JP2014175675A - High frequency amplifier circuit, radio communication device, and high frequency amplifier circuit control method - Google Patents

High frequency amplifier circuit, radio communication device, and high frequency amplifier circuit control method Download PDF

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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To reduce the frequency deviation of gain by changing gain to amplify a high frequency signal at an operation frequency band.SOLUTION: In a high frequency amplifier circuit 1, a source-grounded transistor 4 and a gate-grounded transistor 5 are cascade connected, and a variable inductor 8 is series connected with a gate terminal of the gate-grounded transistor 5. The variable inductor 8 changes the value of inductance according to a control signal output from other than the high frequency amplifier circuit 1.

Description

本開示は、高周波信号を増幅するための利得を切り替える高周波増幅回路、無線通信装置、及び高周波増幅回路の制御方法に関する。   The present disclosure relates to a high-frequency amplifier circuit that switches a gain for amplifying a high-frequency signal, a wireless communication device, and a control method for the high-frequency amplifier circuit.

ミリ波帯を用いた無線通信では、ＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）プロセスを用いてＲＦ（Radio Frequency）回路を製造することで、商用化に向けたＲＦ回路の小型化及び低消費電力化が検討されている。   In wireless communication using the millimeter wave band, RF (Radio Frequency) circuits are manufactured using a CMOS (Complementary Metal Oxide Semiconductor) process, and miniaturization and low power consumption of RF circuits for commercialization are studied. Has been.

また、利得可変機能を有し、広帯域において動作するＲＦ回路は、ミリ波帯の無線通信の通信品質を確保するために重要である。   An RF circuit having a variable gain function and operating in a wide band is important for ensuring the communication quality of millimeter-wave band wireless communication.

小型化及び低消費電力化したＲＦ回路の一例として、ソース接地トランジスタとゲート接地トランジスタとがカスコード接続された高周波増幅回路が挙げられる。高周波増幅回路は、トランジスタのカスコード接続により、トランジスタに入出力される高周波信号のアイソレーションを改善でき、高利得を得ることができる。   As an example of an RF circuit that is reduced in size and power consumption, there is a high-frequency amplifier circuit in which a common-source transistor and a common-gate transistor are cascode-connected. The high-frequency amplifier circuit can improve isolation of a high-frequency signal inputted to and outputted from the transistor and obtain a high gain by cascode connection of the transistor.

カスコード接続されたトランジスタを含む高周波増幅回路の利得可変方法として、例えば、ソース接地トランジスタ又はゲート接地トランジスタのゲートバイアスを調整することで、利得を変更する高周波可変利得増幅器が知られている（例えば特許文献１参照）。   As a gain variable method of a high frequency amplifier circuit including a cascode-connected transistor, for example, a high frequency variable gain amplifier that changes the gain by adjusting the gate bias of a common source transistor or a common gate transistor is known (for example, a patent) Reference 1).

また、広帯域において動作するＲＦ回路の一例として、カスコード接続されたゲート接地ＦＥＴ（Field Effect Transistor）のゲート端子に、インダクタンス成分と抵抗成分とが挿入されたカスコード型分布増幅器が知られている（例えば特許文献２参照）。   As an example of an RF circuit that operates in a wide band, a cascode distributed amplifier in which an inductance component and a resistance component are inserted into a gate terminal of a cascode-connected gate grounded FET (Field Effect Transistor) is known (for example, Patent Document 2).

特許第３５７４５４６号公報Japanese Patent No. 3574546 特許第４７５１００２号公報Japanese Patent No. 4751002

しかし、特許文献１及び２の各増幅器では、高周波信号（例えばミリ波帯）を用いる場合には、増幅素子としてのトランジスタの周波数特性が劣化するので、動作周波数の帯域において利得の周波数偏差が生じるという課題があった。   However, in each of the amplifiers of Patent Documents 1 and 2, when a high-frequency signal (for example, millimeter wave band) is used, the frequency characteristics of the transistor as the amplifying element deteriorate, and therefore a gain frequency deviation occurs in the operating frequency band. There was a problem.

本開示は、上記した従来の課題を解決するために、動作周波数の帯域において、高周波信号を増幅するための利得を変更することで、利得の周波数偏差を低減する高周波増幅回路、無線通信装置及び高周波増幅回路の制御方法を提供することを目的とする。   In order to solve the above-described conventional problems, the present disclosure provides a high-frequency amplifier circuit, a wireless communication apparatus, and a radio communication apparatus that reduce a gain frequency deviation by changing a gain for amplifying a high-frequency signal in an operating frequency band. An object of the present invention is to provide a method for controlling a high-frequency amplifier circuit.

本開示は、ソース接地トランジスタとゲート接地トランジスタとがカスコード接続された高周波増幅回路であって、前記ゲート接地トランジスタのゲート端子に直列接続され、前記高周波増幅回路外から入力される制御信号に応じて、インダクタンス値を変更する可変インダクタを備える、高周波増幅回路である。   The present disclosure is a high-frequency amplifier circuit in which a grounded-source transistor and a grounded-gate transistor are cascode-connected, connected in series to a gate terminal of the grounded-gate transistor, and according to a control signal input from outside the high-frequency amplifier circuit The high-frequency amplifier circuit includes a variable inductor that changes the inductance value.

また、本開示は、ベースバンド信号を生成するベースバンド処理回路と、局部発振信号を生成する局部発振回路と、前記ベースバンド信号と前記局部発振信号とを用いて高周波信号を生成するミキサ回路と、ソース接地トランジスタとゲート接地トランジスタとが接続され、前記ゲート接地トランジスタに直列接続された可変インダクタに応じて、前記高周波信号を増幅する高周波増幅回路と、前記高周波増幅回路の出力を検波する検波回路と、前記検波回路の検波出力信号を基に、前記可変インダクタのインダクタンス値を調整する制御回路と、を備える、無線通信装置である。   The present disclosure also includes a baseband processing circuit that generates a baseband signal, a local oscillation circuit that generates a local oscillation signal, a mixer circuit that generates a high-frequency signal using the baseband signal and the local oscillation signal, and A high-frequency amplifier circuit that amplifies the high-frequency signal in response to a variable inductor connected in series to the common-gate transistor, and a detection circuit that detects the output of the high-frequency amplifier circuit. And a control circuit that adjusts the inductance value of the variable inductor based on the detection output signal of the detection circuit.

更に、本開示は、高周波信号を入力するステップと、ソース接地トランジスタとゲート接地トランジスタとが接続され、前記ゲート接地トランジスタに可変インダクタが直列接続された高周波増幅回路において前記高周波信号を増幅するステップと、増幅された前記高周波信号を検波するステップと、前記高周波信号の検波出力信号を基に、前記可変インダクタのインダクタンス値を調整するステップと、を有する、高周波増幅回路の制御方法である。   The present disclosure further includes a step of inputting a high-frequency signal, a step of amplifying the high-frequency signal in a high-frequency amplifier circuit in which a grounded source transistor and a grounded gate transistor are connected, and a variable inductor is connected in series to the grounded gate transistor. A method for controlling a high-frequency amplifier circuit, comprising: detecting the amplified high-frequency signal; and adjusting an inductance value of the variable inductor based on a detection output signal of the high-frequency signal.

本開示によれば、動作周波数の帯域において、高周波信号を増幅するための利得を変更することで、利得の周波数偏差を低減できる。   According to the present disclosure, the frequency deviation of the gain can be reduced by changing the gain for amplifying the high-frequency signal in the operating frequency band.

第１の実施形態の高周波増幅回路の回路構成を示す図The figure which shows the circuit structure of the high frequency amplifier circuit of 1st Embodiment. 第１の実施形態の高周波増幅回路の可変インダクタのインダクタンス値毎のＭＡＧ／ＭＳＧの周波数特性を示すグラフThe graph which shows the frequency characteristic of MAG / MSG for every inductance value of the variable inductor of the high frequency amplifier circuit of 1st Embodiment 第１の実施形態の高周波増幅回路の可変インダクタの具体的な第１構成例を示す図The figure which shows the specific 1st structural example of the variable inductor of the high frequency amplifier circuit of 1st Embodiment. （Ａ）全てのスイッチがＯＦＦである場合の可変インダクタの等価回路の構成を示す図、（Ｂ）２つのスイッチがＯＮした場合の可変インダクタの等価回路の構成を示す図(A) The figure which shows the structure of the equivalent circuit of a variable inductor when all the switches are OFF, (B) The figure which shows the structure of the equivalent circuit of a variable inductor when two switches are turned on 第１の実施形態の高周波増幅回路の可変インダクタの具体的な第２構成例を示す図The figure which shows the specific 2nd structural example of the variable inductor of the high frequency amplifier circuit of 1st Embodiment. 第１の実施形態の高周波増幅回路の可変インダクタの具体的な第３構成例を示す図The figure which shows the specific 3rd structural example of the variable inductor of the high frequency amplifier circuit of 1st Embodiment. 第２の実施形態の無線通信装置の回路構成を示す図The figure which shows the circuit structure of the radio | wireless communication apparatus of 2nd Embodiment. 高周波信号の検波出力としての出力電圧の周波数特性の一例を示す図The figure which shows an example of the frequency characteristic of the output voltage as a detection output of a high frequency signal 第２の実施形態の無線通信装置における高周波増幅回路の可変インダクタのインダクタンス値毎のＭＡＧ／ＭＳＧの周波数特性を示すグラフThe graph which shows the frequency characteristic of MAG / MSG for every inductance value of the variable inductor of the high frequency amplifier circuit in the radio | wireless communication apparatus of 2nd Embodiment. 従来の高周波利得可変増幅器の回路構成を示す図The figure which shows the circuit structure of the conventional high frequency gain variable amplifier 従来の高周波利得可変増幅器のＭＡＧ／ＭＳＧの周波数特性のシミュレーション結果を示すグラフThe graph which shows the simulation result of the frequency characteristic of MAG / MSG of the conventional high frequency gain variable amplifier 従来のカスコード型分布増幅器の回路構成を示す図The figure which shows the circuit structure of the conventional cascode type distributed amplifier 従来のカスコード型分布増幅器のＭＡＧ／ＭＳＧの周波数特性を示すグラフThe graph which shows the frequency characteristic of MAG / MSG of the conventional cascode type distributed amplifier

