JP2012249057A

JP2012249057A - Light transmission/reception device

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Publication number: JP2012249057A
Application number: JP2011118860A
Authority: JP
Inventors: Keizo Yabuta; 恵三薮田; Noburo Tajimi; 信朗多治見
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2011-05-27
Filing date: 2011-05-27
Publication date: 2012-12-13

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To suppress the effect on telephone speech signals, which call for particularly rigorous S/N quality requirements, due to S/N deterioration caused by beat noise, which is constant even when a modulation index decreases and decreases only the signal level, and is generated between optical signals in a CMTS due to proximity of optical transmission wavelengths of upstream signals of CMs, in a transmission equalization scheme, which controls the level of electric signals of the CMs and is adopted in upstream signals of an RFOG system, where the optical modulation index is controlled in terms of optical signals of an R-ONU, that is, the modulation index of the R-ONU at a high reception level is decreased in the CMTS.SOLUTION: A transmission path loss L is calculated by detecting a reception level of an optical downstream signal. An R-ONU controls a bias current Ib of a semiconductor laser according to the transmission path loss L, so as to make an OMI constant. Thereby, C/N deterioration of an upstream signal due to increase in the effect of optical heterodyne interference during occurrence of OBI is prevented.

Description

本発明は光送受信器に係り、ブロードバンドサービスを提供するＲＦｏＧシステムの光送受信終端装置（Ｒ−ＯＮＵ）の光送受信器に関する。 The present invention relates to an optical transceiver, and more particularly, to an optical transceiver of an optical transmission / reception termination unit (R-ONU) of an RFoG system that provides broadband service.

図１Ａを参照して、現行のケーブルテレビシステムであるＨＦＣ（Hybrid Fiber and Coaxial）システムを説明する。図１Ａにおいて、ＨＦＣシステムは、ヘッドエンドから光ノードまでを２本の光ファイバで配線し、光ノードから各ユーザまでを中継器、分岐を介して同軸ケーブルで配線する。ＨＦＣシステムでは、地上波放送波（７０〜７７０ＭＨｚ）は、ヘッドエンドからそのままユーザまで届けられ、テレビに直接接続して受像することができる（同一周波数パススルー）。一方、ＢＳ／ＣＳ放送波（１０３２〜２０７３ＭＨｚ）は、光ノードからユーザまでの間の同軸ケーブルでの配線では、伝送周波数特性上、伝送損失が大きい。このため、ＨＦＣシステムでは、周波数変換パススルーやトランスモジュレーション方式で、ユーザまで配信することが多い。そのため、ＨＦＣシステムでは、ＢＳ／ＣＳ放送は、セットトップＢＯＸ（ＳＴＢ）を介してでないとテレビで受像することができない。また、セットトップＢＯＸで選局するので複数台のテレビで別のチャンネル観ることができない。 With reference to FIG. 1A, an HFC (Hybrid Fiber and Coaxial) system, which is an existing cable television system, will be described. In FIG. 1A, the HFC system is wired with two optical fibers from the head end to the optical node, and is wired with a coaxial cable from the optical node to each user via a repeater and a branch. In the HFC system, the terrestrial broadcast wave (70 to 770 MHz) is delivered from the head end to the user as it is, and can be directly connected to the television and received (same frequency pass-through). On the other hand, BS / CS broadcast waves (1032 to 2073 MHz) have a large transmission loss in terms of transmission frequency characteristics in wiring with a coaxial cable from the optical node to the user. For this reason, in an HFC system, it is often distributed to users by frequency conversion pass-through or transmodulation. Therefore, in the HFC system, the BS / CS broadcast can be received on the television only through the set top BOX (STB). In addition, since the channel is selected by the set top BOX, it is not possible to watch another channel on a plurality of televisions.

ＨＦＣシステムでのデータの双方向通信は、ヘッドエンド側にあるＣＭＴＳ（Cable Modem Termination System）と、ユーザ側にあるＣＭ（Cable Modem）間で行なわれ、北米規格のＤｏｃｓｉｓ（Data−Over−Cable Service Interface Specifications）（非特許文献１）で、光インターネット通信なみ（最大１６０Ｍｂｉｔ／ｓ）の通信が標準化されている。日本のケーブルテレビシステムでもこの標準に準じた装置が使用されている。なお、光ファイバ配線部分の通信波長は、上り下りとも１３１０ｎｍである。 Bidirectional communication of data in the HFC system is performed between a CMTS (Cable Modem Termination System) on the head end side and a CM (Cable Modem) on the user side, and the North American standard Docsis (Data-Over-Cable Service) Interface Specifications (Non-Patent Document 1) standardizes communication similar to optical Internet communication (maximum 160 Mbit / s). Japanese cable television systems also use equipment that conforms to this standard. The communication wavelength of the optical fiber wiring portion is 1310 nm for both upstream and downstream.

図１Ｂは、ＨＦＣシステムの光ファイバ配線を、ユーザまで延長し、ＦＴＴＨ（Fiber To The Home）システムの形態をとったもので、ＲＦｏＧ（Radio−Frequency Over Glass）システムと呼ばれている。ＲＦｏＧシステムは、北米ＣＡＴＶ通信技術者協会ＳＣＴＥ（Society of Cable Telecommunications Engineers）で、ＨＦＣシステムの将来形として、その通信方式が標準化されている（非特許文献２）。 FIG. 1B is an example of an FTTH (Fiber To The Home) system in which the optical fiber wiring of the HFC system is extended to the user, and is called an RFoG (Radio-Frequency Over Glass) system. The RFoG system is standardized by the North American CATV Communication Engineers Association SCTE (Society of Cable Telecommunications Engineers) as a future form of the HFC system (Non-patent Document 2).

図１Ｂにおいて、ヘッドエンドには、地上波放送波／ＢＳ／ＣＳと、ＣＭＴＳと、光送信機（ＴＸ）と、光受信機（ＲＸ）と、エルビウムドープファイバ光増幅器（ＥＤＦＡ：Erbium Doped Fiber Amplifier）と、ＷＤＭ（Wavelength Division Multiplexing）とから構成されている。ヘッドエンドとユーザとは、幹線ファイバと、光カプラと、支線ファイバとで接続されている。光ファイバの通信波長は、下りが１５５０ｎｍ、上りが１３１０ｎｍまたは１６１０ｎｍである。 In FIG. 1B, a terrestrial broadcast wave / BS / CS, a CMTS, an optical transmitter (TX), an optical receiver (RX), and an erbium-doped fiber amplifier (EDFA) are provided at the head end. ) And WDM (Wavelength Division Multiplexing). The head end and the user are connected by a trunk fiber, an optical coupler, and a branch fiber. The communication wavelength of the optical fiber is 1550 nm for downstream and 1310 nm or 1610 nm for upstream.

ユーザまで光ファイバで配線されることによって、同軸配線での周波数特性による制限が解消し、ＲＦｏＧシステムは、ＢＳ／ＣＳ放送も、セットトップＢＯＸ（ＳＴＢ）を介することなく、テレビに接続し受像することができる（同一周波数パススルー）。ＲＦｏＧシステムは、アンテナによる放送波の受信と同じく、複数台のテレビで別チャンネルを受像できる。また、双方向データ通信方式は、ＨＦＣシステムと同じＤｏｃｓｉｓを採用しているので、既存のＣＭＴＳ、ＣＭ等のＨＦＣシステムの機器がそのまま仕様を変更することなく使用できる。このため、既存事業者は、効率的にＦＴＴＨシステムへ移行ができる。 Wiring to the user by optical fiber eliminates the restriction due to frequency characteristics in coaxial wiring, and the RFoG system connects BS / CS broadcasts to a TV and receives images without going through a set-top BOX (STB). (Same frequency pass-through). The RFoG system can receive different channels on a plurality of televisions, as in the case of receiving broadcast waves by an antenna. In addition, since the bidirectional data communication method adopts the same Docsis as the HFC system, existing HFC system devices such as CMTS and CM can be used as they are without changing the specifications. For this reason, existing businesses can efficiently migrate to the FTTH system.

図２を参照して、ＨＦＣシステムにおけるＣＭＴＳとＣＭ間の上り方向（ＣＭ→ＣＭＴＳ）の通信方式を説明する。図２において、ＣＭは、電話サービス、データ通信サービス等のサービス毎に複数種ある。ＣＭＴＳも、サービス毎に存在し、ＣＭとＣＭＴＳは、それぞれ双方向データ通信を行なう。図２では、３種類のＣＭのＡ，Ｂ，Ｃが各ユーザ１，２，３毎に接続され、ヘッドエンド側にも同様に３種のＣＭＴＳが対向して同種のサービス毎（Ａ，Ｂ，Ｃ毎）にＣＭＴＳ−ＣＭ間で双方向データ通信する形態を表わしている。 With reference to FIG. 2, the communication method in the uplink direction (CM → CMTS) between the CMTS and the CM in the HFC system will be described. In FIG. 2, there are a plurality of types of CM for each service such as a telephone service and a data communication service. A CMTS also exists for each service, and the CM and the CMTS each perform bidirectional data communication. In FIG. 2, A, B, and C of three types of CMs are connected to each user 1, 2, and 3, and similarly, three types of CMTS face each other on the head end side for each of the same types of services (A, B , C) represents a mode of bidirectional data communication between CMTS and CM.

下り方向は、使用周波数帯１１１〜８６７ＭＨｚの間で、各ＣＭＴＳサービスのチャンネル当たり６ＭＨｚ帯域幅で変調方式６４ＱＡＭまたは２５６ＱＡＭの信号で、伝送速度３０.３４Ｍｂｉｔ／ｓまたは４２.８８Ｍｂｉｔ／ｓでデータ伝送される。Ｄｏｃｓｉｓ３.０ではチャンネルを複数束ねてさらに高速度の通信が標準化されている。 In the downstream direction, data is transmitted at a transmission rate of 30.34 Mbit / s or 42.88 Mbit / s with a modulation scheme of 64 QAM or 256 QAM with a 6 MHz bandwidth per channel of each CMTS service between the used frequency bands 111 to 867 MHz. The Docs 3.0 standardizes higher speed communication by bundling a plurality of channels.

一方、上り方向は、使用周波数帯１０ＭＨｚ〜５５ＭＨｚの間で、各ＣＭチャンネル当たり６ＭＨｚ帯域幅の変調方式ＱＰＳＫまたは８〜１２８ＱＡＭの信号で、伝送速度０.６４〜３５.８４Ｍｂｉｔ／ｓでデータ伝送される。各ＣＭＴＳ（Ａ，Ｂ，Ｃ）は、同種のサービスのＣＭ（＊−Ａ，＊−Ｂ，＊−Ｃ）に対して、上り信号のキャリア周波数を割当てる。割当て周波数はサービス毎（Ａ，Ｂ，Ｃ毎）に異なる（ｆＡ，ｆＢ，ｆＣ）。各ＣＭＴＳ（−Ａ，−Ｂ，−Ｃ）は、それぞれ複数のユーザのＣＭ（１−＊，２−＊，３−＊）と接続されるため、各ユーザの同種サービスのＣＭの送信信号が衝突しないように、送信タイミングを割当てる（Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３）。このように、サービスを周波数分割多重ＦＤＭＡ（Frequency Division Multiple Access）ユーザを時分割多重ＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access）することにより、複数のサービスチャンネルの上り信号の衝突を回避している。 On the other hand, in the uplink direction, data is transmitted at a transmission rate of 0.64 to 35.84 Mbit / s with a modulation scheme QPSK or 8-128 QAM with a 6 MHz bandwidth per CM channel in the used frequency band of 10 MHz to 55 MHz. The Each CMTS (A, B, C) allocates the carrier frequency of the uplink signal to CMs (* -A, * -B, * -C) of the same type of service. The allocated frequency differs for each service (A, B, C) (fA, fB, fC). Since each CMTS (-A, -B, -C) is connected to a plurality of user CMs (1- *, 2- *, 3- *), the transmission signals of CMs of the same type of service for each user are transmitted. Transmission timing is assigned so as not to collide (T1, T2, T3). As described above, the frequency division multiplexing FDMA (Frequency Division Multiple Access) users are time division multiplexed TDMA (Time Division Multiple Access), thereby avoiding the collision of uplink signals of a plurality of service channels.

またＣＭＴＳは、同種サービスの配下のＣＭに対して、下り信号のメッセージにより、ＣＭの送信レベルを調整する送り等化方式を採用している。これは、各ＣＭの上り信号の送信点から、光ノードの手前の上り信号の合流点までの同軸ケーブル配線の損失が、各ＣＭで一定ではないので、ＣＭＴＳの上り信号の受信レベルが一定にならない。このことから、ＣＭＴＳは、ＣＭ毎に送信レベルを調整し、受信レベルを合わせて復調ができるようにするためである。 The CMTS employs a feed equalization method that adjusts the CM transmission level by a downstream signal message for CMs under the same type of service. This is because the loss of the coaxial cable from the upstream signal transmission point of each CM to the upstream signal confluence before the optical node is not constant in each CM, so the reception level of the CMTS upstream signal is constant. Don't be. Therefore, the CMTS adjusts the transmission level for each CM so that demodulation can be performed by matching the reception level.

