JP2012243620A

JP2012243620A - Discharge lamp lighting device and lighting fixture using the same

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Publication number: JP2012243620A
Application number: JP2011113507A
Authority: JP
Inventors: Daisuke Yamahara; 大輔山原; Junichi Hasegawa; 純一長谷川; Junichi Kamikariya; 淳一上仮屋; Nobutoshi Matsuzaki; 宣敏松崎
Original assignee: Panasonic Corp
Current assignee: Panasonic Corp
Priority date: 2011-05-20
Filing date: 2011-05-20
Publication date: 2012-12-10

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a discharge lamp lighting device capable of switching a switching element to ON at timing that can sufficiently reduce a switching loss without depending on variation in load voltage, and a lighting fixture using the same.SOLUTION: A discharge lamp lighting device includes: a second converter section 3 for adjusting power to be supplied to a high-voltage discharge lamp DL1; a zero-cross detection section 45 for detecting a zero cross of a current flowing when a switching element Q4 (Q5) of the second converter section 3 is turned off; and a drive section 43 for switching the switching element Q4 (Q5) to ON when the zero cross is detected. The zero-cross detection section 45 includes: a detection circuit 45A for detecting a voltage across the switching element Q4 being turned off, and outputting a detection signal when a detected voltage VB1 exceeds a threshold Vth1 (Vth2); and a delay circuit 45B for generating a delay time TD1. The drive section 43 switches the switching element Q4 (Q5) to ON when the delay time TD1 elapses from an output of the detection signal.

Description

本発明は、放電灯点灯装置及びそれを用いた照明器具に関する。 The present invention relates to a discharge lamp lighting device and a lighting fixture using the same.

従来から、スイッチング回路の出力により放電灯を点灯させる放電灯点灯装置が知られており、例えば特許文献１に開示されているようなものがある。以下、特許文献１に記載の放電灯点灯装置の回路構成について図１３（ａ）を用いて説明する。 Conventionally, a discharge lamp lighting device for lighting a discharge lamp by the output of a switching circuit is known, for example, as disclosed in Patent Document 1. Hereinafter, the circuit configuration of the discharge lamp lighting device described in Patent Document 1 will be described with reference to FIG.

この放電灯点灯装置は、図１３（ａ）に示すように、直流電源１００と、スイッチング回路１０１と、制御回路１０３とを備える。直流電源１００は、例えば昇圧チョッパ回路よりなる直流安定化電源回路であり、商用交流電圧を安定した直流電圧ＶＩ１に変換して出力する。直流電源１００の負出力端子は接地されており、正出力端子はスイッチング素子Ｑ１００の一端に接続されている。スイッチング素子Ｑ１００は、例えばパワーＭＯＳＦＥＴよりなり、制御回路１０３の出力により高周波でオン／オフされる。スイッチング素子Ｑ１００の他端には、チョッパ用のインダクタＬ１００の一端とダイオードＤ１００のカソードが接続されている。インダクタＬ１００の他端には、平滑用のコンデンサＣ１００の正極が接続されている。ダイオードＤ１００のアノードは、チョッパ電流検出用の低抵抗Ｒ１００を介して直流電源１００の負出力端子に接続されている。平滑用のコンデンサＣ１００の両端には、負荷である放電灯１０２が接続されている。 As shown in FIG. 13A, the discharge lamp lighting device includes a DC power supply 100, a switching circuit 101, and a control circuit 103. The DC power supply 100 is a DC stabilized power supply circuit composed of, for example, a step-up chopper circuit, which converts a commercial AC voltage into a stable DC voltage VI1 and outputs it. The negative output terminal of the DC power supply 100 is grounded, and the positive output terminal is connected to one end of the switching element Q100. The switching element Q100 is made of, for example, a power MOSFET, and is turned on / off at a high frequency by the output of the control circuit 103. One end of a chopper inductor L100 and the cathode of a diode D100 are connected to the other end of the switching element Q100. The other end of the inductor L100 is connected to the positive electrode of a smoothing capacitor C100. The anode of the diode D100 is connected to the negative output terminal of the DC power supply 100 via a low resistance R100 for detecting a chopper current. A discharge lamp 102 as a load is connected to both ends of the smoothing capacitor C100.

放電灯１０２は、例えば水銀灯やメタルハライドランプなどの高輝度高圧放電灯（ＨＩＤランプ）である。スイッチング素子Ｑ１００、ダイオードＤ１００、インダクタＬ１００よりなるスイッチング回路１０１は、入力直流電圧ＶＩ１を任意の負荷電圧ＶＬ１に降圧して出力する降圧チョッパ回路を構成している。負荷電圧ＶＬ１は、制御回路１０３により検出されており、その検出電圧に応じて最適な電力が放電灯１０２に供給されるように、スイッチング素子Ｑ１００のオン期間が制御される。 The discharge lamp 102 is a high-intensity high-pressure discharge lamp (HID lamp) such as a mercury lamp or a metal halide lamp. The switching circuit 101 including the switching element Q100, the diode D100, and the inductor L100 constitutes a step-down chopper circuit that steps down the input DC voltage VI1 to an arbitrary load voltage VL1 and outputs it. The load voltage VL1 is detected by the control circuit 103, and the ON period of the switching element Q100 is controlled so that optimum power is supplied to the discharge lamp 102 in accordance with the detected voltage.

制御回路１０３は、スイッチング素子Ｑ１００のオフ時電圧を監視し、オフ時電圧が略最小電圧となったことを検出する検出回路１０４と、検出回路１０４の検出信号を受けてスイッチング素子Ｑ１００をオンさせる駆動回路１０５とを備える。検出回路１０４は、ダイオードＤ１００のカソードの電位ＶＤ１を検出することで、実質的にスイッチング素子Ｑ１の両端電圧ＶＱ１（＝ＶＩ１−ＶＤ１）を監視している。 The control circuit 103 monitors the off-time voltage of the switching element Q100 and detects that the off-time voltage has become a substantially minimum voltage, and receives the detection signal from the detection circuit 104 to turn on the switching element Q100. And a drive circuit 105. The detection circuit 104 substantially monitors the voltage VQ1 (= VI1-VD1) across the switching element Q1 by detecting the potential VD1 of the cathode of the diode D100.

