JP2013110620A - Optical transmitter, optical communication system and optical transmission method - Google Patents

Optical transmitter, optical communication system and optical transmission method Download PDF

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広樹 後藤
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  • Optical Modulation, Optical Deflection, Nonlinear Optics, Optical Demodulation, Optical Logic Elements (AREA)
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To control a bias voltage of a MZ optical modulator to be an optimal point if an analog light waveform is dynamically changed.SOLUTION: Based on a bias voltage having a superposed dither signal and an input data signal, an optical transmitter for modulating light using a MZ (Mach-Zehnder) optical modulator and for transmitting the modulated optical signal is provided. The optical transmitter includes: an error signal generator for generating an error signal on the basis of light intensity of the dither signal and the optical signal; an error signal polarity selector for selecting the polarity of the error signal, according to an average modulation degree of the data signal; and a bias controller for controlling the bias voltage on the basis of the error signal having the polarity selected by the error signal polarity selector.

Description

この発明は、光通信技術に関し、特に、光信号を送信する光送信器、光通信システムおよび光送信方法に関するものである。   The present invention relates to an optical communication technique, and more particularly to an optical transmitter, an optical communication system, and an optical transmission method for transmitting an optical signal.

ＭＺ（Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ）型光変調器を用いて光源からの光を変調する際には、ＭＺ型光変調器を駆動するためのバイアス電圧制御技術が重要である。バイアス電圧は、一度最適化されたとしても、温度変化や経年変化の影響を受けて最適点からシフトすることが知られている。バイアス電圧が最適点からシフトすると、信号品質が安定した光信号を送信することができなくなる場合がある。そこで、ＭＺ型光変調器に対するバイアス電圧の最適点への自動追尾を実行するバイアス制御方式が提案されている（例えば、特許文献１、非特許文献１参照）。   When modulating light from a light source using an MZ (Mach-Zehnder) type optical modulator, a bias voltage control technique for driving the MZ type optical modulator is important. Even if the bias voltage is optimized once, it is known that the bias voltage is shifted from the optimum point under the influence of temperature change or aging change. If the bias voltage is shifted from the optimum point, it may be impossible to transmit an optical signal with stable signal quality. Therefore, a bias control method for executing automatic tracking of the bias voltage to the optimum point for the MZ type optical modulator has been proposed (see, for example, Patent Document 1 and Non-Patent Document 1).

特開２００７−０４３６３８号公報JP 2007-043638 A

吉田 剛、他６名、「2並列Ｍａｃｈ-Ｚｅｈｎｄｅｒ変調器を用いた任意光波形生成のための自動バイアス制御」、信学技報、ＯＣＳ２０１０−２４、ｐｐ．１−６、２０１０年Takeshi Yoshida and 6 others, “Automatic Bias Control for Arbitrary Optical Waveform Generation Using 2-Parallel Mach-Zehnder Modulator”, IEICE Technical Report, OCS2010-24, pp. 1-6, 2010

特許文献１、非特許文献１に開示されている従来の光送信器においては、例えば直交周波数分割多重であるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）信号、１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）または６４ＱＡＭといった多値変調信号や、予等化信号のようなアナログ的な光波形を含む任意の光波形を生成し、その光波形を動的に変化させて運用するアプリケーションにおけるＭＺ型光変調器のバイアス制御においては、後で詳細な説明を行うように、バイアス電圧を最適点に制御することができなくなる場合があるという問題点があった。   In the conventional optical transmitters disclosed in Patent Literature 1 and Non-Patent Literature 1, for example, an orthogonal frequency division multiplexing OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) signal, 16QAM (Quadrature Amplitude Modulation) or 64QAM multilevel modulation signal. In the bias control of the MZ type optical modulator in an application that generates an arbitrary optical waveform including an analog optical waveform such as a pre-equalized signal and dynamically changes the optical waveform, As will be described in detail, there is a problem that the bias voltage may not be controlled to the optimum point.

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、例えばアナログ的な光波形を動的に変化させる場合にも、ＭＺ型光変調器のバイアス電圧を最適点に制御することができるようにすることを目的としている。   The present invention has been made to solve the above-described problems. For example, even when an analog optical waveform is dynamically changed, the bias voltage of the MZ optical modulator can be controlled to an optimum point. The purpose is to be able to.

この発明に係る光送信器は、ディザ信号が重畳されたバイアス電圧および入力したデータ信号に基づいてＭＺ（Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ）型光変調器で光を変調し、この変調した光信号を送出する光送信器であって、前記ディザ信号および前記光信号の光強度に基づいて誤差信号を生成する誤差信号生成部と、前記データ信号の平均変調度に応じて前記誤差信号の極性を選択する誤差信号極性選択部と、前記誤差信号極性選択部で選択された極性をもつ前記誤差信号に基づいて前記バイアス電圧の制御を行うバイアス制御部と、を備えたものである。   An optical transmitter according to the present invention modulates light with an MZ (Mach-Zehnder) type optical modulator based on a bias voltage on which a dither signal is superimposed and an input data signal, and transmits the modulated optical signal. An error signal generation unit that generates an error signal based on the light intensity of the dither signal and the optical signal, and an error signal that selects a polarity of the error signal according to an average modulation degree of the data signal A polarity selection unit; and a bias control unit that controls the bias voltage based on the error signal having the polarity selected by the error signal polarity selection unit.

この発明は、光送信器において、例えばアナログ的な光波形を動的に変化させる場合にも、ＭＺ型光変調器のバイアス電圧を最適点に制御することができる。   The present invention can control the bias voltage of the MZ type optical modulator to the optimum point even when the analog optical waveform is dynamically changed in the optical transmitter, for example.

この発明の実施の形態１による光送信器を説明するための説明図Explanatory drawing for demonstrating the optical transmitter by Embodiment 1 of this invention この発明の実施の形態１による光送信器を説明するための説明図Explanatory drawing for demonstrating the optical transmitter by Embodiment 1 of this invention この発明の実施の形態１による光送信器を説明するための説明図Explanatory drawing for demonstrating the optical transmitter by Embodiment 1 of this invention この発明の実施の形態１による光送信器を説明するための説明図Explanatory drawing for demonstrating the optical transmitter by Embodiment 1 of this invention この発明の実施の形態１による光送信器を説明するための説明図Explanatory drawing for demonstrating the optical transmitter by Embodiment 1 of this invention この発明の実施の形態１による光送信器を説明するための説明図Explanatory drawing for demonstrating the optical transmitter by Embodiment 1 of this invention この発明の実施の形態１による光送信器を説明するための説明図Explanatory drawing for demonstrating the optical transmitter by Embodiment 1 of this invention この発明の実施の形態１による光送信器を説明するための説明図Explanatory drawing for demonstrating the optical transmitter by Embodiment 1 of this invention この発明の実施の形態１による光送信器を示す構成図1 is a block diagram showing an optical transmitter according to Embodiment 1 of the present invention. この発明の実施の形態１による光送信器を説明するための説明図Explanatory drawing for demonstrating the optical transmitter by Embodiment 1 of this invention この発明の実施の形態１による光送信器を説明するための説明図Explanatory drawing for demonstrating the optical transmitter by Embodiment 1 of this invention この発明の実施の形態２による光送信器を示す構成図Configuration diagram showing an optical transmitter according to a second embodiment of the present invention この発明の実施の形態２による光送信器を説明するための説明図Explanatory drawing for demonstrating the optical transmitter by Embodiment 2 of this invention

以下、この発明の光送信器の好適な実施の形態につき図面を用いて説明するが、各図において同一または相当部分については、同一符号を付して説明する。   Hereinafter, preferred embodiments of an optical transmitter according to the present invention will be described with reference to the drawings. In the drawings, the same or corresponding parts will be described with the same reference numerals.

実施の形態１．
まず、［発明が解決しようとする課題］欄の記載に関する詳細な説明も含めて、この発明の実施の形態１による光送信器においても、後述のＭＺ（Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ）型光変調器１００の一部（例えば、光導波路１０１Ｂ、１０１Ｄ、１０１Ｅ、１０１Ｈ、Ｉ−ｃｈデータ変調電極１０２Ａ、Ｉ−ｃｈバイアス電極１０３Ａ）として用いられる基本的な構成のＭＺ型光変調器（以下、「ＭＺ干渉計」という）の動作原理について説明する。図１は、ＭＺ干渉計の消光特性を示す説明図である。図１において、縦軸はＭＺ干渉計の光出力、横軸はＭＺ干渉計の駆動電圧である。以下、各図において、光出力はＰｏｗｅｒで示し、駆動電圧はＶｏｌｔａｇｅで示す。 Embodiment 1 FIG.
First, the optical transmitter according to the first embodiment of the present invention, including the detailed description related to the description in the [Problems to be Solved by the Invention] column, also includes an MZ (Mach-Zehnder) type optical modulator 100 described later. An MZ type optical modulator (hereinafter, “MZ interferometer”) having a basic configuration used as a part (for example, optical waveguides 101B, 101D, 101E, 101H, I-ch data modulation electrode 102A, I-ch bias electrode 103A). ") Will be described. FIG. 1 is an explanatory diagram showing the extinction characteristic of the MZ interferometer. In FIG. 1, the vertical axis represents the optical output of the MZ interferometer, and the horizontal axis represents the drive voltage of the MZ interferometer. Hereinafter, in each figure, the light output is indicated by Power, and the drive voltage is indicated by Voltage.

ＭＺ干渉計は、電極に印加する駆動電圧を変化させることにより、光導波路の屈折率が変化し、光信号の位相が変化するという特徴を有する。この特徴を用いることにより、ＭＺ干渉計の出力段で任意の光波形をもつ光信号を生成することができる。ここで、駆動電圧に対して、出力光レベルが最小となる点をＮｕｌｌ点と定義し、出力光レベルが最大となる点をＰｅａｋ点と定義し、Ｎｕｌｌ点に隣接する各Ｐｅａｋ点をそれぞれ得るのに必要な電圧差をＶπと定義する。   The MZ interferometer has a feature that the refractive index of the optical waveguide changes and the phase of the optical signal changes by changing the drive voltage applied to the electrode. By using this feature, an optical signal having an arbitrary optical waveform can be generated at the output stage of the MZ interferometer. Here, a point at which the output light level is minimum with respect to the drive voltage is defined as a Null point, a point at which the output light level is maximum is defined as a Peak point, and each Peak point adjacent to the Null point is obtained. The voltage difference necessary for the above is defined as Vπ.

２値駆動の駆動電圧を印加するＭＺ干渉計では、例えばＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）信号を得るために、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号の振幅を、隣接するＰｅａｋ点の間で２Ｖπに設定し、２Ｖπに渡って掃引する。一般に、Ｖπに対するＲＦ信号の振幅の比または２Ｖπに対するＲＦ信号の振幅の比を変調度と称する。ＢＰＳＫ信号では、通常、２Ｖπに渡って掃引するので、２Ｖπに対するＲＦ信号の振幅の比を変調度と定義する。従って、ＲＦ信号の振幅が２Ｖπである場合に、変調度は１００％となる。   In an MZ interferometer that applies a binary drive voltage, for example, in order to obtain a BPSK (Binary Phase-Shift Keying) signal, the amplitude of an RF (Radio Frequency) signal is set to 2 Vπ between adjacent Peak points. Sweep over 2Vπ. In general, the ratio of the amplitude of the RF signal to Vπ or the ratio of the amplitude of the RF signal to 2Vπ is referred to as a modulation degree. Since a BPSK signal normally sweeps over 2Vπ, the ratio of the amplitude of the RF signal to 2Vπ is defined as the modulation factor. Therefore, when the amplitude of the RF signal is 2Vπ, the modulation degree is 100%.

すなわち、図１において、Ｎｕｌｌ点を中心として、左右にＶπずつ掃引できるようにバイアス電圧を調整するような制御を行うことにより、ＢＰＳＫ信号を得ることができる。このことを、「バイアスをＮｕｌｌ点に制御する」と称する。なお、強度変調方式以外の多くの変調方式において、バイアスをＮｕｌｌ点に制御することが望ましい。また、この発明の実施の形態１は、バイアスをＮｕｌｌ点に制御することを前提としている。   That is, in FIG. 1, a BPSK signal can be obtained by performing control such that the bias voltage is adjusted so that Vπ can be swept left and right around the Null point. This is referred to as “controlling the bias to a null point”. Note that in many modulation methods other than the intensity modulation method, it is desirable to control the bias to a null point. The first embodiment of the present invention is based on the premise that the bias is controlled to the null point.

