JP2014163809A - Current detection circuit and charging/discharging circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電流検出回路および充放電回路に関し、特に、バッテリ等の充放電の制御を行うための回路に流れる電流の検出を、温度に影響されることなく行うことが可能な電流検出回路および充放電回路に関する。 The present invention relates to a current detection circuit and a charge / discharge circuit, and in particular, a current detection circuit capable of detecting a current flowing in a circuit for performing charge / discharge control of a battery or the like without being affected by temperature, and The present invention relates to a charge / discharge circuit.
バッテリ等の充電、放電の制御を行う充放電回路は、バッテリ、負荷に流れる電流を検出し、検出した電流に基づいて充放電の制御を行っている。従来、負荷等に流れる電流の測定は、シャント抵抗を回路に挿入して、シャント抵抗に流れる電流により発生する電圧値から行っている。しかしながら、この場合シャント抵抗で電力が消費されるため、電力効率のロスやシャント抵抗が発熱するという問題がある。シャント抵抗を使用せず、出力電流を制御するFET(Field Effenct Transister)の電圧値から回路に流れる電流を検出する充放電回路が、例えば、特許文献1、特許文献2に開示されている。
A charging / discharging circuit that controls charging and discharging of a battery or the like detects current flowing through the battery and the load, and controls charging / discharging based on the detected current. Conventionally, a current flowing through a load or the like is measured from a voltage value generated by a current flowing through the shunt resistor by inserting a shunt resistor into the circuit. However, since power is consumed by the shunt resistor in this case, there is a problem that power efficiency is lost and the shunt resistor generates heat. For example,
特許文献1の図1によれば、並列接続されたセンスFET29とパワーFET30からなる充電を制御する充電用スイッチ回路39および並列接続されたセンスFET27とパワーFET28からなる放電を制御する放電用スイッチ回路38から構成され、センスFET27および29のそれぞれドレイン側に直列に電流値検出用のセンス抵抗19,20が接続されている。該抵抗の両端及びセンスFET27,29の両端の電圧を測定し、測定した電圧を演算処理して、充放電電流を検出するようにしている。
According to FIG. 1 of
また、特許文献2の図1によれば、過電流保護回路は、充電FETQ1、放電FETQ2と、それぞれ同じ温度特性、およびソース・ゲート電圧特性を有する第1、第2の基準FETQ3、Q4と、過電圧検出用コンパレータとからなる。第1、第2の基準FETQ3、Q4は、基準電流回路から電流が供給される。また、充電FETQ1、放電FETQ2のオン抵抗Ron1、Ron2、第1、第2の基準FETQ3、Q4のオン抵抗Ron3、Ron4は、(Ron3+Ron4)÷(Ron1+Ron2)=K(定数)の関係を有する。
Further, according to FIG. 1 of
過電圧検出用コンパレータの一方の入力端子には、充電FETQ1と放電FETQ2のソース間の電圧が入力され、他方の入力端子には、第1の基準FETQ3と第2の基準FETQ4のソース間の電圧が入力される。過電圧検出用コンパレータは、充電FETQ1と放電FETQ2のソース間の電圧が、第1の基準FETQ3と第2の基準FETQ4のソース間の電圧より大きくなった場合に、過電流状態として放電制御部にその旨を通知して、放電FETQ2をオフして、二次電池を過電流から保護するようにしている。また、FETQ1、Q2、Q3、Q4が同じ温度特性を有することにより、温度変化に影響されずに過電流状態を検出することができる。 The voltage between the sources of the charge FET Q1 and the discharge FET Q2 is input to one input terminal of the overvoltage detection comparator, and the voltage between the sources of the first reference FET Q3 and the second reference FET Q4 is input to the other input terminal. Entered. When the voltage between the sources of the charge FET Q1 and the discharge FET Q2 becomes larger than the voltage between the sources of the first reference FET Q3 and the second reference FET Q4, the overvoltage detection comparator detects the overcurrent state as an overcurrent state. The discharge FET Q2 is turned off to protect the secondary battery from overcurrent. Further, since the FETs Q1, Q2, Q3, and Q4 have the same temperature characteristics, it is possible to detect an overcurrent state without being affected by a temperature change.
充放電制御における負荷に流れる電流の検出は、例えば、特許文献2に開示されているように、出力電流を制御するFETに発生する電圧値を検出することにより行われている。
For example, as disclosed in
この場合、オペアンプ(演算増幅器)等のデバイスにFETのドレインの電圧が入力される。例えば、FETがOFF状態のとき、FETのドレインの電圧が高電圧となることがある。このため、FETからの高電圧が入力されることを避けるため、オペアンプ等のデバイスの入力にダイオードによる保護回路を設ける必要がある。図6は、ダイオードによる保護回路を備えた電流検出回路を有する従来の放電回路の構成を示す図である。なお、図6は、バッテリから負荷に電力を供給し、バッテリの負荷への放電を制御する放電回路を示す。図6に示すように、従来の放電回路30は、バッテリ20から負荷21に流す電流を検出する電流検出部31と、負荷21に流れる電流を制御する放電制御部12と、バッテリ20の一方の端子と負荷21の一方の端子間に挿入されて電流のON/OFF動作を行うFET15を有している。バッテリ20は、端子T1、T2を介して放電回路30に接続されて電源を供給し、放電回路30は、端子T3、T4を介して負荷に電力を供給する。
In this case, the voltage at the drain of the FET is input to a device such as an operational amplifier (operational amplifier). For example, when the FET is in an OFF state, the voltage at the drain of the FET may become a high voltage. For this reason, in order to avoid the input of a high voltage from the FET, it is necessary to provide a protection circuit using a diode at the input of a device such as an operational amplifier. FIG. 6 is a diagram showing a configuration of a conventional discharge circuit having a current detection circuit provided with a protection circuit using a diode. FIG. 6 shows a discharge circuit that supplies power from the battery to the load and controls the discharge of the battery to the load. As shown in FIG. 6, the
