JP2012244680A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】複雑な構成の回路を追加することなく、効果的に突入電流を低減し、安全で安定した電力変換装置を提供する。
【解決手段】本実施形態の電力変換装置１０１は、予め補助電源１０９による位相が主電源１０２に一致するように三次巻線の構成を決定し製作した上で、入力変圧器１０５に接続される補助開閉器１１１を、主開閉器１０４を投入した後に開くことで、入力変圧器１０５の励磁突入電流を効果的に抑制することができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置に関する。
より詳細には、誘導電動機を可変速制御するための電力変換装置において、インバータに含まれる平滑コンデンサを安全に充電し、高電圧の主電源を接続する際に生じる突入電流を効果的に低減するための技術に関する。

周知のように、資源の乏しい我が国において、省エネルギーは至上命題である。特に、大型の電動機には厳しい省エネルギー化が求められている。
例えば、火力発電所のＩＤＦ（Induced Draft Fan:燃焼ガスをボイラ火炉から吸い出すファン）や押し込みファン（燃料を燃焼するための外気を取り込むファン）は、数千ｋｗ規模の三相交流電動機を使用する。

既設の高圧三相交流電動機（３．３ｋＶ、６．６ｋＶなど）を省エネルギー化する代表的な技術としては、多重インバータ方式を用いる多重電力変換装置による可変速制御が挙げられる。
例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor：絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）に代表される、インバータを構成する半導体素子は高耐圧化が難しいため、低電圧出力のインバータを直列接続して多重化することによって、高電圧出力に対応している。また多重インバータ方式は、低圧のインバータを多重化するので、インバータの出力電圧のひずみを低減し、電動機巻線の高調波による絶縁劣化を防止する効果もある。
このような多重電力変換装置を構成する個々の低圧インバータは、互いに絶縁された電源が必要である為、多くの場合、二次巻線を低圧インバータの数だけ分割した変圧器を入力側に設けている。

各々の低圧インバータは、変圧器の二次巻線から三相交流電源が供給されると、ダイオードブリッジ等の整流回路で一旦これを直流に整流する。その際、整流回路の出力側には周知の平滑コンデンサが並列に接続されている。低圧インバータといえども数百Ｖの電圧が入力されるコンデンサであるが故に、平滑コンデンサに蓄積される電荷は相当な電荷量となる。このような低圧インバータが多数設けられて多重化されるので、全ての低圧インバータに組み込まれている平滑コンデンサの総静電容量、そしてそれら平滑コンデンサ群に蓄積される総電荷量は巨大なものとなる。

このため、平滑コンデンサを内包する低圧インバータが多数二次巻線に接続されている変圧器に対し、いきなり高圧三相交流電力を一次巻線に供給すると、平滑コンデンサを充電するために巨大な突入電流が発生する。この突入電流は変圧器等の構成部品の定格電流の数倍から数十倍に及び、回路素子を破壊してしまう。

このような回路素子の破壊を防止するために、高圧三相交流電力を一次巻線に供給する前に、予め平滑コンデンサを充電しておく、という方法がある。平滑コンデンサを一括して初期充電するために、電源変圧器に初期充電用の巻線を追加する方式が実用化されている。この方法は、個々の低圧インバータには初期充電回路を設けない、という点で、低コストで有用である。

特開２０１１−３０３６５号公報

従来の高圧電動機駆動用の多重インバータは、入力変圧器の一次巻線に高電圧を印加した際に生じる突入電流を低減するために、複数の低圧インバータに含まれる平滑コンデンサに対し、高電圧を印加する前段階での初期充電が行われている。これにより、突入電流のうちの平滑コンデンサに対する充電電流を効果的に抑制することができる。
この初期充電の手順は、＜１＞インピーダンスを通じて初期充電を行い、＜２＞初期充電を停止して、＜３＞一次巻線に高電圧を印加する、という順序で実施していた。

しかしながらこの従来例においても、入力変圧器の励磁回路には、高圧印加時に際し、磁束飽和に基く突入電流が流れる。変圧器を高圧交流電源に直結したときの励磁突入電流については、種々の文献で広く解説されている。この励磁突入電流は定格電流の５倍〜１０倍にも達する場合があるため、突入電流の発生に伴って電源電圧の変動を引き起こし、同一系統に接続された他の機器にも悪影響を及ぼす恐れがある。

