JP2014039091A

JP2014039091A - Information transmission means and information transmission device

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Publication number: JP2014039091A
Application number: JP2012179001A
Authority: JP
Inventors: Hisateru Kobatake; 久輝小畠; Teruaki Hasegawa; 照晃長谷川; Shigeru Soga; 茂曽我; Kouya Watanabe; 航也渡邉; Yoshinaga Matsumura; 喜修松村; Ippei Jinno; 一平神野
Original assignee: Panasonic Corp
Current assignee: Panasonic Corp
Priority date: 2012-08-10
Filing date: 2012-08-10
Publication date: 2014-02-27

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide information transmission means capable of solving a problem in a digital transmission under outdoor environment, in which error correction is indispensable in view of changes in transmission path and increase of transmission characteristic; but when errors occur continuously like burst error, the correction capacity is exceeded; while the burst error can be dispersed by performing time-interleave; but since a large transmission time is required, the time-interleave is hardly used for two-way communication.SOLUTION: The information transmission means using quadrature modulation duplicates an identical data with a quadrature component and an in-phase component and rearranges the order of the data independently. With this, entire data can be received in a half time of conventional time. In wireless LAN, in which the transmission path is estimated using a preamble only, the durability of fading environment can be increased. Further, even when a maximum half data in the entire segments is subjected to noises like burst, since the entire data can be demodulated using a remaining data, the effect same as the time-interleave can be obtained ensuring stable reception.

Description

本発明は、情報伝達手段および情報伝達装置に関する。 The present invention relates to an information transmission means and an information transmission device.

これまで、ＩＥＥＥ８０２．１１における無線ＬＡＮ規格の取り組みでは、屋内通信をメインターゲットとし、物理層の規格として１１ｂ（最大１１Ｍｂｐｓ）、１１ａおよび１１ｇ（最大５４Ｍｂｐｓ）、１１ｎ（最大６００Ｍｂｐｓ）、１１ａｃ（最大６．９Ｇｂｐｓ）と、主に伝送容量の増大を主点とした規格の更新が続いている。一方で、スマートグリットを実現するためのスマートメーターの検討が本格化している。それに伴い、屋外における低レート伝送の必要性も高まってきており、このような用途に向けた特定小電力無線の使用可能な周波数の割り当てなどの議論も続いている。これらの背景から、サブＧＨｚ帯を用いた新たな通信規格策定へ向けた検討が始まり、ＩＥＥＥ８０２．１１においても１ＧＨｚ以下の周波数帯を用いた無線ＬＡＮ規格を検討内容としたＴＧａｈが２０１０年に立ち上がっている。ＴＧａｈにおける主な要求仕様は、「データレート１００ｋｂｐｓ・最大伝送距離１ｋｍ」である。 Until now, in the efforts of the wireless LAN standard in IEEE802.11, indoor communication is the main target, and the physical layer standards are 11b (maximum 11 Mbps), 11a and 11g (maximum 54 Mbps), 11n (maximum 600 Mbps), 11ac (maximum 6 Mbps). .9 Gbps), the update of the standard mainly focusing on the increase in transmission capacity continues. On the other hand, a full-scale study of smart meters to realize smart grit is in full swing. Accordingly, the need for low-rate transmission outdoors has increased, and discussions such as allocation of usable frequencies of specific low-power radio for such applications continue. From these backgrounds, a study toward the establishment of a new communication standard using the sub-GHz band has started, and TGah, which is based on a wireless LAN standard using a frequency band of 1 GHz or less in IEEE 802.11, was launched in 2010. ing. The main required specifications in TGah are “data rate 100 kbps and maximum transmission distance 1 km”.

ＴＧａｈにおいては、この要求仕様を満たすべく、従来の無線ＬＡＮ規格からの技術変更案が各社から提案されている。中でも、ローパワー出力による伝送距離１ｋｍを確保するには、従来無線ＬＡＮで用いられていた、伝送誤り耐性の一番高い方式である、ＢＰＳＫ（ＢｉｎａｒｙＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）変調・誤り訂正（畳み込み符号）符号化率１／２よりも強靭な伝送方式が必要であると考えられている。このため、ＴＧａｈでは、同じデータを繰り返し送信することによりロバスト性を高めることが有力な手立てとして挙がっている。 In TGah, various technical proposals from the conventional wireless LAN standard have been proposed by various companies in order to satisfy this required specification. In particular, in order to secure a transmission distance of 1 km by low power output, BPSK (Binary Phase Shift Keying) modulation / error correction (convolutional code), which is the highest transmission error tolerance method conventionally used in wireless LANs, is used. It is considered that a transmission system stronger than the coding rate 1/2 is necessary. For this reason, in TGah, increasing the robustness by repeatedly transmitting the same data is cited as an effective measure.

繰返し送信の方式としては、非特許文献１がある。非特許文献１のＳｌｉｄｅ４に示されるように、ＯＦＤＭシンボル前後で同じデータを送信することで３ｄＢの利得を得ている。また、非特許文献１では、繰返しの方法として、３つのパターンを提示している。 There is Non-Patent Document 1 as a method of repeated transmission. As shown in Slide 4 of Non-Patent Document 1, a gain of 3 dB is obtained by transmitting the same data before and after the OFDM symbol. In Non-Patent Document 1, three patterns are presented as a repetition method.

一つ目は、サブキャリアに対するデータの配置と同様のまま、単純にシンボル方向に繰返し送信を行っている。受信側においては、同じデータを受信することを利用して、データを合成復号することで、３ｄＢのパワー利得を得ることができ、ロバスト性が高まる。 The first is simply performing repeated transmission in the symbol direction while maintaining the same arrangement of data for the subcarriers. On the receiving side, by synthesizing and decoding the data using reception of the same data, a power gain of 3 dB can be obtained, and robustness is improved.

二つ目は、同一シンボル内で、同一データを別のサブキャリアへ配置する構成である。繰り返しとして、２回同じデータを送っており、受信側においては、先ほどと同様に、合成復号することで３ｄＢのパワー利得を得ることができ、同じデータが異なるサブキャリア位置に存在するため、マルチパス干渉が存在して特定のキャリアが消失して復号困難な場合でも、別のサブキャリア位置における同一データが消失していなければ、そのサブキャリアのデータを利用して復調可能となり、周波数ダイバーシティ効果を得ることができる。 The second is a configuration in which the same data is allocated to different subcarriers within the same symbol. As a repetition, the same data is sent twice, and on the receiving side, a power gain of 3 dB can be obtained by synthesizing and decoding as in the previous case, and the same data exists at different subcarrier positions. Even if path interference exists and a specific carrier is lost and decoding is difficult, if the same data at another subcarrier position is not lost, it can be demodulated using the data of that subcarrier, and the frequency diversity effect Can be obtained.

三つ目は、非特許文献１のＳｌｉｄｅ５に示されるようにサブキャリア方向に交換して配置する構成である。ここでも、繰り返しとして２回同じデータを送っており、受信側においては、同じデータであること利用して合成復号することで、３ｄＢのパワー利得を得ることができ、ロバスト性を高めることができる。さらに同じデータが異なるサブキャリア位置に存在するため、マルチパス干渉が存在して特定のキャリアが消失して復号困難な場合でも、別のサブキャリア位置における同一データが消失していなければ、そのサブキャリアのデータを利用して復調可能となり、周波数ダイバーシティ効果を得ることができる。 The third is a configuration in which replacement is made in the subcarrier direction as shown in Slide 5 of Non-Patent Document 1. Again, the same data is sent twice as a repetition, and on the receiving side, by combining and decoding using the same data, a power gain of 3 dB can be obtained and the robustness can be improved. . In addition, since the same data exists in different subcarrier positions, even if multipath interference exists and a specific carrier is lost and decoding is difficult, if the same data in another subcarrier position is not lost, Demodulation is possible using carrier data, and a frequency diversity effect can be obtained.

しかしながら、屋外環境でのデジタル伝送においては、伝送路の変化や伝送特性の向上といった観点から誤り訂正が必須であるが、バースト誤りのように連続した誤りが発生すると訂正能力を超えてしまい、訂正が不可能となる。非特許文献２にあるように地上波デジタルテレビジョン放送の伝送方式においては、時間インターリーブの機能があり、バースト誤りを分散させることが可能である。ただし、伝送遅延時間が大きく、双方向通信では用いることが困難という課題がある。 However, in digital transmission in an outdoor environment, error correction is indispensable from the viewpoint of changing the transmission path and improving transmission characteristics. However, if consecutive errors such as burst errors occur, the correction capability will be exceeded, and correction is required. Is impossible. As described in Non-Patent Document 2, the transmission system of terrestrial digital television broadcasting has a time interleaving function and can disperse burst errors. However, there is a problem that the transmission delay time is large and it is difficult to use in bidirectional communication.

一方、非特許文献３に記載のように、無線LANシステムでは時間インターリーブが用いられておらず、バースト誤り発生時には誤り訂正能力を超えてパケットエラーとなる課題がある。 On the other hand, as described in Non-Patent Document 3, time interleaving is not used in the wireless LAN system, and there is a problem that a packet error occurs beyond the error correction capability when a burst error occurs.

さらに、繰り返し伝送法として、同一のサブキャリアへ配置した場合、同一データの位相が同じであることから、時間軸波形の振幅のピーク対平均電力比（ＰｅａｋｔｏＡｖｅｒａｇｅＰｏｗｅｒＲａｔｉｏ：以下ＰＡＰＲと称す。）が高くなる。このＰＡＰＲが高いと平均電力に対して、瞬時的な大電力が必要になり、特に送信機内の信号増幅器は高い線形性特性が要求されることから、信号増幅器は高価格なものかつ消費電力のおおきなものとなる。特に消費電力が大きいと、モバイル端末には不向きである。また従来と同じ特性の信号増幅器を使用した場合は、無線信号に多くの歪みが発生し、送信品質が劣化するだけでなく、隣接チャンネルへの干渉妨害も懸念される。 Furthermore, as a repetitive transmission method, when arranged on the same subcarrier, the phase of the same data is the same, so the peak-to-average power ratio (hereinafter referred to as PAPR) of the amplitude of the time axis waveform is referred to as PAPR. ) Becomes higher. If this PAPR is high, instantaneous high power is required with respect to the average power. Particularly, since the signal amplifier in the transmitter is required to have high linearity characteristics, the signal amplifier is expensive and has low power consumption. It will be a big one. Particularly, when the power consumption is large, it is not suitable for a mobile terminal. In addition, when a signal amplifier having the same characteristics as the conventional one is used, a lot of distortion occurs in the radio signal, so that not only the transmission quality is deteriorated, but also interference with adjacent channels is concerned.