電流検出部31としての電流検出回路31は、オペアンプ8、抵抗R1、R2、R3、ダイオードD1から構成されている。電流検出回路31の抵抗R1の一端は基準電圧源に接続され、他端はオペアンプ8の非反転入力(+)端子とダイオードD1のアノード側に接続されている。また、ダイオードD1のカソード側とFET15のドレインが接続されている。オペアンプ8の出力端子には、直列接続された抵抗R2と抵抗R3が接続されている。更に、オペアンプ8の反転入力(−)端子と抵抗R2と抵抗R3の接続点が接続されている。このように、電流検出回路31のオペアンプ8は、非反転増幅回路を形成している。なお、抵抗R2の抵抗値をR2とし、抵抗R3の抵抗値をR3とする。
The
これらの構成から成る電流検出回路31は、オペアンプ8のゲイン(利得)をGとすると、G=1+(R3/R2)となる。また、FET15がON状態での、FET15の両端電圧(ドレイン−ソース間の電圧)をVdfとし、ダイオードD1の両端電圧をVd1とする。
The
オペアンプ8の出力電圧をVoとすると、Vo=G×(Vdf+Vd1)となる。即ち、オペアンプ8の入力電圧(Vdf+Vd1)がG倍されて出力される。この状態で、温度が変化すると、ダイオードは温度により電圧変化特性を有するため、順方向におけるアノードとカソード間の電圧が変化する。温度変化によりダイオードD1の両端電圧がΔVd1変化すると、このときのオペアンプ8の出力電圧をVo’とすると、Vo’=G×(Vdf+(Vd1+ΔVd1))となる。このため、温度変化によりオペアンプ8の出力電圧の変動(Vo’−Vo)は、Vo’−Vo=G×ΔVd1となり、ダイオードD1による電圧変化分ΔVd1がG倍されたものとなる。
When the output voltage of the
このため、温度が変化した場合、回路に流れる電流を検出するFET15の電圧値が同じであっても、温度によりダイオードD1の両端電圧が変化するため、電流検出を行うデバイスに入力する電圧値が変動してしまう。特に、デバイスがオペアンプによる増幅回路を使用した場合には、入力電圧値の変動分がオペアンプによってゲイン倍され、ゲイン倍された電圧変動値が出力されてしまう。このため、温度によるダイオードD1の電圧変動によって、回路に流れる電流の検出の精度が低下してしまう。
For this reason, when the temperature changes, even if the voltage value of the
図7は、ダイオードD1の各温度状態における、図6に示すFETに流れる電流に対するオペアンプから出力される電圧の変化を示すグラフである。なお、ダイオードD1の温度状態は、高温、常温及び低温である。また、FET電流は、FET15がON状態でのドレイン−ソース間の抵抗値を一定として、測定した電圧から算出したものである。
FIG. 7 is a graph showing changes in the voltage output from the operational amplifier with respect to the current flowing through the FET shown in FIG. 6 in each temperature state of the diode D1. The temperature state of the diode D1 is high temperature, normal temperature, and low temperature. The FET current is calculated from the measured voltage with the resistance value between the drain and the source when the
図7に示すように、ダイオードD1が高温状態におけるFET電流に対する電圧の変化は、FET電流が増加しても、電圧の変化の割合が少ない。一方、ダイオードD1が低温状態におけるFET電流に対する電圧の変化は、FET電流の増加に伴い電圧の変化の割合が大きい。また、ダイオードD1が常温状態におけるFET電流に対する電圧は、高温時と低温時のほぼ中間値となる。このため、ダイオードD1の各温度状態でFET15に流れる電流が同じ値であっても、オペアンプ8から出力される電圧が変動する。
As shown in FIG. 7, the change in voltage with respect to the FET current when the diode D1 is at a high temperature has a small rate of change in voltage even when the FET current increases. On the other hand, the change in voltage with respect to the FET current when the diode D1 is at a low temperature has a large rate of change in voltage as the FET current increases. Further, the voltage with respect to the FET current when the diode D1 is in the normal temperature state is approximately an intermediate value between the high temperature and the low temperature. For this reason, the voltage output from the
このため、ダイオードD1の各温度状態でのオペアンプから出力される電圧の変動をなくすべく、オペアンプの出力電圧を補正することが必要となる。 For this reason, it is necessary to correct the output voltage of the operational amplifier in order to eliminate the fluctuation of the voltage output from the operational amplifier in each temperature state of the diode D1.
温度によるオペアンプ8から出力される電圧変動を、例えば、マイクロコンピュータで補正する場合には、ダイオードD1の温度を検出する回路が必要になる。図8は、図6に示す放電回路にダイオードD1の温度を検出する温度検出部を設けた放電回路の構成を示す図である。なお、図6に示す電流検出回路を含む放電回路の構成部分と同一のものに関しては、同一の符号を用い、構成に関する詳細な説明は省略する。
For example, when the voltage fluctuation output from the
図8に示すように、放電回路35の温度検出部37は、温度測定用のセンサを内蔵し、信号を放電制御部36に出力する。放電制御部36は、温度測定用のセンサからの信号により温度を検出することができるようになっている。また、放電制御部36にはマイクロコンピュータが内蔵されている。
As shown in FIG. 8, the
マイクロコンピュータのメモリには、検出した温度に対するダイオードの電圧変化分を補正するためのデータテーブル等を前もって準備しておく。データテーブルは、検出した温度に対して、常温におけるダイオードの電圧変化分に相当するように補正するに構成されている。放電制御部36のマイクロコンピュータは、測定した温度とオペアンプ8の出力電圧から、データテーブルを参照して常温時における出力電圧に変換して補正するようにする。
In the memory of the microcomputer, a data table or the like for correcting the change in voltage of the diode with respect to the detected temperature is prepared in advance. The data table is configured to correct the detected temperature so as to correspond to the voltage change of the diode at room temperature. The microcomputer of the
これにより、FET15に流れる電流の大きさは、常温時における電圧に変換されるため、ダイオードの温度による電圧変動の影響を受けない。しかしながら、出力電圧を常温時の電圧に補正するため、図7に示すように、FET電流の最大電流(Imax)での出力電圧が測定可能最大電圧(Vmax)まで達しないため、FET電流の測定電圧は、図7に示す温度補正による測定電圧範囲となる。このため、測定電流値の分解能が下がってしまい、測定精度が低下してしまう。
As a result, the magnitude of the current flowing through the
また、温度検出部37を設けた充放電回路35は、部品点数が増えるとともに、放電制御部36には、演算処理を行うマイクロコンピュータ等が必要となり回路構成が複雑化する。また、検出した温度に対する電圧変化をマイクロコンピュータによって補正するためのデータテーブルが必要となり、特に、ダイオードは非線形特性を有するため、データテーブル作成のための作業等に時間を要する。また、電流検出回路31の保護回路にダイオード以外の整流素子を使用した場合には、使用した整流素子の特性に合わせたデータテーブルの作成が必要となる。
In addition, the charge /
そこで、本発明は、温度変化による整流素子の電圧変動を補正することができ、これにより充放電制御を行うための電流検出を安定して行うことが可能な電流検出回路および充放電回路を提供することを目的とする。 Therefore, the present invention provides a current detection circuit and a charge / discharge circuit that can correct voltage fluctuations of the rectifying element due to temperature change and thereby stably perform current detection for charge / discharge control. The purpose is to do.