（各実施形態の内容に至る経緯）
先ず、本開示に係る高周波増幅回路、無線通信装置及び高周波増幅回路の制御方法の各実施形態を説明する前に、各実施形態の内容に至る経緯について図１０〜図１３を参照して説明する。 (Background to the contents of each embodiment)
First, before explaining each embodiment of the control method of the high-frequency amplifier circuit, the wireless communication apparatus, and the high-frequency amplifier circuit according to the present disclosure, the background to the contents of each embodiment will be described with reference to FIGS. .

先ず、特許文献１の高周波利得可変増幅器について説明する。   First, the high-frequency gain variable amplifier disclosed in Patent Document 1 will be described.

図１０は、従来の高周波利得可変増幅器１００の回路構成を示す図である（特許文献１参照）。図１１は、従来の高周波利得可変増幅器１００のＭＡＧ／ＭＳＧの周波数特性のシミュレーション結果を示すグラフである。   FIG. 10 is a diagram showing a circuit configuration of a conventional high-frequency gain variable amplifier 100 (see Patent Document 1). FIG. 11 is a graph showing simulation results of MAG / MSG frequency characteristics of the conventional high-frequency gain variable amplifier 100.

図１０に示す高周波利得可変増幅器１００は、入力整合回路１０２と、ソース接地ＦＥＴ１０３と、ゲート接地ＦＥＴ１０４と、出力整合回路１０５と、キャパシタ１０７と、電圧制御回路１０８とを含む。ソース接地ＦＥＴ１０３とゲート接地ＦＥＴ１０４とはカスコード接続されている。   A high frequency variable gain amplifier 100 shown in FIG. 10 includes an input matching circuit 102, a common source FET 103, a common gate FET 104, an output matching circuit 105, a capacitor 107, and a voltage control circuit 108. The common source FET 103 and the common gate FET 104 are cascode-connected.

次に、図１０に示す高周波利得可変増幅器１００の動作を説明する。   Next, the operation of the high-frequency gain variable amplifier 100 shown in FIG. 10 will be described.

図１０において、入力端子１０１から入力された高周波信号は、入力整合回路１０２を介して、ソース接地ＦＥＴ１０３に入力される。入力された高周波信号は、ソース接地ＦＥＴ１０３及びゲート接地ＦＥＴ１０４において順次増幅され、出力整合回路１０５を介して、出力端子１０６から出力される。ゲート接地ＦＥＴ１０４のドレインにはバイアス電圧Ｖｄ１が供給され、ゲート接地ＦＥＴ１０４のドレインにはバイアス電圧Ｖｄが供給される。   In FIG. 10, the high frequency signal input from the input terminal 101 is input to the common source FET 103 via the input matching circuit 102. The input high-frequency signal is sequentially amplified by the common source FET 103 and the common gate FET 104, and is output from the output terminal 106 via the output matching circuit 105. A bias voltage Vd1 is supplied to the drain of the common-gate FET 104, and a bias voltage Vd is supplied to the drain of the common-gate FET 104.

図１０に示す高周波利得可変増幅器１００では、ソース接地ＦＥＴ１０３及びゲート接地ＦＥＴ１０４の各ゲート端子間に電圧制御回路１０８が接続されている。電圧制御回路１０８は、例えばゲート接地ＦＥＴ１０４のゲートバイアスＶｃを小さくして利得を減少させた場合には、ソース接地ＦＥＴ１０３のゲートバイアスＶｇを小さくする。これにより、高周波利得可変増幅器１００は、高周波信号の通過位相の変化を抑制でき、更に、利得を変更できる。   In the high-frequency gain variable amplifier 100 shown in FIG. 10, a voltage control circuit 108 is connected between the gate terminals of the common source FET 103 and the common gate FET 104. For example, when the gain is reduced by reducing the gate bias Vc of the common-gate FET 104, the voltage control circuit 108 reduces the gate bias Vg of the common-source FET 103. Thereby, the high frequency gain variable amplifier 100 can suppress the change of the passage phase of the high frequency signal, and can further change the gain.

図１１では、カスコード接続されたトランジスタの最大有能利得（ＭＡＧ：Maximum Available Gain）又は最大安定利得（ＭＳＧ：Maximum Stable Gain）の周波数特性が示されている。高周波利得可変増幅器１００は、ゲートバイアスＶｃに応じたゲートバイアスＶｇを調整することで、カスコード接続されたトランジスタの周波数特性の劣化を抑制し、利得を変更できる。   FIG. 11 shows the frequency characteristics of the maximum available gain (MAG) or maximum stable gain (MSG) of a cascode-connected transistor. By adjusting the gate bias Vg corresponding to the gate bias Vc, the high-frequency gain variable amplifier 100 can suppress the deterioration of the frequency characteristics of the cascode-connected transistors and change the gain.

次に、特許文献２のカスコード型分布増幅器について説明する。   Next, the cascode distributed amplifier of Patent Document 2 will be described.

図１２は、従来のカスコード型分布増幅器の回路構成を示す図である。図１３は、従来のカスコード型分布増幅器のＭＡＧ／ＭＳＧの周波数特性を示すグラフである。   FIG. 12 is a diagram showing a circuit configuration of a conventional cascode distributed amplifier. FIG. 13 is a graph showing MAG / MSG frequency characteristics of a conventional cascode distributed amplifier.

図１２に示すカスコード型分布増幅器は、ソース接地トランジスタＱ１とゲート接地トランジスタＱ２とがカスコード接続された単位回路を複数有する。図１２に示す矩形ブロックは伝送線路のインダクタ成分を示し、抵抗Ｒ１，Ｒ２は伝送線路の終端抵抗を示す。   The cascode distributed amplifier shown in FIG. 12 has a plurality of unit circuits in which a common source transistor Q1 and a common gate transistor Q2 are cascode connected. A rectangular block shown in FIG. 12 represents an inductor component of the transmission line, and resistors R1 and R2 represent termination resistors of the transmission line.

次に、図１２に示すカスコード型分布増幅器の動作を説明する。   Next, the operation of the cascode distributed amplifier shown in FIG. 12 will be described.

図１２に示すカスコード型分布増幅器では、入力端子ＩＮに入力された高周波信号は、ソース接地トランジスタＱ１とゲート接地トランジスタＱ２とがカスコード接続された複数の単位回路において順次増幅されて、出力端子ＯＵＴから出力される。   In the cascode distributed amplifier shown in FIG. 12, the high-frequency signal input to the input terminal IN is sequentially amplified in a plurality of unit circuits in which the common-source transistor Q1 and the common-gate transistor Q2 are cascode-connected, and is output from the output terminal OUT. Is output.

ゲート接地トランジスタＱ２は、入力容量Ｃｇａｔｅを介して接地されている。ソース接地トランジスタＱ１及びゲート接地トランジスタＱ２の周波数特性は、各トランジスタの配線（伝送線路）に起因する配線インダクタンス値ｌｃｇ，ｌｓｄと入力容量Ｃｇａｔｅの容量値とに依存して、特定の周波数帯においてピーキング特性を有する（図１３参照）。ピーキング特性は、カスコード型分布増幅器の不安定動作の要因の１つである。なお、配線インダクタンス値ｌｃｇ，ｌｓｄ及び入力容量Ｃｇａｔｅの容量値は固定値である。   The gate grounded transistor Q2 is grounded via the input capacitor Cgate. The frequency characteristics of the common source transistor Q1 and the common gate transistor Q2 peak in a specific frequency band depending on the wiring inductance values lcg and lsd caused by the wiring (transmission line) of each transistor and the capacitance value of the input capacitance Cgate. It has characteristics (see FIG. 13). The peaking characteristic is one of the causes of unstable operation of the cascode distributed amplifier. Note that the capacitance values of the wiring inductance values lcg and lsd and the input capacitance Cgate are fixed values.