図３を参照して、ＲＦｏＧシステムにおけるＣＭＴＳとＣＭ間の上り方向（ＣＭ→ＣＭＴＳ）の通信方式を説明する。図２のＨＦＣシステムの場合との違いは、上り信号の合流点はＨＦＣシステムの場合、光ノードの手前で電気的に結合される。これに対して、ＲＦｏＧシステムの場合、ユーザ内の複数のＣＭから出力される上り信号がＲＦｏＧＯＮＵ（Ｒ−ＯＮＵ）の手前で電気的に結合されてのち、一括してＲＦｏＧＯＮＵ（Ｒ−ＯＮＵ）で光信号に変換される。そして、各Ｒ−ＯＮＵの上り光信号は、光カプラで光結合される。変調方式や送り等化方式等の通信方式は、ＨＦＣの規格をそのまま流用する。 With reference to FIG. 3, an uplink (CM → CMTS) communication method between the CMTS and the CM in the RFoG system will be described. The difference from the case of the HFC system in FIG. 2 is that the confluence of upstream signals is electrically coupled before the optical node in the case of the HFC system. On the other hand, in the case of the RFoG system, upstream signals output from a plurality of CMs in the user are electrically coupled before the RFoG ONU (R-ONU), and then collectively the RFoG ONU (R-ONU). ) Is converted into an optical signal. The upstream optical signal of each R-ONU is optically coupled by an optical coupler. The communication method such as the modulation method and the feed equalization method uses the HFC standard as it is.

ＨＦＣシステムでは、各ＣＭで発生する雑音や合流点までの伝送路で印加される雑音が、上り信号に乗って、光ノードの入力で合わさるため（流合雑音）、ＣＭの収容数が大規模になると伝送品質が劣化する。一方、ＲＦｏＧシステムでは、上り信号の電気的な合流はユーザ内だけに限られ、またＲ−ＯＮＵは、接続する全てのＣＭが無送信時、それを検出して光信号を止め、雑音を出さない機能があるため、流合雑音はＨＦＣシステムと比べ小さい。 In the HFC system, the noise generated in each CM and the noise applied in the transmission path up to the confluence are carried on the upstream signal and combined at the input of the optical node (joining noise), so the number of CMs accommodated is large. Transmission quality deteriorates. On the other hand, in the RFoG system, the electrical merging of upstream signals is limited to only within the user, and the R-ONU detects when all connected CMs are not transmitting and stops the optical signal to generate noise. Because there is no function, inflow noise is small compared to HFC system.

図４を参照して、ＳＣＴＥで標準化されているＲＦｏＧシステムにおけるＲ−ＯＮＵの機能ブロックとＣＭとの接続を説明する。図４において、Ｒ−ＯＮＵ２０は、異なるサービスを提供するＣＭ１〜ＣＭ４の４台のＣａｂｌｅＭｏｄｅｍと接続されている。ＣＭ１〜ＣＭ４は、それぞれ、Ｒ−ＯＮＵ２０の入出力ポート２１６に、結合器２１７を介して同軸ケーブルで接続される。Ｒ−ＯＮＵ２０の入出力ポート２１６に接続した分岐結合部２１は、高域通過フィルタ（ＨＰＦ：High Pass Filter）２１０の出力のヘッドエンドからＲ−ＯＮＵ２０への下り信号と、ＣＭ５０−１〜ＣＭ５０−４からヘッドエンドへの上り信号を分岐結合する。ＣＭ１〜ＣＭ４の４つの上り信号が重畳した信号は、低域通過フィルタ（ＬＰＦ：Low Pass Filter）２２に入力され、高域周波数帯の下り信号と分離する。そして、ＬＰＦ２２の出力電圧は、送信上り信号レベルＳｏで、電圧／電流変換器（Ｖ／Ａ）２１５で一定の変換係数で電流Ｉｓに変換される。電流Ｉｓは、半導体レーザ２３に、上り信号電流Ｉｓとして、供給される。 With reference to FIG. 4, the connection between the functional block of the R-ONU and the CM in the RFoG system standardized by SCTE will be described. In FIG. 4, the R-ONU 20 is connected to four Cable Modems CM1 to CM4 that provide different services. CM1 to CM4 are each connected to the input / output port 216 of the R-ONU 20 via a coupler 217 via a coaxial cable. The branch coupling unit 21 connected to the input / output port 216 of the R-ONU 20 includes a downstream signal from the head end of the output of the high-pass filter (HPF) 210 to the R-ONU 20, and CM 50-1 to CM 50-. The upstream signal from 4 to the head end is branched and combined. A signal in which four upstream signals CM1 to CM4 are superimposed is input to a low pass filter (LPF) 22 and separated from a downstream signal in a high frequency band. The output voltage of the LPF 22 is converted into a current Is by a voltage / current converter (V / A) 215 with a constant conversion coefficient at a transmission upstream signal level So. The current Is is supplied to the semiconductor laser 23 as the upstream signal current Is.

バイアス電流源２５は、半導体レーザ２３にバイアス電流Ｉｂを流す。信号検出器（Signal Detector）２４は、駆動電流ＯＮ／ＯＦＦスイッチ２６を制御し、上り信号Ｓ０があるレベル以上の時はＯＮ、以下の時はＯＦＦして、上り信号が無信号時の光出力が零となるようにする。これにより、複数のＲ−ＯＮＵ２０の無信号時の光上り信号による流合雑音を抑止する。半導体レーザ２３の光出力の一部を分岐タップ２１４により分岐してモニタし、フォトダイオードＰＤ２１１で平均値検波することで、平均光上り信号出力Ｐｏ値を検出する（Ｐｍｏ）。比較増幅器５１は、Ｐｏ値のモニタ値Ｐｍｏとレファレンス値Ｖｒｅｆとの差分を反転増幅して、バイアス電流源２５の制御電圧Ｖｃを出力し、バイアス電流Ｉｂを制御する。バイアス電流源２５は、制御電圧Ｖｃに比例してバイアス電流Ｉｂが増加する方向で動作する。これにより、半導体レーザ２３の閾値電流Ｉｔｈが周囲温度で変動しても、平均光上り信号出力Ｐｏは、レファレンス値Ｖｒｅｆで設定される光出力になるようフィードバック制御される。 The bias current source 25 supplies a bias current Ib to the semiconductor laser 23. The signal detector 24 controls the drive current ON / OFF switch 26, and is turned on when the upstream signal S0 is higher than a certain level, turned off when the upstream signal S0 is higher than a certain level, and the optical output when the upstream signal is no signal. To be zero. As a result, inflow noise due to an optical upstream signal when there is no signal of the plurality of R-ONUs 20 is suppressed. A part of the optical output of the semiconductor laser 23 is branched and monitored by the branch tap 214, and the average value detection by the photodiode PD211 is detected to detect the average optical upstream signal output Po value (Pmo). The comparison amplifier 51 inverts and amplifies the difference between the monitor value Pmo of the Po value and the reference value Vref, outputs the control voltage Vc of the bias current source 25, and controls the bias current Ib. The bias current source 25 operates in a direction in which the bias current Ib increases in proportion to the control voltage Vc. As a result, even if the threshold current Ith of the semiconductor laser 23 fluctuates with the ambient temperature, the average light upstream signal output Po is feedback-controlled so as to be an optical output set by the reference value Vref.

半導体レーザ２３から出力される上り光信号は、波長１６１０ｎｍまたは１３１０ｎｍで、光合分波器ＷＤＭ２７に送られ、伝送路に出力される。光下り信号は、波長１５５０ｎｍで、ＷＤＭ２７を通過して上り光信号と波長分離され（Ｐｄｉｎ）、光／電気変換器（Ｏ／Ｅ）２８で電気信号に変換し、高域通過フィルタＨＰＦ２１０で下り信号帯域成分を抽出して、分岐結合部２１で上り信号と結合し、Ｒ−ＯＮＵの入出力ポート２１６からＣＭへ同軸配線される。 The upstream optical signal output from the semiconductor laser 23 is sent to the optical multiplexer / demultiplexer WDM 27 at a wavelength of 1610 nm or 1310 nm and output to the transmission line. The optical downstream signal has a wavelength of 1550 nm, passes through the WDM 27 and is wavelength-separated from the upstream optical signal (Pdin), is converted into an electrical signal by the optical / electrical converter (O / E) 28, and is downstream by the high-pass filter HPF 210. The signal band component is extracted and combined with the upstream signal at the branch coupling unit 21 and coaxially wired from the input / output port 216 of the R-ONU to the CM.

Data Over Cable Service Interface Specifications DOCSIS 3.0 Physical Layer Specification CM−SP−PHYv3.0−I09−101008Data Over Cable Service Interface Specifications DOCSIS 3.0 Physical Layer Specification CM-SP-PHYv3.0-I09-101008 SCTE 174 2010 Radio Frequency over Glass Fiber−to−the−Home SpecificationSCTE 174 2010 Radio Frequency over Glass Fiber-to-the-Home Specification

上述したように、ＨＦＣシステムにおいて、各ＣＭＴＳは、配下にある同種のＣＭの上り信号間の衝突を避けるため、ＣＭに送信タイミングを割当てている。この送信タイミングは、ＣＭＴＳ間では、同期連動して配下のＣＭに割当ててないので、異なるＣＭＴＳに属するＣＭの上り信号は、時間軸上で衝突する可能性がある。しかし、上述したように属するＣＭＴＳが異なると、上り信号に割当てられたキャリア周波数が異なるので、周波数軸上での衝突が回避されており、ＣＭＴＳでの上り信号の受信は可能となる。 As described above, in the HFC system, each CMTS assigns a transmission timing to the CM in order to avoid a collision between uplink signals of the same type of CM under its control. Since this transmission timing is not allocated to subordinate CMs in synchronization with each other between CMTSs, uplink signals of CMs belonging to different CMTSs may collide on the time axis. However, as described above, if the CMTSs belonging to each other are different, the carrier frequency assigned to the uplink signal is different, so collisions on the frequency axis are avoided, and reception of the uplink signal by the CMTS is possible.

ＲＦｏＧシステムでも通信方式は同じ標準を採用しており、同様のことが言えるが、以下の点で特有の問題が発生する。ＲＦｏＧシステムでは、各Ｒ−ＯＮＵの上り光信号は同一光波長（１３１０ｎｍまたは１６１０ｎｍ）で送信される。ただ、光波長はＲ−ＯＮＵに搭載される半導体レーザの個別特性、周囲温度変動でばらつきがあり、ＳＣＴＥの標準では、光送信波長範囲は〜数十ｎｍとされている。時間軸上での異種のＣＭＴＳに属するＣＭ間の上り信号の衝突と、複数のＲ−ＯＮＵの上り光送信波長が近接（０.０１ｎｍ程度）、あるいは光スペクトラムが重りが同時に発生すると、光上り信号を光受信器で光／電気変換後、光上り信号間の干渉（光ヘテロダイン干渉）が上り信号帯域内に現れる。 In the RFoG system, the same standard is adopted for the communication method, and the same can be said, but a specific problem occurs in the following points. In the RFoG system, the upstream optical signal of each R-ONU is transmitted at the same optical wavelength (1310 nm or 1610 nm). However, the optical wavelength varies depending on the individual characteristics of the semiconductor laser mounted on the R-ONU and the ambient temperature fluctuation. According to the SCTE standard, the optical transmission wavelength range is set to tens of nm. When the upstream signal collision between CMs belonging to different CMTSs on the time axis and the upstream optical transmission wavelengths of a plurality of R-ONUs are close (about 0.01 nm) or the optical spectrum is weighted simultaneously, After optical / electrical conversion of the signal by the optical receiver, interference between optical upstream signals (optical heterodyne interference) appears in the upstream signal band.

