JP2014079141A - Power-factor correction circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、交流入力を直流に変換する際の力率を改善する力率改善回路に関する。 The present invention relates to a power factor correction circuit for improving a power factor when converting an alternating current input into a direct current.
MOSFETとダイオードとに整流ブリッジ回路としての機能を持たせた力率改善回路が提案されている(例えば、特許文献1参照)。この力率改善回路は、図4を参照すると、スイッチング素子であるMOSFET1とダイオードD1の直列回路と、スイッチ素子であるMOSFET2とダイオードD2の直列回路とを並列接続してなる整流ブリッジ回路10が形成されている。整流ブリッジ回路10の一方の入力、すなわちMOSFET1のドレインとダイオードD1のアノードとの点が、リアクトルL1と突入電流防止回路3とを介して交流入力端子4aに接続されている。また、整流ブリッジ回路10の他方の入力、すなわちMOSFET2のドレインとダイオードD2のアノードとの点がリアクトルL2を介して他方の交流入力端子4bに接続されている。整流ブリッジ回路10の整流出力正極端子、すなわちダイオードD1のカソードとダイオードD2のカソードとの接続点は直流出力端子Vo+に、整流ブリッジ回路10の整流出力負極端子、すなわちMOSFET1のソースとMOSFET2のソースとの接続点は直流出力端子Vo−にそれぞれ接続され、直流出力端子Vo+と直流出力端子Vo−との間には、平滑コンデンサCが介在されている。
A power factor correction circuit in which a MOSFET and a diode have a function as a rectifying bridge circuit has been proposed (see, for example, Patent Document 1). Referring to FIG. 4, this power factor correction circuit is formed by a
突入電流防止回路3は、起動時や停電後の復電時に流れる突入電流を削減するための回路であり、抵抗R1とリレーRL1との並列回路で構成されている。起動時や停電後の復電時には、リレーRL1がスイッチオフすることで、抵抗R1によって抑制された電流で平滑コンデンサCを充電し、平滑コンデンサCがある程度充電された後に、リレーRL1がスイッチオンして通常稼働状態に移行させる。
The inrush
図5は、交流入力の瞬時停電が生じた際の図4に示す力率改善回路の各部の信号を示すタイミングチャートであり、(a)は入力電圧Vi、(b)は平滑コンデンサCの電圧、(c)はリレーRL1のオンオフ状態、(d)は入力電流Iiをそれぞれ示している。
通常稼働状態の時刻t1で交流電源ACの瞬時停電が生じると、力率改善回路は、入力エネルギーがなくなるために、平滑コンデンサCへ昇圧エネルギーを供給できなくなる。平滑コンデンサCの電荷は後段の回路に供給され続けるため、平滑コンデンサCの電圧は下がり続ける。一般的な電源回路では、入力瞬時停電保持規定というものが設けられており、交流入力が瞬時停電した際でも、ある程度の時間、出力を保持できるようになっている。しかしながら、平滑コンデンサCの電圧が下がりすぎると、出力を保持できなくなるため、出力が規定精度を割る前の時刻t2でリレーRL1等をリセットして動作を停止させる。なお、通常稼働状態にて瞬時停電からリレーRL1がリセットされてスイッチオフされるまでの保持時間T0は出力保持規定によって定まっている。そして、時刻t3で再び交流電源が復電されると、リレーRL1がスイッチオフされているため、抵抗R1によって抑制された電流で平滑コンデンサCが充電され、平滑コンデンサCがある程度充電された時刻t4でリレーRL1がスイッチオンして通常稼働状態に移行に移行される。
5A and 5B are timing charts showing signals at various parts of the power factor correction circuit shown in FIG. 4 when an AC input instantaneous power failure occurs. FIG. 5A shows the input voltage Vi, and FIG. 5B shows the voltage of the smoothing capacitor C. , (C) shows the ON / OFF state of the relay RL1, and (d) shows the input current Ii.
