JP2013020755A - Control apparatus and control method - Google Patents

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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a control apparatus and control method capable of decreasing the capacity of a capacitor for removing a ripple of an electric current to be supplied to an LED.SOLUTION: A control apparatus, supplying a voltage of one phase of an AC voltage output from a generator 10 to a load and rectifying the AC voltage to control lighting of an LED 40, includes a first switch 22 that is connected between an output section of the generator and the LED and supplies a voltage of the other phase of the AC voltage to the LED, and a capacitor 24 that is connected in parallel to the LED, between a terminal connected to the LED of the first switch 22 and the ground, and is supplied with a voltage of the other phase of the AC voltage.

Description

本発明は、制御装置、及び制御方法に関する。   The present invention relates to a control device and a control method.

車両などにおいて、エンジンに連動して回転する発電機により交流発電を行い、発電された交流電圧でランプを点灯すると共に、バッテリを充電する装置（以下、ランプ点灯・バッテリ充電装置という）がある。図１２は、従来技術に係るランプ点灯・バッテリ充電装置９００の回路図である。図１２に示すランプ点灯・バッテリ充電装置９００の制御回路９２０において、発電機９１０で発電された交流電圧は、サイリスタ９２１により半波整流され、半波整流された電圧はヒューズ９５０を介して負荷及びバッテリに供給されている。また、サイリスタ９２１は、ゲート制御回路９２２により制御されている。（例えば、特許文献１参照）。
このような制御回路９２０をＬＥＤ９４０の点灯に用いる場合、ＬＥＤ９４０は、直流で駆動する必要があるため、制御回路９２０の出力側に接続される。このような場合、制御回路９２０の出力側に接続されている負荷による変動のリップル電流を除去した電流をＬＥＤ９４０に供給するために、ＬＥＤ９４０と並列にコンデンサ９３０が接続されている。 2. Description of the Related Art In vehicles and the like, there is a device (hereinafter referred to as a lamp lighting / battery charging device) that performs AC power generation with a generator that rotates in conjunction with an engine, lights a lamp with the generated AC voltage, and charges a battery. FIG. 12 is a circuit diagram of a lamp lighting / battery charging apparatus 900 according to the prior art. In the control circuit 920 of the lamp lighting / battery charging apparatus 900 shown in FIG. 12, the AC voltage generated by the generator 910 is half-wave rectified by the thyristor 921, and the half-wave rectified voltage is supplied to the load and the load via the fuse 950. It is supplied to the battery. The thyristor 921 is controlled by the gate control circuit 922. (For example, refer to Patent Document 1).
When such a control circuit 920 is used for lighting the LED 940, the LED 940 is connected to the output side of the control circuit 920 because it needs to be driven by direct current. In such a case, a capacitor 930 is connected in parallel with the LED 940 in order to supply the LED 940 with a current from which the ripple current due to the load connected to the output side of the control circuit 920 is removed.

特開平１１−２６８４４８号公報JP-A-11-268448

しかしながら、特許文献１に記載の従来技術をＬＥＤ９４０の駆動に用いた制御回路９２０では、制御回路９２０の出力側の負荷による電流の変動やバッテリが外れた場合を考慮して、制御回路９２０の出力電流のリップルを除去するためのコンデンサ９３０の容量を大きくする必要があった。さらに、制御回路９２０の出力電流によりＬＥＤ９４０を点灯させているため、負荷側に接続されているバッテリ充電に使用できる電流は、ＬＥＤ９４０が接続されていない場合と比較して減少してしまうという課題があった。   However, in the control circuit 920 in which the conventional technique described in Patent Document 1 is used to drive the LED 940, the output of the control circuit 920 is taken into consideration when the current varies due to the load on the output side of the control circuit 920 or the battery is disconnected. It was necessary to increase the capacitance of the capacitor 930 for removing current ripple. Furthermore, since the LED 940 is lit by the output current of the control circuit 920, the current that can be used for charging the battery connected to the load side is reduced compared to the case where the LED 940 is not connected. there were.

本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであって、ＬＥＤへ供給する電流のリップルを除去するコンデンサの容量を小さくできる制御装置、制御方法を提供することを目的としている。   The present invention has been made in view of the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a control device and a control method that can reduce the capacitance of a capacitor that removes a ripple of current supplied to an LED.

上記目的を達成するため、本発明は、発電機から出力された交流電圧の一方の相の電圧を負荷に供給し、前記交流電圧を整流してＬＥＤの点灯を制御する制御装置であって、前記発電機の出力部と前記ＬＥＤとの間に接続され、前記交流電圧の他方の相の電圧を前記ＬＥＤに供給する第１のスイッチと、前記第１のスイッチの前記ＬＥＤと接続されている端子とグランドとの間に、前記ＬＥＤと並列に接続され、前記交流電圧の他方の相の電圧が供給されるコンデンサと、を備えることを特徴としている。   In order to achieve the above object, the present invention is a control device that supplies a voltage of one phase of an AC voltage output from a generator to a load, rectifies the AC voltage, and controls lighting of the LED, A first switch that is connected between the output of the generator and the LED and supplies the voltage of the other phase of the AC voltage to the LED, and is connected to the LED of the first switch. And a capacitor connected in parallel with the LED and supplied with a voltage of the other phase of the AC voltage between a terminal and a ground.

また、本発明の制御装置において、前記交流電圧の前記他方の相の電圧を前記ＬＥＤと前記コンデンサとに供給するように前記第１のスイッチを制御するスイッチ制御部を備えるようにしてもよい。   The control device of the present invention may further include a switch control unit that controls the first switch so that the voltage of the other phase of the AC voltage is supplied to the LED and the capacitor.

また、本発明の制御装置において、前記スイッチ制御部は、前記交流電圧の周期が短いほど前記整流された電圧を前記ＬＥＤに供給する期間を短くするように制御するようにしてもよい。   In the control device of the present invention, the switch control unit may perform control so as to shorten a period during which the rectified voltage is supplied to the LED as the period of the AC voltage is shorter.

また、本発明の制御装置において、前記第１のスイッチと前記ＬＥＤの間に、前記ＬＥＤを定電流駆動するＬＥＤドライバ回路を備え、前記ＬＥＤと前記ＬＥＤドライバ回路とが、前記コンデンサと並列に接続されているようにしてもよい。   In the control device of the present invention, an LED driver circuit that drives the LED at a constant current is provided between the first switch and the LED, and the LED and the LED driver circuit are connected in parallel with the capacitor. You may be made to do.

また、本発明の制御装置において、前記ＬＥＤは、前記第１のスイッチとグランドとの間に、複数個、直列に接続されているようにしてもよい。   In the control device of the present invention, a plurality of the LEDs may be connected in series between the first switch and the ground.

また、本発明の制御装置において、前記発電機の出力部と負荷との間に接続され、前記交流電圧の一方の相の電圧を前記負荷に供給する第２のスイッチ、を備え、前記スイッチ制御部は、前記交流電圧の前記一方の相の電圧を前記負荷に供給するように前記第１のスイッチを制御するようにしてもよい。   The control device according to the present invention further includes a second switch connected between the output unit of the generator and a load and supplying a voltage of one phase of the AC voltage to the load. The unit may control the first switch so as to supply a voltage of the one phase of the AC voltage to the load.

上記目的を達成するため、本発明は、発電機の出力部とＬＥＤとの間に接続されている第１のスイッチと、前記発電機の出力部と負荷との間に接続されている第２のスイッチと、前記第１のスイッチの前記ＬＥＤと接続されている端子とグランドとの間に前記ＬＥＤと並列に接続されているコンデンサと、を有し、前記発電機から出力された交流電圧を整流して前記ＬＥＤの点灯を制御する制御装置の制御方法であって、スイッチ制御部が、前記交流電圧の一方の相の電圧を前記負荷に供給するように前記第２のスイッチを制御する手順と、前記交流電圧の他方の相の電圧を前記ＬＥＤと前記コンデンサとに供給するように前記第１のスイッチを制御する手順と、を含むことを特徴としている。   In order to achieve the above object, the present invention provides a first switch connected between the output of the generator and the LED, and a second switch connected between the output of the generator and the load. And a capacitor connected in parallel with the LED between a terminal connected to the LED of the first switch and a ground, and an AC voltage output from the generator A control method of a control device that rectifies and controls lighting of the LED, wherein the switch control unit controls the second switch so as to supply a voltage of one phase of the AC voltage to the load. And a step of controlling the first switch so as to supply the voltage of the other phase of the AC voltage to the LED and the capacitor.

本発明によれば、制御装置において、発電機が発電した交流電圧の一方の相が負荷に供給し、発電機の出力部とＬＥＤとの間に接続された第１のスイッチにより、発電機が発電した交流電圧の他方の相の電圧をＬＥＤと、ＬＥＤと並列に接続されているコンデンサに供給する。
このように、交流電圧の一方の相を負荷に供給し、交流電圧の他方の相をＬＥＤに供給するようにしたので、ＬＥＤには、負荷による電流の影響を受けない電流が供給される。この場合、ＬＥＤによる消費電流は、負荷による消費電流より小さいので、ＬＥＤに流れるリップル電流も小さくなる。この結果、ＬＥＤと並列に接続されているコンデンサの容量を小さくできる。
また、負荷に供給する交流電圧の相と異なる相の電圧をＬＥＤに供給するようにしたので、負荷として接続されているバッテリへの充電電流の減少を防ぐことができる。さらに、コンデンサがＬＥＤと並列に接続されているので、ＬＥＤドライバを備えなくても、コンデンサに充電されている電圧によりＬＥＤを定電圧駆動できる。 According to the present invention, in the control device, one phase of the AC voltage generated by the generator is supplied to the load, and the generator is connected by the first switch connected between the output of the generator and the LED. The voltage of the other phase of the generated AC voltage is supplied to the LED and a capacitor connected in parallel with the LED.
In this way, since one phase of the AC voltage is supplied to the load and the other phase of the AC voltage is supplied to the LED, the LED is supplied with a current that is not affected by the current due to the load. In this case, since the current consumed by the LED is smaller than the current consumed by the load, the ripple current flowing through the LED is also reduced. As a result, the capacity of the capacitor connected in parallel with the LED can be reduced.
Moreover, since the voltage of the phase different from the phase of the alternating voltage supplied to the load is supplied to the LED, it is possible to prevent a decrease in the charging current to the battery connected as the load. Furthermore, since the capacitor is connected in parallel with the LED, the LED can be driven at a constant voltage by the voltage charged in the capacitor without an LED driver.