この問題に対しては特許文献１において、別電源からインピーダンスを介して二次側を励磁しながら一次側に電源を印加するための、補助励磁装置を備える方式が提案されている。しかしこの場合、補助励磁装置が追加部品として構成されており、コストが高くなる。

本発明はかかる課題を解決し、複雑な構成の回路を追加することなく、効果的に突入電流を低減し、安全で安定した電力変換装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、一次巻線が交流の主電源に接続され、複数の二次巻線と、補助電源に接続される一組の三次巻線を有する入力変圧器と、主電源と一次巻線との間に接続される主開閉器と、補助電源と三次巻線との間に接続される補助開閉器と、補助電源と補助開閉器との間に接続される電流制限部と、二次巻線から供給される交流電源を一旦直流に変換した後、第一ゲートパルス信号の制御によって可変周波数の単相交流に変換すると共に一端が負荷に接続される第一ユニットインバータと、第一ユニットインバータに直列接続されて第一ゲートパルス信号の制御によって可変周波数の単相交流に変換する第二ユニットインバータと、補助開閉器を閉じて、所定時間を経過した後主開閉器を閉じるべく制御する制御装置とを具備する。

電力変換装置は、予め三次巻線の巻線を、補助電源による位相が主電源の位相に一致するように入力変圧器を製作した上で、補助電源と入力変圧器の三次巻線に接続される補助開閉器を、主電源が接続されている主開閉器を投入した後に開くことで、入力変圧器の励磁突入電流を効果的に抑制することができる。

本発明により、複雑な構成の回路を追加することなく、効果的に突入電流を低減し、安全で安定した電力変換装置を提供できる。

本発明の一実施形態である、電力変換装置のブロック図である。 ユニットインバータの接続形態を説明する図とユニットインバータの回路図である。 制御装置のブロック図である。 制御装置の動作の流れを示すフローチャートである。 従来例の電力変換装置における、各部の電流波形の説明図である。 従来例の電力変換装置における、入力変圧器の一次巻線の電圧波形と、入力変圧器に発生する磁束の説明図である。 本発明の一実施形態である電力変換装置における、各部の電流波形の説明図である。 本発明の一実施形態である電力変換装置における、入力変圧器の一次巻線の電圧波形と、入力変圧器に発生する磁束の説明図である。

［システム構成］
図１は、本発明の一実施形態である、電力変換装置のブロック図である。
三相交流電源である主電源１０２は、誘導電動機１０３を駆動するための電力を供給する。主電源１０２には主開閉器１０４を通じて入力変圧器１０５の一次巻線１０６が接続される。入力変圧器１０５には複数の二次巻線１０７ａ、１０７ｂ、１０７ｃ、１０７ｄ、１０７ｅ及び１０７ｆが設けられ、各々の二次巻線１０７ａ乃至１０７ｆには夫々ユニットインバータ１０８ａ、１０８ｂ、１０８ｃ、１０８ｄ、１０８ｅ及び１０８ｆが接続されている。図１の電力変換装置１０１では、一相辺り二つのユニットインバータが直列接続されており、二つのユニットインバータが三組スター接続されて、三相交流電圧を出力する。

一方、主電源１０２とは別に三相交流電源である補助電源１０９が、初期充電用抵抗器１１０と補助開閉器１１１と巻線接続部１１２を介して、入力変圧器１０５の三次巻線１１３に接続される。
補助電源１０９は、主電源１０２と比べて低圧の三相交流電力を供給する。
初期充電用抵抗器１１０は、ユニットインバータ１０８ａ乃至１０８ｆの内部に設けられている平滑コンデンサに流す電流を制限するための、電流制限抵抗である。
巻線接続部１１２は、主電源１０２から出力される三相交流電圧と、補助電源１０９から出力される三相交流電圧との位相を合わせるためのスイッチであり、必要に応じてデルタ・スター変換も行う。

