JP2013172267A - Digital data transmitter, digital data receiver, and digital data transmission system - Google Patents
Digital data transmitter, digital data receiver, and digital data transmission system Download PDFInfo
- Publication number
- JP2013172267A JP2013172267A JP2012034341A JP2012034341A JP2013172267A JP 2013172267 A JP2013172267 A JP 2013172267A JP 2012034341 A JP2012034341 A JP 2012034341A JP 2012034341 A JP2012034341 A JP 2012034341A JP 2013172267 A JP2013172267 A JP 2013172267A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- digital data
- clock
- clock signal
- data
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Abstract
Description
本発明はデジタルデータ送信装置、デジタルデータ受信装置及びデジタルデータ伝送システムに関し、特に、受信側でクロック再生が容易にできるようにしたものである。 The present invention relates to a digital data transmitting apparatus, a digital data receiving apparatus, and a digital data transmission system, and in particular, can facilitate clock recovery on the receiving side.
デジタル通信システムでは、受信したデジタルデータ信号(以下、単にデータ信号と呼ぶ)を、正しいタイミングで、具体的にはアイパタンが最も開いたタイミングで、判定する必要がある。タイミングのずれは、シンボル(ビット値)の判定誤りを引き起こす大きな原因になる。従って、有線のデジタル通信においては、送信信号とパラレルにクロック信号を送信側から受信側に伝送したり、又は、受信側から送信側にクロック信号を送り、それに同期させてデータ信号を送信させたりするなどの方法が取られることも多い。 In a digital communication system, it is necessary to determine a received digital data signal (hereinafter simply referred to as a data signal) at a correct timing, specifically, at a timing when the eye pattern is most open. The timing shift is a major cause of symbol (bit value) determination errors. Therefore, in wired digital communication, a clock signal is transmitted in parallel with the transmission signal from the transmission side to the reception side, or a clock signal is transmitted from the reception side to the transmission side and a data signal is transmitted in synchronization therewith. There are many cases where a method such as doing is taken.
しかしながら、無線通信においては、送信帯域が限られていることもあり、受信信号からクロック信号を再生するのが一般的である。クロック信号を再生するクロック再生回路として、バンドパスフィルタ法や閉ループ法などがあるが、いずれの方法も、受信信号からクロック信号を再生している。 However, in wireless communication, the transmission band is limited, and the clock signal is generally regenerated from the received signal. As a clock recovery circuit for recovering a clock signal, there are a band-pass filter method, a closed loop method, and the like. Both methods recover a clock signal from a received signal.
バンドパスフィルタ法や閉ループ法などは、以下のような課題を有するものである。 The bandpass filter method and the closed loop method have the following problems.
第1に、クロック信号を再生するために、データ信号の先頭部分にプリアンブルと呼ばれる通信情報を含まない信号を一定時間だけ伝送する必要がある。プリアンブルの伝送は、伝送効率の劣化になる。特に、短いデータ信号を伝送する場合などは、そのオーバヘッドが特に目立つようになる。 First, in order to regenerate the clock signal, it is necessary to transmit a signal that does not include communication information called a preamble at a head portion of the data signal for a certain period of time. Preamble transmission results in degradation of transmission efficiency. In particular, the overhead becomes particularly noticeable when a short data signal is transmitted.
第2に、データ信号に同じシンボルが連続した場合、受信信号の変化がなくなり、クロック再生がうまくできなくなる。これを回避するために、有線通信においては、同じシンボルが連続しないように符号化を行うことが一般的である。例えば、10ギガビットのイーサネット(登録商標)では、64B/66Bの符号化が採用されている。他にも、4B/5B、8B/10Bの符号化などが、各種の通信方式で採用されている。符号化後のデータ信号は総ビット数が増えることになり、伝送効率は劣化する。また、ETC(ノンストップ自動料金収受システム)などにおいては、必ず波形が変化するようにマンチェスタ符号化を行っているが、これは、2シンボル期間で1ビットのデータを送っているのと等価であり、周波数に対する伝送容量を低下させている。 Second, when the same symbol is continued in the data signal, the received signal is not changed, and the clock cannot be reproduced well. In order to avoid this, in wired communication, it is common to perform coding so that the same symbols do not continue. For example, 64B / 66B encoding is adopted in 10 Gigabit Ethernet (registered trademark). In addition, 4B / 5B, 8B / 10B encoding, and the like are employed in various communication methods. The total number of bits increases in the encoded data signal, and the transmission efficiency deteriorates. In ETC (non-stop automatic toll collection system), Manchester encoding is performed so that the waveform always changes. This is equivalent to sending 1-bit data in 2 symbol periods. Yes, the transmission capacity with respect to frequency is reduced.
これらの問題を解決するために、特許文献1では、クロック信号を適用してストローブ信号に形成した上でデータ信号と並列に送ることを提案している。この方法によれば、受信側に、クロック情報を直接的に含まない受信信号からクロック信号を再生するクロック再生回路が不要になり、それに伴い、プリアンブルやデータ符号化による増加分など、デジタル通信においてオーバヘッドとなる部分の伝送も不要になる。特許文献1の記載技術は、データ信号及びストローブ信号に係る2つシンボル(同相成分(Iチャネル)及び直交成分(Qチャネル)のシンボル)で、データ信号における1ビットの情報を送る形になっているが、信号の位相と振幅を示す星座が座標の中央を通らないように、2シンボルの組み合わせで定まる位相が偏移するため、振幅の変動が小さく狭帯域化し易いという特長を有する。
In order to solve these problems,
しかしながら、特許文献1の記載技術では、送信側と受信側の絶対位相を合わせる必要がある。無線通信においては、伝搬路において位相が回転してしまうため、絶対位相を合わせるためには、ヘッダ部分を用意して、IチャネルとQチャネルの軸を合わせる必要がある。しかし、これでは、伝送効率が低下すると共に、回路や処理も増加してしまう。
However, in the technique described in
そのため、受信側でクロック再生回路を不要としたまま、伝搬路における位相回転にも対応できるように、データ信号及びクロック信号を伝送できるデジタルデータ送信装置、デジタルデータ受信装置及びデジタルデータ伝送システムが望まれている。 Therefore, a digital data transmission device, digital data reception device, and digital data transmission system capable of transmitting a data signal and a clock signal so as to be able to cope with phase rotation in the propagation path without requiring a clock recovery circuit on the reception side are desired. It is rare.
