitable for charging can be compensated.
ここで、第1インピーダンス変換器31の定数が可変となるための構成は任意であるが、例えば第1インピーダンス変換器31がインダクタ及びキャパシタを有するLC回路で構成されている場合には、インダクタンスが可変の可変インダクタ、及び、キャパシタが可変の可変キャパシタの少なくとも一方を備えている構成が考えられる。また、定数が異なる複数のLC回路と、これら複数のLC回路のうち一部のLC回路を、高周波電源12及び第2インピーダンス変換器32の双方に選択的に接続可能なリレーとを備えている構成であってもよい。 Here, the configuration for making the constant of the first impedance converter 31 variable is arbitrary. For example, when the first impedance converter 31 is configured by an LC circuit having an inductor and a capacitor, the inductance is reduced. A configuration is possible in which at least one of a variable variable inductor and a variable variable capacitor is provided. In addition, a plurality of LC circuits having different constants and a relay capable of selectively connecting a part of the plurality of LC circuits to both the high frequency power supply 12 and the second impedance converter 32 are provided. It may be a configuration.
なお、1次側インピーダンス変換器群G1の初期値は、送電器13及び受電器23が基準位置に配置されており、スイッチング素子42が遮断状態である場合に、高周波電源12の出力端から負荷22までのインピーダンスZpが充電に適した入力インピーダンスZtとなるよう設定されている。 Note that the initial value of the primary side impedance converter group G1 is the load from the output end of the high frequency power supply 12 when the power transmitter 13 and the power receiver 23 are arranged at the reference position and the switching element 42 is in the cut-off state. The impedance Zp up to 22 is set to be the input impedance Zt suitable for charging.
また、地上側機器11は、高周波電源12の出力端から負荷22までのインピーダンスZpに関する情報、具体的には高周波電源12から供給される高周波電力の電圧波形及び電流波形を測定する1次側測定器43を備えている。1次側測定器43は、その測定結果を電源側コントローラ14に送信する。 Further, the ground side device 11 measures the information on the impedance Zp from the output terminal of the high frequency power source 12 to the load 22, specifically, the voltage waveform and current waveform of the high frequency power supplied from the high frequency power source 12. A container 43 is provided. The primary side measuring instrument 43 transmits the measurement result to the power supply side controller 14.
電源側コントローラ14は、送電器13及び受電器23が磁場共鳴可能な位置に配置されている状況において高周波電源12から高周波電力が供給されている場合に、1次側測定器43の測定結果に基づいて、第1インピーダンス変換器31の定数の可変制御及びスイッチング素子42のスイッチング制御等を行う1次側調整処理を実行する。 When the high frequency power is supplied from the high frequency power supply 12 in a situation where the power transmitter 13 and the power receiver 23 are arranged at positions where the magnetic field resonance is possible, the power supply side controller 14 displays the measurement result of the primary side measuring device 43 as the measurement result. Based on this, a primary side adjustment process for performing variable control of the constant of the first impedance converter 31 and switching control of the switching element 42 is executed.
図2を用いて1次側調整処理について説明する。なお、本実施形態では、1次側調整処理の実行中は、高周波電源12から高周波電力が常時供給されている。また、1次側調整処理は、受電器23の出力端から負荷22までのインピーダンスZqが特定抵抗値Routに近づくように2次側インピーダンス変換器群G2(第3インピーダンス変換器33)の定数の可変制御が行われた後に実行される。そして、1次側調整処理の実行中は、2次側インピーダンス変換器群G2の定数の可変制御は実行されず、2次側インピーダンス変換器群G2の定数は一定となっている。 The primary side adjustment process will be described with reference to FIG. In the present embodiment, high-frequency power is constantly supplied from the high-frequency power source 12 during the execution of the primary side adjustment process. Further, the primary side adjustment process is performed by using a constant of the secondary side impedance converter group G2 (third impedance converter 33) so that the impedance Zq from the output terminal of the power receiver 23 to the load 22 approaches the specific resistance value Rout. It is executed after variable control is performed. During the execution of the primary side adjustment process, the variable control of the constants of the secondary side impedance converter group G2 is not executed, and the constants of the secondary side impedance converter group G2 are constant.
まずステップS101にて、1次側測定器43の測定結果を取得して、その取得された情報に基づいて高周波電源12の出力端から負荷22までのインピーダンスZpを把握(測定)する。 First, in step S101, the measurement result of the primary side measuring instrument 43 is acquired, and the impedance Zp from the output end of the high frequency power supply 12 to the load 22 is grasped (measured) based on the acquired information.
続くステップS102では、高周波電源12の出力端から負荷22までのインピーダンスZpが充電に適した入力インピーダンスZtに近づいている否かを判定する。詳細には、高周波電源12の出力端から負荷22までのインピーダンスZpが、充電に適した入力インピーダンスZtを含む範囲(許容範囲(Ztmin〜Ztmax))内にあるか否かを判定する。 In subsequent step S102, it is determined whether or not the impedance Zp from the output terminal of the high-frequency power source 12 to the load 22 is approaching the input impedance Zt suitable for charging. Specifically, it is determined whether or not the impedance Zp from the output terminal of the high-frequency power source 12 to the load 22 is within a range (allowable range (Ztmin to Ztmax)) including the input impedance Zt suitable for charging.
高周波電源12の出力端から負荷22までのインピーダンスZpが許容範囲内である場合、インピーダンスの調整の必要がないとして、そのまま本処理を終了する。一方、上記インピーダンスZpが許容範囲外である場合、高周波電源12から供給されている高周波電力の電力値と所望の電力値とがずれていることを意味する。この場合、ステップS103にて、第1インピーダンス変換器31において未設定の定数があるか否かを判定する。 If the impedance Zp from the output terminal of the high-frequency power source 12 to the load 22 is within the allowable range, it is determined that there is no need to adjust the impedance, and the present process is terminated. On the other hand, when the impedance Zp is out of the allowable range, it means that the power value of the high-frequency power supplied from the high-frequency power source 12 is different from the desired power value. In this case, in step S103, it is determined whether there is an unset constant in the first impedance converter 31.
ここで、未設定の定数とは、第1インピーダンス変換器31の取り得る定数のうち、今回の1次側調整処理において未だ設定されていない定数である。詳細には、例えば第1インピーダンス変換器31が定数の異なる複数のLC回路で構成されている場合には、取り得る定数は、各LC回路の定数及びそれらを組み合わせた場合の定数となる。また、例えば第1インピーダンス変換器31が可変キャパシタ又は可変インダクタを備えている構成では、第1インピーダンス変換器31の取り得る定数は、第1インピーダンス変換器31の定数の可変範囲の最小値から最大値までを所定値毎に増加した場合の定数である。 Here, the unset constant is a constant that has not yet been set in the current primary side adjustment process among the constants that can be taken by the first impedance converter 31. Specifically, for example, when the first impedance converter 31 is configured by a plurality of LC circuits having different constants, the possible constants are constants of the respective LC circuits and constants obtained by combining them. For example, in the configuration in which the first impedance converter 31 includes a variable capacitor or a variable inductor, the constant that the first impedance converter 31 can take is from the minimum value of the variable range of the constant of the first impedance converter 31 to the maximum. This is a constant when the value is increased by a predetermined value.
つまり、ステップS103の処理は、第1インピーダンス変換器31が取り得る全ての定数を設定したか否かを判定する処理である。換言すれば、ステップS103では、第1インピーダンス変換器31が取り得る複数の定数のうち、高周波電源12の出力端から負荷22までのインピーダンスZpが未測定の定数が存在するか否かを判定する。 That is, the process of step S103 is a process of determining whether all constants that can be taken by the first impedance converter 31 have been set. In other words, in step S103, it is determined whether or not there is a constant for which the impedance Zp from the output terminal of the high frequency power supply 12 to the load 22 is not measured among a plurality of constants that can be taken by the first impedance converter 31. .
未設定の定数が存在する場合には、ステップS103を肯定判定し、ステップS104に進む。ステップS104では、第1インピーダンス変換器31の定数の可変制御を行う。詳細には、第1インピーダンス変換器31の定数を、上記未設定の定数のうちいずれかに設定する。そして、ステップS101に戻る。 If there is an unset constant, an affirmative decision is made in step S103 and the process proceeds to step S104. In step S104, variable control of the constant of the first impedance converter 31 is performed. Specifically, the constant of the first impedance converter 31 is set to one of the unset constants. Then, the process returns to step S101.
すなわち、(A)高周波電源12の出力端から負荷22までのインピーダンスZpが許容範囲内となる、又は、(B)第1インピーダンス変換器31の取り得る定数を全て設定する、のいずれか一方が成立するまで第1インピーダンス変換器31の定数の可変制御(変更)と、上記インピーダンスZpの把握とを行う。なお、第1インピーダンス変換器31の定数と、その定数に設定されている場合の上記インピーダンスZpの測定結果とを対応付けて、所定の記憶領域に記憶させておく。 That is, either (A) the impedance Zp from the output terminal of the high-frequency power source 12 to the load 22 is within the allowable range, or (B) setting all the constants that the first impedance converter 31 can take. The variable control (change) of the constant of the first impedance converter 31 and the grasp of the impedance Zp are performed until it is established. The constant of the first impedance converter 31 and the measurement result of the impedance Zp when set to the constant are associated with each other and stored in a predetermined storage area.
なお、未設定の定数を設定していく順序は任意であるが、例えば取り得る定数のうち最小のものから順次採用していくとよい。この場合、ステップS103では、現状設定されている第1インピーダンス変換器31の定数が最大値であるか否かを判定してもよい。また、高周波電源12の出力端から負荷22までのインピーダンスZpと充電に適した入力インピーダンスZtとのずれ量を考慮して、優先的に設定する定数を絞り込む構成としてもよい。また、初期値に対する差が小さい定数から順次設定する構成であってもよい。 Although the order of setting the unset constants is arbitrary, for example, it is preferable to sequentially adopt the smallest constants that can be taken. In this case, in step S103, it may be determined whether or not the currently set constant of the first impedance converter 31 is the maximum value. In addition, a configuration may be adopted in which constants to be preferentially set are narrowed down in consideration of a deviation amount between the impedance Zp from the output terminal of the high-frequency power source 12 to the load 22 and the input impedance Zt suitable for charging. Moreover, the structure which sets sequentially from the constant with a small difference with respect to an initial value may be sufficient.