上記目的達成のため、本発明の電流検出回路は、回路に流れる電流を電圧に変換して検出する電流検出回路であって、回路に流れる電流のON/OFF動作を行う電流制御手段と、該電流制御手段がON動作時の前記電流制御手段に発生する電圧を検出する電圧検出手段と、前記電圧検出手段からの電圧を増幅する電圧増幅手段と、該電圧増幅手段で増幅した電圧を前記電流制御手段を制御する制御部に出力する出力手段とを有し、前記電圧検出手段は、整流素子と電流調整素子を有し、前記出力手段は、抵抗と前記電圧検出手段と同一の整流素子を有し、前記電圧検出手段及び前記出力手段の前記整流素子は、電流及び温度により電圧変化特性を有し、温度の変化による前記出力手段と前記電圧検出手段の整流素子の電圧変動の比が、前記電圧増幅手段のゲイン(利得)によって決まる一定倍となるように、前記電圧検出手段及び前記出力手段の整流素子に流れる電流を前記電圧検出手段の電流調整素子及び前記出力手段の抵抗により設定するようにしたことを特徴とする。 To achieve the above object, a current detection circuit according to the present invention is a current detection circuit that detects a current flowing through a circuit by converting the current into a voltage, and includes a current control unit that performs an ON / OFF operation of the current flowing through the circuit, A voltage detection means for detecting a voltage generated in the current control means when the current control means is ON; a voltage amplification means for amplifying the voltage from the voltage detection means; and a voltage amplified by the voltage amplification means Output means for outputting to a control unit for controlling the control means, the voltage detecting means has a rectifying element and a current adjusting element, and the output means includes a resistor and the same rectifying element as the voltage detecting means. The voltage detecting means and the rectifying element of the output means have voltage change characteristics depending on current and temperature, and a ratio of voltage fluctuations of the output means and the rectifying element of the voltage detecting means due to temperature change is Above The current flowing through the rectifying element of the voltage detecting means and the output means is set by the current adjusting element of the voltage detecting means and the resistance of the output means so as to be a constant multiple determined by the gain (gain) of the pressure amplifying means. It is characterized by that.
また、本発明の電流検出回路における前記電圧検出手段の整流素子は、前記電流制御手段からの過大電圧が入力されないように前記電圧増幅手段を保護するものであることを特徴とする。 In the current detection circuit of the present invention, the rectifying element of the voltage detection means protects the voltage amplification means so that an excessive voltage from the current control means is not input.
また、本発明の電流検出回路の前記整流素子は、ダイオード、トランジスタ、サイリスタ又は太陽電池のいずれかであることを特徴とする。 The rectifying element of the current detection circuit of the present invention is any one of a diode, a transistor, a thyristor, or a solar cell.
また、本発明の電流検出回路の前記電圧増幅手段はオペアンプからなり、前記電流制御手段はFETからなり、前記電圧検出手段は、抵抗値R1の抵抗R1と整流素子としてのダイオードD1から成り、前記抵抗R1の一端が基準電圧源に接続され、他端は前記オペアンプの非反転入力(+)端子と前記ダイオードD1のアノード側に接続され、前記ダイオードD1のカソード側と前記FETのドレインが接続され、前記出力手段は、抵抗値R2の抵抗R2と抵抗値R3の抵抗R3と整流素子としてのダイオードD2から成り、前記オペアンプの出力端子には、前記出力手段の直列接続された前記抵抗R2と前記抵抗R3と前記ダイオードD2とが順に接続され、前記オペアンプの反転入力(−)端子には前記抵抗R2と前記抵抗R3の接続点が接続され、前記ダイオードD2の温度による電圧の変動値ΔVd2が、前記ダイオードD1の温度による電圧の変動値ΔVd1の1+(抵抗値R2/抵抗値R3)倍となるように、前記電圧検出手段の前記ダイオードD1に流れる電流の大きさを前記電圧検出手段の抵抗R1により設定し、前記出力手段の前記ダイオードD2に流れる電流の大きさを前記出力手段の抵抗R2、R3により設定するようにしたことを特徴とする。 The voltage amplifying means of the current detection circuit of the present invention comprises an operational amplifier, the current control means comprises an FET, and the voltage detection means comprises a resistor R1 having a resistance value R1 and a diode D1 as a rectifying element, One end of the resistor R1 is connected to the reference voltage source, the other end is connected to the non-inverting input (+) terminal of the operational amplifier and the anode side of the diode D1, and the cathode side of the diode D1 and the drain of the FET are connected. The output means includes a resistor R2 having a resistance value R2, a resistor R3 having a resistance value R3, and a diode D2 as a rectifying element. The output terminal of the operational amplifier has the resistor R2 connected in series with the output means and the resistor R2 A resistor R3 and the diode D2 are connected in order, and the inverting input (−) terminal of the operational amplifier is connected to the resistor R2 and the resistor R3. And the voltage variation value ΔVd2 due to the temperature of the diode D2 is 1+ (resistance value R2 / resistance value R3) times the voltage variation value ΔVd1 due to the temperature of the diode D1. The magnitude of the current flowing through the diode D1 is set by the resistor R1 of the voltage detecting means, and the magnitude of the current flowing through the diode D2 of the output means is set by the resistors R2 and R3 of the output means. It is characterized by.
また、本発明の充放電回路は、充電及び/又は放電を行う充放電回路であって、充電及び/又は放電の制御を行うための電流を検出する電流検出回路と、前記電流検出回路からの信号により充電及び/又は放電の制御を行う充放電制御回路を有し、前記電流検出回路は、充放電回路に流れる電流のON/OFF動作を行う電流制御手段と、該電流制御手段がON動作時の前記電流制御手段に発生する電圧を検出する電圧検出手段と、該電圧検出手段からの電圧を増幅する電圧増幅手段と、該電圧増幅手段で増幅した電圧を前記電流制御手段を制御する制御部に出力する出力手段とを有し、前記電圧検出手段は、整流素子と電流調整素子を有し、前記出力手段は、抵抗と整流素子を有し、前記電圧検出手段及び前記出力手段の前記整流素子は、電流及び温度により電圧変化特性を有し、温度の変化による前記出力手段と前記電圧検出手段の整流素子の電圧変動の比が、前記電圧増幅手段のゲイン(利得)によって決まる一定倍となるように、前記電圧検出手段及び前記出力手段の整流素子に流れる電流を前記電圧検出手段の電流調整素子及び前記出力手段の抵抗により設定するようにしたことを特徴とする。 The charging / discharging circuit of the present invention is a charging / discharging circuit that performs charging and / or discharging, a current detecting circuit that detects a current for controlling charging and / or discharging, and a current detecting circuit from the current detecting circuit. A charge / discharge control circuit that controls charging and / or discharging according to a signal, wherein the current detection circuit performs an ON / OFF operation of a current flowing in the charging / discharging circuit; and the current control unit performs an ON operation. Voltage detecting means for detecting the voltage generated in the current control means at the time, voltage amplifying means for amplifying the voltage from the voltage detecting means, and control for controlling the current control means with the voltage amplified by the voltage amplifying means Output means for outputting to the unit, the voltage detection means has a rectifier element and a current adjustment element, the output means has a resistor and a rectifier element, and the voltage detection means and the output means Rectifier element It has a voltage change characteristic depending on the current and temperature, and the ratio of the voltage fluctuation of the rectifying element of the output means and the voltage detection means due to the temperature change is a fixed multiple determined by the gain of the voltage amplification means. The current flowing through the rectifying element of the voltage detecting means and the output means is set by the current adjusting element of the voltage detecting means and the resistance of the output means.