図２は、ＢＰＳＫ信号生成時の駆動電圧のヒストグラムを、図１に示したＭＺ干渉計の消光特性とともに示す説明図である。図２において、ヒストグラムの縦軸はＭＺ干渉計の駆動電圧の値の分布頻度、横軸はＭＺ干渉計の駆動電圧である。以下、各図において、分布頻度はＦｒｅｑｕｅｎｃｙで示す。図２より、バイアスがＮｕｌｌ点に制御されている場合には、信号成分のほとんどがＰｅａｋ点に存在することが分かる。このように、ＢＰＳＫ信号生成時において、変調度の平均値（以下、「平均変調度」という）は１００％である。   FIG. 2 is an explanatory diagram showing a drive voltage histogram when generating a BPSK signal together with the extinction characteristic of the MZ interferometer shown in FIG. In FIG. 2, the vertical axis of the histogram represents the distribution frequency of the drive voltage value of the MZ interferometer, and the horizontal axis represents the drive voltage of the MZ interferometer. Hereinafter, in each figure, the distribution frequency is indicated by Frequency. As can be seen from FIG. 2, when the bias is controlled at the Null point, most of the signal components are present at the Peak point. As described above, when the BPSK signal is generated, the average value of the modulation degree (hereinafter referred to as “average modulation degree”) is 100%.

図３は、ＢＰＳＫ信号生成時において、平均変調度が１００％である場合のバイアスずれと平均光出力レベルＰＡＶＥとの関係を示す説明図である。以下、各図において、バイアス電圧とＮｕｌｌ点との電圧差であるバイアスずれはＢｉａｓ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｅｒｒｏｒで示す。図３より、バイアスをＮｕｌｌ点に制御しバイアスずれが０である場合に平均光出力レベルＰＡＶＥが最大となり、バイアスをＰｅａｋ点に制御しバイアスずれが±Ｖπである場合に平均光出力レベルＰＡＶＥが最小となることが分かる。 FIG. 3 is an explanatory diagram showing the relationship between the bias deviation and the average optical output level P AVE when the average modulation degree is 100% when the BPSK signal is generated. Hereinafter, in each figure, the bias deviation which is the voltage difference between the bias voltage and the Null point is indicated by Bias Voltage Error. From FIG. 3, when the bias is controlled to the Null point and the bias deviation is 0, the average optical output level P AVE becomes maximum, and when the bias is controlled to the Peak point and the bias deviation is ± Vπ, the average optical output level P It can be seen that AVE is minimized.

図４は、ＢＰＳＫ信号生成時において、平均変調度が１００％である場合のバイアスずれと平均光出力レベル差ΔＰＡＶＥとの関係を示す説明図である。バイアス制御を実行するためには、例えばバイアス電圧に微小な振幅の既知のディザ信号を重畳し、ＭＺ干渉計からの出力光のレベル変化をモニタすれば良い。このとき、出力光のレベル変化である平均光出力レベル差ΔＰＡＶＥは、図４に示すように、図３に示した平均光出力レベルＰＡＶＥをバイアスずれで微分した形で表される。図４において、出力光のレベル変化ΔＰＡＶＥを誤差信号とし、ΔＰＡＶＥ→０となるようにバイアス電圧を変化させることにより、バイアスがＰｅａｋ点およびＮｕｌｌ点の何れかに収束する。 FIG. 4 is an explanatory diagram showing the relationship between the bias deviation and the average optical output level difference ΔP AVE when the average modulation degree is 100% when the BPSK signal is generated. In order to execute the bias control, for example, a known dither signal with a minute amplitude is superimposed on the bias voltage, and the level change of the output light from the MZ interferometer may be monitored. At this time, the average light output level difference ΔP AVE that is the level change of the output light is expressed in a form obtained by differentiating the average light output level P AVE shown in FIG. In FIG. 4, by using the level change ΔP AVE of the output light as an error signal and changing the bias voltage so that ΔP AVE → 0, the bias converges to either the Peak point or the Null point.

ここで、Ｐｅａｋ点とＮｕｌｌ点とでは、出力光のレベル変化ΔＰＡＶＥがゼロクロスする際の傾きの極性が互いに異なるので、出力光のレベル変化ΔＰＡＶＥとバイアス制御方向との対応付けを適切に行うことにより、バイアスをＮｕｌｌ点に収束させることができる。例えば、図４において、ΔＰＡＶＥ＞０の場合にはバイアス電圧を大きくする方向にバイアスを制御し、ΔＰＡＶＥ＜０の場合にはバイアス電圧を小さくする方向にバイアスを制御することにより、バイアスがＮｕｌｌ点に収束する。 Here, the Peak point and the Null point have different polarities of inclination when the output light level change ΔP AVE crosses zero, so that the output light level change ΔP AVE and the bias control direction are appropriately associated with each other. Thus, the bias can be converged to the null point. For example, in FIG. 4, when ΔP AVE > 0, the bias is controlled to increase the bias voltage, and when ΔP AVE <0, the bias is controlled to decrease the bias voltage. It converges to the Null point.

一方、このようなＢＰＳＫ信号と異なり、アナログ的な波形をもつ電気信号、例えば、直交周波数分割多重であるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）信号、１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）や６４ＱＡＭのような多値変調信号、予等化信号によりＭＺ型光変調器を駆動する場合には、図２に示したＢＰＳＫ信号生成時の駆動電圧のヒストグラムが、図５または図６に示すように異なるものとなる。このとき、隣接するＰｅａｋ点間でのＲＦ信号の振幅が、図２のものと同様に２Ｖπであっても、平均変調度が低下して見えることとなる。   On the other hand, unlike such a BPSK signal, an electrical signal having an analog waveform, for example, an orthogonal frequency division multiplexing OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) signal, 16QAM (Quadrature Amplitude Modulation), or multilevel modulation such as 64QAM. When the MZ type optical modulator is driven by the signal and the pre-equalization signal, the histogram of the driving voltage when generating the BPSK signal shown in FIG. 2 is different as shown in FIG. 5 or FIG. At this time, even if the amplitude of the RF signal between adjacent Peak points is 2Vπ as in FIG. 2, the average modulation degree appears to be lowered.

平均変調度が５０％に等しい場合には、図４に示した平均変調度１００％の場合のバイアスずれと出力光のレベル変化ΔＰＡＶＥとの関係が、図７に示すように異なるものとなる。すなわち、バイアス電圧を変化させても平均光出力レベルＰＡＶＥが変化しなくなり、バイアス電圧にディザ信号を重畳する方法では、バイアス制御を実行することが不可能となる。 When the average modulation degree is equal to 50%, the relationship between the bias deviation and the output light level change ΔP AVE when the average modulation degree is 100% shown in FIG. 4 becomes different as shown in FIG. . That is, even if the bias voltage is changed, the average optical output level P AVE does not change, and the bias control cannot be executed by the method of superimposing the dither signal on the bias voltage.

また、平均変調度が５０％未満である場合には、図４に示した平均変調度１００％の場合のバイアスずれと出力光のレベル変化ΔＰＡＶＥとの関係が、図８に示すように異なるものとなる。すなわち、図４に示した特性と極性が反転する。また、制御感度は、平均変調度が０％および１００％の場合に最大となり、平均変調度が５０％の場合に最小となる。 When the average modulation degree is less than 50%, the relationship between the bias deviation and the output light level change ΔP AVE when the average modulation degree is 100% shown in FIG. 4 is different as shown in FIG. It will be a thing. That is, the characteristics and polarity shown in FIG. 4 are reversed. Further, the control sensitivity becomes maximum when the average modulation degree is 0% and 100%, and becomes minimum when the average modulation degree is 50%.

以上の説明から理解されるように、ＭＺ干渉計においては、アナログ的な光波形を含む任意の光波形を生成する場合には、特許文献１、非特許文献１に記載の従来のバイアス制御方法により一旦バイアスがＮｕｌｌ点に制御されたとしても、例えば予等化信号の等化量をトラッキングするようなアプリケーションにおいて、その駆動電圧のヒストグラムが変化するとき、平均変調度の変化によっては、バイアスがＰｅａｋ点に向けて制御される可能性や、制御感度不足によってバイアスが不安定になる可能性がある。バイアスがＰｅａｋ点に収束した場合や、バイアスが不安定になった場合には、出力光の光波形が所望の光波形と異なるものとなり、信号品質が低下する可能性がある。   As understood from the above description, in the MZ interferometer, when generating an arbitrary optical waveform including an analog optical waveform, the conventional bias control methods described in Patent Document 1 and Non-Patent Document 1 are used. Even if the bias is once controlled by the Null point, for example, in an application that tracks the equalization amount of the pre-equalization signal, when the histogram of the drive voltage changes, the bias may vary depending on the change in the average modulation degree. There is a possibility that the bias may become unstable due to the possibility of being controlled toward the Peak point or insufficient control sensitivity. When the bias converges to the Peak point, or when the bias becomes unstable, the optical waveform of the output light is different from the desired optical waveform, which may reduce the signal quality.

これに対し、この発明の実施の形態１による光送信器では、後述するように、誤差信号極性選択部２０８を設けることにより、平均変調度に応じて誤差信号に対する極性を適切に選択することができる。これにより、バイアスが正常にＮｕｌｌ点に収束するように制御することができるようになる。   In contrast, in the optical transmitter according to the first embodiment of the present invention, as described later, by providing the error signal polarity selection unit 208, the polarity for the error signal can be appropriately selected according to the average modulation degree. it can. As a result, the bias can be controlled to normally converge to the null point.

また、従来の特許文献１に記載されているように、位相差制御のための誤差信号の生成に周波数逓倍器を使用する場合には、入力する信号を高速ショットダイオード等で故意に歪ませて使用するため、多くの高調波成分が出力される。そのため、任意の周波数を選択的に増幅することで所望の周波数の誤差信号を取り出すことになるが、ディザ信号のような数１０Ｈｚ〜数ＭＨｚのような低周波数の信号を扱う場合には非常に狭帯域のフィルタを要することから除去しきれない高調波成分が存在する可能性がある。このような高調波信号がバイアス電圧に混入すると、光信号の信号品質が低下する場合がある。   Further, as described in the conventional patent document 1, when a frequency multiplier is used to generate an error signal for phase difference control, an input signal is intentionally distorted by a high-speed shot diode or the like. Many harmonic components are output for use. For this reason, an error signal having a desired frequency is extracted by selectively amplifying an arbitrary frequency. However, when a low frequency signal such as several tens Hz to several MHz such as a dither signal is handled, it is very much. Since a narrow band filter is required, there may be harmonic components that cannot be removed. When such a harmonic signal is mixed in the bias voltage, the signal quality of the optical signal may be deteriorated.

これに対し、この発明の実施の形態１による光送信器では、後述するように、Ｐｈａｓｅ誤差信号の生成に周波数乗算器を用いており、ｎπ／２（ｎ＝２Ｎ＋１、ただし、Ｎは整数）の位相差を有する同じ周期の信号を周波数乗算器に入力するようしているため、２倍の周波数すなわち半分の周期の信号のみを取り出すことができる。これにより、高調波歪みがなく低ノイズなＰｈａｓｅ誤差信号を生成することができるようになる。   In contrast, in the optical transmitter according to the first embodiment of the present invention, as will be described later, a frequency multiplier is used to generate a phase error signal, and nπ / 2 (n = 2N + 1, where N is an integer). Since signals having the same period and having the same period are input to the frequency multiplier, only a signal having a double frequency, that is, a half period, can be extracted. This makes it possible to generate a phase error signal with no harmonic distortion and low noise.

次に、この発明の実施の形態１による光送信器の構成について説明する。図９は、この発明の実施の形態１による光送信器を示す構成図である。図９において、この光送信器は、ＭＺ型光変調器１００、データ信号生成部２０１、Ｉ−ｃｈ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ ｃｈａｎｎｅｌ）変調器ドライバ２０２Ａ、Ｑ−ｃｈ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ ｃｈａｎｎｅｌ）変調器ドライバ２０２Ｂ、電流電圧変換部２０３、アナログ・デジタル変換器であるＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）２０４、Ｉ−ｃｈＤＣ用デジタル・アナログ変換器であるＩ−ｃｈＤＣ用ＤＡＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ−ｔｏ−Ａｎａｌｏｇ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）２０５Ａ、Ｑ−ｃｈＤＣ用ＤＡＣ２０５Ｂ、ＰｈａｓｅＤＣ用ＤＡＣ２０５Ｃ、Ｉ−ｃｈディザ用ＤＡＣ２０６Ａ、Ｑ−ｃｈディザ用ＤＡＣ２０６Ｂ、Ｉ−ｃｈＤＣ・ディザ加算器２０７Ａ、Ｑ−ｃｈＤＣ・ディザ加算器２０７Ｂ、誤差信号極性選択部２０８、およびバイアス制御部３００を備え、それぞれ電気的に接続されている。   Next, the configuration of the optical transmitter according to the first embodiment of the present invention will be described. FIG. 9 is a block diagram showing an optical transmitter according to Embodiment 1 of the present invention. In FIG. 9, the optical transmitter includes an MZ type optical modulator 100, a data signal generation unit 201, an I-ch (In-phase channel) modulator driver 202A, and a Q-ch (Quadrature-phase channel) modulator driver 202B. , Current-voltage converter 203, ADC (Analog-to-Digital Converter) 204, which is an analog-digital converter, and I-chDC DAC (Digital-to-Analog Converter) 205A, which is a digital-analog converter for I-chDC Q-ch DC DAC 205B, Phase DC DAC 205C, I-ch dither DAC 206A, Q-ch dither DAC 206B, I-ch DC dither adder 207A, Q-ch DC dither addition Vessel 207B, with an error signal polarity selection unit 208 and the bias control unit 300, are electrically connected.

