JP2012520022A - 同一チャネルマルチキャリア及び狭帯域システムのための反復的干渉除去のための方法 - Google Patents
同一チャネルマルチキャリア及び狭帯域システムのための反復的干渉除去のための方法 Download PDFInfo
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Abstract
狭帯域技術及びマルチキャリア技術(例えば、フェムトセル及びマクロセル)の同一チャネル配備において、方法は、同一チャネル信号を所望信号として処理し、同一チャネル信号の各々を反復的に良化する、干渉の除去を提供する。各反復において、各信号が、すでに行われたシンボル決定と、所定のチャネルインパルス応答に基づいて、復調及び再生成される。他の(干渉)同一チャネル信号を推定するため、再生成信号が、集約信号から減算される。シミュレーションは、本発明の方法が、たかだか2回の反復で、両方の干渉システムの性能に根本的な改善をもたらすことができることを示した。獲得できる根本的な性能向上は、必要とされる計算量を償って余りがある。
【選択図】 図1
【選択図】 図1
Description
本出願は、ともに参照によりその全体が本明細書に組み込まれる、a)2009年3月6日に出願された「A Method for Iterative Interference Cancellation for Co−Channel Multi−Carrier and Narrowband Systems」と題する米国特許仮出願第61/158155号、及びb)2010年1月5日に出願された「A Method for Iterative Interference Cancellation for Co−Channel Multi−Carrier and Narrowband Systems」と題する米国特許非仮出願第12/652337号に関連し、それらの優先権を主張する。
本出願は、2008年12月11日に出願された「OFDMA−Based Co−channel Femtocell」と題する米国特許出願(「同時係属出願」)第12/333,138号にも関連する。その同時係属出願の開示も、参照によりその全体が本明細書に組み込まれる。
米国での呼称によれば、本出願は、上記の米国特許出願第12/652337号の継続出願である。
本発明は、ワイヤレス通信に関する。より詳細には、本発明は、同一チャネルマルチキャリア及び狭帯域ワイヤレス通信システムのための干渉低減に関する。
近い将来、第3世代(3G)ワイヤレス通信システムは、第4世代(4G)ワイヤレス通信システムに移行する。4G実施のための2つの有望な物理(PHY)層技術は、LTE及びWiMAXであり、それらはともに、20MHzほどの広さの帯域幅を各々が有するマルチキャリアシステムである。これらの有望技術と比較した場合、5MHzの帯域幅を有する3Gシステム(例えば、EDGE、DECT、CDMA−2000、及びW−CDMA)は、狭帯域(NB:narrowband)システムと見なされる。3Gから4Gワイヤレス通信システムへの移行フェーズ中、いくつかのマルチキャリアシステムとNBシステムは、同じスペクトルの共用を必要とすることがある。マルチキャリアワイヤレス通信システムとNBワイヤレス通信システムの共存は、同一チャネル干渉(CCI:co−channel interference)に起因する性能低下を、双方のシステムにおいて引き起こすことがある。
図1は、狭帯域システム50(例えば、マクロセルネットワーク)と広帯域システム20(例えば、W−CDMAベースのフェムトセルネットワーク)が、通信チャネルを共用しながら、狭帯域システム50のサービスエリア60内に共存する、ワイヤレス通信システムを示している。そのような構成下では、参照番号30によって示されるように、フェムトセル移動局(fMS)とマクロセル基地局(mBS)の間に干渉が存在する。加えて、参照番号40によって示されるように、フェムトセル基地局(fBS)と狭帯域システム50の移動局のいくつかの間に干渉が存在する。マクロセルラネットワークは、広帯域マルチキャリアベースの技術に移行するので、既存の3Gフェムトセルが、4Gにゆっくりと移行している間、「ロングタームエボリューション」(LTE)ベースのマクロセルは、マクロセルのカバレージエリア内で、3Gフェムトセルと共存することがある。性能改善のため、fMSは、好ましくは、干渉30を除去する。同様に、性能を改善するため、干渉40は、MS 10において緩和することができる。狭帯域ユーザがfBSに干渉し、fMSがmBSに干渉する、アップリンクにおける他の同様の状況も、容易に分析することができ、干渉が緩和されれば、これらの状況下においても、性能が改善される。