そこで、回路動作を安定させるために、図１２に示すカスコード型分布増幅器では、ゲート接地トランジスタＱ２のゲートにダンピング抵抗Ｒｇａｔｅが直列に挿入されている。これにより、図１２に示すカスコード型分布増幅器は、ある周波数帯において生じるピーキング特性を抑制でき、高周波信号を安定して増幅できる（図１３参照）。   Therefore, in order to stabilize the circuit operation, in the cascode distributed amplifier shown in FIG. 12, a damping resistor Rgate is inserted in series with the gate of the common-gate transistor Q2. As a result, the cascode distributed amplifier shown in FIG. 12 can suppress the peaking characteristic occurring in a certain frequency band and can stably amplify the high-frequency signal (see FIG. 13).

しかし、特許文献１に示す高周波利得可変増幅器１００はゲートバイアスを調整することで利得を変更するが、ゲートバイアスが調整されてもトランジスタの周波数特性自身は変化しない。   However, the high-frequency gain variable amplifier 100 shown in Patent Document 1 changes the gain by adjusting the gate bias, but the frequency characteristics of the transistor itself do not change even if the gate bias is adjusted.

そのため、例えば高周波利得可変増幅器１００を６０ＧＨｚ帯のミリ波帯にて用いる場合には、トランジスタの周波数特性が劣化するので高周波利得可変増幅器１００を含む無線通信装置においても、同様に無線通信装置全体の周波数特性が劣化するという課題がある。   Therefore, for example, when the high-frequency gain variable amplifier 100 is used in the millimeter wave band of 60 GHz, the frequency characteristics of the transistor are deteriorated. Therefore, in the wireless communication apparatus including the high-frequency gain variable amplifier 100 as well, There is a problem that the frequency characteristics deteriorate.

また、特許文献２に示すカスコード型分布増幅器は、ゲート接地トランジスタＱ２のゲートにダンピング抵抗Ｒｇａｔｅが挿入されているので、トランジスタのＭＡＧ／ＭＳＧ特性が劣化する。   In the cascode distributed amplifier shown in Patent Document 2, since the damping resistor Rgate is inserted in the gate of the common-gate transistor Q2, the MAG / MSG characteristics of the transistor are deteriorated.

このため、特許文献２に示すカスコード型分布増幅器では、トランジスタのＭＡＧ／ＭＳＧの特性劣化に応じて利得が小さくなるので、例えば既定の利得を得るためにはカスコード型分布増幅器に流す電流値を増大させる必要があり、カスコード型分布増幅器における消費電力が大きくなるという課題がある。   For this reason, in the cascode distribution amplifier shown in Patent Document 2, the gain decreases according to the deterioration of the MAG / MSG characteristics of the transistor. For example, in order to obtain a predetermined gain, the value of the current flowing through the cascode distribution amplifier is increased. Therefore, there is a problem that power consumption in the cascode distributed amplifier increases.

そこで、以下の各実施形態では、動作周波数帯域において、高周波信号を増幅するための利得を変更することで、利得の周波数偏差を低減する高周波増幅回路、無線通信装置及び高周波増幅回路の制御方法の例を説明する。   Therefore, in each of the following embodiments, a high frequency amplifier circuit, a wireless communication apparatus, and a control method for a high frequency amplifier circuit that reduce the frequency deviation of the gain by changing the gain for amplifying the high frequency signal in the operating frequency band. An example will be described.

以下、本開示に係る高周波増幅回路、無線通信装置及び高周波増幅回路の制御方法の各実施形態について、図面を参照して説明する。   Hereinafter, embodiments of a high-frequency amplifier circuit, a wireless communication device, and a control method for a high-frequency amplifier circuit according to the present disclosure will be described with reference to the drawings.

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態の高周波増幅回路１の回路構成を示す図である。図１に示す高周波増幅回路１は、入力整合回路３と、カスコード接続されたソース接地トランジスタ４及びゲート接地トランジスタ５と、出力整合回路６と、可変インダクタ８と、接地容量素子９と、ダンピング抵抗１０とを含む。 (First embodiment)
FIG. 1 is a diagram illustrating a circuit configuration of a high-frequency amplifier circuit 1 according to the first embodiment. 1 includes an input matching circuit 3, a cascode-connected common source transistor 4 and a common gate transistor 5, an output matching circuit 6, a variable inductor 8, a ground capacitance element 9, a damping resistor. 10 and the like.

入力整合回路３は、入力端子２ａに入力される高周波信号の入力インピーダンスを整合する。入力整合回路３は、ソース接地トランジスタ４のゲート端子に接続される。   The input matching circuit 3 matches the input impedance of the high frequency signal input to the input terminal 2a. The input matching circuit 3 is connected to the gate terminal of the common source transistor 4.

ソース接地トランジスタ４のゲート端子には、ＤＣゲートバイアス電圧Ｖｇ１が、制御端子２ｂ及び入力整合回路３を介して印加される。ソース接地トランジスタ４のドレイン端子とゲート接地トランジスタ５のソース端子とは縦続接続する。   A DC gate bias voltage Vg1 is applied to the gate terminal of the common source transistor 4 via the control terminal 2b and the input matching circuit 3. The drain terminal of the common source transistor 4 and the source terminal of the common gate transistor 5 are connected in cascade.

ゲート接地トランジスタ５のゲート端子には、可変インダクタ８が直列接続され、ＤＣゲートバイアス電圧Ｖｇ２が、制御端子２ｃ、ダンピング抵抗１０及び可変インダクタ８を介して印加される。   A variable inductor 8 is connected in series to the gate terminal of the common-gate transistor 5, and a DC gate bias voltage Vg <b> 2 is applied via the control terminal 2 c, the damping resistor 10, and the variable inductor 8.

ソース接地トランジスタ４及びゲート接地トランジスタ５には、ドレイン電圧Ｖｄｄが出力整合回路６を介して印加される。   A drain voltage Vdd is applied to the common source transistor 4 and the common gate transistor 5 via the output matching circuit 6.

出力整合回路６は、出力端子２ｅから出力される高周波信号の出力インピーダンスを整合する。出力整合回路６は、ゲート接地トランジスタ５のドレイン端子に接続される。   The output matching circuit 6 matches the output impedance of the high frequency signal output from the output terminal 2e. The output matching circuit 6 is connected to the drain terminal of the common gate transistor 5.

可変インダクタ８は、高周波増幅回路１外から入力される制御信号ＣＮＲＴに応じて、インダクタンス値を変更する。可変インダクタ８の具体的な構成例については、図２〜図６を参照して後述する。   The variable inductor 8 changes the inductance value according to the control signal CNRT input from outside the high frequency amplifier circuit 1. A specific configuration example of the variable inductor 8 will be described later with reference to FIGS.

接地容量素子９は、可変インダクタ８に並列接続され、高周波増幅回路１のインピーダンスを低下する。   The grounded capacitive element 9 is connected in parallel to the variable inductor 8 and reduces the impedance of the high-frequency amplifier circuit 1.

ダンピング抵抗１０は、不図示の電源電圧生成回路のインピーダンスの影響を受けない程の大きな抵抗値を有し、高周波増幅回路１のＱ値を低減してノイズを減衰する。   The damping resistor 10 has a large resistance value that is not affected by the impedance of a power supply voltage generation circuit (not shown), and attenuates noise by reducing the Q value of the high-frequency amplifier circuit 1.

なお、図１に示す高周波増幅回路１では、入力整合回路３にソース接地トランジスタ４のＤＣゲートバイアス電圧Ｖｇ１が、出力整合回路６にゲート接地トランジスタのドレイン電圧Ｖｄｄが与えられている。但し、各電圧（ＤＣゲートバイアス電圧Ｖｇ１又はドレイン電圧Ｖｄｄ）を供給するための回路が入力整合回路又は出力整合回路に含まれても良いし、各電圧を供給するためのバイアス回路が別に設けられても良い。   In the high-frequency amplifier circuit 1 shown in FIG. 1, the input matching circuit 3 is supplied with the DC gate bias voltage Vg1 of the common source transistor 4, and the output matching circuit 6 is supplied with the drain voltage Vdd of the common gate transistor. However, a circuit for supplying each voltage (DC gate bias voltage Vg1 or drain voltage Vdd) may be included in the input matching circuit or the output matching circuit, or a bias circuit for supplying each voltage is provided separately. May be.

次に、図１に示す高周波増幅回路１の動作を説明する。   Next, the operation of the high frequency amplifier circuit 1 shown in FIG. 1 will be described.

