JP2014064223A - Crystal oscillator - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、水晶発振器に関するものである。 The present invention relates to a crystal oscillator.
トランジスタを用いて水晶振動子を発振させる水晶発振器において、当該トランジスタのエミッタとベースとの間の帰還路にフィルタ用の水晶振動子を設けることにより、十分に大きな負性抵抗を有する周波数帯域幅を制限し、所望の周波数以外の周波数での誤発振を防ぐ方法が知られている(例えば、特許文献1を参照)。 In a crystal oscillator that oscillates a crystal resonator using a transistor, by providing a filter crystal resonator in a feedback path between the emitter and base of the transistor, a frequency bandwidth having a sufficiently large negative resistance can be obtained. A method of limiting and preventing erroneous oscillation at a frequency other than a desired frequency is known (see, for example, Patent Document 1).
図6は、従来の水晶発振器200の構成例を示す。水晶発振器200は、水晶振動子210、トランジスタ220、水晶振動子230、キャパシタ240、抵抗250、抵抗251、キャパシタ252、キャパシタ253、抵抗254及び抵抗255を有する。図7は、水晶発振器200の負性抵抗の周波数特性の一例を示す。
FIG. 6 shows a configuration example of a
図6に示すように、水晶発振器200は、発振用増幅器として機能するトランジスタ220のエミッタとベースとの間の帰還路に水晶振動子230が設けられている。したがって、トランジスタ220のエミッタとベースとの間のインピーダンスが、水晶振動子230の直列共振周波数近傍の領域においてのみ大きな負抵抗となる。
As shown in FIG. 6, in the
その結果、図7に示すように、水晶発振器200の負性抵抗の周波数特性は、水晶振動子230の直列共振周波数近傍の狭い帯域において大きな負性抵抗を示す。水晶発振器200は、負性抵抗が大きな狭い周波数帯域において安定して発振し、スプリアス発振を防止できる。例えば、水晶振動子210がSCカット水晶振動子である場合に、水晶振動子230を設けることによって、不要モードであるBモードでの誤発振を防ぐことができる。
As a result, as shown in FIG. 7, the frequency characteristic of the negative resistance of the
ところが、水晶発振器200の負性抵抗が大きな負の値を示す周波数帯域が図7に示すように狭い場合、水晶振動子210と水晶振動子230との間の温度特性の差、又は水晶振動子210が実装された位置の温度と水晶振動子230が実装された位置の温度との差により、負性抵抗が負の値を示す周波数帯域が、所望の水晶振動子210の発振周波数からずれる場合があった。その結果、所定の温度において水晶振動子210及び水晶振動子230の発振周波数がほぼ等しい場合であっても、外部温度の変化に伴い、水晶振動子210の発振周波数と水晶振動子230の発振周波数との間に、数百ppb程度のずれが生じてしまい、発振するべき周波数で発振しなくなってしまうという問題が生じていた。
However, when the frequency band in which the negative resistance of the
例えば、水晶発振器200の発振周波数が10MHzであり、負性抵抗が負の値を示す周波数帯域幅が5Hzである場合には、水晶振動子210の発振周波数と水晶振動子230の発振周波数との間に500ppbのずれが生じると、水晶発振器200が10MHzで発振しないという問題が生じていた。負性抵抗が負の値を示す周波数帯域幅が狭くなればなるほど、水晶振動子210及び水晶振動子230の温度特性の差の影響、及び水晶振動子210の温度と水晶振動子230の温度との差の影響が顕著に表れるので、従来の水晶発振器では、高い周波数精度で安定して発振させることが困難であった。
For example, when the oscillation frequency of the
そこで、本発明はこれらの点を鑑みてなされたものであり、水晶発振器における外部温度の影響を抑制し、高い周波数精度で安定して発振させることを目的とする。 Therefore, the present invention has been made in view of these points, and an object thereof is to suppress the influence of an external temperature in a crystal oscillator and stably oscillate with high frequency accuracy.