最近、フェムトセルに大きな注目が集まっており、様々な事業者によって、いくつかの試験的な配備が報告されている。フェムトセルの初期的な配備は、CDMAベースの技術(例えば、W−CDMA)に基づいている。Proc. IEEE Global Telecommunications Conference (GLOBECOM)、3322〜3326ページ、2007年11月に掲載された、Vikram Chandrasekhar及びJeffrey G. Andrewsによる論文「Uplink Capacity and Interference Avoidance for Two−Tier Cellular Networks」(「Chandrasekhar」)は、フェムトセル配備の2つの選択肢を開示している。Chandrasekharによれば、分割スペクトルネットワークにおけるフェムトセルユーザとマクロセルユーザは、直交するサブチャネルを使用することができる。しかし、直交するサブチャネルを使用することで、マクロセルと様々なフェムトセルとの間の干渉は最小化されるが、スペクトルは効率的に利用されない。対照的に、共用スペクトルネットワークでは、フェムトセルユーザは、ある状況下において、マクロセルによってすでに使用されているサブチャネルを使用することがある(すなわち、同一チャネル動作)。干渉の可能性があるにもかかわらず、fBSがmBSから遠く離れていれば干渉はわずかなので、同一チャネルフェムトセル配備は、スペクトル利用をより大きく、より効率的なものにし、セル探索プロセスを簡略化することができるために有利である。
狭帯域干渉(NBI:narrowband interference)を抑制するための直交周波数分割多重化(OFDM:orthogonal frequency division multiplexing)の使用が、例えば、(a)IEEE Trans. Commun.、vol. 51、no. 12、2126〜2140ページ、2003年12月に掲載された、R. Nilsson、F. Sjoberg、J. LeBlancによる論文「A rank−reduced LMMSE canceller for narrowband interference suppression in OFDM−based systems」(「Nilsson」)、(b)IEEE Trans. Commun.、vol. 3、no. 6、2277〜2287ページ、2004年11月に掲載された、A. Coulsonによる論文「Narrowband interference in pilot symbol assisted OFDM systems」(「Coulson」)、(c)IEEE Trans. Commun.、vol. 4、no. 4、1491〜1505ページ、2005年7月に掲載された、Z. Wu、C. Nassarによる論文「Narrowband interference rejection in OFDM via carrier interferometry spreading codes」(「Wu」)、及び(d)Proc. IEEE Wireless Commun. and Network. Conf. (WCNC)、vol. 3、2004年3月、1426〜1430ページに掲載された、D. Zhang、P. Fan、Z. Caoによる論文「A novel narrowband interference canceller for OFDM systems」(「Zhang」)において論じられている。
Nilssonは、干渉の線形最小平均2乗誤差(LMMSE:linear minimum mean−square error)推定を使用する。Nilssonのアルゴリズムは、NB信号のパワースペクトル密度についての事前情報を必要とする。Coulsonでは、正規化最小2乗平均(N−LMS:normalized least mean squares)適応雑音除去アルゴリズムが、パイロットシンボル支援OFDMシステムにおいて、NBIを抑制する。Wuは、干渉法拡散符号(interferometry spreading code)を使用するNBI抑圧を開示している。Zhangは、未使用のOFDMサブキャリア上でNB信号が推定される、OFDMシステムのためのNBIキャンセラを開示している。Zhangの方法は、良好に設計されたOFDMベースのシステムにおける未使用サブキャリアの数はわずかなので、実用上限界がある。
CCIを緩和するための反復的方法が、例えば、(a)IEEE Commun. Lett.、vol. 5、no. 2、37〜39ページ、2001年に掲載された、H. Arslan、K. Molnarによる論文「Cochannel interference suppression with successive cancellation in narrow−band systems」(「Arslan」)、及び(b)Signal Proc.、vol. 84、no. 11、1991〜2004ページ、2004年に掲載された、H. Schoeneich、P. Hoeherによる論文「Iterative semi−blind single−antenna cochannel interference cancellation and tight lower bound for joint maximum−likelihood sequence estimation」(「Schoeneich」)において開示されている。Arslan及びSchoeneichのシステムはともに、もっぱら狭帯域用である。Arslanは、例えば、信号特徴の差(例えば、相対遅延)を利用して、初期的な信号分離を獲得することを教示しており、これにより、反復的な干渉除去の効率を大きく向上させることができる。