図９において、ＭＺ型光変調器１００は、光導波路１０１Ａ〜１０１Ｊ、Ｉ−ｃｈデータ変調電極１０２Ａ、Ｑ−ｃｈデータ変調電極１０２Ｂ、Ｉ−ｃｈバイアス電極１０３Ａ、Ｑ−ｃｈバイアス電極１０３Ｂ、およびＰｈａｓｅバイアス電極１０３Ｃを有し、例えばＬｉＮｂＯ３基板に形成され、それぞれ光学的に接続されている。また、ＭＺ型光変調器１００は、モニタＰＤ（Ｐｈｏｔｏ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ）１０４を有し、光導波路１０１Ｊに光学的に接続されている。 9, the MZ type optical modulator 100 includes optical waveguides 101A to 101J, I-ch data modulation electrode 102A, Q-ch data modulation electrode 102B, I-ch bias electrode 103A, Q-ch bias electrode 103B, and Phase. It has a bias electrode 103C, is formed on, for example, a LiNbO 3 substrate, and is optically connected to each other. The MZ type optical modulator 100 has a monitor PD (Photo Detector) 104 and is optically connected to the optical waveguide 101J.

図９において、バイアス制御部３００は、ディザ信号生成部３０１、位相器３０２、ディザ信号乗算部３０３、Ｉ−ｃｈ誤差信号生成部３０４Ａ、Ｑ−ｃｈ誤差信号生成部３０４Ｂ、Ｐｈａｓｅ誤差信号生成部３０４Ｃ、Ｉ−ｃｈ制御信号生成部３０５Ａ、Ｑ−ｃｈ制御信号生成部３０５Ｂ、およびＰｈａｓｅ制御信号生成部３０５Ｃを有し、それぞれ電気的に接続されている。また、バイアス制御部３００は、各ＤＡＣを介してＭＺ型光変調器１００の各電極と電気的に接続されている。   In FIG. 9, the bias controller 300 includes a dither signal generator 301, a phase shifter 302, a dither signal multiplier 303, an I-ch error signal generator 304A, a Q-ch error signal generator 304B, and a phase error signal generator 304C. , An I-ch control signal generation unit 305A, a Q-ch control signal generation unit 305B, and a Phase control signal generation unit 305C, which are electrically connected to each other. The bias controller 300 is electrically connected to each electrode of the MZ type optical modulator 100 via each DAC.

次に動作について説明する。図９において、データ信号生成部２０１は、任意のデータ系列を示すデータ信号を電気信号として生成する。この生成するデータ信号は、例えば伝送速度が数１０Ｇｂｐｓといった高速の２値信号に限定されず、ＯＦＤＭ信号、１６ＱＡＭや６４ＱＡＭといった多値変調信号、または予等化信号のようなアナログ的な電気波形であっても良い。なお、予等化信号は、光伝送路の波長分散や偏波分散による波形歪みが送信側でデジタル信号処理により予め電気的に等化されたものである。   Next, the operation will be described. In FIG. 9, a data signal generation unit 201 generates a data signal indicating an arbitrary data series as an electrical signal. The generated data signal is not limited to a high-speed binary signal having a transmission speed of, for example, several tens of Gbps, but an analog electric waveform such as an OFDM signal, a multi-level modulation signal such as 16QAM or 64QAM, or a pre-equalization signal. There may be. Note that the pre-equalization signal is a signal in which waveform distortion due to wavelength dispersion or polarization dispersion of an optical transmission line is electrically equalized in advance by digital signal processing on the transmission side.

また、データ信号生成部２０１は、生成したデータ信号のうち、Ｉ−ｃｈ成分であるＩ−ｃｈデータ信号をＩ−ｃｈ変調器ドライバ２０２Ａに出力し、Ｑ−ｃｈ成分であるＱ−ｃｈデータ信号をＱ−ｃｈ変調器ドライバ２０２Ｂに出力するとともに、生成したデータ信号の情報を誤差信号極性選択部２０８に出力する。   Further, the data signal generation unit 201 outputs an I-ch data signal that is an I-ch component of the generated data signal to the I-ch modulator driver 202A, and a Q-ch data signal that is a Q-ch component. Is output to the Q-ch modulator driver 202B, and information of the generated data signal is output to the error signal polarity selection unit 208.

Ｉ−ｃｈ変調器ドライバ２０２Ａは、データ信号生成部２０１からのＩ−ｃｈデータ信号を光変調器の駆動に十分な電圧まで増幅し、Ｉ−ｃｈデータ変調電極１０２Ａに出力する。Ｑ−ｃｈ変調器ドライバ２０２Ｂは、データ信号生成部２０１からのＱ−ｃｈデータ信号を光変調器の駆動に十分な電圧まで増幅し、Ｑ−ｃｈデータ変調電極１０２Ｂに出力する。   The I-ch modulator driver 202A amplifies the I-ch data signal from the data signal generation unit 201 to a voltage sufficient for driving the optical modulator, and outputs the amplified signal to the I-ch data modulation electrode 102A. The Q-ch modulator driver 202B amplifies the Q-ch data signal from the data signal generation unit 201 to a voltage sufficient for driving the optical modulator, and outputs the amplified signal to the Q-ch data modulation electrode 102B.

誤差信号極性選択部２０８は、まず、データ信号生成部２０１からのデータ信号の情報に基づいて、データ信号の平均変調度を求める。また、誤差信号極性選択部２０８は、求めた平均変調度に応じて、バイアス制御用の誤差信号の極性の反転または非反転を選択するための極性選択信号を生成し、Ｉ−ｃｈ誤差信号生成部３０４ＡおよびＱ−ｃｈ誤差信号生成部３０４Ｂに出力する。   The error signal polarity selection unit 208 first obtains the average modulation degree of the data signal based on the data signal information from the data signal generation unit 201. Further, the error signal polarity selection unit 208 generates a polarity selection signal for selecting inversion or non-inversion of the polarity of the error signal for bias control according to the obtained average modulation factor, and generates an I-ch error signal. Output to unit 304A and Q-ch error signal generation unit 304B.

具体的には、図４に示したように、データ信号においてピーク電力対平均電力比であるＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）が小さく、平均変調度が５０％より大きい場合には、誤差信号極性選択部２０８は、バイアスが正常にＮｕｌｌ点に収束するように、極性の非反転を指定した極性選択信号を出力する。一方、図８に示したように、データ信号においてＰＡＰＲが大きく、平均変調度が５０％未満である場合には、誤差信号極性選択部２０８は、バイアスが正常にＮｕｌｌ点に収束するように、極性の反転を指定した極性選択信号を出力する。ただし、非反転とは、平均変調度が１００％である場合にバイアスがＮｕｌｌ点に収束する極性とし、反転とは、平均変調度が１００％である場合にバイアスがＰｅａｋ点に収束する極性としている。   Specifically, as shown in FIG. 4, when the PAPR (Peak-to-Average Power Ratio), which is the peak power to average power ratio, is small in the data signal and the average modulation degree is larger than 50%, an error occurs. The signal polarity selection unit 208 outputs a polarity selection signal designating non-inversion of polarity so that the bias normally converges to the null point. On the other hand, as shown in FIG. 8, when the PAPR is large in the data signal and the average modulation degree is less than 50%, the error signal polarity selection unit 208 causes the bias to normally converge to the Null point. Outputs a polarity selection signal that specifies polarity inversion. However, non-inversion means that the bias converges to the Null point when the average modulation degree is 100%, and inversion means that the bias converges to the Peak point when the average modulation degree is 100%. Yes.

ここで、誤差信号極性選択部２０８は、平均変調度に応じてバイアス制御用の誤差信号の極性を変化させるのであるが、実際には、逐次平均変調度を求めるのではなく、例えばテーブルを設け、平均変調度に応じた情報と誤差信号の極性との対応関係を記憶しておくことが考えられる。例えば、予等化信号に対するバイアス制御であれば、予等化量と平均変調度との関係は、単調関数となるので、平均変調度に応じた情報である所定の予等化量をしきい値として記憶し、予等化量がしきい値よりも大きい場合に極性の非反転を指定した極性選択信号を出力し、予等化量がしきい値よりも小さい場合に極性の反転を指定した極性選択信号を出力するようにすることが考えられる。   Here, the error signal polarity selection unit 208 changes the polarity of the error signal for bias control according to the average modulation degree. In practice, however, a table is provided instead of obtaining the average modulation degree sequentially. It is conceivable to store the correspondence between the information corresponding to the average modulation degree and the polarity of the error signal. For example, in the case of bias control for a pre-equalization signal, the relationship between the pre-equalization amount and the average modulation degree is a monotone function, and therefore a predetermined pre-equalization amount that is information corresponding to the average modulation degree is a threshold. Stored as a value, outputs a polarity selection signal specifying polarity non-inversion when the pre-equalization amount is greater than the threshold value, and specifies polarity inversion when the pre-equalization amount is less than the threshold value It is conceivable to output the selected polarity selection signal.

また、図９において、電流電圧変換部２０３は、ＭＺ型光変調器１００の光出力の光強度に応じた検出電流を出力するモニタＰＤ１０４からの検出電流を電圧信号に変換するとともに、直流成分除去、増幅処理等を実行して、ＡＤＣ２０４に出力する。   In FIG. 9, the current-voltage conversion unit 203 converts the detection current from the monitor PD 104 that outputs a detection current corresponding to the light intensity of the optical output of the MZ type optical modulator 100 into a voltage signal and removes the DC component. Amplification processing or the like is executed and output to the ADC 204.

ＡＤＣ２０４は、電流電圧変換部２０３からの電圧信号をアナログ信号からデジタル信号に変換して、Ｉ−ｃｈ誤差信号生成部３０４Ａ、Ｑ−ｃｈ誤差信号生成部３０４ＢおよびＰｈａｓｅ誤差信号生成部３０４Ｃに出力する。   The ADC 204 converts the voltage signal from the current-voltage conversion unit 203 from an analog signal to a digital signal and outputs it to the I-ch error signal generation unit 304A, the Q-ch error signal generation unit 304B, and the Phase error signal generation unit 304C. .

ディザ信号生成部３０１は、正極性と負極性とを交互にとる周期信号であるディザ信号を生成し、位相器３０２、ディザ信号乗算部３０３、Ｉ−ｃｈ誤差信号生成部３０４Ａ、およびＩ−ｃｈディザ用ＤＡＣ２０６Ａにそれぞれ出力する。なお、ディザ信号の周波数は、データ信号の伝送速度の数１０Ｇｂｐｓに比べて十分に低速で、例えば数１０〜数１００Ｈｚである。   The dither signal generation unit 301 generates a dither signal that is a periodic signal that alternately takes positive polarity and negative polarity, and includes a phase shifter 302, a dither signal multiplication unit 303, an I-ch error signal generation unit 304A, and an I-ch. The data is output to the dither DAC 206A. The frequency of the dither signal is sufficiently low compared with the transmission speed of the data signal of several tens of Gbps, for example, several tens to several hundreds of Hz.

位相器３０２は、ディザ信号生成部３０１から入力されたディザ信号にｎπ／２（ｎ＝２Ｎ＋１、ただし、Ｎは整数）の位相差を与えてディザ信号乗算部３０３、Ｑ−ｃｈ誤差信号生成部３０４Ｂ、およびＱ−ｃｈディザ用ＤＡＣ２０６Ｂにそれぞれ出力する。なお、予め決まった周期のディザ信号でバイアス制御させるため、位相器３０２は相対的な位相差を有する固定値を与えるようにしても良い。   The phase shifter 302 gives a phase difference of nπ / 2 (n = 2N + 1, where N is an integer) to the dither signal input from the dither signal generation unit 301 to generate a dither signal multiplication unit 303 and a Q-ch error signal generation unit. 304B and Q-ch dither DAC 206B. Note that the phase shifter 302 may give a fixed value having a relative phase difference in order to perform bias control with a dither signal having a predetermined period.