上記の課題を解決するために、本発明の第1の態様においては、第1水晶振動子と、第1水晶振動子の出力信号を増幅するトランジスタと、トランジスタから第1水晶振動子への帰還路上に設けられた第2水晶振動子と、トランジスタが出力する信号と基準信号との間の位相差に応じた位相比較信号を出力する位相比較器と、トランジスタと第2水晶振動子との間に接続され、位相比較器が出力する位相比較信号の電圧に応じて静電容量が変化する可変容量素子とを有する水晶発振器を提供する。水晶発振器がこのような構成を有することにより、温度変化に伴って発振周波数が基準信号の周波数からずれた場合であっても、発振周波数を微調整して、所望の周波数に近づけることができる。 In order to solve the above problems, in the first aspect of the present invention, a first crystal resonator, a transistor that amplifies an output signal of the first crystal resonator, and feedback from the transistor to the first crystal resonator. A second crystal unit provided on the road, a phase comparator that outputs a phase comparison signal corresponding to a phase difference between a signal output from the transistor and a reference signal, and the transistor and the second crystal unit And a variable capacitance element whose capacitance changes in accordance with the voltage of the phase comparison signal output from the phase comparator. Since the crystal oscillator has such a configuration, even when the oscillation frequency deviates from the frequency of the reference signal as the temperature changes, the oscillation frequency can be finely adjusted to approach the desired frequency.
上記の水晶発振器は、位相比較信号に含まれる所定の周波数より低い周波数成分を通過させる低域通過フィルタをさらに有してもよい。上記の可変容量素子は、当該低域通過フィルタから出力された信号の電圧に応じて静電容量が変化する。低域通過フィルタが位相比較信号の高周波成分を遮断することにより、可変容量素子の静電容量が緩やかに変化するので、位相雑音の発生を防ぐことができる。 The crystal oscillator may further include a low-pass filter that allows a frequency component lower than a predetermined frequency included in the phase comparison signal to pass. The capacitance of the variable capacitance element changes according to the voltage of the signal output from the low-pass filter. Since the low-pass filter blocks the high-frequency component of the phase comparison signal, the capacitance of the variable capacitance element changes gradually, so that generation of phase noise can be prevented.
上記の水晶発振器は、可変容量素子とグランドとの間に接続されたインダクタをさらに有してもよい。可変容量素子が当該インダクタを介してグランドに接続されていることにより、位相比較信号の電圧を可変容量素子の両端に印加することができる。 The crystal oscillator may further include an inductor connected between the variable capacitance element and the ground. Since the variable capacitance element is connected to the ground via the inductor, the voltage of the phase comparison signal can be applied to both ends of the variable capacitance element.
上記の水晶発振器は、第1水晶振動子及び第2水晶振動子を収容する恒温槽をさらに有し、第1水晶振動子及び第2水晶振動子は、恒温槽における温度が等しい位置に設けられていてもよい。水晶発振器がこのような構成を有することにより、第1水晶振動子の温度と第2水晶振動子とが等しい温度で安定するので、発振周波数の精度をさらに向上することができる。 The crystal oscillator further includes a thermostatic chamber that accommodates the first crystal resonator and the second crystal resonator, and the first crystal resonator and the second crystal resonator are provided at the same temperature in the thermostat. It may be. Since the crystal oscillator has such a configuration, the temperature of the first crystal resonator and the second crystal resonator are stabilized at the same temperature, so that the accuracy of the oscillation frequency can be further improved.
本発明の第2の態様によれば、第1水晶振動子と、第1水晶振動子の出力信号を増幅するトランジスタと、トランジスタから第1水晶振動子への帰還路上に設けられた第2水晶振動子と、第1水晶振動子及び第2水晶振動子を収容する恒温槽とを有し、第1水晶振動子及び第2水晶振動子は、恒温槽における温度が等しい位置に設けられている水晶発振器を提供する。水晶発振器がこのような構成を有することにより、第1水晶振動子の温度と第2水晶振動子とが等しい温度で安定するので、外部温度の変化によらず、高い周波数精度で安定して発振させることができる。 According to the second aspect of the present invention, the first crystal unit, the transistor that amplifies the output signal of the first crystal unit, and the second crystal provided on the feedback path from the transistor to the first crystal unit. The vibrator has a thermostat that houses the first crystal vibrator and the second crystal vibrator, and the first crystal vibrator and the second crystal vibrator are provided at the same temperature in the thermostat. A crystal oscillator is provided. Since the crystal oscillator has such a configuration, the temperature of the first crystal unit and the second crystal unit are stabilized at the same temperature, so that the oscillation is stably performed with high frequency accuracy regardless of a change in the external temperature. Can be made.