本発明は、狭帯域技術及びマルチキャリア技術(例えば、フェムトセル及びマクロセル)の同一チャネル配備、並びに狭帯域システムとマルチキャリアシステムの共存を必要とする他の状況に適用可能である。本発明は、サービスエリアの一方の側のセルではマルチキャリアシグナリング技術(例えばLTE)が使用され、サービスエリアの他方の側のセルでは帯域幅がより狭い技術(例えばW−CDMA)が使用されるような、隣接するマクロセルを有するシステムにも適用可能である。そのようなシステムは、次世代ワイヤレスシステムへの移行が、依然として3G技術を使用していることがある隣接する地方地域よりも急速に行われ得る、都市圏に出現している。本発明は、セルエッジユーザに干渉の除去を提供し、それによって、そのようなユーザの性能を改善する。本発明の異なる応用は、マルチキャリアベースの超広帯域(UWB)システムを相対的に狭帯域の技術と共存させることである。本発明の一実施形態によれば、マルチキャリア干渉信号とシングルキャリア干渉信号の差に起因する、もとから備わっている初期的な信号分離を使用することができる。
一実施形態では、干渉システムはともに、送信及び受信が可能である。本発明は、同一チャネル信号を所望信号として処理し、同一チャネル信号の各々を反復的に良化する方法を提供する。各反復において、広帯域信号及び狭帯域信号がともに、すでに行われたシンボル決定と、所定のチャネルインパルス応答に基づいて、復調及び再生成される。他の(干渉)同一チャネル信号を推定するため、再生成信号が、集約信号から減算される。シミュレーションは、本発明の方法が、たかだか2回の反復で、両方の干渉システムの性能に根本的な改善をもたらすことができることを示している。獲得できる根本的な性能向上は、必要とされる計算量を償って余りがある。
本発明は、添付の図面と併せて、以下の詳細な説明を検討することにより、より良く理解される。
本発明は、本明細書において、マクロセルネットワークと1つ又は複数のフェムトセルネットワークの両方を有するシステムによって説明され、マルチキャリアシステム(例えば、マクロセルネットワーク)は、直交周波数分割多元接続(OFDMA:orthogonal frequency division multiple access)ベースのPHY層を使用する。この詳細な説明では、すべての参加者は、トランシーバ機能を有すると仮定される。本発明の方法に従って狭帯域干渉を除去する機能を有するプライマリ受信機は、OFDMA受信機(すなわち、OFDMA信号に対する時間及び周波数同期が保証される受信機)である。図3及び図4は、時間領域及び周波数領域におけるNB信号及びOFDMA信号を示している。NBシンボルの目標パケットの開始時刻及び終了時刻が、OFDMAシンボルの境界と一致しない場合であっても、NBシンボルではなくOFDMAシンボルに対する同期のほうが好ましい。
図5は、本発明の一実施形態による、1つの狭帯域干渉源からの干渉を除去するためにプライマリ受信機において適用できる除去アルゴリズムを説明するブロック図である。図6は、複数の狭帯域干渉源からの干渉を除去するための、プライマリ受信機における除去アルゴリズムを説明するブロック図である。
時間領域でサンプリングされたダウンリンクOFDMA信号は、
によって表すことができ、ここで、Ptxは、シンボル当たりの合計送信電力であり、Nは、信号で使用されるサブキャリアの数であり、kは、サブキャリアインデックスであり、Ncpは、サイクリックプレフィックス(CP:cyclic prefix)の長さであり、X(k)は、第kのサブキャリア上で変調されたデータである。Lタップのマルチパスチャネルを通過してプライマリ受信機に到達する受信時間領域OFDMA信号は、
によって与えられ、ここで、Erxは、シンボル当たりの受信エネルギーであり、h(l)は、第lのタップについてのチャネル係数であり、Dlは、第lのタップの遅延である。タップ遅延はCP長の長さを超えないと仮定すると、図5のステップ100における受信時間領域OFDMA信号に対する高速フーリエ変換(FFT)の後、得られる周波数領域OFDMAスペクトルは、
によって与えられ、ここで、H(k)は、チャネル周波数応答であり、Escは、サブキャリア当たりの平均受信エネルギーであり、これは、Esc=Erx=Nという関係を通して、サブキャリアの数Nに依存する。他方、狭帯域信号は、
によってモデル化することができ、ここで、mは、シンボルインデックスであり、amは、データを表し、g(n)は、パルス整形フィルタ(pulse shaping filter)であり、Tは、狭帯域シンボル持続時間である。s(n)が、L’個のタップを有するマルチパスチャネルh’(n)を通してプライマリ受信機に到達する場合、プライマリ受信機における受信信号は、
によって与えられ、ここで、Dl’は、第l’のタップの遅延である。
によって表すことができ、ここで、Ptxは、シンボル当たりの合計送信電力であり、Nは、信号で使用されるサブキャリアの数であり、kは、サブキャリアインデックスであり、Ncpは、サイクリックプレフィックス(CP:cyclic prefix)の長さであり、X(k)は、第kのサブキャリア上で変調されたデータである。Lタップのマルチパスチャネルを通過してプライマリ受信機に到達する受信時間領域OFDMA信号は、
