JP2014090598A - Electric power conversion system and charger - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電力変換装置又は、これを用いた充電器に関するものである。 The present invention relates to a power conversion device or a charger using the same.
近年、民生機器や産業機器に対する省エネルギー化の要請が高まる中、力率補正機能を有する電力変換装置において、ブリッジダイオードを省略し、損失を低減した電力変換装置が種々提案されている。 In recent years, as the demand for energy saving for consumer equipment and industrial equipment is increasing, various power converters have been proposed in which a bridge diode is omitted and power loss is reduced in a power converter having a power factor correction function.
図５を参照して、従来のインターリーブモードのブリッジレスＰＦＣ（Power Factor Correction）回路を有する電力変換装置１００について説明する。図５（ａ）は、電力変換装置１００の要部回路図を示し、図５（ｂ）は、動作電流の時間的変化を示している。 With reference to FIG. 5, a power conversion apparatus 100 having a conventional interleave mode bridgeless PFC (Power Factor Correction) circuit will be described. FIG. 5A shows a main circuit diagram of the power conversion apparatus 100, and FIG. 5B shows a temporal change in operating current.
図５（ａ）に示すように、電力変換装置１００は、交流電源ＡＣに一端が接続されたインダクタＬ１〜Ｌ４、インダクタＬ１〜Ｌ４の他端に一端が接続された整流素子Ｄ１〜Ｄ４、同じくインダクタＬ１〜Ｌ４の他端に一端が接続されたスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４、整流素子Ｄ１〜Ｄ４の他端とスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の他端に設けられた一対の出力端子Ｔ１、Ｔ２、出力端子Ｔ１、Ｔ２間に接続されたコンデンサＣ１を備えている。尚、同図において、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４は、図示しない制御部により、オン／オフが切り替えられる。 As shown in FIG. 5A, the power conversion device 100 includes inductors L1 to L4 having one end connected to the AC power supply AC, rectifier elements D1 to D4 having one end connected to the other ends of the inductors L1 to L4, A pair of output terminals T1, T2 provided at the other ends of the switch elements Q1 to Q4, the other ends of the rectifier elements D1 to D4 and the other ends of the switch elements Q1 to Q4. A capacitor C1 connected between T1 and T2 is provided. In the figure, switching elements Q1 to Q4 are switched on / off by a control unit (not shown).
回路の動作は、交流電源ＡＣが正の半周期と、負の半周期の２つの場合があり、交流電源ＡＣが正の半周期の間は、スイッチ素子Ｑ１とＱ２が交互にオン／オフを切り替えられ、スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４は常にオンに設定される。尚、交流電源ＡＣが負の半周期の間は、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２は常にオンに設定され、スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４が交互にオン／オフを切り替えられる。 There are two cases of the circuit operation, in which the AC power supply AC has a positive half cycle and a negative half cycle. During the AC power supply AC has a positive half cycle, the switching elements Q1 and Q2 are alternately turned on and off. The switch elements Q3 and Q4 are always set to ON. During the negative half cycle of the AC power supply AC, the switch elements Q1 and Q2 are always set to on, and the switch elements Q3 and Q4 are alternately switched on / off.
図中の矢印は、電流経路を示しており、交流電源ＡＣが正の半周期の期間で、スイッチ素子Ｑ１がオン、スイッチ素子Ｑ２がオフに切り替えられたときの電流経路を示している。 The arrows in the figure indicate the current path, and indicate the current path when the switching element Q1 is switched on and the switching element Q2 is switched off during the period of the positive half cycle of the AC power supply AC.
実線矢印で示す電流経路ｉ１は、インダクタＬ１、スイッチ素子Ｑ１を通った後、スイッチ素子Ｑ３、インダクタＬ３を通る経路と、スイッチ素子Ｑ４、インダクタＬ４を通る経路の２つの経路を経て、交流電源ＡＣに戻る。又、破線矢印で示す電流経路ｉ２は、インダクタＬ３、整流素子Ｄ２、コンデンサＣ１を通った後、スイッチ素子Ｑ３、インダクタＬ３を通る経路と、スイッチ素子Ｑ４、インダクタＬ４を通る経路の２つの経路を経て、交流電源ＡＣに戻る。 The current path i1 indicated by the solid line arrow passes through the inductor L1 and the switching element Q1, and then passes through the switching element Q3 and the inductor L3, and the switching element Q4 and the path passing through the inductor L4. Return to. The current path i2 indicated by the broken line arrow passes through the inductor L3, the rectifier element D2, and the capacitor C1, and then passes through the switch element Q3 and the inductor L3, and the path that passes through the switch element Q4 and the inductor L4. Then, it returns to AC power supply AC.
又、図５（ｂ）に示すように、それぞれの経路を通る電流は、インダクタＬ１の電流ｉＬ１と、インダクタＬ２の電流ｉＬ２は逆相となり、インダクタＬ３の電流ｉＬ３と、インダクタＬ４の電流ｉＬ４は同相となる。 Further, as shown in FIG. 5B, the current iL1 of the inductor L1 and the current iL2 of the inductor L2 are out of phase with each other, and the current iL3 of the inductor L3 and the current iL4 of the inductor L4 are as follows. Be in phase.