本発明に係る水晶発振器によれば、水晶発振器における外部温度の影響を抑制し、高い周波数精度で安定して発振させることができるという効果を奏する。 According to the crystal oscillator according to the present invention, it is possible to suppress the influence of the external temperature in the crystal oscillator and stably oscillate with high frequency accuracy.
<第1の実施形態>
[可変容量素子により周波数を微調整する]
図1は、第1の実施形態に係る水晶発振器100の回路構成例を示す。水晶発振器100は、水晶振動子10、トランジスタ20、水晶振動子30、位相比較器40、可変容量素子50、低域通過フィルタ60、インダクタ70、抵抗81、抵抗82、キャパシタ83、キャパシタ84、抵抗85及び抵抗86を有する。
<First Embodiment>
[Fine adjustment of frequency with variable capacitance element]
FIG. 1 shows a circuit configuration example of a
水晶振動子10は、例えばSCカットの水晶振動子である。トランジスタ20は、水晶振動子10の出力信号を増幅する。水晶振動子10の一端はグランドに接続され、他の一端はトランジスタ20のベースに接続されている。トランジスタ20のベースは、電源に接続された抵抗81とグランドに接続された抵抗82との接続点に接続されており、バイアス電圧が印加されている。
The
トランジスタ20のエミッタは、抵抗86、インダクタ70及び可変容量素子50のアノード端子に接続されている。抵抗86及びインダクタ70におけるトランジスタ20に接続された端子と反対側の端子は、グランドに接続されている。トランジスタ20のコレクタは、抵抗85を介して電源に接続されており、発振信号を出力する。水晶振動子10、トランジスタ20、抵抗81、抵抗82、キャパシタ83、キャパシタ84、抵抗85及び抵抗86によりコルピッツ型発振回路が構成される。
The emitter of the
水晶振動子30は、例えばSCカットの水晶振動子である。水晶振動子30は、トランジスタ20から第1水晶振動子10への帰還路上に設けられている。具体的には、水晶振動子30の第1端子は、低域通過フィルタ60及び可変容量素子50を介してトランジスタ20のエミッタに接続されている。水晶振動子30の第2端子は、トランジスタ20のベースに接続されたキャパシタ83とグランドに接続されたキャパシタ84との接続点に接続されている。すなわち、水晶振動子30の第2端子は、キャパシタ83を介してトランジスタ20のベースに接続されている。
The
位相比較器40は、トランジスタ20が出力する発振信号と基準信号との間の位相差に応じた位相比較信号を出力する。具体的には、位相比較器40は、トランジスタ20のコレクタから出力される発振信号と外部から入力される基準信号とを取得し、発振信号の論理値が変化するタイミングと基準信号の論理値が変化するタイミングとの差に応じたデューティー比を有する位相比較信号を出力する。
The
基準信号は、例えば温度補償発振回路(TCXO)により生成され、広い温度範囲に渡って所定の周波数が保たれた信号である。水晶発振器100は、基準信号を外部の温度補償発振回路から取得してもよく、水晶発振器100が温度補償発振回路を有してもよい。
The reference signal is a signal generated by, for example, a temperature compensated oscillation circuit (TCXO) and maintained at a predetermined frequency over a wide temperature range. The
可変容量素子50は、トランジスタ20のエミッタと第2水晶振動子30との間に接続され、位相比較信号の電圧に応じて静電容量を変化させる。可変容量素子50は、例えば、端子間に印加される電圧に応じて静電容量を変化させるバリキャップである。可変容量素子50の静電容量は、端子間に印加される電圧の平方根に反比例して変化する。すなわち、可変容量素子50の端子間に印加される電圧が大きくなればなるほど可変容量素子50の静電容量は小さくなり、可変容量素子50の端子間に印加される電圧が小さくなればなるほど、可変容量素子50の静電容量は大きくなる。可変容量素子50の静電容量が大きくなると、トランジスタ20が出力する発振信号の周波数が低くなり、可変容量素子50の静電容量が小さくなると、発振信号の周波数が高くなる。
The
可変容量素子50のアノード端子は、トランジスタ20のエミッタに接続されているとともに、インダクタ70を介してグランドに接続されている。可変容量素子50のカソード端子は、低域通過フィルタ60を介して位相比較器40の出力端子に接続されている。
The anode terminal of the
低域通過フィルタ60は、抵抗61及びキャパシタ62を有する。抵抗61は、第1端子が位相比較器40の出力端子に接続されており、第2端子がキャパシタ62の第1端子に接続されている。キャパシタ62の第2端子はグランドに接続されている。低域通過フィルタ60は、位相比較信号に含まれる所定の周波数(以下、カットオフ周波数)より低い周波数成分を通過させて可変容量素子50のカソード端子に入力する。低域通過フィルタ60のカットオフ周波数は、抵抗61及びキャパシタ62の大きさに基づいて定められ、発振信号に許容される位相雑音に応じて選択される。