によって与えられ、ここで、Erxは、シンボル当たりの受信エネルギーであり、h(l)は、第lのタップについてのチャネル係数であり、Dlは、第lのタップの遅延である。タップ遅延はCP長の長さを超えないと仮定すると、図5のステップ100における受信時間領域OFDMA信号に対する高速フーリエ変換(FFT)の後、得られる周波数領域OFDMAスペクトルは、
によって与えられ、ここで、H(k)は、チャネル周波数応答であり、Escは、サブキャリア当たりの平均受信エネルギーであり、これは、Esc=Erx=Nという関係を通して、サブキャリアの数Nに依存する。他方、狭帯域信号は、
によってモデル化することができ、ここで、mは、シンボルインデックスであり、amは、データを表し、g(n)は、パルス整形フィルタ(pulse shaping filter)であり、Tは、狭帯域シンボル持続時間である。s(n)が、L’個のタップを有するマルチパスチャネルh’(n)を通してプライマリ受信機に到達する場合、プライマリ受信機における受信信号は、
によって与えられ、ここで、Dl’は、第l’のタップの遅延である。
図2は、OFDMA信号90、NBを伴うOFDMA信号80、及びCDMAを伴うOFDMA信号85のスペクトルを示している。(図3に示される)時間領域においては、信号のNB部分は、構造的な情報として現われ、信号のOFDMA部分は、ランダムノイズとして現われる。しかし、(図4に示される)周波数領域においては、信号のOFDMA部分は、構造的な情報であり、信号のNB部分は、ランダムノイズと見ることができる(例えば、図2のNBを伴うOFDMA信号80のスペクトルを参照)。NB信号z(n)が重ね合わされたOFDMA信号y(n)は、時間領域では、信号r(n)によって表され、
によって与えられ、ここで、w(n)は、加法性白色ガウス雑音(AWGN:additive white Gaussian noise)である。周波数領域では、信号r(n)のスペクトルは、R(k)によって表され、
によって与えられ、ここで、Z(k)及びW(k)は、それぞれz(n)及びw(n)の周波数領域における相対物である(例えば、それらのFFTスペクトル)。
によって与えられ、ここで、w(n)は、加法性白色ガウス雑音(AWGN:additive white Gaussian noise)である。周波数領域では、信号r(n)のスペクトルは、R(k)によって表され、
によって与えられ、ここで、Z(k)及びW(k)は、それぞれz(n)及びw(n)の周波数領域における相対物である(例えば、それらのFFTスペクトル)。
図5によって説明される方法は、Y(k)及びz(n)両方の反復的に精緻化される推定を使用して、CCIを除去する。最初に、z(n)又はY(k)のどちらかの初期的な推定が獲得され、それぞれ
及び
で表される。NB信号z(n)のスペクトルZ(k)は、マルチキャリアスペクトルY(k)のM個のサブキャリアとオーバラップすることがある。そうした状況において、スペクトルZ(k)の中心周波数が、サブキャリアκの付近にある場合、周波数ウィンドウκ−M/2<k<κ+M/2内のkについてのみ、スペクトルZ(k)≠0となる。所定の閾値を超える信号対干渉比(SIR)を有するスペクトルZ(k)がステップ110において検出された場合、NB信号z(n)についての初期的な粗い推定
を獲得することができる。ステップ110における検出は、エネルギー検出器を使用して達成することができ、エネルギー検出器の閾値は、周波数ウィンドウκ−M/2<k<κ+M/2の外側の平均信号対雑音比(SNR)レベルに従って設定される。そのエネルギーが所定の閾値を超えるサブキャリアの数が、スペクトルZ(k)の非ゼロ部分とオーバラップするサブキャリアの数の半分であるM/2よりも多い場合、周波数ウィンドウκ−M/2<k<κ+M/2内の信号スペクトルの逆高速フーリエ変換(IFFT)を取ることによって、ステップ160において、NB信号z(n)についての初期的な推定
を
のように獲得することができる。初期的な推定
は、ステップ170において復調され、シンボル決定に基づいて、NB信号
が、ステップ180において再生成される。再生成NB信号
は、おそらくはAWGN雑音w(n)がなく、CCIによる影響がよりわずかな、信号
のより損傷の少ないバージョンと見なされる。ステップ190における再生成NB信号
のFFTは、マルチキャリアスペクトルY(k)の初期的な推定
を提供するために、ステップ200において受信信号スペクトルR(k)から減算することができる、スペクトルを提供する。
及び
で表される。NB信号z(n)のスペクトルZ(k)は、マルチキャリアスペクトルY(k)のM個のサブキャリアとオーバラップすることがある。そうした状況において、スペクトルZ(k)の中心周波数が、サブキャリアκの付近にある場合、周波数ウィンドウκ−M/2<k<κ+M/2内のkについてのみ、スペクトルZ(k)≠0となる。所定の閾値を超える信号対干渉比(SIR)を有するスペクトルZ(k)がステップ110において検出された場合、NB信号z(n)についての初期的な粗い推定
を獲得することができる。ステップ110における検出は、エネルギー検出器を使用して達成することができ、エネルギー検出器の閾値は、周波数ウィンドウκ−M/2<k<κ+M/2の外側の平均信号対雑音比(SNR)レベルに従って設定される。そのエネルギーが所定の閾値を超えるサブキャリアの数が、スペクトルZ(k)の非ゼロ部分とオーバラップするサブキャリアの数の半分であるM/2よりも多い場合、周波数ウィンドウκ−M/2<k<κ+M/2内の信号スペクトルの逆高速フーリエ変換(IFFT)を取ることによって、ステップ160において、NB信号z(n)についての初期的な推定