When an instantaneous power failure of the AC power supply AC occurs at the time t1 in the normal operating state, the power factor correction circuit cannot supply boosted energy to the smoothing capacitor C because there is no input energy. Since the electric charge of the smoothing capacitor C continues to be supplied to the subsequent circuit, the voltage of the smoothing capacitor C continues to decrease. In general power supply circuits, there are provisions for maintaining an instantaneous input power failure, and an output can be maintained for a certain period of time even when an AC input has an instantaneous power failure. However, since the output cannot be held if the voltage of the smoothing capacitor C is too low, the operation is stopped by resetting the relay RL1 and the like at time t2 before the output falls below the specified accuracy. In the normal operation state, the holding time T0 from the momentary power failure until the relay RL1 is reset and switched off is determined by the output holding rule. When the AC power supply is restored again at time t3, since the relay RL1 is switched off, the smoothing capacitor C is charged with the current suppressed by the resistor R1, and the smoothing capacitor C is charged to some extent at time t4. Thus, the relay RL1 is switched on and the state is shifted to the normal operation state.
しかしながら、従来技術では、リレーRL1がスイッチオフする直前に交流電源が復電すると、電流抑制用の抵抗R1が機能しないため、過大な突入電流を流してしまうという問題点があった。 However, the conventional technique has a problem in that if the AC power supply is restored immediately before the relay RL1 is switched off, the current suppressing resistor R1 does not function, so that an excessive inrush current flows.
図6は、リレーRL1がスイッチオフする直前に交流電源が復電した際の図4に示す力率改善回路の各部の信号を示すタイミングチャートであり、(a)は入力電圧Vi、(b)は平滑コンデンサCの電圧、(c)はリレーRL1のオンオフ状態、(d)は入力電流Iiをそれぞれ示している。
通常稼働状態の時刻t1で交流電源ACの瞬時停電が生じた後、保持時間T0経過直前の時刻t5で復電されると、平滑コンデンサCの電圧が下がり、且つリレーRL1がスイッチオンの状態であるため、過大な突入電流を流してしまう。突入電流は、交流入力端子4a−リレーRL1−リアクトルL1−ダイオードD1−平滑コンデンサC−MOSFET2−リアクトルL2−交流入力端子4b、もしくは交流入力端子4b−リアクトルL2−ダイオードD2−平滑コンデンサC−MOSFET1−リアクトルL1−リレーRL1−交流入力端子4aの第1の経路で流れる。従って、MOSFET1、2の絶対最大定格により保障される最大電流を超え、MOSFET1、2の破壊を招きやすい。過大な突入電流は、特に交流入力の位相90度、270度及びその近辺で入力復帰したときに生じやすい。
FIG. 6 is a timing chart showing signals at various parts of the power factor correction circuit shown in FIG. 4 when the AC power supply is restored immediately before the relay RL1 is switched off. FIG. 6A shows the input voltage Vi and FIG. Is the voltage of the smoothing capacitor C, (c) is the on / off state of the relay RL1, and (d) is the input current Ii.
After the instantaneous power failure of the AC power supply AC at time t1 in the normal operating state, when power is restored at time t5 just before the holding time T0 elapses, the voltage of the smoothing capacitor C decreases and the relay RL1 is switched on. As a result, an excessive inrush current flows. Inrush current is
本発明の目的は、上記問題点に鑑みて従来技術の上記問題を解決し、突入電流防止回路が機能しない状態で発生した過大な突入電流による影響を軽減させることができる力率改善回路を提供することにある。 An object of the present invention is to solve the above-mentioned problems of the prior art in view of the above-mentioned problems, and to provide a power factor correction circuit capable of reducing the influence of an excessive inrush current generated in a state where the inrush current prevention circuit does not function. There is to do.