上り光送信波長が近接した光の電界成分であるＥ１とＥ２は、波長をλ１、λ２として、ｆ１＝ｃ／λ１、ｆ２＝ｃ／λ２（ｃは光速度）を用いて、
Ｅ１＝ａ１・ｃｏｓ（２πｆ１ｔ＋φ１）
Ｅ２＝ａ２・ｃｏｓ（２πｆ２ｔ＋φ２）
で表わされる。ここで、φ１、φ２は、位相である。この２波を加算した光強度Ｐは
Ｐ＝｜Ｅ１＋Ｅ２｜^２
ここで、「＾」はべき乗で、これをフォトダイオードによる光強度検波すると、発生する高調波成分はカットされ、
Ｐ＝（ａ１^２＋ａ２^２）／２＋２ａ１・ａ２・ｃｏｓ（２πΔｆｔ＋φ）…（式１）
となる。ここで、Δｆ＝ｆ１−ｆ２、φ＝φ１−φ２である。 E1 and E2, which are electric field components of light having upstream optical transmission wavelengths close to each other, use wavelengths f1 = c / λ1 and f2 = c / λ2 (where c is the speed of light), where λ1 and λ2.
E1 = a1 · cos (2πf1t + φ1)
E2 = a2 · cos (2πf2t + φ2)
It is represented by Here, φ1 and φ2 are phases. The light intensity P obtained by adding these two waves is P = | E1 + E2 | ^ 2.
Here, “^” is a power, and when this is detected by the light intensity by the photodiode, the generated harmonic component is cut,
P = (a1 ^ 2 + a2 ^ 2) / 2 + 2a1 · a2 · cos (2πΔft + φ) (Formula 1)
It becomes. Here, Δf = f1−f2 and φ = φ1−φ2.

式１は２つの光信号の電界成分（Ｅ１、Ｅ２）をフォトダイオードで電気信号に変換する（光強度検波）時の信号成分を示す式である。干渉成分は、式１の第２項で表わされ、Ｒ−ＯＮＵの上り光送信信号の波長が近接し、２つのＲ−ＯＮＵの光周波数の差分Δｆが上り信号帯域内に入ると、この干渉は、雑音となり、上り伝送品質を劣化させる。これは、光ビート障害ＯＢＩ（Optical Beat Interference）と呼ばれている。 Expression 1 is an expression showing signal components when electric field components (E1, E2) of two optical signals are converted into electric signals by a photodiode (light intensity detection). The interference component is represented by the second term of Equation 1, and when the wavelength of the upstream optical transmission signal of the R-ONU is close and the optical frequency difference Δf between the two R-ONUs falls within the upstream signal band, Interference becomes noise and degrades upstream transmission quality. This is called optical beat interference OBI (Optical Beat Interference).

ＯＢＩは、光で上り信号を合流した時に生じる特有の問題であり、電気信号の状態で上り信号を合流させるＨＦＣシステムでは、周波数軸上で信号の衝突は回避されているので発生しない現象である。光波長は周囲温度で変動しているので、ＯＢＩは、常時発生しているわけではない。ＯＢＩは、偶然Ｒ−ＯＮＵの出力光波長が近接するという条件下で、ＣＭの上り信号の時間軸上での衝突が発生する一次的な現象である。データ伝送サービスでは誤り訂正や再送等の技術があり、ＯＢＩが生じても、一次的なものであれば、符号誤りが訂正されたり再送されたりして障害を回避が可能である。しかし、遅延時間の制約があり誤り訂正や再送ができない電話サービスの場合は、ＯＢＩが発生時でも伝送品質を確保しなければならない。 OBI is a peculiar problem that occurs when upstream signals are merged with light. In an HFC system that merges upstream signals in the state of electrical signals, it is a phenomenon that does not occur because signal collision is avoided on the frequency axis. . Since the light wavelength varies with the ambient temperature, OBI does not always occur. OBI is a primary phenomenon in which collision of the upstream signal of CM on the time axis occurs under the condition that the output light wavelength of the R-ONU is close by chance. Data transmission services include techniques such as error correction and retransmission, and even if OBI occurs, if it is a primary one, a code error is corrected or retransmitted, and a failure can be avoided. However, in the case of a telephone service in which error correction and retransmission are not possible due to delay time restrictions, transmission quality must be ensured even when OBI occurs.

ＲＦｏＧシステムにおけるこの問題の影響を、以下具体的に説明する。
図５を参照して、Ｒ−ＯＮＵの光上り信号の光変調度（ＯＭＩ：Optical Modulation Index）を説明する。図５において、グラフは、Ｒ−ＯＮＵの半導体レーザの駆動電流対光出力特性（Ｉ−Ｌ特性）である。Ｉ−Ｌ特性の横軸はＬＤ駆動電流、縦軸は光出力である。ＬＤ駆動電流を徐々に増加させると、駆動電流と光出力の比例範囲が現れる。ＬＤは、この領域で駆動される。比例の線分を外挿して、ｘ軸との交点を閾電流Ｉｔｈとする。バイアス電流Ｉｂ、上り信号電流Ｉｓを用いて、ＯＭＩは、
ＯＭＩ＝Ｉｓ／（Ｉｂ−Ｉｔｈ）
＝（Ｐｐ−Ｐｏ）／Ｐｏ …（式２）
と定義されている。 The influence of this problem in the RFoG system will be specifically described below.
The optical modulation index (OMI: Optical Modulation Index) of the R-ONU optical upstream signal will be described with reference to FIG. In FIG. 5, the graph shows the drive current versus optical output characteristic (IL characteristic) of the R-ONU semiconductor laser. The horizontal axis of the IL characteristic is the LD drive current, and the vertical axis is the optical output. When the LD drive current is gradually increased, a proportional range of the drive current and the light output appears. The LD is driven in this region. Extrapolating the proportional line segment, the intersection with the x-axis is taken as the threshold current Ith. Using the bias current Ib and the upstream signal current Is, the OMI is
OMI = Is / (Ib−Ith)
= (Pp-Po) / Po (Formula 2)
It is defined as

図６および図７を参照して、ＲＦｏＧシステムの問題点を説明する。まず、図６をもちいて、ＣＭＴＳとＣＭの接続関係を説明する。図６において、ＲＦｏＧシステム１００は、ＣＭＴＳ１０と、光送受信器３０と、光ファイバ伝送路４０と、Ｒ−ＯＮＵ２０と、ＣＭ５０とから構成されている。なお、実際の接続ではＣＭＴＳ１０の１台に対して、複数のＣＭ５０が接続されるが、図６では、説明のため、１台のＣＭ５０のお接続に切出して表したものである。ここで、ＣＭＴＳ１０の受信信号レベルをＳｉｒ、光送受信器３０の光受信レベルをＰｉｎ、光受信機の利得をＧ、光受信機の光電変換効率をη、光ファイバ伝送路４０の伝送路損失をＬ、Ｒ−ＯＮＵ２０の平均の上り信号出力をＰｏ、ＣＭ５０の送信上り信号レベルをＳｏ、電気／光変換係数をνとする。 The problems of the RFoG system will be described with reference to FIGS. First, the connection relationship between the CMTS and the CM will be described with reference to FIG. In FIG. 6, the RFoG system 100 includes a CMTS 10, an optical transceiver 30, an optical fiber transmission line 40, an R-ONU 20, and a CM 50. In the actual connection, a plurality of CMs 50 are connected to one CMTS 10, but in FIG. 6, for the sake of explanation, the connection of one CM 50 is cut out. Here, the reception signal level of the CMTS 10 is Sir, the optical reception level of the optical transceiver 30 is Pin, the gain of the optical receiver is G, the photoelectric conversion efficiency of the optical receiver is η, and the transmission path loss of the optical fiber transmission path 40 is The average upstream signal output of L and R-ONU 20 is Po, the transmission upstream signal level of CM 50 is So, and the electrical / optical conversion coefficient is ν.

図６において、光上り信号の受信信号Ｐｉｎのレベルと光変調度ＯＭＩが大きくなると、キャリアレベルも大きくなるので、光送受信器３０の受信点のキャリア信号対雑音比（Ｃ／Ｎ）は良（大き）くなる。ＯＭＩ値を大きくすれば、Ｃ／Ｎが向上することになるが、ＯＭＩを大きくとり過ぎると、半導体レーザの特性として、光信号のスペクトルが拡がり（チャーピング現象）、光ヘテロダイン干渉雑音が生じる確率が高まる。同様に、半導体レーザの閾値電流（Ｉｔｈ）に近い領域でのＩ−Ｌ特性の非線形性により、波形歪が生じる。ＳＣＴＥの標準では、これらを考慮して、Ｒ−ＯＮＵへ接続する全てのＣＭからの上り信号の合計入力レベルの標準値で、ＯＭＩの最大値を３５％としている。 In FIG. 6, since the carrier level increases as the level of the received signal Pin of the optical upstream signal and the optical modulation degree OMI increase, the carrier signal-to-noise ratio (C / N) at the reception point of the optical transceiver 30 is good ( growing. Increasing the OMI value will improve C / N. However, if the OMI value is increased too much, the characteristics of the semiconductor laser will broaden the spectrum of the optical signal (chirping phenomenon), and the probability that optical heterodyne interference noise will occur. Will increase. Similarly, waveform distortion occurs due to nonlinearity of the IL characteristic in a region close to the threshold current (Ith) of the semiconductor laser. In consideration of these, the SCTE standard takes the above into consideration as the standard value of the total input level of the upstream signals from all CMs connected to the R-ONU, and the maximum value of OMI is 35%.

図４のＲ−ＯＮＵ２０では、その平均光上り信号出力Ｐｏは、閾値電流Ｉｔｈの温度変動に対して、一定になるよう（Ｉｂ−Ｉｔｈが一定になるよう）レーザに流すバイアス電流Ｉｂが制御される。ＣＭＴＳ１０は、配下のＣＭ５０からの受信上り信号レベルＳｉｒを、一定にするため、ＣＭ５０の送信上り信号レベルＳｏを制御する。ここで、Ｓｏの制御が行なわれると、図５の半導体レーザに流すキャリア信号電流（上り信号電流）の振幅Ｉｓは、ＣＭ５０の送信上り信号レベルＳｏに比例するので、式２よりＯＭＩもＳｏに比例して変わる。 In the R-ONU 20 of FIG. 4, the bias current Ib supplied to the laser is controlled so that the average optical upstream signal output Po becomes constant with respect to the temperature fluctuation of the threshold current Ith (Ib-Ith becomes constant). The The CMTS 10 controls the transmission uplink signal level So of the CM 50 in order to make the reception uplink signal level Sir from the subordinate CM 50 constant. Here, when the control of So is performed, the amplitude Is of the carrier signal current (upstream signal current) passed through the semiconductor laser of FIG. 5 is proportional to the transmission upstream signal level So of the CM 50. Proportionally changes.

図７を参照して、伝送路損失に対するＯＭＩとＰｏの関係を説明する。図７において、横軸は伝送路損失Ｌである。左軸はＯＭＩである。右軸はＰｏである。Ｒ−ＯＮＵ２０は、出力一定制御なのでＰｏはＬに依存しない。一方、ＯＭＩは、Ｓｏに比例して、下り最大受光レベルであるＬｍｉｎから最小受光レベルであるＬｍａxへ単調増加である。 With reference to FIG. 7, the relationship between OMI and Po with respect to transmission line loss will be described. In FIG. 7, the horizontal axis represents the transmission line loss L. The left axis is OMI. The right axis is Po. Since the R-ONU 20 is a constant output control, Po does not depend on L. On the other hand, the OMI monotonously increases in proportion to So from Lmin, which is the maximum downstream light reception level, to Lmax, which is the minimum light reception level.

光送受信器３０の光受信レベル（Ｐｉｎ）は、伝送路４０の光ファイバ、ＷＤＭ、光カプラ、光コネクタ等の損失含む伝送路損失Ｌによりばらつく。システム設計をする際、光受信レベルＰｉｎの最大レベルと最小レベルを決めると、伝送路損失Ｌの最大値と最小値が定まる。 The optical reception level (Pin) of the optical transceiver 30 varies depending on the transmission line loss L including the loss of the optical fiber, WDM, optical coupler, optical connector, etc. of the transmission line 40. When designing the system, if the maximum and minimum levels of the optical reception level Pin are determined, the maximum and minimum values of the transmission line loss L are determined.

Ｓｉｒ＝（η・Ｐｏ・ＯＭＩ／Ｌ）^２・Ｇ
＝ｋ・（ＯＭＩ／Ｌ）^２ …（式３）
Ｓｏ＝Ｐｏ・ＯＭＩ／ν …（式４）
ここで、ｋ＝（η・Ｐｏ）^２・Ｇである。 Sir = (η · Po · OMI / L) ^ 2 · G
= K · (OMI / L) ^ 2 (Formula 3)
So = Po · OMI / ν (Formula 4)
Here, k = (η · Po) ^ 2 · G.

