JP2013214582A - Flyback transformer - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、例えば電力変換器の開閉素子の制御電源として用いられる直流電源装置におけるフライバックトランスの改良に関する。 The present invention relates to an improvement of a flyback transformer in a DC power supply device used as, for example, a control power supply for a switching element of a power converter.
汎用インバータ装置に代表される電力変換装置では電力変換用開閉素子の高速オン・オフ制御により電力変換を実現している。汎用インバータ装置においては、三相系統電源の交流電力がコンバータで整流され、直流電力となる。そして、インバータ回路のMOSFET等の電力変換用開閉素子をスイッチング制御することにより交流電力に変換し、負荷に供給する。ここで、上記電力変換用開閉素子のゲートに電圧を印加して開閉制御するためのゲートドライブ回路の電源として絶縁型の直流電源装置を用いるものがある。このような絶縁型の直流電源装置として、フライバックコンバータがある。フライバックコンバータは、フライバックトランスとしてのトランスのコアに巻回された1次巻線をスイッチング素子を介して直流電源に接続し、スイッチング素子を高速にて開閉することにより1次巻線に流す電流を高速で断続し、2次巻線に発生する電圧を整流して直流電力としインバータ回路のMOSFET等の電力変換用開閉素子のゲートに印加し電力変換用開閉素子を駆動する。 In power converters represented by general-purpose inverter devices, power conversion is realized by high-speed on / off control of power conversion switching elements. In the general-purpose inverter device, the AC power of the three-phase system power supply is rectified by a converter and becomes DC power. Then, the power conversion switching element such as a MOSFET of the inverter circuit is subjected to switching control to be converted into AC power and supplied to the load. Here, an insulation type DC power supply device is used as a power source of a gate drive circuit for applying a voltage to the gate of the power conversion switching element to control the switching. There is a flyback converter as such an insulation type DC power supply. In a flyback converter, a primary winding wound around a core of a transformer as a flyback transformer is connected to a DC power source through a switching element, and the switching element is opened and closed at a high speed to flow through the primary winding. The current is intermittently connected at high speed, and the voltage generated in the secondary winding is rectified to obtain DC power, which is applied to the gate of a power conversion switch element such as a MOSFET of the inverter circuit to drive the power conversion switch element.
このような直流電源装置のトランスにおいて、筒状の1次及び2次巻線をコアに同心に巻回し、かつ1次巻線を例えば内側と外側の2重の筒状のコイルにて構成し、内側のコイルの巻終わり端と外側のコイルの巻き始め端とを接続して直列にし、外側のコイルの外側に2次巻線を配設する。そして、内側のコイルの巻き始め端をスイッチング素子を介して直流電源の負極に接続し、外側のコイルの巻終わり端を安定電圧である直流電源の正極に接続する。この場合、内側のコイルの巻き始め端にスイッチング素子が接続されているのでスイッチング素子を開閉した場合、内側のコイルの方が外側のコイルに比し電圧変動が大きいが、電圧変動の大きい内側のコイルを2次巻線から遠い最内層に配置したので、構成が簡単で、放射ノイズを低減できるとするものがある(例えば、特許文献1参照)。 In such a DC power supply transformer, cylindrical primary and secondary windings are concentrically wound around a core, and the primary winding is constituted by, for example, a double cylindrical coil inside and outside. The winding end of the inner coil and the winding start of the outer coil are connected in series, and the secondary winding is disposed outside the outer coil. Then, the winding start end of the inner coil is connected to the negative electrode of the DC power source via the switching element, and the winding end end of the outer coil is connected to the positive electrode of the DC power source, which is a stable voltage. In this case, since the switching element is connected to the winding start end of the inner coil, when the switching element is opened and closed, the inner coil has a larger voltage fluctuation than the outer coil, but the inner coil having a larger voltage fluctuation. Since the coil is disposed in the innermost layer far from the secondary winding, there is a configuration that is simple in structure and can reduce radiation noise (see, for example, Patent Document 1).
従来のフライバックトランスとしてのトランスは以上のように構成され、1次巻線を構成するコイルのうちの電圧変動の大きい内側のコイルと2次巻線間との距離を大きくし、両者間の浮遊容量を低減しているため低ノイズ化を実現できる。しかし、内側のコイルを最内層に配置したということは、1次巻線をコアの最も近い位置に配置したことを意味する。コアの材料には珪素鋼板やパーマロイ等の金属材料、フェライト等の酸化物材料が採用されることが多い。そのため1次巻線をコアの最近位置に配置すると、1次巻線とコア間の浮遊容量が大きくなる。そして、この浮遊容量が新たなノイズ電流経路となり、浮遊容量を介して流れる高周波ノイズ電流が増加しノイズの増大を招く。またコア材が導電性の場合、浮遊容量を伝播する高周波ノイズ電流がコア材の表面を伝播し、放射ノイズ源となり、放射ノイズが大きくなる。
また、コアにエアギャップが設けられている場合、1次巻線をコアに最も近い位置に配置した場合、上記1次巻線は大電流を流すために導体断面積が大きく、導体に鎖交するエアギャップ近傍からの漏れ磁束により大きな渦電流損失が発生する。この渦電流損失は、熱設計上も問題となる。
The transformer as a conventional flyback transformer is configured as described above, and increases the distance between the inner coil having a large voltage fluctuation and the secondary winding among the coils constituting the primary winding. Low noise can be achieved because the stray capacitance is reduced. However, the fact that the inner coil is arranged in the innermost layer means that the primary winding is arranged at the closest position of the core. In many cases, the core material is a metal material such as a silicon steel plate or permalloy, or an oxide material such as ferrite. For this reason, when the primary winding is disposed at the closest position of the core, the stray capacitance between the primary winding and the core increases. This stray capacitance becomes a new noise current path, and the high-frequency noise current flowing through the stray capacitance increases, leading to an increase in noise. Further, when the core material is conductive, high-frequency noise current propagating through the stray capacitance propagates on the surface of the core material and becomes a radiation noise source, resulting in a large radiation noise.