入力端子２ａに入力された高周波信号は、入力整合回路３を介してカスコード接続されたソース接地トランジスタ４及びゲート接地トランジスタ５において増幅され、出力整合回路６を介して出力端子２ｅから出力される。   The high-frequency signal input to the input terminal 2 a is amplified by the grounded source transistor 4 and the grounded gate transistor 5 that are cascode-connected via the input matching circuit 3, and is output from the output terminal 2 e via the output matching circuit 6.

ソース接地トランジスタ４及びゲート接地トランジスタ５の各ゲート端子と各ソース端子との間には、各トランジスタに応じた固定の容量値を有する寄生容量が生じる。このため、高周波増幅回路１の動作周波数の帯域が高周波帯域になるほど、各トランジスタの利得の周波数特性が劣化する。   A parasitic capacitance having a fixed capacitance value corresponding to each transistor is generated between each gate terminal and each source terminal of the common-source transistor 4 and the common-gate transistor 5. For this reason, the frequency characteristics of the gain of each transistor deteriorate as the operating frequency band of the high-frequency amplifier circuit 1 becomes higher.

特に、ゲート接地トランジスタ５のゲート端子とソース端子との間に生じる寄生容量Ｃｇｓは、高周波増幅回路１の動作周波数の帯域が高周波帯域になるほど、ゲート接地トランジスタ５の利得の周波数特性を劣化させるので、高周波増幅回路１の利得の周波数特性を劣化させる。   In particular, the parasitic capacitance Cgs generated between the gate terminal and the source terminal of the common-gate transistor 5 degrades the frequency characteristics of the gain of the common-gate transistor 5 as the operating frequency band of the high-frequency amplifier circuit 1 becomes higher. The frequency characteristic of the gain of the high frequency amplifier circuit 1 is degraded.

本実施形態の高周波増幅回路１は、ゲート接地トランジスタ５のゲート端子に直列接続された可変インダクタ８と寄生容量Ｃｇｓとを共振させることで、ゲート接地トランジスタ５の周波数特性にピーキング特性、即ち極大値（ピーク値）を有する特性を与える。   The high-frequency amplifier circuit 1 according to the present embodiment resonates the variable inductor 8 and the parasitic capacitance Cgs connected in series to the gate terminal of the common-gate transistor 5, thereby causing peaking characteristics, that is, a maximum value, to the frequency characteristic of the common-gate transistor 5. A characteristic having (peak value) is given.

これにより、高周波増幅回路１は、高周波（例えばミリ波）を用いる無線通信の帯域において、ゲート接地トランジスタ５の周波数特性を改善でき、高周波増幅回路１の利得の周波数偏差を低減できる。   Thereby, the high frequency amplifier circuit 1 can improve the frequency characteristics of the common-gate transistor 5 and reduce the frequency deviation of the gain of the high frequency amplifier circuit 1 in a wireless communication band using a high frequency (for example, millimeter wave).

図２は、第１の実施形態の高周波増幅回路１の可変インダクタ８のインダクタンス値毎のＭＡＧ／ＭＳＧの周波数特性を示すグラフである。具体的には、可変インダクタ８のインダクタンス値（Ｌ値）が小さい値（３０ｐＨ）、中程度の値（６０ｐＨ）、大きい値（９０ｐＨ）の３種類である場合のゲート接地トランジスタ５のＭＡＧ／ＭＳＧ特性が示されている。   FIG. 2 is a graph showing MAG / MSG frequency characteristics for each inductance value of the variable inductor 8 of the high-frequency amplifier circuit 1 of the first embodiment. Specifically, the MAG / MSG of the common-gate transistor 5 when the inductance value (L value) of the variable inductor 8 is three types: a small value (30 pH), a medium value (60 pH), and a large value (90 pH). Characteristics are shown.

図２では、可変インダクタ８のインダクタンス値の変化に応じて、可変インダクタ８と寄生容量Ｃｇｓとの共振周波数（ピーキング周波数）が変化し、カスコード接続されたソース接地トランジスタ４及びゲート接地トランジスタ５の利得の各周波数特性が変化する。   In FIG. 2, the resonance frequency (peaking frequency) between the variable inductor 8 and the parasitic capacitance Cgs changes according to the change in the inductance value of the variable inductor 8, and the gains of the source grounded transistor 4 and the gate grounded transistor 5 that are cascode-connected Each frequency characteristic changes.

例えば、可変インダクタ８のインダクタンス値（Ｌ値）が３０ｐＨでは共振周波数が１００ＧＨｚを超えるが、可変インダクタ８のインダクタンス値（Ｌ値）が３０ｐＨから大きくなるほど共振周波数は下がり、可変インダクタ８のインダクタンス値（Ｌ値）が９０ｐＨでは共振周波数は７０ＧＨｚ付近となる。   For example, when the inductance value (L value) of the variable inductor 8 exceeds 30 GHz when the inductance value (L value) is 30 pH, the resonance frequency decreases as the inductance value (L value) of the variable inductor 8 increases from 30 pH, and the inductance value ( When the (L value) is 90 pH, the resonance frequency is around 70 GHz.

また、高周波増幅回路１を特定の動作周波数の帯域、例えば５７ＧＨｚ〜６６ＧＨｚ帯において用いる場合には、可変インダクタ８のインダクタンス値（Ｌ値）の変化に応じて周波数特性（図２の各曲線）が変化するため、可変インダクタ８のインダクタンス値（Ｌ値）を最適値に調整することで、帯域内の利得の周波数特性を一定に保持できる。即ち、高周波増幅回路１は、動作周波数の帯域内において、利得の周波数偏差を低減できる。   Further, when the high frequency amplifier circuit 1 is used in a specific operating frequency band, for example, 57 GHz to 66 GHz band, the frequency characteristics (each curve in FIG. 2) according to the change of the inductance value (L value) of the variable inductor 8. Therefore, by adjusting the inductance value (L value) of the variable inductor 8 to the optimum value, the frequency characteristic of the gain in the band can be kept constant. That is, the high frequency amplifier circuit 1 can reduce the frequency deviation of the gain within the operating frequency band.

また、高周波増幅回路１は、可変インダクタ８のインダクタンス値（Ｌ値）を調整することで、高周波信号の共振周波数を変更でき、動作周波数の帯域において利得を変更できる。更に、高周波増幅回路１は、ソース接地トランジスタ４のＤＣゲートバイアス電圧Ｖｇ１又はゲート接地トランジスタ５のＤＣゲートバイアス電圧Ｖｇ２を更に調整することで、各トランジスタの利得の周波数特性を調整し、更に、利得を一定に保持できる。   Further, the high frequency amplifier circuit 1 can change the resonance frequency of the high frequency signal by adjusting the inductance value (L value) of the variable inductor 8, and can change the gain in the operating frequency band. Further, the high-frequency amplifier circuit 1 further adjusts the frequency characteristics of the gain of each transistor by further adjusting the DC gate bias voltage Vg1 of the common source transistor 4 or the DC gate bias voltage Vg2 of the common gate transistor 5. Can be kept constant.

次に、本実施形態の高周波増幅回路１の可変インダクタ８の具体的な回路構成例について、図３〜図６を参照して説明する。図３〜図６の説明では、可変インダクタ８の回路構成例以外の内容は図１と同一であるため、説明を省略する。   Next, a specific circuit configuration example of the variable inductor 8 of the high-frequency amplifier circuit 1 of the present embodiment will be described with reference to FIGS. In the description of FIGS. 3 to 6, the contents other than the circuit configuration example of the variable inductor 8 are the same as those in FIG.

図３は、第１の実施形態の高周波増幅回路１の可変インダクタ８の具体的な第１構成例を示す図である。図４（Ａ）は、全てのスイッチがＯＦＦである場合の可変インダクタ８ａの等価回路の構成を示す図である。図４（Ｂ）は、２つのスイッチがＯＮした場合の可変インダクタ８ａの等価回路の構成を示す図である。   FIG. 3 is a diagram illustrating a specific first configuration example of the variable inductor 8 of the high-frequency amplifier circuit 1 according to the first embodiment. FIG. 4A is a diagram showing a configuration of an equivalent circuit of the variable inductor 8a when all the switches are OFF. FIG. 4B is a diagram showing a configuration of an equivalent circuit of the variable inductor 8a when two switches are turned on.

図３に示す可変インダクタ８ａは、折り返し構造を有するＣＭＯＳプロセス上の伝送線路としてのメタル配線１１と、メタル配線１１間の互いに対向する複数のペアの箇所を短絡するための複数の高周波スイッチ１２１，１２２〜１２ｎとを含む構成である。ｎは２以上の整数である。   A variable inductor 8a shown in FIG. 3 includes a metal wiring 11 as a transmission line on a CMOS process having a folded structure, and a plurality of high-frequency switches 121 for short-circuiting a plurality of pairs between the metal wirings 11 facing each other. 122 to 12n. n is an integer of 2 or more.