また、特許文献１においては、無線ＬＡＮにおける伝送路等化について記載している。特許文献１の図１２に示す基準シンボルで伝送路推定をすることで、伝送路等化を行っており、基準シンボルは１伝送フレームの先頭に配置されている。 Patent Document 1 describes transmission line equalization in a wireless LAN. Transmission path estimation is performed by estimating the transmission path using the reference symbol shown in FIG. 12 of Patent Document 1, and the reference symbol is arranged at the head of one transmission frame.

しかしながら、ＴＧａｈの要求仕様である、１ｋｍ伝送を確保するには屋外でのフェージング環境での受信が必須となる。特許文献１に示す伝送路等化では、フレームの先頭時の伝送路推定結果のみから伝送路等化を行うため、フレーム長が長い場合は、伝送路の変動に追従できない。さらには、非特許文献１記載の繰返し伝送においては、フレーム長が２倍程度になるため、特許文献１に示す伝送路等化では、伝送路変動への追従がより困難になるという課題がある。 However, reception in an outdoor fading environment is essential to secure 1 km transmission, which is a required specification of TGah. In the transmission path equalization shown in Patent Document 1, transmission path equalization is performed only from the transmission path estimation result at the beginning of the frame. Therefore, when the frame length is long, it is not possible to follow fluctuations in the transmission path. Furthermore, in the repetitive transmission described in Non-Patent Document 1, since the frame length is about twice, the transmission line equalization shown in Patent Document 1 has a problem that it is more difficult to follow the transmission line fluctuation. .

特開２００１−６９１１９号公報JP 2001-69119 A

HeejungYu他２名、“Repetition Schemes for TGah”、2011年11月7日、ＩＥＥＥ、インターネット（ＵＲＬ：https://mentor.ieee.org/802.11/documents?is_group=00ah,11-11-1490-01-00ah-repetition-schemes-for-tgah.pptx）HeejungYu and two others, “Repetition Schemes for TGah”, November 7, 2011, IEEE, Internet (URL: https://mentor.ieee.org/802.11/documents?is_group=00ah,11-11-1490-01 -00ah-repetition-schemes-for-tgah.pptx) ARIB STD-B31 「地上波デジタルテレビジョン放送の伝送方式」ARIB STD-B31 "Transmission method for terrestrial digital television broadcasting" IEEE Std. 802.11-2012 「Part 11:Wireless LAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer(PHY) Specifications」IEEE Std. 802.11-2012 "Part 11: Wireless LAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY) Specifications"

そこで本発明は、受信機で処理の遅延を必要とせず、バースト誤りへの耐性を強化する情報伝達手段を提供すること、および伝送路変動時の耐性向上可能で、かつＰＡＰＲ低減可能な情報伝達手段を提供することを目的とする。 Therefore, the present invention provides an information transmission means that enhances the tolerance to burst errors without requiring a processing delay at the receiver, and can improve the tolerance when the transmission path fluctuates and can reduce the PAPR. It aims to provide a means.

第１の発明に係る情報伝達手段は、直交変調を用いた情報伝達手段であって、送信するデータ系列を直交変調する際に、同相成分と直交成分の全てまたは一部のデータを重複して搬送波を変調することで、情報を伝達する。 The information transmission means according to the first invention is an information transmission means using quadrature modulation, and when performing orthogonal modulation on a data sequence to be transmitted, all or a part of the data of the in-phase component and the quadrature component is overlapped. Information is transmitted by modulating a carrier wave.

この手段により、情報の伝達に要する時間を増やすことなく、繰り返し伝送と同等の処理を行える。 By this means, processing equivalent to repeated transmission can be performed without increasing the time required for information transmission.

第２の発明に係る情報伝達手段は、第１の発明に加えて、同相成分のデータの時系列の並びと直交成分のデータの時系列の並びを、それぞれ独立して任意に並び替え、情報を伝達する。 In addition to the first invention, the information transmission means according to the second invention arbitrarily rearranges the time series of the in-phase component data and the time series of the quadrature component data independently, To communicate.

この手段により、受信機での処理の遅延を必要とせずバースト誤り耐性を向上でき、また伝送路変動時の耐性も向上する情報伝達手段を実現できる。 By this means, it is possible to realize an information transmission means that can improve the burst error resistance without requiring a processing delay at the receiver and also improve the resistance when the transmission path is changed.

第３の発明に係る情報伝達手段は、OFDM変調を用いた情報伝達手段であって、送信するデータ系列をOFDM変調する際に、同相成分と直交成分の全てまたは一部のデータを重複して搬送波を変調することで、情報を伝達する。 An information transmission means according to a third aspect of the present invention is an information transmission means using OFDM modulation, and when performing OFDM modulation on a data sequence to be transmitted, all or a part of data of the in-phase component and the quadrature component is overlapped. Information is transmitted by modulating a carrier wave.

第４の発明に係る情報伝達手段は、第３の発明に加えて、同相成分のデータの時系列の並びと直交成分のデータの時系列の並びを、それぞれ独立して任意に並び替え、情報を伝達する。 In addition to the third invention, the information transmission means according to the fourth invention arbitrarily rearranges the time series of the in-phase component data and the time series of the quadrature component data independently, To communicate.

第５の発明に係る情報伝達装置は、搬送波の同相成分と直交成分に全てまたは一部のデータが重複して存在する信号を受信する情報伝達装置であって、入力される2つ以上のデータから1つを選択し出力するデータ選択部を備え、データ選択部において同相成分と直交成分で重複するデータからいずれかを一方を選択する。 An information transmission apparatus according to a fifth aspect of the present invention is an information transmission apparatus for receiving a signal in which all or part of data overlaps in the in-phase component and the quadrature component of a carrier wave, and two or more input data A data selection unit that selects and outputs one of the data in the in-phase component and the quadrature component in the data selection unit.

この構成により、重複するデータからより雑音の影響が少ないデータを選択し、受信処理を行うことで、雑音耐性を向上できる。 With this configuration, it is possible to improve noise tolerance by selecting data with less noise influence from overlapping data and performing reception processing.

第６の発明に係る情報伝達装置は、搬送波の同相成分と直交成分に全てまたは一部のデータが重複して存在する信号を受信する情報伝達装置であって、入力される2つ以上のデータを用いて合成演算を行う合成演算部を備え、合成演算部において同相成分と直交成分で重複するデータを用いて合成演算を行う。 An information transmission apparatus according to a sixth aspect of the present invention is an information transmission apparatus for receiving a signal in which all or a part of data overlaps in the in-phase component and the quadrature component of a carrier wave, and two or more input data And a combining operation unit that performs combining operation using the data, and the combining operation unit performs combining operation using data that overlaps in-phase and quadrature components.

この構成により、合成演算により最大で３ｄＢのパワー利得を得ることで、雑音耐性を向上できる。 With this configuration, it is possible to improve noise resistance by obtaining a power gain of 3 dB at the maximum by the synthesis operation.

本発明によれば、全区間中、最大で半分のデータがバースト的な雑音の影響を受けても、残りのデータで復調できるため、バースト誤りへの耐性を向上することができる。 According to the present invention, even if a maximum of half of the data in all the sections is affected by burst noise, it can be demodulated with the remaining data, so that the tolerance to burst errors can be improved.

さらには、最短で従来の半分の時間で全データを受信することが可能であるため、プリアンブルだけで伝送路推定する無線LANでは、フェージング環境における伝送路変動時の耐性向上が実現できる。さらには、繰り返し伝送した場合でも、ＰＡＰＲの低減を実現することが出来る。 Furthermore, since it is possible to receive all data in the shortest half of the conventional time, a wireless LAN that estimates a transmission path using only the preamble can improve the resistance to transmission path fluctuations in a fading environment. Furthermore, PAPR can be reduced even when transmission is repeated.

送信するデータの時系列の並びを示す図である。It is a figure which shows the time series arrangement | sequence of the data to transmit. 本発明の実施の形態１における送信システムの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the transmission system in Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態１におけるデータ順序並び替え処理後のデータの時系列の並びを示す図である。It is a figure which shows the time series arrangement | sequence of the data after the data order rearrangement process in Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態１におけるデータ間引き処理後のデータの時系列の並びを示す図である。It is a figure which shows the time series arrangement | sequence of the data after the data thinning-out process in Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態１におけるデータ間引き処理後のデータの時系列の並びを示す図である。It is a figure which shows the time series arrangement | sequence of the data after the data thinning-out process in Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態１における受信システムの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the receiving system in Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態１における直交復調後のデータの時系列の並びを示す図である。It is a figure which shows the time series arrangement | sequence of the data after orthogonal demodulation in Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態１におけるＰ／Ｓ変換後のデータの時系列の並びを示す図である。It is a figure which shows the time series arrangement | sequence of the data after P / S conversion in Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態２における受信システムの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the receiving system in Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施の形態２における直交復調後のデータの時系列の並びを示す図である。It is a figure which shows the time series arrangement | sequence of the data after orthogonal demodulation in Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施の形態２におけるデータ順序並び替え処理後のデータの時系列の並びを示す図である。It is a figure which shows the time series arrangement | sequence of the data after the data order rearrangement process in Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施の形態２におけるデータ選択後のデータの時系列の並びを示す図である。It is a figure which shows the time series arrangement | sequence of the data after the data selection in Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施の形態３における受信システムの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the receiving system in Embodiment 3 of this invention. 本発明の実施の形態２における直交復調後のデータの時系列の並びを示す図である。It is a figure which shows the time series arrangement | sequence of the data after orthogonal demodulation in Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施の形態２におけるデータ順序並び替え処理後のデータの時系列の並びを示す図である。It is a figure which shows the time series arrangement | sequence of the data after the data order rearrangement process in Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施の形態２における合成演算後のデータの時系列の並びを示す図である。It is a figure which shows the time series arrangement | sequence of the data after the composition calculation in Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施の形態４における送信システムの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the transmission system in Embodiment 4 of this invention. 本発明の実施の形態４における受信システムの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the receiving system in Embodiment 4 of this invention. 本発明の実施の形態５における受信システムの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the receiving system in Embodiment 5 of this invention. 本発明の実施の形態６における受信システムの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the receiving system in Embodiment 6 of this invention. 実施形態７の送信システムのブロック図である。It is a block diagram of the transmission system of Embodiment 7. ＢＰＳＫマッピングのＩＱベクトル図である。It is an IQ vector diagram of BPSK mapping. ＢＰＳＫマッピングのＩＱベクトル図である。It is an IQ vector diagram of BPSK mapping. 第１位相回転回路と第２位相発生回路の出力の関係を表すＢＰＳＫマッピングのＩＱベクトル図である。It is an IQ vector diagram of BPSK mapping showing the relationship between the outputs of the first phase rotation circuit and the second phase generation circuit. 周波数領域ＯＦＤＭサブキャリア周波数配置の模式図である。It is a schematic diagram of a frequency domain OFDM subcarrier frequency arrangement. 実施形態７の受信システムのブロック図である。FIG. 10 is a block diagram of a receiving system according to a seventh embodiment. 実施形態８の送信システムのブロック図である。FIG. 10 is a block diagram of a transmission system according to an eighth embodiment. 実施形態８のＱＰＳＫマッピング入力データのタイミングチャート図である。FIG. 10 is a timing chart of QPSK mapping input data according to an eighth embodiment. 実施形態８の受信システムのブロック図である。FIG. 10 is a block diagram of a receiving system according to an eighth embodiment.