以上のような構成と同様なインターリーブモードのブリッジレスＰＦＣ回路を有する電力変換装置が特許文献１に開示されている。 Patent Document 1 discloses a power conversion device having a bridgeless PFC circuit in an interleave mode similar to the above configuration.
しかしながら、電力変換装置１００の場合、インダクタＬ１を経て、スイッチ素子Ｑ１を通った電流は、スイッチ素子Ｑ３、インダクタＬ３を通って交流電源ＡＣに戻る経路と、スイッチ素子Ｑ４、インダクタＬ４を通って交流電源ＡＣに戻る経路の２つの経路を通るので、電流は、インダクタＬ３及びＬ４の並列インダクタンスを通過することになり、この並列インダクタンスは、各々のインダクタンスよりも小さくなる。同様に、インダクタＬ２を経て、交流電源ＡＣに戻る電流経路においても、電流は、インダクタＬ３及びＬ４の並列インダクタンスを通過することになり、この並列インダクタンスは、各々のインダクタンスよりも小さくなる。これらにより、電流経路上のインダクタンスが減少するため、インダクタＬ１、Ｌ２を通過する電流の変動を抑制できなかった。又、インダクタの導通損失は抵抗性の損失であり、電流の２乗に比例するため、流れる電流の平均値が同じ場合は、電流変動が大きくなるほど回路損失は大きくなる。これらにより、電力変換装置の効率向上が制限されていた。 However, in the case of the power conversion device 100, the current passing through the inductor L1 and passing through the switch element Q1 returns to the AC power source AC through the switch element Q3 and inductor L3, and through the switch element Q4 and inductor L4 to AC. Since the two paths of the path returning to the power supply AC are passed, the current passes through the parallel inductances of the inductors L3 and L4, and the parallel inductance is smaller than each inductance. Similarly, in the current path that returns to the AC power supply AC through the inductor L2, the current passes through the parallel inductances of the inductors L3 and L4, and this parallel inductance is smaller than each inductance. As a result, the inductance on the current path is reduced, so that fluctuations in the current passing through the inductors L1 and L2 cannot be suppressed. In addition, since the conduction loss of the inductor is a resistive loss and is proportional to the square of the current, if the average value of the flowing current is the same, the circuit loss increases as the current fluctuation increases. As a result, the improvement of the efficiency of the power converter is limited.
本発明は、係る課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、回路損失を低減し効率を高めた電力変換装置を提供することにある。 This invention is made | formed in view of the subject which concerns, The objective is to provide the power converter device which reduced the circuit loss and improved the efficiency.
本発明による電力変換装置は、交流電源から供給される交流電力を直流に変換する電力変換装置であって、インターリーブモードの力率改善部と、前記交流電源と前記力率改善部との間に接続される入力部とを有し、前記入力部は、第１及び第２のコモンモードチョークを備える。 A power conversion device according to the present invention is a power conversion device that converts AC power supplied from an AC power source into DC, and is provided between an interleave mode power factor improvement unit, the AC power source, and the power factor improvement unit. An input unit connected to the input unit, the input unit including first and second common mode chokes.
又、前記力率改善部は、一対の出力端子と、前記一対の出力端子に亘って両端が接続されたコンデンサと、第１から第４の回路を備え、前記第１から第４の回路は、各々、整流素子の一端とスイッチ素子の一端とインダクタの一端が接続されており、前記整流素子の他端と前記スイッチ素子の他端が、前記一対の出力端子に並列に接続され、前記第１及び第２のコモンモードチョークは、第１端子と第２端子が各々、前記交流電源の両端に接続され、前記第１のコモンモードチョークは、第３端子が、前記第１の回路の前記インダクタの他端に接続され、第４端子が、前記第３の回路の前記インダクタの他端に接続され、前記第２のコモンモードチョークは、第３端子が、前記第２の回路の前記インダクタの他端に接続され、第４端子が、前記第４の回路の前記インダクタの他端に接続される。 The power factor improving unit includes a pair of output terminals, a capacitor having both ends connected across the pair of output terminals, and first to fourth circuits, wherein the first to fourth circuits are Each of one end of the rectifier element, one end of the switch element, and one end of the inductor are connected, and the other end of the rectifier element and the other end of the switch element are connected in parallel to the pair of output terminals, The first and second common mode chokes each have a first terminal and a second terminal connected to both ends of the AC power supply, and the first common mode choke has a third terminal connected to the first circuit of the first circuit. Connected to the other end of the inductor, a fourth terminal is connected to the other end of the inductor of the third circuit, and the second common mode choke has a third terminal connected to the inductor of the second circuit. Connected to the other end of the It is connected to the other end of the inductor of the fourth circuit.