本実施形態に係るＬＥＤ点灯・バッテリ充電装置１の回路図である。It is a circuit diagram of LED lighting and battery charging device 1 concerning this embodiment. 同実施形態に係るゲート制御回路２３のブロック図である。3 is a block diagram of a gate control circuit 23 according to the same embodiment. FIG. 同実施形態に係る増幅回路２１５の増幅度である倍率係数Ｍを「１」とした場合の三角波電圧ＶＢ２と差分電圧ＶＤ２’（＝ＶＤ２）との相対的な関係を説明する図である。It is a figure explaining the relative relationship between triangular wave voltage VB2 and difference voltage VD2 '(= VD2) when the magnification coefficient M which is the amplification degree of the amplifier circuit 215 which concerns on the embodiment is set to "1". 同実施形態に係る増幅回路２１５の増幅度である倍率係数Ｍを「２」に設定した場合の三角波電圧ＶＢ２と差分電圧ＶＤ２’（＝２×ＶＤ２）との相対的な関係を示している。The relative relationship between the triangular wave voltage VB2 and the differential voltage VD2 ′ (= 2 × VD2) when the magnification factor M, which is the degree of amplification of the amplifier circuit 215 according to the embodiment, is set to “2” is shown. 同実施形態に係る増幅回路２１５の増幅度である倍率係数Ｍを「１」とした場合の三角波電圧ＶＢ２／２と差分電圧ＶＤ２’（＝ＶＤ２）との相対的な開係を説明する図である。FIG. 6 is a diagram for explaining a relative open relationship between a triangular wave voltage VB2 / 2 and a differential voltage VD2 ′ (= VD2) when a magnification factor M that is an amplification degree of the amplifier circuit 215 according to the embodiment is “1”. is there. 同実施形態に係る三角波発生回路２１６における三角波の発生メカニズム（スロープ部分の生成過程）を説明するための交流電圧ＶＡと方形波Ｓの波形図である。FIG. 4 is a waveform diagram of an alternating voltage VA and a square wave S for describing a triangular wave generation mechanism (slope portion generation process) in the triangular wave generation circuit 216 according to the same embodiment. 同実施形態に係る三角波発生回路２１６における三角波電圧ＶＢ２の生成を説明する図である。It is a figure explaining the production | generation of the triangular wave voltage VB2 in the triangular wave generation circuit 216 which concerns on the same embodiment. 同実施形態に係る発電機の回転数が低い場合のＬＥＤ点灯・バッテリ充電装置１の動作を説明するための波形図である。It is a wave form diagram for demonstrating operation | movement of LED lighting and the battery charging device 1 when the rotation speed of the generator which concerns on the same embodiment is low. 同実施形態に係る発電機の回転数が高い場合のＬＥＤ点灯・バッテリ充電装置１の動作を説明するための波形図である。It is a wave form diagram for demonstrating operation | movement of LED lighting and the battery charging device 1 when the rotation speed of the generator which concerns on the same embodiment is high. 同実施形態に係る複数のＬＥＤを接続した場合のＬＥＤ駆動に関する概略回路図である。It is a schematic circuit diagram regarding LED drive when a plurality of LEDs according to the embodiment are connected. 同実施形態に係るＬＥＤを接続した場合の抵抗を用いたＬＥＤ駆動に関する概略回路図である。It is a schematic circuit diagram regarding LED drive using the resistance at the time of connecting LED which concerns on the embodiment. 従来技術に係るランプ点灯・バッテリ充電装置９００の回路図である。It is a circuit diagram of the lamp lighting and battery charging device 900 according to the prior art.

以下、図面を用いて、本発明の実施形態について説明する。図１は、本実施形態に係るＬＥＤ点灯・バッテリ充電装置１の回路図である。
図１に示すように、ＬＥＤ点灯・バッテリ充電装置１は、発電機１０、制御回路２０により構成されている。また、制御回路２０は、ＬＥＤドライバ３０、ヒューズ５０、負荷６０、バッテリ７０に接続されている。また、制御回路２０は、第１サイリスタ２１、第２サイリスタ２２、ゲート制御回路２３、コンデンサ２４、入力端子Ａ、出力端子Ｂを備えている。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a circuit diagram of an LED lighting / battery charging apparatus 1 according to the present embodiment.
As shown in FIG. 1, the LED lighting / battery charging device 1 includes a generator 10 and a control circuit 20. The control circuit 20 is connected to the LED driver 30, the fuse 50, the load 60, and the battery 70. The control circuit 20 includes a first thyristor 21, a second thyristor 22, a gate control circuit 23, a capacitor 24, an input terminal A, and an output terminal B.

発電機１０は、交流発電機であり、車両等のエンジンに連動して回転することにより、交流で発電を行う。発電機１０の一方端１０−１は、制御回路２０の入力端子Ａに接続され、他方端１０−２は、接地されている。発電機１０は、発電した交流電圧を制御回路２０に出力する。
ヒューズ５０は、負荷６０とバッテリ７０の保護をする。ヒューズ５０の一方端は、制御回路２０の出力端子Ｂに接続され、他方端は、負荷６０の一方端とバッテリ７０の正極端子に接続されている。
負荷６０は、車両の各種電装回路である。負荷６０の一方端は、ヒューズ５０の他方端に接続され、他方端は、接地されている。
バッテリ７０は、充電式の電池である。バッテリ７０の正極端子は、ヒューズ５０の他方端に接続され、負極端子は、接地されている。 The generator 10 is an AC generator, and generates power with AC by rotating in conjunction with an engine such as a vehicle. One end 10-1 of the generator 10 is connected to the input terminal A of the control circuit 20, and the other end 10-2 is grounded. The generator 10 outputs the generated AC voltage to the control circuit 20.
The fuse 50 protects the load 60 and the battery 70. One end of the fuse 50 is connected to the output terminal B of the control circuit 20, and the other end is connected to one end of the load 60 and the positive terminal of the battery 70.
The load 60 is various electrical circuits of the vehicle. One end of the load 60 is connected to the other end of the fuse 50, and the other end is grounded.
The battery 70 is a rechargeable battery. The positive terminal of the battery 70 is connected to the other end of the fuse 50, and the negative terminal is grounded.

第１サイリスタ２１（第２のスイッチ）のゲート端子は、ゲート制御回路２３の出力端子ｏｕｔ１に接続されている。第１サイリスタ２１のアノード端子は、ゲート制御回路２３の入力端子ｉｎ２、及び制御回路２０の入力端子Ａに接続されている。また、第１サイリスタ２１のカソード端子は、ゲート制御回路２３の入力端子ｉｎ１、及び制御回路２０の出力端子Ｂに接続されている。
これにより、第１サイリスタ２１は発電機１０が出力する交流電圧ＶＡの正相成分をゲート制御回路２３の制御に基づき半波整流し、半波整流した出力電圧Ｖｏを負荷６０、ヒューズ７０に供給する。正相成分の半波整流された電流は、一点鎖線１０１に示すように、制御回路２０の入力端子Ａから出力端子Ｂに向けて流れる。 The gate terminal of the first thyristor 21 (second switch) is connected to the output terminal out 1 of the gate control circuit 23. The anode terminal of the first thyristor 21 is connected to the input terminal in 2 of the gate control circuit 23 and the input terminal A of the control circuit 20. The cathode terminal of the first thyristor 21 is connected to the input terminal in 1 of the gate control circuit 23 and the output terminal B of the control circuit 20.
As a result, the first thyristor 21 half-rectifies the positive phase component of the AC voltage VA output from the generator 10 based on the control of the gate control circuit 23, and supplies the half-wave rectified output voltage Vo to the load 60 and the fuse 70. To do. The positive-phase component half-wave rectified current flows from the input terminal A to the output terminal B of the control circuit 20 as indicated by a one-dot chain line 101.

第２サイリスタ２２（第１のスイッチ）のゲート端子は、ゲート制御回路２３の出力端子ｏｕｔ２に接続されている。第２サイリスタ２２のカソード端子は、制御回路２０の入力端子Ａに接続されている。また、第２サイリスタ２２のアノード端子は、ＬＥＤドライバ３０の入力端子、コンデンサ２４の負極端子、及びゲート制御回路２３の入力端子ｉｎ３に接続されている。
これにより、第２サイリスタ２２は、発電機１０が出力する交流電圧ＶＡの負相成分をゲート制御回路２３の制御に基づき半波整流し、半波整流した出力電圧をＬＥＤドライバ３０に供給する。負相成分の半波整流された電流は、一点鎖線１０２に示すように、ＬＥＤ４０のアノード端子から第２サイリスタ２２のアノード端子に向かって流れる。 The gate terminal of the second thyristor 22 (first switch) is connected to the output terminal out2 of the gate control circuit 23. The cathode terminal of the second thyristor 22 is connected to the input terminal A of the control circuit 20. The anode terminal of the second thyristor 22 is connected to the input terminal of the LED driver 30, the negative terminal of the capacitor 24, and the input terminal in 3 of the gate control circuit 23.
As a result, the second thyristor 22 performs half-wave rectification on the negative phase component of the AC voltage VA output from the generator 10 based on the control of the gate control circuit 23, and supplies the output voltage obtained by the half-wave rectification to the LED driver 30. The negative-phase component half-wave rectified current flows from the anode terminal of the LED 40 toward the anode terminal of the second thyristor 22 as indicated by a one-dot chain line 102.