ユニットインバータ１０８ａは、第一ユニットインバータの一例であり、一端を誘導電動機１０３という負荷に接続されて可変周波数の単相交流電圧を生成する。
ユニットインバータ１０８ｂは、第二ユニットインバータの一例であり、ユニットインバータ１０８ａに直列接続されて、ユニットインバータ１０８ａと周波数及び位相が等しい単相交流電圧を生成する。
ユニットインバータ１０８ｃは、第三ユニットインバータの一例であり、一端を誘導電動機１０３という負荷に接続されて、ユニットインバータ１０８ａと等しい周波数且つ位相が異なる単相交流電圧を生成する。
ユニットインバータ１０８ｄは、第四ユニットインバータの一例であり、ユニットインバータ１０８ｃに直列接続されて、ユニットインバータ１０８ｃと周波数及び位相が等しい単相交流電圧を生成する。
ユニットインバータ１０８ｅは、第五ユニットインバータの一例であり、一端を誘導電動機１０３という負荷に接続されて、ユニットインバータ１０８ａ及びユニットインバータ１０８ｃと等しい周波数且つ位相が異なる単相交流電圧を生成する。
ユニットインバータ１０８ｆは、第六ユニットインバータの一例であり、ユニットインバータ１０８ｅに直列接続されて、ユニットインバータ１０８ｅと周波数及び位相が等しい単相交流電圧を生成する。

主電源１０２と主開閉器１０４との間には、第一位相検出器１１６が接続されている。同様に、補助電源１０９と初期充電用抵抗器１１０との間にも、第二位相検出器１１４が接続されている。
第一位相検出器１１６及び第二位相検出器１１４は、制御装置１１５に接続されている。制御装置１１５は、主開閉器１０４、補助開閉器１１１、巻線接続部１１２とユニットインバータ１０８ａ乃至１０８ｆを制御する。

定常状態では、電力変換装置１０１の主開閉器１０４が閉じられ、補助開閉器１１１は開いている。そして、制御装置１１５はユニットインバータ１０８ａ乃至１０８ｆに対してゲートパルス信号を供給することにより、誘導電動機１０３に三相交流電圧が印加され、誘導電動機１０３が回転駆動される。

図２（ａ）及び（ｂ）は、ユニットインバータの接続形態を説明する図とユニットインバータの回路図である。
図２（ａ）に示すように、同じ位相の交流電圧を出力するユニットインバータ１０８ｈ、１０８ｉ、…１０８ｎが直列接続されることで、全体として高電圧の交流電圧を出力することができる。その際、あるユニットインバータの第一出力端子２０１と、隣り合うユニットインバータの第二出力端子２０２とが接続される。丁度、直流電圧を出力する電池の極性を合わせることと同義である。
直列接続される各々のユニットインバータ１０８ｈ、１０８ｉ、…１０８ｎには、各々のユニットインバータが出力する交流電圧の周波数及び位相を合致させるため、制御装置１１５から共通のゲートパルス信号が供給される。

図２（ｂ）は、ユニットインバータ１０８の回路図である。
入力変圧器１０５の二次巻線１０７から供給される三相交流電圧は、ダイオードＤ２０３ａ、Ｄ２０３ｂ、Ｄ２０３ｃ、Ｄ２０３ｄ、Ｄ２０３ｅ及びＤ２０３ｆよりなるブリッジ整流回路に印加されて、脈流の直流電圧に変換される。ブリッジ整流回路には平滑コンデンサＣ２０４が並列接続されている。こうして得られる直流電圧は、ＩＧＢＴ２０５ａ、２０５ｂ、２０５ｃ及び２０５ｄよりなるフルブリッジインバータに供給される。ＩＧＢＴのゲートには制御装置１１５からゲートパルス信号が供給され、ＰＷＭ制御による交流電圧を出力する。

なお、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間には、誘導電動機１０３から発される逆起電力による回路素子の破壊事故を防ぐため、フリーホイールダイオード或は還流ダイオードとも呼ばれるダイオードＤ２０６ａ、Ｄ２０６ｂ、Ｄ２０６ｃ及びＤ２０６ｄが並列接続されている。
こうして、第一出力端子２０１と第二出力端子２０２から、ゲートパルス信号によって出力電圧及び周波数を制御された単相交流電圧が生成される。