又、前記力率改善部は、第５の回路と第６の回路を備え、前記第５の回路及び前記第６の回路は、各々、整流素子の一端とスイッチ素子の一端とインダクタの一端が接続されており、前記整流素子の他端と前記スイッチ素子の他端が、前記一対の出力端子に並列に接続され、前記入力部は、第３のコモンモードチョークを更に備え、前記第３のコモンモードチョークは、第１端子と第２端子が各々、前記交流電源の両端に接続され、第３端子が、前記第５の回路の前記インダクタの他端に接続され、第４端子が、前記第６の回路の前記インダクタの他端に接続される。 The power factor correction unit includes a fifth circuit and a sixth circuit, and the fifth circuit and the sixth circuit each have one end of a rectifier element, one end of a switch element, and one end of an inductor. The other end of the rectifying element and the other end of the switch element are connected in parallel to the pair of output terminals, and the input unit further includes a third common mode choke, In the common mode choke, a first terminal and a second terminal are respectively connected to both ends of the AC power supply, a third terminal is connected to the other end of the inductor of the fifth circuit, and a fourth terminal is Connected to the other end of the inductor of the sixth circuit.
又、本発明による電力変換装置は充電器に用いられる。 Moreover, the power converter device by this invention is used for a charger.
本発明によれば、インターリーブモードのブリッジレスＰＦＣ回路を有する電力変換装置の効率を向上することができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the efficiency of the power converter device which has a bridgeless PFC circuit of an interleave mode can be improved.
〔実施形態１〕
本発明の一実施形態について図１〜３を参照して説明する。図１は、本発明の電力変換装置１０の要部回路図、図２は、電力変換装置１０における、交流電源が正の半周期の期間の動作電流経路の説明図、図３は、動作電流の経路と時間的変化の説明図である。
Embodiment 1
An embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 1 is a circuit diagram of a main part of the power conversion device 10 of the present invention, FIG. 2 is an explanatory diagram of an operating current path in the power conversion device 10 during a period of a positive half cycle, and FIG. It is explanatory drawing of a path | route and a time change.
始めに、図１を参照して電力変換装置１０の構成を説明する。電力変換装置１０は、入力部１、ＰＦＣ（Power Factor Correction）部２を有している。入力部１は、ＣＭＣ（コモンモードチョーク）１及び２を備えており、ＣＭＣ１及び２は、それぞれ、第１端子ａ及び第２端子ｂが交流電源ＡＣに接続される。又、第３端子ｃ及び第４端子ｄが後述するＰＦＣ部２に接続される。 First, the configuration of the power conversion device 10 will be described with reference to FIG. The power conversion device 10 includes an input unit 1 and a PFC (Power Factor Correction) unit 2. The input unit 1 includes CMCs (common mode chokes) 1 and 2, and the CMCs 1 and 2 have a first terminal a and a second terminal b connected to an AC power source AC, respectively. Further, the third terminal c and the fourth terminal d are connected to the PFC unit 2 described later.
ＰＦＣ部２は、インダクタＬ１〜４、整流素子Ｄ１〜４、スイッチ素子Ｑ１〜４、コンデンサＣ１、出力端子Ｔ１、Ｔ２を備えている。そして、インダクタＬ１、整流素子Ｄ１、スイッチ素子Ｑ１で第１の回路を構成している。同様に、インダクタＬ２〜４、整流素子Ｄ２〜４、スイッチ素子Ｑ２〜４で、それぞれ、第２から第４の回路を構成している。整流素子Ｄ１〜Ｄ４は、例えばダイオードであり、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４は、例えばＦＥＴ（Field Effect Transistor)である。 The PFC unit 2 includes inductors L1 to L4, rectifier elements D1 to D4, switch elements Q1 to Q4, a capacitor C1, and output terminals T1 and T2. The inductor L1, the rectifier element D1, and the switch element Q1 constitute a first circuit. Similarly, the inductors L2 to L4, the rectifier elements D2 to D4, and the switch elements Q2 to Q4 constitute second to fourth circuits, respectively. The rectifier elements D1 to D4 are, for example, diodes, and the switch elements Q1 to Q4 are, for example, FETs (Field Effect Transistors).
インダクタＬ１及びＬ２は、その一端がＣＭＣ１及びＣＭＣ２の第３端子ｃに接続される。又、インダクタＬ３及びＬ４は、その一端がＣＭＣ１及びＣＭＣ２の第４端子ｄに接続される。 One ends of the inductors L1 and L2 are connected to the third terminals c of the CMC1 and CMC2. Further, one ends of the inductors L3 and L4 are connected to the fourth terminals d of CMC1 and CMC2.
整流素子Ｄ１は、インダクタＬ１の他端にアノードが接続され、カソードが出力端子Ｔ１に接続される。又、整流素子Ｄ２は、インダクタＬ２の他端にアノードが接続され、カソードが出力端子Ｔ１に接続される。又、整流素子Ｄ３は、インダクタＬ３の他端にアノードが接続され、カソードが出力端子Ｔ１に接続される。又、整流素子Ｄ４は、インダクタＬ４の他端にアノードが接続され、カソードが出力端子Ｔ１に接続される。 The rectifier element D1 has an anode connected to the other end of the inductor L1, and a cathode connected to the output terminal T1. The rectifier element D2 has an anode connected to the other end of the inductor L2, and a cathode connected to the output terminal T1. The rectifier element D3 has an anode connected to the other end of the inductor L3 and a cathode connected to the output terminal T1. The rectifier element D4 has an anode connected to the other end of the inductor L4 and a cathode connected to the output terminal T1.