本発明によれば、電流の大きさ及び温度の変化により電圧が変化する電圧変化特性を有するダイオード等の整流素子を用いたことにより、温度変化による整流素子の電圧変動を補正することができ、これにより充放電制御を行うための電流検出を安定して行うことができる。 According to the present invention, by using a rectifying element such as a diode having a voltage change characteristic in which a voltage changes depending on the magnitude of the current and the temperature, the voltage fluctuation of the rectifying element due to a temperature change can be corrected. Thereby, the current detection for performing charge / discharge control can be performed stably.
また、電流検出を電圧として測定する範囲を狭めることなく、簡易的に温度変化に対して精度よく出力電流値を取得することができる。 Further, the output current value can be easily obtained with high accuracy with respect to the temperature change without narrowing the range in which the current detection is measured as a voltage.
また、電流制御手段としてのFETに発生する電圧を検出する電圧検出手段を成す整流素子と電圧増幅手段の電圧を制御部に出力する出力手段を成す整流素子とは、同一の特性を有する整流素子を使用することができる。このため、回路構成を簡素化することができる。例えば、ダイオードは、非線形特性を有するため、電圧検出手段のダイオードD1に対して出力手段に同一特性を有するダイオードD2を使用することができる。 Further, the rectifying element constituting the voltage detecting means for detecting the voltage generated in the FET as the current control means and the rectifying element constituting the output means for outputting the voltage of the voltage amplifying means to the control unit have the same characteristics. Can be used. For this reason, the circuit configuration can be simplified. For example, since the diode has non-linear characteristics, the diode D2 having the same characteristic as the output means can be used for the diode D1 of the voltage detecting means.
また、負荷等に流れる電流の検出を電流のON/OFF制御を行うFETで行うため、シャント抵抗等の電流検出用の回路が不要となる。 Further, since the current flowing through the load or the like is detected by the FET that controls the ON / OFF of the current, a current detection circuit such as a shunt resistor becomes unnecessary.
以下、図面を参照して、本発明による電流検出回路および充放電回路を実施するための形態について説明する。なお、本発明による電流検出回路および充放電回路は、負荷に流れる電流の検出に、電流の大きさ及び温度の変化により電圧が変化する電圧変化特性を有するダイオード等の整流素子を用いて、温度変化による整流素子の電圧変動を補正するようにして、充放電制御を行うための電流検出を温度に影響されることなく安定して行うようにしたものである。 DESCRIPTION OF EMBODIMENTS Hereinafter, embodiments for implementing a current detection circuit and a charge / discharge circuit according to the present invention will be described with reference to the drawings. Note that the current detection circuit and the charge / discharge circuit according to the present invention use a rectifying element such as a diode having a voltage change characteristic in which a voltage changes according to a change in the magnitude of the current and a temperature to detect the current flowing in the load, and the temperature. By correcting the voltage fluctuation of the rectifying element due to the change, the current detection for performing the charge / discharge control is stably performed without being influenced by the temperature.
図1は、本発明に係る電流検出回路を含む充放電回路の構成を示す図である。なお、図6に示す電流検出回路を有する放電回路の構成部分と同一のものに関しては、同一の符号を用いて説明する。 FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a charge / discharge circuit including a current detection circuit according to the present invention. The same components as those of the discharge circuit having the current detection circuit shown in FIG. 6 will be described using the same reference numerals.
図1に示すように、充放電回路1は、バッテリ20から負荷21に電力を供給する放電回路2と、外部電源22からバッテリ20に電力を供給する充電回路3で構成されている。
As shown in FIG. 1, the charging / discharging
放電回路2は、バッテリ20から負荷21に流れる電流を検出する電流検出部6と、負荷21に流れる電流を制御する放電制御部12と、負荷21の一方の端子とバッテリ20の負極の端子間に挿入されて電流のON/OFF動作を行うFET15とを有している。バッテリ20は、端子T1、T2を介して放電回路2に接続されて電源を供給し、放電回路2は、端子T3、T4を介して負荷21に電力を供給する。
The
また、充電回路3は、直流を出力する外部電源22からバッテリ20に流れる電流を検出する電流検出部6と、バッテリ20に流れる電流を制御する充電制御部13と、外部電源22の負極の端子とバッテリ20の負極の端子間に挿入されて電流のON/OFF動作を行うFET16とを有している。外部電源22は、端子T5、T6を介して充電回路3に接続されて電源を供給し、充電回路3は、端子T7、T8を介してバッテリ20に電力を供給して充電を行う。
The charging
図1に示すように、放電回路2と充電回路3の電流検出部6は同一回路で有り、以下に、図2を用いて図1の充放電回路1の放電回路2と電流検出部6について述べる。 図2は、図1に示す充放電回路1の放電回路2と電流検出部6の構成を示す図である。
As shown in FIG. 1, the
図2に示すように、電流検出部6としての電流検出回路6は、電圧増幅手段としてのオペアンプ8からなり、非反転増幅回路を形成している。オペアンプ8の非反転入力(+)端子側の電流調整素子としての抵抗R1は、その一方の端子が基準電圧源に接続されており、他方の端子は、ダイオードD1の一方の端子(アノード)に接続されている。なお、電流調整素子としての抵抗R1は、ダイオードD1に流す電流の大きさを調整するものであり、抵抗に限らず、例えば、トランジスタなど電流源として機能するものであってもよい。また、ダイオードD1の他方の端子(カソード)は、電流制御手段としてのFET15のドレイン側に接続されている。ダイオードD1には、抵抗R1を介して電流が流れる。なお、ダイオードD1は、FET15がOFF時のドレインからの高電圧がオペアンプ8の非反転入力(+)端子に入力されることを避けるためのものであり、保護回路を成すものである。オペアンプ8の非反転入力(+)端子は、抵抗R1とダイオードD1の接続点と接続されている。このように、オペアンプ8の非反転入力(+)端子には、FET15のドレイン端子の電圧及びダイオードD1で発生する電圧が入力される。なお、抵抗R1及び整流素子としてのダイオードD1は、電圧検出手段を成すものである。