In addition, when an air gap is provided in the core, when the primary winding is disposed at a position closest to the core, the primary winding has a large conductor cross-sectional area in order to pass a large current, and the conductor is interlinked. A large eddy current loss occurs due to leakage magnetic flux from the vicinity of the air gap. This eddy current loss is also a problem in thermal design.
この発明は上記のような問題点を解決するためになされたものであり、低ノイズと低損失とを同時に実現できるフライバックトランスを得ることを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object thereof is to obtain a flyback transformer that can simultaneously realize low noise and low loss.
この発明に係るフライバックトランスにおいては、
コアと1次巻線と2次巻線と3次巻線とを有し、開閉素子を開閉駆動することにより電力の変換を行う電力変換器の前記開閉素子の駆動用電力を供給する直流電源装置に用いられるフライバックトランスであって、
前記コアは、脚部を有し、前記脚部はエアギャップを形成するエアギャップ形成部を有するものであり、
前記1次巻線は、複数層をなすように配置された筒状の複数の筒状コイルを有し、これら複数の筒状コイルが直列に接続されたものであり、
前記2次巻線は、筒状ないし環状に形成されたものであり、
前記3次巻線は、筒状に形成されたものであり、
前記脚部を囲んで前記3次巻線、前記1次巻線、前記2次巻線の順に多層に配設されたものであり、
前記1次巻線の前記筒状コイルのうちの最内層の筒状コイルがスイッチを介して直流電源の一方の極に接続され、前記1次巻線の前記筒状コイルのうちの最外層の筒状コイルが前記直流電源の他方の極に接続され、
前記スイッチを開閉することにより前記2次巻線に発生する電力が前記電力変換器の開閉素子の駆動用電力として供給され、前記3次巻線に発生する電力が前記開閉素子とは別の第2の負荷に供給されるものである。
In the flyback transformer according to the present invention,
A DC power supply having a core, a primary winding, a secondary winding, and a tertiary winding, and supplying power for driving the switching element of a power converter that converts power by driving the switching element to open and close A flyback transformer used in the apparatus,
The core has a leg portion, and the leg portion has an air gap forming portion that forms an air gap.
The primary winding has a plurality of cylindrical coils arranged so as to form a plurality of layers, and the plurality of cylindrical coils are connected in series.
The secondary winding is formed in a cylindrical or annular shape,
The tertiary winding is formed in a cylindrical shape,
Surrounding the legs, the tertiary winding, the primary winding, and the secondary winding are arranged in multiple layers in this order,
The cylindrical coil of the innermost layer of the cylindrical coils of the primary winding is connected to one pole of a DC power source through a switch, and the outermost layer of the cylindrical coils of the primary winding is A cylindrical coil is connected to the other pole of the DC power source,
The power generated in the secondary winding by opening and closing the switch is supplied as the driving power for the switching element of the power converter, and the power generated in the tertiary winding is different from the switching element. 2 is supplied to the load.
この発明は、コアと1次巻線と2次巻線と3次巻線とを有し、開閉素子を開閉駆動することにより電力の変換を行う電力変換器の前記開閉素子の駆動用電力を供給する直流電源装置に用いられるフライバックトランスであって、
前記コアは、脚部を有し、前記脚部はエアギャップを形成するエアギャップ形成部を有するものであり、
前記1次巻線は、複数層をなすように配置された筒状の複数の筒状コイルを有し、これら複数の筒状コイルが直列に接続されたものであり、
前記2次巻線は、筒状ないし環状に形成されたものであり、
前記3次巻線は、筒状に形成されたものであり、
前記脚部を囲んで前記3次巻線、前記1次巻線、前記2次巻線の順に多層に配設されたものであり、
前記1次巻線の前記筒状コイルのうちの最内層の筒状コイルがスイッチを介して直流電源の一方の極に接続され、前記1次巻線の前記筒状コイルのうちの最外層の筒状コイルが前記直流電源の他方の極に接続され、
前記スイッチを開閉することにより前記2次巻線に発生する電力が前記電力変換器の開閉素子の駆動用電力として供給され、前記3次巻線に発生する電力が前記開閉素子とは別の第2の負荷に供給されるものであるので、
低ノイズと低損失とを同時に実現できるフライバックトランスを得ることができる。
The present invention provides power for driving the switching element of a power converter having a core, a primary winding, a secondary winding, and a tertiary winding, and converting the power by driving the switching element to open and close. A flyback transformer used for a DC power supply to supply,
The core has a leg portion, and the leg portion has an air gap forming portion that forms an air gap.
The primary winding has a plurality of cylindrical coils arranged so as to form a plurality of layers, and the plurality of cylindrical coils are connected in series.
The secondary winding is formed in a cylindrical or annular shape,
The tertiary winding is formed in a cylindrical shape,
Surrounding the legs, the tertiary winding, the primary winding, and the secondary winding are arranged in multiple layers in this order,
The cylindrical coil of the innermost layer of the cylindrical coils of the primary winding is connected to one pole of a DC power source through a switch, and the outermost layer of the cylindrical coils of the primary winding is A cylindrical coil is connected to the other pole of the DC power source,
The power generated in the secondary winding by opening and closing the switch is supplied as the driving power for the switching element of the power converter, and the power generated in the tertiary winding is different from the switching element. Since it is supplied to the load of 2,
A flyback transformer that can simultaneously realize low noise and low loss can be obtained.