（実施形態１）
以下、本発明に係る情報伝達システムにおける送信データの生成方法について、図面を参照しながら説明する。 (Embodiment 1)
Hereinafter, a method of generating transmission data in the information transmission system according to the present invention will be described with reference to the drawings.

図１は、デジタルデータで構成される、データ系列ｄ（ｔ）１０１の時系列のデータの並びを示している。ｄ０〜ｄ７の値は０または１である。なお、ここではデータ数を８個として説明するが、これに限られるものではなく、データ数は自然数であればいくつであってもよい。 FIG. 1 shows an arrangement of time series data of a data series d (t) 101 composed of digital data. The values of d0 to d7 are 0 or 1. Here, the number of data is described as eight, but the number of data is not limited to this, and the number of data may be any number as long as it is a natural number.

図２は、本発明の第１の実施形態に係る情報伝送手段の送信システムにおけるマッピング部２の構成を示す。データ系列ｄ（ｔ）１０１は、図１で示したデータ系列ｄ（ｔ）１０１と同一である。 FIG. 2 shows the configuration of the mapping unit 2 in the transmission system for information transmission means according to the first embodiment of the present invention. The data series d (t) 101 is the same as the data series d (t) 101 shown in FIG.

データ順序並び替え２１１、２１２により、データの時系列の順序を並び替え、データ順序並び替え後同相成分用データ系列ｄｉ（ｔ）２０１およびデータ順序並び替え後直交成分用データ系列ｄｑ（ｔ）２０２を得る。このとき、データ順序並び替え２１１と２１２で行う順序並び替えの処理は同一でなくてもよい。図３は、図２におけるデータ順序並び替え後同相成分用データ系列ｄｉ（ｔ）２０１およびデータ順序並び替え後直交成分用データ系列ｄｑ（ｔ）２０２の時系列のデータの並びを示している。なお、ここでのデータ順序並び替え後同相成分用データ系列ｄｉ（ｔ）２０１およびデータ順序並び替え後直交成分用データ系列ｄｑ（ｔ）２０２のデータの並びは一例であり、データ順序並び替え２１１および２１２で行うデータ順序の並び替えの処理は、これに限るものではない。 The data order rearrangement 211, 212 rearranges the time series order of the data, the data order rearranged in-phase component data series di (t) 201 and the data order rearranged orthogonal component data series dq (t) 202. Get. At this time, the order rearrangement processing performed in the data order rearrangement 211 and 212 may not be the same. FIG. 3 shows an arrangement of time-series data of the in-phase component data series di (t) 201 after the data order rearrangement and the orthogonal component data series dq (t) 202 after the data order rearrangement in FIG. The data order of the in-phase component data series di (t) 201 after the data order rearrangement and the data series dq (t) 202 after the data order rearrangement is an example, and the data order rearrangement 211 The processing of rearranging the data order performed in steps 212 and 212 is not limited to this.

次に、データ間引き２１３、２１４により、データ系列の間引き処理を行い、データ間引き後同相成分用データ系列ｓｉ（ｔ）２０３およびデータ間引き後直交成分用データ系列ｓｑ（ｔ）２０４を得る。このとき、データ間引き２１３と２１４で行う間引きの処理は同一でなくてもよいが、間引くデータは２１３と２１４で排他的になるように処理を行う。すなわち、送信データ系列ｄ（ｔ）１０１に含まれる各データが、同相成分用データ系列ｓｉ（ｔ）２０３またはデータ間引き後直交成分用データ系列ｓｑ（ｔ）２０４のいずれかに必ず含まれるように間引きを行う。図４は、図２におけるデータ間引き後同相成分用データ系列ｓｉ（ｔ）２０３およびデータ間引き後直交成分用データ系列ｓｑ（ｔ）２０４の時系列のデータの並びを示している。なお、ここでのデータ間引き後同相成分用データ系列ｓｉ（ｔ）２０３およびデータ間引き後直交成分用データ系列ｓｑ（ｔ）２０４のデータの並びは一例であり、データ間引き２１３および２１４で行う間引きの処理は、これに限るものではない。また、ここでの間引き処理は、重複させるデータ数を制限することで伝送効率を向上させることを意図したものであり、全てのデータを重複させる場合は省略してもよい。 Next, the data series is thinned out by data thinning out 213 and 214 to obtain a data series for in-phase component si (t) 203 after data thinning and a data series for orthogonal component after data thinning out sq (t) 204. At this time, the thinning processing performed by the data thinning-out 213 and 214 may not be the same, but the thinning-out data is processed so as to be exclusive at 213 and 214. That is, each data included in the transmission data sequence d (t) 101 is necessarily included in either the in-phase component data sequence si (t) 203 or the data component sq (t) 204 after decimation. Perform thinning. FIG. 4 shows an arrangement of time-series data of the in-phase component data series si (t) 203 after data decimation and the post-thinning orthogonal component data series sq (t) 204 in FIG. The arrangement of data in the in-phase component data series si (t) 203 after data decimation and the orthogonal component data series sq (t) 204 after data decimation is an example, and the decimation performed in the data decimation 213 and 214 is performed. The processing is not limited to this. The thinning process here is intended to improve the transmission efficiency by limiting the number of data to be duplicated, and may be omitted when all the data is duplicated.

その後、ＢＰＳＫマッピング２１５、２１６でＢＰＳＫ変調を行い、ＢＰＳＫ変調後同相成分用データ系列ｂｉ（ｔ）２０５およびデータ選別後直交成分用データ系列ｂｑ（ｔ）２０６を得る。図５は、図２におけるＢＰＳＫ変調後同相成分用データ系列ｂｉ（ｔ）２０５およびＢＰＳＫ変調後データ選別後直交成分用データ系列ｂｑ（ｔ）２０６の時系列のデータの並びを示している。 Thereafter, BPSK modulation is performed by the BPSK mapping 215 and 216, and a post-BPSK modulated in-phase component data series bi (t) 205 and a post-selection quadrature component data series bq (t) 206 are obtained. FIG. 5 shows the time-series data arrangement of the in-phase component data series bi (t) 205 after BPSK modulation and the orthogonal component data series bq (t) 206 after data selection after BPSK modulation in FIG.

その後、直交変調２１７において、ＢＰＳＫ変調後同相成分用データ系列ｂｉ（ｔ）２０５およびＢＰＳＫ変調後データ選別後直交成分用データ系列ｂｑ（ｔ）２０６のデータ系列を用いて所望の周波数の搬送波を変調するる直交変調を行い、送信データｘ１（ｔ）２０７を得る。 Thereafter, in quadrature modulation 217, a carrier wave having a desired frequency is modulated using the data sequence of the in-phase component data sequence bi (t) 205 after BPSK modulation and the data sequence bq (t) 206 after post-BPSK modulation data selection. The transmission data x1 (t) 207 is obtained.

なお、ここで示した送信データ生成の手順は一例であり、ＢＰＳＫマッピング２１１および２１２に入力されるデータ系列を構成するデータの一部、または全てが重複していれば、各処理を省いてもよいし、順序を並び替えてもよい。また、ここではマッピング方式をＢＰＳＫとして説明したが、必ずしもこれに限るものではない。 Note that the transmission data generation procedure shown here is an example, and if some or all of the data constituting the data series input to the BPSK mappings 211 and 212 is duplicated, each process may be omitted. The order may be rearranged. Although the mapping method has been described as BPSK here, the mapping method is not necessarily limited thereto.

続いて、以下、本発明の第1の実施に係る情報伝達装置における受信データの処理方法について、図面を参照しながら説明する。図6は、本発明の第２の実施に係る伝送のデータ受信部６の構成を示している。受信データｒ１（ｔ）６０１に対し、直交復調６１１において直交復調を行い、直交復調後同相成分データ系列ｒ１ｉ（ｔ）６０３と直交復調後同相成分データ系列ｒ１ｑ（ｔ）６０４を得る。図７は、図６における直交復調後同相成分データ系列ｒ１ｉ（ｔ）６０３および直交復調後直交成分データ系列ｒ１ｑ（ｔ）６０４の時系列のデータの並びを示している。なお、ここでの直交復調後同相成分データ系列ｒ１ｉ（ｔ）６０３および直交復調後直交成分データ系列ｒ１ｑ（ｔ）６０４のデータの並びは一例であり、これに限るものではない。また、ここではデータ数を８個として説明するが、これに限られるものではなく、データ数は自然数であればいくつであってもよい。 Next, a received data processing method in the information transmission apparatus according to the first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 6 shows a configuration of a data receiving unit 6 for transmission according to the second embodiment of the present invention. The received data r1 (t) 601 is quadrature demodulated in the quadrature demodulation 611 to obtain an in-phase component data sequence r1i (t) 603 after quadrature demodulation and an in-phase component data sequence r1q (t) 604 after quadrature demodulation. FIG. 7 shows an arrangement of time-series data of the quadrature demodulated in-phase component data series r1i (t) 603 and the quadrature demodulated quadrature component data series r1q (t) 604 in FIG. Here, the arrangement of the data of the in-phase component data series r1i (t) 603 after quadrature demodulation and the quadrature component data series r1q (t) 604 after quadrature demodulation is an example, and the present invention is not limited to this. Although the number of data is described here as eight, the number of data is not limited to this, and the number of data may be any number as long as it is a natural number.