未設定の定数がない場合、第1インピーダンス変換器31の定数の可変制御では、高周波電源12の出力端から負荷22までのインピーダンスZpを上記許容範囲内に収めることができないことを意味する。つまり、更なるインピーダンスの調整を行う必要があることを意味する。この場合、ステップS103を否定判定し、ステップS105にて、第1インピーダンス変換器31の定数のうち高周波電源12の出力端から負荷22までのインピーダンスZpが充電に適した入力インピーダンスZtに最も近づいた時の定数を設定する。そして、ステップS106〜ステップS109にて、可変抵抗41を用いたインピーダンスの調整を行う。 When there is no unset constant, it means that the variable control of the constant of the first impedance converter 31 does not allow the impedance Zp from the output end of the high frequency power supply 12 to the load 22 to fall within the allowable range. In other words, it means that further impedance adjustment is required. In this case, negative determination is made in step S103, and in step S105, among the constants of the first impedance converter 31, the impedance Zp from the output terminal of the high-frequency power source 12 to the load 22 is closest to the input impedance Zt suitable for charging. Set the hour constant. In steps S106 to S109, the impedance is adjusted using the variable resistor 41.
具体的には、まずステップS106にて遮断状態から導通状態に切り替わるようスイッチング素子42を制御して、可変抵抗41を第1インピーダンス変換器31に接続する。
なお、既に説明した通り、スイッチング素子42は初期状態において遮断状態である。このため、第1インピーダンス変換器31の定数の可変制御中、つまりステップS101〜ステップS104の処理の実行中は、スイッチング素子42は遮断状態となっている。
Specifically, first, in step S <b> 106, the switching element 42 is controlled so as to switch from the cut-off state to the conduction state, and the variable resistor 41 is connected to the first impedance converter 31.
In addition, as already demonstrated, the switching element 42 is a interruption | blocking state in an initial state. For this reason, during the variable control of the constant of the first impedance converter 31, that is, during the execution of the processing of Steps S101 to S104, the switching element 42 is in the cut-off state.
その後、ステップS107にて、高周波電源12の出力端から負荷22までのインピーダンスZpを把握する。そして、ステップS108にて、上記インピーダンスZpが許容範囲内に収まっているか否かを判定する。 Thereafter, in step S107, the impedance Zp from the output terminal of the high frequency power supply 12 to the load 22 is grasped. In step S108, it is determined whether or not the impedance Zp is within an allowable range.
高周波電源12の出力端から負荷22までのインピーダンスZpが許容範囲内に収まっている場合には、そのまま本処理を終了する。一方、上記インピーダンスZpが許容範囲外である場合には、ステップS109にて、可変抵抗41の抵抗値の可変制御を行う。具体的には、可変抵抗41の抵抗値を、未設定の抵抗値、詳細には高周波電源12の出力端から負荷22までのインピーダンスZpが未測定の抵抗値に設定する。 When the impedance Zp from the output terminal of the high frequency power supply 12 to the load 22 is within the allowable range, the present process is terminated as it is. On the other hand, if the impedance Zp is outside the allowable range, variable control of the resistance value of the variable resistor 41 is performed in step S109. Specifically, the resistance value of the variable resistor 41 is set to an unset resistance value, specifically, the impedance Zp from the output terminal of the high frequency power supply 12 to the load 22 is set to an unmeasured resistance value.
なお、可変抵抗41の抵抗値の可変制御としては、例えば初期値から順次抵抗値を上げる又は下げる態様が考えられる。但し、これに限られず、可変制御の態様としては任意である。例えば高周波電源12の出力端から負荷22までのインピーダンスZpと充電に適した入力インピーダンスZtとのずれ量を考慮して、優先的に設定する抵抗値を絞り込む構成としてもよい。 As a variable control of the resistance value of the variable resistor 41, for example, a mode in which the resistance value is increased or decreased sequentially from the initial value can be considered. However, the present invention is not limited to this, and the mode of variable control is arbitrary. For example, the resistance value to be preferentially set may be narrowed down in consideration of the amount of deviation between the impedance Zp from the output terminal of the high frequency power supply 12 to the load 22 and the input impedance Zt suitable for charging.
そして、ステップS109の後はステップS107に戻る。つまり、高周波電源12の出力端から負荷22までのインピーダンスZpが許容範囲内に収まるまで、可変抵抗41の抵抗値の可変制御を行う。 After step S109, the process returns to step S107. That is, variable control of the resistance value of the variable resistor 41 is performed until the impedance Zp from the output terminal of the high-frequency power source 12 to the load 22 falls within the allowable range.
なお、可変抵抗41の抵抗値をいずれの値に設定した場合であっても、高周波電源12の出力端から負荷22までのインピーダンスZpが許容範囲外である場合には、異常があるとして異常報知を行い、本処理を終了し、電力伝送を中止してもよい。また、異常報知に代えて、高周波電源12の出力端から負荷22までのインピーダンスZpが充電に適した入力インピーダンスZtに最も近づいた場合の可変抵抗41の抵抗値を設定して、本処理を終了し、電力伝送を行ってもよい。 Even if the resistance value of the variable resistor 41 is set to any value, if the impedance Zp from the output end of the high-frequency power source 12 to the load 22 is out of the allowable range, an abnormality notification is given that there is an abnormality. To terminate the process and stop power transmission. Further, instead of abnormality notification, the resistance value of the variable resistor 41 is set when the impedance Zp from the output terminal of the high-frequency power supply 12 to the load 22 is closest to the input impedance Zt suitable for charging, and this processing is terminated. However, power transmission may be performed.
次に、本実施形態の作用について説明する。
高周波電源12の出力端から負荷22までのインピーダンスZpと充電に適した入力インピーダンスZtとの間にずれが生じた場合、当該ずれが許容範囲内に収まるよう第1インピーダンス変換器31の定数の可変制御が行われる。そして、第1インピーダンス変換器31の定数の可変制御のみでは、高周波電源12の出力端から負荷22までのインピーダンスZpが許容範囲内に収まらない場合には、可変抵抗41と第1インピーダンス変換器31とが接続される。そして、高周波電源12の出力端から負荷22までのインピーダンスZpが許容範囲内に収まるように可変抵抗41の抵抗値の可変制御が行われる。
Next, the operation of this embodiment will be described.
When a deviation occurs between the impedance Zp from the output terminal of the high-frequency power source 12 to the load 22 and the input impedance Zt suitable for charging, the constant of the first impedance converter 31 can be changed so that the deviation is within an allowable range. Control is performed. When the impedance Zp from the output terminal of the high frequency power supply 12 to the load 22 is not within the allowable range only by the variable control of the constant of the first impedance converter 31, the variable resistor 41 and the first impedance converter 31 are used. And are connected. Then, variable control of the resistance value of the variable resistor 41 is performed so that the impedance Zp from the output terminal of the high-frequency power source 12 to the load 22 is within an allowable range.
以上詳述した本実施形態によれば以下の優れた効果を奏する。
(1)送電器13(1次側コイル13a)の入力側、詳細には高周波電源12と送電器13との間に、複数のインピーダンス変換器31,32を有する1次側インピーダンス変換器群G1と、1次側インピーダンス変換器群G1とは別に可変抵抗41を設けた。そして、可変抵抗41と、1次側インピーダンス変換器群G1の第1インピーダンス変換器31とが導通された導通状態、又は、可変抵抗41と第1インピーダンス変換器31とが遮断された遮断状態に切り替わるスイッチング素子42を設けた。これにより、スイッチング素子42が導通状態である場合には、高周波電力は、可変抵抗41及び1次側インピーダンス変換器群G1を介して送電器13に供給されるため、可変抵抗41及び1次側インピーダンス変換器群G1が協働してインピーダンス変換を行うこととなる。一方、スイッチング素子42が遮断状態である場合には、高周波電力は1次側インピーダンス変換器群G1のみを介して送電器13に供給され、可変抵抗41には高周波電力は供給されない。これにより、可変抵抗41を用いたインピーダンスの調整が必要な場合には、スイッチング素子42を導通状態にする一方、可変抵抗41を用いたインピーダンスの調整が不要な場合には、スイッチング素子42を遮断状態にすることにより、インピーダンスの調整を好適に行いつつ、不要な電力損失を抑制することができる。
According to the embodiment described in detail above, the following excellent effects are obtained.
(1) Primary side impedance converter group G1 having a plurality of impedance converters 31 and 32 between the input side of the power transmitter 13 (primary side coil 13a), specifically, between the high frequency power source 12 and the power transmitter 13. In addition, a variable resistor 41 is provided separately from the primary side impedance converter group G1. Then, the variable resistor 41 and the first impedance converter 31 of the primary side impedance converter group G1 are in a conductive state, or the variable resistor 41 and the first impedance converter 31 are cut off. A switching element 42 for switching is provided. As a result, when the switching element 42 is in a conductive state, the high frequency power is supplied to the power transmitter 13 via the variable resistor 41 and the primary side impedance converter group G1, so that the variable resistor 41 and the primary side are supplied. The impedance converter group G1 cooperates to perform impedance conversion. On the other hand, when the switching element 42 is in the cut-off state, the high frequency power is supplied to the power transmitter 13 only through the primary side impedance converter group G1, and the high frequency power is not supplied to the variable resistor 41. As a result, when the impedance adjustment using the variable resistor 41 is necessary, the switching element 42 is turned on. On the other hand, when the impedance adjustment using the variable resistor 41 is not necessary, the switching element 42 is shut off. By setting the state, it is possible to suppress unnecessary power loss while suitably adjusting the impedance.
(2)インピーダンスの調整に用いられる抵抗として抵抗値が可変の可変抵抗41を採用した。これにより、抵抗値が固定の抵抗を用いる場合と比較して、インピーダンスの調整可能範囲が広くなる。よって、より好適にインピーダンスの調整を行うことができる。 (2) A variable resistor 41 having a variable resistance value is used as a resistor used for adjusting the impedance. Thereby, compared with the case where resistance with a fixed resistance value is used, the adjustable range of impedance becomes wide. Therefore, the impedance can be adjusted more suitably.
(3)1次側インピーダンス変換器群G1(詳細には第1インピーダンス変換器31)の定数を可変とした。これにより、可変抵抗41の抵抗値及び第1インピーダンス変換器31の定数の双方が可変となっているため、インピーダンスの調整可能範囲が、より広くなっている。これにより、送電器13及び受電器23の位置ずれが大きい場合であっても、好適に電力伝送を行うことができる。 (3) The constant of the primary side impedance converter group G1 (specifically, the first impedance converter 31) is variable. Thereby, since both the resistance value of the variable resistor 41 and the constant of the 1st impedance converter 31 are variable, the adjustable range of an impedance is wider. Thereby, even if it is a case where the position shift of the power transmission device 13 and the power receiving device 23 is large, electric power transmission can be performed suitably.