第1の本発明は、データ信号と、このデータ信号の2シンボル期間を周期としているクロック信号の情報を盛り込んだデジタル変調信号を形成して送信するデジタルデータ送信装置であって、(1)上記データ信号に対して差動符号化を所定回施す差動符号化繰返し手段と、(2)上記差動符号化繰返し手段からの出力信号である差動符号化繰返し信号と上記クロック信号とから、上記差動符号化繰返し信号のシンボルの変化時に変化せず、上記差動符号化繰返し信号のシンボルの無変化時に変化するストローブ信号を形成するストローブ信号形成手段と、(3)上記差動符号化繰返し信号及び上記ストローブ信号の一方が自己の同相成分入力端子に入力されると共に、他方が自己の直交成分入力端子に入力され、同相成分信号及び直交成分信号の組み合わせによって位相変化を起こすデジタル変調信号を形成するデジタル変調手段とを有することを特徴とする。 A first aspect of the present invention is a digital data transmitting apparatus for forming and transmitting a digital modulation signal including information of a data signal and a clock signal having a cycle of two symbol periods of the data signal, and (1) Differential encoding repetition means for performing differential encoding on the data signal a predetermined number of times, and (2) a differential encoding repetition signal that is an output signal from the differential encoding repetition means and the clock signal, Strobe signal forming means for forming a strobe signal that does not change when the symbol of the differential encoding repetition signal changes but does not change when the symbol of the differential encoding repetition signal does not change, and (3) the differential encoding One of the repetitive signal and the strobe signal is input to its own in-phase component input terminal, and the other is input to its own quadrature component input terminal. And having a digital modulation means for forming a digital modulation signal to cause the phase change by a combination of items.
第2の本発明は、第1の本発明のデジタルデータ送信装置が送信したデジタル変調信号を受信するデジタルデータ受信装置であって、(1)受信したデジタル変調信号を復調して同相成分信号及び直交成分信号を出力するデジタル復調手段と、(2)上記同相成分信号及び上記直交成分信号のうち、差動符号化繰返し信号になっている信号に対して、差動復号を所定回施し、上記デジタルデータ送信装置が送信しようとしたデータ信号を抽出する差動復号繰返し手段と、(3)上記同相成分信号及び上記直交成分信号のうちストローブ信号になっている信号から、上記デジタルデータ送信装置が送信しようとしたクロック信号を抽出するクロック抽出手段とを有することを特徴とする。 The second aspect of the present invention is a digital data receiving apparatus for receiving a digital modulation signal transmitted by the digital data transmitting apparatus of the first aspect of the present invention, wherein (1) the received digital modulation signal is demodulated and an in-phase component signal and A digital demodulating means for outputting a quadrature component signal; (2) performing differential decoding a predetermined number of times on a signal that is a differentially encoded repeated signal among the in-phase component signal and the quadrature component signal; A differential decoding repetition means for extracting a data signal to be transmitted by the digital data transmission device; and (3) a signal that is a strobe signal among the in-phase component signal and the quadrature component signal. And a clock extracting means for extracting a clock signal to be transmitted.
第3の本発明のデジタルデータ伝送システムは、第1の本発明のデジタルデータ送信装置と、第2の本発明のデジタルデータ受信装置とが、伝搬路を介して対向していることを特徴とする。 The digital data transmission system of the third aspect of the present invention is characterized in that the digital data transmission apparatus of the first aspect of the present invention and the digital data reception apparatus of the second aspect of the present invention are opposed to each other via a propagation path. To do.
本発明のデジタルデータ送信装置、デジタルデータ受信装置及びデジタルデータ伝送システムによれば、受信側でクロック再生回路を不要としたまま、伝搬路における位相回転にも対応できるようにデータ信号及びクロック信号を伝送することができる。 According to the digital data transmission device, digital data reception device, and digital data transmission system of the present invention, the data signal and the clock signal can be used so that the reception side can cope with the phase rotation in the propagation path without using the clock recovery circuit. Can be transmitted.
(A)第1の実施形態
以下、本発明によるデジタルデータ送信装置、デジタルデータ受信装置及びデジタルデータ伝送システムの第1の実施形態を、図面を参照しながら説明する。
(A) First Embodiment Hereinafter, a first embodiment of a digital data transmitting device, a digital data receiving device, and a digital data transmission system according to the present invention will be described with reference to the drawings.
(A−1)第1の実施形態の構成
第1の実施形態に係るデジタルデータ伝送システムは、第1の実施形態に係るデジタルデータ送信装置1と、第1の実施形態に係るデジタルデータ受信装置2とが伝搬路3を挟んで対向することにより構成される。
(A-1) Configuration of First Embodiment A digital data transmission system according to the first embodiment includes a digital
図1は、第1の実施形態に係るデジタルデータ送信装置1の構成を示すブロック図であり、図2は、第1の実施形態に係るデジタルデータ受信装置2の構成を示すブロック図である。
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of the digital
図1において、第1の実施形態のデジタルデータ送信装置1は、3つの2入力排他的論理和回路11、13、16と、2つの1シンボル期間遅延回路12、14と、QPSK(直交位相シフトキーイング)変調器15と、送信部17とを有する。
In FIG. 1, a digital
排他的論理和回路11、13及び16はそれぞれ、2つの入力信号に対して排他的論理和演算を行い、演算した結果の信号を出力するものである。1シンボル期間遅延回路12及び14はそれぞれ、自己への入力信号を、データ信号における1シンボル期間(1タイムスロット)だけ遅延させるものである。
Each of the exclusive OR
排他的論理和回路11には、当該デジタルデータ送信装置1に入力されたデータ信号DINと、1シンボル期間遅延回路12の出力信号S12とが与えられる。1シンボル期間遅延回路12には、排他的論理和回路11の出力信号S11が与えられる。従って、排他的論理和回路11及び1シンボル期間遅延回路12の組は差動符号化回路を構成しており、この差動符号化回路はデータ信号DINを差動符号化するものである。
The
排他的論理和回路13には、排他的論理和回路11の出力信号S11と、1シンボル期間遅延回路14の出力信号S14とが与えられる。1シンボル期間遅延回路14には、排他的論理和回路13の出力信号S13が与えられる。従って、排他的論理和回路13及び1シンボル期間遅延回路14の組は差動符号化回路を構成しており、この差動符号化回路は排他的論理和回路11の出力信号S11を差動符号化するものである。