As shown in FIG. 2, the
また、オペアンプ8の出力端子には、抵抗R2と抵抗R3とダイオードD2とが直列に接続されている。なお、ダイオードD2のカソード側はGNDと接続されている。抵抗R2と抵抗R3と整流素子としてのダイオードD2は、出力手段を成すものである。オペアンプ8の反転入力(−)端子は、オペアンプ8の出力端子に接続されている抵抗R2と抵抗R3との接続点に接続されている。オペアンプ8の反転入力(−)端子は、オペアンプ8の出力端子の電圧による抵抗R2に発生する電圧とダイオードD2で発生する電圧とを加算した電圧が入力される。オペアンプ8の出力端子の電圧は、放電制御部12に入力される。
Further, a resistor R2, a resistor R3, and a diode D2 are connected in series to the output terminal of the
FET15のON状態での両端電圧は、FET15に流れる電流、即ち、負荷21に流れる電流の大きさに比例した電圧である。これは、ON状態でのFET15は、ドレイン−ソース間の抵抗値が一定であり、FET15の両端電圧は、負荷21に流れる電流の大きさに比例した電圧となるためである。
The both-end voltage of the
このように、電流検出回路6は、FET15の両端電圧がオペアンプ8に入力されて増幅され、オペアンプ8は、負荷21に流れる電流に比例した大きさの電圧を出力する。このため、オペアンプ8の出力電圧値から負荷21に流れる電流を検出することができる。
As described above, in the
また、図2に示す電流検出回路は、オペアンプが非反転増幅回路を構成するものであるが、電流検出回路のオペアンプを反転増幅回路で構成することも可能である。図3は、電流検出回路のオペアンプを反転増幅回路で構成した図である。図3に示すように、電流検出回路25のオペアンプ8は、反転増幅回路を形成している。オペアンプ8の非反転入力(+)端子側の電流調整素子としての抵抗R1は、その一方の端子が基準電圧源に接続されており、他方の端子は、ダイオードD1の一方の端子(アノード)に接続されている。なお、電流調整素子としての抵抗R1は、ダイオードD1に流す電流の大きさを調整するものであり、抵抗に限らず、例えば、トランジスタなど電流源として機能するものであってもよい。また、ダイオードD1の他方の端子(カソード)は、GNDに接続されている。ダイオードD1には、抵抗R1を介して電流が流れる。オペアンプ8の非反転入力(+)端子は、抵抗R1とダイオードD1の接続点と接続されている。
In the current detection circuit shown in FIG. 2, the operational amplifier constitutes a non-inverting amplifier circuit, but the operational amplifier of the current detection circuit can also be constituted by an inverting amplifier circuit. FIG. 3 is a diagram in which the operational amplifier of the current detection circuit is configured by an inverting amplifier circuit. As shown in FIG. 3, the
一方、オペアンプ8の出力端子には、抵抗R2と抵抗R3とダイオードD2とが直列に接続されている。また、ダイオードD2のカソード側は、電流制御手段としてのFET15のドレイン側に接続されている。オペアンプ8の反転入力(−)端子は、オペアンプ8の出力端子に接続されている抵抗R2と抵抗R3との接続点に接続されている。オペアンプ8の反転入力(−)端子は、オペアンプ8の出力端子の電圧による抵抗R3に発生する電圧とダイオードD2で発生する電圧とFET15のドレイン端子の電圧を加算した電圧が入力される。オペアンプ8の出力端子の電圧は、放電制御部12に入力される。
On the other hand, a resistor R2, a resistor R3, and a diode D2 are connected in series to the output terminal of the
図1、図2及び図3に示す放電制御部12は、バッテリ20から負荷21に流す放電電流を制御する回路であり、放電用の電流検出部6からの信号に基づき、FET15を制御する。すなわち、放電制御部12は、オペアンプ8の出力電圧からFET15のON/OFF状態を制御する。例えば、負荷21に流れる電流を一定に維持するように制御する。また、放電制御部12は、負荷21の電流値が大き過ぎる場合に電流を減少させたり、ショートにより、電流値が過大となったときに、FET15をOFF状態に制御する。
The
一方、図1に示す充電回路3の充電制御部13は、外部電源22からバッテリ20に流す充電電流を制御する回路であり、充電用の電流検出部6からの信号に基づき、FET16を制御する。すなわち、充電制御部13は、オペアンプ8の出力電圧からFET16のON/OFF状態を制御する。例えば、バッテリ20に流す電流を一定に維持するように制御する。また、充電制御部13は、バッテリ20への電流値が大き過ぎる場合に電流を減少させたり、ショートにより、電流値が過大となったときに、FET16をOFF状態に制御する。また、バッテリ20を充電する電流が所定の値未満になったときには、FET16をOFF状態にして、バッテリ20の充電を停止する。
On the other hand, the charging control unit 13 of the charging
以下に、本発明による電流検出回路による温度変化による整流素子の電圧変動を補正するための、回路設定について図2を用いて述べる。 A circuit setting for correcting voltage fluctuation of the rectifying element due to temperature change by the current detection circuit according to the present invention will be described below with reference to FIG.
なお、抵抗R1の抵抗値をR1、抵抗R2の抵抗値をR2、抵抗R3の抵抗値をR3とする。また、ダイオードD1の両端電圧をVd1(図2に矢印で示す)、ダイオードD2の両端電圧をVd2(図2に矢印で示す)、FET15の両端電圧(ドレイン−ソース間電圧)をVdf(図2に矢印で示す)とする。 The resistance value of the resistor R1 is R1, the resistance value of the resistor R2 is R2, and the resistance value of the resistor R3 is R3. Further, the voltage across the diode D1 is Vd1 (shown by an arrow in FIG. 2), the voltage across the diode D2 is Vd2 (shown by an arrow in FIG. 2), and the voltage across the FET 15 (drain-source voltage) is Vdf (FIG. 2). Is indicated by an arrow).
図2に示すオペアンプ8のゲインをG=1+(R3/R2)とし、ダイオードD1、D2が温度により電圧が変動しないものとすると、オペアンプ8の出力電圧Voは、式(1)で示される。
Vo=G×(Vdf+Vd1−Vd2)+Vd2 ・・・(1)
次に、温度によりダイオードD1の電圧がΔVd1、ダイオードD1の電圧がΔVd2変化したとすると、オペアンプ8の出力電圧Vo’は、式(2)で示される。
Vo’=G×{Vdf+(Vd1+ΔVd1)−(Vd2+ΔVd2)}+(Vd2+ΔVd2) ・・・(2)
温度変化によるオペアンプ8の出力電圧の変動量(Vo’−Vo)は、式(3)で示される。
Vo’−Vo=G×(ΔVd1−ΔVd2)+ΔVd2 ・・・(3)
式(3)で、ΔVd1=ΔVd2の場合には、出力電圧の変動量は、ΔVd2となる。
Assuming that the gain of the
Vo = G × (Vdf + Vd1−Vd2) + Vd2 (1)
Next, assuming that the voltage of the diode D1 changes by ΔVd1 and the voltage of the diode D1 changes by ΔVd2 due to temperature, the output voltage Vo ′ of the
Vo ′ = G × {Vdf + (Vd1 + ΔVd1) − (Vd2 + ΔVd2)} + (Vd2 + ΔVd2) (2)
The fluctuation amount (Vo′−Vo) of the output voltage of the
Vo′−Vo = G × (ΔVd1−ΔVd2) + ΔVd2 (3)
In the equation (3), when ΔVd1 = ΔVd2, the output voltage fluctuation amount is ΔVd2.