(4)スイッチング素子42は、第1インピーダンス変換器31の定数の可変制御が行われる場合には遮断状態であり、第1インピーダンス変換器31の定数の可変制御後において更にインピーダンスの調整を行う場合に、遮断状態から導通状態に切り替わる構成とした。これにより、可変抵抗41を用いたインピーダンスの調整を行う前に、第1インピーダンス変換器31の定数の可変制御によるインピーダンスの調整を行うことを通じて、可変抵抗41に高周波電力が供給されることによる電力損失を可能な限り回避することができる。また、第1インピーダンス変換器31の定数の可変制御によるインピーダンスの調整では対応できない場合には、スイッチング素子42を遮断状態から導通状態に切り替えることにより、インピーダンスの更なる調整を行うことができる。これにより、第1インピーダンス変換器31の定数の可変制御ではインピーダンスの調整が困難な場合であっても、安定した電力伝送を実現できる。 (4) The switching element 42 is in the cut-off state when the variable control of the constant of the first impedance converter 31 is performed, and when the impedance is further adjusted after the variable control of the constant of the first impedance converter 31 is performed. Furthermore, it was set as the structure which switches from a interruption | blocking state to a conduction | electrical_connection state. Thereby, before adjusting the impedance using the variable resistor 41, the power by supplying the high frequency power to the variable resistor 41 through adjusting the impedance by variable control of the constant of the first impedance converter 31. Loss can be avoided as much as possible. Further, when the impedance cannot be adjusted by adjusting the constant by the variable control of the constant of the first impedance converter 31, the impedance can be further adjusted by switching the switching element 42 from the cutoff state to the conductive state. Thereby, stable power transmission can be realized even when the adjustment of the impedance is difficult by the variable control of the constant of the first impedance converter 31.
(5)ここで、通常の使用態様(駐車態様)のばらつきによって生じ得る高周波電源12の出力端から負荷22までのインピーダンスZpと充電に適した入力インピーダンスZtとのずれ量は、ある程度決まっている。このため、第1インピーダンス変換器31の定数の可変範囲を上記ずれ量に対応させて設定することが想定される。一方、通常の使用態様と比較して発生頻度は低いが、通常とは異なる使用態様で非接触の電力伝送を行う場合にも、安定して電力伝送を行うことができることが望まれる。しかしながら、このような発生頻度が低い場合にも対応するべく、定数が可変のインピーダンス変換器等を別途設けたり、第1インピーダンス変換器31の定数の可変範囲を広くしたりすることは、構成の簡素化等の観点から好ましくない。 (5) Here, the amount of deviation between the impedance Zp from the output end of the high-frequency power supply 12 to the load 22 and the input impedance Zt suitable for charging, which may occur due to variations in normal use mode (parking mode), is determined to some extent. . For this reason, it is assumed that the variable range of the constant of the first impedance converter 31 is set corresponding to the deviation amount. On the other hand, although the frequency of occurrence is lower than that in a normal usage mode, it is desirable that power transmission can be performed stably even when non-contact power transmission is performed in a different usage mode. However, in order to cope with such a case where the occurrence frequency is low, it is possible to separately provide an impedance converter or the like having a variable constant, or to increase the variable range of the constant of the first impedance converter 31. It is not preferable from the viewpoint of simplification.
詳述すると、例えば可変範囲の広い可変インダクタや可変キャパシタを設ける場合には、可変インダクタや可変キャパシタが大型となったり、そもそもそのような可変範囲を有する素子が汎用品になかったりする場合がある。かといって、複数の汎用品の組み合わせで可変範囲を拡大しようとすると、部品点数の増加、制御対象の増加に伴う制御の複雑化が懸念される。また、定数の異なる複数のLC回路のうちいずれかを選択することにより定数の可変制御を実現する構成においては、広い可変範囲に対応するべくLC回路の数を増やす必要が生じ、同じく部品点数の増加及び大型化が懸念される。 In detail, for example, when a variable inductor or a variable capacitor having a wide variable range is provided, the variable inductor or the variable capacitor may be large, or an element having such a variable range may not be present in a general-purpose product. . However, if the variable range is expanded by a combination of a plurality of general-purpose products, there is a concern that the number of parts increases and the control becomes complicated as the number of controlled objects increases. In addition, in a configuration that realizes variable control of constants by selecting one of a plurality of LC circuits having different constants, it is necessary to increase the number of LC circuits to cope with a wide variable range, and the number of parts is also reduced. There is concern about an increase and an increase in size.
これに対して、本実施形態では、1次側インピーダンス変換器群G1とは別に、可変キャパシタ等と比較して可変範囲の広いものが得られ易く且つ簡素な可変抵抗41と、スイッチング素子42とを設けた。これにより、上記不都合の回避と、通常とは異なる使用態様における安定した電力伝送との両立を図ることができる。 On the other hand, in the present embodiment, apart from the primary side impedance converter group G1, it is easy to obtain a wide variable range as compared with a variable capacitor or the like, and a simple variable resistor 41, switching element 42, Was provided. As a result, it is possible to achieve both the avoidance of the inconvenience and the stable power transmission in the usage mode different from the normal use.
(6)第1インピーダンス変換器31の定数の可変制御では高周波電源12の出力端から負荷22までのインピーダンスZpが許容範囲内に収まらない場合には、第1インピーダンス変換器31の取り得る定数のうち、上記インピーダンスZpが目標のインピーダンスとしての充電に適した入力インピーダンスZtに最も近づいた時の定数を設定する。その後、可変抵抗41を用いたインピーダンスの調整を行う構成とした。これにより、可能な限り目標のインピーダンスに近づいた状態で可変抵抗41によるインピーダンスの調整を行うことができる。 (6) In the variable control of the constant of the first impedance converter 31, when the impedance Zp from the output terminal of the high frequency power supply 12 to the load 22 does not fall within the allowable range, the constant of the first impedance converter 31 can be taken. Among them, a constant is set when the impedance Zp is closest to the input impedance Zt suitable for charging as the target impedance. Thereafter, the impedance is adjusted using the variable resistor 41. As a result, it is possible to adjust the impedance by the variable resistor 41 in a state as close to the target impedance as possible.
(第2実施形態)
目標のインピーダンスとしての特定抵抗値Routは、送電器13及び受電器23の構成(各コイル13a,23aの形状及びインダクタンスや各コンデンサ13b,23bのキャパシタンス等)、送電器13及び受電器23の相対位置によって決定される。このため、送電器13及び受電器23が基準位置からずれた場合、すなわち送電器13及び受電器23の相対位置が変動した場合、特定抵抗値Routが変動する。
(Second Embodiment)
The specific resistance value Rout as the target impedance is the configuration of the power transmitter 13 and the power receiver 23 (the shape and inductance of each coil 13a, 23a, the capacitance of each capacitor 13b, 23b, etc.), the relative of the power transmitter 13 and the power receiver 23. Determined by position. For this reason, when the power transmitter 13 and the power receiver 23 deviate from the reference position, that is, when the relative position of the power transmitter 13 and the power receiver 23 varies, the specific resistance value Rout varies.
これに対して、図3に示すように、本実施形態では、車両側機器21は、2次側インピーダンス変換器群G2とは別に、可変抵抗51及びスイッチング素子52が直列に接続された直列接続体50を備えている。直列接続体50は、受電器23と第3インピーダンス変換器33との間に設けられており、受電器23及び第3インピーダンス変換器33に対して並列に接続されている。詳細には、車両側機器21には、受電器23と第3インピーダンス変換器33とを接続し、且つ、高周波電力の伝送に用いられる2つの配線L3,L4が設けられており、直列接続体50は、上記2つの配線L3,L4の双方に接続されている。 On the other hand, as shown in FIG. 3, in the present embodiment, the vehicle-side device 21 is connected in series with a variable resistor 51 and a switching element 52 connected in series separately from the secondary-side impedance converter group G2. A body 50 is provided. The series connection body 50 is provided between the power receiver 23 and the third impedance converter 33, and is connected in parallel to the power receiver 23 and the third impedance converter 33. Specifically, the vehicle-side device 21 is provided with two wirings L3 and L4 that connect the power receiver 23 and the third impedance converter 33 and are used for transmission of high-frequency power, and are connected in series. 50 is connected to both of the two wirings L3 and L4.
スイッチング素子52は、可変抵抗51と第3インピーダンス変換器33(2次側インピーダンス変換器群G2)とが導通した導通状態(オン状態)、又は、可変抵抗51と第3インピーダンス変換器33とが遮断された遮断状態(オフ状態)に切り替わる。 The switching element 52 includes a conductive state (ON state) in which the variable resistor 51 and the third impedance converter 33 (secondary impedance converter group G2) are conducted, or the variable resistor 51 and the third impedance converter 33 are connected. Switch to the blocked state (off state).
かかる構成によれば、スイッチング素子52が導通状態である場合には、受電器23にて受電された高周波電力は、可変抵抗51及び2次側インピーダンス変換器群G2を介して負荷22に供給(伝送)される。一方、スイッチング素子52が遮断状態である場合には、受電器23にて受電された高周波電力は、可変抵抗51を介することなく、2次側インピーダンス変換器群G2を介して負荷22に供給される。 According to such a configuration, when the switching element 52 is in a conductive state, the high frequency power received by the power receiver 23 is supplied to the load 22 via the variable resistor 51 and the secondary impedance converter group G2 ( Transmission). On the other hand, when the switching element 52 is in the cut-off state, the high frequency power received by the power receiver 23 is supplied to the load 22 via the secondary impedance converter group G2 without passing through the variable resistor 51. The
ちなみに、スイッチング素子52は、初期状態において遮断状態である。このため、通常は、可変抵抗51には高周波電力は供給されないようになっている。また、可変抵抗51の初期値は、可変抵抗51に電流が流れにくいように第3インピーダンス変換器33の入力端から負荷22までのインピーダンスよりも高く設定されている。 Incidentally, the switching element 52 is in a cutoff state in the initial state. For this reason, normally, the high frequency power is not supplied to the variable resistor 51. The initial value of the variable resistor 51 is set higher than the impedance from the input end of the third impedance converter 33 to the load 22 so that current does not easily flow through the variable resistor 51.
既に説明した通り、2次側インピーダンス変換器群G2、詳細には第3インピーダンス変換器33の定数は可変となっている。第3インピーダンス変換器33の定数の可変範囲は、例えば通常の使用態様において発生し得る送電器13及び受電器23の位置ずれに対応可能に設定されている。詳細には、例えば第3インピーダンス変換器33の定数の可変範囲は、設置面にあるガイド部のガイドに基づき駐車した場合の車両の駐車位置のばらつき(送電器13及び受電器23の位置ずれ)に基づく、受電器23の出力端から負荷22までのインピーダンスZqと特定抵抗値Routとのずれを補償することができる程度に設定されている。 As already explained, the constants of the secondary impedance converter group G2, specifically the third impedance converter 33, are variable. The constant variable range of the third impedance converter 33 is set so as to be able to cope with a positional shift between the power transmitter 13 and the power receiver 23 that may occur in a normal usage mode, for example. Specifically, for example, the constant variable range of the third impedance converter 33 is a variation in the parking position of the vehicle when the vehicle is parked based on the guide of the guide portion on the installation surface (positional deviation of the power transmitter 13 and the power receiver 23). Is set to such an extent that the deviation between the impedance Zq from the output terminal of the power receiver 23 to the load 22 and the specific resistance value Rout can be compensated.