The
以上のように、第1の実施形態のデジタルデータ送信装置1においては、データ信号DINは、縦続接続された2段の差動符号化回路によって差動符号化が連続して施される。
As described above, in the digital
排他的論理和回路16には、データ信号DINに同期した、データ信号DINの位相を規定するクロック信号CLKと、排他的論理和回路13の出力信号S13とが与えられる。この第1の実施形態の場合、クロック信号CLKの1周期は、データ信号DINにおける2シンボル期間と等しくなっている。排他的論理和回路16は、クロック信号CLKと排他的論理和回路13の出力信号S13との排他的論理和を求めることにより、ストローブ信号STBを形成するものである。
The exclusive OR
第1の実施形態におけるストローブ信号STBの形成と同様なことを、IEEE1394は規定している。排他的論理和回路13の出力信号S13においてシンボルが変化するときは、ストローブ信号STBは変化せず(同一のシンボルを継続し)、排他的論理和回路13の出力信号S13においてシンボルが変化しないときは、ストローブ信号STBにおいてシンボルが変化する。排他的論理和回路13の出力信号S13及びストローブ信号STBは同時にシンボルを変化させることがない関係になっている。また、ストローブ信号STBは、クロック信号CLKをも用いた論理演算で形成されたものであるので、クロック情報を含むものとなっている。
IEEE 1394 defines the same as the formation of the strobe signal STB in the first embodiment. When the symbol changes in the output signal S13 of the exclusive OR
QPSK変調器15のIチャネル入力端子には排他的論理和回路13の出力信号S13(Iチャネル信号)が入力され、QPSK変調器15のQチャネル入力端子にはストローブ信号STB(Qチャネル信号)が入力される。QPSK変調器15は、自己への2つの入力信号S13及びSTBに対して、QPSK変調を行うものである。
The output signal S13 (I channel signal) of the exclusive OR
図3は、第1の実施形態のQPSK変調器15における星座を示している。図3において、2つのシンボルの組み合わせ(0,0)、(0,1)、(1,1)、(1,0)のうち、左側の値がIチャネル信号(排他的論理和回路13の出力信号S13)のシンボルであり、右側の値がQチャネル信号(ストローブ信号STB)のシンボルである。排他的論理和回路13の出力信号S13と同時にシンボルを変化させることがないストローブ信号STBを利用することにより、図3に示すように、(0,1)及び(1,0)間の遷移や、(0,0)及び(1,1)間の遷移はあり得ない。
FIG. 3 shows constellations in the
送信部17は、QPSK変調器15から出力されたQPSK変調信号S15を伝搬路3へ送信するものである。伝搬路3が無線伝搬路であれば、送信部17は、電力増幅などして内蔵する送信アンテナから空中へ送信信号を放射するものである。また、伝搬路3が有線伝搬路であれば、送信部17は伝搬路3へ送信信号を送り出すものである。有線伝搬路は光ファイバであっても良く、この場合、送信部17は、電気信号を光信号に変換する処理なども行う。以上のように、送信部17は、適用する伝搬路3によってその内部構成が異なるものである。
The
図2において、第1の実施形態のデジタルデータ受信装置2は、受信部21、QPSK復調器22、3つの2入力排他的論理和回路24、26、27と、2つの1シンボル期間遅延回路23、25と、誤り検出回路28とを有する。
In FIG. 2, the digital
受信部21は、伝搬路3から到来した、デジタルデータ送信装置1が送信した信号(QPSK変調信号)を受信処理するものである。受信部21は、上述した送信部17と対称的な構成を有する。伝搬路3が無線伝搬路であれば、受信部21は、内蔵する受信アンテナが捕捉した信号に対し、前置増幅や帯域制限などを行うものである。また、伝搬路3が有線伝搬路であれば、受信部21は、伝搬路3からの信号を取込むものである。有線伝搬路は光ファイバであっても良く、この場合、受信部21は、光信号を電気信号に変換する処理なども行う。以上のように、受信部21は、適用する伝搬路3によってその内部構成が異なるものである。
The receiving
QPSK復調器22は、受信信号S21に対して復調を行い、Iチャネル信号S22I及びQチャネル信号S22Qを得るものである。ここで、QPSK復調器22は、後述するように後段でクロック信号を取り出すことができるので、準同期検波のものであっても構わない。
The
送信側と同様に、排他的論理和回路24、26、27はそれぞれ、2つの入力信号に対して排他的論理和演算を行い、演算した結果の信号を出力するものであり、1シンボル期間遅延回路23及び25はそれぞれ、自己への入力信号を、データ信号における1シンボル期間だけ遅延させるものである。
Similar to the transmission side, each of the exclusive OR
1シンボル期間遅延回路23にはSIチャネル信号S22Iが入力され、1シンボル期間遅延回路23は、Iチャネル信号S22Iを1シンボル期間だけ遅延し、その遅延信号S23を排他的論理和回路24に与えるものである。排他的論理和回路24にはIチャネル信号S22Iそのものも入力される。従って、排他的論理和回路24及び1シンボル期間遅延回路23の組は差動復号回路を構成しており、この差動復号回路はIチャネル信号S22Iを差動復号するものである。
The SI channel signal S22I is input to the 1 symbol
1シンボル期間遅延回路25には、排他的論理和回路24の出力信号S24が入力され、1シンボル期間遅延回路25は、排他的論理和回路24の出力信号S24を1シンボル期間だけ遅延し、その遅延信号S25を排他的論理和回路26に与えるものである。排他的論理和回路26には排他的論理和回路24の出力信号S24そのものも入力される。従って、排他的論理和回路26及び1シンボル期間遅延回路25の組は差動復号回路を構成しており、この差動復号回路は排他的論理和回路24の出力信号S24を差動復号するものである。
The output signal S24 of the exclusive OR
以上のように、第1の実施形態のデジタルデータ受信装置2においては、QPSK復調により得られたIチャネル信号S22Iは、縦続接続された2段の差動復号回路によって差動復号が連続して施され、これによりデータ信号DOUTが再生される。
As described above, in the digital
排他的論理和回路27には、Iチャネル信号S22I及びQチャネル信号S22Qが与えられる。Qチャネル信号S22Qは、上述したストローブ信号を再生したものとなっている。排他的論理和回路27は、Iチャネル信号S22I及びQチャネル信号S22Qとの排他的論理和を求めることにより、Qチャネル信号S22Qに含まれているクロック情報からクロック信号CKOUTを抽出している。
The exclusive OR
誤り検出回路28は、クロック信号CKOUTのシンボル値の系列が0と1の交番系列になっているか否かを監視し、交番系列になっていない場合に、誤りが生じたことを表す信号S28を出力するものである。
The
図2では省略しているが、図2で示す構成部分の後段には、データ信号DOUT及びクロック信号CKOUTを適用して、シンボル値を確定する回路が設けられている。この確定回路は、データ信号DOUTに関するアイパタンの最も開いたタイミングでシンボル値を確定するように機能するものである。第1の実施形態の場合、クロック信号CKOUTの1周期は、データ信号DOUTにおける2シンボル期間と等しくなっているので、シンボル値を確定するために、データ信号DOUTとクロック信号との間の相対的な位相(タイミング)を調整する場合、クロック信号CKOUTをそのまま用いるより、クロック信号CKOUTの周波数を2逓倍して利用した方が好ましい。このように調整する場合だけでなく、データ信号DOUTを処理する回路が処理を実行する際のクロック信号も、クロック信号CKOUTを2逓倍したものを適用することが好ましい。そのため、後述するように、クロック信号CKOUTが正規の位相から反転して抽出されていたとしても、正しいシンボル値を確定することができる。 Although omitted in FIG. 2, a circuit for determining a symbol value by applying the data signal DOUT and the clock signal CKOUT is provided at the subsequent stage of the configuration part shown in FIG. 2. This determination circuit functions to determine the symbol value at the most open timing of the eye pattern related to the data signal DOUT. In the case of the first embodiment, since one cycle of the clock signal CKOUT is equal to two symbol periods in the data signal DOUT, the relative value between the data signal DOUT and the clock signal is used to determine the symbol value. When adjusting a correct phase (timing), it is preferable to use the clock signal CKOUT by multiplying the frequency of the clock signal CKOUT by 2 rather than using the clock signal CKOUT as it is. In addition to the adjustment described above, it is preferable to apply a clock signal obtained by multiplying the clock signal CKOUT by 2 as a clock signal when a circuit that processes the data signal DOUT executes processing. Therefore, as will be described later, even if the clock signal CKOUT is extracted after being inverted from the normal phase, a correct symbol value can be determined.