スイッチ素子Ｑ１は、インダクタＬ１の他端にドレインが接続され、ソースが出力端子Ｔ２に接続される。又、スイッチ素子Ｑ２は、インダクタＬ２の他端にドレインが接続され、ソースが出力端子Ｔ２に接続される。又、スイッチ素子Ｑ３は、インダクタＬ３の他端にドレインが接続され、ソースが出力端子Ｔ２に接続される。又、スイッチ素子Ｑ４は、インダクタ１４の他端にドレインが接続され、ソースが出力端子Ｔ２に接続される。 The switch element Q1 has a drain connected to the other end of the inductor L1, and a source connected to the output terminal T2. The switch element Q2 has a drain connected to the other end of the inductor L2, and a source connected to the output terminal T2. The switch element Q3 has a drain connected to the other end of the inductor L3 and a source connected to the output terminal T2. The switch element Q4 has a drain connected to the other end of the inductor 14 and a source connected to the output terminal T2.
コンデンサＣ１は、一端が出力端子Ｔ１に接続され、他端が出力端子Ｔ２に接続される。尚、出力端子Ｔ１及びＴ２には、図示しない負荷が接続される。 The capacitor C1 has one end connected to the output terminal T1 and the other end connected to the output terminal T2. A load (not shown) is connected to the output terminals T1 and T2.
次に、図２を参照して、電力変換装置１０の動作について説明する。従来回路と同様に、回路は、４つのスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のオン／オフ切り替えによって制御される。尚、従来回路と同様に、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４は、図示しない制御部により、オン／オフが切り替えられる。 Next, the operation of the power conversion device 10 will be described with reference to FIG. Similar to the conventional circuit, the circuit is controlled by switching on / off of the four switch elements Q1 to Q4. As in the conventional circuit, the switch elements Q1 to Q4 are turned on / off by a control unit (not shown).
回路の動作は、交流電源ＡＣが正の半周期の場合と、負の半周期の場合とが存在する。本実施形態では、正の半周期における回路動作について説明する。正の半周期の間、スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４は常にオンとなっており、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２が交互にオンとオフを切り替えられる。 The operation of the circuit includes a case where the AC power source AC has a positive half cycle and a case where the AC power source AC has a negative half cycle. In the present embodiment, a circuit operation in a positive half cycle will be described. During the positive half cycle, the switch elements Q3 and Q4 are always on, and the switch elements Q1 and Q2 are alternately switched on and off.
図２（ａ）は、スイッチ素子Ｑ１がオン、スイッチ素子Ｑ２がオフの場合の電流経路を示しており、実線矢印で示す経路と破線矢印で示す２つの電流経路が存在する。実線矢印の電流経路ｉ１は、交流電源ＡＣから、ＣＭＣ１の第１端子ａから第３端子ｃを経て、インダクタＬ１、スイッチ素子Ｑ１、スイッチ素子Ｑ３、インダクタＬ３、ＣＭＣ１の第４端子ｄから第２端子ｂを経て、交流電源ＡＣに戻る経路である。又、破線矢印の電流経路ｉ２は、交流電源ＡＣから、ＣＭＣ２の第１端子ａから第３端子ｃを経て、インダクタＬ２、整流素子Ｄ２、コンデンサＣ１、スイッチ素子Ｑ４、インダクタＬ４、ＣＭＣ２の第４端子ｄから第２端子ｂを経て、交流電源ＡＣに戻る経路である。 FIG. 2A shows a current path when the switch element Q1 is on and the switch element Q2 is off, and there are two current paths indicated by a solid line arrow and a broken line arrow. The solid line arrow current path i1 passes from the AC power supply AC through the first terminal a of the CMC1 to the third terminal c, to the second terminal from the fourth terminal d of the inductor L1, the switch element Q1, the switch element Q3, the inductor L3, and the CMC1. This is a path that returns to the AC power supply AC through the terminal b. Further, the current path i2 indicated by the broken line arrow passes from the AC power source AC through the first terminal a to the third terminal c of the CMC2, and passes through the fourth terminal of the inductor L2, the rectifier element D2, the capacitor C1, the switch element Q4, the inductors L4 and CMC2. This is a path that returns from the terminal d to the AC power supply AC through the second terminal b.
図２（ａ）の状態からスイッチ素子Ｑ１をオフ、スイッチ素子Ｑ２をオンに切り替えると、電流経路は、図２（ｂ）の状態に移行する。又、図２（ａ）の電流経路と、図２（ｂ）の電流経路は、交流電源ＡＣの正の半周期の間、交互に繰り返される。又、図２（ｂ）の電流経路においても実線矢印及び破線矢印に示した通りであり、詳しい説明は省略する。 When the switching element Q1 is switched off and the switching element Q2 is switched on from the state of FIG. 2A, the current path shifts to the state of FIG. Further, the current path in FIG. 2A and the current path in FIG. 2B are alternately repeated during the positive half cycle of the AC power supply AC. Also in the current path of FIG. 2 (b), it is as shown by the solid line arrow and the broken line arrow, and the detailed description is omitted.