図３に示す可変インダクタ８ａにおいて、例えば全ての高周波スイッチ１２１〜１２ｎがＯＦＦした場合、可変インダクタ８ａのインダクタンス値は、図４（Ａ）に示すインダクタ８１，８２，８３の直列合成インダクタンス値として等価的に表せる。   In the variable inductor 8a shown in FIG. 3, for example, when all the high frequency switches 121 to 12n are turned off, the inductance value of the variable inductor 8a is equivalent to the series combined inductance value of the inductors 81, 82, and 83 shown in FIG. Can be expressed.

具体的には、図３に示すメタル配線１１は図４（Ａ）に示すメタル配線８Ｌ１，８Ｌ２，８Ｌ３が直列接続した構成と考えられるので、図３に示す可変インダクタ８ａのインダクタンス値は、各メタル配線８Ｌ１〜８Ｌ３に対応するインダクタ８１〜８３の各インダクタンス値の直列合成インダクタンス値となる。   Specifically, the metal wiring 11 shown in FIG. 3 is considered to have a configuration in which the metal wirings 8L1, 8L2, and 8L3 shown in FIG. 4A are connected in series. Therefore, the inductance value of the variable inductor 8a shown in FIG. This is a series combined inductance value of the inductance values of the inductors 81 to 83 corresponding to the metal wires 8L1 to 8L3.

また、図３に示す可変インダクタ８ａにおいて、例えば高周波スイッチ１２１及び１２２がＯＮした場合、可変インダクタ８ａのインダクタンス値は、図４（Ｂ）に示すインダクタ８１のインダクタンス値と、インダクタ８３のインダクタンス値と、３つのインダクタ８３，８４，８５の並列合成インダクタンス値との直列合成インダクタンス値として等価的に表せる。   Further, in the variable inductor 8a shown in FIG. 3, for example, when the high frequency switches 121 and 122 are turned on, the inductance value of the variable inductor 8a is the inductance value of the inductor 81 shown in FIG. It can be expressed equivalently as a series combined inductance value with the parallel combined inductance values of the three inductors 83, 84, 85.

具体的には、図３に示すメタル配線１１は図４（Ｂ）に示すメタル配線８Ｌ１，８Ｌ３，８Ｌ４が直列接続した構成と考えられるので、図３に示す可変インダクタ８ａのインダクタンス値は、各メタル配線８Ｌ１，８Ｌ３，８Ｌ４に対応するインダクタ８１のインダクタンス値，３つのインダクタ８３，８４，８５の並列合成インダクタンス値，インダクタ８３のインダクタンス値の直列合成インダクタンス値となる。   Specifically, since the metal wiring 11 shown in FIG. 3 is considered to have a configuration in which the metal wirings 8L1, 8L3, and 8L4 shown in FIG. 4B are connected in series, the inductance value of the variable inductor 8a shown in FIG. The inductance value of the inductor 81 corresponding to the metal wires 8L1, 8L3, and 8L4, the parallel combined inductance value of the three inductors 83, 84, and 85, and the series combined inductance value of the inductance values of the inductor 83 are obtained.

これにより、高周波増幅回路１は、図３に示す可変インダクタ８ａのインダクタンス値を、図４（Ａ）又は図４（Ｂ）に示すスイッチのＯＮ又はＯＦＦの数に応じて変更できるので、インダクタンス値を小さい値に調整（変更）することで、高周波増幅回路１の利得の周波数特性を改善できる。   Thereby, the high frequency amplifier circuit 1 can change the inductance value of the variable inductor 8a shown in FIG. 3 according to the number of ON or OFF of the switch shown in FIG. 4A or FIG. By adjusting (changing) to a small value, the frequency characteristics of the gain of the high-frequency amplifier circuit 1 can be improved.

また、メタル配線１１はＣＭＯＳ上のどのレイヤを用いても良く、例えばＣＭＯＳ上の内層配線を用いる場合には伝送線幅を細くできるので、同じインダクタンス値を得るためのメタル配線１１の長さを短くできる。これにより、可変インダクタ８のインダクタンス値を小さくできるので、可変インダクタ８の回路面積を低減できる。   Also, any layer on the CMOS may be used as the metal wiring 11. For example, when the inner wiring on the CMOS is used, the transmission line width can be reduced, so that the length of the metal wiring 11 for obtaining the same inductance value is reduced. Can be shortened. Thereby, since the inductance value of the variable inductor 8 can be made small, the circuit area of the variable inductor 8 can be reduced.

また、内層配線を用いることで伝送線路の配線抵抗が大きくなるが、ゲート接地トランジスタ５のゲート端子に生じる寄生抵抗成分は図１３に示すピーキング特性を打ち消さない程度の値（例えば数Ω程度）であれば、高周波増幅回路１の各トランジスタの周波数特性は劣化しない。   Further, although the wiring resistance of the transmission line is increased by using the inner layer wiring, the parasitic resistance component generated at the gate terminal of the common-gate transistor 5 is a value that does not cancel the peaking characteristic shown in FIG. If so, the frequency characteristics of each transistor of the high-frequency amplifier circuit 1 are not deteriorated.

図５は、第１の実施形態の高周波増幅回路１の可変インダクタ８の具体的な第２構成例を示す図である。   FIG. 5 is a diagram illustrating a specific second configuration example of the variable inductor 8 of the high-frequency amplifier circuit 1 according to the first embodiment.

図５に示す可変インダクタ８ｂは、折り返し構造を有するＣＭＯＳプロセス上の伝送線路としての１対の伝送線路としてのメタル配線１１ａ，１１ｂと、１対のメタル配線１１ａ，１１ｂ間の互いに対向する複数のペアの箇所を短絡するための複数の高周波スイッチ１２１，１２２〜１２ｎ，１２（ｎ＋１）とを含む構成である。ｎは２以上の整数である。   The variable inductor 8b shown in FIG. 5 includes a plurality of metal wires 11a and 11b as a pair of transmission lines as a transmission line on a CMOS process having a folded structure and a pair of metal wires 11a and 11b facing each other. The configuration includes a plurality of high-frequency switches 121, 122 to 12n, 12 (n + 1) for short-circuiting the paired portions. n is an integer of 2 or more.

可変インダクタ８ｂは、高周波スイッチ１２１〜１２（ｎ＋１）のＯＮ又はＯＦＦした数に応じて、インダクタンス値を変更する。なお、高周波スイッチ１２１〜１２（ｎ＋１）のＯＮ又はＯＦＦした数に応じた可変インダクタ８ｂの等価回路は、図３に示す可変インダクタ８ａの等価回路（図４（Ａ）又は図４（Ｂ）参照）と同一なので、説明を省略する。   The variable inductor 8b changes the inductance value according to the number of high-frequency switches 121 to 12 (n + 1) turned on or off. Note that an equivalent circuit of the variable inductor 8b corresponding to the number of high-frequency switches 121 to 12 (n + 1) turned ON or OFF is an equivalent circuit of the variable inductor 8a shown in FIG. 3 (see FIG. 4A or FIG. 4B). ), The description is omitted.

これにより、可変インダクタ８ｂは、インダクタンス値を変更する場合には高周波スイッチ１２１〜１２（ｎ＋１）のうち少なくとも１つをＯＮすることになるので、高周波スイッチのＯＮ抵抗成分を含めた可変インダクタ８ｂの寄生抵抗成分を一定に保持した状態において、インダクタンス値を変更できる。   As a result, the variable inductor 8b turns on at least one of the high-frequency switches 121 to 12 (n + 1) when changing the inductance value. Therefore, the variable inductor 8b including the ON-resistance component of the high-frequency switch The inductance value can be changed in a state where the parasitic resistance component is kept constant.

図６は、第１の実施形態の高周波増幅回路１の可変インダクタ８の具体的な第３構成例を示す図である。   FIG. 6 is a diagram illustrating a specific third configuration example of the variable inductor 8 of the high-frequency amplifier circuit 1 according to the first embodiment.

図６に示す可変インダクタ８ｃは、複数の固定インダクタ１３ａ，１３ｂ，１３ｃと、各固定インダクタ１３ａ〜１３ｃの間に配置された高周波スイッチ１４ａ，１４ｂと、高周波スイッチ１４ａ，１４ｂとグランドとの間に挿入された接地容量素子としてのキャパシタ１５，１５ｂとを含む。固定インダクタ１３ａ〜１３ｃの各インダクタンス値は既定の固定値である。図６では、可変インダクタ８ｃは３つの固定インダクタ１３ａ〜１３ｃを含むが、固定インダクタの数は３つに限定されない。   A variable inductor 8c shown in FIG. 6 includes a plurality of fixed inductors 13a, 13b, and 13c, high-frequency switches 14a and 14b disposed between the fixed inductors 13a to 13c, and between the high-frequency switches 14a and 14b and the ground. And capacitors 15 and 15b as grounded capacitance elements inserted. Each inductance value of the fixed inductors 13a to 13c is a predetermined fixed value. In FIG. 6, the variable inductor 8c includes three fixed inductors 13a to 13c, but the number of fixed inductors is not limited to three.