(A−2)第1の実施形態の動作
次に、第1の実施形態に係るデジタルデータ伝送システムの動作を、デジタルデータ送信装置1の動作、デジタルデータ受信装置2の動作の順に説明する。
(A-2) Operation of the First Embodiment Next, the operation of the digital data transmission system according to the first embodiment will be described in the order of the operation of the digital
デジタルデータ送信装置1には、データ信号DIN及びクロック信号CLKがパラレルに入力される。
A data signal DIN and a clock signal CLK are input to the digital
データ信号DINは、縦続接続された2段の差動符号化回路11及び12、13及び14によって差動符号化が連続して施され、QPSK変調器15のIチャネル入力端子に入力される。
The data signal DIN is subjected to differential encoding successively by two stages of cascade-connected
クロック信号は、2段の差動符号化が施された後の信号S13(Iチャネル信号)と共に、排他的論理和回路16に与えられ、排他的論理和回路16によってストローブ信号STB(Qチャネル信号)に変換されてQPSK変調器15のQチャネル入力端子に入力される。
The clock signal is supplied to the exclusive OR
QPSK変調器15に入力された2つの入力信号S13及びSTBはQPSK変調され、得られたQPSK変調信号S15が送信部17に与えられて伝搬路3へ送信される。
The two input signals S13 and STB input to the
デジタルデータ受信装置2には、デジタルデータ送信装置1が送信した信号(QPSK変調信号)が伝搬路3から到来する。
A signal (QPSK modulated signal) transmitted from the digital
伝搬路3から到来した信号(QPSK変調信号)は、受信部21によって受信処理されてQPSK復調器22に与えられ、QPSK復調されてIチャネル信号S22I及びQチャネル信号S22Qが得られる。
A signal (QPSK modulated signal) arriving from the propagation path 3 is subjected to reception processing by the receiving
QPSK復調により得られたIチャネル信号S22Iは、縦続接続された2段の差動復号回路23及び24、25及び26によって差動復号が連続して施され、これによりデータ信号DOUTが抽出される。
The I channel signal S22I obtained by QPSK demodulation is subjected to differential decoding successively by two stages of cascade-connected
QPSK復調により得られたIチャネル信号S22I及びQチャネル信号S22Qは、排他的論理和回路27に与えられ、これら信号の排他的論理和が求めることにより、Qチャネル信号S22Qに含まれているクロック情報からクロック信号CKOUTが抽出される。
The I channel signal S22I and the Q channel signal S22Q obtained by the QPSK demodulation are supplied to the exclusive OR
この抽出されたクロック信号CKOUTのシンボル値の系列が0と1の交番系列になっていない場合には、伝送エラー検出回路28から、伝送エラー信号S28が出力される。
When the symbol value series of the extracted clock signal CKOUT is not an alternating series of 0 and 1, the transmission error signal S28 is output from the transmission
以下、データ信号DINの具体例を挙げて、デジタルデータ送信装置1及びデジタルデータ受信装置2の動作を説明する。
Hereinafter, the operations of the digital
図4は、デジタルデータ送信装置1の各部のタイミングチャートを、真理値表的な記述で示した説明図である。
FIG. 4 is an explanatory diagram showing a timing chart of each part of the digital
送信しようとするデータ信号DINの系列は、図4の1行目に示すように、100101110…である。第1の実施形態の場合、クロック信号CLKは、2シンボル期間を1周期としているので、図4の4行目に示すように、シンボル期間毎に1と0とが交番している101010101…になっている。 The series of data signals DIN to be transmitted is 100101110... As shown in the first line of FIG. In the case of the first embodiment, since the clock signal CLK has two symbol periods as one cycle, as shown in the fourth row of FIG. 4, 1 and 0 alternate in every symbol period. It has become.
データ信号DINを差動符号化する1段目の差動符号化回路の出力信号S11は、図4の2行目に示すように、111001011…となる。但し、2行目の先頭ビット(先頭シンボル)の前のビット値(信号S11のデフォルト値)は0であるとして演算している。信号S11を差動符号化する2段目の差動符号化回路の出力信号S13(Iチャネル信号)は、図4の3行目に示すように、101110010…となる。ここでも、3行目の先頭ビット(先頭シンボル)の前のビット値(信号S13のデフォルト値)は0であるとして演算している。信号S13とクロック信号CLKとから求められるストローブ信号STB(Qチャネル信号)は、図4の5行目に示すように、000100111…となる。 The output signal S11 of the first-stage differential encoding circuit that differentially encodes the data signal DIN is 111001011... As shown in the second row of FIG. However, the calculation is performed assuming that the bit value (default value of the signal S11) before the first bit (first symbol) in the second row is zero. The output signal S13 (I channel signal) of the second-stage differential encoding circuit that differentially encodes the signal S11 is 101110010... As shown in the third row of FIG. Here, the calculation is performed assuming that the bit value (default value of the signal S13) before the first bit (first symbol) in the third row is zero. The strobe signal STB (Q channel signal) obtained from the signal S13 and the clock signal CLK becomes 000100111... As shown in the fifth row of FIG.