ゲート制御回路２３の入力端子ｉｎ１は、第１サイリスタ２１のカソード端子に接続されている。ゲート制御回路２３の入力端子ｉｎ２は、第１サイリスタ２１のアノード端子に接続されている。また、ゲート制御回路２３の出力端子ｏｕｔ１は、第１サイリスタ２１のゲート端子に接続されている。これにより、ゲート制御回路２３は、発電機１０の交流電圧ＶＡの極性を検出し、負荷６０とバッテリ７０へ交流電圧ＶＡの正相成分を半波整流した電圧Ｖｏを供給するように第１サイリスタ２１のオン状態とオフ状態を制御する。
ゲート制御回路２３の入力端子ｉｎ３は、第２サイリスタ２２のアノード端子に接続されている。また、ゲート制御回路２３の出力端子ｏｕｔ２は、第２サイリスタ２２のゲート端子に接続されている。これにより、ゲート制御回路２３は、発電機１０の交流電圧ＶＡの極性を検出し、ＬＥＤドライバ３０へ交流電圧ＶＡの負相成分を半波整流した電圧ＶＬを供給するように第２サイリスタ２２のオン状態とオフ状態を制御する。 The input terminal in1 of the gate control circuit 23 is connected to the cathode terminal of the first thyristor 21. The input terminal in2 of the gate control circuit 23 is connected to the anode terminal of the first thyristor 21. The output terminal out1 of the gate control circuit 23 is connected to the gate terminal of the first thyristor 21. Thus, the gate control circuit 23 detects the polarity of the AC voltage VA of the generator 10 and supplies the voltage Vo obtained by half-wave rectifying the positive phase component of the AC voltage VA to the load 60 and the battery 70. The on state and the off state of 21 are controlled.
The input terminal in3 of the gate control circuit 23 is connected to the anode terminal of the second thyristor 22. The output terminal out2 of the gate control circuit 23 is connected to the gate terminal of the second thyristor 22. Thereby, the gate control circuit 23 detects the polarity of the AC voltage VA of the generator 10 and supplies the voltage VL obtained by half-wave rectifying the negative phase component of the AC voltage VA to the LED driver 30. Control on and off states.

ＬＥＤドライバ３０の入力端子は、第２サイリスタ２２のアノード端子、及びコンデンサ２４の負極端子に接続されている。また、ＬＥＤドライバ３０の出力端子は、ＬＥＤ（発光ダイオード；Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）４０のカソード端子に接続されている。また、ＬＥＤドライバ３０は、ＬＥＤ４０を定電流駆動する。
ＬＥＤ４０のアノード端子は接地されている。コンデンサ２４の正極端子は、接地されている。 The input terminal of the LED driver 30 is connected to the anode terminal of the second thyristor 22 and the negative terminal of the capacitor 24. The output terminal of the LED driver 30 is connected to the cathode terminal of an LED (Light Emitting Diode) 40. The LED driver 30 drives the LED 40 with a constant current.
The anode terminal of the LED 40 is grounded. The positive terminal of the capacitor 24 is grounded.

次に、ゲート制御回路２３について、図２を用いて説明する。図２は、本実施形態に係るゲート制御回路２３のブロック図である。   Next, the gate control circuit 23 will be described with reference to FIG. FIG. 2 is a block diagram of the gate control circuit 23 according to the present embodiment.

図２に示すように、ゲート制御回路２３は、分圧回路２０１、電圧変換回路２０２、基準電圧発生回路２０３、差動回路２０４、増幅回路２０５、三角波発生回路２０６、比較回路２０７、分圧回路２１１、電圧変換回路２１２、基準電圧発生回路２１３、差動回路２１４、増幅回路２１５、三角波発生回路２１６、比較回路２１７を備えている。   As shown in FIG. 2, the gate control circuit 23 includes a voltage dividing circuit 201, a voltage converting circuit 202, a reference voltage generating circuit 203, a differential circuit 204, an amplifier circuit 205, a triangular wave generating circuit 206, a comparing circuit 207, and a voltage dividing circuit. 211, a voltage conversion circuit 212, a reference voltage generation circuit 213, a differential circuit 214, an amplification circuit 215, a triangular wave generation circuit 216, and a comparison circuit 217.

分圧回路２０１は、第１サイリスタ２１により半波整流された電圧を分圧し、分圧した電圧ＶＲ１を電圧変換回路２０２に出力する。
電圧変換回路２０２は、分圧回路２０１で分圧された電圧ＶＲ１を、その実効値を表す電圧ＶＲ１’に変換し、変換した電圧ＶＲ１’を差動回路２０４の一方の入力端子に出力する。この電圧ＶＲ１’は、負荷６０とバッテリ７０に供給される電圧Ｖｏの検出値として取り扱われる。
基準電圧発生回路２０３は、負荷６０とバッテリ７０に電力を供給するための目標電圧ＶＴ１を発生させ、発生させた目標電圧ＶＴ１を差動回路２０４の他方の入力端子に出力する。
差動回路２０４は、電圧ＶＲ１’と目標電圧ＶＴ１との差分電圧ＶＤ１（＝ＶＲ１’−ＶＴ１）を生成し、生成した差分電圧ＶＤ１を増幅回路２０５に出力する。
増幅回路２０５は、差分電圧ＶＤ１を増幅した差分電圧ＶＤ１’を比較回路２０７の一方の端子に出力する。
三角波発生回路２０６は、発電機１０から出力された交流電圧ＶＡの各周期に対応したピーク電圧一定の三角波電圧ＶＢ１を生成し、生成した三角波電圧ＶＢ１を比較回路２０７の他方の端子に出力する。
比較回路２０７は、差分電圧ＶＤ１’と三角波電圧ＶＢ１とを比較し、この比較の結果に基づき第１サイリスタ２１の導通タイミングを規定する制御信号ａを生成する。 The voltage dividing circuit 201 divides the voltage half-wave rectified by the first thyristor 21 and outputs the divided voltage VR1 to the voltage conversion circuit 202.
The voltage conversion circuit 202 converts the voltage VR1 divided by the voltage dividing circuit 201 into a voltage VR1 ′ representing an effective value thereof, and outputs the converted voltage VR1 ′ to one input terminal of the differential circuit 204. This voltage VR1 ′ is handled as a detected value of the voltage Vo supplied to the load 60 and the battery 70.
The reference voltage generation circuit 203 generates a target voltage VT1 for supplying power to the load 60 and the battery 70, and outputs the generated target voltage VT1 to the other input terminal of the differential circuit 204.
The differential circuit 204 generates a differential voltage VD1 (= VR1′−VT1) between the voltage VR1 ′ and the target voltage VT1, and outputs the generated differential voltage VD1 to the amplifier circuit 205.
The amplifier circuit 205 outputs the differential voltage VD1 ′ obtained by amplifying the differential voltage VD1 to one terminal of the comparison circuit 207.
The triangular wave generation circuit 206 generates a triangular wave voltage VB 1 with a constant peak voltage corresponding to each cycle of the AC voltage VA output from the generator 10, and outputs the generated triangular wave voltage VB 1 to the other terminal of the comparison circuit 207.
The comparison circuit 207 compares the differential voltage VD1 ′ with the triangular wave voltage VB1, and generates a control signal a that defines the conduction timing of the first thyristor 21 based on the comparison result.

分圧回路２１１は、第２サイリスタ２２により半波整流された電圧を分圧し、分圧した電圧ＶＲ２を電圧変換回路２１２に出力する。
電圧変換回路２１２は、分圧回路２１１で分圧された電圧ＶＲ２を、その実効値を表す電圧ＶＲ２’に変換し、変換した電圧ＶＲ２’を差動回路２１４の一方の入力端子に出力する。この電圧ＶＲ２’は、ＬＥＤドライバ３０に供給される電圧の検出値として取り扱われる。
基準電圧発生回路２１３は、ＬＥＤドライバ３０に電力を供給するための目標電圧ＶＴ２を発生させ、発生させた目標電圧ＶＴ２を差動回路２１４の他方の入力端子に出力する。
差動回路２１４は、電圧ＶＲ２’と目標電圧ＶＴ２との差分電圧ＶＤ２（＝ＶＲ２’−ＶＴ２）を生成し、生成した差分電圧ＶＤ２を増幅回路２１５に出力する。
増幅回路２１５は、差分電圧ＶＤ２を増幅した差分電圧ＶＤ２’を比較回路２１７の一方の端子に出力する。
三角波発生回路２１６は、発電機１０から出力された交流電圧ＶＡの各周期に対応したピーク電圧一定の三角波電圧ＶＢ２を生成し、生成した三角波電圧ＶＢ２を比較回路２１７の他方の端子に出力する。
比較回路２１７は、差分電圧ＶＤ２’と三角波電圧ＶＢ２とを比較し、この比較の結果に基づき第２サイリスタ２２の導通タイミングを規定する制御信号ｂを生成する。 The voltage dividing circuit 211 divides the voltage half-wave rectified by the second thyristor 22 and outputs the divided voltage VR2 to the voltage conversion circuit 212.
The voltage conversion circuit 212 converts the voltage VR2 divided by the voltage dividing circuit 211 into a voltage VR2 ′ representing an effective value thereof, and outputs the converted voltage VR2 ′ to one input terminal of the differential circuit 214. This voltage VR2 ′ is handled as a detected value of the voltage supplied to the LED driver 30.
The reference voltage generation circuit 213 generates a target voltage VT2 for supplying power to the LED driver 30, and outputs the generated target voltage VT2 to the other input terminal of the differential circuit 214.
The differential circuit 214 generates a differential voltage VD2 (= VR2′−VT2) between the voltage VR2 ′ and the target voltage VT2, and outputs the generated differential voltage VD2 to the amplifier circuit 215.
The amplifier circuit 215 outputs the differential voltage VD2 ′ obtained by amplifying the differential voltage VD2 to one terminal of the comparison circuit 217.
The triangular wave generation circuit 216 generates a triangular wave voltage VB2 having a constant peak voltage corresponding to each cycle of the AC voltage VA output from the generator 10, and outputs the generated triangular wave voltage VB2 to the other terminal of the comparison circuit 217.
The comparison circuit 217 compares the differential voltage VD2 ′ with the triangular wave voltage VB2, and generates a control signal b that defines the conduction timing of the second thyristor 22 based on the comparison result.