図６に示す可変インダクタ８ｃは、例えば高周波スイッチ１４ａ及び１４ｂがＯＦＦである場合には、可変インダクタ８ｃのインダクタンス値を固定インダクタ１３ａ〜１３ｃの直列合成インダクタンス値に変更でき、固定インダクタ１３ａ〜１３ｃの直列合成インダクタンス値に応じたピーキング特性を有する。   For example, when the high frequency switches 14a and 14b are OFF, the variable inductor 8c shown in FIG. 6 can change the inductance value of the variable inductor 8c to the series composite inductance value of the fixed inductors 13a to 13c. It has peaking characteristics corresponding to the series composite inductance value.

また、可変インダクタ８ｃは、例えば高周波スイッチ１４ａをＯＮした場合には、可変インダクタ８ｃのインダクタンス値を固定インダクタ１３ａのインダクタンス値に変更でき、固定インダクタ１３ａのインダクタンス値に応じたピーキング特性を有する。   For example, when the high frequency switch 14a is turned on, the variable inductor 8c can change the inductance value of the variable inductor 8c to the inductance value of the fixed inductor 13a, and has a peaking characteristic corresponding to the inductance value of the fixed inductor 13a.

これにより、可変インダクタ８ｃは、各高周波スイッチ１４ａ，１４ｂのＯＮ又はＯＦＦの数に応じて、インダクタンス値を変更できるため、インダクタンス値毎のピーキング特性を有する。   Thereby, since the variable inductor 8c can change an inductance value according to the number of ON or OFF of each high frequency switch 14a, 14b, it has a peaking characteristic for every inductance value.

以上により、本実施形態の高周波増幅回路１は、ソース接地トランジスタ４とゲート接地トランジスタ５がカスコード接続され、ゲート接地トランジスタ５のゲート端子に直列接続された可変インダクタ８のインダクタンスを変更することで、ゲート接地トランジスタ５のゲート端子とソース端子との間に生じる寄生容量Ｃｇｓと可変インダクタ８のインダクタンス値とによる共振周波数を変更する。   As described above, in the high-frequency amplifier circuit 1 of the present embodiment, the common-source transistor 4 and the common-gate transistor 5 are cascode-connected, and the inductance of the variable inductor 8 connected in series to the gate terminal of the common-gate transistor 5 is changed. The resonance frequency due to the parasitic capacitance Cgs generated between the gate terminal and the source terminal of the common-gate transistor 5 and the inductance value of the variable inductor 8 is changed.

これにより、高周波増幅回路１は、所定の動作周波数の帯域において、高周波信号の共振周波数を調整でき、高周波増幅回路１の利得を切り替えでき、更に、高周波増幅回路１の利得の周波数特性を補正して利得の帯域内偏差を低減できる。   Thereby, the high frequency amplifier circuit 1 can adjust the resonance frequency of the high frequency signal in a predetermined operating frequency band, can switch the gain of the high frequency amplifier circuit 1, and further corrects the frequency characteristics of the gain of the high frequency amplifier circuit 1. Thus, the in-band deviation of gain can be reduced.

（第２の実施形態）
図７は、第２の実施形態の無線通信装置１６の回路構成を示す図である。無線通信装置１６は、例えば高周波信号（例えばミリ波）を送信アンテナ（不図示）から送信する。図７に示す無線通信装置１６は、ベースバンド処理回路１７と、局部発振回路１８と、ミキサ回路１９と、高周波増幅回路１と、検波回路２０と、ＡＤ（Analog Digital）コンバータ２１と、制御回路２２とを含む。 (Second Embodiment)
FIG. 7 is a diagram illustrating a circuit configuration of the wireless communication device 16 according to the second embodiment. For example, the radio communication device 16 transmits a high-frequency signal (for example, a millimeter wave) from a transmission antenna (not shown). 7 includes a baseband processing circuit 17, a local oscillation circuit 18, a mixer circuit 19, a high frequency amplifier circuit 1, a detection circuit 20, an AD (Analog Digital) converter 21, and a control circuit. 22.

ベースバンド処理回路１７は、所定の周波数（例えば後述する周波数ＦＢＢ１，ＦＢＢ２）のベースバンド信号を生成してミキサ回路１９に出力する。 The baseband processing circuit 17 generates a baseband signal having a predetermined frequency (for example, frequencies F BB1 and F BB2 described later) and outputs the baseband signal to the mixer circuit 19.

局部発振回路１８は、無線通信装置１６の動作周波数の帯域内における周波数ＦＬＯの局部信号（ローカル信号）を生成してミキサ回路１９に出力する。 The local oscillation circuit 18 generates a local signal (local signal) having a frequency F LO within the operating frequency band of the wireless communication device 16 and outputs the local signal to the mixer circuit 19.

ミキサ回路１９は、ベースバンド処理回路１７が生成したベースバンド信号と局部発振回路１８が生成した局部発振信号とをミキシングすることで、高周波信号（例えばミリ波）を生成して高周波増幅回路１に出力する。   The mixer circuit 19 generates a high-frequency signal (for example, a millimeter wave) by mixing the baseband signal generated by the baseband processing circuit 17 and the local oscillation signal generated by the local oscillation circuit 18 to the high-frequency amplification circuit 1. Output.

高周波増幅回路１は、上述した第１の実施形態において説明した方法により、カスコード接続されたソース接地トランジスタ４及びゲート接地トランジスタ５によって、ミキサ回路１９が生成した高周波信号を増幅して出力端子７に出力する。なお、高周波増幅回路１が増幅した高周波信号の一部は検波回路２０に入力される。   The high-frequency amplifier circuit 1 amplifies the high-frequency signal generated by the mixer circuit 19 by the grounded source transistor 4 and the grounded gate transistor 5 that are cascode-connected by the method described in the first embodiment, and outputs the amplified signal to the output terminal 7. Output. A part of the high frequency signal amplified by the high frequency amplifier circuit 1 is input to the detection circuit 20.

検波回路２０は、高周波増幅回路１が増幅した高周波信号の一部を抜き出して高周波信号の電力を検波処理し、検波出力としてのアナログの出力電圧信号をＡＤコンバータ２１に出力する。   The detection circuit 20 extracts a part of the high-frequency signal amplified by the high-frequency amplifier circuit 1, detects the power of the high-frequency signal, and outputs an analog output voltage signal as a detection output to the AD converter 21.

ＡＤコンバータ２１は、検波回路２０の検波出力としてのアナログの出力電圧信号をデジタルの出力電圧信号に変換して制御回路２２に出力する。   The AD converter 21 converts an analog output voltage signal as a detection output of the detection circuit 20 into a digital output voltage signal and outputs the digital output voltage signal to the control circuit 22.

制御回路２２は、ＡＤコンバータ２１の変換出力としての出力電圧信号を基に、高周波増幅回路１が増幅した高周波信号のレベルを推定し、推定された高周波信号のレベルを既定の所望レベルになるように、共振周波数を調整するための制御信号ＣＮＲＴを可変インダクタ８に出力する。   The control circuit 22 estimates the level of the high-frequency signal amplified by the high-frequency amplifier circuit 1 based on the output voltage signal as the conversion output of the AD converter 21 so that the estimated level of the high-frequency signal becomes a predetermined desired level. In addition, a control signal CNRT for adjusting the resonance frequency is output to the variable inductor 8.

これにより、高周波増幅回路１は、可変インダクタ８においてインダクタンス値を変更して共振周波数を調整できるので、高周波信号を増幅するための利得を切り替えできる。   Thereby, since the high frequency amplifier circuit 1 can adjust the resonance frequency by changing the inductance value in the variable inductor 8, the gain for amplifying the high frequency signal can be switched.

また、制御回路２２は、ベースバンド処理回路１７又は局部発振回路１８に、ベースバンド信号又は局部発振信号の周波数を少なくとも２回変化して出力させることで、高周波増幅回路１が増幅した高周波信号の周波数（例えばＦＢＢ１＋ＦＬＯ、ＦＢＢ２＋ＦＬＯ）に応じた検波回路２０の検波出力を用いて、無線通信装置１６の利得の周波数特性を推定できる。 In addition, the control circuit 22 causes the baseband processing circuit 17 or the local oscillation circuit 18 to change the frequency of the baseband signal or the local oscillation signal at least twice and output it, so that the high-frequency signal amplified by the high-frequency amplifier circuit 1 is output. The frequency characteristic of the gain of the radio communication device 16 can be estimated using the detection output of the detection circuit 20 according to the frequency (for example, F BB1 + F LO, F BB2 + F LO ).

図８は、高周波信号の検波出力としての出力電圧の周波数特性の一例を示す図である。図８では、例えばベースバンド信号の周波数がＦＢＢ１、ＦＢＢ２と変化した場合に、局部発振信号の周波数ＦＬＯと掛け合わされた周波数成分（ＦＢＢ１＋ＦＬＯ、ＦＢＢ２＋ＦＬＯ）の高周波信号の出力電力（又は検波回路２０の検波出力（＝出力電圧））が示されている。 FIG. 8 is a diagram illustrating an example of frequency characteristics of an output voltage as a detection output of a high-frequency signal. In FIG. 8, for example, when the frequency of the baseband signal is changed to F BB1 and F BB2 , the high-frequency signal of the frequency component (F BB1 + F LO , F BB2 + F LO ) multiplied by the frequency F LO of the local oscillation signal. The output power (or the detection output (= output voltage) of the detection circuit 20) is shown.