The low-
インダクタ70は、低域通過フィルタ60を通過する周波数におけるインピーダンスがほぼ0Ωなので、グランド電圧に等しいバイアス電圧を可変容量素子50に供給する。すなわち、低域通過フィルタ60を通過した位相比較信号の周波数における可変容量素子50のアノード端子の電圧はグランド電圧に等しくなる。その結果、可変容量素子50の端子間には位相比較信号の電圧が低域通過フィルタ60によって平滑化された電圧が印加されるので、位相比較信号の電圧に応じて可変容量素子50の静電容量が変化し、トランジスタ20が出力する発振信号の周波数も変化する。
Since the
具体的には、位相比較信号のデューティー比が50%であり、位相比較信号の電圧が平滑化された電圧が電源電圧とグランドとの間の中間電圧である場合には、トランジスタ20が出力する発振信号の周波数は変化しないで維持される。これに対して、温度変化に伴い発振信号の周波数が変化し、基準信号の変化タイミングに対する発振信号の変化タイミングが変化すると、位相比較信号のデューティー比が50%から変化し、位相比較信号の電圧が平滑化された電圧が中間電圧から変化する。その結果、可変容量素子50の静電容量が変化してトランジスタ20が出力する発振信号の周波数が変化する。
Specifically, when the duty ratio of the phase comparison signal is 50% and the voltage obtained by smoothing the voltage of the phase comparison signal is an intermediate voltage between the power supply voltage and the ground, the
例えば、基準信号の変化タイミングに対する発振信号の変化タイミングが早くなり位相比較信号のデューティー比が50%より小さくなると、位相比較信号の電圧が平滑化された電圧が中間電圧より小さくなるので可変容量素子50の静電容量が大きくなり、トランジスタ20が出力する発振信号の周波数が低くなる。逆に、基準信号の変化タイミングに対する発振信号の変化タイミングが遅くなり位相比較信号のデューティー比が50%より大きくなると、位相比較信号の電圧が平滑化された電圧が中間電圧より大きくなるので可変容量素子50の静電容量が小さくなり、トランジスタ20が出力する発振信号の周波数が高くなる。
For example, when the change timing of the oscillation signal with respect to the change timing of the reference signal becomes earlier and the duty ratio of the phase comparison signal becomes smaller than 50%, the voltage obtained by smoothing the voltage of the phase comparison signal becomes smaller than the intermediate voltage. The capacitance of 50 increases, and the frequency of the oscillation signal output from the
[位相比較器40の構成例]
図2は、位相比較器40の構成例を示す。図3A、図3B及び図3Cは、発振信号、基準信号及び位相比較信号の関係を示す。図2に示す位相比較器40は、JKフリップフロップ41、JKフリップフロップ42及びNAND素子43を有する。JKフリップフロップ41及びJKフリップフロップ42のJ端子は電源に接続され、K端子はグランドに接続されている。JKフリップフロップ41のクロック端子には基準信号が入力され、JKフリップフロップ42のクロック端子にはトランジスタ20が出力する発振信号が入力されている。JKフリップフロップ41の出力信号及びJKフリップフロップ42の出力信号はNAND素子43に入力され、NAND素子43の出力信号は、JKフリップフロップ41及びJKフリップフロップ42のクリア端子に接続されている。
[Configuration Example of Phase Comparator 40]
FIG. 2 shows a configuration example of the
図3Aは、基準信号の周波数と発振信号の周波数とが等しい状態における発振信号、基準信号及び位相比較信号の関係を示す。基準信号の立ち下がりタイミングでJKフリップフロップ41の出力信号が立ち上がり、発振信号の立ち下がりタイミングでJKフリップフロップ41の出力信号が立ち下がる。その結果、JKフリップフロップ41は、基準信号の立ち下がりタイミングと発振信号の立ち下がりタイミングの時間差に応じた長さT/2のパルスを有する位相比較信号を出力する。すなわち、位相比較信号のデューティー比は50%である。
FIG. 3A shows the relationship between the oscillation signal, the reference signal, and the phase comparison signal when the frequency of the reference signal is equal to the frequency of the oscillation signal. The output signal of the JK flip-