尚、負の半周期の期間は、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２が常にオン、スイッチ素子Ｑ３とＱ４とが交互にオン／オフを切り替えられる。 During the negative half-cycle period, the switch elements Q1 and Q2 are always on, and the switch elements Q3 and Q4 are alternately switched on / off.
次に、図３を参照して、電力変換装置１０における、動作電流の時間的変化について説明する。図３は、従来回路の動作電流の説明に用いた図５と対比するよう図示している。図３（ａ）は、電力変換装置１０の、交流電源ＡＣが正の半周期の期間の電流経路を示し、図３（ｂ）は、インダクタＬ１〜Ｌ４に流れる電流の時間的変化を示している。 Next, with reference to FIG. 3, the temporal change of the operating current in the power conversion device 10 will be described. FIG. 3 shows a comparison with FIG. 5 used to explain the operating current of the conventional circuit. FIG. 3A shows a current path of the power conversion device 10 during a period in which the AC power supply AC is a positive half cycle, and FIG. 3B shows a temporal change in the current flowing through the inductors L1 to L4. Yes.
図３（ａ）は、図２（ａ）と同一であり、電流経路の詳しい説明は繰り返さない。本実施形態の場合、電流経路ｉ１において、インダクタＬ１を通過し、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ３、インダクタＬ３を経て、交流電源ＡＣに戻る電流経路は、従来の電力変換装置１００と同様である。しかし、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ４、インダクタＬ４を経て、交流電源ＡＣに戻る経路に電流は流れない。その理由は、ＣＭＣ１の第１端子ａから流入、第３端子ｃから流出し、インダクタＬ１を通過する電流ｉＬ１と、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ３、インダクタＬ３を通過し、ＣＭＣ１の第４端子ｄへ戻る電流ｉＬ３が、ディファレンシャルモードの関係にあるからである。 FIG. 3A is the same as FIG. 2A, and detailed description of the current path will not be repeated. In the case of the present embodiment, the current path passing through the inductor L1 through the switch elements Q1, Q3 and the inductor L3 in the current path i1 and returning to the AC power supply AC is the same as that of the conventional power converter 100. However, no current flows through the switch elements Q1, Q4 and the inductor L4 to the path returning to the AC power supply AC. The reason is that the current flows from the first terminal a of CMC1, flows out of the third terminal c, passes through the inductor L1, passes through the switching elements Q1, Q3, and the inductor L3, and returns to the fourth terminal d of CMC1. This is because the current iL3 is in a differential mode relationship.
ここで、ＣＭＣにおけるディファレンシャルモードについて簡単に説明する。図３（ａ）の場合、ＣＭＣ１の第１端子ａから第３端子ｃに向かう電流と、第４端子ｄから第２端子ｂに向かう電流は、大きさが等しく、向きが逆であり、発生する磁束が打ち消されるので、第１端子ａと第３端子ｃ間、第２端子ｂと第４端子ｄ間は、共に低インピーダンスとなり電流が通過する。 Here, the differential mode in the CMC will be briefly described. In the case of FIG. 3A, the current flowing from the first terminal a to the third terminal c of the CMC 1 and the current flowing from the fourth terminal d to the second terminal b are equal in magnitude and opposite in direction. Since the magnetic flux to be canceled is canceled out, the current passes between the first terminal a and the third terminal c and between the second terminal b and the fourth terminal d with low impedance.
電流ｉＬ１と電流ｉＬ３が、ディファレンシャルモードの関係にあるのに対し、スイッチ素子Ｑ４、インダクタＬ４を経路とする電流ｉＬ４は、ＣＭＣ２の第４端子ｄへ戻るが、ＣＭＣ２は、ＣＭＣ１とは別体であり、磁心を共有していないので、ＣＭＣ１の第３端子ｃから流出し、インダクタＬ１を通過する電流ｉＬ１との間で、ディファレンシャルモードの関係を満たさない。したがって、ＣＭＣ１の第３端子ｃから流出し、インダクタＬ１を通過した電流ｉＬ１に対して、ＣＭＣ２の第４端子ｄと第２端子ｂ間は、高インピーダンスとなり、電流は流れない。 While current iL1 and current iL3 are in a differential mode relationship, current iL4 through switching element Q4 and inductor L4 returns to the fourth terminal d of CMC2, but CMC2 is separate from CMC1. Yes, since the magnetic core is not shared, the differential mode relationship is not satisfied with the current iL1 flowing out from the third terminal c of the CMC1 and passing through the inductor L1. Accordingly, the current iL1 flowing out from the third terminal c of the CMC1 and passing through the inductor L1 has a high impedance between the fourth terminal d and the second terminal b of the CMC2, and no current flows.