以上の説明で判るように、直列接続されるユニットインバータには、共通するゲートパルス信号が供給される。
翻って図１を見ると、ユニットインバータ１０８ａとユニットインバータ１０８ｂは直列接続されて、スター型三相交流電源の一番目の相を形成している。
同様に、ユニットインバータ１０８ｃとユニットインバータ１０８ｄは直列接続されて、スター型三相交流電源の二番目の相を形成している。
同様に、ユニットインバータ１０８ｅとユニットインバータ１０８ｆは直列接続されて、スター型三相交流電源の三番目の相を形成している。
三相交流の各々の相を形成するために、異なるゲートパルス信号が相を形成するユニットインバータに与えられる。
つまり、ユニットインバータ１０８ａとユニットインバータ１０８ｂに供給される第一ゲートパルス信号と、ユニットインバータ１０８ｃとユニットインバータ１０８ｄに供給される第二ゲートパルス信号と、ユニットインバータ１０８ｅとユニットインバータ１０８ｆに供給される第三ゲートパルス信号とは、それぞれ異なる。

図３は、制御装置１１５のブロック図である。
第一位相検出器１１６と第二位相検出器１１４の出力信号は、それぞれ位相差検出部３０１に供給される。位相差検出部３０１は、主電源１０２が出力する三相交流電圧と、補助電源１０９が出力する三相交流電圧との位相差を検出する。接続制御部３０２は、巻線接続部１１２の接続状態を制御する制御信号を出力する。

制御部３０３は、位相差検出部３０１が出力する位相差検出信号を受けて、接続制御部３０２に対して最適な接続パターンの情報を出力する。また、タイマ３０４で計時を行いながら、補助開閉器１１１及び主開閉器１０４のオン・オフ制御を行う。そして、主開閉器１０４を閉じた後は、ゲートパルス生成部３０５に対して適切な電力生成のための制御指令情報を出力する。

ゲートパルス生成部３０５は、ユニットインバータ１０８ａ乃至１０８ｆを構成するＩＧＢＴ２０５ａ、２０５ｂ、２０５ｃ及び２０５ｄに対し、ＰＷＭ制御信号を生成して出力する。
制御部３０３は操作部３０６によって操作命令を受け付け、動作状態を表示部３０７を通じて表示する。

［制御装置１１５の主電源１０２投入処理の流れ］
図４は、制御装置１１５の動作の流れを示すフローチャートである。
制御部３０３は操作者から操作部３０６を通じて起動指令を受けて、処理を開始すると（Ｓ４０１）、制御部３０３は位相差検出部３０１から現在の主電源１０２が出力する三相交流電圧と、補助電源１０９が出力する三相交流電圧との位相差を検出して、その位相差情報を制御部３０３に提供する（Ｓ４０２）。制御部３０３は位相差情報に基づいて接続制御部３０２を通じて巻線接続部１１２を制御し、入力変圧器１０５における位相合わせを行う（Ｓ４０３）。

位相合わせが完遂したら、制御部３０３は次に補助開閉器１１１をオン制御する（Ｓ４０４）。そしてタイマ３０４を起動して（Ｓ４０５）、補助電源１０９から流れる電流が十分小さくなるに必要な所定時間（例えば１ｓｅｃ）が経過したか否か、確認する（Ｓ４０６）。

ステップＳ４０６で所定時間が経過したことを確認したら（Ｓ４０６のＹＥＳ）、制御部３０３はタイマ３０４をリセットしてオフ制御し（Ｓ４０７）、次に主開閉器１０４をオン制御する（Ｓ４０８）。そして再びタイマ３０４を起動して（Ｓ４０９）、主電源１０２と補助電源１０９が入力変圧器１０５に同時に接続されている（オーバーラップする）に必要な所定時間（例えば２０ｍｓｅｃ）が経過したか否か、確認する（Ｓ４１０）。

ステップＳ４１０で所定時間が経過したことを確認したら（Ｓ４１０のＹＥＳ）、制御部３０３は補助開閉器１１１をオフ制御し（Ｓ４１１）、次にタイマ３０４をリセットしてオフ制御する（Ｓ４１２）。そしてゲートパルス生成部３０５を制御して電動機の制御を開始して（Ｓ４１３）、一連の処理を終了する（Ｓ４１４）。