を
のように獲得することができる。初期的な推定
は、ステップ170において復調され、シンボル決定に基づいて、NB信号
が、ステップ180において再生成される。再生成NB信号
は、おそらくはAWGN雑音w(n)がなく、CCIによる影響がよりわずかな、信号
のより損傷の少ないバージョンと見なされる。ステップ190における再生成NB信号
のFFTは、マルチキャリアスペクトルY(k)の初期的な推定
を提供するために、ステップ200において受信信号スペクトルR(k)から減算することができる、スペクトルを提供する。
しかし、ステップ110において、NB信号が微弱すぎて、有益な推定を提供できない場合、マルチキャリアスペクトルY(k)の初期的な推定
として、R(k)が使用される。ステップ110から獲得されたか、それともステップ200から獲得されたかにかかわらず、マルチキャリアスペクトルY(k)の初期的な推定
は、ステップ120において復調することができ、シンボル決定に基づいて、マルチキャリア信号
が、ステップ130において再生成される。再生成マルチキャリア信号
は、信号
のより損傷の少ないバージョンと見なされる。ステップ140における再生成マルチキャリア信号
のIFFTは、NB信号z(n)の精緻化された推定を提供するために、ステップ150において受信信号r(n)から減算することができる、時間領域信号を提供する。反復の最大数に到達していない限り、NB信号z(n)の精緻化された推定を、ステップ170〜ステップ200の次の反復において使用して、マルチキャリアスペクトルY(k)の次の推定を獲得することができ、今度はそれを使用して、ステップ120〜ステップ150におけるNB信号z(n)の推定をさらに反復的に精緻化することができる。
として、R(k)が使用される。ステップ110から獲得されたか、それともステップ200から獲得されたかにかかわらず、マルチキャリアスペクトルY(k)の初期的な推定
は、ステップ120において復調することができ、シンボル決定に基づいて、マルチキャリア信号
が、ステップ130において再生成される。再生成マルチキャリア信号
は、信号
のより損傷の少ないバージョンと見なされる。ステップ140における再生成マルチキャリア信号
のIFFTは、NB信号z(n)の精緻化された推定を提供するために、ステップ150において受信信号r(n)から減算することができる、時間領域信号を提供する。反復の最大数に到達していない限り、NB信号z(n)の精緻化された推定を、ステップ170〜ステップ200の次の反復において使用して、マルチキャリアスペクトルY(k)の次の推定を獲得することができ、今度はそれを使用して、ステップ120〜ステップ150におけるNB信号z(n)の推定をさらに反復的に精緻化することができる。
初期的な推定
及び
は、CCI及びAWGNによって損傷されているので、ステップ170及びステップ120において行われるシンボル決定は、誤りを含むことがある。しかし、
に関するシンボル決定の誤りは、周波数領域においては局所化されない。実際、そのような誤りは、M個のサブキャリアにわたって拡散される。同様に、初期的な推定
における損傷されたサブキャリアに関するシンボル決定誤りは、時間領域においてN個のサンプルに拡散される。したがって、シンボル誤りを有する
をr(n)から減算しても、マルチキャリアスペクトルY(k)の初期的な推定
のサブキャリアに、誤りをさらに伝搬させるとは限らない。同じ理由で、誤って復調されたサブキャリアを有する推定
が、受信スペクトルR(k)から取り除かれる場合、誤りは、NB信号z(n)の精緻化された推定に必ずしも伝搬しない。
及び
は、CCI及びAWGNによって損傷されているので、ステップ170及びステップ120において行われるシンボル決定は、誤りを含むことがある。しかし、
に関するシンボル決定の誤りは、周波数領域においては局所化されない。実際、そのような誤りは、M個のサブキャリアにわたって拡散される。同様に、初期的な推定
における損傷されたサブキャリアに関するシンボル決定誤りは、時間領域においてN個のサンプルに拡散される。したがって、シンボル誤りを有する
をr(n)から減算しても、マルチキャリアスペクトルY(k)の初期的な推定
のサブキャリアに、誤りをさらに伝搬させるとは限らない。同じ理由で、誤って復調されたサブキャリアを有する推定
が、受信スペクトルR(k)から取り除かれる場合、誤りは、NB信号z(n)の精緻化された推定に必ずしも伝搬しない。
図7は、図5のステップ170及びステップ180に相当する、NB信号についての復調ステップ300及び再生成ステップ350の詳細な動作を説明するフローチャートである。図7に示されるように、ステップ305において、受信信号は、f’c−fcの周波数からベースバンドにダウンコンバートされ、ここで、fc及びf’cは、それぞれOFDMA信号及びNB信号の搬送波周波数である。復調の残りは、ステップ310においてチャネル等化を施し、ステップ320においてダウンサンプリングを行い、ステップ330においてシンボル決定を行って同相及び直交(IQ)データを獲得することによって実行される。NBシステムの場合、搬送波周波数f’cは、一般に知られており、最適なサンプリング点及び信頼できるチャネル推定