ディザ信号乗算部３０３は、ディザ信号生成部３０１からのディザ信号と位相器３０２からのディザ信号との排他的論理積を演算し、この演算結果としてディザ信号の２倍の周波数を有する信号を生成しＰｈａｓｅ誤差信号生成部３０４Ｃに出力する。ここで、特許文献１ではディザ信号の２倍の周波数を有する信号を生成するために逓倍器を用いているため、２次以上の高調波成分の信号がＰｈａｓｅ誤差信号のノイズとて検出される。これに対し、この発明の実施の形態１ではディザ信号乗算部３０３を用いることで２次以上の高調波成分の信号が誤差信号生成部３０１に入力されないため、高調波歪みのないＰｈａｓｅ誤差信号を生成することができる。   The dither signal multiplier 303 calculates an exclusive logical product of the dither signal from the dither signal generator 301 and the dither signal from the phase shifter 302, and generates a signal having a frequency twice that of the dither signal as a result of the operation. And output to the Phase error signal generator 304C. Here, since a multiplier is used in Patent Document 1 to generate a signal having a frequency twice that of the dither signal, a signal having a second or higher harmonic component is detected as noise of the Phase error signal. . On the other hand, in the first embodiment of the present invention, since the second-order or higher-order harmonic component signal is not input to the error signal generation unit 301 by using the dither signal multiplication unit 303, a Phase error signal without harmonic distortion is generated. Can be generated.

Ｉ−ｃｈ誤差信号生成部３０４Ａは、ＡＤＣ２０４からのデジタル電圧信号とディザ信号生成部３０１からのディザ信号との積を演算し、次の式（１）で表されるＩ−ｃｈ誤差信号ｅ＿Ｉを生成する。   The I-ch error signal generation unit 304A calculates the product of the digital voltage signal from the ADC 204 and the dither signal from the dither signal generation unit 301, and obtains an I-ch error signal e_I represented by the following equation (1). Generate.

ｅ＿Ｉ∝Ｉ（ｐ，０）−Ｉ（ｍ，０）・・（１）     e_I∝I (p, 0) -I (m, 0) (1)

以下、各式において、Ｉ（ａ，ｂ）はモニタＰＤ１０４から出力される電流信号を示し、ａはＩ−ｃｈのディザを示し、ｂはＱ−ｃｈのディザを示し、ｐはディザが正極性側にあることを示し、ｍはディザが負極正側にあることを示し、０はディザが重畳されていないことを示す。   Hereinafter, in each equation, I (a, b) indicates a current signal output from the monitor PD 104, a indicates I-ch dither, b indicates Q-ch dither, and p indicates that the dither is positive. M indicates that the dither is on the negative electrode positive side, and 0 indicates that the dither is not superimposed.

なお、Ｉ−ｃｈ誤差信号生成部３０４Ａは、誤差信号極性選択部２０８からの極性選択信号が非反転指定であれば、Ｉ−ｃｈ誤差信号ｅ＿ＩをそのままＩ−ｃｈ制御信号生成部３０５Ａに出力する。一方、Ｉ−ｃｈ誤差信号生成部３０４Ａは、誤差信号極性選択部２０８からの極性選択信号が反転指定であれば、Ｉ−ｃｈ誤差信号ｅ＿Ｉの極性を反転してＩ−ｃｈ制御信号生成部３０５Ａに出力する。   If the polarity selection signal from the error signal polarity selection unit 208 is designated as non-inverted, the I-ch error signal generation unit 304A outputs the I-ch error signal e_I as it is to the I-ch control signal generation unit 305A. . On the other hand, if the polarity selection signal from the error signal polarity selection unit 208 is designated to be inverted, the I-ch error signal generation unit 304A inverts the polarity of the I-ch error signal e_I to generate the I-ch control signal generation unit 305A. Output to.

Ｑ−ｃｈ誤差信号生成部３０４Ｂは、ＡＤＣ２０４からのデジタル電圧信号と位相器３０２からのディザ信号との積を演算し、次の式（２）で表されるＱ−ｃｈ誤差信号ｅ＿Ｑを生成する。   The Q-ch error signal generation unit 304B calculates the product of the digital voltage signal from the ADC 204 and the dither signal from the phase shifter 302, and generates a Q-ch error signal e_Q represented by the following equation (2). .

ｅ＿Ｑ∝Ｉ（０，ｐ）−Ｉ（０，ｍ）・・（２）     e_Q∝I (0, p) -I (0, m) (2)

なお、Ｑ−ｃｈ誤差信号生成部３０４Ｂは、誤差信号極性選択部２０８からの極性選択信号が非反転指定であれば、Ｑ−ｃｈ誤差信号ｅ＿ＱをそのままＱ−ｃｈ制御信号生成部３０４Ｂに出力する。一方、Ｑ−ｃｈ誤差信号生成部３０４Ｂは、誤差信号極性選択部２０８からの極性選択信号が反転指定であれば、Ｑ−ｃｈ誤差信号ｅ＿Ｑの極性を反転してＱ−ｃｈ制御信号生成部３０５Ｂに出力する。   If the polarity selection signal from the error signal polarity selection unit 208 is designated as non-inverted, the Q-ch error signal generation unit 304B outputs the Q-ch error signal e_Q as it is to the Q-ch control signal generation unit 304B. . On the other hand, if the polarity selection signal from the error signal polarity selection unit 208 is designated to be inverted, the Q-ch error signal generation unit 304B inverts the polarity of the Q-ch error signal e_Q to generate a Q-ch control signal generation unit 305B. Output to.

Ｐｈａｓｅ誤差信号生成部３０５Ｃは、ＡＤＣ２０４からのデジタル電圧信号とディザ信号乗算部３０３からのディザ信号の２倍の周波数を有する信号との積を演算し、次の式（３）で表されるＰｈａｓｅ誤差信号ｅ＿Ｐを生成し、そのままの極性でＰｈａｓｅ制御信号生成部３０５Ｃに出力する。   The phase error signal generation unit 305C calculates the product of the digital voltage signal from the ADC 204 and a signal having a frequency twice that of the dither signal from the dither signal multiplication unit 303, and is expressed by the following equation (3). An error signal e_P is generated and output to the phase control signal generation unit 305C with the same polarity.

ｅ＿Ｐ∝Ｉ（ｐ，ｐ）−Ｉ（ｐ，ｍ）−｛Ｉ（ｍ，ｐ）−Ｉ（ｍ，ｍ）｝・・（３）     e_P∝I (p, p) -I (p, m)-{I (m, p) -I (m, m)} (3)

なお、式（３）において、ディザ信号乗算部３０３に入力する２つのディザ信号は、互いにｎπ／２（ｎ＝２Ｎ＋１、ただし、Ｎは整数）の位相差を有するため、Ｉ（ｐ，ｐ）、Ｉ（ｐ，ｍ）、Ｉ（ｍ，ｐ）、およびＩ（ｍ，ｍ）が等しい確率で生じる。   In Expression (3), the two dither signals input to the dither signal multiplication unit 303 have a phase difference of nπ / 2 (n = 2N + 1, where N is an integer), so I (p, p) , I (p, m), I (m, p), and I (m, m) occur with equal probability.

Ｉ−ｃｈ制御信号生成部３０５Ａは、Ｉ−ｃｈ誤差信号生成部３０４ＡからのＩ−ｃｈ誤差信号ｅ＿Ｉに基づいて、例えば比例積分制御を実行することでＩ−ｃｈ用ＤＣバイアス信号を生成し、Ｉ−ｃｈＤＣ用ＤＡＣ２０５Ａに出力する。なお、比例積分制御は、誤差信号に比例して入力値を変化させる動作と誤差信号の積分に比例して入力値を変化させる動作とを組み合わせた制御を行うものである。   Based on the I-ch error signal e_I from the I-ch error signal generation unit 304A, the I-ch control signal generation unit 305A generates, for example, proportional-integral control to generate an I-ch DC bias signal, Output to the I-ch DC DAC 205A. The proportional-integral control is a combination of an operation for changing the input value in proportion to the error signal and an operation for changing the input value in proportion to the integration of the error signal.

Ｑ−ｃｈ制御信号生成部３０５Ｂは、Ｑ−ｃｈ誤差信号生成部３０４ＢからのＱ−ｃｈ誤差信号ｅ＿Ｑに基づいて、同様に比例積分制御を実行することでＱ−ｃｈ用ＤＣバイアス信号を生成し、Ｑ−ｃｈＤＣ用ＤＡＣ２０５Ｂに出力する。   Based on the Q-ch error signal e_Q from the Q-ch error signal generation unit 304B, the Q-ch control signal generation unit 305B generates a Q-ch DC bias signal by similarly executing proportional-integral control. , Output to the Q-ch DC DAC 205B.

Ｐｈａｓｅ制御信号生成部３０５Ｃは、Ｐｈａｓｅ誤差信号生成部３０４ＣからのＰｈａｓｅ誤差信号ｅ＿Ｐに基づいて、同様に比例積分制御を実行することでＰｈａｓｅ用ＤＣバイアス信号を生成し、ＰｈａｓｅＤＣ用ＤＡＣ２０５Ｃに出力する。   Based on the phase error signal e_P from the phase error signal generation unit 304C, the phase control signal generation unit 305C generates a phase DC bias signal by similarly executing proportional integration control, and outputs the phase DC bias signal to the Phase DC DAC 205C.

Ｉ−ｃｈＤＣ用ＤＡＣ２０５Ａは、Ｉ−ｃｈ制御信号生成部３０５ＡからのＩ−ｃｈ用ＤＣバイアス信号をデジタル信号からアナログ信号に変換し、Ｉ−ｃｈＤＣ・ディザ加算器２０７Ａに出力する。   The I-ch DC DAC 205A converts the I-ch DC bias signal from the I-ch control signal generation unit 305A from a digital signal to an analog signal, and outputs the analog signal to the I-ch DC / dither adder 207A.

Ｑ−ｃｈＤＣ用ＤＡＣ２０５Ｂは、Ｑ−ｃｈ制御信号生成部３０５ＢからのＱ−ｃｈ用ＤＣバイアス信号をデジタル信号からアナログ信号に変換し、Ｑ−ｃｈＤＣ・ディザ加算器２０７Ｂに出力する。   The Q-ch DC DAC 205B converts the Q-ch DC bias signal from the Q-ch control signal generation unit 305B from a digital signal to an analog signal and outputs the analog signal to the Q-ch DC / dither adder 207B.

ＰｈａｓｅＤＣ用ＤＡＣ２０５Ｃは、Ｐｈａｓｅ制御信号生成部３０４ＣからのＰｈａｓｅ用ＤＣバイアス信号をデジタル信号からアナログ信号に変換し、バイアス電圧としてＰｈａｓｅバイアス電極１０３Ｃに出力する。   The PhaseDC DAC 205C converts the Phase DC bias signal from the Phase control signal generation unit 304C from a digital signal to an analog signal, and outputs it as a bias voltage to the Phase bias electrode 103C.

Ｉ−ｃｈディザ用ＤＡＣ２０６Ａは、ディザ信号生成部３０１からのＩ−ｃｈディザ信号をデジタル信号からアナログ信号に変換し、Ｉ−ｃｈＤＣ・ディザ加算器２０７Ａに出力する。   The I-ch dither DAC 206A converts the I-ch dither signal from the dither signal generation unit 301 from a digital signal to an analog signal, and outputs the analog signal to the I-ch DC / dither adder 207A.

Ｑ−ｃｈディザ用ＤＡＣ２０６Ｂは、位相器３０２からのＱ−ｃｈディザ信号をデジタル信号からアナログ信号に変換し、Ｑ−ｃｈＤＣ・ディザ加算器２０７Ｂに出力する。   The Q-ch dither DAC 206B converts the Q-ch dither signal from the phase shifter 302 from a digital signal to an analog signal and outputs the analog signal to the Q-ch DC / dither adder 207B.

Ｉ−ｃｈＤＣ・ディザ加算器２０７Ａは、Ｉ−ｃｈＤＣ用ＤＡＣ２０５Ａからのバイアス電圧としてのＩ−ｃｈ用ＤＣバイアス信号と、Ｉ−ｃｈディザ用ＤＡＣ２０６ＡからのＩ−ｃｈディザ信号とを加算し、この加算結果をＩ−ｃｈバイアス信号としてＩ−ｃｈバイアス電極１０３Ａに出力する。   The I-ch DC / dither adder 207A adds the I-ch DC bias signal as the bias voltage from the I-ch DC DAC 205A and the I-ch dither signal from the I-ch dither DAC 206A, and this addition The result is output to the I-ch bias electrode 103A as an I-ch bias signal.

Ｑ−ｃｈＤＣ・ディザ加算器２０７Ｂは、Ｑ−ｃｈＤＣ用ＤＡＣ２０５Ｂからのバイアス電圧としてのＱ−ｃｈ用ＤＣバイアス信号と、Ｑ−ｃｈディザ用ＤＡＣ２０６ＢからのＱ−ｃｈディザ信号とを加算し、この加算結果をＱ−ｃｈバイアス信号としてＱ−ｃｈバイアス電極１０３Ｂに出力する。   The Q-ch DC / dither adder 207B adds the Q-ch DC bias signal as the bias voltage from the Q-ch DC DAC 205B and the Q-ch dither signal from the Q-ch dither DAC 206B, and adds this. The result is output to the Q-ch bias electrode 103B as a Q-ch bias signal.