上述したIチャネル信号S13及びQチャネル信号STBを、シンボル期間毎(時間単位)の組み合わせで見ると、(1,0)、(0,0)、(1,0)、(1,1)、(1,0)、(0,0)、(0,1)、(1,1)、(0,1)…となっており、ストローブ信号の機能により、Iチャネル信号S13及びQチャネル信号STBのシンボル値が同時に変化する場合がないことが分かる。これにより、QPSK変調器15において、星座の中央を通過しないため、QPSK変調信号は、振幅変動が小さく狭帯域なものとなる。
When the above-described I channel signal S13 and Q channel signal STB are viewed in combination for each symbol period (time unit), (1, 0), (0, 0), (1, 0), (1, 1), (1, 0), (0, 0), (0, 1), (1, 1), (0, 1)..., And the I channel signal S13 and the Q channel signal STB by the function of the strobe signal. It can be seen that there is no case in which the symbol values of the symbols change simultaneously. Thus, since the
伝搬路3では位相が回転することもあり得る。QPSK復調器22として準同期検波のものを適用することもでき、準同期検波のものを適用した場合、伝搬路3における位相回転を受けて、QPSK復調器22からのIチャネル信号S22I及びQチャネル信号S22Qも、0度、90度、180度又は270度の位相回転があり得る。
In the propagation path 3, the phase may be rotated. A quasi-synchronous detection type can also be applied as the
図5は、位相回転が0度(位相回転なし)の場合におけるデジタルデータ受信装置2の各部のタイミングチャートを、真理値表的な記述で示した説明図である。
FIG. 5 is an explanatory diagram showing a timing chart of each part of the digital
位相回転が0度の場合には、QPSK復調器22からのIチャネル信号S22I及びQチャネル信号S22Qは、図5の1行目及び4行目にそれぞれ示すように、QPSK変調器15へのIチャネル信号S13、Qチャネル信号STBと同一になる(但し、伝送エラーは生じていないとする)。
When the phase rotation is 0 degree, the I channel signal S22I and the Q channel signal S22Q from the
Iチャネル信号S22Iが101110010…となっているので、Iチャネル信号S22Iを差動復号する1段目の差動復号回路の出力信号S24は、図5の2行目に示すように、111001011…となる。但し、1行目の先頭ビット(先頭シンボル)の前のビット値(信号S22Iのデフォルト値)は0であるとして演算している。信号S24を差動復号する2段目の差動復号回路の出力信号DOUTは、図5の3行目に示すように、100101110…となり、送信側が送信しようとしたデータ信号DINと等しくなる。ここでも、3行目の先頭ビット(先頭シンボル)の前のビット値(信号S24のデフォルト値)は0であるとして演算している。Qチャネル信号S22Q(ストローブ信号)から、Iチャネル信号S22Iを利用して抽出されるクロック信号CKOUTは、図5の5行目に示すように、101010101…となり、送信側におけるクロック信号CLKと等しくなる。 Since the I channel signal S22I is 1011110010 ..., the output signal S24 of the first stage differential decoding circuit that differentially decodes the I channel signal S22I is 111001011 ... as shown in the second row of FIG. Become. However, the calculation is performed assuming that the bit value (default value of the signal S22I) before the first bit (first symbol) in the first row is zero. The output signal DOUT of the second-stage differential decoding circuit that differentially decodes the signal S24 is 100101110... As shown in the third row of FIG. Here, the calculation is performed assuming that the bit value (default value of the signal S24) before the first bit (first symbol) in the third row is zero. The clock signal CKOUT extracted from the Q channel signal S22Q (strobe signal) using the I channel signal S22I is 1010101101 as shown in the fifth row of FIG. 5, and is equal to the clock signal CLK on the transmission side. .
図6は、位相回転が90度の場合におけるデジタルデータ受信装置2の各部のタイミングチャートを、真理値表的な記述で示した説明図である。
FIG. 6 is an explanatory diagram showing a timing chart of each part of the digital
今、送信側のIチャネル信号及びQチャネル信号のシンボル期間毎の組み合わせをTx(Ich,Qch)で表し、受信側のIチャネル信号及びQチャネル信号のシンボル期間毎の組み合わせをRx(I’ch,Q’ch)で表すこととする。 Now, a combination for each symbol period of the transmission side I channel signal and Q channel signal is represented by Tx (Ich, Qch), and a combination for the symbol period of the reception side I channel signal and Q channel signal is represented by Rx (I'ch , Q′ch).
位相回転が90度の場合において、受信側のI’ch、Q’chを送信側のIch、Qchで表すと、Rx(Ich、Qch)=Tx(−Qch,Ich)となる。このことを、図3の星座を利用して説明すると、送信側における各座標は、受信側では、時計回りに90度回転した座標をとることになる。すなわち、送信側の座標(0,0)は受信側では(1,0)となり、送信側の座標(1,0)は受信側では(1,1)となり、送信側の座標(1,1)は受信側では(0,1)となり、送信側の座標(0,1)は受信側では(0,0)となる。 In the case where the phase rotation is 90 degrees, when I′ch and Q′ch on the receiving side are represented by Ich and Qch on the transmitting side, Rx (Ich, Qch) = Tx (−Qch, Ich). This will be explained using the constellation of FIG. 3. Each coordinate on the transmission side is a coordinate rotated 90 degrees clockwise on the reception side. That is, the coordinate (0, 0) on the transmission side is (1, 0) on the reception side, the coordinate (1, 0) on the transmission side is (1, 1) on the reception side, and the coordinates (1, 1) on the transmission side. ) Is (0, 1) on the receiving side, and the coordinates (0, 1) on the transmitting side are (0, 0) on the receiving side.
従って、90度の位相回転が生じた場合には、QPSK復調器22からのIチャネル信号S22I及びQチャネル信号S22Qは、図6の1行目及び4行目にそれぞれ示すように、111011000…、101110010…となる。このようなIチャネル信号S22Iに対して、差動復号を2回繰り返すと、図6の3行目に示すように100101110…が得られ、この得られた信号DOUTは、送信側が送信しようとしたデータ信号DINと等しくなっている。すなわち、90度の位相回転が生じたとしても、受信側で正しいデータ信号を得ることができる。また、Qチャネル信号S22Q(ストローブ信号)から、Iチャネル信号S22Iを利用して抽出されたクロック信号CKOUTは、図6の5行目に示すように、010101010…となり、送信側におけるクロック信号CLKを位相反転した交番信号となり、クロック信号として利用可能である。
Therefore, when a 90 degree phase rotation occurs, the I channel signal S22I and the Q channel signal S22Q from the
図7は、位相回転が180度の場合におけるデジタルデータ受信装置2の各部のタイミングチャートを、真理値表的な記述で示した説明図であり、図8は、位相回転が270度の場合におけるデジタルデータ受信装置2の各部のタイミングチャートを、真理値表的な記述で示した説明図である。
FIG. 7 is an explanatory diagram showing a timing chart of each part of the digital
180度の位相回転が生じた場合は、送信側及び受信側のIチャネル信号及びQチャネル信号には、Rx(Ich、Qch)=Tx(−Ich、Qch)の関係がある。180度の位相回転が生じた場合にも、詳述は避けるが、図7の3行目に示すように、2回の差動復号で得られた信号DOUTは、送信側が送信しようとしたデータ信号DINと等しくなっている。また、クロック信号CKOUTは、図7の5行目に示すように、010101010…となり、送信側におけるクロック信号CLKを位相反転した交番信号となり、クロック信号として利用可能である。 When phase rotation of 180 degrees occurs, there is a relationship of Rx (Ich, Qch) = Tx (-Ich, Qch) between the I channel signal and the Q channel signal on the transmission side and the reception side. Although detailed description is also avoided when the phase rotation of 180 degrees occurs, as shown in the third row of FIG. 7, the signal DOUT obtained by the two differential decoding operations is the data that the transmission side has attempted to transmit. It is equal to the signal DIN. Further, as shown in the fifth line of FIG. 7, the clock signal CKOUT becomes 01010101010, becomes an alternating signal obtained by inverting the phase of the clock signal CLK on the transmission side, and can be used as the clock signal.