式３は、ＣＭＴＳ１０の受信上り信号レベルＳｉｒを各パラメータで表わした式である。式より、平均光上り信号出力Ｐｏが一定でＲ−ＯＮＵ２０で制御されるとき、送り等化で伝送路損失Ｌに対して受信上り信号レベルＳｉｒ一定で制御されると、光変調度ＯＭＩが伝送路損失Ｌに比例して変わることになる。式４は、送信上り信号レベルＳｏを平均光上り信号出力Ｐｏと光変調度ＯＭＩで表わしたものである。この式より、送り等化で伝送路損失Ｌに対して受信上り信号レベルＳｉｒ一定で制御されると、Ｓｏが伝送路損失Ｌに比例して制御されることが分かる。 Expression 3 is an expression in which the reception uplink signal level Sir of the CMTS 10 is expressed by each parameter. From the equation, when the average optical upstream signal output Po is constant and controlled by the R-ONU 20, if the reception upstream signal level Sir is controlled with respect to the transmission line loss L by transmission equalization, the optical modulation degree OMI is transmitted. It changes in proportion to the road loss L. Expression 4 represents the transmission upstream signal level So by the average optical upstream signal output Po and the optical modulation degree OMI. From this equation, it can be seen that when the reception uplink signal level Sir is controlled constant with respect to the transmission line loss L by feed equalization, So is controlled in proportion to the transmission line loss L.

今、この伝送路損失の最大値と最小値の幅を電力比で６ｄＢとして、ＲＦｏＧシステムを構築する。この時、ＣＭＴＳが、伝送路損失Ｌのばらつきに対して受信上り信号レベルＳｉｒを一定にするためには、ＣＭＴＳ１０は、ＣＭ５０の送信上り信号レベルＳｏを最小最大の電圧比で１２ｄＢ制御する。Ｓｏが変わると、図５よりＯＭＩもそれに応じて１２ｄＢの変動幅を持つ。よって伝送路損失Ｌが最大のＬｍａｘでＯＭＩを３５％となるようにＲ−ＯＮＵ２０を調整すると、図７が示すように伝送路損失Ｌが最小Ｌｍｉｎのとき、ＯＭＩは８.７５％（３５÷４）に制御される。 Now, the RFoG system is constructed by setting the maximum value and the minimum value of the transmission line loss to 6 dB as a power ratio. At this time, in order for the CMTS to make the reception upstream signal level Sir constant with respect to the variation in the transmission line loss L, the CMTS 10 controls the transmission upstream signal level So of the CM 50 by 12 dB with the minimum and maximum voltage ratio. When So changes, OMI also has a fluctuation range of 12 dB in accordance with FIG. Therefore, when the R-ONU 20 is adjusted so that the OMI is 35% at the maximum transmission line loss Lmax, as shown in FIG. 7, when the transmission line loss L is the minimum Lmin, the OMI is 8.75% (35 ÷ 4).

図４に戻って説明すると、比較増幅器５１に入力するＶｒｅｆの値を調整してＩｂを、伝送路損失Ｌが最大時の上り信号電流Ｉｓに対してＯＭＩを３５％となるようにする。ここで、伝送路損失Ｌが最大時の上り信号電流Ｉｓは、送り等化制御でＣＭＴＳにより決まる値である。この調整によって、Ｒ−ＯＮＵ２０は、伝送路損失Ｌに対しては平均光上り信号出力Ｐｏは一定で、ＯＭＩは、ＣＭＴＳの送り等化制御で図７が示す偏移をする。 Returning to FIG. 4, the value of Vref input to the comparison amplifier 51 is adjusted so that Ib becomes 35% of the upstream signal current Is when the transmission line loss L is maximum. Here, the upstream signal current Is when the transmission line loss L is maximum is a value determined by the CMTS in the feed equalization control. By this adjustment, the R-ONU 20 keeps the average optical upstream signal output Po with respect to the transmission line loss L, and the OMI shifts as shown in FIG.

ＯＢＩ発生時は、ＣＭＴＳ１０の上り信号受信点における雑音Ｎは、光ヘテロダイン干渉雑音が支配的である。Ｒ−ＯＮＵ２０ではＰｏは一定に制御されていることから、その電界成分は一定で、式１のａ１・ａ２が一定になるので、式１が示すように第２項の光ヘテロダイン干渉雑音レベルは一定である。従って、伝送路損失Ｌが小さくなるにつれ、光ヘテロダイン干渉雑音一定でＯＭＩが小さくなり、ＣＭＴＳの上り信号受信点でのＣ／Ｎが減少することになる。 When OBI occurs, the optical heterodyne interference noise is dominant as the noise N at the uplink signal reception point of the CMTS 10. In R-ONU 20, since Po is controlled to be constant, the electric field component is constant, and a1 and a2 in Equation 1 are constant. As shown in Equation 1, the optical heterodyne interference noise level in the second term is It is constant. Therefore, as the transmission line loss L decreases, the OMI decreases with the optical heterodyne interference noise constant, and the C / N at the CMTS uplink signal reception point decreases.

日本でのプライマリ電話サービスの品質のＣＡＴＶ業界基準はＣ／Ｎ≧２５ｄＢとされている。前述しように伝送路損失Ｌが最小のところでＣ／Ｎは最悪値となり、このときＣ／Ｎ≧２５ｄＢを確保するためには、Ｌ最大値（ＯＭＩ＝３５％）ではＯＢＩ発生時においてもC/Nが37（25+12）dB以上の通信品質が必要で、実現が難しいとされている。 The CATV industry standard for the quality of primary telephone service in Japan is C / N ≧ 25 dB. As described above, when the transmission line loss L is minimum, C / N becomes the worst value. At this time, in order to secure C / N ≧ 25 dB, the maximum L value (OMI = 35%) is C / N even when OBI occurs. N is required to have a communication quality of 37 (25 + 12) dB or more, which is difficult to realize.

以上、具体的に説明したが、このように、送り等化によって伝送路損失が小さくなるほど光変調度ＯＭＩが下がることにより、光ヘテロダイン干渉雑音が信号成分が相対的に増加するので、伝送路設計を難しくしている。 As described above in detail, the optical heterodyne interference noise relatively increases as the optical modulation degree OMI decreases as the transmission line loss decreases as a result of feed equalization. Making it difficult.

本発明の解決しようとする課題は、以上説明したように、送り等化方式を採用したＲＦｏＧシステムに類するシステムでの、光ヘテロダイン干渉の伝送品質に対する悪影響を抑止することである。 As described above, the problem to be solved by the present invention is to suppress the adverse effect on the transmission quality of optical heterodyne interference in a system similar to the RFoG system adopting the feed equalization method.

上記の課題を解決する本願の第一の手段を以下述べる。
双方向光通信システムにおいて、Ｒ−ＯＮＵでは、基準となる伝送損失Ｌｒで、その光信号の平均受信レベルＰｄｒを検知し、標準とする光変調度ＯＭＩ値のＯＭＩｒと平均光上り信号出力Ｐｏｒになるように、半導体レーザのバイアス電流Ｉｂと信号電流Ｉｓを調整して予め設定され、伝送路損失Ｌの伝送路において光信号の平均受信レベルＰｄを検出して、前記の基準となる伝送損失Ｌｒの伝送路でのＰｄｒとの比Ｐｄｒ／Ｐｄをとる手段と、半導体レーザの出力をモニタしその平均値レベルを検出する手段を用いて、Ｐｏｒに前記の比Ｐｄｒ／Ｐｄを乗じたＲ−ＯＮＵの平均光上り信号出力Ｐｏが出力されるよう、半導体レーザのバイアス電流Ｉｂを自動的に制御する。 The first means of the present application for solving the above problems will be described below.
In the bi-directional optical communication system, the R-ONU detects the average reception level Pdr of the optical signal with the reference transmission loss Lr, and sets the standard OMIr of the optical modulation degree OMI value and the average optical upstream signal output Por. As described above, the bias current Ib and the signal current Is of the semiconductor laser are adjusted and set in advance, and the average reception level Pd of the optical signal is detected in the transmission path of the transmission path loss L, and the transmission loss Lr serving as the reference described above is detected. R-ONU obtained by multiplying Por by the ratio Pdr / Pd using means for obtaining the ratio Pdr / Pd with respect to Pdr in the transmission line and means for monitoring the output of the semiconductor laser and detecting the average value level thereof The bias current Ib of the semiconductor laser is automatically controlled so that the average light upstream signal output Po is output.

次に上記課題を解決する本願の第二の手段について以下述べる。
双方向光通信システムにおいて、Ｒ−ＯＮＵでは、基準となる伝送損失Ｌｒで、特定の一つのＣＭ５０の上り信号の出力レベルＳｏｒをＣＭ５０より通知され、標準とする光変調度ＯＭＩ値のＯＭＩｒと平均光上り信号出力Ｐｏｒになるように、半導体レーザのバイアス電流Ｉｂと信号電流Ｉｓを調整して予め設定され、伝送路損失Ｌの伝送路においてＣＭ５０の上り信号の出力レベルＳｏを検出して、基準となる伝送損失Ｌｒでの特定の一つのＣＭ５０の上り信号の出力レベルＳｏｒとの比Ｓｏ／Ｓｏｒを得る手段と、半導体レーザの出力をモニタしその平均値レベルを検出する手段を用いて、Ｐｏｒに前記の比Ｓｏ／Ｓｏｒを乗じたＲ−ＯＮＵの平均光上り信号出力Ｐｏが出力されるよう、半導体レーザのバイアス電流Ｉｂを自動的に制御する。 Next, the second means of the present application for solving the above problem will be described below.
In the bi-directional optical communication system, the R-ONU is notified by the CM 50 of the output level Sor of the upstream signal of a specific CM 50 with the transmission loss Lr as a reference, and the average OMIr and average of the optical modulation degree OMI value as a standard The bias current Ib and the signal current Is of the semiconductor laser are adjusted in advance so as to be the optical upstream signal output Por, and the output level So of the upstream signal of the CM 50 is detected in the transmission line with the transmission line loss L to obtain the reference By using means for obtaining a ratio So / Sor with the output level Sor of the upstream signal of a specific CM 50 at a transmission loss Lr, and means for monitoring the output of the semiconductor laser and detecting its average value level, Por The bias current Ib of the semiconductor laser is automatically controlled so that the average optical upstream signal output Po of R-ONU multiplied by the ratio So / Sor is output. To.

次に上記課題を解決する本願の第三の手段について以下述べる。
双方向光通信システムにおいて、Ｒ−ＯＮＵでは、半導体レーザの出力とＲ−ＯＮＵの上り下り光信号を分離結合するＷＤＭとの間に、電圧制御型光可変減衰器を有し、基準となる伝送損失Ｌｒで、その光信号の平均受信レベルＰｄｒを検知し、また、標準とする光変調度ＯＭＩ値のＯＭＩｒと平均光上り信号出力Ｐｏｒになるように、半導体レーザのバイアス電流Ｉｂと信号電流Ｉｓを調整して予め設定され、伝送路損失Ｌの伝送路において光下り信号の平均受信レベルＰｄを検出して、前記の基準となる伝送損失Ｌｒの伝送路でのＰｄｒとの比Ｐｄｒ／Ｐｄをとる手段と、半導体レーザの出力をモニタしその平均値レベルを検出する手段を用いて、Ｐｏｒに前記の比Ｐｄｒ／Ｐｄを乗じたＲ−ＯＮＵの平均光上り信号出力Ｐｏが出力されるよう、電圧制御型光可変減衰器ＶＯＡの減衰量を自動制御する。 Next, the third means of the present application for solving the above problem will be described below.
In a bidirectional optical communication system, the R-ONU has a voltage-controlled optical variable attenuator between the output of the semiconductor laser and the WDM that separates and couples the upstream and downstream optical signals of the R-ONU, and serves as a reference transmission. The average reception level Pdr of the optical signal is detected with the loss Lr, and the bias current Ib and the signal current Is of the semiconductor laser are set so that the standard optical modulation degree OMI value OMIr and the average optical upstream signal output Por are obtained. Is adjusted in advance, the average reception level Pd of the optical downstream signal is detected in the transmission line with the transmission line loss L, and the ratio Pdr / Pd with the Pdr in the transmission line with the transmission loss Lr serving as the reference is calculated. And means for monitoring the output of the semiconductor laser and detecting the average value level thereof, the average optical upstream signal output Po of R-ONU obtained by multiplying Por by the ratio Pdr / Pd is output. As, automatically controls the attenuation of the voltage-controlled variable optical attenuator VOA.

本発明によれば、ＯＢＩ発生時においても、光ヘテロダイン干渉雑音によるＣ／Ｎ劣化が抑止され、上り信号の伝送品質が確保される。 According to the present invention, even when OBI occurs, C / N degradation due to optical heterodyne interference noise is suppressed, and transmission quality of the uplink signal is ensured.