このため、出力電圧の変動量をVo’−Vo=0とするには式(3)から以下の式が成り立つ必要がある。Vo’−Vo=0のときのΔVd1とΔVd2との関係式は、式(4)で示される。
ΔVd2={G/(G−1)}×ΔVd1 ・・・(4)
ただし、G/(G−1)=1+(R2/R3)
よって、式(4)からダイオードD2の温度による電圧の変動値ΔVd2が、ダイオードD1の温度による電圧の変動値ΔVd1の1+(R2/R3)倍の時、Vo’−Vo=0、つまり温度による出力電圧の変動がなくなり、温度変化の影響を受けない。
For this reason, in order to set the variation amount of the output voltage to Vo′−Vo = 0, the following expression must be established from the expression (3). A relational expression between ΔVd1 and ΔVd2 when Vo′−Vo = 0 is expressed by Expression (4).
ΔVd2 = {G / (G−1)} × ΔVd1 (4)
However, G / (G-1) = 1 + (R2 / R3)
Therefore, when the voltage fluctuation value ΔVd2 due to the temperature of the diode D2 is 1+ (R2 / R3) times the voltage fluctuation value ΔVd1 due to the temperature of the diode D1 from the equation (4), Vo′−Vo = 0, that is, depending on the temperature. The output voltage does not fluctuate and is not affected by temperature changes.
また、ダイオードの温度−電圧特性は、ダイオードに流れる電流値により変化する。即ち、ダイオードに流す電流が小さいときには、温度に対する電圧変化が大きくなり、ダイオードに流す電流が大きいときには、温度に対する電圧変化が小さくなる。このダイオードの特性を利用して、ダイオードD2には、ダイオードD1と比較し温度−電圧特性が1+(R2/R3)倍となるように流れる電流を設定する。 In addition, the temperature-voltage characteristics of the diode vary depending on the value of the current flowing through the diode. That is, when the current flowing through the diode is small, the voltage change with respect to temperature increases, and when the current flowing through the diode is large, the voltage change with temperature decreases. Using this diode characteristic, a current that flows so that the temperature-voltage characteristic is 1+ (R2 / R3) times that of the diode D1 is set in the diode D2.
以上説明したように、図2に示すオペアンプが非反転増幅器の場合に、ダイオードD2の温度による電圧の変動値ΔVd2が、ダイオードD1の温度による電圧の変動値ΔVd1の1+(R2/R3)倍の時、Vo’−Vo=0、つまり温度による出力電圧の変動がなくなり、温度変化の影響を受けない。また、図3に示すオペアンプが反転増幅器の場合においても、オペアンプが非反転増幅器の場合と同様に、ダイオードD2の温度による電圧の変動値ΔVd2が、ダイオードD1の温度による電圧の変動値ΔVd1の1+(R2/R3)倍の時、Vo’−Vo=0、つまり温度による出力電圧の変動がなくなり、温度変化の影響を受けない。 As described above, when the operational amplifier shown in FIG. 2 is a non-inverting amplifier, the voltage fluctuation value ΔVd2 due to the temperature of the diode D2 is 1+ (R2 / R3) times the voltage fluctuation value ΔVd1 due to the temperature of the diode D1. At this time, Vo′−Vo = 0, that is, the output voltage does not fluctuate due to temperature and is not affected by temperature change. In the case where the operational amplifier shown in FIG. 3 is an inverting amplifier, similarly to the case where the operational amplifier is a non-inverting amplifier, the voltage fluctuation value ΔVd2 due to the temperature of the diode D2 is 1+ of the voltage fluctuation value ΔVd1 due to the temperature of the diode D1. When (R2 / R3) times, Vo′−Vo = 0, that is, the output voltage does not fluctuate due to temperature and is not affected by temperature change.
以下にダイオードに流れる電流設定について、図4を用いて説明する。図4は、温度変化に対するダイオードD1、D2の電圧変化量及びダイオードD1とダイオードD2の電圧変化量の関係を示すグラフである。図4に示すように、ダイオードの温度Tp1におけるダイオードD1の電圧変化量をΔVd1とすると、ダイオードD2の電圧変化をΔVd2は、ΔVd1×(1+(R2/R3))となるように設定する。ダイオードD1に流す電流を多く流して、温度に対する電圧変化が小さくなるようにし、また、ダイオードD2に流す電流を少なく流して、温度に対する電圧変化が大きくなるようにする。 The setting of the current flowing through the diode will be described below with reference to FIG. FIG. 4 is a graph showing the relationship between the voltage change amount of the diodes D1 and D2 and the voltage change amount of the diode D1 and the diode D2 with respect to the temperature change. As shown in FIG. 4, when the voltage change amount of the diode D1 at the diode temperature Tp1 is ΔVd1, the voltage change of the diode D2 is set so that ΔVd2 becomes ΔVd1 × (1+ (R2 / R3)). A large current is passed through the diode D1 to reduce the voltage change with respect to the temperature, and a small current is passed through the diode D2 to increase the voltage change with respect to the temperature.
より具体的には、以下のようにして、抵抗値を決定する。ダイオードの温度−電圧特性は、ダイオードに流れる電流値により変化するため、図2に示す回路で、ダイオードD1に流れる電流は、抵抗R1の値により決定される。また、抵抗R2、R3の値により、ダイオードD2に流れる電流が決定される。抵抗値の決定のために、最初に、オペアンプ8の必要な増幅率を決める。オペアンプ8の増幅率は、FET15の検出電圧の最大値、放電制御部12の入力可能電圧等から決定する。増幅率からR2とR3との比率が決まる。
More specifically, the resistance value is determined as follows. Since the temperature-voltage characteristics of the diode vary depending on the value of the current flowing through the diode, the current flowing through the diode D1 is determined by the value of the resistor R1 in the circuit shown in FIG. Further, the current flowing through the diode D2 is determined by the values of the resistors R2 and R3. In order to determine the resistance value, first, a necessary amplification factor of the
また、ダイオードD2とダイオードD1に流す電流値は、図4に示すダイオード温度電圧変化を満たすように選定する。ダイオードD1に流す電流値からR1の値を決定し、ダイオードD2に流す電流値からR2、R3の値を決定するようにする。 Further, the current values flowing through the diode D2 and the diode D1 are selected so as to satisfy the diode temperature voltage change shown in FIG. The value of R1 is determined from the current value passed through the diode D1, and the values of R2 and R3 are determined from the current value passed through the diode D2.