本発明の力率改善回路は、スイッチ素子と整流素子の直列回路が並列して接続されている整流ブリッジ回路と、当該整流ブリッジ回路の入力と交流入力端子との間に接続されたリアクトルと、前記整流ブリッジ回路の出力間に接続された平滑コンデンサとを備えた力率改善回路であって、入力が前記交流入力端子に、出力が前記平滑コンデンサにそれぞれ接続されたバイパス用整流ブリッジ回路と、オン/オフにより前記バイパス用整流ブリッジ回路の導通/非導通を制御する導通制御素子と、前記交流入力端子に入力される入力電圧に基づいて前記導通制御素子をオン/オフ制御し、復電時に前記バイパス用整流ブリッジ回路を導通させる電圧検出回路とを具備することを特徴とする。
さらに、本発明の力率改善回路において、前記導通制御素子は、前記整流ブリッジ回路を構成する前記スイッチ素子よりも高い絶対最大定格電流値を有していても良い。
さらに、本発明の力率改善回路において、前記導通制御素子は、トライアックであっても良い。
さらに、本発明の力率改善回路において、前記導通制御素子を前記バイパス用整流ブリッジ回路の整流素子として用いても良い。
The power factor correction circuit of the present invention includes a rectifier bridge circuit in which a series circuit of a switch element and a rectifier element is connected in parallel, a reactor connected between an input of the rectifier bridge circuit and an AC input terminal, A power factor correction circuit comprising a smoothing capacitor connected between the outputs of the rectifier bridge circuit, the input being connected to the AC input terminal, and the output being connected to the smoothing capacitor; A conduction control element that controls conduction / non-conduction of the bypass rectifier bridge circuit by on / off, and on / off control of the conduction control element based on an input voltage input to the AC input terminal. And a voltage detection circuit for conducting the bypass rectifier bridge circuit.
Furthermore, in the power factor correction circuit of the present invention, the conduction control element may have an absolute maximum rated current value higher than that of the switch element constituting the rectifying bridge circuit.
Furthermore, in the power factor correction circuit of the present invention, the conduction control element may be a triac.
Furthermore, in the power factor correction circuit of the present invention, the conduction control element may be used as a rectifying element of the bypass rectifying bridge circuit.
本発明によれば、突入電流防止回路が機能しない状態で過大な突入電流が発生しても、過大な突入電流の大半をバイパス用整流ブリッジ回路に流すことができるため、過大な突入電流による影響を軽減させることができるという効果を奏する。 According to the present invention, even if an excessive inrush current occurs in a state where the inrush current prevention circuit does not function, most of the excessive inrush current can flow to the bypass rectifier bridge circuit. There is an effect that can be reduced.
次に、本発明の実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。
(第1の実施の形態)
第1の実施の形態の力率改善回路は、図1を参照すると、図4に示す従来の力率改善回路の構成に加え、ダイオードD10、D11、D12、D13と、トライアック(双方向サイリスタ)6と、抵抗R2と、トランジスタ7と、電源電圧Vssと、電圧検出回路8とを備えている。
Next, embodiments of the present invention will be specifically described with reference to the drawings.
(First embodiment)
Referring to FIG. 1, the power factor correction circuit of the first embodiment includes diodes D10, D11, D12, and D13, and a triac (bidirectional thyristor) in addition to the configuration of the conventional power factor correction circuit shown in FIG. 6, a