ＨＦＣシステムのＣＡＴＶシステムを説明する図である。It is a figure explaining the CATV system of a HFC system. ＲＦｏＧシステムのＣＡＴＶシステムを説明する図である。It is a figure explaining the CATV system of a RFoG system. ＨＦＣシステムにおけるＣＭＴＳとＣＭ間の上り方向（ＣＭ→ＣＭＴＳ）の通信方式を説明する図である。It is a figure explaining the communication system of the up direction (CM-> CMTS) between CMTS and CM in a HFC system. ＲＦｏＧシステムにおけるＣＭＴＳとＣＭ間の上り方向（ＣＭ→ＣＭＴＳ）の通信方式を示す図である。It is a figure which shows the communication system of the up direction (CM-> CMTS) between CMTS and CM in a RFoG system. ＲＦｏＧシステムのＲ−ＯＮＵの機能ブロックとＣＭの接続を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the connection of the functional block of R-ONU of RFoG system, and CM. 半導体レーザの駆動電流対光出力特性（Ｉ−Ｌ特性）上で定義される、光上り信号の光変調度ＯＭＩを説明する図である。It is a figure explaining the optical modulation degree OMI of an optical upstream signal defined on the drive current versus optical output characteristic (IL characteristic) of a semiconductor laser. ＲＦｏＧシステムのＣＭＴＳとＣＭの接続を説明するブロック図である。It is a block diagram explaining connection of CMTS and CM of an RFoG system. ＲＦｏＧシステムの伝送路損失に対する光変調度（ＯＭＩ）と平均上り信号出力（Ｐｏ）の関係を説明するグラフである。It is a graph explaining the relationship of the optical modulation degree (OMI) with respect to the transmission line loss of an RFoG system, and an average upstream signal output (Po). Ｒ−ＯＮＵのブロック図（その１）である。It is a block diagram (the 1) of R-ONU. Ｒ−ＯＮＵの伝送路損失に対する光変調度（ＯＭＩ）と平均上り信号出力（Ｐｏ）の関係を説明するグラフである。It is a graph explaining the relationship of the optical modulation degree (OMI) with respect to the transmission line loss of R-ONU, and an average upstream signal output (Po). ＤＳＰの信号処理プログラムのフローチャートである。It is a flowchart of the signal processing program of DSP. Ｒ−ＯＮＵのブロック図（その２）である。It is a block diagram (the 2) of R-ONU. ＤＳＰの信号処理プログラムのフローチャートである。It is a flowchart of the signal processing program of DSP. Ｒ−ＯＮＵとＣＭのブロック図である。It is a block diagram of R-ONU and CM. ＤＳＰの信号処理プログラムのフローチャートである。It is a flowchart of the signal processing program of DSP.

以下、本発明の実施の形態について、実施例を用い図面を参照しながら詳細に説明する。なお、実質同一部位には同じ参照番号を振り、説明は繰り返さない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings using examples. The same reference numerals are assigned to substantially the same parts, and the description will not be repeated.

図８ないし図９を参照して、実施例１を説明する。図８を参照して、図４を参照して説明したＲ−ＯＮＵ２０に、機能を付加したＲ−ＯＮＵ２０Ａを説明する。なお、既に説明したＲ−ＯＮＵと同一の符号を付された部分については、説明を省略する。 The first embodiment will be described with reference to FIGS. With reference to FIG. 8, R-ONU 20A which added the function to R-ONU 20 demonstrated with reference to FIG. 4 is demonstrated. In addition, description is abbreviate | omitted about the part which attached | subjected the code | symbol same as R-ONU already demonstrated.

図８において、光／電気変換器Ｏ／Ｅ２８は、光下り信号Ｐｄｉｎをで光／電気変換する。平均値検波器２９は、光／電気変換機２０の出力を平均値検波して、出力Ｖｃ１を得て、信号処理プロセッサＤＳＰ２１３に出力する。また、信号処理プロセッサＤＳＰ２１３には、フォトダイオードＰＤ２１１で平均値検波した値の平均光上り信号出力のモニタ値Ｐｍｏが入力される。ＤＳＰ２１３では、光下り信号波形の平均値検波出力Ｖｃ１の値から、光下り信号Ｐｄｉｎの光平均受信レベル値Ｐｄを検知する。 In FIG. 8, the optical / electrical converter O / E28 optically / electrically converts the optical downstream signal Pdin. The average value detector 29 detects the average value of the output of the optical / electrical converter 20, obtains the output Vc1, and outputs it to the signal processor DSP 213. Further, the monitor value Pmo of the average optical upstream signal output of the value detected by the average value by the photodiode PD211 is input to the signal processor DSP213. The DSP 213 detects the optical average reception level value Pd of the optical downstream signal Pdin from the value of the average detection output Vc1 of the optical downstream signal waveform.

次に、基準となる伝送路損失Ｌｒ（実施例では最大損失とする）の伝送路を挟んで、光送受信器３０とＲ−ＯＮＵ２０Ａを対向し通信させたとき、ケーブルモデムＣＭ５０の上り信号レベルＳｏｒは、ＣＭＴＳ１０によりその受信点でのレベルが一定のＳｉｒになるよう送り等化制御で決められている。Ｒ−ＯＮＵ２０Ａの初期設定において、この基準となる伝送路損失Ｌｒでの光下り信号Ｐｄｉｎの光平均受信レベル値Ｐｄｒを上述の平均値検波器２９で平均値検波した出力Ｖｃ１から検知し、信号処理プロセッサＤＳＰ２１３に予め設定する。 Next, when the optical transmitter / receiver 30 and the R-ONU 20A face each other and communicate with each other across a reference transmission line loss Lr (maximum loss in the embodiment), the upstream signal level Sor of the cable modem CM50 Is determined by the feed equalization control by the CMTS 10 so that the level at the reception point becomes a constant Sir. In the initial setting of the R-ONU 20A, the optical average reception level value Pdr of the optical downstream signal Pdin at the reference transmission line loss Lr is detected from the output Vc1 obtained by detecting the average value by the average value detector 29, and signal processing is performed. It is preset in the processor DSP 213.

また、Ｒ−ＯＮＵ２０Ａの初期設定では、基準となる伝送路損失Ｌｒで光送受信器３０と接続したときに想定されるレベルの光下り信号と、ＣＭ５０の上り信号レベルＳｏｒを，Ｒ−ＯＮＵ２０Ａへ入力し、標準とする平均光上り信号出力Ｐｏｒで、標準とする光変調度ＯＭＩｒ（本実施例では３５％）となるよう、上り光信号の平均光上り信号出力Ｐｏ、光上りピーク出力Ｐｐを測定器を用いてモニタして、バイアス電流Ｉｂと駆動信号電流Ｉｓを調整する。調整後の光上りピーク出力をＰｐｒ、バイアス電流をＩｂｒ、駆動信号電流をＩｓｒとする。図５の半導体レーザのＩ−Ｌ特性において
ＯＭＩｒ＝Ｉｓｒ／（Ｉｂｒ−Ｉｔｈ）
＝（Ｐｐｒ−Ｐｏｒ）／Ｐｏｒ …（式５）
の関係式が成立する。バイアス電流Ｉｂと駆動信号電流Ｉｓは、バイアス電流源２５の駆動電圧Ｖｃ２と電圧／電流変換器Ｖ／Ａ２１５の電圧電流変換係数κを調整して、Ｉｂｒ、Ｉｓｒに設定される上り信号電流Ｉｓ、Ｉｓｒは、ケーブルモデムＣＭ５０の上り信号出力の合計値Ｓｏ、Ｓｏｒと関係式
Ｉｓ＝κ・Ｓｏ（κ＝ｃｏｎｓｔ） …（式６）
Ｉｓｒ＝κ・Ｓｏｒ …（式７）
が成立する。標準とする平均光上り信号出力Ｐｏｒは、ＤＳＰ２１３へ設定しておく。 In the initial setting of the R-ONU 20A, an optical downstream signal at a level assumed when the optical transmission / reception device 30 is connected with a reference transmission line loss Lr and an upstream signal level Sor of the CM 50 are input to the R-ONU 20A. Then, the average optical upstream signal output Po and the optical upstream peak output Pp of the upstream optical signal are measured so that the standard average optical upstream signal output Por becomes the standard optical modulation degree OMIr (35% in this embodiment). The bias current Ib and the drive signal current Is are adjusted by monitoring using a device. The adjusted light peak output is Ppr, the bias current is Ibr, and the drive signal current is Isr. In the IL characteristic of the semiconductor laser of FIG. 5, OMIr = Isr / (Ibr-Ith)
= (Ppr-Por) / Por (Formula 5)
The following relational expression holds. The bias current Ib and the drive signal current Is are obtained by adjusting the drive voltage Vc2 of the bias current source 25 and the voltage / current conversion coefficient κ of the voltage / current converter V / A 215 to set the upstream signal current Is set to Ibr and Isr, Isr is the total value So, Sor of the upstream signal output of the cable modem CM50 and a relational expression Is = κ · So (κ = const) (Expression 6)
Isr = κ · Sor (Expression 7)
Is established. The standard average upstream signal output Por is set in the DSP 213.

初期設定後、実運用の伝送路損失Ｌの伝送路で光送受信器３０と、Ｒ−ＯＮＵ２０Ａを接続すると、ＤＳＰ２１３に内蔵する処理プログラムでは、下り光平均受信レベル値ＰｄをＶｃ１から検知し、上述の予め初期設定された基準となる伝送路損失Ｌｒでの光下り信号Ｐｄｉｎの光平均受信レベル値Ｐｄｒとの比Ｐｄｒ／Ｐｄを計算する。伝送路損失Ｌと基準となる伝送路損失Ｌｒとの比Ｌ／Ｌｒは、Ｐｄｒ／Ｐｄと等しく、ＤＳＰ２１３は、これに上述の標準とする平均光上り信号出力Ｐｏｒを乗じた値Ｐｏ＝Ｐｏｒ・Ｌ／Ｌｒを平均光上り信号出力とする。そして、ＤＳＰ２１３で、平均光上り信号出力モニタ値Ｐｍｏが、上述したＰｏと等しくなるよう、バイアス電流源２５のＤＳＰ２１３の出力Ｖｃ１をフィードバック制御する。このとき、上り信号レベルＳｏはＣＭＴＳ１０から送り等化制御され、基準となる伝送路損失Ｌｒとの比Ｌ／Ｌｒを上述のＳｏｒに乗じた値となる。 After the initial setting, when the optical transceiver 30 and the R-ONU 20A are connected through the transmission line with the actual transmission line loss L, the processing program built in the DSP 213 detects the downstream optical average reception level value Pd from Vc1, and The ratio Pdr / Pd of the optical downstream signal Pdin with the optical average reception level value Pdr at the transmission line loss Lr, which is a previously set reference, is calculated. The ratio L / Lr between the transmission line loss L and the reference transmission line loss Lr is equal to Pdr / Pd, and the DSP 213 multiplies this by the above-mentioned standard average optical upstream signal output Por, Po = Por · Let L / Lr be the average optical upstream signal output. Then, the DSP 213 feedback-controls the output Vc1 of the DSP 213 of the bias current source 25 so that the average optical upstream signal output monitor value Pmo becomes equal to the above-described Po. At this time, the upstream signal level So is controlled by feed equalization from the CMTS 10 and becomes a value obtained by multiplying the above-mentioned Sor by the ratio L / Lr to the reference transmission line loss Lr.

Ｓｏ＝Ｓｏｒ・Ｌ／Ｌｒ …（式８）
式６より、
Ｉｓ＝κ・Ｓｏ
＝κ・Ｓｏｒ・Ｌ／Ｌｒ
＝Ｉｓｒ・Ｌ／Ｌｒ …（式９）
また、図５で示すＩｂ−Ｉｔｈは、半導体レーザのＩ−Ｌ特性の線形性を持つ領域においては、平均光上り信号出力Ｐｏに比例して変動するため、
（Ｉｂ−Ｉｔｈ）／（Ｉｂｒ−Ｉｔｈ）＝Ｐｏ／Ｐｏｒ
＝Ｌ／Ｌｒ …（式１０）
となり、伝送路損失ＬでのＯＭＩは、式９、式１０より
ＯＭＩ＝Ｉｓ／（Ｉｂ−Ｉｔｈ）
＝Ｉｓｒ／（Ｉｂｒ−Ｉｔｈ）
＝ＯＭＩｒ …（式１１）
で、標準となる伝送路損失ＬｒのＯＭＩ（ＯＭＩｒ）で一定になる。 So = Sor · L / Lr (Formula 8)
From Equation 6,
Is = κ · So
= Κ ・ Sor ・ L / Lr
= Isr · L / Lr (Formula 9)
Further, since Ib-Ith shown in FIG. 5 varies in proportion to the average optical upstream signal output Po in the region having the linearity of the IL characteristic of the semiconductor laser,
(Ib-Ith) / (Ibr-Ith) = Po / Por
= L / Lr (Formula 10)
The OMI at the transmission line loss L is OMI = Is / (Ib−Ith) from Equation 9 and Equation 10.
= Isr / (Ibr-Ith)
= OMIR (Formula 11)
Therefore, the OMI (OMIr) of the standard transmission line loss Lr becomes constant.