以上述べた本発明による電流検出回路での、温度変化によるダイオードの電圧変動の補正における、FET電流に対するオペアンプの出力電圧を図5に示す。図5に示す実線は、図2に示す電流検出回路によるFET電流によるオペアンプの出力電圧を示し、図5に示す点線は、図7に示す各温度でのFET電流によるオペアンプの出力電圧を示す。図5に示すように、FET電流が最大値(図5に示すImax)のときに、出力電圧が測定可能な最大電圧(図5に示すVmax)に達するため、測定できる電圧範囲が広がり、測定の分解能も向上する。 FIG. 5 shows the output voltage of the operational amplifier with respect to the FET current in the correction of the voltage fluctuation of the diode due to the temperature change in the current detection circuit according to the present invention described above. 5 indicates the output voltage of the operational amplifier due to the FET current by the current detection circuit illustrated in FIG. 2, and the dotted line illustrated in FIG. 5 indicates the output voltage of the operational amplifier due to the FET current at each temperature illustrated in FIG. As shown in FIG. 5, when the FET current is the maximum value (Imax shown in FIG. 5), the output voltage reaches the maximum voltage that can be measured (Vmax shown in FIG. 5). The resolution is also improved.
このように、本発明の電流検出回路は、電流及び温度により電圧変化特性を有する整流素子としてのダイオードを用いて、オペアンプの入力と出力に接続されたダイオードの温度の変化による電圧変動の比が、オペアンプのゲイン(利得)によって決まる一定倍となるように、入力回路及び出力回路のダイオードに流れる電流を抵抗により設定することにより、温度に影響されることなく、回路に流れる電流検出を安定して行うことができる。 As described above, the current detection circuit of the present invention uses a diode as a rectifying element having a voltage change characteristic depending on current and temperature, and the ratio of the voltage fluctuation due to the temperature change of the diode connected to the input and output of the operational amplifier is high. By setting the current that flows in the diode of the input circuit and output circuit with a resistor so that it becomes a fixed multiple determined by the gain (gain) of the operational amplifier, the detection of the current flowing in the circuit is stabilized without being affected by temperature. Can be done.
以上、整流素子としてダイオードを用いた実施の形態について述べたが、ダイオードは、取り扱いが容易で、電流及び温度により電圧変化特性を有するため、電流検出回路の整流素子として好適である。なお、整流素子は、ダイオード以外にも、トランジスタ、サイリスタ又は太陽電池のいずれかであつてもよい。ダイオードは、非線形特性を有するため、ダイオードD1に対して同一特性を有するダイオードD2を使用することにより、回路構成が簡素化することができる。例えば、オペアンプの入力回路にダイオードD1を使用し、オペアンプの出力回路にダイオードD2に代えて、トランジスタを使用した場合には、ダイオードとトランジスタの特性が異なるため、トランジスタの特性をダイオードの特性に一致させる回路が必要となり、回路構成が複雑化する。このため、整流素子は同一のものが望ましい。 Although the embodiment using a diode as a rectifying element has been described above, the diode is suitable as a rectifying element of a current detection circuit because it is easy to handle and has voltage change characteristics depending on current and temperature. Note that the rectifying element may be a transistor, a thyristor, or a solar cell in addition to the diode. Since the diode has non-linear characteristics, the circuit configuration can be simplified by using the diode D2 having the same characteristics as the diode D1. For example, when a diode D1 is used for the input circuit of the operational amplifier and a transistor is used instead of the diode D2 for the output circuit of the operational amplifier, the characteristics of the transistor are the same as the characteristics of the diode because the characteristics of the diode and the transistor are different. Circuit is required, and the circuit configuration is complicated. For this reason, the same rectifying element is desirable.
以上述べたように、本発明によれば、電流の大きさ及び温度の変化により電圧が変化する特性を有するダイオード等の整流素子を用いたことにより、温度変化による整流素子の電圧変動を補正することができ、これにより充放電制御を行うための電流検出を安定して行うことができる。 As described above, according to the present invention, by using a rectifying element such as a diode having a characteristic that the voltage changes depending on the magnitude of the current and the temperature, the voltage fluctuation of the rectifying element due to the temperature change is corrected. Accordingly, current detection for performing charge / discharge control can be stably performed.
また、電流検出を電圧として測定する範囲を狭めることなく、簡易的に温度変化に対して精度よく出力電流値を取得することができる。 Further, the output current value can be easily obtained with high accuracy with respect to the temperature change without narrowing the range in which the current detection is measured as a voltage.
また、電流制御手段としてのFETに発生する電圧を検出する電圧検出手段を成す整流素子と電圧増幅手段の電圧を制御部に出力する出力手段を成す整流素子とは、同一の特性を有する整流素子を使用することができる。このため、回路構成を簡素化することができる。例えば、ダイオードは、非線形特性を有するため、電圧検出手段のダイオードD1に対して出力手段に同一特性を有するダイオードD2を使用することができる。 Further, the rectifying element constituting the voltage detecting means for detecting the voltage generated in the FET as the current control means and the rectifying element constituting the output means for outputting the voltage of the voltage amplifying means to the control unit have the same characteristics. Can be used. For this reason, the circuit configuration can be simplified. For example, since the diode has non-linear characteristics, the diode D2 having the same characteristic as the output means can be used for the diode D1 of the voltage detecting means.
また、負荷に流れる電流の検出(用センサ)及び電流のON/OFF制御を同一のFETで行うため、シャント抵抗等の電流検出用の回路が不要となる。 Further, since the detection of the current flowing through the load (sensor) and the ON / OFF control of the current are performed by the same FET, a current detection circuit such as a shunt resistor becomes unnecessary.
この発明は、その本質的特性から逸脱することなく数多くの形式のものとして具体化することができる。よって、上述した実施形態は専ら説明上のものであり、本発明を制限するものではないことは言うまでもない。 The present invention can be embodied in many forms without departing from its essential characteristics. Therefore, it is needless to say that the above-described embodiment is exclusively for description and does not limit the present invention.