実施の形態1.
図1〜図8は、この発明を実施するための実施の形態1を示すものであり、図1はフライバックトランスの構成を示す断面図、図2は図1のフライバックトランスの巻線図である。図3は汎用インバータ装置の構成図、図4は図3のインバータ回路を駆動する絶縁ゲートドライブ回路の回路図、図5は図4のフライバックコンバータの回路図である。図6は図5のフライバックトランスの巻線の電圧変動の模式図、図7はフライバックトランスからインバータ回路へ流れる高周波ノイズ電流の経路の一例を示す説明図である。図8は、別の高周波ノイズの発生機構を示す説明図である。図1において、左端の矢印Dはフライバックトランスの中心軸を示しており、フライバックトランスの右半分の断面図である。図1において、フライバックトランス10はコア20、1次巻線100、2次巻線200、3次巻線300を有する。
1 to 8 show a first embodiment for carrying out the present invention. FIG. 1 is a sectional view showing a configuration of a flyback transformer, and FIG. 2 is a winding diagram of the flyback transformer of FIG. It is. 3 is a configuration diagram of a general-purpose inverter device, FIG. 4 is a circuit diagram of an insulated gate drive circuit for driving the inverter circuit of FIG. 3, and FIG. 5 is a circuit diagram of the flyback converter of FIG. 6 is a schematic diagram of voltage fluctuations in the winding of the flyback transformer of FIG. 5, and FIG. 7 is an explanatory diagram showing an example of a path of a high-frequency noise current flowing from the flyback transformer to the inverter circuit. FIG. 8 is an explanatory diagram showing another high-frequency noise generating mechanism. In FIG. 1, the arrow D at the left end indicates the center axis of the flyback transformer, and is a cross-sectional view of the right half of the flyback transformer. In FIG. 1, the
コア20は、強磁性体のフェライトで構成される第1コア21及び第2コア22を有する。第1コア21は、所定の距離を設けて配置された断面矩形の腕部21a,21b及び各腕部21a,21bの一方の端部を磁気的に連結する断面矩形の継鉄部21cを有し、これらにより「コ」状の形状に形成されている。第2コア22は、所定の距離を設けて配置された断面矩形の腕部22a、22b及び各腕部22a、22bの一方の端部を磁気的に連結する断面矩形の継鉄部22cを有し、これらにより「コ」状の形状に形成されている。腕部21a,22aの長さ(図1の上下方向の寸法)は腕部21b,22bの長さより短くされており、図1に示されるように腕部21b,22bを図1の上下方向に当接させたとき、エアギャップ形成部としての腕部21a,22a間に所定長さのエアギャップGが形成される。なお、腕部21a,22aにてコア20の脚部20aが形成されている。
The
鍔付の筒状のボビン(図示せず)に導体を巻回して3次巻線300が筒状に形成されている。3次巻線300の外側に、1次巻線100が筒状に巻回され、1次巻線100の外側に筒状に2次巻線200が巻回されている。1次巻線100は、筒状コイルとしての同じ巻数の筒状の第1コイル101、第2コイル102、第3コイル103を有し、これら3個の第1コイル101、第2コイル102、第3コイル103は、内側から外側に向かってこの順に同心に3層をなすようにボビンに巻回されている。第1コイル101と第2コイル102と第3コイル103とは、直列に接続されて1次巻線100を構成しており、1次巻線100と2次巻線200との巻数比は3:1である。1次巻線100の巻き始め端100aを黒丸●、巻き終わり端100bを白丸(○)で示している。2次巻線200、3次巻線300の各巻き始め端を黒丸●、巻き終わり端を白丸(○)で示している。以上のように3次巻線300、1次巻線100、2次巻線200が巻回されたボビンの孔に、第1コア21の腕部21a及び第2コア22の腕部22aを挿入して、前述のようなエアギャップ付の脚部20aを形成している。筒状の3次巻線300、1次巻線100、2次巻線200は、コア20の脚部20aと同心状に配置されている。なお、1次巻線100の巻き始め端100aには後述の半導体素子8h(図5)が接続される。
A tertiary winding 300 is formed in a cylindrical shape by winding a conductor around a flanged cylindrical bobbin (not shown). The primary winding 100 is wound in a cylindrical shape outside the tertiary winding 300, and the secondary winding 200 is wound in a cylindrical shape outside the primary winding 100. The primary winding 100 includes a cylindrical
ところで、このようなフライバックトランスは、例えば汎用インバータ装置に代表される電力変換装置の電力変換用開閉素子のゲートドライブ回路の電源として用いられる直流電源装置に使用される。図3は、汎用インバータ装置の構成を示すものであるが、図3において、三相系統電源1の交流電力はコンバータ2で整流され、平滑コンデンサ3で平滑され、直流電力となる。インバータ回路4は、開閉素子としての電力変換用半導体素子4a,4dが直列接続された第1ハーフブリッジ回路41、電力変換用半導体素子4b,4eが直列接続された第2ハーフブリッジ回路42、電力変換用半導体素子4c,4fが直列接続された第3ハーフブリッジ回路43を有し、第1〜第3ハーフブリッジ回路41〜43の両端がコンバータ2の直流側に接続され、電力変換用半導体素子4a,4dの接続部、電力変換用半導体素子4b,4eの接続部、電力変換用半導体素子4c,4fの接続部にモータ5が接続される。そして、インバータ回路4は上記直流電力を電力変換用半導体素子4a〜4fの高速スイッチングで交流電力に変換し、モータ5に供給する。また、インバータ回路4の電力変換用半導体素子4a〜4fを開閉駆動するために図4に示すような絶縁ゲートドライブ回路30を備えている。図4の絶縁ゲートドライブ回路30において、指令信号はフォトカプラ6を経由してドライブ回路7に入力され、電力変換用半導体素子4a,4d他のゲート電圧指令が出力され、電力変換用半導体素子4a,4dの制御端子としてのゲート4ag,4dgに印加される。