また、図９において、ＭＺ型光変調器１００は、図示しない波長可変光源から入力された光（以下、光入力という）を、各電極に入力された電気信号に基づいて変調し、光信号として出力する（以下、光出力という）。例えば１．５μｍ波長帯の連続発振のレーザ光である光入力は、まず、光導波路１０１Ａに入力される。   In FIG. 9, an MZ type optical modulator 100 modulates light (hereinafter referred to as optical input) input from a wavelength tunable light source (not shown) based on an electrical signal input to each electrode as an optical signal. Output (hereinafter referred to as light output). For example, an optical input which is a continuous wave laser beam in a 1.5 μm wavelength band is first input to the optical waveguide 101A.

光導波路１０１Ａは、光導波路１０１Ｂと光導波路１０１Ｃとに分岐しており、光導波路１０１Ａを通過した光は、光導波路１０１Ｂと光導波路１０１Ｃとに分岐される。光導波路１０１Ｂは、光導波路１０１Ｄと光導波路１０１Ｅとに分岐しており、光導波路１０１Ｂを通過した光は、光導波路１０１Ｄと光導波路１０１Ｅとに分岐される。光導波路１０１Ｃは、光導波路１０１Ｆと光導波路１０１Ｇとに分岐しており、光導波路１０１Ｃを通過した光は、光導波路１０１Ｆと光導波路１０１Ｇとに分岐される。   The optical waveguide 101A is branched into an optical waveguide 101B and an optical waveguide 101C, and light that has passed through the optical waveguide 101A is branched into the optical waveguide 101B and the optical waveguide 101C. The optical waveguide 101B is branched into an optical waveguide 101D and an optical waveguide 101E, and light that has passed through the optical waveguide 101B is branched into the optical waveguide 101D and the optical waveguide 101E. The optical waveguide 101C is branched into an optical waveguide 101F and an optical waveguide 101G, and light that has passed through the optical waveguide 101C is branched into the optical waveguide 101F and the optical waveguide 101G.

Ｉ−ｃｈデータ変調電極１０２Ａは、Ｉ−ｃｈ変調器ドライバ２０２ＡからのＩ−ｃｈデータ信号に基づいて、光導波路１０１Ｄおよび光導波路１０１Ｅを通過する光をデータ変調する。Ｉ−ｃｈバイアス電極１０３Ａは、Ｉ−ｃｈＤＣ・ディザ加算器２０７ＡからのＩ−ｃｈバイアス信号に基づいて、光導波路１０１Ｄおよび光導波路１０１Ｅを通過する光を位相変調する。光導波路１０１Ｄおよび光導波路１０１Ｅにおいてデータ変調および光位相変調を受けた光は、合波されて光導波路１０１Ｈに入力される。   The I-ch data modulation electrode 102A performs data modulation on the light passing through the optical waveguide 101D and the optical waveguide 101E based on the I-ch data signal from the I-ch modulator driver 202A. The I-ch bias electrode 103A phase-modulates the light passing through the optical waveguide 101D and the optical waveguide 101E based on the I-ch bias signal from the I-ch DC / dither adder 207A. Light subjected to data modulation and optical phase modulation in the optical waveguide 101D and the optical waveguide 101E are combined and input to the optical waveguide 101H.

Ｑ−ｃｈデータ変調電極１０２Ｂは、Ｑ−ｃｈ変調器ドライバ２０２ＢからのＱ−ｃｈデータ信号に基づいて、光導波路１０１Ｆおよび光導波路１０１Ｇを通過する光をデータ変調する。Ｑ−ｃｈバイアス電極１０３Ｂは、Ｑ−ｃｈＤＣ・ディザ加算器２０７ＢからのＱ−ｃｈバイアス信号に基づいて、光導波路１０１Ｆおよび光導波路１０１Ｇを通過する光を位相変調する。光導波路１０１Ｆおよび光導波路１０１Ｇにおいてデータ変調および光位相変調を受けた光は、合波されて光導波路１０１Ｉに入力される。   The Q-ch data modulation electrode 102B performs data modulation on the light passing through the optical waveguide 101F and the optical waveguide 101G based on the Q-ch data signal from the Q-ch modulator driver 202B. The Q-ch bias electrode 103B phase-modulates the light passing through the optical waveguide 101F and the optical waveguide 101G based on the Q-ch bias signal from the Q-ch DC / dither adder 207B. Light subjected to data modulation and optical phase modulation in the optical waveguide 101F and the optical waveguide 101G is combined and input to the optical waveguide 101I.

Ｐｈａｓｅバイアス電極１０３Ｃは、ＰｈａｓｅＤＣ用ＤＡＣ２０５ＣからのＰｈａｓｅバイアス信号に基づいて、光導波路１０１Ｈおよび光導波路１０１Ｉを通過する光を位相変調する。光導波路１０１Ｈおよび光導波路１０１Ｉにおいて光位相変調を受けた光は、合波されて光導波路１０１Ｊに入力され、光導波路１０１Ｊを通過した光信号は、光出力として外部に出力される。   The phase bias electrode 103C phase-modulates light passing through the optical waveguide 101H and the optical waveguide 101I based on the phase bias signal from the PhaseDC DAC 205C. The light that has undergone optical phase modulation in the optical waveguide 101H and the optical waveguide 101I is combined and input to the optical waveguide 101J, and the optical signal that has passed through the optical waveguide 101J is output to the outside as an optical output.

次に、この発明の実施の形態１による光送信器のバイアス制御手順を詳細に説明する。図１０は、この発明の実施の形態１による光送信器を説明するための説明図であり、バイアス制御手順を示すフローチャートである。図１０において、まず、初期引込状態として、アナログ的で動的に変化するような光波形ではなく、所定の固定振幅をもつような光波形を与える２値駆動信号または既知信号を利用して、すなわち、その信号をＭＺ型光変調器１００の各データ変調電極に入力した状態で、Ｉ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈ、Ｐｈａｓｅの各バイアス電圧の仮最適化を実行する（ステップＳＴ１）。   Next, the bias control procedure of the optical transmitter according to the first embodiment of the present invention will be described in detail. FIG. 10 is an explanatory diagram for explaining the optical transmitter according to the first embodiment of the present invention, and is a flowchart showing a bias control procedure. In FIG. 10, first, as an initial pull-in state, using a binary drive signal or a known signal that gives an optical waveform having a predetermined fixed amplitude instead of an optical waveform that dynamically changes in an analog manner, That is, temporary optimization of the I-ch, Q-ch, and Phase bias voltages is performed in a state where the signal is input to each data modulation electrode of the MZ type optical modulator 100 (step ST1).

具体的には、Ｉ−ｃｈ制御信号生成部３０５ＡからのＩ−ｃｈ用ＤＣバイアス信号、Ｑ−ｃｈ制御信号生成部３０５ＡからのＱ−ｃｈ用ＤＣバイアス信号、およびＰｈａｓｅ制御信号生成部３０５ＣからのＰｈａｓｅ用ＤＣバイアス信号が仮に最適化される。これを初期引込状態と定義する。なお、この初期引込状態におけるバイアス電圧の仮最適化では、２値駆動信号等が入力した状態で、後述する基本ループにおけるバイアス電圧の制御と同様の制御が実行される。これにより、所定の固定振幅の電気波形に対応した固定的な平均変調度で安定にバイアス電圧の目標値への引込を行うことができる。   Specifically, the I-ch DC bias signal from the I-ch control signal generation unit 305A, the Q-ch DC bias signal from the Q-ch control signal generation unit 305A, and the phase control signal generation unit 305C The phase DC bias signal is temporarily optimized. This is defined as the initial withdrawal state. In the provisional optimization of the bias voltage in the initial pull-in state, control similar to the bias voltage control in the basic loop described later is executed with a binary drive signal or the like being input. As a result, the bias voltage can be stably drawn into the target value with a fixed average modulation degree corresponding to an electric waveform having a predetermined fixed amplitude.

初期引込状態後、Ｉ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈ、Ｐｈａｓｅの各バイアス電圧は、仮最適化された値に保持され、任意電気波形入力状態に遷移する（ステップＳＴ２）。この任意電気波形入力状態では、ＭＺ型光変調器１００の各データ変調電極に、所望する任意振幅の電気波形である任意電気波形が入力される。この任意電気波形は、例えばアナログ的かつ動的に変化するような光波形を与えるものである。   After the initial pull-in state, the bias voltages of I-ch, Q-ch, and Phase are held at provisionally optimized values, and transition to an arbitrary electric waveform input state (step ST2). In this arbitrary electric waveform input state, an arbitrary electric waveform which is an electric waveform having a desired arbitrary amplitude is input to each data modulation electrode of the MZ type optical modulator 100. This arbitrary electric waveform provides an optical waveform that changes, for example, in an analog manner and dynamically.

任意電気波形がＭＺ型光変調器１００に入力された後、誤差信号極性指定状態に遷移する（ステップＳＴ３）。この誤差信号極性指定状態では、誤差信号極性選択部２０８により、任意の電気波形の平均変調度が求められる。   After the arbitrary electrical waveform is input to the MZ type optical modulator 100, the state transits to the error signal polarity designation state (step ST3). In this error signal polarity designation state, the error signal polarity selection unit 208 obtains the average modulation degree of an arbitrary electric waveform.

求めた平均変調度が５０％より大きい場合には、誤差信号に対する極性を非反転とするように、誤差信号極性選択部２０８から、Ｉ−ｃｈ誤差信号生成部３０４ＡおよびＱ−ｃｈ誤差信号生成部３０４Ｂに対し、極性の非反転を指定した極性選択信号が出力される。これにより、Ｉ−ｃｈ誤差信号ｅ＿ＩおよびＱ−ｃｈ誤差信号ｅ＿Ｑの極性を非反転とし、図４に示すように、バイアスを正常にＮｕｌｌ点に向かわせることができる。   When the obtained average modulation degree is larger than 50%, the error signal polarity selection unit 208, the I-ch error signal generation unit 304A, and the Q-ch error signal generation unit are set so that the polarity with respect to the error signal is not inverted. A polarity selection signal designating non-inversion of polarity is output to 304B. Thereby, the polarity of the I-ch error signal e_I and the Q-ch error signal e_Q can be made non-inverted, and the bias can be normally directed to the Null point as shown in FIG.

逆に、求めた平均変調度が５０％未満である場合には、誤差信号に対する極性を反転とするように、誤差信号極性選択部２０８から、Ｉ−ｃｈ誤差信号生成部３０４ＡおよびＱ−ｃｈ誤差信号生成部３０４Ｂに対し、極性の反転を指定した極性選択信号が出力される。これにより、Ｉ−ｃｈ誤差信号ｅ＿ＩおよびＱ−ｃｈ誤差信号ｅ＿Ｑの極性を反転とし、図８に示すように、バイアスを正常にＮｕｌｌ点に向かわせることができる。   On the other hand, when the calculated average modulation degree is less than 50%, the error signal polarity selection unit 208 sends the I-ch error signal generation unit 304A and the Q-ch error so that the polarity with respect to the error signal is inverted. A polarity selection signal designating polarity inversion is output to the signal generation unit 304B. Thus, the polarities of the I-ch error signal e_I and the Q-ch error signal e_Q can be reversed, and the bias can be normally directed to the Null point as shown in FIG.

このように、誤差信号の極性が正常化された後、運用制御状態である基本ループに遷移する（ステップＳＴ４）。この基本ループでは、Ｉ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈ、Ｐｈａｓｅの各バイアス電圧が順番に制御される。なお、Ｑ−ｃｈ、Ｉ−ｃｈ、Ｐｈａｓｅの各バイアス電圧の順番に制御するようにしても良い。   As described above, after the polarity of the error signal is normalized, the process shifts to the basic loop in the operation control state (step ST4). In this basic loop, the bias voltages of I-ch, Q-ch, and Phase are controlled in order. In addition, you may make it control in order of each bias voltage of Q-ch, I-ch, and Phase.

ここで、Ｉ−ｃｈバイアス制御ステップでは、Ｉ−ｃｈのバイアス端子のみにディザ信号が重畳される（ステップＳＴ４１）。Ｑ−ｃｈバイアス制御ステップでは、Ｑ−ｃｈのバイアス端子のみにディザ信号が重畳される（ステップＳＴ４２）。   Here, in the I-ch bias control step, the dither signal is superimposed only on the I-ch bias terminal (step ST41). In the Q-ch bias control step, the dither signal is superimposed only on the Q-ch bias terminal (step ST42).

また、図１１は、この発明の実施の形態１による光送信器を説明するための説明図であり、Ｐｈａｓｅバイアス制御ステップにおいて、ＤＡＣ２０６Ａ、Ｂから出力されるディザ信号とモニタＰＤ２０４で検出される誤差信号の電気波形を示すグラフである。図１０、図１１において、Ｐｈａｓｅバイアス制御ステップでは、Ｉ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈのバイアス端子に、同じ周期で互いにｎπ／２（ｎ＝２Ｎ＋１、ただし、Ｎは整数）の位相差を有するディザ信号がそれぞれ重畳される（ステップＳＴ４３）。   FIG. 11 is an explanatory diagram for explaining the optical transmitter according to the first embodiment of the present invention. In the phase bias control step, the dither signal output from the DAC 206A, B and the error detected by the monitor PD 204 are illustrated. It is a graph which shows the electric waveform of a signal. 10 and 11, in the phase bias control step, dither signals having phase differences of nπ / 2 (n = 2N + 1, where N is an integer) with the same period at the bias terminals of I-ch and Q-ch. Are superimposed (step ST43).