つまり、本実施形態の電力変換装置１０１は、補助電源１０９を入力変圧器１０５に接続して（Ｓ４０４）ユニットインバータ１０８ａ乃至１０８ｆ内の平滑コンデンサＣ２０４を充電した（Ｓ４０６のＹＥＳ））後、補助電源１０９を切断することなく主電源１０２を入力変圧器１０５に接続し（Ｓ４０８）、オーバーラップに必要な所定時間が経過したら（Ｓ４１０のＹＥＳ）、補助電源１０９を切断する（Ｓ４１１）。

［電力変換装置１０１の動作］
図５は、従来例の電力変換装置１０１における、各部の電流波形の説明図である。
図６は、従来例の電力変換装置１０１における、入力変圧器１０５の一次巻線１０６の電圧波形と、入力変圧器１０５に発生する磁束の説明図である。
従来例の電力変換装置１０１では、補助開閉器１１１を開いた後、主開閉器１０４が閉じるまでは時間を空けていた（Ｐ５０１）。このため、主開閉器１０４を閉じると、その瞬間、入力変圧器１０５に大きな励磁突入電流が流れていた（Ｐ５０２）。
この励磁突入電流は入力変圧器１０５の磁束飽和が原因で流れる。図６を参照してその原理を説明する。図６の上段は入力変圧器１０５の一次巻線１０６に現れる電圧波形であり、下段は入力変圧器１０５に発生する磁束の波形である。

補助開閉器１１１が閉じている期間は、初期充電用抵抗器１１０を介して励磁するため、補助電源１０９の電圧（Ｐ６０１）は主電源１０２の電圧（Ｐ６０２）と比較するとやや低く設定されている。磁束波形は電圧波形より９０°遅れる。
補助開閉器１１１が開くと（Ｐ６０３）、磁束は内部時定数で若干低下した後、保持されて一定値を維持する（Ｐ６０４）。
この磁束が残っている状態で主開閉器１０４を閉じると（Ｐ６０５）、その時点から主電源１０２の電圧による磁束が発生し（Ｐ６０６）、残留している磁束（Ｐ６０４）に加算される。

残留磁束と主電源１０２の電圧による磁束との加算によって生じる合成磁束は、主電源１０２の電圧がゼロのタイミングで主開閉器１０４が投入された時に、最大値を示す（Ｐ６０７）。図６の例では正常時の２倍以上になる。このように磁束が大きくなると、通常の設計で作られた入力変圧器１０５では磁束飽和を引き起こす。すると、励磁回路のインピーダンスが急に減少するため、結果として突入電流が大きくなるのである。

図７は、本実施形態の電力変換装置１０１における、各部の電流波形の説明図である。
図８は、本実施形態の電力変換装置１０１における、入力変圧器１０５の一次巻線１０６の電圧波形と、入力変圧器１０５に発生する磁束の説明図である。
本実施形態の電力変換装置１０１の、従来例との相違点は、補助開閉器１１１を開くタイミングを主開閉器１０４を閉じた後にする点である（Ｐ７０１）。このようにすることで主開閉器１０４を閉じた後の磁束増加を低減することができる。図８を参照して、その原理を説明する。
本実施形態の電力変換装置１０１は、主開閉器１０４を閉じた時点で（Ｐ８０１）、主電源１０２の電圧と位相が同期している補助電源１０９による磁束（負値）がある（Ｐ８０２））。このため、主電源１０２による磁束（Ｐ８０３）が発生しても合成磁束（Ｐ８０４）は従来例よりも低く抑えることができる。従って、突入電流も小さくなる（Ｐ７０２）。

本実施形態の電力変換装置１０１では、三次巻線１１３に補助電源１０９を印加したときに一次巻線１０６に現れる電圧位相が主電源１０２電圧の位相に一致することが必要である。これは予め設備側の補助電源１０９と主電源１０２の位相関係を調査しておけば、三次巻線１１３の巻線構成により両者を一致させることが可能である。このために、第一位相検出器１１６と第二位相検出器１１４と巻線接続部１１２が設けられ、予め補助電源１０９を入力変圧器１０５に接続する前に、制御装置１１５で位相合わせを実施する。また、位相を合わせる、という観点では、その前提条件として周波数も一致していることが必要である。

本実施形態では以下の応用例が可能である。
（１）主電源１０２は単相交流であってもよい。この場合、補助電源１０９と入力変圧器１０５の間には、巻線接続部１１２に加えて周知のスコットトランス等にて三相二相変換或は三相単相変換を行うこととなる。