以上説明した実施例１のＤＳＰ２１３によるバイアス電流Ｉｂの制御を、伝送路損失Ｌ対光変調度ＯＭＩ、平均光上り信号出力Ｐｏのグラフで示すと図９となる。図７と比較すると、図７では平均光上り信号出力Ｐｏ一定で、光変調度ＯＭＩが伝送路損失Ｌに比例して変動するに対して、図９では光変調度ＯＭＩ一定で平均光上り信号出力Ｐｏが伝送路損失Ｌに比例して変動する。伝送路損失の最大値と最小値の幅が電力比で６ｄＢとしたとき、平均光上り信号出力Ｐｏは基準となる最大伝送路損失Ｌｒでの平均光上り信号出力Ｐｏｒに対して、最小の伝送路損失ではその１／４の出力に低下する。光上り信号のキャリア信号成分Ｐｓ＝Ｐｐ−Ｐｏは、式２を参照して
Ｐｓ＝Ｐｏ・ＯＭＩ
＝Ｐｏ・ＯＭＩｒ …（式１２）
となりＰｏに比例する。一方、式１の第２項で示された光ヘテロダイン干渉雑音は、干渉する２つの光上り信号強度の電界成分の積に比例するので。電界成分の２乗が光強度であることから、Ｐｏに比例し光ヘテロダイン干渉雑音も変動する。従って光ヘテロダイン干渉雑音が支配的な雑音である場合、キャリア信号成分と光ヘテロダイン干渉雑音の比Ｃ／Ｎは一定で、伝送路損失Ｌによって劣化はしない。 The control of the bias current Ib by the DSP 213 of the first embodiment described above is shown in FIG. 9 as a graph of the transmission line loss L versus the optical modulation degree OMI and the average optical upstream signal output Po. Compared to FIG. 7, in FIG. 7, the average optical upstream signal output Po is constant and the optical modulation degree OMI fluctuates in proportion to the transmission line loss L, whereas in FIG. 9, the average optical upstream signal output Po is constant and the optical modulation degree OMI is constant. The output Po varies in proportion to the transmission line loss L. When the width between the maximum value and the minimum value of the transmission line loss is 6 dB in terms of power ratio, the average optical upstream signal output Po is the minimum transmission with respect to the average optical upstream signal output Por at the reference maximum transmission line loss Lr. The road loss is reduced to 1/4 of the output. The carrier signal component Ps = Pp-Po of the optical upstream signal is expressed by referring to Equation 2 as follows: Ps = Po · OMI
= Po · OMIR (Formula 12)
And is proportional to Po. On the other hand, the optical heterodyne interference noise expressed by the second term of Equation 1 is proportional to the product of the electric field components of the two optical upstream signal intensities that interfere with each other. Since the square of the electric field component is the light intensity, the optical heterodyne interference noise also varies in proportion to Po. Therefore, when the optical heterodyne interference noise is the dominant noise, the ratio C / N between the carrier signal component and the optical heterodyne interference noise is constant, and is not deteriorated by the transmission line loss L.

図１０を参照して、ＤＳＰの処理を説明する。図１０において、伝送路に光可変減衰器を挿入して、伝送路損失を設計仕様の最大値として、ＤＳＰ２１３は、基準となる伝送路損失（最大損失）Ｌｒでの光下り信号Ｐｄｉｎの光平均受信レベル値Ｐｄｒを割り出す（Ｓ１）。ＤＳＰ２１３は、ＰｄｒをＬｒでの光平均受信レベル値に設定する（Ｓ２）。ＤＳＰ２１３は、標準とする平均光上り信号出力Ｐｏｒを設定する（Ｓ３）。 The DSP processing will be described with reference to FIG. In FIG. 10, an optical variable attenuator is inserted in the transmission line, and the transmission line loss is set to the maximum value of the design specification. The DSP 213 calculates the optical average of the optical downstream signal Pdin at the reference transmission line loss (maximum loss) Lr. The reception level value Pdr is calculated (S1). The DSP 213 sets Pdr to the optical average reception level value at Lr (S2). The DSP 213 sets a standard average optical upstream signal output Por (S3).

光可変減衰器を取り去って、実運用の伝送損路損失Ｌで、ＤＳＰ２１３は、平均値検波出力Ｖｃ１の値から相当する光下り信号Ｐｄｉｎの光平均受信レベル値Ｐｄを割り出す（Ｓ４）。ＤＳＰ２１３は、Ｌ／ＬｒをＰｄとＰｄｒから計算する（Ｓ５）。ＤＳＰ２１３は、平均上り信号出力Ｐｏを計算する（Ｓ６）。ＤＳＰ２１３は、フォトダイオード２１１で検出した平均上り信号出力ＰｍｏとＰｏを比較する（Ｓ７）。 The optical variable attenuator is removed, and the DSP 213 calculates the optical average reception level value Pd of the corresponding optical downstream signal Pdin from the value of the average value detection output Vc1 with the transmission loss L of the actual operation (S4). The DSP 213 calculates L / Lr from Pd and Pdr (S5). The DSP 213 calculates the average upstream signal output Po (S6). The DSP 213 compares the average upstream signal output Pmo detected by the photodiode 211 with Po (S7).

ステップ７でＰｍｏ＜＝Ｐｏ−Δのとき、ＤＳＰ２１３は、バイアス電流Ｉｂを大きくするようＶｃ２を制御して（Ｓ８）、ステップ４に遷移する。ステップ７でＰｏ＋Δ＞Ｐｍｏ＞Ｐｏ−Δのとき、ＤＳＰ２１３は、そのままステップ４に遷移する。ステップ７でＰｍｏ＞＝Ｐｏ＋Δのとき、ＤＳＰ２１３は、バイアス電流Ｉｂを小さくするようＶｃ２を制御して（Ｓ９）、ステップ４に遷移する。ここで、条件式にあるΔは、平均光上り信号出力Ｐｏの制御収束幅で、Ｐｏに対して±Δの範囲になるように制御される。 When Pmo <= Po−Δ in step 7, the DSP 213 controls Vc2 to increase the bias current Ib (S8), and transitions to step 4. When Po + Δ> Pmo> Po−Δ in step 7, the DSP 213 proceeds to step 4 as it is. When Pmo> = Po + Δ in step 7, the DSP 213 controls Vc2 so as to decrease the bias current Ib (S9), and transitions to step 4. Here, Δ in the conditional expression is a control convergence width of the average optical upstream signal output Po, and is controlled to be within a range of ± Δ with respect to Po.

実施例１によれば、双方向光通信システムにおいて、ＣＭＴＳのＣＭに対する送り等化により、伝送路損失Ｌに対して、ＣＭの上り出力信号レベルが変動しても、Ｒ−ＯＮＵの半導体レーザのバイアス電流が制御され、ＯＭＩが一定で平均光上り信号出力Ｐｏが制御されるので、ＯＢＩ発生時においても、光ヘテロダイン干渉雑音によるＣ／Ｎ劣化が抑止され、上り信号の伝送品質が確保される。 According to the first embodiment, in the bidirectional optical communication system, even if the uplink output signal level of the CM varies with respect to the transmission path loss L due to the equalization of the CMTS to the CM, the R-ONU semiconductor laser Since the bias current is controlled, the OMI is constant, and the average optical upstream signal output Po is controlled, even when OBI occurs, C / N degradation due to optical heterodyne interference noise is suppressed, and upstream signal transmission quality is ensured. .

図１１および図１２を参照して、実施例２を説明する。図１１を参照して、図４を参照して説明したＲ−ＯＮＵ２０に、機能を付加したＲ−ＯＮＵ２０Ｂを説明する。ＣＭ５０−４は他の３つのＣＭ５０と比較して高い伝送品質が要求されるサービスで、例えばＣＭ５０−１〜ＣＭ５０−３が誤り訂正が可能なデータ伝送サービスに対し、ＣＭ５０−４は伝送遅延が厳しく誤り訂正ができない電話サービスである。本実施例ではこのＣＭ５０−４の上り信号出力値Ｓｏ４をＲ−ＯＮＵ２０ＢのＤＳＰ２１３に入力する。また、図８の実施例と同様、信号処理部ＤＳＰ２１３には、フォトダイオード２１１で平均値検波した値の平均光上り信号出力のモニタ値Ｐｍｏが入力される。前述したように、図６においてＣＭ５０−４の上り信号出力レベルＳｏ４は、ＣＭＴＳ１０の送り等化制御によって制御され、その受信点でのレベルが一定のＳｉｒになるよう決められる。基準となる伝送路損失Ｌｒ（実施例では最大損失する）の伝送路を挟んで、光送受信器３０とＲ−ＯＮＵ２０Ｂを対向し通信させたとき、ＣＭＴＳ１０の送り等化制御で、ＣＭ５０−４の上り信号出力がＳｏ４ｒ、ケーブルモデムＣＭ５０の上り信号出力の合計値がＳｏｒに、決められているとする。Ｒ−ＯＮＵ２０Ｂの初期設定では、基準となる伝送路損失Ｌｒで光送受信器３０と接続したときに想定されるレベルの光下り信号を入力したときに、ＣＭ５０−４から入力される上り信号出力値Ｓｏ４ｒを信号処理プロセッサＤＳＰ２１３に予め設定する。また、図８の実施例での初期設定と同様、標準とする光変調度ＯＭＩｒ（本実施例では３５％）となるよう、上り光信号の平均光上り信号出力Ｐｏ、光上りピーク出力Ｐｐを測定器を用いてモニタして、バイアス電流Ｉｂと駆動信号電流Ｉｓに調整する。調整後の光上りピーク出力をＰｐｒ、バイアス電流をＩｂｒ、駆動信号電流をＩｓｒとすると、このとき、図８と同様、式５〜式７が成立する。上述の標準とする平均光上り信号出力Ｐｏｒは、ＤＳＰ２１３へ設定しておく。 A second embodiment will be described with reference to FIGS. 11 and 12. An R-ONU 20B in which a function is added to the R-ONU 20 described with reference to FIG. 4 will be described with reference to FIG. The CM 50-4 is a service that requires higher transmission quality than the other three CMs 50. For example, the CM 50-4 has a transmission delay compared to the data transmission service in which the CM 50-1 to CM 50-3 can correct errors. This is a telephone service that cannot strictly correct errors. In this embodiment, the upstream signal output value So4 of the CM 50-4 is input to the DSP 213 of the R-ONU 20B. Similarly to the embodiment of FIG. 8, the monitor value Pmo of the average optical upstream signal output of the value detected by the photodiode 211 is input to the signal processing unit DSP 213. As described above, the upstream signal output level So4 of the CM 50-4 in FIG. 6 is controlled by the feed equalization control of the CMTS 10, and the level at the reception point is determined to be constant Sir. When the optical transmitter / receiver 30 and the R-ONU 20B communicate with each other across the transmission line of the reference transmission line loss Lr (maximum loss in the embodiment), the CM50-4 feed equalization control controls the CM 50-4. Assume that the upstream signal output is So4r and the total upstream signal output value of the cable modem CM50 is Sor. In the initial setting of the R-ONU 20B, an upstream signal output value input from the CM 50-4 when an optical downstream signal of a level assumed when connected to the optical transceiver 30 with a transmission line loss Lr as a reference is input. So4r is preset in the signal processor DSP213. Similarly to the initial setting in the embodiment of FIG. 8, the average optical upstream signal output Po and the upstream optical peak output Pp of the upstream optical signal are set so that the standard optical modulation degree OMIr (35% in this embodiment) is obtained. Monitoring is performed using a measuring instrument to adjust the bias current Ib and the drive signal current Is. Assuming that the adjusted light upstream peak output is Ppr, the bias current is Ibr, and the drive signal current is Isr, Expressions 5 to 7 are established as in FIG. The above-described standard average optical upstream signal output Por is set in the DSP 213 in advance.

初期設定後、実運用の伝送路損失Ｌの伝送路で光送受信器３０とＲ−ＯＮＵ２０Ｂを接続したとき、ＣＭ５０−４の上り信号出力Ｓｏ４と伝送路損失ＬｒでのＣＭ５０−４の上り信号出力Ｓｏ４ｒの比Ｓｏ４／Ｓｏ４ｒは、ＣＭＴＳ１０の送り等化で、基準となる伝送路損失ＬｒとＬとの比のＬ／Ｌｒに等しくなるので、次式が成立する。 After the initial setting, when the optical transceiver 30 and the R-ONU 20B are connected through a transmission line with an actual transmission line loss L, the upstream signal output So4 of the CM 50-4 and the upstream signal output of the CM 50-4 with the transmission line loss Lr The ratio So4 / So4r of So4r is equal to L / Lr, which is the ratio of the transmission path loss Lr to L as a reference, by the feed equalization of the CMTS 10, so that the following equation is established.