ダイオードD10、D11の直列回路と、ダイオードD12、D13の直列回路とを並列接続してなるバイパス用整流ブリッジ回路20が形成されている。このバイパス用整流ブリッジ回路20が、過大な突入電流を流すバイパス回路として機能する。バイパス用整流ブリッジ回路20の一方の入力、すなわちダイオードD10のアノードとダイオードD11のカソードとの接続点が、リアクトルL1と突入電流防止回路3との接続点に接続され、他方の入力、すなわちダイオードD12のアノードとダイオードD13のカソードとの接続点が、リアクトルL2が接続されている交流入力端子4bに接続されている。
A bypass
また、バイパス用整流ブリッジ回路20の整流出力正極端子、すなわちダイオードD10のカソードとダイオードD12のカソードとの接続点は直流出力端子Vo+に、バイパス用整流ブリッジ回路20の整流出力負極端子、すなわちダイオードD11のアノードとダイオードD13のアノードとの接続点はトライアック6を介して直流出力端子Vo−にそれぞれ接続されている。
Further, the rectification output positive terminal of the bypass
トライアック6は、オン/オフによりバイパス用整流ブリッジ回路20の導通/非導通を制御する導通制御素子であり、トライアック6のゲート端子には、直流出力端子Vo−との間に、抵抗R2とトランジスタ7と電源電圧Vssとが直列に接続されている。これにより、トライアック6は、トランジスタ7のオン/オフにより、負電圧をゲート電圧とする第3象限トリガにてオン/オフされる。
The triac 6 is a conduction control element that controls conduction / non-conduction of the bypass
電圧検出回路8は、入力電圧Viを検出すると共に、平滑コンデンサCの電圧を検出し、この検出結果に応じてトランジスタ7をオン/オフする。電圧検出回路8は、入力電圧Viを検出することで、瞬時停電を検知すると、トランジスタ7をオンさせて、トライアック6を負電圧で第3象限トリガにてオンさせ、バイパス用整流ブリッジ回路20を導通させる。
The
図2は、リレーRL1がスイッチオフする直前に交流電源が復電した際の図1に示す力率改善回路の各部の信号を示すタイミングチャートであり、(a)は入力電圧Vi、(b)は第2の経路の電流、(c)は第1の経路の電流、(d)は平滑コンデンサCの電圧をそれぞれ示している。なお、図2では、過大な突入電流が発生している際の信号波形が時間軸を拡大して示されている。 FIG. 2 is a timing chart showing signals at various parts of the power factor correction circuit shown in FIG. 1 when the AC power supply is restored immediately before the relay RL1 is switched off. FIG. 2A shows the input voltage Vi and FIG. Is the current of the second path, (c) is the current of the first path, and (d) is the voltage of the smoothing capacitor C. In FIG. 2, a signal waveform when an excessive inrush current is generated is shown with the time axis enlarged.
交流電源ACの瞬時停電が生じると、電圧検出回路8によってトランジスタ7がオンされ、トライアック6が負電圧で第3象限トリガにてオンされる。これにより、交流入力端子4a−リレーRL1−リアクトルL1−ダイオードD1−平滑コンデンサC−MOSFET2−リアクトルL2−交流入力端子4b、もしくは交流入力端子4b−リアクトルL2−ダイオードD2−平滑コンデンサC−MOSFET1−リアクトルL1−リレーRL1−交流入力端子4aの第1の経路以外に、突入電流が流れる経路として、交流入力端子4a−リレーRL1−ダイオードD10−平滑コンデンサC−トライアック6−ダイオードD13−交流入力端子4b、もしくは交流入力端子4b−ダイオードD12−平滑コンデンサC−トライアック6−ダイオードD11−リレーRL1−交流入力端子4aの第2の経路が形成される。
When an instantaneous power failure of the AC power supply AC occurs, the
従って、図6に示すように、保持時間T0経過直前の時刻t5で再び交流電源が復電されると、過大な突入電流が流れることになるが、この過大な突入電流は、第1の経路と第2の経路とに分散されて流れることになる。第1の経路には、リアクトルL1、リアクトルL2があるために、急峻な電圧が印可されても、電圧に対して遅れて電流が変化する。そのため、図2に示すように、過大な突入電流の大半が第2の経路に流れ、平滑コンデンサCを充電する。図2(c)に示す一点鎖線は、第2の経路がない場合に第1の経路に流れる突入電流を示している。このように、第2の経路がない場合には、第1の経路、すなわちMOSFET1、2に過大な突入電流が流れていたが、第2の経路を導通させることによって、過大な突入電流の大半が第2の経路を流れることが分かる。
Therefore, as shown in FIG. 6, when the AC power supply is restored again at time t5 immediately before the holding time T0 has elapsed, an excessive inrush current flows, but this excessive inrush current flows through the first path. And the second path. Since the first path includes the reactor L1 and the reactor L2, even when a steep voltage is applied, the current changes with a delay with respect to the voltage. Therefore, as shown in FIG. 2, most of the excessive inrush current flows through the second path and charges the smoothing capacitor C. The dashed-dotted line shown in FIG.2 (c) has shown the rush current which flows into a 1st path | route when there is no 2nd path | route. As described above, when there is no second path, an excessive inrush current flows in the first path, that is, the