なお、第3インピーダンス変換器33の初期値は、送電器13及び受電器23が基準位置に配置されており、スイッチング素子52が遮断状態である場合に、受電器23の出力端から負荷22までのインピーダンスZqが特定抵抗値Routとなるよう設定されている。また、第3インピーダンス変換器33の定数を可変とする具体的な構成は第1実施形態の第1インピーダンス変換器31と同様であるため、説明を省略する。 Note that the initial value of the third impedance converter 33 is from the output end of the power receiver 23 to the load 22 when the power transmitter 13 and the power receiver 23 are arranged at the reference position and the switching element 52 is in the cutoff state. Is set to have a specific resistance value Rout. Moreover, since the specific structure which makes the constant of the 3rd impedance converter 33 variable is the same as that of the 1st impedance converter 31 of 1st Embodiment, description is abbreviate | omitted.
車両側機器21は、受電器23にて受電された高周波電力の電圧波形及び電流波形を測定する2次側測定器53を備えている。2次側測定器53は、その測定結果を車両側コントローラ24に送信する。 The vehicle-side device 21 includes a secondary-side measuring device 53 that measures the voltage waveform and current waveform of the high-frequency power received by the power receiver 23. The secondary side measuring device 53 transmits the measurement result to the vehicle side controller 24.
車両側コントローラ24は、送電器13及び受電器23が磁場共鳴可能な位置に配置された状況において高周波電源12から高周波電力が供給されている場合に、各測定器43,53の測定結果に基づいて、第3インピーダンス変換器33の定数の可変制御及びスイッチング素子52のスイッチング制御等を行う2次側調整処理を実行する。 The vehicle-side controller 24 is based on the measurement results of the measuring instruments 43 and 53 when high-frequency power is supplied from the high-frequency power supply 12 in a situation where the power transmitter 13 and the power receiver 23 are arranged at positions where magnetic field resonance is possible. Then, the secondary side adjustment process for performing variable control of the constant of the third impedance converter 33, switching control of the switching element 52, and the like is executed.
図4を用いて2次側調整処理について説明する。なお、本実施形態では、2次側調整処理の実行中は、高周波電源12から高周波電力が常時供給されている。
まずステップS201にて、各測定器43,53の測定結果に基づいて伝送効率を算出(測定)する。具体的には、車両側コントローラ24は、電源側コントローラ14に対して1次側測定器43に供給されている高周波電力の電力値を要求する。電源側コントローラ14は、その要求に基づいて、1次側測定器43の測定結果を取得し、その測定結果から1次側測定器43に供給されている高周波電力の電力値を算出する。そして、電源側コントローラ14は、算出された電力値を車両側コントローラ24に送信する。車両側コントローラ24は、2次側測定器53の測定結果から受電器23にて受電された高周波電力の電力値を算出し、その電力値と、電源側コントローラ14から取得した電力値とに基づいて、伝送効率を算出する。
The secondary side adjustment process will be described with reference to FIG. In the present embodiment, high-frequency power is constantly supplied from the high-frequency power source 12 during execution of the secondary side adjustment process.
First, in step S201, the transmission efficiency is calculated (measured) based on the measurement results of the measuring instruments 43 and 53. Specifically, the vehicle-side controller 24 requests the power value of the high-frequency power supplied to the primary-side measuring instrument 43 from the power supply-side controller 14. The power supply side controller 14 acquires the measurement result of the primary side measuring device 43 based on the request | requirement, and calculates the electric power value of the high frequency electric power supplied to the primary side measuring device 43 from the measurement result. Then, the power supply side controller 14 transmits the calculated power value to the vehicle side controller 24. The vehicle-side controller 24 calculates the power value of the high-frequency power received by the power receiver 23 from the measurement result of the secondary-side measuring device 53, and based on the power value and the power value acquired from the power-supply side controller 14. To calculate the transmission efficiency.
続く、ステップS202では、上記ステップS201にて算出された伝送効率が予め定められた閾値効率以上であるか否かを判定する。閾値効率は、例えば受電器23の出力端から負荷22までのインピーダンスZqが特定抵抗値Routとなっている状況における伝送効率又はそれよりも所定のマージン分だけ低い値に設定されている。なお、閾値効率については、これに限られず、電力伝送に支障がない伝送効率であれば任意である。 In step S202, it is determined whether or not the transmission efficiency calculated in step S201 is equal to or higher than a predetermined threshold efficiency. The threshold efficiency is set, for example, to a transmission efficiency in a situation where the impedance Zq from the output terminal of the power receiver 23 to the load 22 is the specific resistance value Rout or a value lower than that by a predetermined margin. The threshold efficiency is not limited to this, and is arbitrary as long as it is a transmission efficiency that does not hinder power transmission.
伝送効率が閾値効率以上である場合には、インピーダンスの調整の必要がないとして、そのまま本処理を終了する。一方、伝送効率が閾値効率未満である場合、受電器23の出力端から負荷22までのインピーダンスZqと、特定抵抗値Routとの間にずれがあることを意味する。この場合、ステップS203に進み、第3インピーダンス変換器33において未設定の定数があるか否かを判定する。なお、ステップS203の具体的な処理内容については、第1実施形態のステップS103と同様であるため、説明を省略する。 If the transmission efficiency is equal to or higher than the threshold efficiency, it is determined that there is no need to adjust the impedance, and this process is terminated. On the other hand, when the transmission efficiency is less than the threshold efficiency, it means that there is a difference between the impedance Zq from the output terminal of the power receiver 23 to the load 22 and the specific resistance value Rout. In this case, the process proceeds to step S203, and it is determined whether or not there is an unset constant in the third impedance converter 33. Note that the specific processing content of step S203 is the same as that of step S103 of the first embodiment, and a description thereof will be omitted.
第3インピーダンス変換器33において未設定の定数が存在する場合には、ステップS204に進み、第3インピーダンス変換器33の定数の可変制御を行う。詳細には、第3インピーダンス変換器33の定数を、未設定の定数のうちいずれかに設定する。そして、ステップS201に戻る。 If an unset constant exists in the third impedance converter 33, the process proceeds to step S204, and the variable control of the constant of the third impedance converter 33 is performed. Specifically, the constant of the third impedance converter 33 is set to one of unset constants. Then, the process returns to step S201.
第3インピーダンス変換器33において未設定の定数が存在しない場合、第3インピーダンス変換器33の取り得る定数を全て設定したにも関わらず伝送効率が閾値効率以上とならないことを意味する。すなわち、第3インピーダンス変換器33の定数の可変制御では、特定抵抗値Routに対する受電器23の出力端から負荷22までのインピーダンスZqのずれを許容範囲内に収めることができないことを意味する。この場合、ステップS203を否定判定し、ステップS205に進む。ステップS205では、複数の設定した定数のうち、最大効率時の定数、詳細には伝送効率が最大となった時の定数を設定する。 If there is no unset constant in the third impedance converter 33, it means that the transmission efficiency does not exceed the threshold efficiency even though all the constants that the third impedance converter 33 can take are set. That is, the constant variable control of the third impedance converter 33 means that the deviation of the impedance Zq from the output terminal of the power receiver 23 to the load 22 with respect to the specific resistance value Rout cannot be within an allowable range. In this case, a negative determination is made in step S203, and the process proceeds to step S205. In step S205, among the plurality of set constants, a constant at the time of maximum efficiency, specifically, a constant at the time when the transmission efficiency is maximized is set.
続くステップS206では、遮断状態から導通状態に切り替わるようスイッチング素子52を制御して、可変抵抗51を第3インピーダンス変換器33に接続する。なお、既に説明した通り、スイッチング素子52は、初期状態において遮断状態である。このため、第1実施形態のスイッチング素子42と同様に、第3インピーダンス変換器33の定数の可変制御中、つまりステップS201〜ステップS204の処理の実行中は、スイッチング素子52は遮断状態となっている。 In subsequent step S <b> 206, the switching element 52 is controlled to switch from the cutoff state to the conductive state, and the variable resistor 51 is connected to the third impedance converter 33. As already described, the switching element 52 is in the cutoff state in the initial state. Therefore, similarly to the switching element 42 of the first embodiment, the switching element 52 is in the cut-off state during the variable control of the constant of the third impedance converter 33, that is, during the execution of the processing of Step S201 to Step S204. Yes.
その後、ステップS207にて伝送効率を算出し、ステップS208にて伝送効率が閾値効率以上であるか否かを判定する。伝送効率が閾値効率以上である場合には、そのまま本処理を終了する一方、伝送効率が閾値効率未満である場合には、ステップS209にて可変抵抗の抵抗値の可変制御を行い、ステップS207に戻る。つまり、伝送効率が閾値効率以上となるまで、可変抵抗51の抵抗値の可変制御を行う。 Thereafter, the transmission efficiency is calculated in step S207, and it is determined whether or not the transmission efficiency is equal to or higher than the threshold efficiency in step S208. If the transmission efficiency is equal to or higher than the threshold efficiency, the process is terminated as it is. If the transmission efficiency is less than the threshold efficiency, variable control of the resistance value of the variable resistor is performed in step S209, and the process proceeds to step S207. Return. That is, variable control of the resistance value of the variable resistor 51 is performed until the transmission efficiency becomes equal to or higher than the threshold efficiency.
ちなみに、伝送効率が閾値効率以上となるように、第3インピーダンス変換器33の定数又は可変抵抗51の抵抗値の可変制御を行う処理は、受電器23の出力端から負荷22までのインピーダンスZqと特定抵抗値Routとのずれを低減させる処理であるとも言える。 Incidentally, the process of performing variable control of the constant of the third impedance converter 33 or the resistance value of the variable resistor 51 so that the transmission efficiency is equal to or higher than the threshold efficiency is performed by the impedance Zq from the output terminal of the power receiver 23 to the load 22. It can be said that this is a process for reducing the deviation from the specific resistance value Rout.
なお、可変抵抗51の抵抗値をいずれの値に設定した場合であっても、伝送効率が閾値効率未満である場合には、異常があるとして異常報知を行い、本処理を終了し、電力伝送を中止してもよい。また、異常報知に代えて、伝送効率が閾値効率に最も近づいた場合の可変抵抗51の抵抗値を設定して、本処理を終了し、電力伝送を行ってもよい。 In addition, even when the resistance value of the variable resistor 51 is set to any value, if the transmission efficiency is less than the threshold efficiency, an abnormality notification is given as an abnormality, the present process is terminated, and power transmission is performed. May be canceled. Further, instead of abnormality notification, the resistance value of the variable resistor 51 when the transmission efficiency is closest to the threshold efficiency may be set, and this process may be terminated to perform power transmission.
次に本実施形態の作用について説明する。
受電器23の出力端から負荷22までのインピーダンスZqと、特定抵抗値Routとの間にずれが生じて伝送効率が閾値効率未満となった場合、伝送効率が閾値効率以上となるように第3インピーダンス変換器33の定数の可変制御が行われる。この場合、第3インピーダンス変換器33の定数の可変制御のみでは、伝送効率が閾値効率以上とならない場合には、可変抵抗51と第3インピーダンス変換器33とが接続される。そして、伝送効率が閾値効率以上となるように可変抵抗51の抵抗値の可変制御が行われる。
Next, the operation of this embodiment will be described.