が、一般に利用可能である。その後、IQデータを再生成ステップ350に提供することができる。
が、一般に利用可能である。その後、IQデータを再生成ステップ350に提供することができる。
ステップ360において、IQデータがアップサンプリングされる。アップサンプリングされたIQデータは、ステップ370においてパルス整形を施され、ステップ375においてアップコンバートされ、ステップ380においてベースバンドチャネル応答とともに畳み込まれる。NBシステムによって使用されるパルス整形フィルタは、一般に知られている。
NB信号がCDMA信号である場合、ステップ305におけるダウンコンバージョンの後、ダウンコンバートされた信号は、ステップ308において、NB信号に対応する疑似雑音(PN:pseudo−noise)系列を乗算される。同様に、再生成においても、ステップ370においてパルス整形を施した後、パルス整形された信号は、対応するPN系列を乗算される。
OFDMAシステムの復調及び再生成の場合(例えば、図5のステップ120及びステップ130)、受信信号r(n)は、すでにベースバンドになっており、OFDMA信号の搬送波周波数fcであるので、ダウンコンバージョン及びダウンサンプリングは実行されない。
を獲得するためのチャネル推定は、パイロットサブキャリア上で実行することができる。OFDMAスペクトルの再生成の場合、アップサンプリング及びアップコンバージョンは実行されない。
を獲得するためのチャネル推定は、パイロットサブキャリア上で実行することができる。OFDMAスペクトルの再生成の場合、アップサンプリング及びアップコンバージョンは実行されない。
図5では、単一の狭帯域干渉源の例が説明されたが、本発明は、複数の狭帯域干渉源が存在するシナリオにも適用可能である。複数の狭帯域干渉源が存在する場合、すべての狭帯域干渉源の影響を時間領域において除去すべきである。図6に示されるように、除去は、狭帯域信号の各々を時間領域において復調し、復調された各信号を受信信号から減算し、この手順をすべての狭帯域信号が受信信号から減算されるまで反復することによって達成される(220)。より良好な精度を達成するため、残りの狭帯域信号をその強度の降順に復調、再生成、及び減算して、各ステップの後に、狭帯域信号のより信頼性の高い推定が得られるようにするのが好ましい。すべての狭帯域信号が推定された後、受信機は、周波数領域において動作し、(すべての狭帯域信号の干渉を免れて)OFDMA信号を復調する。その後、受信機は、回復されたデータについて最終決定を下すまで、時間領域と周波数領域の間で何回も反復を繰り返す。
本発明の上で説明された方法は、オーバラップ帯域のみを処理するのではなく、全OFDMA帯域を処理する。そのような手法は、全帯域の処理には実際には以下の不都合が存在するので分かり易くはない。第1に、
は、オーバラップ帯域のみではなく、全OFDMA帯域のIDFTであるので、サブキャリア
の復調において生じるエラーはいずれも、
において加法性雑音として出現し、それによって、特にKが小さい場合には、NB復調エラーの予想数を増加させる。第2に、アルゴリズムの複雑さは、Kではなく、Nに比例したものになる。しかし、特に以下の理由で、すなわち、Kは受信機がオーバラップ帯域のみに焦点を合わせることができるように常に正確に知られているわけではないので、全帯域を処理するほうが好ましい。
さらに、サブキャリア
は、NB信号のサイドローブによって影響されることがあり、したがって、全帯域を処理したほうが効果的なこともある。コンピュータシミュレーションは、オーバラップ帯域のみではなく全帯域が処理された場合、オーバラップ帯域の外側の復調エラーによって生じる雑音は、K/Nの比率が小さく、2.5%ほどであっても、NB復調エラーの目立った増加をもたらさないことを示している。同一チャネル信号を処理するために使用できる別の方法は、最尤(ML)推定技法を利用して、同一チャネル信号を合同で復調するものである。(ML推定が適用される従来技術のシナリオとは異なる)検討中の共存シナリオでは、ML推定を実行する場合は、時間領域又は周波数領域のどちらかで実行すればよい。しかし、時間領域は、計算ステップをよりわずかしか必要としないので、時間領域においてML推定を実行するほうがより望ましい。これは、通常はαが0よりも大きい、K=(1+α)Cと書き表すことができる、KとOFDMAシンボル内のNBシンボルの数Cとの間の関係のせいである。
は、オーバラップ帯域のみではなく、全OFDMA帯域のIDFTであるので、サブキャリア
の復調において生じるエラーはいずれも、
において加法性雑音として出現し、それによって、特にKが小さい場合には、NB復調エラーの予想数を増加させる。第2に、アルゴリズムの複雑さは、Kではなく、Nに比例したものになる。しかし、特に以下の理由で、すなわち、Kは受信機がオーバラップ帯域のみに焦点を合わせることができるように常に正確に知られているわけではないので、全帯域を処理するほうが好ましい。
さらに、サブキャリア