これにより、図１１において、Ｐｈａｓｅバイアス制御時に、モニタＰＤ２０４でディザ信号の２倍の周波数のＰｈａｓｅ誤差信号が検出される時は、Ｉ−ｃｈとＱ−ｃｈの位相差がπ／２に保持できていない時であり、この位相差がＮπ（Ｎは整数）である時は、モニタＰＤ２０４で検出されるＰｈａｓｅ誤差信号は最大になる。従って、このＰｈａｓｅ誤差信号が０になるように制御することでＩ−ｃｈとＱ−ｃｈの位相差をπ／２に保持することができる。   Thus, in FIG. 11, when the phase error signal having a frequency twice that of the dither signal is detected by the monitor PD 204 during phase bias control, the phase difference between I-ch and Q-ch can be held at π / 2. When the phase difference is Nπ (N is an integer), the phase error signal detected by the monitor PD 204 is maximized. Therefore, the phase difference between I-ch and Q-ch can be maintained at π / 2 by controlling the phase error signal to be zero.

なお、非特許文献１に示された従来のバイアス制御方法では、Ｐｈａｓｅバイアス制御ステップにてｆ０と２ｆ０という異なる周波数のディザ信号を重畳し、周波数ｆ０の誤差信号を用いてＰｈａｓｅバイアス制御を行っている。これに対し、この発明の実施の形態１では、図１１に示すように、同じ周波数ｆ０で互いにｎπ／２（ｎ＝２Ｎ＋１、ただし、Ｎは０を除く整数）の位相差を有するディザ信号を重畳することで、周波数２ｆ０の誤差信号を用いてＰｈａｓｅバイアス制御を行っている。これにより、Ｐｈａｓｅバイアス制御時のバイアスずれの影響を低減することが可能となる。また、ディザ信号生成部３０１を共通にすることでアナログ回路を簡易な構成で実現することができる。   In the conventional bias control method shown in Non-Patent Document 1, dither signals having different frequencies of f0 and 2f0 are superimposed in the phase bias control step, and phase bias control is performed using an error signal of frequency f0. Yes. On the other hand, in the first embodiment of the present invention, as shown in FIG. 11, dither signals having phase differences of nπ / 2 (n = 2N + 1, where N is an integer other than 0) are the same at the same frequency f0. By superimposing, the phase bias control is performed using an error signal having a frequency of 2f0. As a result, it is possible to reduce the influence of bias deviation during phase bias control. Further, by using the dither signal generator 301 in common, an analog circuit can be realized with a simple configuration.

また、図１０に示す基本ループのステップＳＴ４において、任意電気波形の特徴を変化させる要求がない場合には（ステップＳＴ４４のＮｏ）、再びＩ−ｃｈバイアス制御のステップＳＴ４１から繰り返し、一方、任意電気波形の特徴を変化させる要求がある場合には（ステップＳＴ４４のＹｅｓ）、任意電気波形入力状態のステップＳＴ２に遷移する。   Further, in step ST4 of the basic loop shown in FIG. 10, when there is no request to change the characteristics of the arbitrary electric waveform (No in step ST44), the process is repeated again from step ST41 of the I-ch bias control. If there is a request to change the waveform characteristics (Yes in step ST44), the process proceeds to step ST2 in the arbitrary electric waveform input state.

以上のように、この発明の実施の形態１による光送信器においては、２並列ＭＺ型光変調器としてのＭＺ型光変調器１００のＩ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈバイアス制御において、誤差信号極性選択部２０８により、平均変調度に応じてＩ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈ誤差信号に対する極性を適切に選択するようにしている。これにより、例えばＯＦＤＭ信号、多値変調信号、予等化信号のようにアナログ的な光波形を動的に変化させる場合にも、ＭＺ型光変調器のバイアス電圧を最適点に制御することができるという作用効果を奏する。   As described above, in the optical transmitter according to the first embodiment of the present invention, error signal polarity selection is performed in the I-ch and Q-ch bias control of the MZ type optical modulator 100 as the two parallel MZ type optical modulator. The unit 208 appropriately selects the polarities for the I-ch and Q-ch error signals according to the average modulation degree. As a result, the bias voltage of the MZ type optical modulator can be controlled to the optimum point even when the analog optical waveform is dynamically changed, such as an OFDM signal, a multilevel modulation signal, or a pre-equalization signal. There is an effect of being able to.

また、上述のように、この発明の実施の形態１による光送信器においては、２並列ＭＺ型光変調器としてのＭＺ型光変調器１００のＰｈａｓｅバイアス制御において、周波数乗算器としてのディザ信号乗算部３０３により、ディザ信号の２倍の周波数の信号を生成するようにしている。これにより、高調波歪みがなく低ノイズなＰｈａｓｅ誤差信号を生成することができるという作用効果を奏する。   Further, as described above, in the optical transmitter according to the first embodiment of the present invention, dither signal multiplication as a frequency multiplier is performed in the phase bias control of the MZ optical modulator 100 as a two-parallel MZ optical modulator. The unit 303 generates a signal having a frequency twice that of the dither signal. Thereby, there is an effect that a phase error signal having no harmonic distortion and having low noise can be generated.

実施の形態２．
上述のように、この発明の実施の形態１による光送信器は、２並列ＭＺ型光変調器としてのＭＺ型光変調器１００のＩ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈバイアス制御において、誤差信号極性選択部２０８により、平均変調度に応じてＩ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈ誤差信号に対する極性を適切に選択するようにしたものであるが、この発明の実施の形態２による光送信器は、２並列ＭＺ型光変調器としてのＭＺ型光変調器１００のＩ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈバイアス制御において、ドライバ利得制御部２０９により、平均変調度が５０％を除く所定の値となるようにしたものである。なお、実施の形態１の変形例として、誤差信号極性選択部２０８とドライバ利得制御部２０９の両方を設けるようにしても良い。 Embodiment 2. FIG.
As described above, the optical transmitter according to the first embodiment of the present invention is an error signal polarity selection unit in the I-ch and Q-ch bias control of the MZ type optical modulator 100 as the two parallel MZ type optical modulator. According to 208, the polarities for the I-ch and Q-ch error signals are appropriately selected according to the average modulation degree. The optical transmitter according to the second embodiment of the present invention is a 2-parallel MZ type. In the I-ch and Q-ch bias control of the MZ type optical modulator 100 as an optical modulator, the driver gain control unit 209 makes the average modulation degree a predetermined value excluding 50%. As a modification of the first embodiment, both the error signal polarity selection unit 208 and the driver gain control unit 209 may be provided.

図１２は、この発明の実施の形態２による光送信器を示す構成図である。図１２において、誤差信号極性選択部２０８に代え、ドライバ利得制御部２０９を設けるようにした構成を除き、図９に示した実施の形態１による光送信器と同様の構成であり、その同様の構成と、それによる同様の動作については説明を省略する。なお、誤差信号極性選択部２０８とドライバ利得制御部２０９との両方を設けるようにしても良く、また、この両方を一体的に構成するようにしても良い。   FIG. 12 is a block diagram showing an optical transmitter according to Embodiment 2 of the present invention. In FIG. 12, the configuration is the same as that of the optical transmitter according to the first embodiment shown in FIG. 9 except for the configuration in which the driver gain control unit 209 is provided instead of the error signal polarity selection unit 208. The description of the configuration and the similar operation is omitted. Note that both the error signal polarity selection unit 208 and the driver gain control unit 209 may be provided, or both of them may be configured integrally.

次に動作について説明する。図１２において、データ信号生成部２０１は、生成したデータ信号のうち、Ｉ−ｃｈ成分であるＩ−ｃｈデータ信号をＩ−ｃｈ変調器ドライバ２０２Ａに出力し、Ｑ−ｃｈ成分であるＱ−ｃｈデータ信号をＱ−ｃｈ変調器ドライバ２０２Ｂに出力するとともに、生成したデータ信号の情報をドライバ利得制御部２０９に出力する。   Next, the operation will be described. In FIG. 12, the data signal generation unit 201 outputs an I-ch data signal that is an I-ch component of the generated data signal to the I-ch modulator driver 202A, and Q-ch that is a Q-ch component. The data signal is output to the Q-ch modulator driver 202B, and information on the generated data signal is output to the driver gain control unit 209.

ドライバ利得制御部２０９は、まず、データ信号生成部２０１からのデータ信号の情報に基づいて、データ信号の平均変調度を求める。また、ドライバ利得制御部２０９は、求めた平均変調度に応じて、Ｉ−ｃｈ変調器ドライバ２０２ＡおよびＱ−ｃｈ変調器ドライバ２０２Ｂの増幅利得を制御するための利得制御信号を生成し、Ｉ−ｃｈ変調器ドライバ２０２ＡおよびＱ−ｃｈ変調器ドライバ２０２Ｂに出力する。   First, the driver gain control unit 209 obtains the average modulation degree of the data signal based on the data signal information from the data signal generation unit 201. In addition, the driver gain control unit 209 generates a gain control signal for controlling the amplification gain of the I-ch modulator driver 202A and the Q-ch modulator driver 202B according to the obtained average modulation degree, and I− The data is output to the ch modulator driver 202A and the Q-ch modulator driver 202B.

このとき、ドライバの増幅利得は、平均変調度が５０％よりも十分に小さい値、例えば３０％になるように制御される。なお、ドライバの増幅利得は、平均変調度が５０％よりも十分に大きい値、例えば８０％になるように制御されるようにしても良く、要するに、平均変調度が５０％を除く所定の値となるようにすれば、後述するような同様の作用効果を奏する。   At this time, the amplification gain of the driver is controlled so that the average modulation degree is sufficiently smaller than 50%, for example, 30%. The amplification gain of the driver may be controlled so that the average modulation degree is sufficiently larger than 50%, for example, 80%. In short, the average modulation degree is a predetermined value excluding 50%. If it becomes, it will have the same effect as mentioned later.

Ｉ−ｃｈ変調器ドライバ２０２Ａは、データ信号生成部２０１からのＩ−ｃｈデータ信号を、ドライバ利得制御部２０９からの利得制御信号によって決定される増幅利得に応じて増幅し、Ｉ−ｃｈデータ変調電極１０２Ａに出力する。Ｑ−ｃｈ変調器ドライバ２０２Ｂは、データ信号生成部２０１からのＱ−ｃｈデータ信号を、ドライバ利得制御部２０９からの利得制御信号によって決定される増幅利得に応じて増幅し、Ｑ−ｃｈデータ変調電極１０２Ｂに出力する。   The I-ch modulator driver 202A amplifies the I-ch data signal from the data signal generation unit 201 according to the amplification gain determined by the gain control signal from the driver gain control unit 209, and performs I-ch data modulation. Output to the electrode 102A. The Q-ch modulator driver 202B amplifies the Q-ch data signal from the data signal generation unit 201 according to the amplification gain determined by the gain control signal from the driver gain control unit 209, and Q-ch data modulation Output to the electrode 102B.

ここで、ドライバ利得制御部２０９は、平均変調度に応じてドライバの増幅利得を変化させるのであるが、実際には、逐次平均変調度を求めるのではなく、例えばテーブルを設け、平均変調度に応じた情報とドライバの増幅利得との対応関係を記憶しておくことが考えられる。例えば、予等化信号に対するバイアス制御であれば、予等化量と平均変調度との関係は、単調関数となるので、平均変調度に応じた情報である予等化量とＩ−ｃｈ変調器ドライバ２０２ＡおよびＱ−ｃｈ変調器ドライバ２０２Ｂの波形調整端子に与える利得制御信号との関係をテーブルに保持しておくようにすれば良い。   Here, the driver gain control unit 209 changes the amplification gain of the driver in accordance with the average modulation degree. However, actually, the driver gain control unit 209 does not sequentially obtain the average modulation degree, but provides a table, for example, to obtain the average modulation degree. It is conceivable to store the correspondence between the corresponding information and the amplification gain of the driver. For example, in the case of bias control for a pre-equalization signal, the relationship between the pre-equalization amount and the average modulation degree is a monotonic function, so the pre-equalization amount and I-ch modulation, which are information according to the average modulation degree, are used. The relationship with the gain control signal applied to the waveform adjustment terminals of the amplifier driver 202A and the Q-ch modulator driver 202B may be held in a table.