When a deviation occurs between the impedance Zq from the output terminal of the power receiver 23 to the load 22 and the specific resistance value Rout and the transmission efficiency becomes less than the threshold efficiency, the third is set so that the transmission efficiency becomes equal to or higher than the threshold efficiency. Variable control of the constant of the impedance converter 33 is performed. In this case, the variable resistor 51 and the third impedance converter 33 are connected if the transmission efficiency does not exceed the threshold efficiency only by the constant variable control of the third impedance converter 33. Then, variable control of the resistance value of the variable resistor 51 is performed so that the transmission efficiency becomes equal to or higher than the threshold efficiency.
以上詳述した本実施形態によれば、上述した(2)及び(5)と同様の効果に加えて、以下の優れた効果を奏する。
(7)受電器23(2次側コイル23a)と負荷22との間に、複数のインピーダンス変換器33,34を有する2次側インピーダンス変換器群G2と、2次側インピーダンス変換器群G2とは別に可変抵抗51を設けた。そして、可変抵抗51と2次側インピーダンス変換器群G2の第3インピーダンス変換器33とが導通された導通状態、又は、可変抵抗51と第3インピーダンス変換器33とが遮断された遮断状態に切り替わるスイッチング素子52を設けた。これにより、スイッチング素子52が導通状態である場合には、受電器23にて受電された高周波電力は、可変抵抗51及び2次側インピーダンス変換器群G2を介して負荷22に供給されるため、可変抵抗51及び2次側インピーダンス変換器群G2が協働してインピーダンス変換を行うこととなる。一方、スイッチング素子52が遮断状態である場合には、高周波電力は2次側インピーダンス変換器群G2のみを介して負荷22に供給され、可変抵抗51には高周波電力は供給されない。これにより、インピーダンスの調整を好適に行いつつ、不要な電力損失を抑制することができる。
According to this embodiment explained in full detail above, in addition to the effect similar to (2) and (5) mentioned above, there exist the following outstanding effects.
(7) A secondary impedance converter group G2 having a plurality of impedance converters 33 and 34 between the power receiver 23 (secondary coil 23a) and the load 22, and a secondary impedance converter group G2. Separately, a variable resistor 51 is provided. And it switches to the conduction | electrical_connection state in which the variable resistance 51 and the 3rd impedance converter 33 of the secondary side impedance converter group G2 were conducted, or the interruption | blocking state in which the variable resistance 51 and the 3rd impedance converter 33 were interrupted | blocked. A switching element 52 is provided. Thereby, when the switching element 52 is in a conductive state, the high-frequency power received by the power receiver 23 is supplied to the load 22 via the variable resistor 51 and the secondary side impedance converter group G2. The variable resistor 51 and the secondary impedance converter group G2 cooperate to perform impedance conversion. On the other hand, when the switching element 52 is in the cut-off state, the high frequency power is supplied to the load 22 only through the secondary side impedance converter group G2, and the high frequency power is not supplied to the variable resistor 51. Thereby, unnecessary power loss can be suppressed while impedance adjustment is suitably performed.
(8)2次側インピーダンス変換器群G2(詳細には第3インピーダンス変換器33)の定数を可変とした。これにより、可変抵抗51の抵抗値及び第3インピーダンス変換器33の定数の双方が可変となっているため、インピーダンスの調整可能範囲が、より広くなっている。これにより、送電器13及び受電器23の位置ずれが大きい場合であっても、好適に電力伝送を行うことができる。 (8) The constant of the secondary side impedance converter group G2 (specifically, the third impedance converter 33) is variable. Thereby, since both the resistance value of the variable resistor 51 and the constant of the third impedance converter 33 are variable, the adjustable range of impedance is wider. Thereby, even if it is a case where the position shift of the power transmission device 13 and the power receiving device 23 is large, electric power transmission can be performed suitably.
(9)スイッチング素子52は、第3インピーダンス変換器33の定数の可変制御が行われる場合には遮断状態であり、第3インピーダンス変換器33の定数の可変制御後において更にインピーダンスの調整を行う場合に、遮断状態から導通状態に切り替わる構成とした。これにより、可変抵抗51に高周波電力が供給されることによる電力損失を可能な限り回避することができる。また、第1インピーダンス変換器31の定数の可変制御によるインピーダンスの調整では対応できない場合には、スイッチング素子52を遮断状態から導通状態に切り替えることにより、インピーダンスの更なる調整を行うことができる。これにより、第1インピーダンス変換器31の定数の可変制御ではインピーダンスの調整が困難な場合であっても、安定した電力伝送を実現できる。 (9) When the variable control of the constant of the third impedance converter 33 is performed, the switching element 52 is in the cut-off state, and when the impedance is further adjusted after the variable control of the constant of the third impedance converter 33 is performed. Furthermore, it was set as the structure which switches from a interruption | blocking state to a conduction | electrical_connection state. As a result, it is possible to avoid as much power loss as possible when high frequency power is supplied to the variable resistor 51. Further, when the impedance cannot be adjusted by adjusting the constant by the variable control of the constant of the first impedance converter 31, the impedance can be further adjusted by switching the switching element 52 from the cut-off state to the conductive state. Thereby, stable power transmission can be realized even when the adjustment of the impedance is difficult by the variable control of the constant of the first impedance converter 31.
(10)第3インピーダンス変換器33の定数の可変制御では伝送効率が閾値効率以上とならない場合には、第3インピーダンス変換器33の取り得る定数のうち伝送効率が最大となった時の定数を設定して、可変抵抗51を用いたインピーダンスの調整を行う。これにより、可能な限り伝送効率が閾値効率に近づいた状態で可変抵抗51によるインピーダンスの調整を行うことができる。 (10) If the transmission efficiency does not exceed the threshold efficiency in the variable control of the constant of the third impedance converter 33, the constant at the time when the transmission efficiency is maximum among the constants that the third impedance converter 33 can take is set. The impedance is adjusted using the variable resistor 51. Thereby, the impedance can be adjusted by the variable resistor 51 while the transmission efficiency is as close to the threshold efficiency as possible.
なお、上記各実施形態は以下のように変更してもよい。
○ 各実施形態では、インピーダンスを調整するものとして、抵抗値が可変の可変抵抗41,51を採用したが、これに限られず、抵抗値が固定の抵抗を採用してもよい。この場合であっても、スイッチング素子42,52が遮断状態から導通状態に切り替わることにより、抵抗によるインピーダンス変換が行われる。但し、より好適にインピーダンスの調整をできる点に着目すれば、抵抗値は可変である方が好ましい。
In addition, you may change each said embodiment as follows.
In each embodiment, the variable resistors 41 and 51 having variable resistance values are employed as the impedances to be adjusted. However, the present invention is not limited to this, and resistors having a fixed resistance value may be employed. Even in this case, impedance conversion by resistance is performed by switching the switching elements 42 and 52 from the cutoff state to the conductive state. However, in view of the fact that the impedance can be adjusted more preferably, the resistance value is preferably variable.
○ 第1実施形態では、可変抵抗41は、高周波電源12及び第1インピーダンス変換器31に対して並列に接続されていたが、これに限られない。例えば、図5に示すように、可変抵抗41を高周波電源12及び第1インピーダンス変換器31に対して直列に接続してもよい。この場合、2つの配線L1,L2のうち一方の配線L1を、第1配線L11と第2配線L12とを有する二又構造とするとともに、電力伝送経路を構成する配線を、第1配線L11又は第2配線L12に切り替えるリレー61を設けるとよい。そして、第2配線L12のみに可変抵抗41を設けるとよい。また、電源側コントローラ14は、通常時には第1配線L11を介して高周波電力が伝送されるようリレー61を制御し、第1インピーダンス変換器31の定数の可変制御に加えて更にインピーダンスの調整が必要な場合には、第2配線L12を介して高周波電力が伝送されるようリレー61を制御するとよい。なお、第1配線L11を介して高周波電力が伝送される状態が「遮断状態」に対応し、第2配線L12を介して高周波電力が伝送される状態が「導通状態」に対応する。 In the first embodiment, the variable resistor 41 is connected in parallel to the high-frequency power source 12 and the first impedance converter 31, but is not limited thereto. For example, as shown in FIG. 5, the variable resistor 41 may be connected in series with the high frequency power supply 12 and the first impedance converter 31. In this case, one wiring L1 of the two wirings L1 and L2 has a bifurcated structure including the first wiring L11 and the second wiring L12, and the wiring configuring the power transmission path is the first wiring L11 or A relay 61 that switches to the second wiring L12 may be provided. And it is good to provide the variable resistance 41 only in the 2nd wiring L12. Further, the power supply side controller 14 normally controls the relay 61 so that high frequency power is transmitted through the first wiring L11, and in addition to the variable control of the constant of the first impedance converter 31, further adjustment of the impedance is necessary. In such a case, the relay 61 may be controlled so that high-frequency power is transmitted via the second wiring L12. The state in which high-frequency power is transmitted through the first wiring L11 corresponds to the “cut-off state”, and the state in which high-frequency power is transmitted through the second wiring L12 corresponds to the “conduction state”.
ちなみに、電力損失の低減の観点に着目すれば、上記可変抵抗41の抵抗値は小さい方が好ましい。つまり、抵抗を直列に接続する場合には、並列に接続する場合と比較して、抵抗値が小さく、耐圧が小さい抵抗を選択するとよい。 Incidentally, from the viewpoint of reducing the power loss, it is preferable that the resistance value of the variable resistor 41 is small. That is, when the resistors are connected in series, it is preferable to select a resistor having a small resistance value and a low withstand voltage as compared with the case where the resistors are connected in parallel.
なお、第2実施形態についても同様に、可変抵抗51を受電器23及び第3インピーダンス変換器33に対して直列に接続してもよい。
○ また、各実施形態と上記別例とを組み合わせてもよい。つまり、地上側機器11は、高周波電源12及び第1インピーダンス変換器31に直列に接続され得る抵抗と、高周波電源12及び第1インピーダンス変換器31に並列に接続され得る抵抗とを備えていてもよい。同様に、車両側機器21は、受電器23及び第3インピーダンス変換器33に直列に接続され得る抵抗と、受電器23及び第3インピーダンス変換器33に並列に接続され得る抵抗とを備えていてもよい。
Similarly in the second embodiment, the variable resistor 51 may be connected in series to the power receiver 23 and the third impedance converter 33.
(Circle) each embodiment and the said another example may be combined. That is, the ground-side device 11 includes a resistor that can be connected in series to the high-frequency power source 12 and the first impedance converter 31 and a resistor that can be connected in parallel to the high-frequency power source 12 and the first impedance converter 31. Good. Similarly, the vehicle-side device 21 includes a resistor that can be connected in series to the power receiver 23 and the third impedance converter 33 and a resistor that can be connected in parallel to the power receiver 23 and the third impedance converter 33. Also good.