なお、一般に昇圧回路においてスイッチ素子として使用される半導体は、FETやIGBTであるのに対し、第2の経路を形成するトライアック6は、FETやIGBTに比べて非常に高い絶対最大定格電流値を有している。また、昇圧回路に使用されるダイオードD1、D2は、ファストリカバリダイオード(FRD)等を用いる必要があるのに対し、バイパス用整流ブリッジ回路20を構成するダイオードD10、D11、D12、D13は、FRDに比べて非常に高い絶対最大定格電流値を有している一般整流用ダイオードを使用することができる。従って、第2の経路は、過大な突入電流のバイパスに適している。
In general, semiconductors used as switching elements in the booster circuit are FETs or IGBTs, whereas the triac 6 that forms the second path has an absolute maximum rated current value that is very high compared to FETs and IGBTs. Have. The diodes D1 and D2 used in the booster circuit need to use a fast recovery diode (FRD) or the like, whereas the diodes D10, D11, D12, and D13 constituting the bypass
電圧検出回路8は、過大な突入電流が流れ終わると、トランジスタ7をオフさせて、トライアック6をオフさせる。このトランジスタ7をオフさせるタイミングの検出は、平滑コンデンサCの電圧に基づいて行われる。すなわち、電圧検出回路8は、平滑コンデンサCの電圧を検出しており、平滑コンデンサCの電圧が所定の値を超えると、トランジスタ7をオフさせて、トライアック6をオフさせる。なお、入力電圧Viの復電を検出した後、予め設定された所定時間後にトランジスタ7をオフさせるようにしても良い。
When the excessive inrush current finishes flowing, the
なお、第1の実施の形態において、瞬時停電を検知すると、バイパス用整流ブリッジ回路20が導通されるように構成したが、復電時にバイパス用整流ブリッジ回路20が導通されていれば良い。また、交流電源ACの瞬時停電が生じた後、保持時間T0経過後に復電した場合には、突入電流防止回路3が機能するため、必ずしもバイパス用整流ブリッジ回路20を導通させる必要はない。
In the first embodiment, the configuration is such that the bypass
(第2の実施の形態)
次に、本発明の第2の実施の形態について図3を参照して具体的に説明する。
第2の実施の形態の力率改善回路は、図3を参照すると、過大な突入電流を流すバイパス回路として機能するバイパス用整流ブリッジ回路20aとして、ダイオードD10とトライアック6aの直列回路と、ダイオードD12とトライアック6の直列回路とが並列接続されている。すなわち、バイパス用整流ブリッジ回路20aを構成する整流素子として、トライアック6、6aが用いられている。なお、トライアック6aのゲート端子には、直流出力端子Vo−との間に、抵抗R3とトランジスタ7aと電源電圧Vssとが直列に接続され、トライアック6aは、トランジスタ7aのオン/オフにより、負電圧をゲート電圧とする第3象限トリガにてオン/オフされる。
(Second Embodiment)
Next, a second embodiment of the present invention will be specifically described with reference to FIG.
Referring to FIG. 3, the power factor correction circuit according to the second embodiment includes a series circuit of a diode D10 and a
電圧検出回路8aは、入力周波数をモニタすることで、どちらの相で再投入されても良いように予測することで、入力電圧Viの復電時にどちらの相で再投入されたかを判断し、再投入された相に応じてトランジスタ7、7aのいずれかをオンさせる。すなわち、交流入力端子4a側が正極で入力電圧Viが復電時された場合には、電圧検出回路8aは、トランジスタ7をオンさせて、トライアック6を負電圧で第3象限トリガにてオンさせる。これにより、交流入力端子4a−リレーRL1−ダイオードD10−平滑コンデンサC−トライアック6−交流入力端子4bの第2の経路が形成される。交流入力端子4b側が正極で入力電圧Viが復電時された場合には、電圧検出回路8aは、トランジスタ7aをオンさせて、トライアック6aを負電圧で第3象限トリガにてオンさせる。これにより、交流入力端子4b−ダイオードD12−平滑コンデンサC−トライアック6a−リレーRL1−交流入力端子4aの第2の経路が形成される。
The
第2の実施の形態によれば、トライアック6、6aのいずれかをオンさせる制御が必要になって多少煩雑になるが、バイパス用整流ブリッジ回路20aを構成する整流素子としてトライアック6、6aを使用することで、第2の経路のインピーダンスを下げることになり、第2の経路により大きな電流を流すことができる。
According to the second embodiment, the control to turn on either of the