図3Bは、基準信号の周波数に対して発振信号の周波数が高くなり、基準信号の立ち下がりタイミングに対する発振信号の立ち下がりタイミングが図3Aに示した状態よりも早くなった状態における発振信号、基準信号及び位相比較信号の関係を示す。位相比較信号のパルス幅tはT/2よりも小さく、デューティー比は50%よりも小さい。この場合には、位相比較信号を平滑化した信号の電圧が中間電圧よりも低くなるので可変容量素子50の静電容量が大きくなり、発振信号の周波数が低くなるように調整される。
FIG. 3B shows an oscillation signal in a state where the frequency of the oscillation signal is higher than the frequency of the reference signal, and the falling timing of the oscillation signal with respect to the falling timing of the reference signal is earlier than the state shown in FIG. The relationship between a signal and a phase comparison signal is shown. The pulse width t of the phase comparison signal is smaller than T / 2, and the duty ratio is smaller than 50%. In this case, since the voltage of the signal obtained by smoothing the phase comparison signal is lower than the intermediate voltage, the capacitance of the
図3Cは、基準信号の周波数に対して発振信号の周波数が低くなり、基準信号の立ち下がりタイミングに対する発振信号の立ち下がりタイミングが図3Aに示した状態よりも遅くなった状態における発振信号、基準信号及び位相比較信号の関係を示す。位相比較信号のパルス幅tはT/2よりも大きく、デューティー比は50%よりも大きい。この場合には、位相比較信号を平滑化した信号の電圧が中間電圧よりも高くなるので可変容量素子50の静電容量が小さくなり、発振信号の周波数が高くなるように調整される。
3C shows an oscillation signal in a state where the frequency of the oscillation signal is lower than the frequency of the reference signal, and the falling timing of the oscillation signal with respect to the falling timing of the reference signal is slower than the state shown in FIG. The relationship between a signal and a phase comparison signal is shown. The pulse width t of the phase comparison signal is larger than T / 2, and the duty ratio is larger than 50%. In this case, since the voltage of the signal obtained by smoothing the phase comparison signal is higher than the intermediate voltage, the capacitance of the
以上のとおり、本実施形態に係る水晶発振器100によれば、温度変化によってトランジスタ20のエミッタから出力される発振信号の周波数が変化すると、変化を打ち消す方向に可変容量素子50の静電容量が変化することで、温度変化に伴う発振信号の周波数の変化を打ち消すことができる。したがって、水晶発振器100は、水晶振動子10の温度特性と水晶振動子30の温度特性との間に差があっても、スプリアス発振をすることなく、高い周波数精度で安定して発振することができる。特に、本実施形態に係る水晶発振器100によれば、可変容量素子50を用いてアナログ的に周波数を微調整することができるので、周波数ジッタのような位相雑音を発生することなく、安定した周波数の発振信号を出力することができる。
As described above, according to the
[水晶振動子10及び水晶振動子30を恒温槽に収容する]
図4は、水晶発振器100における水晶振動子10及び水晶振動子30の実装例を示す。図4において、水晶振動子10及び水晶振動子30は恒温槽90に収容されている。恒温槽90の表面にはヒーター線91が巻きつけられており、恒温槽90の内部の温度が所定の範囲内の温度になるように、ヒーター線91の温度が調整される。例えば、水晶発振器100は、恒温槽90の内部又は外部の温度を検出するサーミスタ又は温度センサを有し、測定された温度に応じてヒーター線91に供給する電力を調整する。
[Accommodating
FIG. 4 shows a mounting example of the
水晶振動子10及び水晶振動子30は、恒温槽90における温度がほぼ等しい位置に設けられている。例えば、恒温槽90が直方体形状である場合に、恒温槽90の1つの側面の対向する辺からの距離が等しい中心線に対して線対称になる2つの位置に水晶振動子10及び水晶振動子30が設けられている。
The