これにより、電流経路ｉ１は、ＣＭＣ１の第１端子ａから第３端子ｃ、インダクタＬ１、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ３、インダクタＬ３、ＣＭＣ１の第４端子ｄから第２端子ｂを経て、交流電源ＡＣに戻る経路となる。 As a result, the current path i1 passes from the first terminal a of the CMC1 to the third terminal c, the inductor L1, the switching elements Q1 and Q3, the inductor L3, the fourth terminal d of the CMC1 and the second terminal b to the AC power supply AC. It becomes a return route.
図３（ｂ）は、上記に説明した電流経路において、インダクタＬ１〜Ｌ４に流れる電流の時間的変化を示しており、インダクタＬ１を通過する電流ｉＬ１及びインダクタＬ２を通過する電流ｉＬ２は、図５（ｂ）の従来回路の電流ｉＬ１、ｉＬ２よりも変動が１／２程度に抑制される。これは、電流経路において、交流電源ＡＣに戻る電流経路にあるインダクタが、インダクタＬ３或いは、インダクタＬ４のいずれか一つとなるため、電流経路上のインダクタンスの減少が無くなり、電流変動が抑制されるからである。尚、インダクタＬ３を通過する電流ｉＬ３及び、インダクタＬ４を通過する電流ｉＬ４は、図５（ｂ）の従来回路の電流ｉＬ３、ｉＬ４よりも変動が大きくなり、損失が増加することになるが、より変動の大きいインダクタＬ１を通過する電流ｉＬ１及びインダクタＬ２を通過する電流ｉＬ２の変動抑制による損失低減により、従来と比較し全体として５％程度、回路損失を低減できる。 FIG. 3B shows temporal changes in the current flowing through the inductors L1 to L4 in the current path described above. The current iL1 passing through the inductor L1 and the current iL2 passing through the inductor L2 are shown in FIG. The fluctuation is suppressed to about ½ compared to the currents iL1 and iL2 of the conventional circuit of (b). This is because, in the current path, the inductor in the current path that returns to the AC power supply AC is either one of the inductor L3 or the inductor L4, so that the inductance on the current path is not reduced, and current fluctuation is suppressed. It is. Note that the current iL3 passing through the inductor L3 and the current iL4 passing through the inductor L4 have larger fluctuations than the currents iL3 and iL4 of the conventional circuit of FIG. 5B, and the loss increases. By reducing the loss by suppressing fluctuations in the current iL1 passing through the inductor L1 and the current iL2 passing through the inductor L2 with large fluctuations, the circuit loss can be reduced by about 5% as a whole compared to the conventional case.
実施形態１によれば、ＰＦＣ部２の前段に、ＣＭＣ１及びＣＭＣ２からなる入力部１を配置し、この入力部１を交流電源ＡＣに接続する。又、ＰＦＣ部２の各インダクタは、ＣＭＣ１及びＣＭＣ２の第３端子ｃ及び第４端子ｄにそれぞれ個別に接続する。これにより、電流経路において、各インダクタが並列に接続されないので、電流経路のインダクタンス減少が無くなり、電流変動を抑制することができる。又、電流変動が抑制されることで、インダクタの導通損失が減少する。これらにより、回路損失が低減し、電力変換装置の効率を向上できる。又、回路損失が低減できるので、比較的大きな電力を扱う場合にも対応可能であり、例えば、プラグインハイブリッド車や電気自動車等の蓄電池の充電器に用いることが可能となる。 According to the first embodiment, the input unit 1 including the CMC 1 and the CMC 2 is disposed in the previous stage of the PFC unit 2, and the input unit 1 is connected to the AC power source AC. Each inductor of the PFC unit 2 is individually connected to the third terminal c and the fourth terminal d of the CMC1 and CMC2. As a result, since the inductors are not connected in parallel in the current path, there is no decrease in inductance in the current path, and current fluctuation can be suppressed. In addition, since the current fluctuation is suppressed, the conduction loss of the inductor is reduced. As a result, the circuit loss is reduced and the efficiency of the power converter can be improved. Further, since the circuit loss can be reduced, it is possible to deal with relatively large electric power, and for example, it can be used for a battery charger of a plug-in hybrid vehicle or an electric vehicle.
〔実施形態２〕
次に、図４を参照して、本発明の他の実施形態について説明する。図４は、本発明の電力変換装置２０を示す要部回路図である。実施形態１の電力変換装置１０と同一部分は、同一符号で示している。
本実施形態は、実施形態１を更に多相化したものである。本実施形態が、実施形態１と異なる点は、入力部１にＣＭＣ３を追加し、ＰＦＣ部２にインダクタＬ５、Ｌ６、整流素子Ｄ５、Ｄ６、スイッチ素子Ｑ５、Ｑ６を追加した点である。そして、実施形態１と同様に、インダクタＬ５、整流素子Ｄ５、スイッチ素子Ｑ５で第５の回路を、又、インダクタＬ６、整流素子Ｄ６、スイッチ素子Ｑ６で第６の回路を構成している。
[Embodiment 2]
Next, another embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 4 is a principal circuit diagram showing the power conversion device 20 of the present invention. The same parts as those of the power conversion device 10 of the first embodiment are denoted by the same reference numerals.