図１３（ａ）の回路動作を説明する。制御回路１０３内の駆動回路１０５によりスイッチング素子Ｑ１００がオンすると、スイッチング素子Ｑ１００→インダクタＬ１００→コンデンサＣ１００（及び放電灯１０２）→抵抗Ｒ１００の経路を流れる電流が増加する。当該電流が増加すると、駆動回路１０５内の比較器（図示せず）は、＋入力端子の検出電圧が−入力端子の基準電圧に達した時点で出力をオフし、これによりスイッチング素子Ｑ１００はオフする。 The circuit operation of FIG. 13A will be described. When the switching element Q100 is turned on by the drive circuit 105 in the control circuit 103, the current flowing through the path of the switching element Q100 → the inductor L100 → the capacitor C100 (and the discharge lamp 102) → the resistor R100 increases. When the current increases, the comparator (not shown) in the drive circuit 105 turns off the output when the detection voltage at the + input terminal reaches the reference voltage at the −input terminal, and thereby the switching element Q100 is turned off. To do.

スイッチング素子Ｑ１００がオフすると、スイッチング素子Ｑ１００→インダクタＬ１００のルートに流れていた電流は、ダイオードＤ１００→インダクタＬ１００のルートに転流する。そして、スイッチング素子Ｑ１００がオンしている間にインダクタＬ１００に蓄えたエネルギーの放出を終えた時点で、ダイオードＤ１００はオフする。ダイオードＤ１００がオフすると、コンデンサＣ１００からインダクタＬ１００を通じてダイオードＤ１００の接合容量が充電されるため、ダイオードＤ１００の逆方向電圧ＶＤ１が上昇する。当該電圧が比較基準値と等しくなると、検出回路１０４の出力がオンし、これにより駆動回路１０５はスイッチング素子Ｑ１００をオン駆動する。以下、このサイクルを繰り返すことによりスイッチング素子Ｑ１００はオン／オフし、負荷電力を安定制御する。 When the switching element Q100 is turned off, the current flowing in the route from the switching element Q100 to the inductor L100 is commutated in the route from the diode D100 to the inductor L100. The diode D100 is turned off at the time when the release of the energy stored in the inductor L100 is completed while the switching element Q100 is turned on. When the diode D100 is turned off, the junction capacitance of the diode D100 is charged from the capacitor C100 through the inductor L100, so that the reverse voltage VD1 of the diode D100 increases. When the voltage becomes equal to the comparison reference value, the output of the detection circuit 104 is turned on, whereby the drive circuit 105 drives the switching element Q100 on. Thereafter, by repeating this cycle, the switching element Q100 is turned on / off, and the load power is stably controlled.

ここで、制御回路１０３がスイッチング素子Ｑ１００の次のオンを指示しない時のダイオードＤ１００の逆方向電圧ＶＤ１を図１３（ｂ）に示す。同図の期間Ｔｏｎでは、スイッチング素子Ｑ１００を介してインダクタＬ１００に電流が流れる。同図の期間Ｔｏｆｆでは、ダイオードＤ１００を介してインダクタＬ１００のエネルギーが放出される。ダイオードＤ１００に流れる電流が無くなり、スイッチング素子Ｑ１００、ダイオードＤ１００が共にオフすると、スイッチング素子Ｑ１００、ダイオードＤ１００の容量成分により、逆方向電圧ＶＤ１は振動しながら負荷電圧ＶＬ１へと収束する。 Here, FIG. 13B shows the reverse voltage VD1 of the diode D100 when the control circuit 103 does not instruct the next ON of the switching element Q100. In the period Ton in the figure, a current flows through the inductor L100 via the switching element Q100. In the period Toff in the figure, the energy of the inductor L100 is released through the diode D100. When the current flowing through the diode D100 disappears and both the switching element Q100 and the diode D100 are turned off, the reverse voltage VD1 converges to the load voltage VL1 while oscillating due to the capacitance components of the switching element Q100 and the diode D100.

振動電圧（逆方向電圧）ＶＤ１のピークは負荷電圧ＶＬ１に応じて増減し、例えば図１３（ｂ）に示すように、負荷電圧ＶＬ１が大きい時には振動電圧ＶＤ１のピークは高く、逆に負荷電圧ＶＬ１が小さい時には振動電圧ＶＤ１のピークは低くなる。ここで、比較基準値として同図に示す閾値Ｖ１００を設定した場合、負荷電圧ＶＬ１が小さい時のスイッチング素子Ｑ１００のターンオンタイミングでは、スイッチング素子Ｑ１００のスイッチング損失は小さい。一方、負荷電圧ＶＬ１が大きい時のスイッチング素子Ｑ１００のターンオンタイミングでは、本来設定したいタイミングからずれることになり、その結果、スイッチング素子Ｑ１００のスイッチング損失は大きくなる。 The peak of the oscillating voltage (reverse voltage) VD1 increases or decreases according to the load voltage VL1. For example, as shown in FIG. 13B, the peak of the oscillating voltage VD1 is high when the load voltage VL1 is large, and conversely the load voltage VL1. When is small, the peak of the oscillating voltage VD1 is low. Here, when the threshold value V100 shown in the figure is set as the comparison reference value, the switching loss of the switching element Q100 is small at the turn-on timing of the switching element Q100 when the load voltage VL1 is small. On the other hand, at the turn-on timing of the switching element Q100 when the load voltage VL1 is large, the switching element Q100 is deviated from the originally desired timing, and as a result, the switching loss of the switching element Q100 increases.

そこで、この特許文献１に記載の放電灯点灯装置では、検出回路１０４は、負荷電圧ＶＬ１が増大するにつれて比較基準値を高く設定する比較基準値設定手段を有している。すなわち、検出回路１０４は、図１３（ｃ）に示すように、負荷電圧ＶＬ１の増大に従って閾値Ｖ１００を変更する。これにより、負荷電圧ＶＬ１が変動しても適切なターンオンタイミングを失することがなく、負荷電圧ＶＬ１が高い場合でも低い場合でもスイッチング損失を低減することができる。 Therefore, in the discharge lamp lighting device described in Patent Document 1, the detection circuit 104 has comparison reference value setting means for setting the comparison reference value higher as the load voltage VL1 increases. That is, the detection circuit 104 changes the threshold value V100 as the load voltage VL1 increases as shown in FIG. Thereby, even if the load voltage VL1 fluctuates, an appropriate turn-on timing is not lost, and the switching loss can be reduced regardless of whether the load voltage VL1 is high or low.

特開２００７−１７３０２２号公報JP 2007-173022 A

ところで、上記従来例において、スイッチング損失を最も低減するためには、振動電圧ＶＤ１がそのピークにおいて検出回路１０４の比較基準値（閾値Ｖ１００）に達する必要がある。そこで、閾値Ｖ１００を振動電圧ＶＤ１のピーク付近に設定するのが望ましいが、負荷電圧ＶＬ１が変動すると振動電圧ＶＤ１が閾値Ｖ１００を超えずに、スイッチング素子Ｑ１００をオンに切り替えることができない可能性があった。 By the way, in the conventional example, in order to reduce the switching loss most, it is necessary that the oscillation voltage VD1 reaches the comparison reference value (threshold value V100) of the detection circuit 104 at the peak. Therefore, it is desirable to set the threshold value V100 near the peak of the vibration voltage VD1, but if the load voltage VL1 fluctuates, the vibration voltage VD1 may not exceed the threshold value V100 and the switching element Q100 may not be switched on. It was.

これを回避するためには、振動電圧ＶＤ１がそのピークに達する前に閾値Ｖ１００を超えるように余裕を持って閾値Ｖ１００を設定する必要があるが、この場合にはスイッチング損失を十分には低減することができない。すなわち、上記従来例のように負荷電圧ＶＬ１の変化に応じて閾値Ｖ１００を可変する制御だけでは、スイッチング損失を十分に低減することのできるタイミングでスイッチング素子Ｑ１００をオンに切り替えることが困難であるという問題があった。 In order to avoid this, it is necessary to set the threshold value V100 with a margin so as to exceed the threshold value V100 before the oscillating voltage VD1 reaches its peak. In this case, the switching loss is sufficiently reduced. I can't. That is, it is difficult to switch on the switching element Q100 at a timing at which the switching loss can be sufficiently reduced only by controlling the threshold value V100 in accordance with the change of the load voltage VL1 as in the conventional example. There was a problem.

本発明は、上記の点に鑑みて為されたもので、負荷電圧の変動に依らないでスイッチング損失を十分に低減することのできるタイミングでスイッチング素子をオンに切り替えることのできる放電灯点灯装置及びそれを用いた照明器具を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above points, and a discharge lamp lighting device capable of switching on a switching element at a timing at which switching loss can be sufficiently reduced without depending on load voltage fluctuations, and It aims at providing the lighting fixture using it.

本発明の放電灯点灯装置は、直流電源と放電灯との間に接続されて前記放電灯に供給する電力を調整するスイッチング部と、前記スイッチング部を構成する逆導通型のスイッチング素子のオフ時に流れる電流のゼロクロスを検出するゼロクロス検出部と、前記ゼロクロス検出部でゼロクロスを検出すると前記スイッチング素子をオンに切り替える駆動部とを備え、前記ゼロクロス検出部は、前記スイッチング素子のオフ時の両端電圧を検出し、当該検出電圧が閾値を超えると検出信号を出力する検出回路と、所定の遅延時間を発生させる遅延回路とを備え、前記駆動部は、前記検出信号の出力された時点から前記遅延時間が経過すると前記スイッチング素子をオンに切り替えることを特徴とする。 The discharge lamp lighting device of the present invention is connected between a DC power supply and a discharge lamp, and adjusts the power supplied to the discharge lamp, and when the reverse conduction type switching element constituting the switching section is turned off. A zero-cross detection unit that detects a zero-cross of a flowing current; and a drive unit that turns on the switching element when the zero-cross detection unit detects the zero-cross, and the zero-cross detection unit calculates a voltage across the switching element when the switching element is off. A detection circuit that detects and outputs a detection signal when the detection voltage exceeds a threshold value, and a delay circuit that generates a predetermined delay time, and the drive unit outputs the delay time from the time when the detection signal is output. When the time elapses, the switching element is turned on.

この放電灯点灯装置において、前記閾値は、前記検出電圧の振動の変曲点に設定され、前記所定時間は、前記閾値と前記検出電圧の振動の振動周期に基づいて設定されることが好ましい。 In this discharge lamp lighting device, it is preferable that the threshold value is set at an inflection point of vibration of the detection voltage, and the predetermined time is set based on a vibration period of the vibration of the detection voltage and the detection voltage.

この放電灯点灯装置において、前記放電灯に印加される負荷電圧を検出する負荷電圧検出部を備え、前記ゼロクロス検出部は、前記閾値又は前記所定時間の少なくとも何れか一方を前記負荷電圧に基づいて変化させることが好ましい。 The discharge lamp lighting device includes a load voltage detection unit that detects a load voltage applied to the discharge lamp, and the zero-cross detection unit is configured to determine at least one of the threshold value and the predetermined time based on the load voltage. It is preferable to change.

この放電灯点灯装置において、前記スイッチング部は、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子の直列回路と、第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子の直列回路とを並列に接続したフルブリッジ回路から成り、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子の接続点と、前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子の接続点との間には、前記放電灯が装着されるソケットと、インダクタ及びコンデンサを少なくとも有する共振回路との直列回路が接続され、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子を所定の周波数で駆動し、前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子を前記所定の周波数よりも高い周波数で駆動することで、前記直流電源の出力電圧を矩形波交流に変換することが好ましい。 In this discharge lamp lighting device, the switching unit is a full bridge in which a series circuit of a first switching element and a second switching element and a series circuit of a third switching element and a fourth switching element are connected in parallel. The discharge lamp is mounted between a connection point of the first switching element and the second switching element and a connection point of the third switching element and the fourth switching element. A series circuit of a socket and a resonance circuit having at least an inductor and a capacitor is connected, and the first switching element and the second switching element are driven at a predetermined frequency, and the third switching element and the second switching element are driven. 4 is driven at a frequency higher than the predetermined frequency, whereby the DC power supply It is preferable to convert the output voltage into a rectangular wave AC.

本発明の照明器具は、上記何れかの放電灯点灯装置と、前記放電灯点灯装置により点灯される前記放電灯が装着される器具本体とを備えることを特徴とする。 The lighting fixture of the present invention includes any one of the above-described discharge lamp lighting devices and a fixture main body to which the discharge lamps lit by the discharge lamp lighting devices are mounted.

本発明は、負荷電圧の変動に依らないでスイッチング損失を十分に低減することのできるタイミングでスイッチング素子をオンに切り替えることができるという効果を奏する。 The present invention has an effect that the switching element can be switched on at a timing at which the switching loss can be sufficiently reduced without depending on the fluctuation of the load voltage.

本発明に係る放電灯点灯装置の実施形態１を示す回路概略図である。It is the circuit schematic which shows Embodiment 1 of the discharge lamp lighting device which concerns on this invention. 同上の放電灯点灯装置の動作を説明するための波形図である。It is a wave form diagram for demonstrating operation | movement of a discharge lamp lighting device same as the above. 同上の放電灯点灯装置における検出電圧の振動を説明するための波形図である。It is a wave form diagram for demonstrating the oscillation of the detection voltage in a discharge lamp lighting device same as the above. （ａ），（ｂ）は同上の放電灯点灯装置においてチョーク電流のゼロクロス付近での各パラメータを示す波形図である。(A), (b) is a wave form diagram which shows each parameter in the zero crossing vicinity of choke current in the discharge lamp lighting device same as the above. （ａ），（ｂ）はチョーク電流のゼロクロスの従来の検出方法を説明するための波形図である。(A), (b) is a wave form diagram for demonstrating the conventional detection method of the zero crossing of choke current. （ａ）〜（ｃ）は同上の放電灯点灯装置において、正極性の期間におけるチョーク電流のゼロクロスの検出方法を説明するための図である。(A)-(c) is a figure for demonstrating the detection method of the zero crossing of the choke current in a positive polarity period in the discharge lamp lighting device same as the above. （ａ）〜（ｃ）は同上の放電灯点灯装置において、負極性の期間におけるチョーク電流のゼロクロスの検出方法を説明するための図である。(A)-(c) is a figure for demonstrating the detection method of the zero crossing of the choke current in a negative polarity period in the discharge lamp lighting device same as the above. 本発明に係る放電灯点灯装置の実施形態２を示す回路概略図である。It is the circuit schematic which shows Embodiment 2 of the discharge lamp lighting device which concerns on this invention. （ａ）〜（ｃ）は同上の放電灯点灯装置において、検出電圧が降下して振動する場合のチョーク電流のゼロクロスの検出方法を説明するための図である。(A)-(c) is a figure for demonstrating the detection method of the zero crossing of choke current when a detection voltage falls and vibrates in the discharge lamp lighting device same as the above. （ａ）〜（ｃ）は同上の放電灯点灯装置において、検出電圧が上昇して振動する場合のチョーク電流のゼロクロスの検出方法を説明するための図である。(A)-(c) is a figure for demonstrating the detection method of the zero crossing of choke current when a detection voltage raises and vibrates in the discharge lamp lighting device same as the above. 本発明に係る放電灯点灯装置の実施形態３を示す回路概略図である。It is the circuit schematic which shows Embodiment 3 of the discharge lamp lighting device which concerns on this invention. （ａ）〜（ｃ）は本発明に係る照明器具の実施形態を示す概略図である。(A)-(c) is the schematic which shows embodiment of the lighting fixture which concerns on this invention. 従来の放電灯点灯装置を示す図で、（ａ）は回路概略図で、（ｂ）はスイッチング素子オフ時の振動電圧を説明するための波形図で、（ｃ）は動作波形図である。It is a figure which shows the conventional discharge lamp lighting device, (a) is a circuit schematic diagram, (b) is a wave form diagram for demonstrating the oscillating voltage at the time of switching element OFF, (c) is an operation | movement waveform diagram.

（実施形態１）
以下、本発明に係る放電灯点灯装置の実施形態１について図面を用いて説明する。本実施形態は、図１に示すように、整流部１と、第１のコンバータ部２と、第２のコンバータ部３と、制御部４とを備える。整流部１は、ダイオードブリッジから構成され、交流電源ＡＣ１から供給される交流電圧を全波整流して第１のコンバータ部２に出力する。 (Embodiment 1)
Hereinafter, Embodiment 1 of a discharge lamp lighting device according to the present invention will be described with reference to the drawings. As shown in FIG. 1, the present embodiment includes a rectifying unit 1, a first converter unit 2, a second converter unit 3, and a control unit 4. The rectifying unit 1 is configured by a diode bridge, and full-wave rectifies the AC voltage supplied from the AC power supply AC1 and outputs the rectified voltage to the first converter unit 2.

第１のコンバータ部２は、例えばＦＥＴから成るスイッチング素子Ｑ１と、チョークコイルＣＨ１と、ダイオードＤ１と、平滑コンデンサＣ１とを有する所謂昇圧チョッパ回路である。第１のコンバータ部２は、整流部１から出力される脈流電圧を所定の直流電圧に昇圧して出力することで力率を改善する。そして、第１のコンバータ部２の平滑コンデンサＣ１の両端から入力電圧Ｖ１が出力される。すなわち、本実施形態では、整流部１と第１のコンバータ部２とで直流電源を構成している。 The first converter unit 2 is a so-called step-up chopper circuit having a switching element Q1 made of, for example, an FET, a choke coil CH1, a diode D1, and a smoothing capacitor C1. The first converter unit 2 improves the power factor by boosting the pulsating voltage output from the rectifying unit 1 to a predetermined DC voltage and outputting it. The input voltage V1 is output from both ends of the smoothing capacitor C1 of the first converter unit 2. That is, in this embodiment, the rectifying unit 1 and the first converter unit 2 constitute a DC power source.

第２のコンバータ部３は、例えばＦＥＴから成る４つのスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５と、チョークコイルＣＨ２と、コンデンサＣ３とを有する所謂降圧チョッパ回路である。第２のコンバータ部３では、２つのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の直列回路と、残り２つのスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の直列回路とが、第１のコンバータ部２の出力端間に並列に接続されることでフルブリッジ回路が構成されている。また、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の接続点と、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の接続点との間には、チョークコイルＣＨ２とコンデンサＣ２との直列回路が接続されている。この第２のコンバータ部３がスイッチング部を構成し、４つのスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５が、それぞれ第１のスイッチング素子〜第４のスイッチング素子に相当する。なお、これらスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５は逆導通型のスイッチング素子であり、本実施形態では、各スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の寄生ダイオードにより逆導通を実現している。 The second converter unit 3 is a so-called step-down chopper circuit having four switching elements Q2 to Q5 made of, for example, FETs, a choke coil CH2, and a capacitor C3. In the second converter unit 3, a series circuit of two switching elements Q2 and Q3 and a series circuit of the remaining two switching elements Q4 and Q5 are connected in parallel between the output terminals of the first converter unit 2. Thus, a full bridge circuit is configured. A series circuit of a choke coil CH2 and a capacitor C2 is connected between the connection point of the switching elements Q2, Q3 and the connection point of the switching elements Q4, Q5. The second converter unit 3 constitutes a switching unit, and the four switching elements Q2 to Q5 correspond to a first switching element to a fourth switching element, respectively. These switching elements Q2 to Q5 are reverse conduction type switching elements, and in this embodiment, reverse conduction is realized by the parasitic diodes of the switching elements Q2 to Q5.

更に、第２のコンバータ部３では、コンデンサＣ２と並列に、共振回路３０と高圧放電灯ＤＬ１が装着されるソケット（図示せず）との直列回路が接続されている。共振回路３０は、高圧放電灯ＤＬ１が装着されるソケットに直列に接続されるパルストランス（インダクタ）ＰＴ１を具備する。また、共振回路３０は、パルストランスＰＴ１のタップと第１のコンバータ部２の低電位側の出力端との間に挿入されたコンデンサＣ３及び抵抗Ｒ１とを具備している。 Further, in the second converter unit 3, a series circuit of a resonance circuit 30 and a socket (not shown) to which the high pressure discharge lamp DL1 is attached is connected in parallel with the capacitor C2. The resonance circuit 30 includes a pulse transformer (inductor) PT1 connected in series to a socket in which the high pressure discharge lamp DL1 is mounted. The resonance circuit 30 includes a capacitor C3 and a resistor R1 inserted between the tap of the pulse transformer PT1 and the output terminal on the low potential side of the first converter unit 2.

制御部４は、マイコンを主構成要素として構成され、第２のコンバータ部２への入力電圧Ｖ１を検出する入力電圧検出部４０と、入力電圧Ｖ１が所定の電圧レベルとなるようにスイッチング素子Ｑ１をスイッチング制御する入力電圧制御部４１とを備える。また、制御部４は、高圧放電灯ＤＬ１に印加される負荷電圧ＶＬ１を検出する検出機能と、負荷電圧ＶＬ１に基づいて高圧放電灯ＤＬ１の点灯・非点灯を判別する判別機能とを有する負荷状態検出部４２を備える。この負荷状態検出部４２が、負荷電圧検出部に相当する。更に、制御部４は、負荷電圧ＶＬ１が所定の電圧レベルとなるように第２のコンバータ部３の各スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５をスイッチング制御する駆動部４３を備える。 The control unit 4 includes a microcomputer as a main component, and an input voltage detection unit 40 that detects an input voltage V1 to the second converter unit 2, and a switching element Q1 so that the input voltage V1 is at a predetermined voltage level. And an input voltage control unit 41 that performs switching control. Further, the control unit 4 has a detection function for detecting the load voltage VL1 applied to the high-pressure discharge lamp DL1, and a load state having a determination function for determining whether the high-pressure discharge lamp DL1 is lit or not based on the load voltage VL1. A detection unit 42 is provided. The load state detection unit 42 corresponds to a load voltage detection unit. Furthermore, the control unit 4 includes a drive unit 43 that performs switching control of the switching elements Q2 to Q5 of the second converter unit 3 so that the load voltage VL1 becomes a predetermined voltage level.

駆動部４３は、負荷状態検出部４２での判別結果を受けて第２のコンバータ部３の動作モードを切り替える切替機能と、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の駆動周波数及びオン期間を決定する演算機能とを有する。切替機能は、第２のコンバータ部３から高圧放電灯ＤＬ１を始動させるための高電圧を出力させる始動モードと、第２のコンバータ部３から高圧放電灯ＤＬ１を安定して点灯させるための電圧を出力させる安定点灯モードとを切り替える機能である。また、演算機能は、安定点灯モードの時にスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５をスイッチング制御する機能である。 The drive unit 43 has a switching function for switching the operation mode of the second converter unit 3 in response to the determination result in the load state detection unit 42, and an arithmetic function for determining the drive frequency and the on period of the switching elements Q4 and Q5. Have. The switching function includes a start mode for outputting a high voltage for starting the high pressure discharge lamp DL1 from the second converter unit 3, and a voltage for stably lighting the high pressure discharge lamp DL1 from the second converter unit 3. This is a function for switching the stable lighting mode to be output. The arithmetic function is a function for switching control of the switching elements Q4 and Q5 in the stable lighting mode.

例えば、安定点灯モードにおいて、駆動部４３は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５をオン／オフさせる期間と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオン／オフさせる期間とを所定の周波数（数百Ｈｚ程度）で交番させている。ここで、前者の期間ではスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４はオフ状態であり、後者の期間ではスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５がオフ状態である。そして、前者の期間では、駆動部４３はスイッチング素子Ｑ２をオフさせた状態でスイッチング素子Ｑ５を所定の周波数（数十ｋＨｚ程度）でオン／オフさせる。また、後者の期間では、駆動部４３はスイッチング素子Ｑ３をオフさせた状態でスイッチング素子Ｑ４を所定の周波数（数十ｋＨｚ程度）でオン／オフさせる。 For example, in the stable lighting mode, the drive unit 43 alternates a period during which the switching elements Q2, Q5 are turned on / off and a period during which the switching elements Q3, Q4 are turned on / off at a predetermined frequency (about several hundred Hz). ing. Here, in the former period, the switching elements Q3 and Q4 are in the off state, and in the latter period, the switching elements Q2 and Q5 are in the off state. In the former period, the drive unit 43 turns on / off the switching element Q5 at a predetermined frequency (about several tens of kHz) with the switching element Q2 turned off. In the latter period, the drive unit 43 turns on / off the switching element Q4 at a predetermined frequency (about several tens of kHz) with the switching element Q3 turned off.

ここで、前者の期間では負荷電圧ＶＬ１は正電圧となり、後者の期間では負荷電圧ＶＬ１は負電圧となる（図２参照）。したがって、以下の説明では、前者の期間を「正極性の期間」、後者の期間を「負極性の期間」と呼ぶものとする。正極性の期間と負極性の期間とは、一定時間（例えば３ｍｓ）毎に交代する。 Here, in the former period, the load voltage VL1 is a positive voltage, and in the latter period, the load voltage VL1 is a negative voltage (see FIG. 2). Therefore, in the following description, the former period is referred to as a “positive polarity period” and the latter period is referred to as a “negative polarity period”. The positive polarity period and the negative polarity period alternate every certain time (for example, 3 ms).

更に、制御部４は、チョークコイルＣＨ２を流れるチョーク電流ＩＬ２を検出する電流検出部４４と、チョーク電流ＩＬ２のゼロクロスを検出するゼロクロス検出部４５とを備える。ここで、チョーク電流ＩＬ２は、コンデンサＣ２によりリプル成分が取り除かれて高圧放電灯ＤＬ１を流れる負荷電流となる。このため、チョーク電流ＩＬ２を検出し、チョーク電流ＩＬ２が電流目標値となるように制御することで、負荷電流を適正に制御することができる。 Further, the control unit 4 includes a current detection unit 44 that detects a choke current IL2 that flows through the choke coil CH2, and a zero cross detection unit 45 that detects a zero cross of the choke current IL2. Here, the choke current IL2 is a load current that flows through the high-pressure discharge lamp DL1 after the ripple component is removed by the capacitor C2. For this reason, the load current can be appropriately controlled by detecting the choke current IL2 and controlling the choke current IL2 to be the current target value.

電流検出部４４は、第１のインバータ部２の低電位側の出力端に接続される抵抗Ｒ２の両端電圧を検出することで、チョーク電流ＩＬ２を検出する。そして、電流検出部４４は、チョーク電流ＩＬ２が増大して予め設定された電流目標値に達すると、オン状態にある何れかのスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５をオフに切り替える指令コマンドを駆動部４３に送信する。なお、電流検出部４４は、正極性の期間の場合にはスイッチング素子Ｑ５を、負極性の期間の場合にはスイッチング素子Ｑ４をオフに切り替える指令コマンドを送信する。駆動部４３では、当該指令コマンドを受信するとオン状態にある何れかのスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５をオフに切り替える。これにより、チョーク電流ＩＬ２は減少し始める。 The current detection unit 44 detects the choke current IL2 by detecting the voltage across the resistor R2 connected to the output terminal on the low potential side of the first inverter unit 2. When the choke current IL2 increases and reaches a preset current target value, the current detection unit 44 transmits a command command for switching off any of the switching elements Q4 and Q5 in the on state to the drive unit 43. To do. The current detection unit 44 transmits a command command for switching the switching element Q5 off in the case of the positive polarity period and switching off the switching element Q4 in the case of the negative polarity period. In the drive part 43, when the said command command is received, any switching element Q4, Q5 in an ON state will be switched off. As a result, the choke current IL2 starts to decrease.

ゼロクロス検出部４５は、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の接続点に発生する検出電圧（すなわち、スイッチング素子Ｑ４のオフ時の両端電圧）ＶＢ１に基づいて、減少するチョーク電流ＩＬ２が零点を通過するゼロクロスを検出する。この減少するチョーク電流ＩＬ２のゼロクロスを検出することは、実質的にスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５のオフ時に流れる電流のゼロクロスを検出することとなる。そして、ゼロクロス検出部４５は、オフ状態にある何れかのスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５（正極性の期間ではスイッチング素子Ｑ５、負極性の期間ではスイッチング素子Ｑ４）をオンに切り替える指令コマンドを駆動部４３に送信する。駆動部４３では、当該指令コマンドを受信するとオフ状態にある何れかのスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５をオンに切り替える。これにより、チョーク電流ＩＬ２は再び増大し始める。上記の動作を繰り返すことで、チョーク電流ＩＬ２が電流目標値となるように制御され、結果として負荷電流を適正に制御することができる。 The zero-cross detection unit 45 detects a zero-cross where the decreasing choke current IL2 passes through the zero point based on the detection voltage VB1 generated at the connection point of the switching elements Q4 and Q5 (that is, the both-end voltage when the switching element Q4 is off). To do. Detecting the zero crossing of the decreasing choke current IL2 substantially detects the zero crossing of the current that flows when the switching elements Q4 and Q5 are off. The zero-cross detection unit 45 then sends a command command to the drive unit 43 to turn on any of the switching elements Q4 and Q5 in the off state (switching element Q5 in the positive period and switching element Q4 in the negative period). Send. When receiving the command command, the drive unit 43 switches on any of the switching elements Q4 and Q5 that are in the off state. As a result, the choke current IL2 begins to increase again. By repeating the above operation, the choke current IL2 is controlled to be the current target value, and as a result, the load current can be appropriately controlled.

以下、本実施形態の基本的な動作について図２を用いて説明する。なお、図２は高圧放電灯ＤＬ１が非点灯状態から安定した点灯状態に至るまでの各部の波形図を示している。先ず、高圧放電灯ＤＬ１が非点灯状態のときに、図示しない点灯スイッチが投入されて電源がオンになると、制御部４の入力電圧制御部４１が制御動作を開始し、スイッチング素子Ｑ１を数十ｋＨｚ程度でオン／オフさせるスイッチング制御を行う。これにより、第１のコンバータ部２からは、高圧放電灯ＤＬ１の非点灯時及び点灯時の何れにおいても、電源電圧を昇圧した直流電圧（入力電圧Ｖ１）が出力される。ここで、第１のコンバータ部２は、入力力率を高めることで入力電流歪みを抑制している。 Hereinafter, the basic operation of the present embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 2 shows a waveform diagram of each part from the non-lighting state to the stable lighting state of the high pressure discharge lamp DL1. First, when the lighting switch (not shown) is turned on and the power is turned on when the high-pressure discharge lamp DL1 is in a non-lighting state, the input voltage control unit 41 of the control unit 4 starts a control operation, and several tens of switching elements Q1 are connected. Switching control to turn on / off at about kHz is performed. As a result, the first converter unit 2 outputs a DC voltage (input voltage V1) obtained by boosting the power supply voltage both when the high-pressure discharge lamp DL1 is not lit and when it is lit. Here, the first converter unit 2 suppresses the input current distortion by increasing the input power factor.

入力電圧Ｖ１が所定の電圧値に達すると、制御部４の駆動部４３が動作を開始する。この時点では、まだ高圧放電灯ＤＬ１は点灯しておらず、その等価インピーダンスは無限大に近い高インピーダンスとなっている。また、駆動部４３の動作モードは始動モードとなっている。駆動部４３は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５がオンの期間と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオンの期間とを所定の周波数ｆ０（数百ｋＨｚ程度）で交番させる。ここで、当該周波数ｆ０は共振回路３０の共振周波数に近い周波数であり、正弦波状の高電圧がパルストランスＰＴ１の１次巻線Ｎ１に発生する。１次巻線Ｎ１で発生した高電圧は、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２との巻数比に基づいて昇圧され、昇圧された電圧がコンデンサＣ２を介して高圧放電灯ＤＬ１に印加される。これにより、高圧放電灯ＤＬ１が絶縁破壊されて始動する。このとき、高圧放電灯ＤＬ１は短絡に近い低インピーダンスとなるため、負荷電圧ＶＬ１は略０Ｖまで低下する。 When the input voltage V1 reaches a predetermined voltage value, the drive unit 43 of the control unit 4 starts operating. At this time, the high-pressure discharge lamp DL1 is not yet lit, and its equivalent impedance is a high impedance close to infinity. The operation mode of the drive unit 43 is a start mode. The drive unit 43 alternates the period in which the switching elements Q2 and Q5 are on and the period in which the switching elements Q3 and Q4 are on at a predetermined frequency f0 (several hundreds of kHz). Here, the frequency f0 is a frequency close to the resonance frequency of the resonance circuit 30, and a sine wave-like high voltage is generated in the primary winding N1 of the pulse transformer PT1. The high voltage generated in the primary winding N1 is boosted based on the turns ratio of the primary winding N1 and the secondary winding N2, and the boosted voltage is applied to the high-pressure discharge lamp DL1 via the capacitor C2. The As a result, the high pressure discharge lamp DL1 is broken down and started. At this time, since the high-pressure discharge lamp DL1 has a low impedance close to a short circuit, the load voltage VL1 decreases to approximately 0V.

一方、負荷状態検出部４２では、負荷電圧ＶＬ１が所定の閾値を超えるか否かに基づいて高圧放電灯ＤＬ１の点灯・非点灯を判別している。すなわち、負荷電圧ＶＬ１が所定の閾値を上回っている場合には、負荷状態検出部４２は高圧放電灯ＤＬ１が非点灯状態にあると判別し、その出力電圧はハイレベルとなる。一方、負荷電圧ＶＬ１が所定の閾値を下回っている場合には、負荷状態検出部４２は高圧放電灯ＤＬ１が点灯状態にあると判別し、その出力電圧はローレベルとなる。 On the other hand, the load state detection unit 42 determines whether the high-pressure discharge lamp DL1 is lit or not based on whether or not the load voltage VL1 exceeds a predetermined threshold value. That is, when the load voltage VL1 exceeds the predetermined threshold, the load state detection unit 42 determines that the high-pressure discharge lamp DL1 is in a non-lighting state, and the output voltage becomes a high level. On the other hand, when the load voltage VL1 is lower than the predetermined threshold value, the load state detection unit 42 determines that the high-pressure discharge lamp DL1 is in a lighting state, and the output voltage becomes a low level.

ここで、高圧放電灯ＤＬ１の始動により、上記のように負荷電圧ＶＬ１が略０Ｖまで低下することで所定の閾値を下回るので、負荷状態検出部４２は高圧放電灯ＤＬ１が点灯したと判別し、その出力電圧がローレベルとなって駆動部４３に入力される。このローレベルの電圧信号を受けて、駆動部４３では動作モードを始動モードから安定点灯モードに切り替える。 Here, when the high-pressure discharge lamp DL1 is started, the load voltage VL1 is reduced to substantially 0V as described above and thus falls below a predetermined threshold value. Therefore, the load state detection unit 42 determines that the high-pressure discharge lamp DL1 is lit, The output voltage becomes a low level and is input to the drive unit 43. In response to the low level voltage signal, the drive unit 43 switches the operation mode from the start mode to the stable lighting mode.