By the way, such a flyback transformer is used in a DC power supply device used as a power source for a gate drive circuit of a power conversion switching element of a power converter represented by a general-purpose inverter device, for example. FIG. 3 shows the configuration of the general-purpose inverter device. In FIG. 3, the AC power of the three-phase
ところで、電力変換用半導体素子4a,4dを開閉駆動するためにゲート4ag,4dgに印加する駆動電圧(駆動用電力)を発生するための制御用の直流電源装置として絶縁型DC/DCコンバータが利用されている。絶縁型DC/DCコンバータの代表的な回路にフライバックコンバータ8(図4)がある。図5にフライバックコンバータ8の回路を示す。図5において、入力直流電源が陽極側の端子8a及び陰極側の端子8bに入力される。端子8a,8b間に直流電源としてのコンデンサ8gが接続されている。1次巻線100の第1コイル101の巻き始め端100a(図1の○)は、スイッチとしての半導体素子8hを介して陰極側の端子8bに接続され、第3コイル103の巻き終わり端100b(図1の●)は陽極側の端子8aに接続されている。半導体素子8hは制御回路8kにより制御されるが、第2の負荷としての制御回路8kへは3次巻線300に接続されたダイオード8mとコンデンサ8nとの直列回路のコンデンサ8nの端子から電力が供給される。一方、2次巻線200にダイオード8pと出力用コンデンサ8qとの直列回路が接続されており、出力用コンデンサ8qに接続された出力端子8c,8dはドライブ回路7を介して電力変換用半導体素子4a,4dのゲート4ag,4dg(図4)に接続されている。3次巻線300には上記制御回路8kが接続され電源として使用されている。
By the way, an insulation type DC / DC converter is used as a control DC power supply for generating a drive voltage (drive power) to be applied to the gates 4ag and 4dg in order to open and close the power
次に、動作を説明する。図5に示すフライバックコンバータ8では半導体素子8hがオンすると1次巻線100に電流が流れる。この電流によりフライバックトランス10のコア20に磁束が充填され、エネルギーとして蓄積される。なお、この期間は2次巻線200、3次巻線300に誘導電流は流れない。半導体素子8hがオフの期間にはコア20に蓄積されたエネルギーが放出され、2次巻線200からダイオード8pを通じて電流が流れ、出力用コンデンサ8qに発生した電圧が図4におけるドライブ回路7に供給される。また、3次巻線に発生した電圧は、別の負荷としての制御回路8kに供給される。このようにフライバックコンバータ8は、半導体素子8hがオフの期間に出力するオン/オフ方式の絶縁型DC/DCコンバータである。フライバックコンバータ8は回路構成が比較的簡素であり小型化、低コスト化に適した絶縁型DC/DCコンバータであり、広く使用されている。通常のトランスが、電磁誘導による電圧変換を目的としているのに対し、フライバックトランス10は1次巻線100の電流による磁束をコア20に充填し、エネルギーを蓄積することを目的としている。そのためフライバックトランス10は蓄積可能な磁束を増加させる目的で、脚部20aにエアギャップG(図1)を設けるのが通常である。
Next, the operation will be described. In the
このようなフライバックトランス10では、半導体素子8hに接続する図1に示す1次巻線100を構成する第1コイル101とコア20の脚部20aとの間に、インバータ回路4の電力変換用半導体素子4a〜4fと直接電気的に接続しない3次巻線300を備える。従って、1次巻線100の第1コイル101とコア20の脚部20aとの間に距離を確保でき、浮遊容量を小さくできる。その結果、1次巻線100の第1コイル101からコア20の脚部20aへ伝播する高周波ノイズ電流の低減が可能となる。
一方、1次巻線100を形成する第1コイル101とインバータ回路4の電力変換用半導体素子と直接電気的に接続しない3次巻線300との間は、距離が近くなるため、浮遊容量が大きくなり、高周波ノイズ電流が大きくなるおそれがある。しかし、この実施の形態においては3次巻線300はインバータ回路4の電力変換用半導体素子4a〜4fと直接電気的に接続されないため、コモンモードの高周波漏れ電流の伝播を誘発するに至らない。従ってインバータ回路4を含む電力変換装置の電磁環境性の悪化を防止することができる。
In such a
On the other hand, since the
また、フライバックトランス10では図5に示す半導体素子8hに接続する1次巻線100の巻き始め端100aを内側に配置し、電力変換用半導体素子と直接電気的に接続する2次巻線200を1次巻線100の外側に配置している。図6にこのようなフライバックトランス10における半導体素子8h(図5)のスイッチングによる電圧変動を模式的に示す。図6において、1次巻線100を構成する第1、第2、第3コイル101,102,103と、インバータ回路4の電力変換用半導体素子4a〜4fと直接電気的に接続する2次巻線200との間に形成される浮遊容量C12を示す。1次巻線100は同じターン数の3層のコイル層を構成する第1〜第3コイル101〜103を有し、2次巻線200は1層のコイルからなる場合を例示している。
Further, in the
ここで、1次巻線100に印加される直流電圧Vinを半導体素子8hで高周波で開閉制御すると、開閉にともない第1〜第3コイル101〜103の電圧は、図6に示す電圧v11,v12,v13と0との間を変動する。このとき、2次巻線200には、1次巻線100との巻数比が3:1であるので1/3Vinの電圧が発生する。なお、入力直流電源の陰極側を基準にして各部の電圧を表している。従って、1次巻線100の第3コイル103と2次巻線200との間に次式で示す高周波ノイズ電流J1が発生する。
J1=(C12)×(dV/dt) ・・・(1)
ただし、上式においてC12は第3コイル103と2次巻線200との間の浮遊容量、Vは第3コイル103と2次巻線200との間に印加される電圧変動である。
電圧変動が最大である第1コイル101を最内層に配置し2次巻線200から遠ざけることにより、式(1)に示す(dV/dt)項が小さくなるため、高周波ノイズ電流J1の発生が軽減される。