次に、Ｐ／Ｓ変換６１２において、パラレルに入力される直交復調後同相成分データ系列ｒ１ｉ（ｔ）６０３および直交復調後直交成分データ系列ｒ１ｑ（ｔ）６０４のデータをシリアル系列に変換し、データ系列ｄ１（ｔ）を得る。図８はデータ系列ｄ１（ｔ）６０２の時系列のデータの並びを示している。なお、ここでのデータ系列ｄ１（ｔ）６０２のデータの並びは一例であり、Ｐ／Ｓ変換６１２において入力されるデータのうち、いずれから出力するかの選択を制限するものではない。 Next, in the P / S conversion 612, the data of the quadrature demodulated in-phase component data sequence r1i (t) 603 and the quadrature demodulated quadrature component data sequence r1q (t) 604 input in parallel are converted into serial sequences, and the data A sequence d1 (t) is obtained. FIG. 8 shows an arrangement of time series data of the data series d1 (t) 602. Note that the arrangement of data in the data series d1 (t) 602 here is an example, and does not limit the selection of data to be output from among the data input in the P / S conversion 612.

以上の処理により、例えば図7に示すように、最短で全受信データのうち、半分まで受信できれば、全送信データを得ることができる。これにより、情報を伝送している期間中に伝送路が変動するような環境においても変動の影響を受けにくくなり、フェージング環境における伝送路変動時の耐性向上が実現できる。 As a result of the above processing, as shown in FIG. 7, for example, as long as half of all received data can be received in the shortest time, all transmitted data can be obtained. As a result, even in an environment where the transmission path fluctuates during a period in which information is transmitted, it is less susceptible to fluctuations, and it is possible to realize improved resistance when the transmission path changes in a fading environment.

（実施形態２）
図９は、本発明の第２の実施に係る伝送のデータ受信部９の構成を示している。受信データｒ２（ｔ）９０１に対し、直交復調９１１において直交復調を行い、直交復調後同相成分データ系列ｒ２ｉ（ｔ）９０３と直交復調後同相成分データ系列ｒ２ｑ（ｔ）９０４を得る。図１０は、図９における直交復調後同相成分データ系列ｒ２ｉ（ｔ）９０３および直交復調後直交成分データ系列ｒ２ｑ（ｔ）９０４の時系列のデータの並びを示している。なお、ここでの直交復調後同相成分データ系列ｒ２ｉ（ｔ）９０３および直交復調後直交成分データ系列ｒ２ｑ（ｔ）９０４のデータの並びは一例であり、これに限るものではない。また、ここではデータ数を８個として説明するが、これに限られるものではなく、データ数は自然数であればいくつであってもよい。 (Embodiment 2)
FIG. 9 shows the configuration of a data receiving unit 9 for transmission according to the second embodiment of the present invention. The received data r2 (t) 901 is subjected to quadrature demodulation in the quadrature demodulation 911 to obtain an in-phase component data sequence r2i (t) 903 after quadrature demodulation and an in-phase component data sequence r2q (t) 904 after quadrature demodulation. FIG. 10 shows an arrangement of time-series data of the quadrature demodulated in-phase component data series r2i (t) 903 and the quadrature demodulated quadrature component data series r2q (t) 904 in FIG. Note that the arrangement of data of the quadrature demodulated in-phase component data series r2i (t) 903 and the quadrature demodulated quadrature component data series r2q (t) 904 is an example, and the present invention is not limited to this. Although the number of data is described here as eight, the number of data is not limited to this, and the number of data may be any number as long as it is a natural number.

次に、データ順序並び替え９１２、９１３により、データの時系列の順序を並び替え、データ順序並び替え後同相成分データ系列ｗ２ｉ（ｔ）９０５およびデータ順序並び替え後直交成分データ系列ｗ２ｑ（ｔ）９０６を得る。このとき、データ順序並び替え９１２では、図２に示すデータ順序並び替え２１１のデータ順序の並び替えの処理内容が既知であり、それに基づきデータの順序を並び替える。同様に、データ順序並び替え９１３では、図２に示すデータ順序並び替え２１２のデータ順序の並び替えの処理内容が既知であり、それに基づきデータの順序を並び替える。図１１は、図９におけるデータ順序並び替え後同相成分データ系列ｗ２ｉ（ｔ）９０５およびデータ順序並び替え後直交成分データ系列ｗ２ｑ（ｔ）９０６の時系列のデータの並びを示している。なお、ここでのデータ順序並び替え後同相成分データ系列ｗ２ｉ（ｔ）９０５およびデータ順序並び替え後直交成分データ系列ｗ２ｑ（ｔ）９０６のデータの並びは一例であり、データ順序並び替え９１２および９１３で行うデータ順序の並び替えの処理は、これに限るものではない。 Next, the order of data is rearranged by the data order rearrangement 912, 913, the in-phase component data series w2i (t) 905 after the data order rearrangement, and the orthogonal component data series w2q (t) after the data order rearrangement. 906 is obtained. At this time, in the data order rearrangement 912, the processing contents of the data order rearrangement of the data order rearrangement 211 shown in FIG. 2 are known, and the data order is rearranged based on the processing contents. Similarly, in the data order rearrangement 913, the processing content of the data order rearrangement of the data order rearrangement 212 shown in FIG. 2 is known, and the data order is rearranged based on the processing contents. FIG. 11 shows the time-series data arrangement of the in-phase component data series w2i (t) 905 after data order rearrangement and the orthogonal component data series w2q (t) 906 after data order rearrangement in FIG. The data order of the in-phase component data series w2i (t) 905 after data order rearrangement and the orthogonal component data series w2q (t) 906 after data order rearrangement is an example, and data order rearrangement 912 and 913 is performed. The processing of rearranging the data order performed in is not limited to this.

次に、データ選択９１４により、データ順序並び替え後同相成分データ系列ｗ２ｉ（ｔ）９０５およびデータ順序並び替え後直交成分データ系列ｗ２ｑ（ｔ）９０６のデータから、重複するデータのいずれか一方を選択し、データ系列ｄ２（ｔ）９０２を得る。図１２はデータ系列ｄ２（ｔ）９０２の時系列のデータの並びを示している。以上の処理により、例えば図１０に示すように受信データの一部がバースト的に雑音の影響を強く受けた場合でも、図１２に示すように、重複するデータのうち、雑音の影響を受けていないデータを選択することで、安定した受信を実現することが可能となる。 Next, the data selection 914 selects any one of the overlapping data from the data of the in-phase component data series w2i (t) 905 after the data order rearrangement and the data of the orthogonal component data series w2q (t) 906 after the data order rearrangement. The data series d2 (t) 902 is obtained. FIG. 12 shows the arrangement of time-series data of the data series d2 (t) 902. With the above processing, for example, as shown in FIG. 10, even when a part of the received data is strongly influenced by noise in a burst manner, as shown in FIG. By selecting no data, stable reception can be realized.

（実施形態３）
図１３は、本発明の第３の実施に係る情報伝送装置のデータ受信部１３の構成を示している。受信データｒ３（ｔ）１３０１に対し、直交復調１３１１において直交復調を行い、直交復調後同相成分データ系列ｒ３ｉ（ｔ）１３０３と直交復調後同相成分データ系列ｒ３ｑ（ｔ）１３０４を得る。図１４は、図１３における直交復調後同相成分データ系列ｒ３ｉ（ｔ）１３０３および直交復調後直交成分データ系列ｒ３ｑ（ｔ）１３０４の時系列のデータの並びを示している。なお、ここでの直交復調後同相成分データ系列ｒ３ｉ（ｔ）１３０３および直交復調後直交成分データ系列ｒ３ｑ（ｔ）１３０４のデータの並びは一例であり、これに限るものではない。また、ここではデータ数を８個として説明するが、これに限られるものではなく、データ数は自然数であればいくつであってもよい。次に、データ順序並び替え１３１２、１３１３により、データの時系列の順序を並び替え、データ順序並び替え後同相成分データ系列ｗ３ｉ（ｔ）１３０５およびデータ順序並び替え後直交成分データ系列ｗ３ｑ（ｔ）１３０６を得る。このとき、データ順序並び替え１３１２では、図２に示すデータ順序並び替え２１１のデータ順序の並び替えの処理内容が既知であり、それに基づきデータの順序を並び替える。同様に、データ順序並び替え１３１３では、図２に示すデータ順序並び替え２１２のデータ順序の並び替えの処理内容が既知であり、それに基づきデータの順序を並び替える。図１５は、図１３におけるデータ順序並び替え後同相成分データ系列ｗ３ｉ（ｔ）１３０５およびデータ順序並び替え後直交成分データ系列ｗ３ｑ（ｔ）１３０６の時系列のデータの並びを示している。なお、ここでのデータ順序並び替え後同相成分データ系列ｗ３（ｔ）１３０５およびデータ順序並び替え後直交成分データ系列ｗ３ｑ（ｔ）１３０６のデータの並びは一例であり、データ順序並び替え１３１２および１３１３で行うデータ順序の並び替えの処理は、これに限るものではない。次に、合成演算１３１１において、データ順序並び替え後同相成分データ系列ｗ３ｉ（ｔ）１３０５およびデータ順序並び替え後直交成分データ系列ｗ３ｑ（ｔ）１３０６のデータから、重複するデータを用いて合成演算を行い、データ系列ｄ３（ｔ）１３０２を得る。図１６はデータ系列ｄ３（ｔ）１３０２の時系列のデータの並びを示している。合成演算１３１１における合成演算により、最大で３ｄＢのパワー利得を得ることで、安定した受信を実現することが可能となる。 (Embodiment 3)
FIG. 13 shows the configuration of the data receiver 13 of the information transmission apparatus according to the third embodiment of the present invention. The received data r3 (t) 1301 is subjected to quadrature demodulation in the quadrature demodulation 1311 to obtain an in-phase component data sequence r3i (t) 1303 after quadrature demodulation and an in-phase component data sequence r3q (t) 1304 after quadrature demodulation. FIG. 14 shows an arrangement of time-series data of the quadrature demodulated in-phase component data series r3i (t) 1303 and the quadrature demodulated quadrature component data series r3q (t) 1304 in FIG. Note that the data arrangement of the post-quadrature demodulated in-phase component data series r3i (t) 1303 and the quadrature demodulated quadrature component data series r3q (t) 1304 is an example, and the present invention is not limited to this. Although the number of data is described here as eight, the number of data is not limited to this, and the number of data may be any number as long as it is a natural number. Next, the data order rearrangement 1312 and 1313 rearrange the time series order of the data, the data order rearranged in-phase component data series w3i (t) 1305 and the data order rearranged orthogonal component data series w3q (t). 1306 is obtained. At this time, in the data order rearrangement 1312, the processing contents of the data order rearrangement in the data order rearrangement 211 shown in FIG. 2 are known, and the data order is rearranged based on the processing contents. Similarly, in the data order rearrangement 1313, the processing contents of the data order rearrangement in the data order rearrangement 212 shown in FIG. 2 are known, and the data order is rearranged based on the processing contents. FIG. 15 shows the time-series data arrangement of the in-phase component data series w3i (t) 1305 after the data order rearrangement and the orthogonal component data series w3q (t) 1306 after the data order rearrangement in FIG. Note that the data order of the in-phase component data series w3 (t) 1305 after data order rearrangement and the orthogonal component data series w3q (t) 1306 after data order rearrangement is an example, and data order rearrangement 1312 and 1313 is performed. The processing of rearranging the data order performed in is not limited to this. Next, in the combining operation 1311, combining operation is performed using overlapping data from the data of the in-phase component data series w3i (t) 1305 after the data order rearrangement and the orthogonal component data series w3q (t) 1306 after the data order rearranging. To obtain a data series d3 (t) 1302. FIG. 16 shows the arrangement of time-series data of the data series d3 (t) 1302. A stable reception can be realized by obtaining a power gain of 3 dB at the maximum by the synthesis operation in the synthesis operation 1311.