○ 第1実施形態では、直列接続体40は1つのみ設けられていたが、これに限られない。例えば、図6に示すように、複数の直列接続体70,80が互いに並列に接続されていてもよい。複数の直列接続体70,80のうち第1直列接続体70は、抵抗値が固定の第1抵抗71と第1スイッチング素子72とを有し、第2直列接続体80は、抵抗値が固定の第2抵抗81と第2スイッチング素子82とを有する。かかる構成によれば、各スイッチング素子72,82のスイッチング制御を行うことにより、各直列接続体70,80による合成抵抗値が可変となる。これにより、複数種類の抵抗値を実現できる。よって、抵抗値が可変の可変抵抗41,51を用いることなく、インピーダンスの調整を好適に行うことができる。 In the first embodiment, only one series connection body 40 is provided, but the present invention is not limited to this. For example, as shown in FIG. 6, a plurality of serially connected bodies 70 and 80 may be connected in parallel to each other. Of the plurality of series connection bodies 70, 80, the first series connection body 70 has a first resistance 71 and a first switching element 72 having a fixed resistance value, and the second series connection body 80 has a resistance value fixed. The second resistor 81 and the second switching element 82 are included. According to such a configuration, by performing switching control of the switching elements 72 and 82, the combined resistance value by the series connection bodies 70 and 80 becomes variable. Thereby, a plurality of types of resistance values can be realized. Therefore, impedance adjustment can be suitably performed without using the variable resistors 41 and 51 having variable resistance values.
なお、第2実施形態についても同様に、互いに並列に接続された複数の直列接続体を設けてもよい。
○ 上記別例においては、第1抵抗71の抵抗値と、第2抵抗81の抵抗値とは同一でもよいし、異なっていてもよい。また、抵抗値が固定の抵抗71,81に代えて、抵抗値が可変の可変抵抗を用いてもよい。
Similarly, in the second embodiment, a plurality of serially connected bodies connected in parallel to each other may be provided.
In the other example, the resistance value of the first resistor 71 and the resistance value of the second resistor 81 may be the same or different. Further, instead of the resistors 71 and 81 having fixed resistance values, variable resistors having variable resistance values may be used.
○ また、上記別例において、直列接続体の数は2つに限られず、3つ以上であってもよい。さらに、互いに並列に接続された複数の直列接続体を、高周波電源12及び第1インピーダンス変換器31、又は、受電器23及び第3インピーダンス変換器33に対して直列に設けてもよい。この場合、抵抗がないバイパス線を別途設け、必要に応じて電力伝送経路を切り替えるとよい。 In the above example, the number of series-connected bodies is not limited to two, and may be three or more. Furthermore, a plurality of serially connected bodies connected in parallel to each other may be provided in series with the high-frequency power source 12 and the first impedance converter 31 or the power receiver 23 and the third impedance converter 33. In this case, a bypass line having no resistance may be provided separately, and the power transmission path may be switched as necessary.
○ 各実施形態では、インピーダンス変換器31,33の定数の可変制御が行われた後に、可変抵抗41,51とインピーダンス変換器31,33とが接続され、当該可変抵抗41,51の抵抗値の可変制御が行われる場合がある構成であったが、これに限られず、可変制御を行う順序が逆であってもよい。但し、電力損失の観点に着目すれば、可能な限りインピーダンス変換器31,33の定数の可変制御で対応する方が好ましい。 In each embodiment, after the variable control of the constants of the impedance converters 31 and 33 is performed, the variable resistors 41 and 51 and the impedance converters 31 and 33 are connected, and the resistance values of the variable resistors 41 and 51 are changed. Although the configuration in which the variable control is sometimes performed is not limited thereto, the order in which the variable control is performed may be reversed. However, from the viewpoint of power loss, it is preferable to deal with variable control of the constants of the impedance converters 31 and 33 as much as possible.
○ 第1実施形態の直列接続体40と、第2実施形態の直列接続体50との双方を設ける構成としてもよい。この場合、2次側調整処理の実行後に、1次側調整処理を実行するとよい。これにより、2次側調整処理によって送電器13の入力端から負荷22までのインピーダンスZinが変動して、1次側調整処理を再度実行する必要が生じるという処理の重複を回避することができる。 O It is good also as a structure which provides both the serial connection body 40 of 1st Embodiment, and the serial connection body 50 of 2nd Embodiment. In this case, the primary side adjustment process may be executed after the secondary side adjustment process. Accordingly, it is possible to avoid duplication of processing in which the impedance Zin from the input end of the power transmitter 13 to the load 22 is changed by the secondary side adjustment processing and the primary side adjustment processing needs to be executed again.
○ 各インピーダンス変換器31〜34の具体的な構成については、任意である。例えばLC回路で構成されていてもよいし、トランスで構成されていてもよい。
○ また、LC回路の具体的な構成は任意であり、例えばL型、逆L型、π型及びT型のいずれかであってもよいし、これ以外であってもよい。なお、高周波電源12の一部としてD級増幅器を用いる場合には、第1インピーダンス変換器31はL型以外を用いるとよい。
A specific configuration of each of the impedance converters 31 to 34 is arbitrary. For example, it may be composed of an LC circuit or a transformer.
Further, the specific configuration of the LC circuit is arbitrary, and may be, for example, any of L-type, inverted L-type, π-type, and T-type, or other than this. When a class D amplifier is used as a part of the high frequency power supply 12, the first impedance converter 31 may be other than the L type.
○ 各実施形態では、1次側インピーダンス変換器群G1は、複数のインピーダンス変換器31,32を有する多段構成であったが、これに限られない。例えば第2インピーダンス変換器32を省略してもよい。2次側インピーダンス変換器群G2についても同様に、第4インピーダンス変換器34を省略してもよい。要は、「インピーダンス変換部」とは、1つのインピーダンス変換器で構成されていてもよいし、複数のインピーダンス変換器で構成されていてもよい。但し、インピーダンス変換器を多段にすることにより、1つのインピーダンス変換器における定数を小さくすることができる点に着目すれば、多段構成の方が好ましい。 In each embodiment, the primary impedance converter group G1 has a multi-stage configuration including a plurality of impedance converters 31 and 32, but is not limited thereto. For example, the second impedance converter 32 may be omitted. Similarly, the fourth impedance converter 34 may be omitted for the secondary impedance converter group G2. In short, the “impedance converter” may be configured by one impedance converter or a plurality of impedance converters. However, if attention is paid to the fact that the constant in one impedance converter can be reduced by making the impedance converter multistage, the multistage configuration is preferable.
○ 1次側調整処理及び2次側調整処理(以降単に調整処理という)の実行タイミングとしては任意である。例えば、車両用バッテリの充電を行う前に実行してもよいし、車両用バッテリの充電中に定期的に実行してもよい。 The execution timing of the primary side adjustment process and the secondary side adjustment process (hereinafter simply referred to as adjustment process) is arbitrary. For example, it may be executed before charging the vehicle battery, or may be executed periodically during charging of the vehicle battery.
○ 調整処理において、高周波電源12の出力端から負荷22までのインピーダンスZpの把握時や伝送効率の算出時には、高周波電源12による電力供給を行う一方、インピーダンス変換器31,33の定数の可変制御時や、可変抵抗41,51の抵抗値の可変制御時には、高周波電源12による電力供給を停止してもよい。 In the adjustment process, when grasping the impedance Zp from the output terminal of the high frequency power supply 12 to the load 22 or calculating the transmission efficiency, power is supplied from the high frequency power supply 12 while the constants of the impedance converters 31 and 33 are variably controlled. Or, during the variable control of the resistance values of the variable resistors 41 and 51, the power supply by the high frequency power source 12 may be stopped.
○ 例えば、高周波電源12から充電用電力を供給して車両用バッテリの本格的な充電を行う前に、高周波電源12から、充電用電力よりも電力値が小さい調整用電力を供給する構成にあっては、調整用電力が供給されている状況にて調整処理を実行するとよい。この場合、電力値が異なることに起因する負荷22のインピーダンスZLの変動に対応させて、DC/DCコンバータのスイッチング素子のオンオフのデューティ比を調整することにより、負荷22のインピーダンスZLを一定にするとよい。また、デューティ比の調整に代えて、負荷22とは別に、供給される高周波電力の電力値に関わらず一定の抵抗値を有する固定抵抗、及び、高周波電力の供給先を負荷22又は固定抵抗に切り替えるリレーを設け、固定抵抗に高周波電力が供給されている状況にて調整処理を行う構成としてもよい。 ○ For example, before charging power is supplied from the high-frequency power supply 12 and the vehicle battery is fully charged, the adjustment power having a power value smaller than that of the charging power is supplied from the high-frequency power supply 12. Thus, the adjustment process may be executed in a situation where the adjustment power is being supplied. In this case, if the impedance ZL of the load 22 is made constant by adjusting the ON / OFF duty ratio of the switching element of the DC / DC converter in accordance with the fluctuation of the impedance ZL of the load 22 due to the different power values. Good. Further, instead of adjusting the duty ratio, a fixed resistor having a constant resistance value regardless of the power value of the supplied high-frequency power, and the supply destination of the high-frequency power to the load 22 or the fixed resistor separately from the load 22 It is good also as a structure which provides the relay to switch and performs an adjustment process in the condition where high frequency electric power is supplied to fixed resistance.
○ ここで、整流器の入力端から車両用バッテリまでのインピーダンスZLが一定となるようにデューティ比が調整されることに着目すれば、DC/DCコンバータは、整流器の入力端から車両用バッテリまでのインピーダンスZLが所定値となるようにインピーダンス変換を行うインピーダンス変換部であるとも言える。そして、高周波電源12から供給される高周波電力の電力値(受電器23にて受電される高周波電力の電力値)に応じて変動する車両用バッテリのインピーダンスの変動に対応させたデューティ比の調整が、インピーダンスの可変制御に対応する。この場合、例えば直列接続体を、整流器とDC/DCコンバータとの間に設け、上記デューティ比の調整では上記所定値に合わせることができない場合に、上記直列接続体の抵抗を用いたインピーダンスの調整を行ってもよい。 ○ Here, paying attention to the fact that the duty ratio is adjusted so that the impedance ZL from the input terminal of the rectifier to the vehicle battery is constant, the DC / DC converter is connected from the input terminal of the rectifier to the vehicle battery. It can be said that the impedance conversion unit performs impedance conversion so that the impedance ZL becomes a predetermined value. And adjustment of the duty ratio corresponding to the fluctuation | variation of the impedance of the vehicle battery which fluctuates according to the electric power value (electric power value of the high frequency electric power received by the power receiver 23) of the high frequency electric power supplied from the high frequency power supply 12 is performed. Corresponds to variable control of impedance. In this case, for example, when a series connection body is provided between the rectifier and the DC / DC converter, and the adjustment of the duty ratio cannot be adjusted to the predetermined value, the impedance adjustment using the resistance of the series connection body is performed. May be performed.