以上説明したように、本実施の形態は、MOSFET1とダイオードD1の直列回路と、スイッチ素子であるMOSFET2とダイオードD2の直列回路とを並列接続してなる整流ブリッジ回路10と、整流ブリッジ回路10の入力と交流入力端子4a、4bとの間に接続されたリアクトルL1、L2と、整流ブリッジ回路10の出力間に接続された平滑コンデンサCとを備え、入力が交流入力端子4a、4bに、出力が平滑コンデンサCにそれぞれ接続されたバイパス用整流ブリッジ回路20と、オン/オフによりバイパス用整流ブリッジ回路20の導通/非導通を制御するトライアック6(導通制御素子)と、交流入力端子4a、4bに入力される入力電圧Viに基づいてトライアック6を制御し、復電時にバイパス用整流ブリッジ回路20を導通させる電圧検出回路8とを具備している。この構成より、突入電流防止回路が機能しない状態で過大な突入電流が発生ししても、過大な突入電流の大半をバイパス用整流ブリッジ回路に流し、MOSFET1、2、ダイオードD1、D2を過大な突入電流から守ることができるため、過大な突入電流による影響を軽減させることができる。
As described above, in the present embodiment, the
さらに、本実施の形態によれば、トライアック6(導通制御素子)は、整流ブリッジ回路10を構成するMOSFET1、2よりも高い絶対最大定格電流値を有しているため、バイパス用整流ブリッジ回路20に大きな電流を流すことができる。
Furthermore, according to the present embodiment, the triac 6 (conduction control element) has an absolute maximum rated current value higher than that of the
さらに、本実施の形態によれば、トライアック6(導通制御素子)をバイパス用整流ブリッジ回路20の整流素子として用いることにより、バイパス用整流ブリッジ回路20aにより大きな電流を流すことができる。
Furthermore, according to the present embodiment, by using the triac 6 (conduction control element) as the rectifying element of the bypass rectifying
以上、本発明を具体的な実施形態で説明したが、上記実施形態は一例であって、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更して実施できることは言うまでも無い。 As mentioned above, although this invention was demonstrated by specific embodiment, the said embodiment is an example and it cannot be overemphasized that it can change and implement in the range which does not deviate from the meaning of this invention.
1、2 MOSFET
3 突入電流防止回路
4a、4b 交流入力端子
6、6a トライアック(導通制御素子)
7、7a トランジスタ
8、8a 電圧検出回路
10 整流ブリッジ回路
20、20a バイパス用整流ブリッジ回路
AC 交流電源
C 平滑コンデンサ
D1、D2、D3、D4 ダイオード
L1、L2 リアクトル
R1、R2、R3 抵抗
RL1 リレー
Vo+、Vo− 直流出力端子
1, 2 MOSFET
3 Inrush
7,
Claims (4)
入力が前記交流入力端子に、出力が前記平滑コンデンサにそれぞれ接続されたバイパス用整流ブリッジ回路と、
オン/オフにより前記バイパス用整流ブリッジ回路の導通/非導通を制御する導通制御素子と、
前記交流入力端子に入力される入力電圧に基づいて前記導通制御素子をオン/オフ制御し、復電時に前記バイパス用整流ブリッジ回路を導通させる電圧検出回路とを具備することを特徴とする力率改善回路。 A rectifier bridge circuit in which a series circuit of a switch element and a rectifier element is connected in parallel, a reactor connected between an input of the rectifier bridge circuit and an AC input terminal, and an output of the rectifier bridge circuit A power factor correction circuit comprising a smoothing capacitor,
A bypass rectifier bridge circuit having an input connected to the AC input terminal and an output connected to the smoothing capacitor;
A conduction control element for controlling conduction / non-conduction of the bypass rectifier bridge circuit by turning on / off;
And a voltage detection circuit that controls on / off of the conduction control element based on an input voltage input to the AC input terminal and conducts the bypass rectifier bridge circuit when power is restored. Improvement circuit.
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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A621 | Written request for application examination |
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A131 | Notification of reasons for refusal |
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A977 | Report on retrieval |
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