次に、この発明の実施の形態２による光送信器のバイアス制御手順を詳細に説明する。図１３は、この発明の実施の形態２による光送信器を説明するための説明図であり、バイアス制御手順を示すフローチャートである。なお、実施の形態１と同様の処理については、説明を省略する。   Next, the bias control procedure of the optical transmitter according to the second embodiment of the present invention will be described in detail. FIG. 13 is an explanatory diagram for explaining the optical transmitter according to the second embodiment of the present invention, and is a flowchart showing a bias control procedure. Note that the description of the same processing as in the first embodiment will be omitted.

図１３において、任意電気波形入力状態のステップＳＴ２で、任意電気波形がＭＺ型光変調器１００に入力された後、変調度制御状態に遷移する（ステップＳＴ３ａ）。この変調度制御状態では、ドライバ利得制御部２０９は、任意電気波形の平均変調度を求める。   In FIG. 13, in step ST2 in the arbitrary electric waveform input state, the arbitrary electric waveform is input to the MZ type optical modulator 100, and then transitions to the modulation degree control state (step ST3a). In this modulation degree control state, the driver gain control unit 209 obtains the average modulation degree of the arbitrary electric waveform.

ドライバ利得制御部２０９は、求めた任意電気波形の平均変調度に応じて、平均変調度が５０％よりも十分に小さく、例えば３０％となるように、Ｉ−ｃｈ変調器ドライバ２０２ＡおよびＱ−ｃｈ変調器ドライバ２０２Ｂに対して、増幅利得を制御するための利得制御信号を出力する。   The driver gain control unit 209 determines whether the average modulation degree is sufficiently smaller than 50%, for example, 30%, according to the obtained average modulation degree of the arbitrary electric waveform, for example, 30%. A gain control signal for controlling the amplification gain is output to the ch modulator driver 202B.

このように、ドライバの増幅利得が制御された後、運用制御状態である基本ループに遷移する（ステップＳＴ４）。このとき、Ｉ−ｃｈ誤差信号生成部３０４ＡおよびＱ−ｃｈ誤差信号生成部３０４Ｂは、反転の極性のＩ−ｃｈ誤差信号およびＱ−ｃｈ誤差信号をそれぞれ出力するように設定されている。これにより、図８に示すように、バイアスを正常にＮｕｌｌ点に向かわせることができる。   As described above, after the amplification gain of the driver is controlled, a transition is made to the basic loop in the operation control state (step ST4). At this time, the I-ch error signal generation unit 304A and the Q-ch error signal generation unit 304B are set to output an I-ch error signal and a Q-ch error signal having opposite polarities, respectively. Thereby, as shown in FIG. 8, the bias can be normally directed to the Null point.

なお、平均変調度が５０％よりも十分に大きく、例えば８０％となるようにドライバの増幅利得が制御される場合には、基本ループのステップＳＴ４において、Ｉ−ｃｈ誤差信号生成部３０４ＡおよびＱ−ｃｈ誤差信号生成部３０４Ｂを、非反転の極性のＩ−ｃｈ誤差信号およびＱ−ｃｈ誤差信号がそれぞれ出力されるように設定していれば良い。これにより、図４に示すように、バイアスを正常にＮｕｌｌ点に向かわせることができる。   When the driver amplification gain is controlled so that the average modulation degree is sufficiently larger than 50%, for example, 80%, in step ST4 of the basic loop, the I-ch error signal generators 304A and Q The -ch error signal generation unit 304B may be set so that the non-inverted polarity I-ch error signal and Q-ch error signal are output. Thereby, as shown in FIG. 4, the bias can be normally directed to the Null point.

また、誤差信号極性選択部２０８とドライバ利得制御部２０９との両方が設けられている場合には、図１３において、ステップＳＴ３ａとステップＳＴ４との間に、図１０に示した誤差信号極性指定状態のステップＳＴ３を追加し、すなわち、変調度制御状態のステップＳＴ３ａでドライバの増幅利得が制御された後、誤差信号極性指定状態のステップＳＴ３に遷移し、次に、運用制御状態である基本ループのステップＳＴ４に遷移するようにすれば良い。これにより、変調度制御状態のステップＳＴ３ａにおいて、平均変調度が５０％を除く大小何れの値に制御されても、誤差信号極性指定状態のステップＳＴ３において、Ｉ−ｃｈ誤差信号およびＱ−ｃｈ誤差信号に適切な極性を設定することができ、バイアスを正常にＮｕｌｌ点に向かわせることができる。   If both the error signal polarity selection unit 208 and the driver gain control unit 209 are provided, the error signal polarity designation state shown in FIG. 10 is shown between step ST3a and step ST4 in FIG. Step ST3 is added, that is, after the amplification gain of the driver is controlled in Step ST3a in the modulation degree control state, the process proceeds to Step ST3 in the error signal polarity designation state, and then the basic loop in the operation control state What is necessary is just to make it change to step ST4. Thereby, in step ST3a in the modulation degree control state, regardless of whether the average modulation degree is controlled to a value other than 50%, in step ST3 in the error signal polarity designation state, the I-ch error signal and the Q-ch error are controlled. An appropriate polarity can be set for the signal, and the bias can be normally directed to the Null point.

以上のように、この発明の実施の形態２による光送信器においては、２並列ＭＺ型光変調器としてのＭＺ型光変調器１００のＩ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈバイアス制御において、ドライバ利得制御部２０９により、平均変調度が５０％を除く所定の値となるようにしている。これにより、例えばＯＦＤＭ信号、多値変調信号、予等化信号のようにアナログ的な光波形を動的に変化させる場合にも、ＭＺ型光変調器のバイアス電圧を最適点に制御することができるという作用効果を奏する。また、誤差信号極性選択部２０８により、誤差信号に適切な極性を設定することで、平均変調度が５０％を除く大小何れの値に柔軟に制御される場合にも、ＭＺ型光変調器のバイアス電圧を最適点に制御することができるという作用効果を奏する。   As described above, in the optical transmitter according to the second embodiment of the present invention, the driver gain control unit in the I-ch and Q-ch bias control of the MZ type optical modulator 100 as the two parallel MZ type optical modulator. By 209, the average modulation degree is set to a predetermined value excluding 50%. As a result, the bias voltage of the MZ type optical modulator can be controlled to the optimum point even when the analog optical waveform is dynamically changed, such as an OFDM signal, a multilevel modulation signal, or a pre-equalization signal. There is an effect of being able to. In addition, the error signal polarity selection unit 208 sets an appropriate polarity for the error signal, so that the average modulation degree can be flexibly controlled to any value except 50%. There is an effect that the bias voltage can be controlled to the optimum point.

なお、上述のように、この発明の実施の形態１、２による光送信器においては、ＭＺ型光変調器１００は、２並列ＭＺ型光変調器であって、単一電極、ゼロチャープ型、モニタＰＤ１０４内蔵のものを示したが、これに限定されず、光導波路１０１Ｄおよび光導波路１０１Ｅの双方、光導波路１０１Ｆおよび光導波路１０１Ｇの双方、並びに光導波路１０１Ｈおよび光導波路１０１Ｉの双方にそれぞれ電極を備え、プッシュ・プル駆動によりゼロチャープを実現するような２並列ＭＺ型光変調器であっても良く、その場合、各電極でプッシュ・プル駆動するように駆動およびバイアス制御できるようにすることにより、この発明の実施の形態１、２と同様の作用効果を奏する。   As described above, in the optical transmitters according to the first and second embodiments of the present invention, the MZ type optical modulator 100 is a two-parallel MZ type optical modulator, which is a single electrode, zero chirp type, monitor Although the PD 104 built-in is shown, the present invention is not limited to this, and both the optical waveguide 101D and the optical waveguide 101E, both the optical waveguide 101F and the optical waveguide 101G, and both the optical waveguide 101H and the optical waveguide 101I are provided with electrodes. 2 parallel MZ type optical modulator that realizes zero chirp by push-pull drive, and in this case, by enabling drive and bias control to push-pull drive at each electrode, The same effects as those of the first and second embodiments of the present invention are achieved.

また、上述の実施の形態１、２による光送信器において、ＭＺ型光変調器１００は、シングルＭＺ型光変調器、すなわち上述のＭＺ干渉計であっても良く、その場合、Ｑ−ｃｈ制御部分およびＰｈａｓｅ制御部分を省略することにより、この発明の実施の形態１、２と同様の作用効果を奏する。また、ＭＺ型光変調器１００は、偏波多重型の２並列ＭＺ型光変調器であっても良く、その場合、Ｉ−ｃｈ制御部分、Ｑ−ｃｈ制御部分およびＰｈａｓｅ制御部分を、直交偏波成分についても用意することにより、この発明の実施の形態１、２と同様の作用効果を奏する。   Further, in the optical transmitters according to the first and second embodiments described above, the MZ type optical modulator 100 may be a single MZ type optical modulator, that is, the above-described MZ interferometer. By omitting the part and the phase control part, the same effects as those of the first and second embodiments of the present invention can be obtained. Further, the MZ type optical modulator 100 may be a polarization multiplexing type two parallel MZ type optical modulator. In this case, the I-ch control part, the Q-ch control part, and the Phase control part are orthogonally polarized. By preparing the components, the same effects as those of the first and second embodiments of the present invention can be obtained.

また、上述の実施の形態１、２による光送信器において、ＭＺ型光変調器１００がモニタＰＤ１０４を内蔵していない場合は、ＭＺ型光変調器１００の出力端に光を分岐する光カプラを挿入するとともに、モニタＰＤを外付けするようにすれば良い。   Further, in the optical transmitters according to the first and second embodiments described above, when the MZ optical modulator 100 does not include the monitor PD 104, an optical coupler that branches light to the output terminal of the MZ optical modulator 100 is provided. What is necessary is just to insert monitor PD externally while inserting.

また、上述の実施の形態１、２による光送信器において、Ｉ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈ、Ｐｈａｓｅ用ＤＣバイアス信号は、図示しないレベル変換回路により、ＭＺ型光変調器１００のＥｎｄ−ｏｆ−Ｌｉｆｅでのバイアスシフト規格をカバーできる範囲で制御可能とすることが望ましい。   In the optical transmitters according to the first and second embodiments described above, the DC bias signals for I-ch, Q-ch, and Phase are sent from the end-of-life of the MZ type optical modulator 100 by a level conversion circuit (not shown). It is desirable to be able to control within the range that can cover the bias shift standard in.

なお、上述の実施の形態１、２による光送信器においては、バイアス制御部３００はデジタル信号処理回路として説明したが、制御機能については、光送信器に設けたマイクロコンピュータ等に制御方法を実行させるコンピュータプログラムを用いてソフトウエア処理により実現するようにしても良い。このとき、ディザ信号のディザ周波数は、例えば数１０〜数１００Ｈｚとすれば良い。   In the optical transmitters according to the first and second embodiments described above, the bias control unit 300 has been described as a digital signal processing circuit. However, for the control function, the control method is executed by a microcomputer or the like provided in the optical transmitter. You may make it implement | achieve by a software process using the computer program to make. At this time, the dither frequency of the dither signal may be several tens to several hundreds Hz, for example.

また、上述の実施の形態１、２による光送信器において、ＭＺ型光変調器を駆動する任意電気波形は、１０〜１００ｍｓｅｃオーダでは、平均レベルに対して対称なヒストグラムを有することが望ましい。また、ＭＺ型光変調器のバイアス電圧の最適点の経年変化に対応するためには、バイアスの初期ロック点が、０Ｖから最も近い点となるように制御することが望ましい。   In the optical transmitters according to the first and second embodiments described above, it is desirable that the arbitrary electric waveform for driving the MZ type optical modulator has a symmetric histogram with respect to the average level in the order of 10 to 100 msec. In order to cope with the secular change of the optimum point of the bias voltage of the MZ type optical modulator, it is desirable to control the bias initial lock point to be the closest point from 0V.

また、この発明の実施の形態１、２による光送信器は、この光送信器から送信された光信号を光ファイバで伝送し、光受信器で受信する光通信システムに適用するようにしても良い。また、この発明の実施の形態１、２による光送信器は、この光送信器を２台以上設け、２台以上の光送信器から送信された光信号を波長多重して光ファイバで伝送し、受信側で波長分離して波長ごとに２台以上の光受信器で受信するＷＤＭ（Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）光通信システムに適用するようにしても良い。また、この発明の実施の形態１、２による光送信器は、この光送信器を２台設け、２台の光送信器から送信された光信号を互いに直交した偏波で偏波多重して光ファイバで伝送し、受信側で偏波分離して偏波ごとに２台の光受信器で受信する偏波多重光通信システムに適用するようにしても良い。   The optical transmitters according to the first and second embodiments of the present invention may be applied to an optical communication system in which an optical signal transmitted from the optical transmitter is transmitted through an optical fiber and received by an optical receiver. good. In addition, the optical transmitters according to the first and second embodiments of the present invention are provided with two or more optical transmitters, wavelength-multiplexed optical signals transmitted from the two or more optical transmitters, and transmitted by an optical fiber. Further, the present invention may be applied to a WDM (Wavelength Division Multiplexing) optical communication system in which wavelength is separated on the receiving side and received by two or more optical receivers for each wavelength. Also, the optical transmitters according to the first and second embodiments of the present invention are provided with two such optical transmitters, and optical signals transmitted from the two optical transmitters are polarization-multiplexed with mutually orthogonal polarizations. You may make it apply to the polarization multiplexing optical communication system which transmits with an optical fiber, carries out polarization separation on the receiving side, and receives with two optical receivers for every polarization.