Here, when the DC voltage Vin applied to the primary winding 100 is controlled to be opened and closed at a high frequency by the semiconductor element 8h, the voltages of the first to
J1 = (C12) × (dV / dt) (1)
In the above equation, C12 is a stray capacitance between the
By disposing the
高周波ノイズ電流J1は、図7に一例を示すようにフライバックトランス10からドライブ回路7を介してインバータ回路4の電力変換用半導体素子4a,4d他へと矢印のように伝播する。インバータ回路4の電力変換用半導体素子4a,4dは冷却のため冷却フィン48上に設置されており、電力変換用半導体素子4a,4dと冷却フィン48との間に形成される浮遊容量Csが伝播経路となり、高周波ノイズ電流J1はフライバックトランスの2次巻線200⇒インバータ回路4の電力変換用半導体素子4a,4d⇒浮遊容量Cs⇒冷却フィン48⇒アースへと流出し、コモンモード電流となる。上記コモンモード電流は、その循環ループの大きさから特に放射ノイズ源となり電力変換装置の電磁環境適合性を悪化させるため、コモンモード電流の低減は製品開発において解決すべき課題である。この実施の形態によれば、高周波ノイズ電流J1の発生が軽減されるので、コモンモード電流を低減できる。
The high frequency noise current J1 propagates from the
図8に、上記図6とは異なる高周波ノイズ電流の発生機構を示す。図8において、第1コイル〜第3コイル101,102,103(1次巻線100)の漏洩インダクタンスL1、2次巻線200の漏洩インダクタンスL21,L22、1次巻線100の巻き始め端100aと2次巻線200の間に形成される浮遊容量C3とする。この実施の形態のフライバックトランス10では図8に示すように半導体素子8h(図5)に接続する1次巻線100の巻き始め端100aと2次巻線200との間に形成される浮遊容量C3が小さいため、浮遊容量C3と、1次巻線100の漏洩インダクタンスL1もしくは2次巻線200の漏洩インダクタンスL21、L22とに起因する直列共振点を高周波域に移動させることができる。上記直列共振点が高周波域に移動すると、発生する高周波ノイズ電流も高周波域に移動する。高周波域であるほどインバータ回路4等の内部の抵抗は、表皮効果等により増加するため高周波ノイズ電流の振幅は抑制される。すなわち、低ノイズ化を実現できる。
FIG. 8 shows a high-frequency noise current generation mechanism different from that in FIG. 8, the leakage inductance L of the first to
この実施の形態におけるフライバックトランス10では、図1に示すようにコア20の脚部20aに近い最内層に3次巻線300を設置している。上記3次巻線300に対し、コア20のエアギャップGを形成する腕部21a,22aの対向部近傍からの漏洩磁束が鎖交するが、3次巻線300には図5に示すようにコンデンサ8nが接続されているため実質的に短絡状態であり、上記鎖交する漏洩磁束を打ち消す方向の電流が流れ、上記漏洩磁束が打ち消される。すなわち3次巻線300は漏洩磁束に対し電磁シールドとして機能する。従って1次巻線に鎖交する漏洩磁束を低減でき、結果として渦電流損失を軽減できる。本発明のようなフライバックトランス10では1次巻線100に流れる電流は大きいため、1次巻線100での渦電流損の軽減はフライバックトランス全体の低損失化に直結するので効果的である。なお、コア20の脚部20aと1次巻線100との距離を大きくし、エアギャップ近傍からの漏れ磁束による渦電流損失を軽減しているので、3次巻線300にコンデンサ8nが接続されていなくても充分に渦電流損失を低減することが可能である。また、コア20の脚部20aと1次巻線100との距離を大きくし、この空いたスペースに3次巻線300を配置したので、スペースの有効活用が可能となり、フライバックトランスの大型化を招くおそれがない。
本実施の形態1によれば、低ノイズ化と低損失を同時に実現するフライバックトランス10を得ることができる。
In the
According to the first embodiment, it is possible to obtain the
なお、フライバックトランスの巻線構造は図1に示したものに限られるものではない。例えば、図9に示すようなものであってもよい。図9において、フライバックトランス50は、1次巻線100と2次巻線200との間に設けられた角形筒状の4次巻線400を有する。コア20は、継鉄部21c,22cの左右方向の長さが4次巻線の分だけ長い点以外は、図1のコア20と同様のものである。この場合も、脚部20aを中心にして角形筒状の3次巻線300、1次巻線100、4次巻線400、2次巻線200が、この順に内側から外側に向かって同心状に配置されている。その他の構成については、図1に示した実施の形態1と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。なお、4次巻線400は、電力変換用半導体素子と直接電気的に接続されない巻線であり、第3の負荷としての通信装置や冷却ファン等の電源に使用される。
The winding structure of the flyback transformer is not limited to that shown in FIG. For example, it may be as shown in FIG. In FIG. 9, the flyback transformer 50 includes a rectangular cylindrical quaternary winding 400 provided between the primary winding 100 and the secondary winding 200. The
この場合は、1次巻線100と2次巻線200との間に4次巻線400が設けられているので、1次巻線100と2次巻線200との距離が遠くなり両者の間の浮遊容量(図6の浮遊容量C12参照)が小さくなる。従って、1次巻線100から2次巻線200へ伝搬する高周波ノイズ電流も図1に示したフライバックトランス10に比べ小さくなる。
In this case, since the quaternary winding 400 is provided between the primary winding 100 and the secondary winding 200, the distance between the primary winding 100 and the secondary winding 200 increases, The stray capacitance between them (see the stray capacitance C12 in FIG. 6) is reduced. Therefore, the high-frequency noise current propagating from the primary winding 100 to the secondary winding 200 is also smaller than that of the
実施の形態2.