なお、図８では、ベースバンド信号の周波数がＦＢＢ１、ＦＢＢ２と変化した場合に、局部発振信号の周波数ＦＬＯと掛け合わされた周波数成分（ＦＬＯ−ＦＢＢ１、ＦＬＯ−ＦＢＢ２）の高周波信号の出力電力が示されても良い。 In FIG. 8, when the frequency of the baseband signal is changed to F BB1 and F BB2 , the frequency components (F LO −F BB1 and F LO −F BB2 ) multiplied by the frequency F LO of the local oscillation signal are obtained. The output power of the high frequency signal may be indicated.

図８では、ベースバンド信号の周波数がＦＢＢ１、ＦＢＢ２と変化した場合、高周波信号の周波数（ＦＢＢ１＋ＦＬＯ、ＦＢＢ２＋ＦＬＯ）の出力電力が一定でなく、周波数（ＦＢＢ２＋ＦＬＯ）の高周波信号の出力電力が、周波数（ＦＢＢ１＋ＦＬＯ）の高周波信号の出力電力より低い。 In FIG. 8, when the frequency of the baseband signal is changed to F BB1 and F BB2 , the output power of the frequency of the high frequency signal (F BB1 + F LO , F BB2 + F LO ) is not constant, and the frequency (F BB2 + F LO ) The output power of the high frequency signal is lower than the output power of the high frequency signal of the frequency (F BB1 + F LO ).

制御回路２２は、図８に示す無線通信装置１６における出力電力、即ち高周波増幅回路１の利得の周波数特性に応じて、高周波増幅回路１の共振周波数を調整するための制御信号ＣＮＲＴを可変インダクタ８に出力する。可変インダクタ８は、制御信号ＣＮＲＴに応じて、インダクタンス値を変更する。   The control circuit 22 outputs a control signal CNRT for adjusting the resonance frequency of the high-frequency amplifier circuit 1 according to the output power in the wireless communication device 16 shown in FIG. Output to. The variable inductor 8 changes the inductance value according to the control signal CNRT.

これにより、高周波増幅回路１は、可変インダクタ８においてインダクタンス値を変更して共振周波数を調整でき、高周波信号を増幅するための利得を切り替えできるので、無線通信装置１６の出力電力、即ち高周波増幅回路１の利得の周波数特性を改善できる。   Thereby, the high frequency amplifier circuit 1 can adjust the resonance frequency by changing the inductance value in the variable inductor 8, and can switch the gain for amplifying the high frequency signal. Therefore, the output power of the wireless communication device 16, that is, the high frequency amplifier circuit The frequency characteristic of unity gain can be improved.

図９は、第２の実施形態の無線通信装置１６における高周波増幅回路１の可変インダクタ８のインダクタンス値毎のＭＡＧ／ＭＳＧの周波数特性を示すグラフである。   FIG. 9 is a graph showing MAG / MSG frequency characteristics for each inductance value of the variable inductor 8 of the high-frequency amplifier circuit 1 in the wireless communication device 16 of the second embodiment.

例えば初期状態の可変インダクタ８のインダクタンス値（Ｌ値）が８０ｐＨであり、高周波増幅回路１の出力電力が低い場合には、制御回路２２は、可変インダクタ８のインダクタンス値（Ｌ値）を９０ｐＨに切り替えるための制御信号ＣＮＲＴを可変インダクタ８に出力する。   For example, when the inductance value (L value) of the variable inductor 8 in the initial state is 80 pH and the output power of the high frequency amplifier circuit 1 is low, the control circuit 22 sets the inductance value (L value) of the variable inductor 8 to 90 pH. A control signal CNRT for switching is output to the variable inductor 8.

これにより、高周波増幅回路１は、可変インダクタ８のインダクタンス値（Ｌ値）を８０ｐＨから９０ｐＨに変更し、高周波増幅回路１の利得を２ｄＢ増加できる（図９の点線参照）。   As a result, the high frequency amplifier circuit 1 can change the inductance value (L value) of the variable inductor 8 from 80 pH to 90 pH, and increase the gain of the high frequency amplifier circuit 1 by 2 dB (see the dotted line in FIG. 9).

一方、初期状態の可変インダクタ８のインダクタンス値（Ｌ値）が８０ｐＨであり、高周波増幅回路１の出力電力が高い場合には、制御回路２２は、可変インダクタ８のインダクタンス値（Ｌ値）を６０ｐＨに切り替えるための制御信号ＣＮＲＴを可変インダクタ８に出力する。   On the other hand, when the inductance value (L value) of the variable inductor 8 in the initial state is 80 pH and the output power of the high frequency amplifier circuit 1 is high, the control circuit 22 sets the inductance value (L value) of the variable inductor 8 to 60 pH. A control signal CNRT for switching to is output to the variable inductor 8.

これにより、高周波増幅回路１は、可変インダクタ８のインダクタンス値（Ｌ値）を８０ｐＨから６０ｐＨに変更し、高周波増幅回路１の利得を２ｄＢ減少できる（図９の点線参照）。   Thereby, the high frequency amplifier circuit 1 can change the inductance value (L value) of the variable inductor 8 from 80 pH to 60 pH, and can reduce the gain of the high frequency amplifier circuit 1 by 2 dB (see the dotted line in FIG. 9).

以上により、本実施形態の無線通信装置１６は、高周波増幅回路１が増幅した高周波信号の電力に応じて、制御回路２２において可変インダクタ８のインダクタンス値を変更するための制御信号ＣＮＲＴを生成して可変インダクタ８に出力する。   As described above, the wireless communication device 16 according to the present embodiment generates the control signal CNRT for changing the inductance value of the variable inductor 8 in the control circuit 22 in accordance with the power of the high-frequency signal amplified by the high-frequency amplifier circuit 1. Output to the variable inductor 8.

無線通信装置１６は、高周波増幅回路１が制御信号ＣＮＲＴに応じて高周波信号の共振周波数を変更することで、高周波増幅回路１の利得を調整でき、利得の周波数特性を補正できるので、所望の動作周波数の帯域における利得の周波数偏差を低減できる。   The wireless communication device 16 can adjust the gain of the high-frequency amplifier circuit 1 and correct the frequency characteristics of the gain by changing the resonance frequency of the high-frequency signal according to the control signal CNRT. The frequency deviation of the gain in the frequency band can be reduced.

以上、図面を参照して各種の実施形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。   As mentioned above, although various embodiment was described with reference to drawings, it cannot be overemphasized that this indication is not limited to this example. It will be apparent to those skilled in the art that various changes and modifications can be made within the scope of the claims, and these are naturally within the technical scope of the present disclosure. Understood.

第２の実施形態において、無線通信装置１６は、ベースバンド信号又は局部発振信号の周波数を変化させた場合に、高周波増幅回路１が増幅した各高周波信号の出力電力に応じて、高周波増幅回路１の利得の周波数特性を推定できた（図８参照）。また、無線通信装置１６は、図８に示す周波数特性に応じて、無線通信装置１６全体の利得の周波数特性を補正できる。   In the second embodiment, when the frequency of the baseband signal or the local oscillation signal is changed, the wireless communication device 16 responds to the output power of each high-frequency signal amplified by the high-frequency amplifier circuit 1. The frequency characteristics of the gain were estimated (see FIG. 8). Further, the radio communication device 16 can correct the frequency characteristics of the gain of the entire radio communication device 16 according to the frequency characteristics shown in FIG.

例えば図９において可変インダクタ８のインダクタンス値（Ｌ値）が８０ｐＨであり、ミキサ回路１９の利得の周波数特性が高周波になるほど低くなる場合、無線通信装置１６全体の利得の周波数特性も高周波になるほど低くなる（図８参照）。   For example, in FIG. 9, when the inductance value (L value) of the variable inductor 8 is 80 pH and the frequency characteristic of the gain of the mixer circuit 19 becomes lower as the frequency becomes higher, the frequency characteristic of the gain of the entire wireless communication device 16 becomes lower as the frequency becomes higher. (See FIG. 8).