（実施形態４）
図１７は、本発明の第４の実施形態に係る情報伝送手段の送信システムにおけるマッピング部１７の構成を示す。図１７において、図２と同一部分には同一符号を付して示す。 (Embodiment 4)
FIG. 17 shows the configuration of the mapping unit 17 in the transmission system for information transmission means according to the fourth embodiment of the present invention. In FIG. 17, the same parts as those of FIG.

ＯＦＤＭ直交変調１７１１において、ＢＰＳＫ変調後同相成分用データ系列ｂｉ（ｔ）２０５およびＢＰＳＫ変調後データ選別後直交成分用データ系列ｂｑ（ｔ）２０６のデータ系列を用いて所望の周波数の搬送波を変調するる直交変調を行い、送信データｘ２（ｔ）１７０１を得る。 In OFDM quadrature modulation 1711, a carrier wave of a desired frequency is modulated using data sequences of in-phase component data sequence bi (t) 205 after BPSK modulation and quadrature component data sequence bq (t) 206 after post-BPSK modulation data selection. Transmission data x2 (t) 1701 is obtained.

続いて、以下、本発明の第４の実施に係る情報伝達装置における受信データの処理方法について、図面を参照しながら説明する。図１８は、本発明の第４の実施に係る伝送のデータ受信部１８の構成を示している。受信データｒ４（ｔ）１８０１に対し、ＯＦＤＭ復調１８１１においてＯＦＤＭ復調を行い、ＯＦＤＭ復調後同相成分データ系列ｒ４ｉ（ｔ）１８０３とＯＦＤＭ復調後同相成分データ系列ｒ４ｑ（ｔ）１８０４を得る。次に、Ｐ／Ｓ変換１８１２において、パラレルに入力されるＯＦＤＭ復調後同相成分データ系列ｒ４ｉ（ｔ）１８０３およびＯＦＤＭ復調後直交成分データ系列ｒ４ｑ（ｔ）１８０４のデータをシリアル系列に変換し、データ系列ｄ４（ｔ）を得る。 Subsequently, a received data processing method in the information transmission apparatus according to the fourth embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 18 shows a configuration of a data receiving unit 18 for transmission according to the fourth embodiment of the present invention. OFDM demodulation 1811 performs OFDM demodulation on received data r4 (t) 1801 to obtain in-phase component data series r4i (t) 1803 after OFDM demodulation and in-phase component data series r4q (t) 1804 after OFDM demodulation. Next, in the P / S conversion 1812, the data of the OFDM demodulated in-phase component data series r4i (t) 1803 and the OFDM demodulated quadrature component data series r4q (t) 1804 input in parallel are converted into serial series data. A sequence d4 (t) is obtained.

以上の処理により、ＯＦＤＭシンボル内のサブキャリアの配置に対してインターリーブを行う周波数インターリーブと同等の処理を実現でき、安定した情報伝達を実現することができる。 With the above processing, processing equivalent to frequency interleaving that performs interleaving on the arrangement of subcarriers in the OFDM symbol can be realized, and stable information transmission can be realized.

（実施形態５）
図１９は、本発明の第２の実施に係る伝送のデータ受信部１９の構成を示している。受信データｒ５（ｔ）１９０１に対し、ＯＦＤＭ復調１９１１においてＯＦＤＭ復調を行い、ＯＦＤＭ復調後同相成分データ系列ｒ５ｉ（ｔ）１９０３とＯＦＤＭ復調後同相成分データ系列ｒ５ｑ（ｔ）１９０４を得る。次に、データ順序並び替え１９１２、１９１３により、データの時系列の順序を並び替え、データ順序並び替え後同相成分データ系列ｗ５ｉ（ｔ）１９０５およびデータ順序並び替え後直交成分データ系列ｗ５ｑ（ｔ）１９０６を得る。このとき、データ順序並び替え１９１２では、図１７に示すデータ順序並び替え２１１のデータ順序の並び替えの処理内容が既知であり、それに基づきデータの順序を並び替える。同様に、データ順序並び替え１９１３では、図１７に示すデータ順序並び替え２１２のデータ順序の並び替えの処理内容が既知であり、それに基づきデータの順序を並び替える。 (Embodiment 5)
FIG. 19 shows a configuration of a data receiving unit 19 for transmission according to the second embodiment of the present invention. OFDM demodulation 1911 performs OFDM demodulation on the received data r5 (t) 1901 to obtain an OFDM demodulated in-phase component data sequence r5i (t) 1903 and an OFDM demodulated in-phase component data sequence r5q (t) 1904. Next, the data order rearrangement 1912 and 1913 rearrange the time series order of the data, and the data order rearranged in-phase component data series w5i (t) 1905 and the data order rearranged orthogonal component data series w5q (t). 1906 is obtained. At this time, in the data order rearrangement 1912, the processing contents of the data order rearrangement in the data order rearrangement 211 shown in FIG. 17 are known, and the data order is rearranged based on the processing contents. Similarly, in the data order rearrangement 1913, the processing contents of the data order rearrangement of the data order rearrangement 212 shown in FIG. 17 are known, and the data order is rearranged based on the processing contents.

次に、データ選択１９１４により、データ順序並び替え後同相成分データ系列ｗ５ｉ（ｔ）１９０５およびデータ順序並び替え後直交成分データ系列ｗ５ｑ（ｔ）１９０６のデータから、重複するデータのいずれか一方を選択し、データ系列ｄ５（ｔ）１９０２を得る。以上の処理により、サブキャリアの一部がバースト的に雑音の影響を強く受けた場合でも、重複するデータのうち、雑音の影響を受けていないデータを選択することで、安定した受信を実現することが可能となる。 Next, the data selection 1914 selects either one of the overlapping data from the data of the in-phase component data series w5i (t) 1905 after the data order rearrangement and the orthogonal component data series w5q (t) 1906 after the data order rearrangement. The data series d5 (t) 1902 is obtained. Through the above processing, even if some of the subcarriers are strongly affected by noise in a burst, stable data can be received by selecting data that is not affected by noise from among the overlapping data. It becomes possible.

（実施形態６）
図２０は、本発明の第６の実施に係る情報伝送装置のデータ受信部２０の構成を示している。受信データｒ６（ｔ）２００１に対し、ＯＦＤＭ復調２０１１においてＯＦＤＭ復調を行い、ＯＦＤＭ復調後同相成分データ系列ｒ６ｉ（ｔ）２００３とＯＦＤＭ復調後同相成分データ系列ｒ６ｑ（ｔ）２００４を得る。 (Embodiment 6)
FIG. 20 shows the configuration of the data receiving unit 20 of the information transmission apparatus according to the sixth embodiment of the present invention. The received data r6 (t) 2001 is subjected to OFDM demodulation in the OFDM demodulation 2011, and an OFDM demodulated in-phase component data series r6i (t) 2003 and an OFDM demodulated in-phase component data series r6q (t) 2004 are obtained.

次に、データ順序並び替え２０１２、２０１３により、データの時系列の順序を並び替え、データ順序並び替え後同相成分データ系列ｗ６ｉ（ｔ）２００５およびデータ順序並び替え後直交成分データ系列ｗ６ｑ（ｔ）２００６を得る。このとき、データ順序並び替え２０１２では、図１７に示すデータ順序並び替え２１１のデータ順序の並び替えの処理内容が既知であり、それに基づきデータの順序を並び替える。同様に、データ順序並び替え２０１３では、図１７に示すデータ順序並び替え２１２のデータ順序の並び替えの処理内容が既知であり、それに基づきデータの順序を並び替える。 Next, the data order rearrangement 2012, 2013 rearranges the time series order of the data, the data order rearranged in-phase component data series w6i (t) 2005, and the data order rearranged orthogonal component data series w6q (t). Get 2006. At this time, in the data order rearrangement 2012, the processing contents of the data order rearrangement in the data order rearrangement 211 shown in FIG. 17 are known, and the data order is rearranged based on the processing contents. Similarly, in the data order rearrangement 2013, the processing contents of the data order rearrangement in the data order rearrangement 212 shown in FIG. 17 are known, and the data order is rearranged based on the processing contents.

次に、合成演算２０１１において、データ順序並び替え後同相成分データ系列ｗ６ｉ（ｔ）２００５およびデータ順序並び替え後直交成分データ系列ｗ６ｑ（ｔ）２００６のデータから、重複するデータを用いて合成演算を行い、データ系列ｄ６（ｔ）２００２を得る。合成演算２０１１における合成演算により、最大で３ｄＢのパワー利得を得ることで、安定した受信を実現することが可能となる。 Next, in the combining operation 2011, combining operation is performed using overlapping data from the data of the in-phase component data series w6i (t) 2005 after the data order rearrangement and the data of the orthogonal component data series w6q (t) 2006 after the data order rearranging. To obtain a data series d6 (t) 2002. By obtaining a maximum power gain of 3 dB by the synthesis operation in the synthesis operation 2011, stable reception can be realized.