次に、図３〜図５を参照して、増幅回路２１５を導入することの技術的意味を説明する。以下の説明において、上述した三角波発生回路２１６には、交流電圧ＶＡの負相成分が入力される。このため、三角波発生回路２１６は、入力された交流電圧ＶＡを反転した後、三角波電圧ＶＢ２を生成する。同様に、分圧回路２１１は、入力された電圧ＶＬを反転した後、分圧された電圧ＶＲ２を生成する。
図３は、増幅回路２１５の増幅度である倍率係数Ｍを「１」とした場合の三角波電圧ＶＢ２と差分電圧ＶＤ２’（＝ＶＤ２）との相対的な関係を説明する図である。図３において、倍率係数Ｍを「１」に設定した場合、区間Ｗ１は、三角波電圧ＶＢ２が差分電圧ＶＤ２’を上回る期間、すなわち第２サイリスタ２２がオン状態に制御される期間を示す。また、図４は、増幅回路２１５の増幅度である倍率係数Ｍを「２」に設定した場合の三角波電圧ＶＢ２と差分電圧ＶＤ２’（＝２×ＶＤ２）との相対的な関係を示している。図４に示すように倍率係数Ｍを「２」に設定して差分電圧ＶＤ２を２倍に増幅すると、図３に示す区間Ｗ１と比較して、第２サイリスタ２２のオン状態に対応する区間Ｗ２の変動量（ＶＤ２’の変動量）が２倍になり、これにより、ＬＥＤドライバ３０に供給される電圧ＶＬの変動量に対して制御信号ｂの応答量（感度）が２倍になる。 Next, the technical meaning of introducing the amplifier circuit 215 will be described with reference to FIGS. In the following description, the above-described triangular wave generation circuit 216 receives the negative phase component of the AC voltage VA. Therefore, the triangular wave generating circuit 216 generates the triangular wave voltage VB2 after inverting the input AC voltage VA. Similarly, the voltage dividing circuit 211 inverts the input voltage VL and then generates a divided voltage VR2.
FIG. 3 is a diagram for explaining the relative relationship between the triangular wave voltage VB2 and the differential voltage VD2 ′ (= VD2) when the magnification factor M, which is the amplification factor of the amplifier circuit 215, is “1”. In FIG. 3, when the magnification factor M is set to “1”, a section W1 indicates a period in which the triangular wave voltage VB2 exceeds the differential voltage VD2 ′, that is, a period in which the second thyristor 22 is controlled to be in the ON state. FIG. 4 shows a relative relationship between the triangular wave voltage VB2 and the differential voltage VD2 ′ (= 2 × VD2) when the magnification factor M, which is the amplification degree of the amplifier circuit 215, is set to “2”. . As shown in FIG. 4, when the magnification factor M is set to “2” and the differential voltage VD2 is amplified by a factor of 2, the section W2 corresponding to the ON state of the second thyristor 22 is compared with the section W1 shown in FIG. Fluctuation amount (variation amount of VD2 ′) is doubled, whereby the response amount (sensitivity) of the control signal b is doubled with respect to the fluctuation amount of the voltage VL supplied to the LED driver 30.

このことは、図５に示すように、倍率係数Ｍが「１」のときの差分電圧ＶＤ２’（＝ＶＤ２）に対して三角波電圧のピーク電圧が相対的に半分（ＶＢ２／２）になることと等価であり、ＬＥＤドライバ３０に供給される電圧の制御幅Ｗ（後述）が半分になることを意味している。図５は、本実施形態に係る増幅回路２１５の増幅度である倍率係数Ｍを「１」とした場合の三角波電圧ＶＢ２／２と差分電圧ＶＤ２’（＝ＶＤ２）との相対的な開係を説明する図である。従って、増幅回路２１５を導入して、差分電圧ＶＤ２をＭ倍に増幅することにより、ＬＥＤドライバ３０に供給される電圧ＶＬの制御幅Ｗが相対的にＭ分の１に小さくなるため、ＬＥＤドライバ３０に供給される電圧ＶＬを精度よく目標電圧ＶＴ２に制御できるようになる。   As shown in FIG. 5, the peak voltage of the triangular wave voltage is halved (VB2 / 2) relative to the differential voltage VD2 ′ (= VD2) when the magnification factor M is “1”. This means that the control width W (described later) of the voltage supplied to the LED driver 30 is halved. FIG. 5 shows the relative relationship between the triangular wave voltage VB2 / 2 and the differential voltage VD2 ′ (= VD2) when the magnification factor M, which is the degree of amplification of the amplifier circuit 215 according to the present embodiment, is “1”. It is a figure explaining. Therefore, by introducing the amplifier circuit 215 and amplifying the differential voltage VD2 by a factor of M, the control width W of the voltage VL supplied to the LED driver 30 is relatively reduced to 1 / M. The voltage VL supplied to 30 can be accurately controlled to the target voltage VT2.

ここで、三角波電圧ＶＢ２の高さH（＝ピーク電圧ＶＰ）と、倍率係数Ｍと、目標電圧ＶＴ２と、ＬＥＤドライバ３０に供給される電圧ＶＬの制御幅Ｗとの間には、制御幅Ｗが、目標電圧ＶＴ２からＶＴ２＋（Ｈ／Ｍ）の範囲の値となる関係が存在する。従って、本制御回路２０を実施する場合、所望の制御幅Ｗと目標電圧ＶＴ２とに応じて、上記関係を満足するように三角波電圧ＶＢ２の高さHと倍率係数Ｍとを適切に設定すればよい。   Here, there is a control width W between the height H (= peak voltage VP) of the triangular wave voltage VB2, the magnification factor M, the target voltage VT2, and the control width W of the voltage VL supplied to the LED driver 30. However, there is a relationship that becomes a value in the range of the target voltage VT2 to VT2 + (H / M). Accordingly, when the present control circuit 20 is implemented, the height H and the magnification factor M of the triangular wave voltage VB2 are appropriately set so as to satisfy the above relationship according to the desired control width W and the target voltage VT2. Good.

同様に、増幅回路２０５において、三角波電圧ＶＢ１の高さH（＝ピーク電圧ＶＰ）と、倍率係数Ｍと、目標電圧ＶＴ１と、負荷６０に供給される電圧Ｖｏの制御幅Ｗとの間には、制御幅Ｗが、目標電圧ＶＴ１からＶＴ１＋（Ｈ／Ｍ）の範囲の値となる関係が存在する。従って、本制御回路２０を実施する場合、所望の制御幅Ｗと目標電圧ＶＴ１とに応じて、上記関係を満足するように三角波電圧ＶＢ１の高さHと倍率係数Ｍとを適切に設定すればよい。また、三角波発生回路２０６には、交流電圧ＶＡの正相成分が入力される。このため、三角波発生回路２０６は、入力された交流電圧ＶＡを反転せず、三角波電圧ＶＢ１を生成する。同様に、分圧回路２０１は、入力された電圧ＶＬを反転せず、分圧された電圧ＶＲ１を生成する。これにより、負荷６０に供給される電圧Ｖｏを精度よく目標電圧ＶＴ１に制御できる。   Similarly, in the amplification circuit 205, the height H (= peak voltage VP) of the triangular wave voltage VB1, the magnification factor M, the target voltage VT1, and the control width W of the voltage Vo supplied to the load 60 are There is a relationship in which the control width W is a value in the range of the target voltage VT1 to VT1 + (H / M). Therefore, when the present control circuit 20 is implemented, the height H and the magnification factor M of the triangular wave voltage VB1 are appropriately set so as to satisfy the above relationship according to the desired control width W and the target voltage VT1. Good. Further, the positive phase component of the AC voltage VA is input to the triangular wave generation circuit 206. For this reason, the triangular wave generation circuit 206 does not invert the input AC voltage VA, and generates the triangular wave voltage VB1. Similarly, the voltage dividing circuit 201 does not invert the input voltage VL, and generates a divided voltage VR1. Thereby, the voltage Vo supplied to the load 60 can be accurately controlled to the target voltage VT1.

次に、図６と図７を参照して、三角波発生回路２１６における三角波電圧ＶＢ２の発生メカニズムを説明する。図６は、本実施形態に係る三角波発生回路２１６における三角波の発生メカニズム（スロープ部分の生成過程）を説明するための交流電圧ＶＡと方形波Ｓの波形図である。図７は、本実施形態に係る三角波発生回路２１６における三角波電圧ＶＢ２の生成を説明する図である。
一般には発電機１０が出力する交流電圧の周波数は急激に変化しないので、１サイクル前の波形と現在のサイクルの波形はほとんど同じと考えることができる。例えば、図６において、時刻ｓ３〜ｓ５の波形２が現在のサイクルの波形だとすれば、時刻ｓ３〜ｓ５の波形２の半周期Ｔ２と、その１サイクル前の時刻ｓ１〜ｓ３の波形１の半周期Ｔ１とはほとんど同じである。 Next, the generation mechanism of the triangular wave voltage VB2 in the triangular wave generation circuit 216 will be described with reference to FIGS. FIG. 6 is a waveform diagram of the AC voltage VA and the square wave S for explaining the triangular wave generation mechanism (slope portion generation process) in the triangular wave generation circuit 216 according to the present embodiment. FIG. 7 is a diagram for explaining generation of the triangular wave voltage VB2 in the triangular wave generation circuit 216 according to the present embodiment.
In general, since the frequency of the AC voltage output from the generator 10 does not change abruptly, it can be considered that the waveform of the previous cycle and the waveform of the current cycle are almost the same. For example, in FIG. 6, if waveform 2 at times s3 to s5 is the waveform of the current cycle, half cycle T2 of waveform 2 at times s3 to s5 and waveform 1 at times s1 to s3 one cycle before that are shown. It is almost the same as the half cycle T1.

上述の特性を利用して、次の手順により三角波電圧ＶＢ２を生成する。
（手順１）図６に示すように、時刻ｓ１〜ｓ３の波形１のサイクルにおいて、三角波発生回路２１６は、発電機１０が出力する交流電圧ＶＡから方形波Ｓを生成する。この波形１に対応する方形波Ｓの半周期は、波形１のサイクルにおける交流電圧ＶＡの時刻ｓ１〜ｓ２の半周期Ｔ１と一致する。
（手順２）続いて、三角波発生回路２１６は、方形波Ｓの半周期Ｔ１の時間をカウントする。
（手順３）続いて、三角波発生回路２１６は、半周期Ｔ１の時間のカウント数を所定の分解能ｎで除算して、時間ｔ１（＝Ｔ１／ｎ）を得る。ここで、分解能ｎは、三角波電圧ＶＢ２のスロープの滑らかさを規定する量であり、分解能ｎが高い程、三角波電圧ＶＢ２のスロープが滑らかになる。
（手順４）続いて、三角波発生回路２１６は、三角波電圧ＶＢ２のピーク電圧Ｖｐを所定の分解能ｎで除算して、電圧ｖ１（＝Ｖｐ／ｎ）を得る。
（手順５）続いて、図７に示すように、三角波発生回路２１６は、次のサイクルの波形２（時刻ｓ３〜ｓ５）の立ち上がりタイミング（Ｔ２をカウントし始めるタイミング）で、上記電圧ｖ１だけ三角波電圧ＶＢ２を上昇させ、この三角波電圧ＶＢ２を上記時間ｔ１の間だけ維持する。 Using the above-described characteristics, the triangular wave voltage VB2 is generated by the following procedure.
(Procedure 1) As shown in FIG. 6, in the cycle of waveform 1 at times s1 to s3, the triangular wave generation circuit 216 generates a square wave S from the AC voltage VA output from the generator 10. The half cycle of the square wave S corresponding to this waveform 1 coincides with the half cycle T1 of the alternating current voltage VA at times s1 to s2 in the cycle of waveform 1.
(Procedure 2) Subsequently, the triangular wave generating circuit 216 counts the time of the half cycle T1 of the square wave S.
(Procedure 3) Subsequently, the triangular wave generation circuit 216 obtains a time t1 (= T1 / n) by dividing the count number of the time of the half cycle T1 by a predetermined resolution n. Here, the resolution n is an amount that defines the smoothness of the slope of the triangular wave voltage VB2. The higher the resolution n, the smoother the slope of the triangular wave voltage VB2.
(Procedure 4) Subsequently, the triangular wave generation circuit 216 divides the peak voltage Vp of the triangular wave voltage VB2 by a predetermined resolution n to obtain a voltage v1 (= Vp / n).
(Procedure 5) Subsequently, as shown in FIG. 7, the triangular wave generation circuit 216 generates a triangular wave by the voltage v1 at the rising timing (timing to start counting T2) of the waveform 2 (time s3 to s5) of the next cycle. The voltage VB2 is raised and this triangular wave voltage VB2 is maintained for the time t1.

（手順６）同じ波形２のサイクルにおいて、三角波発生回路２１６は、上記時間ｔ１が経過したタイミングで上記電圧ｖ１だけ三角波電圧ＶＢ２を更に上昇させ、これを全都でｎ回繰り返すと、図７に示すような階段状の波形が得られ、波形２のサイクルに対応する三角波電圧のスロープ部分に相当する階段状の波形が得られる。分解能ｎの値を大きくすれば、階段状の波形が滑らかになり、一層良好な三角波を得ることができる。
以上の手順により、三角波発生回路２１６は、１サイクル前の交流電圧ＶＡの波形を用いて、交流電圧ＶＡの各周期に対応した三角波電圧であって、ピーク電圧Ｖｐが一定の電圧波形を生成する。 (Procedure 6) In the cycle of the same waveform 2, the triangular wave generation circuit 216 further increases the triangular wave voltage VB2 by the voltage v1 at the timing when the time t1 has elapsed, and when this is repeated n times in the whole city, the result is shown in FIG. Such a stepped waveform is obtained, and a stepped waveform corresponding to the slope portion of the triangular wave voltage corresponding to the cycle of waveform 2 is obtained. If the value of the resolution n is increased, the stepped waveform becomes smooth and a better triangular wave can be obtained.
By the above procedure, the triangular wave generation circuit 216 generates a voltage waveform that is a triangular wave voltage corresponding to each cycle of the AC voltage VA and has a constant peak voltage Vp, using the waveform of the AC voltage VA one cycle before. .

上述の三角波電圧の発生メカニズムを利用した三角波発生回路２１６は、制御回路２０において第２サイリスタ２２の導通タイミングを制御するための三角波電圧ＶＢ２を生成するものであって、例えば、カウンタ部と、除算部と、波形生成部とから構成することができる。ここで、カウンタ部は、発電機１０が出力する第１サイクルの交流電圧波形の半周期の時間（図６の例えば波形１のサイクルにおける時間Ｔ１）をカウントするものである。除算部は、上記カウンタ部によるカウント数を所定の分解能ｎ（所定値）で除算するものである。波形生成部は、第１サイクル後の第２サイクル（図７の例えば波形２のサイクル）において上記第１サイクルでの除算部の除算結果で示される時間ｔ１の経過ごとに所定電圧ｖ１だけ上昇する階段状の電圧波形を生成するものである。この階段状の電圧波形は上記三角波電圧の波形として出力される。   The triangular wave generation circuit 216 using the above-described triangular wave voltage generation mechanism generates a triangular wave voltage VB2 for controlling the conduction timing of the second thyristor 22 in the control circuit 20, and includes, for example, a counter unit and a division unit. And a waveform generation unit. Here, the counter unit counts a half-cycle time (for example, time T1 in the cycle of waveform 1 in FIG. 6) of the AC voltage waveform of the first cycle output from the generator 10. The division unit divides the number counted by the counter unit by a predetermined resolution n (predetermined value). The waveform generation unit increases by a predetermined voltage v1 every time t1 indicated by the division result of the division unit in the first cycle in the second cycle after the first cycle (for example, the cycle of waveform 2 in FIG. 7). A stepped voltage waveform is generated. This stepped voltage waveform is output as the waveform of the triangular wave voltage.

同様に、三角波発生回路２０６は、図６に示した交流電圧ＶＡの正相成分の期間（時刻ｓ２〜ｓ３、ｓ４〜ｓ５、ｓ６〜ｓ７）、上述した三角波発生回路２１６と同様に三角波電圧ＶＢ１を発生させる。   Similarly, the triangular wave generation circuit 206 is the same as the triangular wave generation circuit 216 described above during the period of the positive phase component of the AC voltage VA shown in FIG. 6 (time s2 to s3, s4 to s5, s6 to s7). Is generated.

次に、図８と図９を参照して、第２サイリスタ２２とゲート制御回路２３の動作を説明する。
図８は、本実施形態に係る発電機の回転数が低い場合のＬＥＤ点灯・バッテリ充電装置１の動作を説明するための波形図である。図９は、本実施形態に係る発電機の回転数が高い場合のＬＥＤ点灯・バッテリ充電装置１の動作を説明するための波形図である。図８と図９において、横方向に時間の経過を示し、縦方向に、交流電圧ＶＡ、三角波電圧ＶＢ２、差分電圧ＶＤ２’、第２サイリスタ２２のゲート端子への制御信号ｂ、及び第２サイリスタ２２のアノード端子の電圧ＶＬのそれぞれを並べて示したものである。 Next, operations of the second thyristor 22 and the gate control circuit 23 will be described with reference to FIGS.
FIG. 8 is a waveform diagram for explaining the operation of the LED lighting / battery charging device 1 when the rotational speed of the generator according to the present embodiment is low. FIG. 9 is a waveform diagram for explaining the operation of the LED lighting / battery charging device 1 when the rotational speed of the generator according to the present embodiment is high. 8 and 9, the time is shown in the horizontal direction, the AC voltage VA, the triangular wave voltage VB2, the differential voltage VD2 ′, the control signal b to the gate terminal of the second thyristor 22, and the second thyristor in the vertical direction. Each of the 22 anode terminal voltages VL is shown side by side.

まず、初期状態で発電機１０の回転が停止した状態にあるものとし、この初期状態から順に説明する。
発電機１０の回転が停止状態にあれば、発電機１０のコイルには電力が誘起されないので、交流電圧ＶＡは０Ｖであり、ＬＥＤ点灯・バッテリ充電装置１は無給電状態である。このとき、分圧回路２１１で分圧された電圧ＶＲ２も０Ｖとなるから、差動電圧ＶＤ２および差分電圧ＶＤ２’は負の値である。従って、初期状態では、三角波電圧ＶＢ２は差分電圧ＶＤ２’より高い状態となり、比較回路２１７は、制御信号ｂをハイレベルとして第２サイリスタ２２のゲート端子に出力する。第２サイリスタ２２は、ゲート端子にハイレベルの制御信号ｂが入力された場合、オン状態になる。 First, assuming that the rotation of the generator 10 is stopped in the initial state, the description will be made in order from the initial state.
If the rotation of the generator 10 is in a stopped state, no power is induced in the coil of the generator 10, so the AC voltage VA is 0 V, and the LED lighting / battery charging device 1 is in a non-powered state. At this time, since the voltage VR2 divided by the voltage dividing circuit 211 is also 0 V, the differential voltage VD2 and the differential voltage VD2 ′ are negative values. Therefore, in the initial state, the triangular wave voltage VB2 is higher than the differential voltage VD2 ′, and the comparison circuit 217 outputs the control signal b to the gate terminal of the second thyristor 22 as a high level. The second thyristor 22 is turned on when the high-level control signal b is input to the gate terminal.

この初期状態から発電機１０が発電を開始すると、オン状態にある第２サイリスタ２２を介して、発電機１０から出力された交流電圧ＶＡが電圧ＶＬとしてＬＥＤドライバ３０に供給される。また、発電機１０から交流電圧ＶＡが出力されると、三角波発生回路２１６は、交流電圧ＶＡの各周期に対応した三角波電圧ＶＢ２を発生する。   When the generator 10 starts generating power from this initial state, the AC voltage VA output from the generator 10 is supplied as the voltage VL to the LED driver 30 via the second thyristor 22 in the on state. When the AC voltage VA is output from the generator 10, the triangular wave generation circuit 216 generates a triangular wave voltage VB2 corresponding to each cycle of the AC voltage VA.

その後、電圧ＶＬの上昇に伴い、分圧回路２１１で分圧された電圧ＶＲ２も上昇する。この電圧ＶＲ２の上昇に伴い、電圧変換回路２１２が出力する電圧ＶＲ２’（実効値の検出電圧）も上昇する。差動回路２１４は、基準電圧発生回路２１３が発生させた目標電圧ＶＴ２と、電圧変換回路２１２が出力した電圧ＶＲ２’とが入力され、これらの差分電圧ＶＤ２を生成して出力する。増幅回路２１５は、差分電圧ＶＤ２をＭ倍に増幅して、比較回路２１７に電圧ＶＤ２’（＝Ｍ×ＶＤ２）を出力する。   Thereafter, as the voltage VL increases, the voltage VR2 divided by the voltage dividing circuit 211 also increases. As the voltage VR2 increases, the voltage VR2 '(effective value detection voltage) output from the voltage conversion circuit 212 also increases. The differential circuit 214 receives the target voltage VT2 generated by the reference voltage generation circuit 213 and the voltage VR2 'output by the voltage conversion circuit 212, and generates and outputs the differential voltage VD2. The amplifier circuit 215 amplifies the differential voltage VD2 M times and outputs a voltage VD2 ′ (= M × VD2) to the comparison circuit 217.

ここで、電圧ＶＲ２’が目標電圧ＶＴ２を超えると、差動回路２１７が出力する差分電圧ＶＤ２は正の値に転じ、この差分電圧ＶＤ２を入力する増幅回路２１５の出力電圧（増幅された差分電圧）ＶＤ２’も正の値に転じる。   Here, when the voltage VR2 ′ exceeds the target voltage VT2, the differential voltage VD2 output from the differential circuit 217 changes to a positive value, and the output voltage (amplified differential voltage) of the amplifier circuit 215 that receives the differential voltage VD2 is input. ) VD2 'also turns to a positive value.

比較回路２１７は、差分電圧ＶＤ２’と三角波電圧ＶＢ２とを比較し、三角波電圧ＶＢ２が差分電圧ＶＤ２’よりも高い区間で制御信号ｂをハイレベルにし、三角波電圧ＶＢ２が差分電圧ＶＤ２’よりも低い区間で制御信号ｂをローレベルにする。   The comparison circuit 217 compares the differential voltage VD2 ′ with the triangular wave voltage VB2, sets the control signal b to a high level in a section where the triangular wave voltage VB2 is higher than the differential voltage VD2 ′, and the triangular wave voltage VB2 is lower than the differential voltage VD2 ′. The control signal b is set to a low level during the interval.

この結果、第２サイリスタ２２は、制御信号ｂがハイレベルになった時点でターンオンする。この後、制御信号ｂがローレベルになると共に交流電圧ＶＡが負電圧に移行すると、第２サイリスタ２２は逆バイアス状態とされてターンオフする。すなわち、第２サイリスタ２２は、三角波電圧ＶＢ２が差分電圧ＶＤ２’よりも高い区間においてオン状態となり、それ以外の区間ではオフ状態となる。このように、ゲート制御回路２３は、三角波発生回路２１６で発生された三角波電圧ＶＢ２と、増幅回路２１５から出力された差分電圧ＶＤ２’とに基づき第２サイリスタ２２の導通状態を制御する。   As a result, the second thyristor 22 is turned on when the control signal b becomes high level. Thereafter, when the control signal b becomes a low level and the AC voltage VA shifts to a negative voltage, the second thyristor 22 is set in a reverse bias state and turned off. That is, the second thyristor 22 is turned on in a section where the triangular wave voltage VB2 is higher than the differential voltage VD2 ', and is turned off in other sections. As described above, the gate control circuit 23 controls the conduction state of the second thyristor 22 based on the triangular wave voltage VB2 generated by the triangular wave generation circuit 216 and the differential voltage VD2 'output from the amplifier circuit 215.

ここで、第２サイリスタ２２のオン状態の区間、即ち三角波電圧ＶＢ２が差分電圧ＶＤ２’よりも高い期間は差分電圧ＶＤ２’のレベルに依存し、この差分電圧ＶＤ２’のレベルは、目標電圧ＶＴ２に対する電圧ＶＬ（実効値）のレベルに依存する。従って、電圧ＶＬ（実効値）が高ければ、電圧ＶＤ２’のレベルも高くなり、三角波電圧ＶＢ２が差分電圧ＶＤ２’より高くなる期間が減少し、第２サイリスタ２２がオン状態となる期間が減少する。この結果、電圧ＶＬ（実効値）が目標電圧ＶＴ２に向けて低下する。   Here, the period during which the second thyristor 22 is in an ON state, that is, the period in which the triangular wave voltage VB2 is higher than the differential voltage VD2 ′ depends on the level of the differential voltage VD2 ′, and the level of the differential voltage VD2 ′ is relative to the target voltage VT2. It depends on the level of the voltage VL (effective value). Accordingly, when the voltage VL (effective value) is high, the level of the voltage VD2 ′ is also increased, the period during which the triangular wave voltage VB2 is higher than the differential voltage VD2 ′ is decreased, and the period during which the second thyristor 22 is turned on is decreased. . As a result, the voltage VL (effective value) decreases toward the target voltage VT2.

逆に、電圧ＶＬが低ければ、差分電圧ＶＤ２’のレベルも低くなり、この結果、三角波電圧ＶＢ２が差分電圧ＶＤ２’よりも高い期間が増加し、第２サイリスタ２２がオン状態となる期間が増加する。この結果、電圧ＶＬ（実効値）が目標電圧ＶＴ２に向けて上昇する。このように、発電機１０の交流電圧ＶＡの各周期において、ゲート制御回路２３は、電圧ＶＬ（実効値）が目標電圧ＶＴ２に安定するように第２サイリスタ２２の導通期間を制御する。   On the contrary, if the voltage VL is low, the level of the differential voltage VD2 ′ is also low. As a result, the period in which the triangular wave voltage VB2 is higher than the differential voltage VD2 ′ increases, and the period in which the second thyristor 22 is turned on increases. To do. As a result, the voltage VL (effective value) increases toward the target voltage VT2. Thus, in each cycle of the AC voltage VA of the generator 10, the gate control circuit 23 controls the conduction period of the second thyristor 22 so that the voltage VL (effective value) is stabilized at the target voltage VT2.

発電機１０の回転数が低い場合を説明したが、発電機１０の回転数が高い場合には、図９に示すように、発電機１０が出力する交流電圧ＶＡの振幅が大きくなると共に、その周波数も高くなるので、三角波ＶＢ２の上昇レートが大きくなるが、その他の点では、上述の図８に示す発電機１０の回転数が低い場合と同様であり、ゲート制御回路２３は、電圧ＶＬ（実効値）が目標電圧ＶＴ２に安定するように第２サイリスタ２２のゲート端子のオン状態とオフ状態の制御をする。   The case where the rotational speed of the generator 10 is low has been described. However, when the rotational speed of the generator 10 is high, the amplitude of the AC voltage VA output from the generator 10 increases as shown in FIG. Since the frequency increases, the rising rate of the triangular wave VB2 increases, but the other points are the same as in the case where the rotational speed of the generator 10 shown in FIG. 8 is low, and the gate control circuit 23 has the voltage VL ( The ON state and OFF state of the gate terminal of the second thyristor 22 are controlled so that the effective value is stabilized at the target voltage VT2.

なお、第１サイリスタ２１とゲート制御回路２３の動作は、交流電圧ＶＡが正側の期間、すなわち、図６において時刻ｓ２〜ｓ３、ｓ４〜ｓ５の期間、三角波発生回路２０６が、三角波を生成する。そして、ゲート制御回路２３は、出力電圧Ｖｏ（実効値）が目標電圧ＶＴ１に安定するように、制御信号ａを生成して第１サイリスタ２１の導通期間を制御する。   Note that the operation of the first thyristor 21 and the gate control circuit 23 is such that the triangular wave generation circuit 206 generates a triangular wave during a period in which the AC voltage VA is on the positive side, that is, a period from time s2 to s3 and s4 to s5 in FIG. . Then, the gate control circuit 23 generates the control signal a so as to control the conduction period of the first thyristor 21 so that the output voltage Vo (effective value) is stabilized at the target voltage VT1.

次に、本実施形態に係るコンデンサ２４の容量について説明する。
従来技術では、図１２に示したように、制御回路９２０の出力端子側にコンデンサ９３０が接続されていた。制御回路９２０の出力端子側には、負荷とバッテリが接続されているため、消費電流が大きく、例えば数［Ａ］程度のリップル電流が発生していた。ＬＥＤ９４０に供給する電流からリップル成分を除去するためには、大きな容量のコンデンサ９３０が必要であった。
一方、本実施形態のＬＥＤ点灯・バッテリ充電装置１では、図１に示したように、ＬＥＤ４０は、ＬＥＤドライバ３０を介して制御回路２０の入力端子Ａに接続されている。この場合、制御回路２０の入力端子Ａに接続されている負荷は、ＬＥＤドライバ３０とＬＥＤ４０のみであるので、消費電流が少なく、例えば数百［ｍＡ］程度である。この結果、ＬＥＤ４０に供給する電流からリップル成分を除去するコンデンサ２４の容量は、従来技術と比較して小さくて済む。コンデンサ２４の容量を小さくできるため、コンデンサ２４の体積も小さくて済み、ＬＥＤ点灯・バッテリ充電装置１の基板面積や、トータルコストを下げる効果もある。
このように制御回路２０の入力端子Ａ側の消費電流が少ないため、第２サイリスタ２２の定格電流値なども低くて済むため、サイズが小さいサイリスタを利用できる効果もある。例えば、第１サイリスタ２１には数［Ａ］程度のものが使用され、第２サイリスタ２２には数百［ｍＡ］〜１［Ａ］程度のものが使用できる。
なお、コンデンサ２４の容量は、ＬＥＤ４０に流す電流と、発電機１０の出力に基づきＬＥＤ点灯・バッテリ充電装置１の設計者が算出する。 Next, the capacity of the capacitor 24 according to this embodiment will be described.
In the prior art, a capacitor 930 is connected to the output terminal side of the control circuit 920 as shown in FIG. Since a load and a battery are connected to the output terminal side of the control circuit 920, current consumption is large, and for example, a ripple current of about several [A] is generated. In order to remove the ripple component from the current supplied to the LED 940, a capacitor 930 having a large capacity is required.
On the other hand, in the LED lighting / battery charging apparatus 1 of the present embodiment, the LED 40 is connected to the input terminal A of the control circuit 20 via the LED driver 30 as shown in FIG. In this case, since the load connected to the input terminal A of the control circuit 20 is only the LED driver 30 and the LED 40, the current consumption is small, for example, about several hundred [mA]. As a result, the capacity of the capacitor 24 that removes the ripple component from the current supplied to the LED 40 can be smaller than that of the prior art. Since the capacity of the capacitor 24 can be reduced, the volume of the capacitor 24 can be reduced, and there is an effect of reducing the board area of the LED lighting / battery charger 1 and the total cost.
As described above, since the current consumption on the input terminal A side of the control circuit 20 is small, the rated current value of the second thyristor 22 and the like may be low, so that it is possible to use a thyristor having a small size. For example, the first thyristor 21 may be about several [A], and the second thyristor 22 may be about several hundred [mA] to 1 [A].
The capacity of the capacitor 24 is calculated by the designer of the LED lighting / battery charger 1 based on the current flowing through the LED 40 and the output of the generator 10.

次に、本実施形態に係る負荷６０とバッテリ７０に供給される電流について説明する。
従来技術では、図１２に示したように、制御回路９２０の出力端子側に負荷、バッテリ、ＬＥＤ９４０が接続されていた。また、サイリスタ９２１により半波整流されて利用される交流電圧は、正相成分の電流のみであった。こさらに、負荷、バッテリ、ＬＥＤ９４０は、この半波整流された電流を利用していたので、バッテリや負荷に供給される電流の一部がＬＥＤ９４０で消費されてしまっていた。
一方、本実施形態のＬＥＤ点灯・バッテリ充電装置１では、図１に示したように、ＬＥＤ４０は、ＬＥＤドライバ３０を介して制御回路２０の入力端子Ａに接続され、負相成分の交流電圧を使用している。このため、従来技術では使用していなかった負相成分の交流電圧でＬＥＤ４０を駆動することができるため、従来技術と比較して発電効率を高くできる効果がある。また、負荷６０とバッテリ７０に供給される正相成分の交流電圧は、ＬＥＤ４０により消費されていないため、本実施形態のＬＥＤ点灯・バッテリ充電装置１は従来技術と比較して、より多くの電流を負荷６０とバッテリ７０に供給できる効果がある。 Next, the current supplied to the load 60 and the battery 70 according to the present embodiment will be described.
In the prior art, as shown in FIG. 12, a load, a battery, and an LED 940 are connected to the output terminal side of the control circuit 920. In addition, the AC voltage used after being half-wave rectified by the thyristor 921 is only the current of the positive phase component. Furthermore, since the load, the battery, and the LED 940 use this half-wave rectified current, a part of the current supplied to the battery and the load has been consumed by the LED 940.
On the other hand, in the LED lighting / battery charging device 1 of the present embodiment, as shown in FIG. 1, the LED 40 is connected to the input terminal A of the control circuit 20 via the LED driver 30, and the negative phase component AC voltage is supplied. I use it. For this reason, since LED40 can be driven with the alternating voltage of the negative phase component which was not used in the prior art, there exists an effect which can raise electric power generation efficiency compared with a prior art. Moreover, since the alternating current voltage of the positive phase component supplied to the load 60 and the battery 70 is not consumed by the LED 40, the LED lighting / battery charging device 1 of the present embodiment has more current than the conventional technology. Can be supplied to the load 60 and the battery 70.

なお、図１では、１つのＬＥＤのみを駆動する例を説明したが、ＬＥＤは複数でもよい。図１０は、本実施形態に係る複数のＬＥＤを接続した場合のＬＥＤ駆動に関する概略回路図である。図１０に示すように、複数のＬＥＤ４０（４０−１〜４０−ｎ（ｎは２以上の自然数））を直列に接続した場合、ＬＥＤ４０の個数分の順電圧ＶＦ（Ｆｏｒｗｏｒｄ Ｖｏｌｔａｇｅ）が発生する。例えば、青色、白色、緑色などの順電圧ＶＦは、３．２［Ｖ］〜３．４［Ｖ］程度である。図１２に示した従来技術において、バッテリが接続されている制御回路９２０の出力端子側に、仮に複数のＬＥＤを接続した場合、バッテリの電圧が１２［Ｖ］であれば、ＬＥＤは、３個程度しか直列に接続できなかった。
一方、本実施形態のＬＥＤ点灯・バッテリ充電装置１では、発電機１０の電圧がバッテリ７０の電圧より高い（例えば２５［Ｖ］）ので、従来技術と比べ、より多くのＬＥＤ４０を直列に接続して駆動することが可能になる効果がある。図１０に示したようにＬＥＤ４０を直列にｎ個接続した場合、各ＬＥＤ４０の順電圧ＶＦにばらつきがあっても、ＬＥＤドライバ３０により電流制御でＬＥＤ４０を制御することができる。また、図１１に示すように、コンデンサ２４を定電圧源とみなせるため、ＬＥＤドライバ３０は、例えば電流制御を行うための抵抗４０１であってもよい。図１１は、本実施形態に係るＬＥＤを接続した場合の抵抗を用いたＬＥＤ駆動に関する概略回路図である。 In addition, although the example which drives only one LED was demonstrated in FIG. 1, multiple LED may be sufficient. FIG. 10 is a schematic circuit diagram relating to LED driving when a plurality of LEDs according to the present embodiment are connected. As shown in FIG. 10, when a plurality of LEDs 40 (40-1 to 40-n (n is a natural number of 2 or more)) are connected in series, forward voltages VF (Forward Voltage) corresponding to the number of LEDs 40 are generated. For example, the forward voltage VF of blue, white, green, etc. is about 3.2 [V] to 3.4 [V]. In the prior art shown in FIG. 12, if a plurality of LEDs are connected to the output terminal side of the control circuit 920 to which the battery is connected, if the battery voltage is 12 [V], there are three LEDs. It was only possible to connect in series.
On the other hand, in the LED lighting / battery charging device 1 of the present embodiment, since the voltage of the generator 10 is higher than the voltage of the battery 70 (for example, 25 [V]), more LEDs 40 are connected in series as compared with the conventional technology. This has the effect of enabling driving. When n LEDs 40 are connected in series as shown in FIG. 10, even if the forward voltage VF of each LED 40 varies, the LED driver 30 can control the LED 40 by current control. Further, as shown in FIG. 11, since the capacitor 24 can be regarded as a constant voltage source, the LED driver 30 may be a resistor 401 for performing current control, for example. FIG. 11 is a schematic circuit diagram relating to LED driving using resistors when LEDs according to the present embodiment are connected.

また、図１において、仮にバッテリ７０が外れた場合（バッテリ・オープン状態ともいう）、制御回路２０の出力端子Ｂ側の電圧が変動する。このような場合、従来技術のようの制御回路９２０の出力端子側にＬＥＤ９４０を接続していると、電圧の変動に応じてＬＥＤ９４０の輝度も変動していた。
一方、本実施形態のＬＥＤ点灯・バッテリ充電装置１では、図１に示したように、ＬＥＤ４０を制御回路２０の入力端子Ａ側にコンデンサ２４と並列に接続するようにしたので、仮にバッテリ７０が外れても、制御回路２０の出力端子Ｂ側の電圧変動を受けない。この結果、仮にバッテリ７０が外れても、ＬＥＤ４０は変圧変動による輝度の変動を防ぐことができる。 In FIG. 1, if the battery 70 is removed (also referred to as a battery open state), the voltage on the output terminal B side of the control circuit 20 varies. In such a case, if the LED 940 is connected to the output terminal side of the control circuit 920 as in the prior art, the luminance of the LED 940 also fluctuates according to the voltage fluctuation.
On the other hand, in the LED lighting / battery charging apparatus 1 according to the present embodiment, as shown in FIG. 1, the LED 40 is connected in parallel with the capacitor 24 on the input terminal A side of the control circuit 20. Even if it is disconnected, the voltage fluctuation on the output terminal B side of the control circuit 20 is not affected. As a result, even if the battery 70 is removed, the LED 40 can prevent luminance variation due to transformation variation.

また、本実施形態では、第２サイリスタ２２のゲート端子の制御信号ｂを、第１サイリスタ２１を制御する制御信号ａと同様に生成する例を説明した。第２サイリスタ２２のゲート端子の制御信号ｂは、例えば、発電機１０から出力された交流電圧ＶＡの負側の電圧を検出し、検出した負側の電圧の期間、例えばＨ（ハイ）レベルである第２サイリスタ２２の導通タイミングを規定する制御信号ｂを生成するようにしてもよい。
同様に、第１サイリスタ２１のゲート端子の制御信号ａは、例えば、発電機１０から出力された交流電圧ＶＡの正側の電圧を検出し、検出した正側の電圧の期間、例えばＨ（ハイ）レベルである第１サイリスタ２１の導通タイミングを規定する制御信号ａを生成するようにしてもよい。 In the present embodiment, the example in which the control signal b for the gate terminal of the second thyristor 22 is generated in the same manner as the control signal a for controlling the first thyristor 21 has been described. The control signal b of the gate terminal of the second thyristor 22 detects, for example, the negative voltage of the AC voltage VA output from the generator 10 and is in the detected negative voltage period, for example, H (high) level. A control signal b that defines the conduction timing of a certain second thyristor 22 may be generated.
Similarly, the control signal a at the gate terminal of the first thyristor 21 detects, for example, the positive voltage of the AC voltage VA output from the generator 10 and detects the positive voltage period, for example, H (high The control signal a that defines the conduction timing of the first thyristor 21 at the level may be generated.