は、NB信号のサイドローブによって影響されることがあり、したがって、全帯域を処理したほうが効果的なこともある。コンピュータシミュレーションは、オーバラップ帯域のみではなく全帯域が処理された場合、オーバラップ帯域の外側の復調エラーによって生じる雑音は、K/Nの比率が小さく、2.5%ほどであっても、NB復調エラーの目立った増加をもたらさないことを示している。同一チャネル信号を処理するために使用できる別の方法は、最尤(ML)推定技法を利用して、同一チャネル信号を合同で復調するものである。(ML推定が適用される従来技術のシナリオとは異なる)検討中の共存シナリオでは、ML推定を実行する場合は、時間領域又は周波数領域のどちらかで実行すればよい。しかし、時間領域は、計算ステップをよりわずかしか必要としないので、時間領域においてML推定を実行するほうがより望ましい。これは、通常はαが0よりも大きい、K=(1+α)Cと書き表すことができる、KとOFDMAシンボル内のNBシンボルの数Cとの間の関係のせいである。
時間領域におけるNB信号及びOFDMA信号についての推定を、それぞれ
及び
と表す場合、両方の信号のML推定は、
として獲得することができ、ここで、y’(n)は、
である場合のY(k)の時間領域における相対物である。
及び
と表す場合、両方の信号のML推定は、
として獲得することができ、ここで、y’(n)は、
である場合のY(k)の時間領域における相対物である。
合同復調アルゴリズムが計算的に実現可能であるためには、z(mT)及びy’(mT)が取ることのできる異なる値の数は、制限されるべきである。この条件は、データ系列am及びX(k)が各々、有限のアルファベットに属するので、z(mT)及びy’(mT)の両方について満たされる。オーバラップ帯域内のOFDMA信号について、MK個の可能性が、またNB信号内のC個のシンボルの各々について、M個の可能性が存在し、ここで、Mは、変調次数に依存するコンステレーション点の数である(例えば、QPSKの場合はM=4)。したがって、各NBシンボルについて検討する必要がある可能性の数は、MK+1である。ML推定器を実施するには、z(mT)とy’(mT)のMK+1個の可能な組み合わせを網羅的に探索することが必要であり、この組み合わせは、am及びX(k)のすべての可能な値にチャネル応答を適用して、それぞれz(mT)及びY’(k)を生成することによって、またすべてのY’(k)について逆DFT(IDFT)を計算して、y’(mT)を取得することによって、獲得される。この網羅的な探索も、z(mT)及びy’(mT)を獲得するために必要とされる計算と同様に、合同復調方法を法外に複雑なものにする。
図8は、OFDMA信号及び狭帯域信号の両方を含むシステムのシミュレーションにおけるパラメータの値を示している。1つのシミュレーションでは、OFDMAシンボルは、512個のサブキャリアのうちの400個を占有し、その中には保護帯域及びアイドルサブキャリアも含まれ、NB信号は、OFDMAスペクトルの約38個のサブキャリアとオーバラップする。したがって、OFDMAからの干渉を検討する場合、干渉電力は、OFDMA信号のPαよりもおおよそ10dB低い。シミュレーションは、AWGNチャネル及びマルチパス(MP)チャネルの両方における、OFDMA性能及びNB性能を含んでいる。MPチャネルの場合、NBシステムについては、正確に知られたチャネル推定が仮定され、効率的な最尤系列推定(MLSE:maximum likelihood sequence estimation)等化器が利用される。OFDMAシステムについては、パイロットベースのチャネル推定及び等化が実行される。所望の信号電力は、所定の範囲にわたって変化するが、雑音電力及び干渉SNRは、一定であると仮定される。1つのシミュレーションでは、干渉SNRは、20dBに一定に保たれる。SIRは、OFDMAスペクトルがNBスペクトルとオーバラップするサブキャリアにおける、所望信号電力と干渉電力の比として定義される。受信機は、OFDMA信号に同期するが、NB信号には必ずしも同期しないことが仮定される。
図9及び図10は、MPチャネルを仮定したシミュレーションにおいて獲得された、OFDMAシステム及びNBシステムにおけるシンボル誤り率(SER)性能をそれぞれ提供している。図9では、曲線440、430、420、410は、CCIを有するシステムについて、除去を行わない場合と、本発明の方法を1〜3回反復した後の、OFDMAシステムにおけるSER性能をそれぞれ示している。図9に示されるように、SIRが0dBの場合、曲線440及び410は、3回の反復後、11dBのSER性能の改善を達成する。SIRが0dBよりも大きくなると、改善量は5dBに減少する。曲線400は、CCIが存在しない場合の、OFDMAシステムにおけるSER性能を示している。
図10に示されるように、曲線540、530、520、510は、除去を行わない場合と、異なる量のチャネル推定誤りを有する、本発明の方法による3回の反復の後の、NBシステムにおいて達成されるSER性能をそれぞれ示している。曲線540及び曲線510から分かるように、SIRが0dBよりも小さい場合、3回の反復後に達成される改善量は、約15dBである。SIRが0dBに接近するにつれて、改善量は縮小する。しかし、SIRが10dBになっても、約7dBの改善が依然として達成される。曲線520及び曲線530は、狭帯域信号の場合、チャネル推定誤りが存在しても、一応の改善が依然として可能であることを示している。曲線450は、CCIが存在しない場合の、NBシステムにおけるSER性能を示している。