なお、上記構成においては、車両用バッテリが負荷に対応する。つまり、負荷とは、受電器23にて受電された高周波電力、又は、当該高周波電力が整流された直流電力が供給されるものである。 In the above configuration, the vehicle battery corresponds to the load. That is, the load is supplied with high-frequency power received by the power receiver 23 or DC power rectified from the high-frequency power.
○ 各実施形態では、DC/DCコンバータのスイッチング素子のオンオフのデューティ比の調整により負荷22のインピーダンスZLは一定となっていたが、これに限られず、上記デューティ比の調整を行わない構成としてもよいし、DC/DCコンバータを省略してもよい。この場合、高周波電源12から供給される高周波電力の電力値が変更された場合に負荷22のインピーダンスZLが変動し、受電器23の出力端から負荷22までのインピーダンスZqが特定抵抗値Routからずれる。また、高周波電源12の出力端から負荷22までのインピーダンスZpが充電に適した入力インピーダンスZtからずれる。これらのずれに対応するべく、各コントローラ14,24は、高周波電源12から供給される高周波電力の電力値の変更が行われた場合に調整処理を実行するとよい。 In each embodiment, the impedance ZL of the load 22 is constant by adjusting the on / off duty ratio of the switching element of the DC / DC converter. However, the present invention is not limited to this, and the duty ratio may not be adjusted. The DC / DC converter may be omitted. In this case, when the power value of the high-frequency power supplied from the high-frequency power source 12 is changed, the impedance ZL of the load 22 varies, and the impedance Zq from the output terminal of the power receiver 23 to the load 22 deviates from the specific resistance value Rout. . Further, the impedance Zp from the output terminal of the high-frequency power source 12 to the load 22 deviates from the input impedance Zt suitable for charging. In order to cope with these deviations, the controllers 14 and 24 may perform adjustment processing when the power value of the high-frequency power supplied from the high-frequency power source 12 is changed.
○ 第1実施形態では、直列接続体40は、高周波電源12と第1インピーダンス変換器31との間に設置されていたが、これに限られず、設置位置は送電器13(1次側コイル13a)の入力側であれば任意である。例えば、第1インピーダンス変換器31及び第2インピーダンス変換器32の間や、第2インピーダンス変換器32と送電器13との間に直列接続体40を配置してもよい。 In 1st Embodiment, although the serial connection body 40 was installed between the high frequency power supply 12 and the 1st impedance converter 31, it is not restricted to this, The installation position is the power transmission device 13 (primary side coil 13a). ) On the input side. For example, the serial connection body 40 may be disposed between the first impedance converter 31 and the second impedance converter 32 or between the second impedance converter 32 and the power transmitter 13.
○ 同様に、第2実施形態において、直列接続体50の設置位置は、受電器23(2次側コイル23a)と負荷22との間であれば任意である。例えば、第3インピーダンス変換器33と第4インピーダンス変換器34との間や、第4インピーダンス変換器34と負荷22との間に直列接続体50を配置してもよい。要は、直列接続体は、高周波電源12から負荷(負荷22又は車両用バッテリ)までの間、すなわち高周波電力の電力伝送経路上のいずれかに設けられていればよい。 Similarly, in the second embodiment, the installation position of the series connection body 50 is arbitrary as long as it is between the power receiver 23 (secondary coil 23 a) and the load 22. For example, the series connection body 50 may be disposed between the third impedance converter 33 and the fourth impedance converter 34 or between the fourth impedance converter 34 and the load 22. In short, the series connection body may be provided between the high-frequency power source 12 and the load (the load 22 or the vehicle battery), that is, on any power transmission path of the high-frequency power.
○ ステップS202の判定処理にて用いられる閾値効率(第1閾値効率という)と、ステップS208の判定処理にて用いられる閾値効率(第2閾値効率という)とを、異ならせてもよい。例えば、第1閾値効率を第2閾値効率よりも高くしてもよい。これにより、通常の使用態様時には比較的高い伝送効率での電力伝送を実現する一方、通常とは異なる使用態様時(比較的位置ずれが大きな場合)には、伝送効率の低下を、ある程度許容しつつ、電力伝送を行わせることができる。 The threshold efficiency (referred to as the first threshold efficiency) used in the determination process in step S202 may be different from the threshold efficiency (referred to as the second threshold efficiency) used in the determination process in step S208. For example, the first threshold efficiency may be higher than the second threshold efficiency. As a result, power transmission with a relatively high transmission efficiency is realized in a normal use mode, while a decrease in transmission efficiency is allowed to some extent in a different use mode (when the positional deviation is relatively large). However, power transmission can be performed.
○ 同様に、ステップS102の判定処理にて用いられる許容範囲(第1許容範囲という)と、ステップS108の判定処理にて用いられる許容範囲(第2許容範囲という)とを異ならせてもよい。 Similarly, the allowable range (referred to as the first allowable range) used in the determination process in step S102 may be different from the allowable range (referred to as the second allowable range) used in the determination process in step S108.
○ 調整処理の処理主体は任意である。例えば、車両側コントローラ24が1次側調整処理を実行してもよい。この場合、電源側コントローラ14は、処理に必要な情報(例えば1次側測定器43の測定結果等)を車両側コントローラ24に送信する。車両側コントローラ24は、電源側コントローラ14に対して各種指令等を送信し、電源側コントローラ14はその指令に基づいて、可変抵抗41の抵抗値又は第1インピーダンス変換器31の定数の可変制御やスイッチング素子42のスイッチング制御を行うとよい。同様に、電源側コントローラ14が2次側調整処理を実行してもよいし、各コントローラ14,24とは別のコントローラが調整処理を実行してもよい。 ○ The subject of the adjustment process is arbitrary. For example, the vehicle side controller 24 may execute the primary side adjustment process. In this case, the power supply side controller 14 transmits information necessary for processing (for example, measurement results of the primary side measuring device 43) to the vehicle side controller 24. The vehicle-side controller 24 transmits various commands and the like to the power-supply-side controller 14, and the power-supply-side controller 14 performs variable control of the resistance value of the variable resistor 41 or the constant of the first impedance converter 31 based on the command. Switching control of the switching element 42 may be performed. Similarly, the power supply side controller 14 may execute the secondary side adjustment process, or a controller other than the controllers 14 and 24 may execute the adjustment process.
○ 第2実施形態において、第3インピーダンス変換器33の定数の可変制御によって得られた伝送効率の最大値(第1最大値という)と、可変抵抗51の抵抗値の可変制御によって得られた伝送効率の最大値(第2最大値という)とを比較して、第1最大値が第2最大値よりも高い場合には、スイッチング素子52を導通状態から遮断状態に切り替えてもよい。 In the second embodiment, the maximum value of transmission efficiency (referred to as the first maximum value) obtained by variable control of the constant of the third impedance converter 33 and the transmission obtained by variable control of the resistance value of the variable resistor 51 When the first maximum value is higher than the second maximum value by comparing with the maximum value of efficiency (referred to as the second maximum value), the switching element 52 may be switched from the conduction state to the cutoff state.
○ 第2インピーダンス変換器32及び第4インピーダンス変換器34の定数は、固定であってもよいし、可変であってもよい。
○ 1次側インピーダンス変換器群G1(第1インピーダンス変換器31)の定数は固定であってもよいし、2次側インピーダンス変換器群G2(第3インピーダンス変換器33)の定数は固定であってもよい。
The constants of the second impedance converter 32 and the fourth impedance converter 34 may be fixed or variable.
The constant of the primary side impedance converter group G1 (first impedance converter 31) may be fixed, and the constant of the secondary side impedance converter group G2 (third impedance converter 33) is fixed. May be.
○ 第1実施形態では、2次側インピーダンス変換器群G2の定数の可変制御の後に1次側調整処理を実行したが、これに限られず、1次側調整処理の実行後に、2次側インピーダンス変換器群G2の定数の可変制御を行ってもよい。 In the first embodiment, the primary side adjustment process is executed after the variable control of the constants of the secondary side impedance converter group G2, but the present invention is not limited to this, and the secondary side impedance is executed after the execution of the primary side adjustment process. You may perform variable control of the constant of the converter group G2.
○ 2次側インピーダンス変換器群G2は、受電器23の出力端から負荷22までのインピーダンスZqを特定抵抗値Routに近づけるようインピーダンス変換を行うものであったが、これに限られない。例えば、高周波電源12として電力源を用いる構成においては、2次側インピーダンス変換器群G2は、受電器23の出力端から負荷22までのインピーダンスZqと、受電器23の出力端から高周波電源12までのインピーダンスとが整合するようにインピーダンス変換するものであってもよい。 The secondary impedance converter group G2 performs impedance conversion so that the impedance Zq from the output terminal of the power receiver 23 to the load 22 approaches the specific resistance value Rout, but is not limited thereto. For example, in a configuration in which a power source is used as the high frequency power source 12, the secondary side impedance converter group G 2 includes the impedance Zq from the output end of the power receiver 23 to the load 22 and the output end of the power receiver 23 to the high frequency power source 12. Impedance conversion may be performed so as to match the impedance.
○ 各実施形態では、1次側インピーダンス変換器群G1は、高周波電源12の出力端から負荷22までのインピーダンスZpが充電に適した入力インピーダンスZtに近づくようインピーダンス変換を行う構成であったが、これに限られず、例えば力率が改善される(リアクタンスが0に近づく)ようにインピーダンス変換を行う構成であってもよい。 In each embodiment, the primary side impedance converter group G1 is configured to perform impedance conversion so that the impedance Zp from the output terminal of the high frequency power supply 12 to the load 22 approaches the input impedance Zt suitable for charging. For example, the impedance conversion may be performed so that the power factor is improved (reactance approaches 0).
○ また、高周波電源12として電力源を用いる場合には、1次側インピーダンス変換器群G1は、高周波電源12の出力端から負荷22までのインピーダンスZpが高周波電源12の出力インピーダンスと整合するようにインピーダンス変換するものであってもよい。この場合、1次側測定器43は、送電器13から高周波電源12に向かう反射波電力を測定する。 In addition, when a power source is used as the high frequency power source 12, the primary side impedance converter group G 1 is configured so that the impedance Zp from the output end of the high frequency power source 12 to the load 22 matches the output impedance of the high frequency power source 12. Impedance conversion may be performed. In this case, the primary measuring instrument 43 measures the reflected wave power from the power transmitter 13 toward the high frequency power supply 12.
○ 高周波電源12は、電圧源、電流源及び電力源のいずれであってもよい。
○ 高周波電源12から供給される高周波電力の波形は任意であり、例えば正弦波であってもよいし、矩形波であってもよい。
The high frequency power supply 12 may be any of a voltage source, a current source, and a power source.
The waveform of the high frequency power supplied from the high frequency power source 12 is arbitrary, and may be, for example, a sine wave or a rectangular wave.