また、270度の位相回転が生じた場合は、送信側及び受信側のIチャネル信号及びQチャネル信号には、Rx(Ich、Qch)=Tx(Qch、−Ich)の関係がある。270度の位相回転が生じた場合にも、詳述は避けるが、図8の3行目に示すように、2回の差動復号で得られた信号DOUTは、送信側が送信しようとしたデータ信号DINと等しくなっている。また、クロック信号CKOUTは、図8の5行目に示すように、010101010…となり、送信側におけるクロック信号CLKを位相反転した交番信号となり、クロック信号として利用可能である。 Further, when phase rotation of 270 degrees occurs, there is a relationship of Rx (Ich, Qch) = Tx (Qch, -Ich) between the I channel signal and the Q channel signal on the transmission side and the reception side. Although detailed description is also avoided when the phase rotation of 270 degrees occurs, as shown in the third row of FIG. 8, the signal DOUT obtained by the differential decoding twice is the data which the transmission side is going to transmit. It is equal to the signal DIN. Further, as shown in the fifth line of FIG. 8, the clock signal CKOUT becomes 010101010... Becomes an alternating signal obtained by inverting the phase of the clock signal CLK on the transmission side, and can be used as the clock signal.
以上のように、位相回転が0度、90度、180度及び270度のいずれであろうと、抽出されたクロック信号CKOUTは、1と0との交番を繰り返す。クロック信号CKOUTとして、1と0との交番を繰り返していないシンボル系列が生じた場合には、誤り検出回路28がそのことを検出し、抽出されたデータ信号DOUTに誤りがあることを示す信号S28を出力する。
As described above, the extracted clock signal CKOUT repeats alternating between 1 and 0 regardless of whether the phase rotation is 0 degree, 90 degrees, 180 degrees, or 270 degrees. When a symbol series that does not repeat alternating 1 and 0 is generated as the clock signal CKOUT, the
(A−3)第1の実施形態の効果
第1の実施形態によれば、伝搬路で位相回転があり、QPSK復調器からのIチャネル信号及びQチャネル信号が、送信側のIチャネル信号及びQチャネル信号から位相回転していても、正しいデータ信号を抽出できると共に、クロック信号として機能するクロック信号を抽出できる。
(A-3) Effect of First Embodiment According to the first embodiment, there is phase rotation in the propagation path, and the I channel signal and Q channel signal from the QPSK demodulator are Even if the phase is rotated from the Q channel signal, a correct data signal can be extracted and a clock signal functioning as a clock signal can be extracted.
従って、受信側で、クロック情報が伝送されなくてもクロック信号を再生するクロック再生回路によらずに、簡単な回路で受信信号からクロック信号を抽出し、シンボル値を確定することが可能になる。また、送信データの先頭に付与するプリアンブルなどの信号や、同じ信号が連続しないための符号化も不要になる。しかも、クロック情報はデータ信号と並列に送られるため、フェージングなどに起因するクロック信号の同期外れも起こらない。また、Iチャネル信号及びQチャネル信号のシンボル値が同時に変化しない変調になっているため、狭帯域化が可能であり、並列送信に伴う送信帯域の拡張も最小限に抑えられる。 Therefore, on the receiving side, it is possible to extract the clock signal from the received signal and determine the symbol value with a simple circuit without using the clock recovery circuit that recovers the clock signal even if the clock information is not transmitted. . In addition, a signal such as a preamble added to the head of transmission data or encoding for preventing the same signal from continuing is not required. In addition, since the clock information is sent in parallel with the data signal, the clock signal is not lost due to fading or the like. In addition, since the modulation is such that the symbol values of the I channel signal and the Q channel signal do not change at the same time, the bandwidth can be narrowed, and the expansion of the transmission bandwidth accompanying parallel transmission can be minimized.
また、第1の実施形態によれば、抽出されたクロック信号CKOUTが、1と0との交番を繰り返したものであるか否かに基づき、誤り検出回路28が、データ信号DOUTに誤りがあることを検出することができる。すなわち、データ信号DOUTにおける誤りを簡単に検出することができる。
In addition, according to the first embodiment, the
(B)第2の実施形態
次に、本発明によるデジタルデータ送信装置、デジタルデータ受信装置及びデジタルデータ伝送システムの第2の実施形態を、図面を参照しながら説明する。
(B) Second Embodiment Next, a second embodiment of the digital data transmitting apparatus, digital data receiving apparatus, and digital data transmission system according to the present invention will be described with reference to the drawings.
第2の実施形態に係るデジタルデータ伝送システムは、第2の実施形態に係るデジタルデータ送信装置1Aと、第1の実施形態に係るデジタルデータ受信装置2Aとが伝搬路3を挟んで対向することにより構成される。
In the digital data transmission system according to the second embodiment, the digital
図9は、第2の実施形態に係るデジタルデータ送信装置1Aの構成を示すブロック図であり、第1の実施形態に係る図1との同一、対応部分には同一符号を付して示している。また、図10は、第2の実施形態に係るデジタルデータ受信装置2Aの構成を示すブロック図であり、第1の実施形態に係る図1との同一、対応部分には同一符号を付して示している。
FIG. 9 is a block diagram showing the configuration of the digital
上述した第1の実施形態におけるクロック信号CLKは、その1周期がデータ信号DINにおける2シンボル期間と等しく、クロック信号CLKの変化(シンボル変化)はデータ信号の変化(シンボル)と同じ時間(タイムスロット)毎であった。 The clock signal CLK in the first embodiment described above has one cycle equal to two symbol periods in the data signal DIN, and the change (symbol change) of the clock signal CLK is the same time (time slot) as the change (symbol) of the data signal. ).
しかし、多くのデータ処理回路では、クロック信号は、データ信号の1シンボル期間(1タイムスロット)を周期としており、そのシンボル期間の中央で立ち上がる(又は立ち下がる)交番信号である。 However, in many data processing circuits, the clock signal is an alternating signal having a cycle of one symbol period (one time slot) of the data signal and rising (or falling) at the center of the symbol period.