図10、図11は本発明の実施の形態2を示すものであり、図10はフライバックトランスの構成を示す断面図、図11はフライバックトランスの巻線図である。これらの図において、フライバックトランス60は、1次巻線100の外側に設けられた複数の電力供給用2次巻線としての3個の2次巻線220,230,240を有する。2次巻線220,230,240は、図4に示したインバータ回路4の第1、第2、第3ハーフブリッジ回路41,42,43をそれぞれ駆動するためのドライブ回路7に与える電源用として使用される。2次巻線220,230,240は、3個とも角形筒状の同じ形状のものであり、図10において1次巻線100の外側にあってかつ軸方向である上下方向に重なるようにして配置されている。2次巻線220は、同じ巻数の角形環状の第1コイル221、第2コイル222、第3コイル223を有し、これら3個の第1コイル221、第2コイル222、第3コイル223は、内側から外側に向かってこの順に同心に3層をなすように配設されている。第1コイル221と第2コイル222と第3コイル223とは、直列に接続されて2次巻線220を構成しており、1次巻線100と2次巻線220との巻数比は3:1である。
10 and 11 show the second embodiment of the present invention, FIG. 10 is a cross-sectional view showing the configuration of the flyback transformer, and FIG. 11 is a winding diagram of the flyback transformer. In these figures, the
2次巻線230は、同じ巻数の角形環状の第1コイル231、第2コイル232、第3コイル233を有し、これら3個の第1コイル231、第2コイル232、第3コイル233は、内側から外側に向かってこの順に同心に3層をなすように配設されている。第1コイル231と第2コイル232と第3コイル233とは、直列に接続されて2次巻線230を構成しており、1次巻線100と2次巻線230との巻数比は3:1である。2次巻線240は、同じ巻数の角形環状の第1コイル241、第2コイル242、第3コイル243を有し、これら3個の第1コイル241、第2コイル242、第3コイル243は、内側から外側に向かってこの順に同心に3層をなすように配設されている。第1コイル241と第2コイル242と第3コイル243とは、直列に接続されて2次巻線240を構成しており、1次巻線100と2次巻線240との巻数比は3:1である。なお、各2次巻線220,230,240の巻き始め端を黒丸●、巻き終わり端を白丸(○)で示している。その他の構成については、図1に示した実施の形態1と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。
The secondary winding 230 includes a rectangular annular
本実施の形態では、インバータ回路4の電力変換用半導体素子4a〜4fのゲートと直接電気的に接続される2次巻線220,230,240が、それぞれ高さ(軸)方向の巻線寸法を同じにして巻回された3層の第1〜第3コイルで構成されている。そのため、1次巻線100と各2次巻線220,230,240(221,231,241)との対向面積が約3分の1に減少し、巻線間の浮遊容量を更に減少させることができる。本実施の形態では上記式(1)のC12を図1に示したフライバックトランス10よりも減少させることが可能であり、高周波ノイズ電流の発生を低減できる。なお、各2次巻線220,230,240を構成する各第1〜第3コイルは環状であるものを示したが、2次巻線の電流、電圧、巻数その他の仕様によって環状ないし筒状のものが採用される。
本実施の形態により、低損失と低ノイズを同時に実現するフライバックトランスを得ることができる。
In the present embodiment, the
According to this embodiment, it is possible to obtain a flyback transformer that simultaneously realizes low loss and low noise.
実施の形態3.