水晶振動子10及び水晶振動子30の端子は恒温槽90の外部に突出しており、プリント基板に実装することができる。一例として、水晶発振器100におけるトランジスタ20、位相比較器40、可変容量素子50、低域通過フィルタ60、インダクタ70、抵抗81、抵抗82、キャパシタ83、キャパシタ84、抵抗85及び抵抗86は、水晶振動子10及び水晶振動子30の端子が接続されるプリント基板に実装される。トランジスタ20、位相比較器40、可変容量素子50、低域通過フィルタ60、インダクタ70、抵抗81、抵抗82、キャパシタ83、キャパシタ84、抵抗85及び抵抗86のうちの少なくとも一部が恒温槽90の内部に設けられてもよい。
The terminals of the
以上のとおり、水晶振動子10及び水晶振動子30を恒温槽90における温度が等しい位置に設けることにより、水晶振動子10及び水晶振動子30の温度差に伴う発振周波数の差が生じないので、水晶発振器100は、さらに安定して高い周波数精度の発振信号を出力できる。
As described above, since the
図5は、水晶発振器100における水晶振動子10及び水晶振動子30の他の実装例を示す。図5に示す水晶発振器100においては、水晶振動子10及び水晶振動子30の位置が図4に示した水晶発振器100における位置と異なるとともに、水晶振動子10の形状が、図4に示した水晶振動子10の形状と異なっている。図5に示す水晶振動子10は、例えばHC−37/U(MIL規格)又はHC−40/U(MIL規格)のパッケージに圧電素子が封入されており、水晶振動子30は、例えばHC−43/U(MIL規格)のパッケージに圧電素子が封入されている。水晶振動子10は、端子12a及び端子12bを有する基板11に実装されており、端子12a及び端子12bを介して、他の素子に接続される。
FIG. 5 shows another mounting example of the
水晶振動子10及び水晶振動子30の位置及び形状は、他の組み合わせであってもよい。例えば、水晶発振器100が、HC−43/U(MIL規格)のパッケージに圧電素子が封入された水晶振動子10と、HC−37/U(MIL規格)又はHC−40/U(MIL規格)のパッケージに圧電素子が封入された水晶振動子30とを有してもよく、HC−37/U(MIL規格)又はHC−40/U(MIL規格)のパッケージに圧電素子が封入された水晶振動子10及び水晶振動子30を有してもよい。
Other combinations of the positions and shapes of the
このように水晶振動子10と水晶振動子30とが異なる形状を有する場合であっても、恒温槽90における温度が等しい位置に水晶振動子10及び水晶振動子30を設けることにより、水晶振動子10及び水晶振動子30の温度差に伴う発振周波数の差が生じないので、水晶発振器100は、高い周波数精度の発振信号を安定して出力することができる。
Thus, even when the
<第2の実施形態>
上記の実施形態においては、図1に示したように、水晶発振器100が位相比較器40及び可変容量素子50を有することにより、トランジスタ20から出力される発振信号の周波数変動が抑制され、高い周波数精度の発振信号を安定して出力することができた。これに対して、水晶振動子10及び水晶振動子30を図4及び図5に示した恒温槽90に収容することにより、水晶発振器100に位相比較器40及び可変容量素子50を設けることなく、高い周波数精度の発振信号を安定して出力することもできる。
<Second Embodiment>
In the above embodiment, as shown in FIG. 1, the
例えば、図6に示した水晶発振器200における水晶振動子210及び水晶振動子230を恒温槽90における温度が等しい位置に設けることにより、水晶振動子210の温度と水晶振動子230の温度とが等しくなる。したがって、水晶振動子210の温度特性と水晶振動子230の温度特性との間に差があった場合であっても、水晶振動子210及び水晶振動子230が収容された位置の温度における水晶振動子210の発振周波数と水晶振動子230の発振周波数とが等しければ、外部温度の変化によらず、水晶発振器200は高い周波数精度の発振信号を出力することができる。
For example, by providing the
<他の実施形態>
図2に示した位相比較器40はJKフリップフロップ41、JKフリップフロップ42及び43により、基準信号及び発振信号の変化タイミングに応じた位相比較信号を生成したが、位相比較器40は他の回路により位相比較信号を生成してもよい。例えば、位相比較器40が排他的論理和回路を有し、基準信号及び発振信号が入力された排他的論理和回路から出力される信号を位相比較信号として出力してもよい。
<Other embodiments>
The
また、上記の実施形態においては、本発明をコルピッツ型発振回路に適用した構成例について説明したが、本発明をハートレー型発振回路に適用しても、同等の作用効果を奏することは当業者に明らかである。 In the above embodiment, the configuration example in which the present invention is applied to the Colpitts type oscillation circuit has been described. However, even if the present invention is applied to the Hartley type oscillation circuit, it will be understood by those skilled in the art that the same effect can be obtained. it is obvious.