第2の実施形態は、データ信号DINの1シンボル期間を周期とし、そのシンボル期間の中央で立ち上がる(又は立ち下がる)交番信号のクロック信号CLK2に対応したものである。 The second embodiment corresponds to the clock signal CLK2 of an alternating signal that rises (or falls) in the center of the symbol period with one symbol period of the data signal DIN as a cycle.
第2の実施形態に係るデジタルデータ送信装置1Aは、第1の実施形態に係るデジタルデータ送信装置1の構成に加え、1/2分周回路18を有する。1/2分周回路18には、クロック信号CLK2が入力され、このクロック信号CLK2を1/2分周するものである。分周後の信号(図9では符号CLKを用いている)は、第1の実施形態におけるクロック信号と同様な信号となり、排他的論理和回路16に入力される。1/2分周回路18として既存の構成を適用できる。例えば、シフトレジスタと、このシフトレジスタの複数の所定段の出力をデコードして分周信号を得るデコード回路とからなる1/2分周回路や、T型フリップフロップ若しくはD型フリップフロップを利用した1/2分周回路を適用することができる。
The digital
第2の実施形態に係るデジタルデータ受信装置2Aは、第1の実施形態に係るデジタルデータ受信装置2の構成に加え、周波数2逓倍回路29を有する。周波数2逓倍回路29には、排他的論理和回路27から出力された信号CKOUTが入力される。この信号CKOUTは、第1の実施形態では抽出されたクロック信号となっていたものである。周波数2逓倍回路29は、信号CKOUTの周波数を2逓倍し、2逓倍後の信号CKOUT2を抽出されたクロック信号として出力するものである。周波数2逓倍回路29として既存の構成を適用できる。図10は、周波数2逓倍回路29の一例として、1/2シンボル期間遅延回路29Aと排他的論理和回路29Bとでなるものを示している。
The digital
第2の実施形態によれば、クロック信号が、データ信号の1シンボル期間を周期とし、そのシンボル期間の中央で立ち上がる(又は立ち下がる)交番信号のクロック信号であっても、第1の実施形態と同様な効果を奏することができる。 According to the second embodiment, even if the clock signal is a clock signal of an alternating signal that rises (or falls) in the center of the symbol period with one symbol period of the data signal as a period, the first embodiment The same effect can be achieved.
(C)他の実施形態
上記各実施形態では、デジタル変調方式がQPSK変調方式であるものを示したが、デジタル変調方式はQPSK変調方式に限定されるものではない。要は、同相成分信号(Iチャネル信号)と直交成分信号(Qチャネル信号)とから単一のデジタル変調信号を得るものであって、そのデジタル変調信号が同相成分信号及び直交成分信号の組み合わせによって位相変化を起こすデジタル変調方式であれば、本発明を適用することができる。例えば、デジタル変調方式はπ/4シフトQPSK変調方式であっても良い。
(C) Other Embodiments In the above embodiments, the digital modulation scheme is the QPSK modulation scheme, but the digital modulation scheme is not limited to the QPSK modulation scheme. In short, a single digital modulation signal is obtained from an in-phase component signal (I channel signal) and a quadrature component signal (Q channel signal), and the digital modulation signal is obtained by a combination of the in-phase component signal and the quadrature component signal. The present invention can be applied to any digital modulation system that causes a phase change. For example, the digital modulation method may be a π / 4 shift QPSK modulation method.
上記各実施形態では、2段の差動符号化、差動復号を行うことでIチャネルとQチャネルの軸を合わせるようにしたものを示したが、差動符号化、差動復号の段数を2段以外にしても良い。なお、差動符号化、差動復号の段数が少ない方が一般的に誤り率は良くなる。また、復号側であれば、受信信号の内容を分析することで差動復号を省略することも可能であり、さらに、符号化側での段数より復号側の段数を少なくすることも可能である。 In each of the above embodiments, two stages of differential encoding and differential decoding are performed so that the axes of the I channel and the Q channel are aligned. However, the number of stages of differential encoding and differential decoding is reduced. It may be other than two stages. Note that the error rate generally improves when the number of stages of differential encoding and differential decoding is small. On the decoding side, differential decoding can be omitted by analyzing the contents of the received signal, and the number of stages on the decoding side can be made smaller than the number of stages on the encoding side. .
上記各実施形態では、排他的論理和回路13の出力信号S13をQPSK変調器15のIチャネル入力端子に入力すると共に、排他的論理和回路16の出力信号STBをQPSK変調器15のQチャネル入力端子に入力するものを示したが、逆に入力するようにしても良い。すなわち、排他的論理和回路16の出力信号STBをQPSK変調器15のIチャネル入力端子に入力すると共に、排他的論理和回路13の出力信号S13をQPSK変調器15のQチャネル入力端子に入力するようにしても良い。
In each of the above embodiments, the output signal S13 of the exclusive OR
上記各実施形態の説明では、ハードウェアで全ての要素が構成されているように説明したが、一部の構成を、CPUと、CPUが実行するプログラムとでなるソフトウェア構成で実現するようにしても良い。 In the description of each of the above embodiments, it has been described that all elements are configured by hardware. However, a part of the configuration is realized by a software configuration including a CPU and a program executed by the CPU. Also good.
上記第2の実施形態では、1/2分周回路や周波数2逓倍回路を有するものを示したが、当初のクロック信号(原クロック信号)の周波数によっては、分周比や逓倍数は上記のものに限定されない。排他的論理和回路16に入力する際の周波数が、第1の実施形態と同様になる分周比を適用すれば良く、逓倍数は分周比の逆数を適用すれば良い。
In the second embodiment, a circuit having a 1/2 frequency divider or a frequency doubler is shown. However, depending on the frequency of the original clock signal (original clock signal), the frequency division ratio and the multiplication number are as described above. It is not limited to things. A frequency division ratio that is the same as that in the first embodiment may be applied to the frequency when the exclusive OR
1、1A…デジタルデータ送信装置、
11、13、16…2入力排他的論理和回路、12、14…1シンボル期間遅延回路、15…QPSK変調器、17…送信部、18…1/2分周回路、
2、2A…デジタルデータ受信装置、
21…受信部、22…QPSK復調器、24、26、27…2入力排他的論理和回路、23、25…1シンボル期間遅延回路、28…伝送エラー検出回路、29…周波数2逓倍回路、
3…伝搬路。
1, 1A ... digital data transmission device,
11, 13, 16 ... 2-input exclusive OR circuit, 12, 14 ... 1 symbol period delay circuit, 15 ... QPSK modulator, 17 ... transmitter, 18 ... 1/2 divider circuit,
2, 2A ... Digital data receiver,
DESCRIPTION OF
3 ... propagation path.