1 充放電回路
2、30、35 放電回路
3 充電回路
6、25、31 電流検出部(電流検出回路)
8 オペアンプ
12、36 放電制御部
13 充電制御部
15、16 FET
20 バッテリ
21 負荷
22 外部電源
37 温度検出部
D1、D2 ダイオード
R1、R2、R3 抵抗
1 Charging / Discharging
6, 25, 31 Current detection unit (current detection circuit)
8
15, 16 FET
20
Claims (5)
回路に流れる電流のON/OFF動作を行う電流制御手段と、該電流制御手段がON動作時の前記電流制御手段に発生する電圧を検出する電圧検出手段と、前記電圧検出手段からの電圧を増幅する電圧増幅手段と、該電圧増幅手段で増幅した電圧を前記電流制御手段を制御する制御部に出力する出力手段とを有し、
前記電圧検出手段は、整流素子と電流調整素子を有し、
前記出力手段は、抵抗と前記電圧検出手段と同一の整流素子を有し、
前記電圧検出手段及び前記出力手段の前記整流素子は、電流及び温度により電圧変化特性を有し、
温度の変化による前記出力手段と前記電圧検出手段の整流素子の電圧変動の比が、前記電圧増幅手段のゲイン(利得)によって決まる一定倍となるように、前記電圧検出手段及び前記出力手段の整流素子に流れる電流を前記電圧検出手段の電流調整素子及び前記出力手段の抵抗により設定するようにしたことを特徴とする電流検出回路。 A current detection circuit that detects a current flowing in a circuit by converting it into a voltage,
Current control means for performing ON / OFF operation of current flowing in the circuit, voltage detection means for detecting a voltage generated in the current control means when the current control means is ON, and amplifying the voltage from the voltage detection means Voltage amplifying means, and output means for outputting the voltage amplified by the voltage amplifying means to a control unit that controls the current control means,
The voltage detecting means has a rectifying element and a current adjusting element,
The output means has the same rectifying element as the resistor and the voltage detection means,
The rectifying elements of the voltage detection means and the output means have voltage change characteristics depending on current and temperature,
Rectification of the voltage detection means and the output means so that a ratio of voltage fluctuations of the rectifying elements of the output means and the voltage detection means due to temperature changes is a constant multiple determined by a gain of the voltage amplification means. A current detection circuit characterized in that a current flowing through an element is set by a current adjustment element of the voltage detection means and a resistance of the output means.
前記電圧検出手段は、電流調整素子としての抵抗R1と整流素子としてのダイオードD1から成り、前記抵抗R1の一端が基準電圧源に接続され、他端は前記オペアンプの非反転入力(+)端子と前記ダイオードD1のアノード側に接続され、前記ダイオードD1のカソード側と前記FETのドレインが接続され、
前記出力手段は、抵抗値R2の抵抗R2と抵抗値R3の抵抗R3と整流素子としてのダイオードD2から成り、前記オペアンプの出力端子には、前記出力手段の直列接続された前記抵抗R2と前記抵抗R3と前記ダイオードD2とが順に接続され、前記オペアンプの反転入力(−)端子には前記抵抗R2と前記抵抗R3の接続点が接続され、
前記ダイオードD2の温度による電圧の変動値ΔVd2が、前記ダイオードD1の温度による電圧の変動値ΔVd1の1+(抵抗値R2/抵抗値R3)倍となるように、前記電圧検出手段の前記ダイオードD1に流れる電流の大きさを前記電圧検出手段の抵抗R1により設定し、前記出力手段の前記ダイオードD2に流れる電流の大きさを前記出力手段の抵抗R2、R3により設定するようにしたことを特徴とする請求項1に記載の電流検出回路。 The voltage amplification means comprises an operational amplifier, the current control means comprises an FET,
The voltage detection means includes a resistor R1 as a current adjusting element and a diode D1 as a rectifying element. One end of the resistor R1 is connected to a reference voltage source, and the other end is a non-inverting input (+) terminal of the operational amplifier. Connected to the anode side of the diode D1, the cathode side of the diode D1 and the drain of the FET are connected,
The output means includes a resistor R2 having a resistance value R2, a resistor R3 having a resistance value R3, and a diode D2 as a rectifying element. The output terminal of the operational amplifier has the resistor R2 and the resistor connected in series to the output means. R3 and the diode D2 are connected in order, and the connection point of the resistor R2 and the resistor R3 is connected to the inverting input (−) terminal of the operational amplifier,
The voltage fluctuation value ΔVd2 due to the temperature of the diode D2 is 1+ (resistance value R2 / resistance value R3) times the voltage fluctuation value ΔVd1 due to the temperature of the diode D1. The magnitude of the flowing current is set by the resistor R1 of the voltage detecting means, and the magnitude of the current flowing through the diode D2 of the output means is set by the resistors R2 and R3 of the output means. The current detection circuit according to claim 1.
充電及び/又は放電の制御を行うための電流を検出する電流検出回路と、
前記電流検出回路からの信号により充電及び/又は放電の制御を行う充放電制御回路を有し、
前記電流検出回路は、充放電回路に流れる電流のON/OFF動作を行う電流制御手段と、該電流制御手段がON動作時の前記電流制御手段に発生する電圧を検出する電圧検出手段と、該電圧検出手段からの電圧を増幅する電圧増幅手段と、該電圧増幅手段で増幅した電圧を前記電流制御手段を制御する制御部に出力する出力手段とを有し、
前記電圧検出手段は、整流素子と電流調整素子を有し、
前記出力手段は、抵抗と整流素子を有し、
前記電圧検出手段及び前記出力手段の前記整流素子は、電流及び温度により電圧変化特性を有し、
温度の変化による前記出力手段と前記電圧検出手段の整流素子の電圧変動の比が、前記電圧増幅手段のゲイン(利得)によって決まる一定倍となるように、前記電圧検出手段及び前記出力手段の整流素子に流れる電流を前記電圧検出手段の電流調整素子及び前記出力手段の抵抗により設定するようにしたことを特徴とする充放電回路。 A charge / discharge circuit for charging and / or discharging,
A current detection circuit for detecting a current for controlling charging and / or discharging;
A charge / discharge control circuit that controls charging and / or discharging according to a signal from the current detection circuit;
The current detection circuit includes a current control unit that performs an ON / OFF operation of a current flowing in the charge / discharge circuit, a voltage detection unit that detects a voltage generated in the current control unit when the current control unit is in an ON operation, Voltage amplifying means for amplifying the voltage from the voltage detecting means, and output means for outputting the voltage amplified by the voltage amplifying means to a control unit for controlling the current control means,
The voltage detecting means has a rectifying element and a current adjusting element,
The output means includes a resistor and a rectifying element,
The rectifying elements of the voltage detection means and the output means have voltage change characteristics depending on current and temperature,
Rectification of the voltage detection means and the output means so that a ratio of voltage fluctuations of the rectifying elements of the output means and the voltage detection means due to temperature changes is a constant multiple determined by a gain of the voltage amplification means. A charge / discharge circuit characterized in that a current flowing through an element is set by a current adjusting element of the voltage detecting means and a resistance of the output means.
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