図12、図13は本発明の実施の形態3を示すものであり、図12はフライバックトランスの構成を示す断面図、図13のフライバックトランスの変形例の構成を示す断面図である。図12において、フライバックトランス70は、1次巻線100の外側に設けられた複数の一括巻回2次巻線としての三相分3個の2次巻線251,252,253を有する。2次巻線251,252,253は、図4に示したインバータ回路4の第1、第2、第3ハーフブリッジ回路41,42,43をそれぞれ駆動するためのドライブ回路7に与える電源用として使用される。1次巻線100と各2次巻線251,252,253との巻数比は3:1である。2次巻線251,252,253は、三相分として互いに絶縁された導体を3本一括して軸方向(図12の上下方向)に並べて、巻き始め端251a,252a,253a(●)から径方向に外側に向かって3ターン巻き、続いて導体3本分上へずらし再び内側から外側に向かって3ターン巻き、このような作業を繰り返して各2次巻線が所定巻数(巻数比 1次巻線:2次巻線=3:1)になるまで巻回して巻終わり端251b,252b,253b(○)にて終了する。これにより、3個の2次巻線251,252,253が一括して巻回されたコイルが形成される。なお、巻線図は図11に示す巻線図と同様である。
12 and 13 show a third embodiment of the present invention, and FIG. 12 is a cross-sectional view showing a configuration of the flyback transformer, and a cross-sectional view showing a configuration of a modification of the flyback transformer of FIG. In FIG. 12, the
また、図13に示すようなフライバックトランス80であってもよい。フライバックトランス80は、1次巻線100の外側に設けられた複数の一括巻回2次巻線としての三相分3個の2次巻線261,262,263を有する。2次巻線261,262,263は、図4に示したインバータ回路4の第1、第2、第3ハーフブリッジ回路41,42,43をそれぞれ駆動するためのドライブ回路7に与える電源用として使用される。1次巻線100と各2次巻線261,262,263との巻数比は3:1である。2次巻線261,262,263は、互いに絶縁された導体を3本一括して軸方向(図13の上下方向)に並べて、巻き始め端261a,262a,263a(●)から図13における上方へ螺旋状に巻いて行き、上端で2層目へ折り返す。2層目下端で再び折り返し。このような作業を繰り返して各2次巻線が所定巻数(巻数比 1次巻線:2次巻線=3:1)になるまで巻回して巻終わり端261b,262b,263b(○)にて終了する。
Further, a
本実施の形態では、インバータ回路4の電力変換用半導体素子4a〜4fと直接電気的に接続される2次巻線251,252,253や2次巻線261,262,263が、3巻線分の導体を一括で巻き込んで形成されたコイル層により構成されるため、1次巻線100との対向面積が約3分の1に減少し、巻線間の浮遊容量を減少させることができる。すなわち、本実施の形態では式(1)のC12を減少させることが可能であり、高周波ノイズ電流の発生を抑制できる。
本実施の形態により、低損失と低ノイズを同時に実現するフライバックトランスを得ることができる。
In the present embodiment, the
According to this embodiment, it is possible to obtain a flyback transformer that simultaneously realizes low loss and low noise.
実施の形態4.
図14は本発明の実施の形態4であるフライバックトランスの構成を示す断面図である。図14において、フライバックトランス90は、1次巻線110を有する。1次巻線110は、筒状コイルとしての同じ巻数の角形筒状の第1コイル111、第2コイル112、第3コイル113、第4コイル114を有し、これら4個の第1コイル111、第2コイル112、第3コイル113、第4コイル114は、内側から外側に向かってこの順に同心に4層をなすように配設されている。第1コイル111と第2コイル112と第3コイル113と第4コイル114とは、直列に接続されて1次巻線110を構成しており、1次巻線110と2次巻線200との巻数比は4:1である。1次巻線110の巻き始め端110aを黒丸●、入力直流電源の陽極側の端子8aとの接続部としての巻き終わり端110bを白丸(○)で示しており、図示しないボビンの下方側の鍔の内側に巻き始め端110a、巻き終わり端110bが位置するようにされている。半導体素子8hとの接続部としての1次巻線110の巻き始め端110aには半導体素子8h(図5)が接続される。図示しない鍔付のボビンに巻回された角形筒状の3次巻線300、1次巻線110、2次巻線200は、脚部20aを中心にして同心状に配置されている。なお、フライバックトランス90の巻線図は図2と同様である。
Embodiment 4 FIG.
FIG. 14 is a cross-sectional view showing the configuration of the flyback transformer according to the fourth embodiment of the present invention. In FIG. 14, the
本実施の形態では、複数のコイル層で形成される1次巻線110が、偶数層(4層)のコイル層により構成されている。従って、1次巻線110の両端である巻き始め端及び巻き終わり端110a,110bをともに図示しないボビンの一方の鍔側(図14では下方側)に位置するようにできるので、1次巻線110の両端の引き出しすなわち引出し線の接続が容易となり、生産性が向上する。
本実施の形態によれば、低損失と低ノイズを同時に実現するとともに生産性を向上できる。
In the present embodiment, primary winding 110 formed by a plurality of coil layers is configured by an even number of layers (four layers) of coil layers. Therefore, both the winding start end and the winding end ends 110a and 110b, which are both ends of the primary winding 110, can be positioned on one side of the bobbin (not shown) (the lower side in FIG. 14). It becomes easy to connect the drawers at both ends of 110, that is, the lead lines, and the productivity is improved.
According to the present embodiment, low loss and low noise can be realized simultaneously and productivity can be improved.
なお、上記各実施の形態においては、コアはフェライトで形成されているものを示したが、他の適切な磁性材料例えば珪素鋼板、アモルファス磁性材料等であってもよい。形状も、額縁状ではなく巻鉄心にてフィールドトラック状等に形成することもできる。また、各巻線やコイルの形状も、円形、フィールドトラック状、その他の形状であってもよい。
また、本発明は、その発明の範囲内において、上述した各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変更、省略することが可能である。
In each of the above embodiments, the core is formed of ferrite. However, other appropriate magnetic materials such as a silicon steel plate and an amorphous magnetic material may be used. The shape can also be formed in a field track shape or the like with a wound iron core instead of a frame shape. Further, the shape of each winding or coil may be circular, field track, or other shapes.
Further, in the present invention, within the scope of the invention, the above-described embodiments can be freely combined, and each embodiment can be appropriately changed or omitted.