Claims (6)
上記データ信号に対して差動符号化を所定回施す差動符号化繰返し手段と、
上記差動符号化繰返し手段からの出力信号である差動符号化繰返し信号と上記クロック信号とから、上記差動符号化繰返し信号のシンボルの変化時に変化せず、上記差動符号化繰返し信号のシンボルの無変化時に変化するストローブ信号を形成するストローブ信号形成手段と、
上記差動符号化繰返し信号及び上記ストローブ信号の一方が自己の同相成分入力端子に入力されると共に、他方が自己の直交成分入力端子に入力され、同相成分信号及び直交成分信号の組み合わせによって位相変化を起こすデジタル変調信号を形成するデジタル変調手段と
を有することを特徴とするデジタルデータ送信装置。 A digital data transmitting apparatus that forms and transmits a digital modulation signal including information of a data signal and a clock signal having a cycle of two symbol periods of the data signal,
Differential encoding repetition means for performing differential encoding on the data signal a predetermined number of times;
The differential encoding repetition signal which is an output signal from the differential encoding repetition means and the clock signal are not changed when the symbol of the differential encoding repetition signal changes, and the differential encoding repetition signal Strobe signal forming means for forming a strobe signal that changes when the symbol does not change;
One of the differentially encoded repeated signal and the strobe signal is input to its own in-phase component input terminal, and the other is input to its own quadrature component input terminal, and the phase changes depending on the combination of the in-phase component signal and the quadrature component signal And a digital modulation means for forming a digital modulation signal for generating the digital data.
受信したデジタル変調信号を復調して同相成分信号及び直交成分信号を出力するデジタル復調手段と、
上記同相成分信号及び上記直交成分信号のうち、差動符号化繰返し信号になっている信号に対して、差動復号を所定回施し、上記デジタルデータ送信装置が送信しようとしたデータ信号を抽出する差動復号繰返し手段と、
上記同相成分信号及び上記直交成分信号のうちストローブ信号になっている信号から、上記デジタルデータ送信装置が送信しようとしたクロック信号を抽出するクロック抽出手段と
を有することを特徴とするデジタルデータ受信装置。 A digital data receiving apparatus for receiving a digital modulation signal transmitted by the digital data transmitting apparatus according to claim 1 or 2,
Digital demodulation means for demodulating the received digital modulation signal and outputting an in-phase component signal and a quadrature component signal;
Of the in-phase component signal and the quadrature component signal, differential decoding is performed a predetermined number of times on the signal that is a differentially encoded repeated signal, and the data signal that the digital data transmitting device intends to transmit is extracted. Differential decoding repetition means;
A digital data receiving apparatus comprising: clock extracting means for extracting a clock signal to be transmitted by the digital data transmitting apparatus from a signal which is a strobe signal among the in-phase component signal and the quadrature component signal. .
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2012034341A JP5445600B2 (en) | 2012-02-20 | 2012-02-20 | Digital data transmitting apparatus, digital data receiving apparatus and digital data transmission system |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2012034341A JP5445600B2 (en) | 2012-02-20 | 2012-02-20 | Digital data transmitting apparatus, digital data receiving apparatus and digital data transmission system |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2013172267A true JP2013172267A (en) | 2013-09-02 |
JP5445600B2 JP5445600B2 (en) | 2014-03-19 |
Family
ID=49265955
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2012034341A Active JP5445600B2 (en) | 2012-02-20 | 2012-02-20 | Digital data transmitting apparatus, digital data receiving apparatus and digital data transmission system |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP5445600B2 (en) |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5951645A (en) * | 1982-09-17 | 1984-03-26 | Nec Corp | System and apparatus for coding and decoding of error correction multi-value |
JPH0253330A (en) * | 1988-08-18 | 1990-02-22 | Mitsubishi Electric Corp | Consecutive coding error correction communication equipment |
JPH02200042A (en) * | 1989-01-30 | 1990-08-08 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Data transmission system |
JP2000196688A (en) * | 1998-12-24 | 2000-07-14 | Oki Electric Ind Co Ltd | Signal transmitting method with clock information |
-
2012
- 2012-02-20 JP JP2012034341A patent/JP5445600B2/en active Active
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5951645A (en) * | 1982-09-17 | 1984-03-26 | Nec Corp | System and apparatus for coding and decoding of error correction multi-value |
JPH0253330A (en) * | 1988-08-18 | 1990-02-22 | Mitsubishi Electric Corp | Consecutive coding error correction communication equipment |
JPH02200042A (en) * | 1989-01-30 | 1990-08-08 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Data transmission system |
JP2000196688A (en) * | 1998-12-24 | 2000-07-14 | Oki Electric Ind Co Ltd | Signal transmitting method with clock information |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP5445600B2 (en) | 2014-03-19 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
KR950003666B1 (en) | Method and its device demodulating gaussian filtered minimum shift keying | |
CA2641118C (en) | Digital data encoding and decoding method and system | |
US20050078018A1 (en) | Dual phase pulse modulation decoder circuit | |
CN111600823B (en) | Parallel OQPSK offset quadriphase shift keying demodulator | |
EP1790077B1 (en) | Wide window decoder circuit for dual phase pulse modulation | |
CN111049636B (en) | BPSK bit synchronization device and method | |
Torres-Figueroa et al. | Experimental evaluation of a modular coding scheme for physical layer security | |
JP5445600B2 (en) | Digital data transmitting apparatus, digital data receiving apparatus and digital data transmission system | |
JP4054032B2 (en) | Frame synchronization detection method | |
JP2003530728A (en) | Spread spectrum GMSK / M-ary radio with oscillator frequency correction mechanism | |
US6868111B1 (en) | Methods and systems for identifying transmitted codewords after loss of synchronization in spread spectrum communication systems | |
JP3479036B2 (en) | Clock recovery device | |
JP2001177587A (en) | Synchronizing system for digital modulation/ demodulation | |
JP2007142860A (en) | Transmitter, receiver, and data transmission method | |
JP4180967B2 (en) | Signal demodulator | |
RU2232474C2 (en) | Method and device for synchronizing communication system signals and eliminating their phase ambiguity | |
JP2795761B2 (en) | MSK signal demodulation circuit | |
Petri et al. | A Viterbi-based non-coherent DBPSK-demodulator with 1-bit quantization and digital differential decoding for AWGN channels | |
JP6314659B2 (en) | Frame synchronizer | |
Patel et al. | Design of BPSK/QPSK modulator using verilog HDL and matlab | |
JP2621717B2 (en) | Receive burst synchronization circuit | |
JP4847373B2 (en) | Frame synchronization detection method | |
Poberezhskiy | Modulation and Spreading Techniques for Burst Transmissions | |
JP2004201077A (en) | Demodulator and receiver using the same | |
JP2001237905A (en) | Method for symbol timing detection |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20130709 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20130903 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20131001 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20131108 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20131126 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20131209 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 5445600 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |