JP2013005667A - Synchronous reluctance motor - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、ロータに生じるリラクタンストルクよって回転駆動されるリラクタンスモータに関し、特に、集中巻を採用したシンクロナス(同期)リラクタンスモータにおける出力向上技術に関する。 The present invention relates to a reluctance motor that is rotationally driven by a reluctance torque generated in a rotor, and more particularly, to an output improvement technique in a synchronous (synchronous) reluctance motor that employs concentrated winding.
従来より、永久磁石を使用しない電動機として、ステータ・ロータ間の磁気抵抗差を利用して回転力を発生させるリラクタンスモータが知られている。特に、近年では、レアアースに関する資源問題から、永久磁石を必要としないリラクタンスモータが注目されており、電動パワーステアリング装置やハイブリッド車、電気自動車などへの適用も検討されている。このようなリラクタンスモータには、交流モータと同様の構造を有するシンクロナスリラクタンスモータと、VR形ステッピングモータと同様の構造を有するスイッチドリラクタンスモータとが存在する。 2. Description of the Related Art Conventionally, as an electric motor that does not use a permanent magnet, a reluctance motor that generates a rotational force by utilizing a magnetic resistance difference between a stator and a rotor is known. In particular, in recent years, reluctance motors that do not require permanent magnets have attracted attention due to resource problems related to rare earths, and application to electric power steering devices, hybrid vehicles, electric vehicles, and the like is also being studied. Such a reluctance motor includes a synchronous reluctance motor having a structure similar to that of an AC motor and a switched reluctance motor having a structure similar to that of a VR type stepping motor.
これらのリラクタンスモータのうち、シンクロナスリラクタンスモータは、ステータに多相(通常3相)の正弦波電流が供給され、磁気的突極性によって生じるリラクタンストルクによって駆動される。また、この場合、正弦波電流が供給されるステータ側のコイルは、複数のスロットを跨いで巻線を施す分布巻きが主流となっている。ところが、分布巻きのコイルは、巻線加工が複雑であり、製造コストがかかる上、スロットを跨ぐ渡り線によりスロット内のコイル占積率が低下するという問題がある。また、分布巻きのモータでは、巻き太り高さの増大により、モータが大型化するという問題もある。そこで、このような分布巻きの課題を解決すべく、特許文献1のような集中巻きのシンクロナスリラクタンスモータも提案されている。 Among these reluctance motors, a synchronous reluctance motor is driven by a reluctance torque generated by magnetic saliency by supplying a multiphase (usually three-phase) sinusoidal current to the stator. In this case, the stator side coil to which the sine wave current is supplied is mainly distributed winding in which winding is performed across a plurality of slots. However, the distributed winding coil has a problem that the winding process is complicated and the manufacturing cost is high, and that the coil space factor in the slot is lowered by the crossover between the slots. Further, in the distributed winding motor, there is a problem that the motor becomes larger due to the increase in the thickness of the winding. Therefore, in order to solve such a problem of distributed winding, a concentrated winding synchronous reluctance motor as in Patent Document 1 has also been proposed.
しかしながら、特許文献1のシンクロナスリラクタンスモータでは、同スロット内に収容された異相コイルの起磁力は、図6のように互いに相殺されるため、トルク発生に寄与する有効導体数の全導体に対する比(有効導体数比)が減少する。この場合、特許文献1のモータでは、U→V,W相通電時における有効導体数比は0.5であり、導体の半数が無効となっている。例えば、図7のようなモータ構成では、スロット51a,51dでは、起磁力の相殺は生じないが、スロット51b,51cでは起磁力が相殺される。従って、図7のモータにおいて、1コイルのターン数をXとすると、1相を全て直列結線と考え、U相に1A、V,W相にそれぞれ0.5Aの電流が流れると想定した場合、そこでの有効導体数は、2X・A×4=8X・Aとなる。
However, in the synchronous reluctance motor of Patent Document 1, the magnetomotive forces of the different-phase coils housed in the same slot cancel each other as shown in FIG. 6, and therefore the ratio of the number of effective conductors that contribute to torque generation to the total number of conductors. (Effective conductor ratio) decreases. In this case, in the motor of Patent Document 1, the effective conductor number ratio at the time of U → V, W phase energization is 0.5, and half of the conductors are invalid. For example, in the motor configuration shown in FIG. 7, the magnetomotive force is not canceled in the
すなわち、図7のZ0部を見ると、
・スロット51a:−V相のコイルV1(X・0.5A)
・スロット51d:−W相のコイルW1(X・0.5A)
・スロット51b:+U相のコイルU1(X・1A)−コイルV1(X・0.5A)
・スロット51c:+U相のコイルU1(X・1A)−コイルW1(X・0.5A)
となり、これらを加えると、0.5X・A×4=2X・Aとなる。図7のモータでは、1相のコイル数は4個であり、Z部と同様の部位が4ヶ所あることから、有効導体数は2X・A×4=8X・Aとなる。
That is, when looking at Z0 part in FIG.
When these are added, 0.5X · A × 4 = 2X · A is obtained. In the motor shown in FIG. 7, the number of coils for one phase is four, and there are four parts similar to those in the Z portion.
これに対して、全体の導体数は、
・U相:2×X×4×1A=8X・A
・V,W相:2×X×8×0.5A=8X・A
の合計16X・Aとなる。従って、図7の構成では、有効導体数比=(8X・A)/(16X・A)=0.5となり、半数の導体がトルク発生に寄与しない状態となる。
In contrast, the total number of conductors is
・ U phase: 2 × X × 4 × 1A = 8X ・ A
・ V and W phases: 2 × X × 8 × 0.5A = 8X ・ A
The total is 16X · A. Therefore, in the configuration of FIG. 7, the effective conductor number ratio = (8X · A) / (16X · A) = 0.5, and half of the conductors do not contribute to torque generation.
一般に、極数/スロット数に対して、有効導体数比とトルク定数(Tq/A・T)はほぼ同様の関係を示し、有効導体数比が大きいほどトルク定数も大きくなり、出力トルクが大きくなる。従って、有効導体数比が小さくなると、その分、トルク定数も小さくなり、低効率のシンクロナスリラクタンスモータとなる。この場合、巻線の加工性や、占積率向上によるモータ小型化という点では、分布巻きよりも集中巻きの方が優位となる。このため、特許文献1のような集中巻きのシンクロナスリラクタンスモータにて、分布巻きと同等以上の出力が得られれば、コスト的にも体格的にも優位であり、そのようなモータの開発が求められていた。 In general, the effective conductor number ratio and the torque constant (Tq / A · T) show almost the same relationship with the number of poles / slots, and the larger the effective conductor ratio, the larger the torque constant and the larger the output torque. Become. Therefore, when the effective conductor number ratio is reduced, the torque constant is also reduced correspondingly, resulting in a low-efficiency synchronous reluctance motor. In this case, concentrated winding is more advantageous than distributed winding in terms of the workability of the winding and the miniaturization of the motor by improving the space factor. For this reason, if an output equal to or higher than that of distributed winding is obtained in a concentrated winding synchronous reluctance motor as in Patent Document 1, it is advantageous in terms of cost and physique. It was sought after.
本発明の目的は、集中巻きのシンクロナスリラクタンスモータにおける有効導体数比を高め、リラクタンスモータを小型化、低コスト化しつつその出力向上を図ることにある。 An object of the present invention is to increase the effective conductor ratio in a concentrated winding synchronous reluctance motor, and to improve the output while reducing the size and cost of the reluctance motor.
本発明のシンクロナスリラクタンスモータは、集中巻きにて巻装された複数相の巻線を備え、該巻線に複数相の正弦波電流を供給することにより回転磁界を発生させるステータと、前記ステータの内側に回転自在に配置され、d軸方向の磁気抵抗をq軸方向の磁気抵抗よりも小さく形成し回転方向に沿って磁気的な突極性を形成したロータと、を備え、前記ロータのd軸方向とq軸方向の磁気抵抗差によって発生するリラクタンストルクを利用して、前記回転磁界により前記ロータを回転させるシンクロナスリラクタンスモータであって、前記ロータの磁気的な突極の数をP、前記ステータの前記巻線が収容されるスロットの数をSとしたとき、前記P:前記Sが、4×n:9×n(nは自然数)の関係にあることを特徴とする。 A synchronous reluctance motor according to the present invention includes a multi-phase winding wound in concentrated winding, and generates a rotating magnetic field by supplying a multi-phase sinusoidal current to the winding, and the stator A rotor having a d-axis direction magnetic resistance smaller than a q-axis direction magnetic resistance and forming a magnetic saliency along the rotation direction. A synchronous reluctance motor that uses the reluctance torque generated by the magnetoresistance difference between the axial direction and the q-axis direction to rotate the rotor by the rotating magnetic field, wherein the number of magnetic salient poles of the rotor is P, When the number of slots in which the windings of the stator are accommodated is S, the P: S has a relationship of 4 × n: 9 × n (n is a natural number).
本発明にあっては、正弦波駆動の集中巻きシンクロナスリラクタンスモータにおいて、P:Sを4×n:9×n(nは自然数)に設定することにより、小型・低コストなどの集中巻き方式の利点を活かしつつ、従来の集中巻き方式のシンクロナスリラクタンスモータよりも有効導体数比を大きくすることができ、出力トルクの向上が図られる。 In the present invention, in a concentrated winding synchronous reluctance motor driven by a sine wave, by setting P: S to 4 × n: 9 × n (n is a natural number), a concentrated winding method such as small size and low cost is achieved. The effective conductor number ratio can be made larger than that of the conventional concentrated winding type synchronous reluctance motor, and the output torque can be improved.
前記シンクロナスリラクタンスモータにおいて、1組の隣接する同相巻線を回転方向に沿って電気角160度の間隔にて配置し、同相の巻線は、中央のコイルに対して左右のコイルの巻線方向が互いに逆方向であっても良い。 In the synchronous reluctance motor, a pair of adjacent in-phase windings are arranged at an electrical angle of 160 degrees along the rotation direction, and the in-phase windings are windings of the left and right coils with respect to the central coil. The directions may be opposite to each other.
本発明にあっては、正弦波駆動の集中巻きシンクロナスリラクタンスモータにて、ロータの磁気的な突極の数Pと、前記ステータの前記巻線が収容されるスロットの数SをP:S=4×n:9×n(nは自然数)に設定したので、従来の集中巻き方式のシンクロナスリラクタンスモータよりも有効導体数比を大きくすることが可能となる。これにより、小型・低コストなどの集中巻き方式の利点を活かしつつ、トルク定数を大きくすることができ、集中巻き構成にて分布巻きと同等以上の出力を得ることが可能となる。 In the present invention, in a concentrated winding synchronous reluctance motor driven by a sine wave, the number P of magnetic salient poles of the rotor and the number S of slots in which the windings of the stator are accommodated are expressed as P: S. = 4 × n: Since 9 × n (n is a natural number), the effective conductor number ratio can be increased as compared with the conventional concentrated winding type synchronous reluctance motor. As a result, the torque constant can be increased while taking advantage of the concentrated winding method such as small size and low cost, and an output equal to or higher than the distributed winding can be obtained in the concentrated winding configuration.
以下、本発明の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
図1は、本発明の実施例1であるシンクロナスリラクタンスモータ1の構成を示す説明図である。シンクロナスリラクタンスモータは、ロータ(回転子)側に発生するリラクタンストルクによって回転駆動されるブラシレスモータの一種である。但し、通常のブラシレスモータとは異なり、ロータにはマグネットは使用されておらず、ロータには、回転方向に沿って磁気抵抗を変化させるため、フラックスバリアと呼ばれるスリットが形成されている。また、ステータ(固定子)側には3相の巻線が施され、3相の正弦波電流が供給される。 FIG. 1 is an explanatory diagram showing the configuration of a synchronous reluctance motor 1 that is Embodiment 1 of the present invention. The synchronous reluctance motor is a type of brushless motor that is rotationally driven by reluctance torque generated on the rotor (rotor) side. However, unlike a normal brushless motor, no magnet is used in the rotor, and a slit called a flux barrier is formed in the rotor in order to change the magnetic resistance along the rotation direction. A three-phase winding is provided on the stator (stator) side, and a three-phase sine wave current is supplied.
シンクロナスリラクタンスモータ1(以下、モータ1と略記する)は、ステータ2の内側に、ロータ3を回転自在に配したインナーロータ形の構成となっている。ステータ2には、円環状のヨーク部11と、ヨーク部11から中心方向に向かって延びる複数(本実施例では9個)のティース12が設けられている。ティース12は周方向に沿って等間隔に配置されており、各ティース12には巻線4が巻装されている。各巻線4は、隣接するティース12間に形成されたスロット13内に収容される。ステータ2は、ヨーク部11とティース12からなる円板状の電磁鋼板を多数積層して形成されている。
A synchronous reluctance motor 1 (hereinafter abbreviated as “motor 1”) has an inner rotor configuration in which a
ロータ3もまた、円板状の電磁鋼板を多数積層して形成されている。ロータ3を構成する鋼板には、ロータ3の磁気抵抗を回転方向に沿って異ならせるためのスリット14が複数設けられている。スリット14は、略台形状に屈曲しており、スリット14内はロータ3の磁気抵抗を変化させるべく空隙となっている。なお、スリット14内に合成樹脂などの非磁性材料を適宜充填しても良い。スリット14は、ロータ回転軸15と直交するd軸を境界として、機械的に45度傾斜したq軸を中心に放射状に対象配置されている。当該モータ1では、q軸を中心とした複数のスリット14のセットが放射状に4組設けられており、各組にはそれぞれ複数層の磁路が形成されている。
The
このスリット14により、ロータ3は、ステータ2から見て磁気抵抗が回転角度により異なる状態となる。そして、ロータ3には、スリット14の配置形態により、周方向に沿って複数の磁極が形成される。本実施例では、スリット14によって、中心角90度の4つの磁極がロータ3に形成される。つまり、当該モータ1は、ロータ3側に4極、ステータ2に9個のスロット13を設けた4極9スロット構成となっている。なお、以下では、極・スロットについてはP・Sと略記し、例えば、4極9スロットは4P9Sのように表記する。
Due to the
一方、当該モータ1では、巻線4は、1つのティース12のみを囲むように巻かれた集中巻きとなっている。この場合、巻線4の3個の同相コイル(例えば−U,+U,−U)は、図1に示すように、中央のコイル(+U)に対し、電気角で左右に160度の離れた位置に配置される。また、3個の同相コイルは、中央のコイル(+U)と、左右のコイル(−U,−U)の巻線方向は互いに逆方向となっている。つまり、隣接する同相の巻線4は、ロータ回転方向に沿って電気角160度の間隔にて配置されると共に、隣接する同相の巻線4は中央のコイルに対して左右のコイルの巻線方向が互いに逆方向となっている。モータ1では、巻線4は、U,V,Wの3相分設けられており、各巻線4には、120度(電気角)位相がずれた正弦波電流が供給される。そして、これによりステータ2側には正弦波状の回転磁界が形成される。
On the other hand, in the motor 1, the winding 4 is a concentrated winding wound so as to surround only one
このようなモータ1では、ステータ2側に形成された正弦波状の回転磁界により、スリット14によって生じるロータ3の磁気抵抗差を利用してロータ3を回転させる。ここで、ロータ3には、スリット14により、磁束が最も通りやすい方向(d軸方向)と、磁束が最も通りにくい方向(q軸方向)が生じる。つまり、d軸方向の磁気抵抗が最も小さくなる一方、q軸方向の磁気抵抗が最も大きくなり、磁気的突極性が生じ、d軸インダクタンスLdがq軸インダクタンスLqよりも大きくなる。そして、d軸に対し所定角度方向のティース12に起磁力を発生させることにより、d軸磁束とq軸磁束との差(磁気抵抗差)によってリラクタンストルクが発生し、ロータ3の磁気抵抗の低い部分がティース12の起磁力方向へ回転移動してロータ3が所定の方向に回転する。
In such a motor 1, the
ここで、前述のように、図7のようなモータ構成(4P12S)では、有効導体数比が小さくなるため、その分、出力トルクも小さくなる。これに対し、本発明によるモータ1では、図2に示すように、有効導体の非相殺部分(スロット13a,13d,13f,13h)は図7のものと同様に4ヶ所であるが、有効導体数比は0.583となる。すなわち、各巻線のコイル数により合計ターン数を合わせ、前述同様の想定にて有効導体数比を求めると、モータ1では、1相のコイル数が3個であることから、1コイルのターン数は(4/3)Xとなる。
Here, as described above, in the motor configuration (4P12S) as shown in FIG. 7, since the effective conductor number ratio is small, the output torque is accordingly reduced. On the other hand, in the motor 1 according to the present invention, as shown in FIG. 2, there are four non-cancelling portions (
そこで、図2のZ1部を見ると、
・スロット13a:−V相のコイルV1((4/3)X・0.5A=(2/3)X・A)
・スロット13d:−W相のコイルW1((4/3)X・0.5A=(2/3)X・A)
・スロット13b:+U相のコイルU1((4/3)X・1A)−コイルV1(2/3)X・A=(2/3)X・A
・スロット13c:コイルU1((4/3)X・1A)−コイルW1(2/3)X・A=(2/3)X・A
であり、Z1部の有効導体数は、(2/3)X・A×4=(8/3)X・Aとなる。
Therefore, looking at the Z 1 part of FIG. 2,
The number of effective conductors in the Z 1 portion is (2/3) X · A × 4 = (8/3) X · A.
次に、図2のZ2部では、
・スロット13d:−U相のコイルU2((4/3)X・1A)
・スロット13f:+W相のコイルW2((4/3)X・0.5A=(2/3)X・A)
・スロット13e:コイルU2((4/3)X・1A)−コイルW2(2/3)X・A=(2/3)X・A
であり、Z2部の有効導体数は、(2/3)X・A×2+(4/3)X・A=(8/3)X・Aとなる。この場合、図2のZ4部はZ2部と対称であり、Z4部(スロット13hのコイルV3,スロット13iのコイルV3,U3,スロット13aのコイルU3)の有効導体数も(8/3)X・Aとなる。
Next, in Z 2 parts of FIG. 2,
The number of effective conductors in the Z 2 portion is (2/3) X · A × 2 + (4/3) X · A = (8/3) X · A. In this case, Z 4 parts of FIG. 2 is Z 2 parts of symmetry, Z 4 parts (coil of the
また、図2のZ3部では、
・スロット13f:−V相のコイルV2((4/3)X・0.5A=(2/3)X・A)
・スロット13h:−W相のコイルW3((4/3)X・0.5A=(2/3)X・A)
・スロット13g:コイルV2(2/3)X・A−コイルW3(2/3)X・A=0
であり、Z3部の有効導体数は、(2/3)X・A×2=(4/3)X・Aとなる。
Further, in Z 3 parts of FIG. 2,
-
And the effective number of conductors of Z 3 parts becomes (2/3) X · A × 2 = (4/3) X · A.
従って、モータ1における有効導体数は、(8/3)X・A×3ヶ所+(4/3)X・A×1ヶ所=(28/3)X・Aとなる。これに対して、全体の導体数は、
・U相:2×(4/3)X×3×1A=8X・A
・V,W相:2×(4/3)X×6×0.5A=8X・A
の合計16X・Aとなる。従って、モータ1の有効導体数比は、(28/3)X・A/16X・A=0.583となり、図7の構成に比して、約17%のトルクアップが望める。
Therefore, the number of effective conductors in the motor 1 is (8/3) X · A × 3 places + (4/3) X · A × 1 place = (28/3) X · A. In contrast, the total number of conductors is
・ U phase: 2 × (4/3) X × 3 × 1A = 8X · A
・ V and W phases: 2 × (4/3) X × 6 × 0.5A = 8X ・ A
The total is 16X · A. Therefore, the effective conductor ratio of the motor 1 is (28/3) X · A / 16X · A = 0.583, and it is possible to expect a torque increase of about 17% compared to the configuration of FIG.
一方、シンクロナスリラクタンスモータでは、ステータの回転磁界による磁気吸引力のみでロータを回転させる構成のため、適正な回転磁界を得る基本的な極・スロットの組合せとしては、2P12S、2P9S、4P15S、4P12S、4P9Sなどの組み合わせが考えられる。そこで、各P・S構成ごとに、極数/スロット数と、有効導体数比及びトルク定数の関係を見ると図3のように、また、極数/スロット数と、トルク定数及びトルクリップルの関係を見ると図4のようになる。 On the other hand, since the synchronous reluctance motor has a configuration in which the rotor is rotated only by the magnetic attractive force generated by the rotating magnetic field of the stator, 2P12S, 2P9S, 4P15S, 4P12S are the basic pole / slot combinations for obtaining an appropriate rotating magnetic field. Combinations such as 4P9S are conceivable. Therefore, the relationship between the number of poles / slots, the ratio of the number of effective conductors and the torque constant for each P / S configuration is as shown in FIG. 3, and the number of poles / slots, the torque constant and the torque ripple The relationship is as shown in FIG.
図3から分かるように、有効導体数比は、2P12S→2P9S→4P15S→4P12S→4P9S(→6P9S)の順に大きくなり、トルク定数も有効導体数比と共に大きくなる。すなわち、集中巻き仕様では、スロット内で隣り合う異相のコイル辺同士で起磁力の相殺が発生するため、極数/スロット数の値が大きい方が大きな磁気吸引力が得られ易く、トルク定数も増加する。一方、トルクリップルは、2P12S,4P12S,4P9Sはほぼ同等であるものの、6P9Sになると急増する。この場合、6P9Sは、通常の表面磁石型ブラシレスモータにおける基本の極・スロットの組合せ(P:S=2×n:3×n、n=1,2,3,・・・・、自然数)である。かかる構成の集中巻線は、トルクの発生原理として、マグネットの吸引・反発力を利用したものであるため、シンクロナスリラクタンスモータにそのまま適用すると、スムーズな回転力が得られない。 As can be seen from FIG. 3, the effective conductor number ratio increases in the order of 2P12S → 2P9S → 4P15S → 4P12S → 4P9S (→ 6P9S), and the torque constant also increases with the effective conductor number ratio. In other words, in the concentrated winding specification, magnetomotive force cancellation occurs between adjacent coil sides of different phases in the slot. Therefore, a larger magnetic attraction force is obtained when the number of poles / slots is larger, and the torque constant is also greater. To increase. On the other hand, torque ripple increases rapidly when it reaches 6P9S, although 2P12S, 4P12S, and 4P9S are almost equivalent. In this case, 6P9S is a basic pole / slot combination (P: S = 2 × n: 3 × n, n = 1, 2, 3,..., Natural number) in a normal surface magnet type brushless motor. is there. The concentrated winding having such a configuration uses the attractive / repulsive force of the magnet as a principle of torque generation, and therefore, when applied directly to a synchronous reluctance motor, a smooth rotational force cannot be obtained.
従って、図3,4の結果から、集中巻き仕様のシンクロナスリラクタンスモータとしては、コイル1ターンあたりのトルク定数を確保し、トルクリップルを最適にする極・スロット構成としては4P9S(または、その自然数倍、つまり、P:S=4×n:9×n(n=1,2,3,・・・・、自然数)が最適であることが分かり、モータ1もその構成を採用している。 Therefore, from the results of FIGS. 3 and 4, the concentrated reluctance synchronous reluctance motor has 4P9S (or its natural structure) as a pole / slot configuration that secures a torque constant per coil turn and optimizes torque ripple. Several times, that is, P: S = 4 × n: 9 × n (n = 1, 2, 3,..., Natural number) is found to be optimal, and the motor 1 also adopts the configuration. .
このように、本発明によるシンクロナスリラクタンスモータでは、モータの巻線構造として集中巻き方式を採用しているので、スロット分割コアが採用可能であるなど、巻線の加工性が向上し、製造コストを下げることが可能となる。また、集中巻きの採用により、コイルの巻き太り高さを小さくでき、モータの小型化が可能となる。さらに、巻線の占積率を上げることもできる。加えて、渡り線の削減によりコイル抵抗を下げることができ、巻線電流の増加により出力向上を図ることが可能となる。 Thus, in the synchronous reluctance motor according to the present invention, the concentrated winding method is adopted as the winding structure of the motor, so that the workability of the winding is improved, for example, the slot division core can be adopted, and the manufacturing cost is increased. Can be lowered. In addition, by adopting concentrated winding, the coil thickness can be reduced, and the motor can be miniaturized. Further, the space factor of the winding can be increased. In addition, the coil resistance can be lowered by reducing the crossover wires, and the output can be improved by increasing the winding current.
一方、本発明では、正弦波駆動の集中巻きシンクロナスリラクタンスモータにて、極とスロットを4P9S×nの関係とすると共に、中央のコイルに対して左右のコイルを電気角で160度ずつ離れた位置に配置し、隣接する同相コイルの巻線方向を互いに逆方向とすることにより、4P12Sのモータに比して有効導体数比を大きくすることが可能となる。従って、有効導体数比と連関するトルク定数も大きくなり、モータの出力トルクの向上が図られる。すなわち、本発明によれば、正弦波駆動の集中巻きシンクロナスリラクタンスモータを小型化、低コスト化しつつ、その出力向上を図ることが可能となる。 On the other hand, in the present invention, in a concentrated winding synchronous reluctance motor driven by a sine wave, the pole and the slot have a relationship of 4P9S × n, and the left and right coils are separated by 160 degrees in electrical angle from the central coil. It is possible to increase the effective conductor number ratio as compared with the 4P12S motor by disposing the coils in the positions and making the winding directions of the adjacent in-phase coils opposite to each other. Therefore, the torque constant associated with the effective conductor ratio is increased, and the output torque of the motor can be improved. That is, according to the present invention, it is possible to improve the output of a sine-wave driven concentrated winding synchronous reluctance motor while reducing the size and cost.
次に、本発明の実施例2であるシンクロナスリラクタンスモータ21(以下、モータ21と略記する)について説明する。図5は、モータ21の構成を示す説明図である。なお、実施例2では、実施例1と同様の部材、部分については同一の符号を付し、その説明は省略する。
Next, a synchronous reluctance motor 21 (hereinafter abbreviated as motor 21) that is
前述のように、モータ1は、小型化・低コスト化を図りつつ出力向上を達成した構成となっているが、同相のティース12がロータ回転軸15に対し点対称位置に配されていないため磁気的なバランスが均等化されていない。このため、電磁加振力が大きくなり、電動パワーステアリング装置の駆動源としては好ましくない。そこで、モータ21では、図1の4P9S構成を倍加し(n=2)、極・スロットの組を機械的に180度対向させて磁気的なバランスを図っている。
As described above, the motor 1 has a configuration in which the output is improved while reducing the size and cost, but the
図5に示すように、モータ21は、モータ1の極・スロットを2組配置した構成となっており、ステータ2のティース12は、モータ1の2倍の18本(スロット13も18個)が等分に配置されている。また、ロータ3側には、スリット14によって8つの磁極が形成されている。なお、レイアウト上、スリット14の数はモータ1よりも少なくなっており、磁路は5層となっている。モータ21においても、1組の隣接する同相の巻線4は回転方向に沿って電気角160度(ここでは機械角80度)の間隔にて配置されている。また、隣接する同相の巻線4は、巻線方向が中央のコイルに対して左右のコイルが互いに逆方向となっている。
As shown in FIG. 5, the
このように、正弦波駆動の集中巻きシンクロナスリラクタンスモータを8P18S構成とすると、各相の巻線4がロータ回転軸15に対し点対称位置に配されるため、磁気的なバランスが均等化され、電磁加振力の振れがほとんど解消される。発明者らの机上検討結果によれば、8P18Sのモータ21では、電磁加振力の振れはほとんどなく、分布巻きのリラクタンスモータとほぼ同等程度の振れに抑えることができた。
As described above, when the concentrated winding synchronous reluctance motor driven by the sine wave has an 8P18S configuration, the winding 4 of each phase is arranged at a point-symmetrical position with respect to the
本発明は前記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることは言うまでもない。
例えば、前述の実施例では、正弦波駆動の集中巻きシンクロナスリラクタンスモータとして、4P9S構成のもの(実施例1)と、8P18S構成のもの(実施例2)を示したが、本発明は、極数をP、スロット数をSとしたとき、P:S=4×n:9×n(n=1,2,3,・・・・、自然数)の関係を満たすシンクロナスリラクタンスモータ一般に適用可能である。但し、前述のように、nが偶数の場合の方が磁気的バランスが良い。また、nが3以上となると、ロータ3の製造、特にスリット14の作成が難しくなるため、実用的には、前述の実施例のように、n=1,2の場合が好適である。なお、シンクロナスリラクタンスモータにおいても、トルクリップル改善のため、ロータをスキュー構造としたり、スリット14のバリアパターンを複数化したりしても良い。
It goes without saying that the present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications can be made without departing from the scope of the invention.
For example, in the above-described embodiment, the sine wave drive concentrated winding synchronous reluctance motors are shown as having a 4P9S configuration (Example 1) and as having an 8P18S configuration (Example 2). When the number is P and the number of slots is S, it is applicable to general synchronous reluctance motors satisfying the relationship of P: S = 4 × n: 9 × n (n = 1, 2, 3,..., Natural number) It is. However, as described above, the magnetic balance is better when n is an even number. Further, when n is 3 or more, it becomes difficult to manufacture the
1 シンクロナスリラクタンスモータ
2 ステータ
3 ロータ
4 巻線
11 ヨーク部
12 ティース
13 スロット
13a〜13i スロット
14 スリット
15 ロータ回転軸
21 シンクロナスリラクタンスモータ
51a〜51d スロット
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1
Claims (2)
前記ステータの内側に回転自在に配置され、d軸方向の磁気抵抗をq軸方向の磁気抵抗よりも小さく形成し回転方向に沿って磁気的な突極性を形成したロータと、を備え、
前記ロータのd軸方向とq軸方向の磁気抵抗差によって発生するリラクタンストルクを利用して、前記回転磁界により前記ロータを回転させるシンクロナスリラクタンスモータであって、
前記ロータの磁気的な突極の数をP、前記ステータの前記巻線が収容されるスロットの数をSとしたとき、前記P:前記Sが、4×n:9×n(nは自然数)の関係にあることを特徴とするシンクロナスリラクタンスモータ。 A stator having a plurality of phases wound by concentrated winding, and generating a rotating magnetic field by supplying a plurality of phases of sinusoidal current to the winding;
A rotor that is rotatably arranged inside the stator, and has a magnetic resistance in the d-axis direction smaller than that in the q-axis direction and a magnetic saliency along the rotational direction.
A synchronous reluctance motor that uses a reluctance torque generated by a magnetic resistance difference between the d-axis direction and the q-axis direction of the rotor to rotate the rotor by the rotating magnetic field;
When P is the number of magnetic salient poles of the rotor and S is the number of slots in which the windings of the stator are accommodated, P: S is 4 × n: 9 × n (n is a natural number) A synchronous reluctance motor characterized by the following relationship:
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