無線通信装置１６は、制御回路２２が生成する制御信号ＣＮＲＴに応じて可変インダクタ８のインダクタンス値（Ｌ値）を８０ｐＨから増加する。これにより、無線通信装置１６は、所望の動作周波数の帯域（例えば５７ＧＨｚ〜６６ＧＨｚ）における高周波増幅回路１の利得の周波数特性はインダクタンス値（Ｌ値）が高いと利得が大きくなるので、ミキサ回路１９の利得の周波数特性と高周波増幅回路１の利得の周波数特性とを相殺することで、無線通信装置１６全体の利得の周波数特性を一定に保持できる。   The wireless communication device 16 increases the inductance value (L value) of the variable inductor 8 from 80 pH according to the control signal CNRT generated by the control circuit 22. As a result, the radio communication device 16 increases the gain of the frequency characteristics of the gain of the high-frequency amplifier circuit 1 in a desired operating frequency band (for example, 57 GHz to 66 GHz) when the inductance value (L value) is high. By canceling the frequency characteristics of the gain and the frequency characteristics of the gain of the high-frequency amplifier circuit 1, the frequency characteristics of the gain of the entire wireless communication device 16 can be kept constant.

なお、ミキサ回路１９の利得の周波数特性が高周波になるほど高い場合には、無線通信装置１６は、同様に、制御回路２２が生成する制御信号ＣＮＲＴに応じて可変インダクタ８のインダクタンス値（Ｌ値）を８０ｐＨから減少する。これにより、無線通信装置１６は、所望の動作周波数の帯域（例えば５７ＧＨｚ〜６６ＧＨｚ）における高周波増幅回路１の利得の周波数特性はインダクタンス値（Ｌ値）が低いと利得が小さくなるので、ミキサ回路１９の利得の周波数特性と高周波増幅回路１の利得の周波数特性とを相殺することで、無線通信装置１６全体の利得の周波数特性を一定に保持できる。   When the frequency characteristic of the gain of the mixer circuit 19 is higher as the frequency becomes higher, the wireless communication device 16 similarly determines the inductance value (L value) of the variable inductor 8 according to the control signal CNRT generated by the control circuit 22. From 80 pH. As a result, the wireless communication device 16 has a gain frequency characteristic of the high-frequency amplifier circuit 1 in a desired operating frequency band (for example, 57 GHz to 66 GHz). Since the gain becomes small when the inductance value (L value) is low, the mixer circuit 19 By canceling the frequency characteristics of the gain and the frequency characteristics of the gain of the high-frequency amplifier circuit 1, the frequency characteristics of the gain of the entire wireless communication device 16 can be kept constant.

なお、可変インダクタ８のインダクタンス値（Ｌ値）を調整することで、高周波増幅回路１の利得が変化する。このため、利得を一定に保持したい場合、高周波増幅回路１は、ソース接地トランジスタ４のＤＣゲートバイアス電圧Ｖｇ１とゲート接地トランジスタ５のＤＣゲートバイアス電圧Ｖｇ２とのうち少なくとも１つのゲート電圧を調整することで、可変インダクタ８のインダクタンス値を調整して利得の周波数特性を調整し、更に、利得を一定に保持できる。   The gain of the high-frequency amplifier circuit 1 changes by adjusting the inductance value (L value) of the variable inductor 8. Therefore, when it is desired to keep the gain constant, the high frequency amplifier circuit 1 adjusts at least one gate voltage of the DC gate bias voltage Vg1 of the common source transistor 4 and the DC gate bias voltage Vg2 of the common gate transistor 5. Thus, the frequency value of the gain can be adjusted by adjusting the inductance value of the variable inductor 8, and the gain can be kept constant.

本開示は、動作周波数帯域において、高周波信号を増幅するための利得を変更することで、利得の周波数偏差を低減する高周波増幅回路、無線通信装置及び高周波増幅回路の制御方法として有効である。   The present disclosure is effective as a control method for a high-frequency amplifier circuit, a wireless communication apparatus, and a high-frequency amplifier circuit that reduce the frequency deviation of the gain by changing the gain for amplifying the high-frequency signal in the operating frequency band.

１ 高周波増幅回路
３ 入力整合回路
４ ソース接地トランジスタ
５ ゲート接地トランジスタ
６ 出力整合回路
８ 可変インダクタ
９ 接地容量
１０ ダンピング抵抗
１１ａ、１１ｂ メタル配線
１２１、１２２、１２ｎ、１２（ｎ＋１）、１４ａ、１４ｂ 高周波スイッチ
１３ａ、１３ｂ、１３ｃ 固定インダクタ
１５ａ、１５ｂ キャパシタ
１６ 無線通信装置
１７ ベースバンド処理回路
１８ 局部発振回路
１９ ミキサ回路
２０ 検波回路
２１ ＡＤコンバータ
２２ 制御回路 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 High frequency amplifier circuit 3 Input matching circuit 4 Common source transistor 5 Common gate transistor 6 Output matching circuit 8 Variable inductor 9 Grounding capacity 10 Damping resistance 11a, 11b Metal wiring 121, 122, 12n, 12 (n + 1), 14a, 14b High frequency switch 13a, 13b, 13c Fixed inductors 15a, 15b Capacitor 16 Wireless communication device 17 Baseband processing circuit 18 Local oscillation circuit 19 Mixer circuit 20 Detection circuit 21 AD converter 22 Control circuit

Claims (6)

ソース接地トランジスタとゲート接地トランジスタとがカスコード接続された高周波増幅回路であって、
前記ゲート接地トランジスタのゲート端子に直列接続され、インダクタンス値を変更する可変インダクタを備える、
高周波増幅回路。 A high-frequency amplifier circuit in which a grounded source transistor and a grounded gate transistor are cascode-connected,
A variable inductor that is connected in series to the gate terminal of the common-gate transistor and changes an inductance value;
High frequency amplifier circuit. 請求項１に記載の高周波増幅回路であって、
前記可変インダクタは、
折り返し構造を有する伝送線路と、
前記折り返し構造を有する伝送線路間の互いに対向する複数のペアの箇所を短絡する少なくとも１つのスイッチと、を含む、
高周波増幅回路。 The high-frequency amplifier circuit according to claim 1,
The variable inductor is:
A transmission line having a folded structure;
Including at least one switch that short-circuits a plurality of pairs facing each other between the transmission lines having the folded structure,
High frequency amplifier circuit. 請求項１に記載の高周波増幅回路であって、
前記可変インダクタは、
１対の伝送線路と、
前記１対の伝送線路間の互いに対向する複数のペアの箇所を短絡する少なくとも１つのスイッチと、を含む、
高周波増幅回路。 The high-frequency amplifier circuit according to claim 1,
The variable inductor is:
A pair of transmission lines;
Including at least one switch that short-circuits a plurality of pairs of portions facing each other between the pair of transmission lines,
High frequency amplifier circuit. 請求項１に記載の高周波増幅回路であって、
前記可変インダクタは、
直列接続された少なくとも２つの固定インダクタと、
少なくとも１つの接地容量素子と、
各々の前記固定インダクタ間と前記接地容量素子との間をＯＮ又はＯＦＦする少なくとも１つのスイッチと、を含む、
高周波増幅回路。 The high-frequency amplifier circuit according to claim 1,
The variable inductor is:
At least two fixed inductors connected in series;
At least one grounded capacitive element;
At least one switch for turning on or off between each of the fixed inductors and the grounded capacitive element,
High frequency amplifier circuit. ベースバンド信号を生成するベースバンド処理回路と、
局部発振信号を生成する局部発振回路と、
前記ベースバンド信号と前記局部発振信号とを用いて高周波信号を生成するミキサ回路と、
ソース接地トランジスタとゲート接地トランジスタとが接続され、前記ゲート接地トランジスタに直列接続された可変インダクタに応じて、前記高周波信号を増幅する高周波増幅回路と、
前記高周波増幅回路の出力を検波する検波回路と、
前記検波回路の検波出力信号を基に、前記可変インダクタのインダクタンス値を調整する制御回路と、を備える、
無線通信装置。 A baseband processing circuit for generating a baseband signal;
A local oscillation circuit for generating a local oscillation signal;
A mixer circuit that generates a high-frequency signal using the baseband signal and the local oscillation signal;
A high-frequency amplifier circuit that amplifies the high-frequency signal according to a variable inductor connected in series to the common-gate transistor, and a common-source transistor and a common-gate transistor are connected;
A detection circuit for detecting the output of the high-frequency amplifier circuit;
A control circuit for adjusting an inductance value of the variable inductor based on a detection output signal of the detection circuit;
Wireless communication device. 高周波信号を入力するステップと、
ソース接地トランジスタとゲート接地トランジスタとが接続され、前記ゲート接地トランジスタに可変インダクタが直列接続された高周波増幅回路において前記高周波信号を増幅するステップと、
増幅された前記高周波信号を検波するステップと、
前記高周波信号の検波出力信号を基に、前記可変インダクタのインダクタンス値を調整するステップと、を有する、
高周波増幅回路の制御方法。 Inputting a high-frequency signal;
Amplifying the high frequency signal in a high frequency amplifier circuit in which a grounded source transistor and a grounded gate transistor are connected, and a variable inductor is connected in series to the grounded gate transistor;
Detecting the amplified high frequency signal;
Adjusting the inductance value of the variable inductor based on the detection output signal of the high-frequency signal,
Control method of high frequency amplifier circuit.
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