図11及び図12は、MPチャネルを仮定したシミュレーションにおいて獲得された、OFDMAシステム及びCDMAシステムにおけるシンボル誤り率(SER)性能をそれぞれ提供している。図11に示されるように、曲線640、630、620、610は、除去を行わない場合と、本発明の方法を1〜3回反復した後の、CDMAシステムのULの影響下にあるOFDMAシステムにおいて達成されるSER性能をそれぞれ示している。曲線640及び曲線610から分かるように、SER改善は著しく、実際に、CCIが存在しない場合のOFDMAシステムにおけるSER性能を表す、曲線550によって示される下限に接近する。良好な性能は、PN系列を使用する逆拡散によって達成されたと考えられる。これは、CDMA信号は、NB信号に比べて、より広い帯域にわたってより微弱なスペクトル拡散を有し、その結果、OFDMA信号をより正確に検出可能にするためである。OFDMA信号についての信頼できる初期的な推定が獲得されると、後続する反復は、より上手くいく傾向にある。
図12は、MPチャネルを仮定したシミュレーションにおいて獲得された、OFDMAシステムの影響下にあるCDMAシステムにおけるSER性能のシミュレーション結果を提供している。図12に示されるように、曲線740、730、720、710は、除去を行わない場合と、本発明の方法を1〜3回反復した後の、OFDMAシステムの影響下にあるCDMAシステムにおいて達成されるSER性能をそれぞれ示している。したがって、CDMA性能改善は、より決定的である。曲線710によって表される(すなわち、3回の反復の後の)性能は、SIRが0dBになるまでは下限に追随し、その後、SER性能の改善量は、減少し始める。図10のNBシステムと図12のCDMAシステムの間のSER性能改善の著しい差も、PN系列の使用によるものと考えられる。
上述の詳細な説明は、本発明の特定の実施形態を説明するために提供されたが、限定的であることは意図していない。本発明の範囲内で多くの変形及び変更が可能である。本発明は、添付の特許請求の範囲において明らかにされる。
Claims (3)
- 受信信号からマルチキャリア信号と狭帯域信号の間の干渉を除去するための方法であって、
(a)狭帯域信号の推定から、前記狭帯域信号の前記推定からランダムノイズを排除することによって、再生成狭帯域信号を獲得するステップと、
(b)前記再生成狭帯域信号のスペクトルを獲得するステップと、
(c)前記受信信号のスペクトルから前記再生成狭帯域信号のスペクトルを減算することによって、前記マルチキャリア信号のスペクトルの推定を獲得するステップと、
(d)マルチキャリア信号の前記推定から、前記マルチキャリア信号の再生成スペクトルを獲得するステップと、
(e)前記受信信号から前記マルチキャリア信号の前記再生成スペクトルの時間領域表現を減算することによって、前記狭帯域信号の精緻化された推定を獲得するステップと、
(f)前記狭帯域信号の前記精緻化された推定をステップ(a)の前記狭帯域信号の前記推定として使用して、ステップ(a)〜ステップ(e)を所定の反復回数だけ繰り返すステップと、
(g)前記所定の反復回数が完了した後、前記マルチキャリア信号又は前記狭帯域信号の最新の再生成スペクトルからデータを回復するステップと
を含む方法。 - 受信信号からマルチキャリア信号と狭帯域信号の間の干渉を除去するための方法を実施する受信機を備え、前記方法が、
(a)狭帯域信号の推定から、前記狭帯域信号の前記推定からランダムノイズを排除することによって、再生成狭帯域信号を獲得するステップと、
(c)前記受信信号のスペクトルから前記再生成狭帯域信号のスペクトルを減算することによって、前記マルチキャリア信号のスペクトルの推定を獲得するステップと、
(d)前記マルチキャリア信号の再生成スペクトルを獲得するステップと、
(e)前記受信信号から前記マルチキャリア信号の前記再生成スペクトルの時間領域表現を減算することによって、前記狭帯域信号の精緻化された推定を獲得するステップと、
(f)前記狭帯域信号の前記精緻化された推定をステップ(a)の前記狭帯域信号の前記推定として使用して、ステップ(a)〜ステップ(e)を所定の反復回数だけ繰り返すステップと、
(g)前記所定の反復回数が完了した後、前記マルチキャリア信号の最新の再生成スペクトルからデータを回復するステップと
を含む、
移動局。 - 最尤推定器を使用して、受信信号からマルチキャリア信号と狭帯域信号の間の干渉を除去するための方法。
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Legal Events
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20130301 |
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20140701 |
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A02 | Decision of refusal |
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