１００ ＭＺ型光変調器
１０１Ａ〜１０１Ｊ 光導波路
１０２Ａ Ｉ−ｃｈデータ変調電極
１０２Ｂ Ｑ−ｃｈデータ変調電極
１０３Ａ Ｉ−ｃｈバイアス電極
１０３Ｂ Ｑ−ｃｈバイアス電極
１０３Ｃ Ｐｈａｓｅバイアス電極
２０１ データ信号生成部
２０２Ａ Ｉ−ｃｈ変調器ドライバ
２０２Ｂ Ｑ−ｃｈ変調器ドライバ
２０３ 電流電圧変換部
２０４ ＡＤＣ
２０５Ａ Ｉ−ｃｈＤＣ用ＤＡＣ
２０５Ｂ Ｑ−ｃｈＤＣ用ＤＡＣ
２０５Ｃ ＰｈａｓｅＤＣ用ＤＡＣ
２０６Ａ Ｉ−ｃｈディザ用ＤＡＣ
２０６Ｂ Ｑ−ｃｈディザ用ＤＡＣ
２０７Ａ Ｉ−ｃｈＤＣ・ディザ加算器
２０７Ｂ Ｑ−ｃｈＤＣ・ディザ加算器
２０８ 誤差信号極性選択部
２０９ ドライバ利得制御部
３００ バイアス制御部
３０１ ディザ信号生成部
３０２ 位相器
３０３ ディザ信号乗算部
３０４Ａ Ｉ−ｃｈ誤差信号生成部
３０４Ｂ Ｑ−ｃｈ誤差信号生成部
３０４Ｃ Ｐｈａｓｅ誤差信号生成部
３０５Ａ Ｉ−ｃｈ制御信号生成部
３０５Ｂ Ｑ−ｃｈ制御信号生成部
３０５Ｃ Ｐｈａｓｅ制御信号生成部 100 MZ type optical modulators 101A to 101J Optical waveguide 102A I-ch data modulation electrode 102B Q-ch data modulation electrode 103A I-ch bias electrode 103B Q-ch bias electrode 103C Phase bias electrode 201 Data signal generator 202A I-ch Modulator driver 202B Q-ch modulator driver 203 Current-voltage converter 204 ADC
205A DAC for I-chDC
205B DAC for Q-chDC
205C PhaseDC DAC
206A DAC for I-ch dither
206B DAC for Q-ch dither
207A I-chDC / dither adder 207B Q-chDC / dither adder 208 Error signal polarity selection unit 209 Driver gain control unit 300 Bias control unit 301 Dither signal generation unit 302 Phaser 303 Dither signal multiplication unit 304A I-ch error signal Generator 304B Q-ch error signal generator 304C Phase error signal generator 305A I-ch control signal generator 305B Q-ch control signal generator 305C Phase control signal generator

Claims (6)

ディザ信号が重畳されたバイアス電圧および入力したデータ信号に基づいてＭＺ（Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ）型光変調器で光を変調し、この変調した光信号を送出する光送信器であって、
前記ディザ信号および前記光信号の光強度に基づいて誤差信号を生成する誤差信号生成部と、
前記データ信号の平均変調度に応じて前記誤差信号の極性を選択する誤差信号極性選択部と、
前記誤差信号極性選択部で選択された極性をもつ前記誤差信号に基づいて前記バイアス電圧の制御を行うバイアス制御部と、
を備えたことを特徴とする光送信器。 An optical transmitter that modulates light by an MZ (Mach-Zehnder) type optical modulator based on a bias voltage on which a dither signal is superimposed and an input data signal, and transmits the modulated optical signal,
An error signal generator that generates an error signal based on the light intensity of the dither signal and the optical signal;
An error signal polarity selector for selecting the polarity of the error signal according to the average modulation degree of the data signal;
A bias controller for controlling the bias voltage based on the error signal having the polarity selected by the error signal polarity selector;
An optical transmitter comprising: 前記データ信号を増幅して前記ＭＺ型光変調器に入力させるドライバと、
前記データ信号の平均変調度が５０％を除く所定の値となるように前記ドライバの増幅利得の制御を行うドライバ利得制御部と、
を備えたことを特徴とする請求項１に記載の光送信器。 A driver that amplifies the data signal and inputs it to the MZ type optical modulator;
A driver gain control unit that controls the amplification gain of the driver so that the average modulation degree of the data signal is a predetermined value excluding 50%;
The optical transmitter according to claim 1, further comprising: 前記ＭＺ型光変調器は、２並列ＭＺ型光変調器であり、
前記バイアス制御部は、
前記誤差信号極性選択部で選択された極性をもつＩ−ｃｈ誤差信号に基づいてＩ−ｃｈバイアス電圧の制御を行い、
前記誤差信号極性選択部で選択された極性をもつＱ−ｃｈ誤差信号に基づいてＱ−ｃｈバイアス電圧の制御を行った後に、
ｎ＝２Ｎ＋１、ただし、Ｎは整数で、互いにｎπ／２の位相差をもつ２つのディザ信号が前記２並列ＭＺ型光変調器のＩ−ｃｈバイアス電圧およびＱ−ｃｈバイアス電圧にそれぞれ重畳されているとき、前記互いにｎπ／２の位相差をもつ２つのディザ信号の積および前記２並列ＭＺ型光変調器からの光信号の光強度に基づいて生成されディザ信号の２倍の周波数をもつＰｈａｓｅ誤差信号に基づいてＰｈａｓｅバイアス電圧の制御を行う
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の光送信器。 The MZ type optical modulator is a two-parallel MZ type optical modulator,
The bias control unit includes:
Control the I-ch bias voltage based on the I-ch error signal having the polarity selected by the error signal polarity selection unit,
After controlling the Q-ch bias voltage based on the Q-ch error signal having the polarity selected by the error signal polarity selector,
n = 2N + 1, where N is an integer, and two dither signals having a phase difference of nπ / 2 are superimposed on the I-ch bias voltage and Q-ch bias voltage of the two parallel MZ type optical modulator, respectively. A phase having a frequency twice that of the dither signal generated based on the product of the two dither signals having a phase difference of nπ / 2 and the light intensity of the optical signal from the two-parallel MZ type optical modulator. The optical transmitter according to claim 1, wherein the phase bias voltage is controlled based on the error signal. 請求項１〜請求項３のいずれかに記載の光送信器から送信された光信号を、光ファイバで伝送し、光受信器で受信することを特徴とする光通信システム。   An optical communication system, wherein an optical signal transmitted from the optical transmitter according to any one of claims 1 to 3 is transmitted through an optical fiber and received by an optical receiver. ディザ信号が重畳されたバイアス電圧および入力したデータ信号に基づいてＭＺ（Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ）型光変調器で光を変調し、この変調した光信号を送出する光送信方法であって、
前記ディザ信号および前記光信号の光強度に基づいて誤差信号を生成する誤差信号生成ステップと、
前記データ信号の平均変調度に応じて前記誤差信号の極性を選択する誤差信号極性選択ステップと、
前記誤差信号極性選択ステップで選択された極性をもつ前記誤差信号に基づいて前記バイアス電圧の制御を行うバイアス制御ステップと、
を備えたことを特徴とする光送信方法。 An optical transmission method for modulating light with an MZ (Mach-Zehnder) type optical modulator based on a bias voltage on which a dither signal is superimposed and an input data signal, and transmitting the modulated optical signal,
An error signal generating step for generating an error signal based on the light intensity of the dither signal and the optical signal;
An error signal polarity selection step of selecting a polarity of the error signal according to an average modulation degree of the data signal;
A bias control step for controlling the bias voltage based on the error signal having the polarity selected in the error signal polarity selection step;
An optical transmission method comprising: 前記バイアス制御ステップは、固定振幅の電気波形をもつ前記データ信号が前記ＭＺ型光変調器に入力している時に前記バイアス電圧の目標値への引込を行う初期引込状態として前記バイアス電圧の制御を行った後に、任意振幅の電気波形をもつ前記データ信号が前記ＭＺ型光変調器に入力している時に基本ループとして前記バイアス電圧の制御を行う
ことを特徴とする請求項５に記載の光送信方法。 In the bias control step, the bias voltage is controlled as an initial pull-in state in which the bias voltage is pulled to a target value when the data signal having an electric waveform having a fixed amplitude is input to the MZ type optical modulator. 6. The optical transmission according to claim 5, wherein the bias voltage is controlled as a basic loop when the data signal having an electric waveform having an arbitrary amplitude is input to the MZ type optical modulator after being performed. Method.
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Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2016072942A (en) * 2014-10-02 2016-05-09 富士通株式会社 Optical transmitter and waveform distortion correction method
US9450677B2 (en) 2013-12-26 2016-09-20 Fujitsu Optical Components Limited Optical transmitter and control apparatus of optical modulator
JP2018515803A (en) * 2015-03-24 2018-06-14 フィニサー コーポレイション Automatic bias stabilization of dual polarization in-phase and quadrature optical modulators
CN108667520A (en) * 2017-03-31 2018-10-16 富士通株式会社 Bias controller and method, the optical sender of optical sender modulator
US10587346B2 (en) 2016-01-21 2020-03-10 Nec Corporation Optical transmitter and method of controlling the same
CN111200460A (en) * 2018-11-19 2020-05-26 富士通株式会社 Modulation depth monitoring device and method of jitter signal and optical transmitter
CN112769492A (en) * 2019-10-21 2021-05-07 富士通株式会社 Method and device for monitoring modulation depth of direct current bias jitter signal and optical transmitter

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2011104838A1 (en) * 2010-02-25 2011-09-01 三菱電機株式会社 Optical transmitter
JP2011232553A (en) * 2010-04-28 2011-11-17 Mitsubishi Electric Corp Optical transmitter, optical communication system and modulation method

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2011104838A1 (en) * 2010-02-25 2011-09-01 三菱電機株式会社 Optical transmitter
JP2011232553A (en) * 2010-04-28 2011-11-17 Mitsubishi Electric Corp Optical transmitter, optical communication system and modulation method

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
JPN6015032121; Ｐａｋ　Ｓ．Ｃｈｏ，　ｅｔ　ａｌ．: 'Ｂｉａｓ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　ｆｏｒ　Ｏｐｔｉｃａｌ　ＯＦＤＭ　Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒｓ' ＩＥＥＥ　Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ　Ｌｅｔｔｅｒｓ Ｖｏｌ．２２，　Ｎｏ．１４, 20100715, ｐａｇｅｓ．１０３０-１０３２, ＩＥＥＥ *
JPN6015032122; Ｔｓｕｙｏｓｈｉ　Ｙｏｓｈｉｄａ，　ｅｔ　ａｌ．: 'Ａ　ｓｔｕｄｙ　ｏｎ　ａｕｔｏｍａｔｉｃ　ｂｉａｓ　ｃｏｎｔｒｏｌ　ｆｏｒ　ａｒｂｉｔｒａｒｙ　ｏｐｔｉｃａｌ　ｓｉｇｎａｌ　ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ　ｂｙ　ｄｕａｌ-ｐａｒａｌｌｅｌ　Ｍａｃｈ-Ｚｅｈｎ' ２０１０　３６ｔｈ　Ｅｕｒｏｐｅａｎ　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ　ａｎｄ　Ｅｘｈｉｂｉｔｉｏｎ　ｏｎ　Ｏｐｔｉｃａｌ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ　（ＥＣＯＣ） , 20100919, ｐａｇｅｓ．１-３, ＩＥＥＥ *

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9450677B2 (en) 2013-12-26 2016-09-20 Fujitsu Optical Components Limited Optical transmitter and control apparatus of optical modulator
JP2016072942A (en) * 2014-10-02 2016-05-09 富士通株式会社 Optical transmitter and waveform distortion correction method
JP2018515803A (en) * 2015-03-24 2018-06-14 フィニサー コーポレイション Automatic bias stabilization of dual polarization in-phase and quadrature optical modulators
US10587346B2 (en) 2016-01-21 2020-03-10 Nec Corporation Optical transmitter and method of controlling the same
CN108667520A (en) * 2017-03-31 2018-10-16 富士通株式会社 Bias controller and method, the optical sender of optical sender modulator
CN108667520B (en) * 2017-03-31 2020-12-29 富士通株式会社 Bias control device and method for optical transmitter modulator and optical transmitter
CN111200460A (en) * 2018-11-19 2020-05-26 富士通株式会社 Modulation depth monitoring device and method of jitter signal and optical transmitter
CN112769492A (en) * 2019-10-21 2021-05-07 富士通株式会社 Method and device for monitoring modulation depth of direct current bias jitter signal and optical transmitter

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