In the present embodiment, the first embodiment is further multiphased. This embodiment is different from the first embodiment in that a CMC 3 is added to the input unit 1 and inductors L5 and L6, rectifier elements D5 and D6, and switch elements Q5 and Q6 are added to the PFC unit 2. As in the first embodiment, the inductor L5, the rectifier element D5, and the switch element Q5 constitute a fifth circuit, and the inductor L6, the rectifier element D6, and the switch element Q6 constitute a sixth circuit.
ＣＭＣ３は、第１端子ａ及び第２端子ｂが交流電源ＡＣに接続される。又、第３端子ｃ及び第４端子ｄがＰＦＣ部２に接続される。 The CMC 3 has a first terminal a and a second terminal b connected to an AC power source AC. The third terminal c and the fourth terminal d are connected to the PFC unit 2.
ＰＦＣ部２には、インダクタＬ５、６、整流素子Ｄ５、６、スイッチ素子Ｑ５、６が追加される。インダクタＬ５は、その一端がＣＭＣ３の第３端子ｃに接続される。又、インダクタＬ６は、その一端がＣＭＣ３の第４端子ｄに接続される。整流素子Ｄ５は、インダクタＬ５の他端にアノードが接続され、カソードが出力端子Ｔ１に接続される。又、整流素子Ｄ６は、インダクタＬ６の他端にアノードが接続され、カソードが出力端子Ｔ１に接続される。 Inductors L5 and L6, rectifying elements D5 and D6, and switching elements Q5 and 6 are added to the PFC unit 2. One end of the inductor L5 is connected to the third terminal c of the CMC3. One end of the inductor L6 is connected to the fourth terminal d of the CMC3. The rectifier element D5 has an anode connected to the other end of the inductor L5 and a cathode connected to the output terminal T1. The rectifier element D6 has an anode connected to the other end of the inductor L6 and a cathode connected to the output terminal T1.
スイッチ素子Ｑ５は、インダクタＬ５の他端にドレインが接続され、ソースが出力端子Ｔ２に接続される。又、スイッチ素子Ｑ６は、インダクタＬ６の他端にドレインが接続され、ソースが出力端子Ｔ２に接続される。又、コンデンサＣ１は、一端が出力端子Ｔ１に接続され、他端が出力端子Ｔ２に接続される。尚、出力端子Ｔ１及びＴ２には、図示しない負荷が接続される。 The switch element Q5 has a drain connected to the other end of the inductor L5 and a source connected to the output terminal T2. The switch element Q6 has a drain connected to the other end of the inductor L6 and a source connected to the output terminal T2. The capacitor C1 has one end connected to the output terminal T1 and the other end connected to the output terminal T2. A load (not shown) is connected to the output terminals T1 and T2.
本実施形態の基本的な動作は、交流電源が正の半周期の期間において、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ５が順次オン／オフを切り替えられ、スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４、Ｑ６が常にオンに設定される以外は、実施形態１と同様であり、詳しい説明は繰り返さない。 In the basic operation of the present embodiment, the switching elements Q1, Q2, and Q5 are sequentially turned on / off while the AC power supply is in a positive half-cycle period, and the switching elements Q3, Q4, and Q6 are always set to on. Except for the above, it is the same as the first embodiment, and detailed description will not be repeated.
実施形態２によれば、ＰＦＣ部２の前段に、ＣＭＣ１、ＣＭＣ２及びＣＭＣ３からなる入力部１を配置し、この入力部１を交流電源ＡＣに接続する。又、ＰＦＣ部２の各インダクタＬ１〜Ｌ６は、ＣＭＣ１、ＣＭＣ２及びＣＭＣ３の第３端子ｃ及び第４端子ｄにそれぞれ個別に接続する。これにより、電流経路において、各インダクタが並列に接続されないので、電流経路のインダクタンス減少が無くなり、電流変動を抑制することができる。又、電流変動が抑制されることで、インダクタの導通損失が減少する。これらにより、回路損失が低減し、電力変換装置の効率を向上できる。 According to the second embodiment, the input unit 1 composed of CMC1, CMC2, and CMC3 is arranged in the previous stage of the PFC unit 2, and the input unit 1 is connected to the AC power source AC. The inductors L1 to L6 of the PFC unit 2 are individually connected to the third terminal c and the fourth terminal d of CMC1, CMC2 and CMC3, respectively. As a result, since the inductors are not connected in parallel in the current path, there is no decrease in inductance in the current path, and current fluctuation can be suppressed. In addition, since the current fluctuation is suppressed, the conduction loss of the inductor is reduced. As a result, the circuit loss is reduced and the efficiency of the power converter can be improved.
又、多相化により、整流素子或いはスイッチ素子の、１素子当りに流れる電流を実施形態１よりも小さくできるため、回路損失をより低減することができる。又、定格上の使用可能な部品の選択肢を広くすることができる。 Moreover, since the current flowing per one element of the rectifier element or the switch element can be made smaller than that of the first embodiment due to the multi-phase, the circuit loss can be further reduced. Moreover, the choice of the components which can be used on a rating can be expanded.