（２）補助電源１０９を、主電源１０２から生成することもできる。入力変圧器１０５とは別に、出力電圧の低い補助変圧器を別途用意して、補助変圧器の二次巻線に初期充電用抵抗器１１０を介して入力変圧器１０５の三次巻線１１３を接続する。

（３）前述の実施形態に係る電力変換装置１０１では、補助電源１０９を入力変圧器１０５の三次巻線１１３に接続する前に、主電源１０２と補助電源１０９との位相差を第一位相検出器１１６及び第二位相検出器１１４から検出して、主電源１０２と補助電源１０９の位相差を入力変圧器１０５で合わせ込むために巻線接続部１１２を制御した。
主電源１０２と補助電源１０９が共通の電源から生成されており、入力変圧器１０５に到達する迄に介在する負荷が大幅に変動しない場合は、主電源１０２と補助電源１０９との位相差が常に一定であることが期待できる。このような場合、位相差に応じて三次巻線１１３の接続状態を変更する巻線接続部１１２は不要であり、予め判明している位相差に合わせた結線パターンにて補助電源１０９と三次巻線１１３を接続すれば良い。
このような場合、図１の巻線接続部１１２、図３の位相差検出部３０１及び接続制御部３０２、そして図４のステップＳ４０２及びステップＳ４０３が不要になる（図１の省略対象Ａ１２０、図３の省略対象Ａ３２０及び図４の省略対象Ａ４２０）。

（４）初期充電用抵抗器１１０の代わりに、チョッパ制御による電流制限回路を設けることもできる。初期充電用抵抗器１１０とチョッパ制御による電流制限回路は、電流制限部と呼ぶこともできる。

（５）これまでの説明で明らかなように、補助電源１０９は、主電源１０２に対して位相が合致していることが条件である。この条件さえ満たせば、補助電源１０９を単相交流電源や直流電源から作成することも可能である。単相交流電源であれば、図２（ｂ）のユニットインバータ１０８がそのまま使用できる。直流電源であれば、図２（ｂ）のユニットインバータ１０８の、ブリッジ整流回路及び平滑コンデンサＣ２０４を省略した構成が使用できる。その際、第一位相検出器１１６から得られる出力信号に基づいて、主電源１０２と位相が等しい三相交流電源である補助電源１０９を作成する。

本実施形態では、電力変換装置１０１を開示した。
本実施形態の電力変換装置１０１は、予め補助電源１０９の位相を主電源１０２に合わせ込んだ上で、入力変圧器１０５に接続される補助開閉器１１１を、主開閉器１０４を接続した後に開くことで、入力変圧器１０５の励磁突入電流を効果的に抑制することができる。

以上、本発明の実施形態例について説明したが、本発明は上記実施形態例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載した本発明の要旨を逸脱しない限りにおいて、他の変形例、応用例を含む。

１０１…電力変換装置、１０２…主電源、１０３…誘導電動機、１０４…主開閉器、１０５…入力変圧器、１０６…一次巻線、１０７…二次巻線、１０７ａ…二次巻線、１０８、１０８ａ、１０８ｂ、１０８ｃ、１０８ｄ、１０８ｅ、１０８ｆ、１０８ｈ…ユニットインバータ、１０９…補助電源、１１０…初期充電用抵抗器、１１１…補助開閉器、１１２…巻線接続部、１１３…三次巻線、１１４…第二位相検出器、１１５…制御装置、１１６…第一位相検出器、２０１…第一出力端子、２０２…第二出力端子、２０５ａ、２０５ｂ、２０５ｃ、２０５ｄ…ＩＧＢＴ、３０１…位相差検出部、３０２…接続制御部、３０３…制御部、３０４…タイマ、３０５…ゲートパルス生成部、３０６…操作部、３０７…表示部、Ｃ２０４…平滑コンデンサ、Ｄ２０３ａ、Ｄ２０３ｂ、Ｄ２０３ｃ、Ｄ２０３ｄ、Ｄ２０３ｅ、Ｄ２０３ｆ、Ｄ２０６ａ、Ｄ２０６ｂ、Ｄ２０６ｃ、Ｄ２０６ｄ…ダイオード