（実施形態７）
図２１は、実施形態７の送信システムのブロック図である。送信システムは、ＢＰＳＫマッピング３００１、第１位相回転回路３００２、第２位相回転回路３００３、第１位相発生回路３００４、第２位相発生回路３００５、Ｓ／Ｐ変換３００６、ＯＦＤＭ変調回路３００７、アンテナから構成される。送信システムには、図１に示したデータ系列ｄ(ｔ)１０１がＢＰＳＫマッピング３００１に供給される。ＢＰＳＫマッピングは、データ系列d（ｔ）１０１を所定のレベルにマッピングし、ＩＱベクトル信号として第１位相回転回路３００２に供給する。第１位相発生回路３００４は、送信側と受信側で予め定められたシーケンスに従い特定の複数位相を発生し、第１位相回路３００２に供給する。第１位相回転回路３００２は、第１位相発生回路３００４の出力位相に従い、ＩＱベクトル信号に位相回転を施し、第２位相回転回路３００３とＳ／Ｐ変換３００６へＩＱベクトル信号を出力する。
第２位相発生回路３００５は、送信側と受信側で予め定められたシーケンスに従い、π／２または−π／２の位相を発生し、第２位相回転回路３００３に供給する。第２位相回転回路３００３は、第２位相発生回路３００５の出力位相に従い、ＩＱベクトル信号に位相回転を施し、Ｓ／Ｐ変換３００６へＩＱベクトル信号を出力する。Ｓ／Ｐ変換回路３００６は、ＩＱベクトル信号をサブキャリアデータとして多重するため、所定のシーケンスに従い、ＩＱベクトル信号をシリアルパラレル変換し、周波数領域ＯＦＤＭサブキャリア信号としてＯＦＤＭシンボル単位でＯＦＤＭ変調回路３００７へ供給する。ＯＦＤＭ変調回路３００７は、周波数領域ＯＦＤＭサブキャリア信号を入力し、ＩＦＦＴ処理により周波数領域から時間領域に変換し、所定のガードインターバル期間を付加し、ＲＦ帯にアップコンバートし、ＲＦ帯の時間領域ＯＦＤＭ信号としてアンテナ３００８から空中に電波として放出する。 (Embodiment 7)
FIG. 21 is a block diagram of a transmission system according to the seventh embodiment. The transmission system includes a BPSK mapping 3001, a first phase rotation circuit 3002, a second phase rotation circuit 3003, a first phase generation circuit 3004, a second phase generation circuit 3005, an S / P conversion 3006, an OFDM modulation circuit 3007, and an antenna. Is done. In the transmission system, the data series d (t) 101 shown in FIG. 1 is supplied to the BPSK mapping 3001. In the BPSK mapping, the data series d (t) 101 is mapped to a predetermined level and supplied to the first phase rotation circuit 3002 as an IQ vector signal. The first phase generation circuit 3004 generates a plurality of specific phases in accordance with a predetermined sequence on the transmission side and the reception side, and supplies the plurality of phases to the first phase circuit 3002. The first phase rotation circuit 3002 performs phase rotation on the IQ vector signal according to the output phase of the first phase generation circuit 3004, and outputs the IQ vector signal to the second phase rotation circuit 3003 and the S / P converter 3006.
The second phase generation circuit 3005 generates a phase of π / 2 or −π / 2 according to a sequence predetermined on the transmission side and the reception side, and supplies the phase to the second phase rotation circuit 3003. The second phase rotation circuit 3003 performs phase rotation on the IQ vector signal according to the output phase of the second phase generation circuit 3005, and outputs the IQ vector signal to the S / P conversion 3006. Since the S / P conversion circuit 3006 multiplexes the IQ vector signal as subcarrier data, the S / P conversion circuit 3006 serial-parallel converts the IQ vector signal according to a predetermined sequence, and sends it to the OFDM modulation circuit 3007 as a frequency domain OFDM subcarrier signal in OFDM symbol units. Supply. The OFDM modulation circuit 3007 receives the frequency domain OFDM subcarrier signal, converts the frequency domain to the time domain by IFFT processing, adds a predetermined guard interval period, up-converts to the RF band, and performs the time domain OFDM of the RF band. A signal is emitted as a radio wave from the antenna 3008 into the air.

図２２はＢＰＳＫマッピング３００１のマッピングを表すＩＱベクトル図である。ｄ（ｔ）＝０の場合は（Ｉ，Ｑ）＝（−１，０）、ｄ（ｔ）＝１の場合は（Ｉ，Ｑ）＝（１，０）のレベルにマッピングされる。次に、第１位相回転回路３００２、第１位相発生回路３００４の動作の詳細を説明する。第１位相発生回路３００４は例えば、所定シーケンスとしてＯＦＤＭパケット送信するデータ系列番号の偶数番号を０位相、奇数番号をπ位相と定める。第１位相回転回路３００２は、入力するＩＱベクトル信号を０またはπ位相回転して出力することで、ＩＱベクトル位相を２値から４値に分散することにより、後段処理の時間領域ＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲを小さくする。図２３に第１位相回転回路３００２の出力のＢＰＳＫマッピングのＩＱベクトル図である。データ系列が偶数番号の場合は図２３（ａ）に示す通り（Ｉ，Ｑ）＝（−１，０）、（１，０）となり、データ系列が奇数番号の場合は図２３（ｂ）に示す通り（Ｉ，Ｑ）＝（０，−１）、（０，１）となる。次に図２４に第１位相回転回路３００２と第２位相発生回路の出力の関係を表すＢＰＳＫマッピングのＩＱベクトル図を示す。ＩＱベクトルのマッピングポイントを第１位相回転回路３００２出力を白丸、第２位相回転回路３００３の出力を黒丸で表すと、第２位相回転回路３００３の出力は、ｔが偶数、奇数番号に関わらず、π／２または−π／２位相を回転することから、第１位相回転回路３００２と直交関係になる。この位相の分散性を利用することにより、同一データをＯＦＤＭシンボルに繰り返し多重した時間領域ＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲを小さくすることが可能となる。図２５は、Ｓ／Ｐ変換３００６の出力である周波数領域ＯＦＤＭサブキャリア周波数配置の模式図である。 FIG. 22 is an IQ vector diagram showing mapping of the BPSK mapping 3001. When d (t) = 0, (I, Q) = (− 1,0), and when d (t) = 1, mapping is performed to the level of (I, Q) = (1,0). Next, details of operations of the first phase rotation circuit 3002 and the first phase generation circuit 3004 will be described. For example, the first phase generation circuit 3004 determines the even number of the data sequence number for transmitting the OFDM packet as a predetermined sequence as 0 phase and the odd number as π phase. The first phase rotation circuit 3002 rotates the input IQ vector signal by 0 or π phase and outputs it to disperse the IQ vector phase from binary to quaternary, so that the PAPR of the time domain OFDM signal for post-processing is obtained. Make it smaller. FIG. 23 is an IQ vector diagram of BPSK mapping of the output of the first phase rotation circuit 3002. When the data series is an even number, (I, Q) = (− 1, 0), (1, 0) as shown in FIG. 23A, and when the data series is an odd number, FIG. As shown, (I, Q) = (0, −1), (0, 1). Next, FIG. 24 shows an IQ vector diagram of BPSK mapping representing the relationship between the outputs of the first phase rotation circuit 3002 and the second phase generation circuit. If the mapping point of the IQ vector is represented by a white circle for the output of the first phase rotation circuit 3002 and the output of the second phase rotation circuit 3003 by a black circle, the output of the second phase rotation circuit 3003 is regardless of whether t is an even number or an odd number. Since the phase of π / 2 or −π / 2 is rotated, the first phase rotation circuit 3002 has an orthogonal relationship. By using this phase dispersion, it is possible to reduce the PAPR of a time-domain OFDM signal in which the same data is repeatedly multiplexed on OFDM symbols. FIG. 25 is a schematic diagram of a frequency domain OFDM subcarrier frequency arrangement that is an output of the S / P conversion 3006.

横軸は周波数方向を表し、サブキャリア番号、−２６〜−１、１〜２６にＩＱベクトル信号となったデータとパイロット信号が多重されている。ここで実線はデータを表し、破線はパイロット信号を表す。例えば、図２５に示すように、Ｓ／Ｐ変換３００６は同一データｄ（ｔ）の一方である、第１位相回転回路３００２のＩＱベクトル信号を負のサブキャリア番号に多重し、第２位相回転回路３００３のＩＱベクトル信号を正のサブキャリア番号に多重し、ＯＦＤＭ変調回路に出力する。 The horizontal axis represents the frequency direction, and the subcarrier numbers, −26 to −1 and 1 to 26, are multiplexed data and pilot signals that are IQ vector signals. Here, a solid line represents data, and a broken line represents a pilot signal. For example, as shown in FIG. 25, the S / P conversion 3006 multiplexes the IQ vector signal of the first phase rotation circuit 3002, which is one of the same data d (t), with the negative subcarrier number, and performs the second phase rotation. The IQ vector signal of the circuit 3003 is multiplexed on the positive subcarrier number and output to the OFDM modulation circuit.

図２６は、受信システムのブロック図である。アンテナ４００１は空中のＲＦ帯の時間領域ＯＦＤＭ信号を入力する。アンテナ４００１は時間領域ＯＦＤＭ信号をＯＦＤＭ復調回路へ供給する。ＯＦＤＭ復調回路４００２は、所定のＯＦＤＭ復調処理をし、ＩＱベクトルからなる周波数領域ＯＦＤＭサブキャリア信号を出力する。Ｐ／Ｓ変換４００３は、負のサブキャリア番号のＩＱベクトル信号を番号の小さいものから順に時分割多重して、第１位相回転回路４００４へ供給する。また並行して正のサブキャリア番号のＩＱベクトル信号を番号の小さいものから順に時分割多重して、第２位相回転回路４００６へ供給する。 FIG. 26 is a block diagram of the receiving system. The antenna 4001 inputs a time domain OFDM signal in the RF band in the air. The antenna 4001 supplies a time domain OFDM signal to the OFDM demodulation circuit. The OFDM demodulation circuit 4002 performs a predetermined OFDM demodulation process and outputs a frequency domain OFDM subcarrier signal composed of IQ vectors. The P / S conversion 4003 time-division multiplexes the IQ vector signals having negative subcarrier numbers in order from the smallest number and supplies them to the first phase rotation circuit 4004. In parallel, the IQ vector signals having positive subcarrier numbers are time-division multiplexed in order from the smallest number and supplied to the second phase rotation circuit 4006.