以上のように、本発明によれば、ＬＥＤ点灯・バッテリ充電装置１において、発電機１０の出力部とＬＥＤ４０との間に接続された第１のスイッチである第２サイリスタ２２により、発電機１０が発電した交流電圧の一方の相である正相成分の電圧をＬＥＤ４０と、ＬＥＤ４０と並列に接続されているコンデンサ２４に供給する。また、発電機１０の出力部と、制御回路２０の出力端子Ｂに接続されている負荷との間に接続された第２のスイッチである第１サイリスタ２１により、発電機１０が発電した交流電圧の他方の相である負相成分の電圧を負荷に供給する。
このように、発電機１０が発電した正相成分の電流を負荷６０及びバッテリ７０に供給し、発電機１０が発電した負相成分の電流をＬＥＤ４０に供給するようにしたので、ＬＥＤ４０には、負荷による電流の影響を受けない電流が供給される。この場合、ＬＥＤ４０による消費電流は、従来技術のようにＬＥＤ９４０を制御回路９２０の出力端子側に接続した場合の負荷側の消費電流より小さいので、ＬＥＤ４０に流れるリップル電流も小さくなる。この結果、ＬＥＤ４０と並列に接続されているコンデンサ２４の容量を小さくできる。
また、制御回路２０は、交流電圧の周期が短いほど整流された電圧をＬＥＤ４０に供給する期間を短くするように制御するようにしたので、ＬＥＤ４０に供給する電圧の実効値を安定させることができる。 As described above, according to the present invention, in the LED lighting / battery charging device 1, the second thyristor 22, which is the first switch connected between the output unit of the generator 10 and the LED 40, causes the generator 10. Is supplied to the LED 40 and the capacitor 24 connected in parallel with the LED 40. Further, the AC voltage generated by the generator 10 by the first thyristor 21 that is a second switch connected between the output unit of the generator 10 and the load connected to the output terminal B of the control circuit 20. The voltage of the negative phase component which is the other phase is supplied to the load.
Thus, the positive phase component current generated by the generator 10 is supplied to the load 60 and the battery 70, and the negative phase component current generated by the generator 10 is supplied to the LED 40. A current that is not affected by the load current is supplied. In this case, the current consumed by the LED 40 is smaller than the current consumed on the load side when the LED 940 is connected to the output terminal side of the control circuit 920 as in the prior art, so the ripple current flowing through the LED 40 is also reduced. As a result, the capacity of the capacitor 24 connected in parallel with the LED 40 can be reduced.
In addition, since the control circuit 20 controls to shorten the period during which the rectified voltage is supplied to the LED 40 as the AC voltage cycle is shorter, the effective value of the voltage supplied to the LED 40 can be stabilized. .

また、本発明によれば、ＬＥＤ４０に負荷６０とバッテリ７０に供給する相とは異なる相側の電流を供給するようにしたので、バッテリ７０への充電電流の減少を防ぐことができる。さらに、コンデンサ２４がＬＥＤ４０と並列に接続されているので、ＬＥＤドライバ３０を備えなくても、コンデンサ２４に充電されている電圧によりＬＥＤ４０を定電圧駆動できる。   Further, according to the present invention, since the current on the phase side different from the phase supplied to the load 60 and the battery 70 is supplied to the LED 40, a decrease in the charging current to the battery 70 can be prevented. Further, since the capacitor 24 is connected in parallel with the LED 40, the LED 40 can be driven at a constant voltage by the voltage charged in the capacitor 24 without the LED driver 30.

以上、本発明の実施形態を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲で変形可能である。   As mentioned above, although embodiment of this invention was described, this invention is not limited to the said embodiment, It can deform | transform in the range which does not deviate from the summary of this invention.

例えば、本実施形態では、制御回路２０を車両に用いる例を説明したが、ＬＥＤの点灯とバッテリの充電を行う装置であれば、車両以外に用いてもよい。
また、本実施形態では、発電機１０から出力される交流電力の正相成分についてのみ第１サイリスタ２１を介して負荷に電力を供給し、交流電力の負相成分についてのみ第２サイリスタ２３を介してＬＥＤドライバ３０及びＬＥＤ４０に供給するものとし、発電機１０の出力を半波整流する場合を説明した。しかしながら、これに限定されることなく、発電機１０から出力される交流電力の負相成分についてのみ第１サイリスタ２１を介して負荷に電力を供給し、交流電力の正相成分についてのみ第２サイリスタ２３を介してＬＥＤドライバ３０及びＬＥＤ４０に供給するものとし、発電機１０の出力を半波整流するようにしてもよい。また、本実施形態では、単相の交流電力を変換するものとしたが、多相の交流電力に対しても適用することができる。 For example, in this embodiment, although the example which uses the control circuit 20 for a vehicle was demonstrated, as long as it is an apparatus which performs lighting of LED and charge of a battery, you may use for vehicles other than a vehicle.
In the present embodiment, only the positive phase component of the AC power output from the generator 10 is supplied to the load via the first thyristor 21, and only the negative phase component of the AC power is supplied via the second thyristor 23. Assuming that the output is supplied to the LED driver 30 and the LED 40, the output of the generator 10 is half-wave rectified. However, the present invention is not limited to this, and only the negative phase component of the AC power output from the generator 10 is supplied to the load via the first thyristor 21 and only the positive phase component of the AC power is supplied to the second thyristor. The output from the generator 10 may be half-wave rectified by supplying to the LED driver 30 and the LED 40 via 23. In the present embodiment, single-phase AC power is converted, but the present invention can also be applied to multi-phase AC power.

また、例えば、本実施形態では、出力電圧Ｖｏまたは電圧ＶＬの実効値ＶＲ１’またはＶＲ２’を求める例について説明したが、本発明は、出力電圧Ｖｏまたは電圧ＶＬの平均値を算出する場合にも同様に適用できるものである。出力電圧Ｖｏまたは電圧ＶＬの平均値を生成するための構成としては公知技術を利用できる。   Further, for example, in the present embodiment, the example in which the effective value VR1 ′ or VR2 ′ of the output voltage Vo or the voltage VL is obtained has been described. The same applies. As a configuration for generating an average value of the output voltage Vo or the voltage VL, a known technique can be used.

また、本実施形態では、図１に示したように、制御回路２０内にコンデンサ２４を備える例を説明したが、コンデンサ２４は、ＬＥＤドライバ３０とＬＥＤ４０に並列に接続されていれば、制御回路２４の外部に備えるようにしてもよい。   Further, in the present embodiment, as shown in FIG. 1, the example in which the capacitor 24 is provided in the control circuit 20 has been described. However, if the capacitor 24 is connected in parallel to the LED driver 30 and the LED 40, the control circuit 20 24 may be provided outside.

１・・・ＬＥＤ点灯・バッテリ充電装置、１０・・・発電機、２０・・・制御回路、
２１・・・第１サイリスタ、２２・・・ゲート制御回路、２３・・・第２サイリスタ、
２４・・・コンデンサ、３０・・・ＬＥＤドライバ、４０・・・ＬＥＤ、
５０・・・ヒューズ、６０・・・負荷、７０・・・バッテリ DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... LED lighting and battery charging device, 10 ... Generator, 20 ... Control circuit,
21 ... 1st thyristor, 22 ... Gate control circuit, 23 ... 2nd thyristor,
24 ... capacitor, 30 ... LED driver, 40 ... LED,
50 ... fuse, 60 ... load, 70 ... battery

Claims (7)

発電機から出力された交流電圧の一方の相の電圧を負荷に供給し、前記交流電圧を整流してＬＥＤの点灯を制御する制御装置であって、
前記発電機の出力部と前記ＬＥＤとの間に接続され、前記交流電圧の他方の相の電圧を前記ＬＥＤに供給する第１のスイッチと、
前記第１のスイッチの前記ＬＥＤと接続されている端子とグランドとの間に、前記ＬＥＤと並列に接続され、前記交流電圧の他方の相の電圧が供給されるコンデンサと、
を備えることを特徴とする制御装置。 A control device that supplies a voltage of one phase of an alternating voltage output from a generator to a load, rectifies the alternating voltage, and controls lighting of the LED,
A first switch connected between the output of the generator and the LED and supplying a voltage of the other phase of the AC voltage to the LED;
A capacitor connected in parallel with the LED between the terminal of the first switch connected to the LED and the ground and supplied with the voltage of the other phase of the AC voltage;
A control device comprising: 前記交流電圧の前記他方の相の電圧を前記ＬＥＤと前記コンデンサとに供給するように前記第１のスイッチを制御するスイッチ制御部
を備えることを特徴とする請求項１に記載の制御装置。 The control device according to claim 1, further comprising: a switch control unit configured to control the first switch so that the voltage of the other phase of the AC voltage is supplied to the LED and the capacitor. 前記スイッチ制御部は、
前記交流電圧の周期が短いほど前記整流された電圧を前記ＬＥＤに供給する期間を短くするように制御する
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の制御装置。 The switch control unit
3. The control device according to claim 1, wherein control is performed such that a period during which the rectified voltage is supplied to the LED is shortened as a period of the AC voltage is shorter. 前記第１のスイッチと前記ＬＥＤの間に、前記ＬＥＤを定電流駆動するＬＥＤドライバ回路を備え、
前記ＬＥＤと前記ＬＥＤドライバ回路とが、前記コンデンサと並列に接続されている
ことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の制御装置。 An LED driver circuit that drives the LED at a constant current between the first switch and the LED,
The control device according to any one of claims 1 to 3, wherein the LED and the LED driver circuit are connected in parallel to the capacitor. 前記ＬＥＤは、
前記第１のスイッチとグランドとの間に、複数個、直列に接続されている
ことを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の制御装置。 The LED is
The control device according to claim 1, wherein a plurality of the switches are connected in series between the first switch and the ground. 前記発電機の出力部と負荷との間に接続され、前記交流電圧の一方の相の電圧を前記負荷に供給する第２のスイッチ、
を備え、
前記スイッチ制御部は、
前記交流電圧の前記一方の相の電圧を前記負荷に供給するように前記第１のスイッチを制御する
ことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の制御装置。 A second switch connected between the output of the generator and a load, and supplying a voltage of one phase of the AC voltage to the load;
With
The switch control unit
The control device according to any one of claims 1 to 5, wherein the first switch is controlled so as to supply a voltage of the one phase of the AC voltage to the load. 発電機の出力部とＬＥＤとの間に接続されている第１のスイッチと、前記発電機の出力部と負荷との間に接続されている第２のスイッチと、前記第１のスイッチの前記ＬＥＤと接続されている端子とグランドとの間に前記ＬＥＤと並列に接続されているコンデンサと、を有し、前記発電機から出力された交流電圧を整流して前記ＬＥＤの点灯を制御する制御装置の制御方法であって、
スイッチ制御部が、
前記交流電圧の一方の相の電圧を前記負荷に供給するように前記第２のスイッチを制御する手順と、
前記交流電圧の他方の相の電圧を前記ＬＥＤと前記コンデンサとに供給するように前記第１のスイッチを制御する手順と、
を含むことを特徴とする制御方法。 A first switch connected between the output of the generator and the LED, a second switch connected between the output of the generator and a load, and the first switch A capacitor connected in parallel with the LED between a terminal connected to the LED and the ground, and a control for rectifying the AC voltage output from the generator to control lighting of the LED An apparatus control method comprising:
The switch controller
Controlling the second switch to supply a voltage of one phase of the AC voltage to the load;
Controlling the first switch so as to supply the voltage of the other phase of the AC voltage to the LED and the capacitor;
The control method characterized by including.
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