Claims (6)

1. 一次巻線が交流の主電源に接続され、複数の二次巻線と、補助電源に接続される一組の三次巻線を有する入力変圧器と、
   前記主電源と前記一次巻線との間に接続される主開閉器と、
   前記補助電源と前記三次巻線との間に接続される補助開閉器と、
   前記補助電源と前記補助開閉器との間に接続される電流制限部と、
   前記二次巻線から供給される交流電源を一旦直流に変換した後、第一ゲートパルス信号の制御によって可変周波数の単相交流に変換すると共に一端が負荷に接続される第一ユニットインバータと、
   前記第一ユニットインバータに直列接続されて前記第一ゲートパルス信号の制御によって可変周波数の単相交流に変換する第二ユニットインバータと、
   前記補助開閉器を閉じて、所定時間を経過した後前記主開閉器を閉じるべく制御する制御装置と
   を具備する電力変換装置。
2. 前記主電源及び前記補助電源は三相交流であり、
   前記入力変圧器の前記三次巻線は前記一次巻線に接続される前記主電源と位相が合致する結線パターンにて前記補助電源と接続され、
   前記電流制限部は初期充電用抵抗器である、
   請求項１記載の電力変換装置。
3. 更に、
   前記二次巻線から供給される交流電源を一旦直流に変換した後、前記第一ゲートパルス信号とは異なる第二ゲートパルス信号の制御によって可変周波数の単相交流に変換すると共に一端が負荷に接続される第三ユニットインバータと、
   前記第三ユニットインバータに直列接続されて前記第二ゲートパルス信号の制御によって可変周波数の単相交流に変換する第四ユニットインバータと、
   前記二次巻線から供給される交流電源を一旦直流に変換した後、前記第一ゲートパルス信号及び前記第二ゲートパルス信号とは異なる第三ゲートパルス信号の制御によって可変周波数の単相交流に変換すると共に一端が負荷に接続される第五ユニットインバータと、
   前記第五ユニットインバータに直列接続されて前記第三ゲートパルス信号の制御によって可変周波数の単相交流に変換する第六ユニットインバータと、
   を具備する、請求項２記載の電力変換装置。
4. 更に、
   前記補助開閉器と前記三次巻線との間に接続されて前記主電源と前記補助電源の位相を合致させる巻線接続部と、
   前記主電源の位相を検出する第一位相検出器と、
   前記補助電源の位相を検出する第二位相検出器と
   を具備し、
   前記主電源及び前記補助電源は三相交流であり、
   前記電流制限部は初期充電用抵抗器であり、
   前記第二ユニットインバータは第一ユニットインバータと同一の構成であると共に前記第一ユニットインバータと等しい周波数及び位相の単相交流を出力し、
   前記制御装置は、前記第一位相検出器と前記第二位相検出器から得られる位相比較信号に基づいて、前記主電源と前記補助電源の位相が前記一次巻線に置いて合致するように前記巻線接続部を制御した後前記補助開閉器を閉じて、所定時間を経過した後前記主開閉器を閉じるべく制御する、
   請求項１記載の電力変換装置。
5. 更に、
   前記二次巻線から供給される交流電源を一旦直流に変換した後、前記第一ゲートパルス信号とは異なる第二ゲートパルス信号の制御によって可変周波数の単相交流に変換すると共に一端が負荷に接続される第三ユニットインバータと、
   前記第三ユニットインバータに直列接続されて前記第二ゲートパルス信号の制御によって可変周波数の単相交流に変換する第四ユニットインバータと、
   前記二次巻線から供給される交流電源を一旦直流に変換した後、前記第一ゲートパルス信号及び前記第二ゲートパルス信号とは異なる第三ゲートパルス信号の制御によって可変周波数の単相交流に変換すると共に一端が負荷に接続される第五ユニットインバータと、
   前記第五ユニットインバータに直列接続されて前記第三ゲートパルス信号の制御によって可変周波数の単相交流に変換する第六ユニットインバータと、
   を具備する、請求項４記載の電力変換装置。
6. 前記補助電源は、前記第一位相検出器の出力信号に基づいて、単相交流電源又は直流電源から作成される、請求項５記載の電力変換装置。

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