また、上記の実施形態においては、水晶振動子10及び水晶振動子30がSCカット水晶振動子である場合について説明したが、水晶振動子10及び水晶振動子30がATカット水晶振動子であっても同等の作用効果を奏する。さらに、水晶発振器100が、ATカットの水晶振動子の3次オーバートーン周波数で発振させる発振回路を有する場合であっても同等の作用効果を奏することも当業者に明らかである。
In the above embodiment, the case where the
以上、本発明を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更または改良を加えることが可能であることが当業者に明らかである。そのような変更または改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、特許請求の範囲の記載から明らかである。 As mentioned above, although this invention was demonstrated using embodiment, the technical scope of this invention is not limited to the range as described in the said embodiment. It will be apparent to those skilled in the art that various modifications or improvements can be added to the above-described embodiment. It is apparent from the scope of the claims that the embodiments added with such changes or improvements can be included in the technical scope of the present invention.
10・・・水晶振動子、20・・・トランジスタ、30・・・水晶振動子、31・・・基板、32a・・・端子、32b・・・端子、40・・・位相比較器、41・・・JKフリップフロップ、42・・・JKフリップフロップ、43・・・NAND素子、50・・・可変容量素子、60・・・低域通過フィルタ、61・・・抵抗、62・・・キャパシタ、70・・・インダクタ、81・・・抵抗、82・・・抵抗、83・・・キャパシタ、84・・・キャパシタ、85・・・抵抗、86・・・抵抗、90・・・恒温槽、91・・・ヒーター線、100・・・水晶発振器、200・・・水晶発振器、210・・・水晶振動子、220・・・トランジスタ、230・・・水晶振動子、240・・・キャパシタ、250・・・抵抗、251・・・抵抗、252・・・キャパシタ、253・・・キャパシタ、254・・・抵抗、255・・・抵抗
DESCRIPTION OF
Claims (5)
前記第1水晶振動子の出力信号を増幅するトランジスタと、
前記トランジスタから前記第1水晶振動子への帰還路上に設けられた第2水晶振動子と、
前記トランジスタが出力する信号と基準信号との間の位相差に応じた位相比較信号を出力する位相比較器と、
前記トランジスタと前記第2水晶振動子との間に接続され、前記位相比較信号の電圧に応じて静電容量が変化する可変容量素子と
を有する水晶発振器。 A first crystal unit;
A transistor for amplifying an output signal of the first crystal unit;
A second crystal unit provided on a feedback path from the transistor to the first crystal unit;
A phase comparator that outputs a phase comparison signal according to a phase difference between a signal output from the transistor and a reference signal;
A crystal oscillator comprising: a variable capacitance element connected between the transistor and the second crystal resonator and having a capacitance that changes according to a voltage of the phase comparison signal.
前記第1水晶振動子及び前記第2水晶振動子は、前記恒温槽における温度が等しい位置に設けられている請求項1から3のいずれか一項に記載の水晶発振器。 Further comprising a thermostatic chamber for accommodating the first crystal resonator and the second crystal resonator;
4. The crystal oscillator according to claim 1, wherein the first crystal unit and the second crystal unit are provided at positions where the temperatures in the thermostatic chamber are equal. 5.
前記第1水晶振動子の出力信号を増幅するトランジスタと、
前記トランジスタから前記第1水晶振動子への帰還路上に設けられた第2水晶振動子と、
前記第1水晶振動子及び前記第2水晶振動子を収容する恒温槽と
を有し、
前記第1水晶振動子及び前記第2水晶振動子は、前記恒温槽における温度が等しい位置に設けられている水晶発振器。
A first crystal unit;
A transistor for amplifying an output signal of the first crystal unit;
A second crystal unit provided on a feedback path from the transistor to the first crystal unit;
A thermostat housing the first crystal unit and the second crystal unit,
The first crystal unit and the second crystal unit are crystal oscillators provided at the same temperature in the thermostatic chamber.
Priority Applications (1)
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JP2012209069A JP2014064223A (en) | 2012-09-24 | 2012-09-24 | Crystal oscillator |
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2012
- 2012-09-24 JP JP2012209069A patent/JP2014064223A/en active Pending
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