第１位相発生回路４００５は、送受信で予め定められたシーケンスに従い、送信側で施された位相回転を元に戻す位相を発生し、第１位相回転回路４００４と加算器４００９へ供給する。第２位相回転回路４００４は、ＩＱベクトル信号に位相回転を施し、合成演算４０１０へ出力する。 The first phase generation circuit 4005 generates a phase for returning the phase rotation applied on the transmission side in accordance with a predetermined sequence for transmission and reception, and supplies the phase to the first phase rotation circuit 4004 and the adder 4009. Second phase rotation circuit 4004 performs phase rotation on the IQ vector signal and outputs the resultant to synthesis operation 4010.

第２位相発生回路４００７は、送受信で予め定められたシーケンスに従い、送信側で施された位相回転を元に戻す位相を発生し、加算器４００８へ供給する。加算器４００８は、第１位相発生回路４００５と第２位相回転回路４００８の発生する位相を加算し、第２位相回転回路４００６へ供給する。第２位相回転回路４００６は、ＩＱベクトル信号に位相回転を施すことにより、送信側で、分散された位相を元に戻し、合成演算４００９へ供給する。合成演算４００９は、同一データであって異なるサブキャリアに多重されたＩＱベクトル信号を合成加算し、ＢＰＳＫデマッピング４０１０へ供給する。ＢＰＳＫデマッピング４０１０は、ＩＱベクトル信号をデマッピングし、ビットデータとして出力する。 The second phase generation circuit 4007 generates a phase for returning the phase rotation applied on the transmission side according to a predetermined sequence in transmission and reception, and supplies the phase to the adder 4008. The adder 4008 adds the phases generated by the first phase generation circuit 4005 and the second phase rotation circuit 4008 and supplies the result to the second phase rotation circuit 4006. The second phase rotation circuit 4006 performs phase rotation on the IQ vector signal to return the dispersed phase to the original on the transmission side, and supplies it to the synthesis operation 4009. A synthesis operation 4009 synthesizes and adds IQ vector signals that are the same data and are multiplexed on different subcarriers, and supplies the result to the BPSK demapping 4010. The BPSK demapping 4010 demaps the IQ vector signal and outputs it as bit data.

以上のように本実施形態では、異なるデータ間と同一データ間で周波数領域サブキャリア信号の位相を分散することにより、時間領域ＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲを小さくすることが可能となる。 As described above, in the present embodiment, it is possible to reduce the PAPR of the time domain OFDM signal by distributing the phase of the frequency domain subcarrier signal between different data and the same data.

また、同一データを異なる周波数に繰り返し割り当てることにより、受信側では周波数ダイバーシティ効果を利用して、同一データが多重されたサブキャリアを合成演算することで、受信特性を向上させることができる。さらに受信器側で、各サブキャリア毎の信頼性を用いて、同一データが多重されたサブキャリアを、信頼性の重み付けをして合成演算することで、周波数選択性マルチパスフェージング環境が発生するモバイル受信特性を向上させることができる。 Also, by repeatedly assigning the same data to different frequencies, the reception side can improve reception characteristics by combining and calculating subcarriers on which the same data is multiplexed using the frequency diversity effect. Furthermore, a frequency selective multipath fading environment is generated on the receiver side by combining the subcarriers in which the same data is multiplexed with reliability weighting using the reliability of each subcarrier. Mobile reception characteristics can be improved.

なお、第１位相発生回路３００４は、偶数番号を０位相、奇数番号をπ／２としたが、これに限るものではない。たとえばＯＦＤＭパケット送信するデータの先頭を基準として、ＰＮ系列を発生させその値によりランダムに位相を変える。またはモジュロ演算により位相を変える等によっても同様の効果を得ることが出来ることは言うまでもない。さらに位相についても０、π／２だけではなく、π／２Ｎ（Ｎは正の整数）を基準としたπ×Ｍ／２Ｎ（Ｍは整数）の場合でも同様の効果を得ることができる。さらに第２位相発生回路３００５出力は、同一データのベクトル信号の位相関係が直交していればよいことから、π／２、−π／２何れか一方であっても同様の効果を有することは言うまでもない。さらに、Ｓ／Ｐ変換３００６は、同一データのサブキャリア配置を正負の周波数にそれぞれ割り当てたが、同一データのＩＱベクトル信号が互いに直交関係であればよく周波数割り当てを限定するものではないことは言うまでもない。 In the first phase generation circuit 3004, the even number is 0 phase and the odd number is π / 2. However, the present invention is not limited to this. For example, a PN sequence is generated with the head of data to be transmitted as an OFDM packet as a reference, and the phase is randomly changed according to the value. It goes without saying that the same effect can also be obtained by changing the phase by modulo arithmetic. Further, the same effect can be obtained not only in the case of 0 and π / 2 but also in the case of π × M / 2N (M is an integer) based on π / 2N (N is a positive integer). Furthermore, since the output of the second phase generation circuit 3005 only needs to have the same phase relationship between the vector signals of the same data, even if either π / 2 or −π / 2 has the same effect, Needless to say. Further, although the S / P conversion 3006 assigns the subcarrier arrangement of the same data to the positive and negative frequencies, it goes without saying that the frequency assignment is not limited as long as the IQ vector signals of the same data are orthogonal to each other. Yes.

さらに、本実施形態では、ＢＰＳＫマッピングを用いたが、同一データのサブキャリア配置を正負の周波数にそれぞれ割り当てたが、同一データのＩＱベクトル信号が互いに直交関係であればよく、MＰＳＫ、多値ＱＡＭであっても同様の効果が得られることは言うまでもない。 Furthermore, in the present embodiment, BPSK mapping is used, but subcarrier arrangements of the same data are assigned to positive and negative frequencies, respectively, but it is sufficient that IQ vector signals of the same data are orthogonal to each other, and MPSK and multilevel QAM However, it goes without saying that the same effect can be obtained.

（実施形態８）
図２７は、実施形態８の送信システムのブロック図である。図２７において同一機能のブロックについては、同一符号を付して示す。実施形態８は、実施形態７とは異なり、遅延回路３０１０とデータ順序並び替え３０１１が追加され、３０１１ＢＰＳＫマッピング３００１の代わりにＱＰＳＫマッピング３００９で構成される。データ系列d（ｔ）１０１は遅延回路３０１０と、データ順序並び替え３０１１に供給される。遅延回路３０１０は、１ＯＦＤＭシンボルに多重されるデータ数を遅延する。図２８に、ＱＰＳＫマッピング入力データのタイミングチャートを示す。 (Embodiment 8)
FIG. 27 is a block diagram of a transmission system according to the eighth embodiment. In FIG. 27, blocks having the same function are denoted by the same reference numerals. In the eighth embodiment, unlike the seventh embodiment, a delay circuit 3010 and a data order rearrangement 3011 are added, and a QPSK mapping 3009 is used instead of the 3011 BPSK mapping 3001. The data series d (t) 101 is supplied to the delay circuit 3010 and the data order rearrangement 3011. Delay circuit 3010 delays the number of data multiplexed in one OFDM symbol. FIG. 28 shows a timing chart of QPSK mapping input data.

データ順序並び替え３０１１は、１ＯＦＤＭシンボル単位でデータを並びかえる。例えば、１ＯＦＤＭシンボルは２４データサブキャリアで構成されるとすると、遅延回路３０１０は、そのデータ数の半分の１２データのデータ系列ｄ（０）〜ｄ（１１）分を遅延して出力する。並行して、データ順序並び替え３０１１は、データ系列ｄ（０）〜ｄ（１１）を入力し、データを並べ替えｄ（１１）〜ｄ（０）の順序で出力する。以降、遅延回路３０１０は、ｄ（１２）〜ｄ（２３）、データ順序並び替え３０１１は、ｄ（２３）〜ｄ（１２）をそれぞれ同一タイミングで出力する。表１及び表２にＱＰＳＫマッピングのbitレベル変換表を示す。 Data order rearrangement 3011 rearranges data in units of 1 OFDM symbol. For example, assuming that one OFDM symbol is composed of 24 data subcarriers, the delay circuit 3010 delays and outputs 12 data series d (0) to d (11), which is half the number of data. In parallel, the data order rearrangement 3011 inputs the data series d (0) to d (11) and outputs the data in the order of the rearrangement d (11) to d (0). Thereafter, the delay circuit 3010 outputs d (12) to d (23), and the data order rearrangement 3011 outputs d (23) to d (12) at the same timing. Tables 1 and 2 show bit level conversion tables for QPSK mapping.

表１及び表２のbitレベル変換表に従いマッピングが施され、第１位相回転回路３００２へＩＱベクトル信号を供給する。以降実施形態７の処理と同様であり、実施形態７と同じく、１ＯＦＤＭシンボル内に同一データを異なるサブキャリア多重し、その同一データの異なるサブキャリア間のＩＱベクトル信号の位相はπ／２シフトした関係にすることができる。 Mapping is performed according to the bit level conversion table of Tables 1 and 2, and an IQ vector signal is supplied to the first phase rotation circuit 3002. Thereafter, the processing is the same as in the seventh embodiment. As in the seventh embodiment, the same data is multiplexed in different subcarriers within one OFDM symbol, and the phase of the IQ vector signal between the different subcarriers of the same data is shifted by π / 2. Can be in a relationship.

図２９は、実施形態８の受信システムブロック図である。図２９において同一機能のブロックについては、同一符号を付して示す。実施形態８は、実施形態７とは異なり、ＢＰＳＫデマッピング４０１０が、ＱＰＳＫデマッピング４０１１に置き換わった構成である。 FIG. 29 is a block diagram of a receiving system according to the eighth embodiment. In FIG. 29, blocks having the same function are denoted by the same reference numerals. Unlike the seventh embodiment, the eighth embodiment has a configuration in which the BPSK demapping 4010 is replaced with a QPSK demapping 4011.