又、回路損失をより低減できるので、比較的大きな電力を扱う場合にも対応可能であり、例えば、プラグインハイブリッド車や電気自動車等の蓄電池の充電器に、より好適に用いることができる。 In addition, since the circuit loss can be further reduced, it is possible to handle a relatively large amount of power, and for example, it can be more suitably used for a battery charger of a plug-in hybrid vehicle or an electric vehicle.
以上の実施形態は全ての点で例示であって制限的なものではない。本発明の範囲は上記した説明ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図されるものである。 The above embodiments are illustrative in all respects and are not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.
本発明による電力変換装置は、家電製品に搭載する電源の他、ハイブリッド車や電気自動車用の充電器等、電力変換装置全般に広く適用することができる。 The power conversion device according to the present invention can be widely applied to power conversion devices in general, such as a charger for a hybrid vehicle or an electric vehicle, in addition to a power source mounted on a home appliance.
１０、２０ 電力変換装置
１ 入力部
２ ＰＦＣ部（力率改善部）
ＣＭＣ１、ＣＭＣ２、ＣＭＣ３ コモンモードチョーク
Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ５、Ｌ６ インダクタ
ａ 第１端子
ｂ 第２端子
ｃ 第３端子
ｄ 第４端子
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６ 整流素子
Ｃ１ コンデンサ
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６ スイッチ素子
Ｔ１、Ｔ２ 出力端子
ＡＣ 交流電源
10, 20 Power converter 1 Input unit 2 PFC unit (Power factor improvement unit)
CMC1, CMC2, CMC3 Common mode choke L1, L2, L3, L4, L5, L6 Inductor a First terminal b Second terminal c Third terminal d Fourth terminal D1, D2, D3, D4, D5, D6 Rectifier C1 Capacitor Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, Q6 Switch element T1, T2 Output terminal AC AC power supply
Claims (4)
インターリーブモードの力率改善部と、
前記交流電源と前記力率改善部との間に接続される入力部とを有し、
前記入力部は、第１及び第２のコモンモードチョークを備える
電力変換装置。 A power conversion device that converts alternating current power supplied from an alternating current power source into direct current,
Power factor improvement section in interleave mode,
An input unit connected between the AC power source and the power factor correction unit;
The input unit is a power conversion device including first and second common mode chokes.
前記第１から第４の回路は、各々、整流素子の一端とスイッチ素子の一端とインダクタの一端が接続されており、
前記整流素子の他端と前記スイッチ素子の他端が、前記一対の出力端子に並列に接続され、
前記第１及び第２のコモンモードチョークは、第１端子と第２端子が各々、前記交流電源の両端に接続され、
前記第１のコモンモードチョークは、第３端子が、前記第１の回路の前記インダクタの他端に接続され、第４端子が、前記第３の回路の前記インダクタの他端に接続され、
前記第２のコモンモードチョークは、第３端子が、前記第２の回路の前記インダクタの他端に接続され、第４端子が、前記第４の回路の前記インダクタの他端に接続される、請求項１記載の電力変換装置。 The power factor improving unit includes a pair of output terminals, a capacitor having both ends connected across the pair of output terminals, and first to fourth circuits,
In each of the first to fourth circuits, one end of the rectifying element, one end of the switching element, and one end of the inductor are connected,
The other end of the rectifying element and the other end of the switch element are connected in parallel to the pair of output terminals,
In the first and second common mode chokes, a first terminal and a second terminal are respectively connected to both ends of the AC power supply,
The first common mode choke has a third terminal connected to the other end of the inductor of the first circuit, a fourth terminal connected to the other end of the inductor of the third circuit,
The second common mode choke has a third terminal connected to the other end of the inductor of the second circuit, and a fourth terminal connected to the other end of the inductor of the fourth circuit. The power conversion device according to claim 1.
前記第５の回路及び前記第６の回路は、各々、整流素子の一端とスイッチ素子の一端とインダクタの一端が接続されており、前記整流素子の他端と前記スイッチ素子の他端が、前記一対の出力端子に並列に接続され、
前記入力部は、第３のコモンモードチョークを更に備え、
前記第３のコモンモードチョークは、第１端子と第２端子が各々、前記交流電源の両端に接続され、第３端子が、前記第５の回路の前記インダクタの他端に接続され、第４端子が、前記第６の回路の前記インダクタの他端に接続される、請求項２記載の電力変換装置。 The power factor improvement unit includes a fifth circuit and a sixth circuit,
In each of the fifth circuit and the sixth circuit, one end of a rectifier element, one end of a switch element, and one end of an inductor are connected, and the other end of the rectifier element and the other end of the switch element are Connected in parallel to a pair of output terminals,
The input unit further includes a third common mode choke,
In the third common mode choke, a first terminal and a second terminal are respectively connected to both ends of the AC power source, a third terminal is connected to the other end of the inductor of the fifth circuit, and a fourth terminal The power converter according to claim 2, wherein a terminal is connected to the other end of the inductor of the sixth circuit.
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