4 インバータ回路、4a〜4d 電力変換用半導体素子、4ag,4dg ゲート、
6 フォトカプラ、7 ドライブ回路、8 フライバックコンバータ、
8h 半導体素子、8k 制御回路、10 フライバックトランス、20 コア、
20a 脚部、21 第1コア、22 第2コア、21a,22a 腕部、
30 絶縁ゲートドライブ回路、41〜43 第1〜第3ハーフブリッジ回路、
50,60,70,80、90 フライバックトランス、100 1次巻線、
100a 巻き始め端、100b 巻き終わり端、101〜103 第1〜第3コイル、
110 1次巻線、110a 巻き始め端、110b 巻き終わり端、
111〜114 第1コイル〜第4コイル、200 2次巻線、220 2次巻線、
221〜223 第1コイル〜第3コイル、230 2次巻線、
231〜233 第1コイル〜第3コイル、240 2次巻線、
241〜243 第1コイル〜第3コイル、251,252,253 2次巻線、
261,262,263 2次巻線、300 3次巻線、400 4次巻線。
4 inverter circuit, 4a to 4d power conversion semiconductor element, 4ag, 4dg gate,
6 Photocoupler, 7 Drive circuit, 8 Flyback converter,
8h semiconductor element, 8k control circuit, 10 flyback transformer, 20 cores,
20a Leg part, 21 1st core, 22 2nd core, 21a, 22a Arm part,
30 Insulated gate drive circuit, 41-43 1st-3rd half bridge circuit,
50, 60, 70, 80, 90 flyback transformer, 100 primary winding,
100a winding start end, 100b winding end end, 101-103 first to third coils,
110 primary winding, 110a winding start end, 110b winding end end,
111-114 1st coil-4th coil, 200 secondary winding, 220 secondary winding,
221 to 223 1st coil to 3rd coil, 230 secondary winding,
231 to 233 1st coil to 3rd coil, 240 secondary winding,
241-243 1st coil-3rd coil, 251, 252, 253 secondary winding,
261, 262, 263 secondary winding, 300 tertiary winding, 400 quaternary winding.
Claims (5)
前記コアは、脚部を有し、前記脚部はエアギャップを形成するエアギャップ形成部を有するものであり、
前記1次巻線は、複数層をなすように配置された筒状の複数の筒状コイルを有し、これら複数の筒状コイルが直列に接続されたものであり、
前記2次巻線は、筒状ないし環状に形成されたものであり、
前記3次巻線は、筒状に形成されたものであり、
前記脚部を囲んで前記3次巻線、前記1次巻線、前記2次巻線の順に多層に配設されたものであり、
前記1次巻線の前記筒状コイルのうちの最内層の筒状コイルがスイッチを介して直流電源の一方の極に接続され、前記1次巻線の前記筒状コイルのうちの最外層の筒状コイルが前記直流電源の他方の極に接続され、
前記スイッチを開閉することにより前記2次巻線に発生する電力が前記電力変換器の開閉素子に駆動用電力として供給され、前記3次巻線に発生する電力が前記開閉素子とは別の第2の負荷に供給されるものである
フライバックトランス。 A DC power supply having a core, a primary winding, a secondary winding, and a tertiary winding, and supplying power for driving the switching element of a power converter that converts power by driving the switching element to open and close A flyback transformer used in the apparatus,
The core has a leg portion, and the leg portion has an air gap forming portion that forms an air gap.
The primary winding has a plurality of cylindrical coils arranged so as to form a plurality of layers, and the plurality of cylindrical coils are connected in series.
The secondary winding is formed in a cylindrical or annular shape,
The tertiary winding is formed in a cylindrical shape,
Surrounding the legs, the tertiary winding, the primary winding, and the secondary winding are arranged in multiple layers in this order,
The cylindrical coil of the innermost layer of the cylindrical coils of the primary winding is connected to one pole of a DC power source through a switch, and the outermost layer of the cylindrical coils of the primary winding is A cylindrical coil is connected to the other pole of the DC power source,
By opening and closing the switch, the power generated in the secondary winding is supplied to the switching element of the power converter as driving power, and the power generated in the tertiary winding is different from the switching element. A flyback transformer that is supplied to a load of 2.
前記各電力供給用2次巻線は、複数層をなすように配置された複数の筒状ないし環状のコイルを有し、これら複数の筒状ないし環状のコイルが直列に接続されたものであり、
前記複数の電力供給用2次巻線が前記1次巻線に対向するようにしてかつ前記1次巻線の軸方向に互いに重なるようにして配置されたものである
請求項1に記載のフライバックトランス。 The secondary winding has a plurality of secondary windings for supplying power,
Each of the secondary windings for power supply has a plurality of cylindrical or annular coils arranged in a plurality of layers, and the plurality of cylindrical or annular coils are connected in series. ,
2. The fly according to claim 1, wherein the plurality of secondary windings for power supply are arranged so as to face the primary winding and overlap each other in the axial direction of the primary winding. Back transformer.
請求項1に記載のフライバックトランス。 2. The flyback transformer according to claim 1, wherein the secondary winding is formed by winding a plurality of conductors insulated from each other in a cylindrical shape.
前記4次巻線は、前記1次巻線と前記2次巻線との間に設けられ、前記開閉素子及び前記第2の負荷とは別の第3の負荷が接続されるものである
請求項1〜請求項3のいずれか1項に記載のフライバックトランス。 A cylindrical quaternary winding is provided,
The quaternary winding is provided between the primary winding and the secondary winding, and is connected to a third load different from the switching element and the second load. The flyback transformer according to any one of claims 1 to 3.
前記偶数の筒状コイルは、鍔付のボビンに多層に巻回されるとともに前記1次巻線の巻き始め及び巻き終わりがともに前記ボビンの前記鍔の一方側に位置するようにされたものである
請求項1〜請求項4のいずれか1項に記載のフライバックトランス。 The primary winding has an even number of cylindrical coils,
The even-numbered cylindrical coil is wound around a bobbin with a hook in multiple layers, and the winding start and end of the primary winding are both located on one side of the hook of the bobbin. The flyback transformer according to any one of claims 1 to 4.
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