Ｌ／Ｌｒ＝Ｓｏ４／Ｓｏ４ｒ …（式１３）
ＤＳＰ２１３は、予め設定されたＳｏ４ｒと、入力された上り信号出力値Ｓｏ４により式１３でＬ／Ｌｒを計算し、それに予め設定された標準とする平均光上り信号出力Ｐｏｒを乗じた値を、伝送路損失Ｌでの平均光上り信号出力Ｐｏ＝Ｐｏｒ・Ｌ／Ｌｒとする。上記のＬ／Ｌｒの計算は、ＣＭ５０−１〜ＣＭ５０−４の合計のレベルＳｏでも、同様にできるが、各ＣＭの上り信号は非同期で、必ずしも同時にサービス中ではないため、検知し難いので、特性上クリティカルなＣＭ５０−４の上り出力レベルＳ０４によりＬ／Ｌｒを算出している。次に、ＤＳＰ２１３で平均光上り信号出力モニタ値Ｐｍｏが、上述したＰｏと等しくなるよう、バイアス電流源２５のＤＳＰ２１３の出力Ｖｃ２をフィードバック制御する。実施例図８と同様、式９〜式１２が成立し、その制御を伝送路損失Ｌ対光変調度ＯＭＩ、平均光上り信号出力Ｐｏのグラフで示すと、図９のようになり、光ヘテロダイン干渉雑音の影響は、伝送路損失Ｌに対して一定になる。 L / Lr = So4 / So4r (Formula 13)
The DSP 213 calculates L / Lr according to Equation 13 using the preset So4r and the input upstream signal output value So4, and transmits a value obtained by multiplying it by the preset average optical upstream signal output Por. The average optical upstream signal output Po at the path loss L is assumed to be Por · L / Lr. The above calculation of L / Lr can be performed in the same way even with the total level So of CM50-1 to CM50-4, but the upstream signal of each CM is asynchronous and not always in service, so it is difficult to detect. L / Lr is calculated based on the upstream output level S04 of CM50-4, which is critical in terms of characteristics. Next, the DSP 213 feedback-controls the output Vc2 of the DSP 213 of the bias current source 25 so that the average optical upstream signal output monitor value Pmo becomes equal to the above-described Po. Embodiment As in FIG. 8, Expressions 9 to 12 are established, and the control thereof is shown by a graph of transmission line loss L versus optical modulation degree OMI and average optical upstream signal output Po, as shown in FIG. The influence of the interference noise is constant with respect to the transmission line loss L.

図１２を参照して実施例２のＤＳＰの信号処理を説明する。図１２において、伝送路に光可変減衰器を挿入して、伝送路損失を設計仕様の最大値として、ＤＳＰ２１３は、基準となる伝送路損失Ｌｒ（最大損失）でのＣＭ５０−４の上り信号出力Ｓｏ４を読み取る（Ｓ１１）。ＤＳＰ２１３は、読み取った値をＳｏ４ｒとして設定する（Ｓ１２）。ＤＳＰ２１３は、平均光上り信号出力をＰｏｒとして設定する（Ｓ１３）。 With reference to FIG. 12, the signal processing of the DSP of the second embodiment will be described. In FIG. 12, an optical variable attenuator is inserted in the transmission line, and the transmission line loss is set to the maximum value of the design specification. The DSP 213 outputs the upstream signal of the CM 50-4 at the reference transmission line loss Lr (maximum loss). So4 is read (S11). The DSP 213 sets the read value as So4r (S12). The DSP 213 sets the average optical upstream signal output as Por (S13).

光可変減衰器を取り去って、実運用の伝送損路損失Ｌで、ＤＳＰ２１３は、Ｓｏ４とＳｏ４ｒの比からＬとＬｒの比を計算する（Ｓ１４）。ＤＳＰ２１３は、Ｐｏｒ・Ｌ／Ｌｒを計算してＰｏを求める（Ｓ１５）。ＤＳＰ２１３は、フォトダイオード２１１で検出した平均光上り信号出力ＰｍｏとＰｏを比較する（Ｓ１６）。 The optical variable attenuator is removed, and the DSP 213 calculates the ratio of L and Lr from the ratio of So4 and So4r with the transmission loss L in actual operation (S14). The DSP 213 calculates Por · L / Lr to obtain Po (S15). The DSP 213 compares the average light upstream signal outputs Pmo and Po detected by the photodiode 211 (S16).

ステップ１６でＰｍｏ＜＝Ｐｏ−Δのとき、ＤＳＰ２１３は、バイアス電流Ｉｂを大きくするようＶｃ２を制御して（Ｓ１７）、ステップ１４に遷移する。ステップ１６でＰｏ＋Δ＞Ｐｍｏ＞Ｐｏ−Δのとき、ＤＳＰ２１３は、そのままステップ１４に遷移する。ステップ１６でＰｍｏ＞＝Ｐｏ＋Δのとき、ＤＳＰ２１３は、バイアス電流Ｉｂを小さくするようＶｃ２を制御して（Ｓ１８）、ステップ１４に遷移する。ここで、条件式にあるΔは、平均光上り信号出力Ｐｏの制御収束幅で、Ｐｏに対して±Δの範囲になるように制御される。 When Pmo <= Po−Δ in step 16, the DSP 213 controls Vc 2 to increase the bias current Ib (S 17), and transitions to step 14. When Po + Δ> Pmo> Po−Δ in step 16, the DSP 213 proceeds to step 14 as it is. When Pmo> = Po + Δ in step 16, the DSP 213 controls Vc2 so as to reduce the bias current Ib (S18), and transitions to step 14. Here, Δ in the conditional expression is a control convergence width of the average optical upstream signal output Po, and is controlled to be within a range of ± Δ with respect to Po.

実施例２によれば、双方向光通信システムにおいて、ＣＭＴＳのＣＭに対する送り等化により、伝送路損失Ｌに対して、ＣＭの上り出力信号レベルが変動しても、Ｒ−ＯＮＵの半導体レーザのバイアス電流が制御され、ＯＭＩが一定で平均光上り信号出力Ｐｏが制御されるので、ＯＢＩ発生時においても、光ヘテロダイン干渉雑音によるＣ／Ｎ劣化が抑止され、上り信号の伝送品質が確保される。 According to the second embodiment, in the bidirectional optical communication system, even if the upstream output signal level of the CM fluctuates with respect to the transmission path loss L due to CMTS transmission equalization with respect to the CM, the R-ONU semiconductor laser Since the bias current is controlled, the OMI is constant, and the average optical upstream signal output Po is controlled, even when OBI occurs, C / N degradation due to optical heterodyne interference noise is suppressed, and upstream signal transmission quality is ensured. .

図１３および図１４を参照して、実施例３を説明する。図１３を参照して、実施例３のＲ−ＯＮＵ２０Ｃを説明する。図１３において、Ｒ−ＯＮＵ２０Ｃは、図４のＲ−ＯＮＵ２０に平均値検波器２９と、信号処理プロセッサ４２と、分岐タップ２１４とＷＤＭ２７の間に電圧制御型光減衰器ＶＯＡ４１を付加して構成している。ＤＳＰ４２は、平均値検波器２９の出力電圧Ｖｃ１を入力として信号処理し、その出力Ｖｃ３で、電圧制御型光減衰器４１の光減衰量ＬＡを制御する。ＤＳＰ４２は、光下り信号波形の平均値検波出力Ｖｃ１の値から、光下り信号Ｐｄｉｎの光平均受信レベル値Ｐｄを検知する。Ｒ−ＯＮＵ２０Ｃの初期設定において、基準となる伝送路損失Ｌｒ（実施例では最大損失とする）の伝送路を挟んで、光送受信器３０とＲ−ＯＮＵ２０Ｃを対向し通信させたとき、光下り信号Ｐｄｉｎの光平均受信レベル値Ｐｄｒを上述の平均値検波器２９で平均値検波した出力Ｖｃ１から検知し、信号処理プロセッサ２１３に予め設定する。また、Ｒ−ＯＮＵ２０Ｃの初期設定では、基準となる伝送路損失Ｌｒで光送受信器３０と接続したときに想定されるレベルの光下り信号をＲ−ＯＮＵ２０Ｃへ入力し、標準とする光変調度ＯＭＩｒ（本実施例では３５％）となるよう、上り光信号の平均光上り信号出力Ｐｏ、光上りピーク出力Ｐｐを測定器を用いてモニタして、バイアス電流Ｉｂと駆動信号電流Ｉｓに調整する。 A third embodiment will be described with reference to FIGS. 13 and 14. With reference to FIG. 13, the R-ONU 20C of the third embodiment will be described. In FIG. 13, the R-ONU 20C is configured by adding an average value detector 29, a signal processor 42, and a voltage-controlled optical attenuator VOA 41 between the branch tap 214 and the WDM 27 to the R-ONU 20 of FIG. ing. The DSP 42 performs signal processing using the output voltage Vc1 of the average value detector 29 as an input, and controls the light attenuation amount LA of the voltage-controlled optical attenuator 41 with the output Vc3. The DSP 42 detects the optical average reception level value Pd of the optical downstream signal Pdin from the value of the average value detection output Vc1 of the optical downstream signal waveform. In the initial setting of the R-ONU 20C, when the optical transceiver 30 and the R-ONU 20C communicate with each other across the transmission line of the reference transmission line loss Lr (maximum loss in the embodiment), the optical downstream signal The optical average reception level value Pdr of Pdin is detected from the output Vc1 obtained by detecting the average value by the above average value detector 29 and set in advance in the signal processor 213. Further, in the initial setting of the R-ONU 20C, an optical downstream signal at a level assumed when it is connected to the optical transceiver 30 with the reference transmission line loss Lr is input to the R-ONU 20C, and the standard optical modulation degree OMIr The average optical upstream signal output Po and the optical upstream peak output Pp of the upstream optical signal are monitored using a measuring instrument so as to be adjusted to the bias current Ib and the drive signal current Is so as to be 35% in this embodiment.

調整後の光上りピーク出力をＰｐｒ、バイアス電流をＩｂｒ、駆動信号電流をＩｓｒとすると、図５で示した半導体レーザのＩ−Ｌ特性において式５の関係式が成立する。電圧制御型光減衰器４１の減衰量ＬＡは、適当な初期値ＬＡｒとなるよう、ＤＳＰ４２の出力Ｖｃ３に初期設定し、バイアス電流源２５の駆動電圧Ｖｃ２と電圧／電流変換器２１５の電圧電流変換κを調整してＩｂｒ、Ｉｓｒに設定する。標準とする平均光上り信号出力Ｐｏｒは、ＤＳＰ４２へ設定しておく。Ｒ−ＯＮＵ２０Ｃの半導体レーザの出力値ＰＬＤは、図４で説明したように、比較増幅器５１の出力Ｖｃ２により、温度変動等の周囲環境変動に対して一定になるよう制御されていて下式が成立する。 Assuming that the adjusted light peak output is Ppr, the bias current is Ibr, and the drive signal current is Isr, the relational expression of Expression 5 is established in the IL characteristic of the semiconductor laser shown in FIG. The attenuation LA of the voltage controlled optical attenuator 41 is initially set to the output Vc3 of the DSP 42 so as to have an appropriate initial value LAr, and the drive current Vc2 of the bias current source 25 and the voltage / current conversion of the voltage / current converter 215 are set. κ is adjusted and set to Ibr and Isr. The standard average optical upstream signal output Por is set in the DSP 42. The output value PLD of the semiconductor laser of the R-ONU 20C is controlled so as to be constant with respect to ambient environment fluctuations such as temperature fluctuations by the output Vc2 of the comparison amplifier 51 as described in FIG. To do.