○ 高周波電源12を省略してもよい。この場合、系統電源と第1インピーダンス変換器31とを接続する。
○ 各実施形態では、送電器13の共振周波数と受電器23の共振周波数とは同一に設定されていたが、これに限られず、電力伝送が可能な範囲内で両者を異ならせてもよい。
○ The high frequency power supply 12 may be omitted. In this case, the system power supply and the first impedance converter 31 are connected.
In each embodiment, the resonance frequency of the power transmitter 13 and the resonance frequency of the power receiver 23 are set to be the same. However, the present invention is not limited to this, and may be different within a range in which power transmission is possible.
○ 各実施形態では、送電器13と受電器23とは同一の構成であったが、これに限られず、異なる構成であってもよい。
○ 各実施形態では、1次側コイル13aと1次側コンデンサ13bとが並列に接続されていたが、これに限られず、直列に接続されていてもよい。同様に、2次側コイル23aと2次側コンデンサ23bとが直列に接続されていてもよい。
In each embodiment, the power transmitter 13 and the power receiver 23 have the same configuration, but are not limited to this, and may have different configurations.
In each embodiment, the primary coil 13a and the primary capacitor 13b are connected in parallel. However, the present invention is not limited to this, and may be connected in series. Similarly, the secondary coil 23a and the secondary capacitor 23b may be connected in series.
○ 各実施形態では、各コンデンサ13b,23bが設けられていたが、これらを省略してもよい。この場合、各コイル13a,23aの寄生容量を用いて磁場共鳴させる。
○ 各実施形態では、非接触の電力伝送を実現させるために磁場共鳴を用いたが、これに限られず、電磁誘導を用いてもよい。
In each embodiment, the capacitors 13b and 23b are provided, but these may be omitted. In this case, magnetic field resonance is performed using the parasitic capacitances of the coils 13a and 23a.
In each embodiment, magnetic field resonance is used to realize non-contact power transmission. However, the present invention is not limited to this, and electromagnetic induction may be used.
○ 各実施形態では、非接触電力伝送装置10は、車両に適用されていたが、これに限られず、他の機器に適用してもよい。例えば、携帯電話のバッテリを充電するのに適用してもよい。 In each embodiment, the non-contact power transmission device 10 is applied to a vehicle, but is not limited thereto, and may be applied to other devices. For example, it may be applied to charge a battery of a mobile phone.
○ 送電器13は、1次側コイル13a及び1次側コンデンサ13bからなる共振回路と、その共振回路と電磁誘導で結合する1次側結合コイルとを有する構成であってもよい。同様に、受電器23は、2次側コイル23a及び2次側コンデンサ23bからなる共振回路と、その共振回路と電磁誘導で結合する2次側結合コイルとを有する構成であってもよい。 The power transmitter 13 may have a configuration including a resonance circuit including a primary side coil 13a and a primary side capacitor 13b, and a primary side coupling coil that is coupled to the resonance circuit by electromagnetic induction. Similarly, the power receiver 23 may include a resonance circuit including a secondary coil 23a and a secondary capacitor 23b, and a secondary coupling coil coupled to the resonance circuit by electromagnetic induction.
次に、上記実施形態及び別例から把握できる技術的思想について以下に記載する。
(イ)前記1次側コイルに前記交流電力を供給可能な交流電源を備え、
前記インピーダンス変換部は、前記交流電源と前記1次側コイルとの間に設けられ、前記交流電源の出力端のインピーダンスが予め定められた1次側特定インピーダンスに近づくようインピーダンス変換を行うものである請求項1〜4のうちいずれか一項に記載の送電機器。
Next, the technical idea that can be grasped from the above embodiment and other examples will be described below.
(A) an AC power supply capable of supplying the AC power to the primary coil;
The impedance converter is provided between the AC power source and the primary coil, and performs impedance conversion so that the impedance of the output end of the AC power source approaches a predetermined primary side specific impedance. The power transmission apparatus as described in any one of Claims 1-4.
(ロ)前記インピーダンス変換部は、直列に接続された複数のインピーダンス変換器を備えている請求項1〜4及び(イ)のうちいずれか一項に記載の送電機器。
(ハ)前記インピーダンス変換部は、前記2次側コイルの出力端から前記負荷までのインピーダンスが、予め定められた2次側特定インピーダンスに近づくようインピーダンス変換を行うものである請求項5に記載の受電機器。
(B) The power transmission device according to any one of claims 1 to 4 and (A), wherein the impedance converter includes a plurality of impedance converters connected in series.
6. The impedance conversion unit according to claim 5, wherein the impedance conversion unit performs impedance conversion so that an impedance from an output end of the secondary side coil to the load approaches a predetermined secondary side specific impedance. Power receiving equipment.
なお、本技術的思想に着目した場合、「前記インピーダンス変換部のインピーダンスの可変制御後において更にインピーダンスの調整を行う場合」とは、例えばインピーダンス変換部のインピーダンスを可変させても、2次側特定インピーダンスに対する2次側コイルの出力端から負荷までのインピーダンスのずれが許容範囲外となっている場合である。 When attention is paid to this technical idea, “the case where the impedance is further adjusted after the variable control of the impedance of the impedance converter” means that the secondary side is specified even if the impedance of the impedance converter is changed, for example. This is a case where the deviation of the impedance from the output end of the secondary coil to the load with respect to the impedance is outside the allowable range.
10…非接触電力伝送装置、11…地上側機器(送電機器)、12…高周波電源、13a…1次側コイル、14…電源側コントローラ、21…車両側機器(受電機器)、22…負荷、23a…2次側コイル、24…車両側コントローラ、31〜34…インピーダンス変換器、40,50…直列接続体、41,51…可変抵抗、42,52…スイッチング素子、43,53…測定器。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Non-contact electric power transmission apparatus, 11 ... Ground side apparatus (power transmission apparatus), 12 ... High frequency power supply, 13a ... Primary side coil, 14 ... Power supply side controller, 21 ... Vehicle side apparatus (power receiving apparatus), 22 ... Load, 23a ... secondary coil, 24 ... vehicle side controller, 31-34 ... impedance converter, 40, 50 ... series connection, 41, 51 ... variable resistance, 42, 52 ... switching element, 43, 53 ... measuring instrument.
Claims (6)
前記1次側コイルの入力側に設けられ、インピーダンス変換を行うインピーダンス変換部と、
前記インピーダンス変換部とは別に設けられた抵抗と、
前記抵抗と前記インピーダンス変換部とが導通され、前記交流電力が前記抵抗及び前記インピーダンス変換部を介して前記1次側コイルに供給される導通状態、又は、前記抵抗と前記インピーダンス変換部とが遮断され、前記交流電力が前記インピーダンス変換部を介して前記1次側コイルに供給される遮断状態に切り替わるスイッチング素子と、
を備えていることを特徴とする送電機器。 In a power transmission device having a primary coil to which AC power is supplied and capable of transmitting the AC power in a non-contact manner to a power receiving device having a secondary coil,
An impedance converter provided on the input side of the primary coil and performing impedance conversion;
A resistor provided separately from the impedance converter,
The resistance is connected to the impedance converter, and the AC power is supplied to the primary coil via the resistor and the impedance converter, or the resistor and the impedance converter are interrupted. A switching element that switches to a cut-off state in which the AC power is supplied to the primary coil through the impedance converter,
A power transmission device comprising:
前記複数の直列接続体は、互いに並列に接続されている請求項1又は請求項2に記載の送電機器。 A plurality of series connection bodies in which the resistor and the switching element are connected in series,
The power transmission device according to claim 1, wherein the plurality of serially connected bodies are connected to each other in parallel.
前記スイッチング素子は、前記インピーダンス変換部のインピーダンスの可変制御が行われている場合には前記遮断状態であり、前記インピーダンス変換部のインピーダンスの可変制御後において更にインピーダンスの調整を行う場合に、前記遮断状態から前記導通状態に切り替わる請求項1〜3のうちいずれか一項に記載の送電機器。 The impedance of the impedance converter is variable,
The switching element is in the cut-off state when the variable control of the impedance of the impedance converter is performed, and the cut-off when the impedance is further adjusted after the variable control of the impedance of the impedance converter. The power transmission apparatus as described in any one of Claims 1-3 which switches from a state to the said conduction | electrical_connection state.
前記1次側コイルから非接触で前記交流電力を受電可能な2次側コイルと、
負荷と、
前記2次側コイル及び前記負荷の間に設けられ、インピーダンス変換を行うインピーダンス変換部と、
前記インピーダンス変換部とは別に設けられた抵抗と、
前記抵抗と前記インピーダンス変換部とが導通され、前記抵抗及び前記インピーダンス変換部を介して前記2次側コイルから前記負荷に向けて電力伝送が行われる導通状態、又は、前記抵抗と前記インピーダンス変換部とが遮断され、前記インピーダンス変換部を介して前記2次側コイルから前記負荷に向けて電力伝送が行われる遮断状態に切り替わるスイッチング素子と、
を備えていることを特徴とする受電機器。 In a power receiving device capable of receiving the AC power in a contactless manner from a power transmitting device having a primary side coil to which AC power is supplied,
A secondary coil capable of receiving the AC power in a non-contact manner from the primary coil;
Load,
An impedance converter that is provided between the secondary coil and the load and performs impedance conversion;
A resistor provided separately from the impedance converter,
The resistance is connected to the impedance converter, and the power is transmitted from the secondary coil to the load via the resistor and the impedance converter, or the resistor and the impedance converter are connected. And a switching element that switches to a cut-off state in which power transmission is performed from the secondary coil toward the load via the impedance converter,
A power receiving device comprising:
前記交流電力が供給される1次側コイルと、
前記1次側コイルから非接触で前記交流電力を受電可能な2次側コイルと、
負荷と、
を備えた非接触電力伝送装置において、
前記交流電源から前記負荷までの間に設けられ、インピーダンス変換を行うインピーダンス変換部と、
前記インピーダンス変換部とは別に設けられた抵抗と、
前記抵抗と前記インピーダンス変換部とが導通され、前記抵抗及び前記インピーダンス変換部を介して電力伝送が行われる導通状態、又は、前記抵抗と前記インピーダンス変換部とが遮断され、前記インピーダンス変換部を介して電力伝送が行われる遮断状態に切り替わるスイッチング素子と、
を備えていることを特徴とする非接触電力伝送装置。 AC power supply capable of supplying AC power,
A primary coil to which the AC power is supplied;
A secondary coil capable of receiving the AC power in a non-contact manner from the primary coil;
Load,
In a non-contact power transmission device comprising:
An impedance converter that is provided between the AC power source and the load and performs impedance conversion;
A resistor provided separately from the impedance converter,
The resistance is connected to the impedance converter, and the power is transmitted through the resistor and the impedance converter, or the resistor and the impedance converter are disconnected, and the impedance converter is connected to the impedance converter. A switching element that switches to a cut-off state where power transmission is performed,
A non-contact power transmission device comprising:
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