また、上記の各実施の形態における情報伝達手段および情報伝達装置の各構成要素は、集積回路であるＬＳＩで実現してもよい。このとき、各構成要素は、個別に１チップ化されてもよいし、一部もしくは全てを含むように１チップ化されてもよい。また、ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセサで実現してもよい。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限られるものではなく、専用回路又は汎用プロセサで実現してもよい。ＦＰＧＡ（ＦｉｅｌｄＰｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅＧａｔｅＡｒｒａｙ）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセサを利用してもよい。さらに、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてあげられる。 In addition, each component of the information transmission unit and the information transmission device in each of the above embodiments may be realized by an LSI that is an integrated circuit. At this time, each component may be individually made into one chip, or may be made into one chip so as to include a part or all of them. Further, although it is referred to as LSI here, it may be referred to as IC, system LSI, super LSI, or ultra LSI depending on the degree of integration. Further, the method of circuit integration is not limited to LSI, and implementation with a dedicated circuit or a general-purpose processor is also possible. Further, the method of circuit integration is not limited to LSI, but may be realized by a dedicated circuit or a general-purpose processor. An FPGA (Field Programmable Gate Array) or a reconfigurable processor capable of reconfiguring connection and setting of circuit cells inside the LSI may be used. Furthermore, if integrated circuit technology comes out to replace LSI's as a result of the advancement of semiconductor technology or a derivative other technology, it is naturally also possible to carry out function block integration using this technology. Possible applications include biotechnology.

また、上記の各実施の形態で示した情報伝達手段および情報伝達装置の動作の手順の少なくとも一部をプログラムに記載し、例えばＣＰＵ（ＣｅｎｔｒａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇＵｎｉｔ）がメモリに記憶された当該プログラムを読み出して実行するようにしてもよいし、上記プログラムを記録媒体に保存して頒布等するようにしてもよい。 In addition, at least a part of the operation procedure of the information transmission means and the information transmission device described in each of the above embodiments is described in a program, for example, a CPU (Central Processing Unit) reads out the program stored in the memory. The program may be executed, or the program may be stored in a recording medium and distributed.

また、上記の各実施の形態の情報伝達手段および情報伝達装置は、記載した送信処理もしくは受信処理の少なくとも一部を行う送信方法または受信方法を用いて実現してもよい。 In addition, the information transmission unit and the information transmission device of each of the above embodiments may be realized using a transmission method or a reception method that performs at least a part of the described transmission process or reception process.

また、上記の各実施の形態を実現する送信処理または受信処理の一部を行ういかなる送信装置、送信方法、送信回路、受信装置、又は受信方法、又は受信回路、又はプログラムを組み合わせて上記の各実施の形態を実現してもよい。例えば、上記の各実施の形態で説明した受信装置の構成の一部を受信装置又は集積回路で実現し、その一部を除く構成が行う動作の手順を受信プログラムに記載し、例えばＣＰＵがメモリに記憶された当該プログラムを読み出して実行することによって実現してもよい。 In addition, any transmission device, transmission method, transmission circuit, reception device, reception method, reception circuit, or program that performs a part of the transmission processing or reception processing that realizes each of the above embodiments is combined with each of the above. The embodiment may be realized. For example, a part of the configuration of the receiving device described in each of the above embodiments is realized by the receiving device or the integrated circuit, and an operation procedure performed by the configuration excluding the part is described in the receiving program. It may be realized by reading out and executing the program stored in.

本発明は、通信や放送等の情報伝達システムに適用することができる。 The present invention can be applied to information transmission systems such as communication and broadcasting.

１０１送信データ系列
２送信システムにおけるマッピング部
２０１データ順序並び替え後同相成分用データ系列
２０２データ順序並び替え後直交成分用データ系列
２０３データ間引き後同相成分用データ系列
２０４データ間引き後直交成分用データ系列
２０５ＢＰＳＫ変調後同相成分用データ系列
２０６ＢＰＳＫ変調後直交成分用データ系列
２０７本発明の実施による送信データ
２１１、２１２データ順序並び替え
２１３、２１４データ間引き
２１５、２１６ＢＰＳＫマッピング
２１７直交変調
６データ受信部
６０１受信データ
６０２受信処理後のデータ系列
６０３直交復調後同相成分データ系列
６０４直交復調後直交成分データ系列
６１１直交復調
６１２Ｐ／Ｓ
９データ受信部
９０１受信データ
９０２受信処理後のデータ系列
９０３直交復調後同相成分データ系列
９０４直交復調後直交成分データ系列
９０５データ順序並び替え後同相成分データ系列
９０６データ順序並び替え後直交成分データ系列
９１１直交復調
９１２、９１３データ順序並び替え
９１４データ選択
１３データ受信部
１３０１受信データ
１３０２受信処理後のデータ系列
１３０３直交復調後同相成分データ系列
１３０４直交復調後直交成分データ系列
１３０５データ順序並び替え後同相成分データ系列
１３０６データ順序並び替え後直交成分データ系列
１３１１直交復調
１３１２、１３１３データ順序並び替え
１３１４合成演算
１７送信システムにおけるマッピング部
１７０１本発明の実施による送信データ
１７１１ＯＦＤＭ変調
１８データ受信部
１８０１受信データ
１８０２受信処理後のデータ系列
１８０３ＯＦＤＭ復調後同相成分データ系列
１８０４ＯＦＤＭ復調後直交成分データ系列
１８１１ＯＦＤＭ復調
１８１２Ｐ／Ｓ
１９データ受信部
１９０１受信データ
１９０２受信処理後のデータ系列
１９０３ＯＦＤＭ復調後同相成分データ系列
１９０４ＯＦＤＭ復調後直交成分データ系列
１９０５データ順序並び替え後同相成分データ系列
１９０６データ順序並び替え後直交成分データ系列
１９１１ＯＦＤＭ復調
１９１２、１９１３データ順序並び替え
１９１４データ選択
２０データ受信部
２００１受信データ
２００２受信処理後のデータ系列
２００３ＯＦＤＭ復調後同相成分データ系列
２００４ＯＦＤＭ復調後直交成分データ系列
２００５データ順序並び替え後同相成分データ系列
２００６データ順序並び替え後直交成分データ系列
２０１１ＯＦＤＭ復調
２０１２、１３１３データ順序並び替え
２０１４合成演算
３００８、４００１アンテナ
４００８加算器 101 Transmission Data Series 2 Mapping Unit in Transmission System 201 Data Sequence for In-phase Component after Data Order Rearrangement 202 Data Series for Orthogonal Component After Data Order Rearrangement 203 Data Sequence for In-phase Component After Data Decimation 204 Data Sequence for Quadrature Component After Data Decimation 205 Data sequence for in-phase component after BPSK modulation 206 Data sequence for quadrature component after BPSK modulation 207 Transmission data 211, 212 Data order rearrangement 213, 214 Data thinning out 215, 216 BPSK mapping 217 Quadrature modulation 6 Data receiver 601 Reception data 602 Data sequence after reception processing 603 In-phase component data sequence after quadrature demodulation 604 Quadrature component data sequence after quadrature demodulation 611 Quadrature demodulation 612 P / S
9 Data receiver 901 Received data 902 Data sequence after reception processing 903 In-phase component data sequence after quadrature demodulation 904 Quadrature component data sequence after quadrature demodulation 905 In-phase component data sequence after data order rearrangement 906 Orthogonal component data sequence after data order rearrangement 911 Quadrature demodulation 912, 913 Data order rearrangement 914 Data selection 13 Data receiving unit 1301 Received data 1302 Data sequence after reception processing 1303 In-phase component data sequence after quadrature demodulation 1304 Orthogonal component data sequence after orthogonal demodulation 1305 In-phase after data order rearrangement Component data series 1306 Orthogonal component data series after data order rearrangement 1311 Orthogonal demodulation 1312, 1313 Data order rearrangement 1314 Combining operation 17 Mapping unit 1701 in transmission system Transmission according to implementation of the present invention Data 1711 OFDM modulation 18 Data receiver 1801 Received data 1802 Data sequence after reception processing 1803 In-phase component data sequence after OFDM demodulation 1804 Orthogonal component data sequence after OFDM demodulation 1811 OFDM demodulation 1812 P / S
DESCRIPTION OF SYMBOLS 19 Data receiving part 1901 Received data 1902 Data sequence after reception processing 1903 In-phase component data sequence after OFDM demodulation 1904 Orthogonal component data sequence after OFDM demodulation 1905 In-phase component data sequence after 1190 data order rearrangement Orthogonal component data sequence after 1906 data order rearrangement 1911 OFDM demodulation 1912, 1913 Data order rearrangement 1914 Data selection 20 Data reception unit 2001 Received data 2002 Data sequence after reception processing 2003 OFDM in-phase component data sequence after OFDM demodulation 2004 Orthogonal component data sequence after OFDM demodulation 2005 In-phase after data order rearrangement Component data series 2006 Orthogonal component data series after data order rearrangement 2011 OFDM demodulation 2012, 1313 Data order rearranged 2014 Combining operation 3008, 4001 a Tena 4008 adder

Claims

Information transmission means using quadrature modulation,
When orthogonally modulating the data sequence to be transmitted,
An information transmission means for modulating a carrier wave by overlapping all or a part of data of in-phase and quadrature components of the carrier wave.

A time series arrangement of the in-phase component data and a time series arrangement of the quadrature component data,
2. The information transmitting means according to claim 1, wherein the information transmitting means is arbitrarily rearranged independently.

An information transmission means using OFDM modulation,
When OFDM modulating the data sequence to be transmitted,
An information transmission means for modulating a carrier wave by overlapping all or a part of data of in-phase and quadrature components of the carrier wave.

A time series arrangement of the in-phase component data and a time series arrangement of the quadrature component data,
4. The information transmitting means according to claim 3, wherein the information transmitting means is arbitrarily rearranged independently.

An information transmission device that receives a signal in which all or a part of data overlaps an in-phase component and a quadrature component of a carrier wave,
A data selection unit that selects and outputs one of two or more input data
The information selection device, wherein the data selection unit selects one of the data overlapping in the in-phase component and the quadrature component.

An information transmission device that receives a signal in which all or part of a data series overlaps with an in-phase component and a quadrature component of a carrier wave,
Provided with a composite operation unit that performs composite operation using two or more input data,
The information transmission apparatus according to claim 1, wherein the combining operation unit performs combining operation using data that overlaps the in-phase component and the quadrature component.

An information transmission device that transmits data using an OFDM modulated signal,
Mapping means for mapping data to an IQ vector according to a predetermined rule, phase rotation means for shifting the IQ vector by at least π / 2 or 0 according to the predetermined rule, and an IQ vector output from the phase rotation means as a subcarrier Information transmission device characterized by orthogonal frequency multiplexing

An information transmission apparatus that repeatedly transmits data twice in one OFDM symbol using an OFDM modulated signal,
Mapping means for mapping data to an IQ vector according to a predetermined rule, phase rotation means for shifting the IQ vector by π / 2, IQ vector output from the phase rotation means, and IQ vector of the mapping means within one OFDM symbol Information transmission device characterized by orthogonal frequency multiplexing