Ｐｏｒ＝ＰＬＤ・ＬＡｒ …（式１４）
初期設定後、実運用の伝送路損失Ｌの伝送路で光送受信器３０と、Ｒ−ＯＮＵ２０Ｃを接続すると、ＤＳＰ４２に内蔵する処理プログラムでは、下り光平均受信レベル値Ｐｄを上述の方法でＶｃ１から検知し、上述の予め初期設定された基準となる伝送路損失Ｌｒでの光下り信号Ｐｄｉｎの光平均受信レベル値Ｐｄｒとの比Ｐｄｒ／Ｐｄを計算する。伝送路損失Ｌと基準となる伝送路損失Ｌｒとの比Ｌ／Ｌｒは、Ｐｄｒ／Ｐｄと等しく、ＤＳＰ４２は、これに上述の標準とする平均光上り信号出力Ｐｏｒを乗じた値を平均光上り信号出力Ｐｏ＝Ｐｏｒ・Ｌ／Ｌｒとする。ＤＳＰ４２が、出力Ｖｃ２を制御して、電圧制御型光減衰器ＶＯＡ４１の減衰量ＬＡを式１５の値にすると、式１６の通り平均光上り信号出力ＰｏはＰｏｒ・Ｌ／Ｌｒとなる。 Por = PLD · LAr (Formula 14)
After the initial setting, when the optical transceiver 30 and the R-ONU 20C are connected through a transmission line with an actual transmission line loss L, the processing program built in the DSP 42 determines the downstream optical average reception level value Pd from Vc1 by the above method. Detecting and calculating the ratio Pdr / Pd of the optical downstream signal Pdin with the optical average reception level value Pdr at the transmission line loss Lr, which is the above-mentioned initial reference set in advance. The ratio L / Lr between the transmission line loss L and the reference transmission line loss Lr is equal to Pdr / Pd, and the DSP 42 multiplies the average optical upstream signal output Por by the above average optical upstream signal output Por. The signal output Po = Po · L / Lr. When the DSP 42 controls the output Vc2 to set the attenuation LA of the voltage controlled optical attenuator VOA 41 to the value of Expression 15, the average optical upstream signal output Po becomes Por · L / Lr as shown in Expression 16.

ＬＡ＝ＬＡｒ・Ｌ／Ｌｒ …（式１５）
Ｐｏ＝ＰＬＤ・ＬＡ
＝ＰＬＤ・ＬＡｒ・Ｌ／Ｌｒ
＝Ｐｏｒ・Ｌ／Ｌｒ …（式１６）
実施例１、実施例２のバイアス電流による光出力の制御では、平均光上り信号出力Ｐｏは制御するが、光上りピーク出力Ｐｐは制御しない。一方、実施例３の光減衰器による光出力の制御は、平均光上り信号出力Ｐｏと光上りピーク出力Ｐｐを同じ比率で制御する。よって伝送路損失Ｌのときの平均光上り信号出力Ｐｏと光上りピーク出力Ｐｐは、標準となる平均光上り信号出力Ｐｏｒ、光上りピーク出力Ｐｐｒを用いて
Ｐｏ＝Ｐｏｒ・Ｌ／Ｌｒ …（式１６）
Ｐｐ＝Ｐｐｒ・Ｌ／Ｌｒ …（式１７）
で表わされる。従って式１８が成立し、伝送路損失Ｌに対して、平均光上り信号出力Ｐｏと光変調度ＯＭＩは、図９で表わされる制御がされる。 LA = LAr · L / Lr (Formula 15)
Po = PLD / LA
= PLD / LAr / L / Lr
= Por · L / Lr (Formula 16)
In the control of the optical output by the bias current in the first and second embodiments, the average optical upstream signal output Po is controlled, but the optical upstream peak output Pp is not controlled. On the other hand, in the control of the optical output by the optical attenuator of the third embodiment, the average optical upstream signal output Po and the optical upstream peak output Pp are controlled at the same ratio. Therefore, the average optical upstream signal output Po and the optical upstream peak output Pp at the time of transmission line loss L are obtained by using the standard average optical upstream signal output Por and optical upstream peak output Ppr as follows: Po = Por · L / Lr (Expression 16)
Pp = Ppr · L / Lr (Expression 17)
It is represented by Therefore, Expression 18 is established, and the average optical upstream signal output Po and the optical modulation degree OMI are controlled with respect to the transmission line loss L as shown in FIG.

ＯＭＩ＝（Ｐｐ−Ｐｏ）／Ｐｏ
＝（Ｐｐｒ−Ｐｏｒ）／Ｐｏｒ
＝ＯＭＩｒ …（式１８）
実施例３の制御は、上り信号レベルＳｉｒに対して、伝送路損失Ｌの変動をキャンセルされるように、電圧制御型光減衰器４１の減衰量ＬＡを制御するオープンループ制御である。よって、ＣＭＴＳ１０による、入力される上り信号レベルＳｉｒを監視するフィードバック制御である送り等化は、実施例３による制御の補完的な動きをする。 OMI = (Pp-Po) / Po
= (Ppr-Por) / Por
= OMIR (Formula 18)
The control of the third embodiment is open loop control that controls the attenuation LA of the voltage controlled optical attenuator 41 so that the fluctuation of the transmission line loss L is canceled with respect to the upstream signal level Sir. Therefore, feed equalization, which is feedback control for monitoring the input upstream signal level Sir by the CMTS 10, is complementary to the control according to the third embodiment.

図１４を参照して、実施例３のＤＳＰの信号処理を説明する。図１４において、伝送路に光可変減衰器を挿入して、伝送路損失を設計仕様の最大値として、ＤＳＰ４２は、基準となる伝送路損失Ｌｒ（最大損失）での平均値検波出力Ｖｃ１から下り平均光受信レベル値Ｐｄｒを検知する（Ｓ２１）。ＤＳＰ４２は、検知した値をＰｄｒに設定する（Ｓ２２）。ＤＳＰ４２は、平均光上り信号出力ＰｏｒとＶＯＡの減衰量の初期値ＬＡｒを設定する（Ｓ２３）。 With reference to FIG. 14, the signal processing of the DSP of the third embodiment will be described. In FIG. 14, an optical variable attenuator is inserted into the transmission line, and the transmission line loss is set to the maximum value of the design specification. The DSP 42 downloads from the average value detection output Vc1 at the reference transmission line loss Lr (maximum loss). The average light reception level value Pdr is detected (S21). The DSP 42 sets the detected value to Pdr (S22). The DSP 42 sets the average optical upstream signal output Por and the initial value LAr of the amount of attenuation of the VOA (S23).

光可変減衰器を取り去って、実運用の伝送損路損失Ｌで、ＤＳＰ４２は、平均値検波出力Ｖｃ１の値から相当する光下り信号Ｐｄｉnの光平均受信レベルＰｄを検知する（Ｓ２４）。ＤＳＰ４２は、Ｌ／ＬｒをＰｄとＰｄｒから算出する（Ｓ２５）。ＤＳＰ４２は、平均光出力信号Ｐｏを与える減衰量ＬＡをＬＡｒ・Ｌ／Ｌｒで計算する（Ｓ２６）。ＤＳＰ４２は、ＶＯＡの減衰量がＬＡとなるようにＶｃ２を出力して、ステップ２４に遷移する。 The optical variable attenuator is removed, and the DSP 42 detects the optical average reception level Pd of the optical downstream signal Pdin corresponding to the value of the average detection output Vc1 with the transmission loss L of the actual operation (S24). The DSP 42 calculates L / Lr from Pd and Pdr (S25). The DSP 42 calculates the attenuation LA that gives the average optical output signal Po by LAr · L / Lr (S26). The DSP 42 outputs Vc2 so that the attenuation amount of the VOA becomes LA, and proceeds to step 24.

以上説明した実施例のうち、実施例１と実施例３は、既存のＣＭで、Ｄｏｃｓｉｓで標準化された上り信号の通信方式を変えることなくＦＴＴＨシステムを構成できる。実施例２は、電話サービス等の仕様上厳しい伝送品質が要求されるＣＭに対して、上り出力レベルをＲ−ＯＮＵに通知する経路を付加することにより、Ｄｏｃｓｉｓで標準化された上り信号の通信方式を変えることなくＦＴＴＨシステムを構成できる。 Of the embodiments described above, Embodiments 1 and 3 can be configured with existing CMs without changing the uplink signal communication method standardized by Docsis. In the second embodiment, an uplink signal communication method standardized by Docsis is provided by adding a path for notifying the R-ONU of the uplink output level for a CM that requires strict transmission quality in the specifications of telephone service or the like. The FTTH system can be configured without changing

実施例３によれば、双方向光通信システムにおいて、ＣＭＴＳのＣＭに対する送り等化により、伝送路損失Ｌに対して、可変光減衰器の損失が制御され、ＯＭＩが一定で平均光上り信号出力Ｐｏが制御されるので、ＯＢＩ発生時においても、光ヘテロダイン干渉雑音によるＣ／Ｎ劣化が抑止され、上り信号の伝送品質が確保される。 According to the third embodiment, in the bidirectional optical communication system, the loss of the variable optical attenuator is controlled with respect to the transmission line loss L by the equalization of the CMTS to the CM, and the average optical upstream signal output with a constant OMI Since Po is controlled, C / N deterioration due to optical heterodyne interference noise is suppressed even when OBI occurs, and transmission quality of the uplink signal is ensured.

１０…ＣＭＴＳ、２０…Ｒ−ＯＮＵ、２１…分岐結合部、２２…低域ろ過フィルタ、２３…半導体レーザダイオード、２４…ＳｉｇｎａｌＤｅｔｅｃｔｏｒ、２５…バイアス電流源、２６…Ｏｎ／ｏｆｆスイッチ、２７…光合分波器（ＷＤＭ）、２８…光／電気変換器（Ｏ／Ｅ）、２９…平均値検波器、３０…光送受信器（ＴＸ，ＲＸ）、４０…伝送路、５０…ＣＭ、２１０…高域ろ過フィルタ、２１１…フォトダイオード（ＰＤ）、２１３…信号処理部（ＤＳＰ）、２１４…分岐タップ、２１５…電圧／電流変換器（Ｖ／Ａ）、２１６…入出力ポート、２１７…結合器。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... CMTS, 20 ... R-ONU, 21 ... Branch coupling part, 22 ... Low-pass filter, 23 ... Semiconductor laser diode, 24 ... Signal detector, 25 ... Bias current source, 26 ... On / off switch, 27 ... Optical coupling Demultiplexer (WDM), 28 ... Optical / electrical converter (O / E), 29 ... Average detector, 30 ... Optical transceiver (TX, RX), 40 ... Transmission path, 50 ... CM, 210 ... High Filters 211, photodiode (PD), 213, signal processing unit (DSP), 214, branch tap, 215, voltage / current converter (V / A), 216, input / output port, 217, coupler.

Claims

Optical transceiver comprising: an optical / electrical converter that receives a first optical signal and converts it into a first electrical signal; and a semiconductor laser that receives a second electrical signal and converts it into a second optical signal. In
The second electric signal has a signal intensity varied according to a signal loss amount of the optical transmission line,
By detecting the average reception level of the second optical signal with the reference transmission loss, and adjusting the bias current and signal current of the semiconductor laser so that the standard optical modulation degree and average optical signal output are obtained. Set in advance,
Means for detecting an average reception level of the first optical signal in a transmission path of an arbitrary transmission path loss and taking a ratio with an average optical reception level in the transmission path of the reference transmission loss; and the semiconductor laser The average optical upstream signal output of the R-ONU obtained by multiplying the standard average optical signal output by the ratio of the average optical reception level is output using a means for monitoring the output of the optical signal. An optical transceiver characterized by comprising means for controlling the bias current of the semiconductor laser.

Optical transceiver comprising: an optical / electrical converter that receives a first optical signal and converts it into a first electrical signal; and a semiconductor laser that receives a second electrical signal and converts it into a second optical signal. In
The second electric signal has a signal intensity varied according to a signal loss amount of the optical transmission line,
The output level value of the second electric signal is detected with the reference transmission loss Lr, and the bias current and the signal current of the semiconductor laser are adjusted so that the standard optical modulation degree and the average optical signal output are obtained. Preset,
Means for detecting a value of the second electric signal in a transmission line having an arbitrary transmission line loss and taking a ratio of the reference transmission loss Lr to an output level of the second electric signal; and the semiconductor R-ONU average light obtained by multiplying the standard average optical signal output by the output level ratio of the electrical signal converted into the optical signal using means for monitoring the laser output and detecting the average value level. An optical transceiver comprising means for controlling a bias current of the semiconductor laser so that an upstream signal output is output.

An optical / electrical converter that receives a first optical signal and converts it into a first electrical signal, a semiconductor laser that receives a second electrical signal and converts it into a second optical signal, and an output of the semiconductor laser In an optical transceiver comprising an optical variable attenuator connected to
The second electric signal has a signal intensity varied according to a signal loss amount of the optical transmission line,
It is preset by adjusting the bias current and the signal current of the semiconductor laser so that the average transmission level of the optical signal is detected with the transmission loss as a reference, and the standard optical modulation degree and the average optical signal output are obtained.
Means for detecting an average reception level of the first optical signal in a transmission path of an arbitrary transmission path loss and taking a ratio with an average optical reception level in the transmission path of the reference transmission loss; and the semiconductor laser And an average optical upstream signal output of the R-ONU obtained by multiplying the standard average optical signal output by the ratio of the average optical reception level. An optical transmitter / receiver comprising means for automatically controlling the attenuation of the optical variable attenuator.