安定点灯モードにおいては、既に述べたように、駆動部４３は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５をオン／オフさせる期間と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオン／オフさせる期間とを所定の周波数ｆ１（数百Ｈｚ程度）で交番させる。したがって、高圧放電灯ＤＬ１には周波数ｆ１の矩形波交流電圧が印加される。そして、高圧放電灯ＤＬ１は、始動直後では負荷電圧ＶＬ１が低いが、放電灯内部が高温・高圧になるにつれて負荷電圧ＶＬ１が上昇して定格電圧に至り、安定した点灯状態となる。なお、駆動部４３では、前述のように高圧放電灯ＤＬ１に適正な負荷電流が流れるようにスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の駆動周波数及びオン期間を制御する。このため、高圧放電灯ＤＬ１に適正な電力が供給され、安定した点灯状態が持続される。 In the stable lighting mode, as already described, the drive unit 43 sets a predetermined frequency f1 (several hundreds) between a period during which the switching elements Q2, Q5 are turned on / off and a period during which the switching elements Q3, Q4 are turned on / off. Alternating at about Hz). Therefore, a rectangular wave AC voltage having a frequency f1 is applied to the high-pressure discharge lamp DL1. The high-pressure discharge lamp DL1 has a low load voltage VL1 immediately after starting, but the load voltage VL1 rises to reach the rated voltage as the inside of the discharge lamp becomes high temperature and high pressure, and becomes a stable lighting state. In addition, in the drive part 43, the drive frequency and ON period of switching element Q4, Q5 are controlled so that an appropriate load current may flow into the high pressure discharge lamp DL1 as described above. For this reason, appropriate electric power is supplied to the high-pressure discharge lamp DL1, and a stable lighting state is maintained.

ところで、チョーク電流ＩＬ２の制御方式としては、電流連続モードと、電流臨界モードとが一般的に知られている。電流連続モードは、チョーク電流ＩＬ２がゼロとならないようにスイッチング制御する制御方式であり、電流臨界モードは、チョーク電流ＩＬ２がゼロとなるタイミングでスイッチング素子をオンに切り替えるようにスイッチング制御する制御方式である。高圧放電灯ＤＬ１の安定点灯時においては、スイッチング損失が小さい電流臨界モードでチョーク電流ＩＬ２を制御することが一般的であり、本実施形態においても、チョーク電流ＩＬ２を電流臨界モードで制御する。 By the way, as a control method of the choke current IL2, a current continuous mode and a current critical mode are generally known. The current continuous mode is a control system that performs switching control so that the choke current IL2 does not become zero, and the current critical mode is a control system that performs switching control so that the switching element is switched on when the choke current IL2 becomes zero. is there. When the high-pressure discharge lamp DL1 is stably lit, it is common to control the choke current IL2 in the current critical mode with a small switching loss, and also in this embodiment, the choke current IL2 is controlled in the current critical mode.

以下、電流臨界モードにおける検出電圧ＶＢ１及びチョーク電流ＩＬ２の振る舞いについて図面を用いて説明する。正極性の期間では、スイッチング素子Ｑ５がオンに切り替わると、コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ２→コンデンサＣ２→チョークコイルＣＨ２→スイッチング素子Ｑ５→コンデンサＣ１のループで電流が流れる。これにより、チョークコイルＣＨ２にエネルギーが蓄積される。その後、スイッチング素子Ｑ５がオフに切り替わると、チョークコイルＣＨ２に蓄積されたエネルギーが放出される。これにより、チョークコイルＣＨ２→スイッチング素子Ｑ４（寄生ダイオード）→スイッチング素子Ｑ２→コンデンサＣ２→チョークコイルＣＨ２のループで電流が流れる。 Hereinafter, the behavior of the detection voltage VB1 and the choke current IL2 in the current critical mode will be described with reference to the drawings. In the positive polarity period, when the switching element Q5 is turned on, a current flows through a loop of the capacitor C1, the switching element Q2, the capacitor C2, the choke coil CH2, the switching element Q5, and the capacitor C1. Thereby, energy is accumulated in the choke coil CH2. Thereafter, when the switching element Q5 is switched off, the energy accumulated in the choke coil CH2 is released. As a result, current flows in a loop of choke coil CH2 → switching element Q4 (parasitic diode) → switching element Q2 → capacitor C2 → choke coil CH2.

負極性の期間では、スイッチング素子Ｑ４がオンに切り替わると、コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ４→チョークコイルＣＨ２→コンデンサＣ２→スイッチング素子Ｑ３→コンデンサＣ１のループで電流が流れる。これにより、チョークコイルＣＨ２にエネルギーが蓄積される。その後、スイッチング素子Ｑ４がオフに切り替わると、チョークコイルＣＨ２に蓄積されたエネルギーが放出される。これにより、チョークコイルＣＨ２→コンデンサＣ２→スイッチング素子Ｑ３→スイッチング素子Ｑ５（寄生ダイオード）→チョークコイルＣＨ２のループで電流が流れる。 In the negative period, when the switching element Q4 is switched on, a current flows in a loop of the capacitor C1, the switching element Q4, the choke coil CH2, the capacitor C2, the switching element Q3, and the capacitor C1. Thereby, energy is accumulated in the choke coil CH2. Thereafter, when the switching element Q4 is switched off, the energy accumulated in the choke coil CH2 is released. As a result, current flows in a loop of choke coil CH2, capacitor C2, switching element Q3, switching element Q5 (parasitic diode), and choke coil CH2.

そして、チョークコイルＣＨ２に蓄積されたエネルギーが放出されると、チョークコイルＣＨ２のインダクタンスＬ２と、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５各々に寄生するドレイン−ソース間の寄生容量ＣＱ４，ＣＱ５とで決定される周波数で自由振動が発生する。したがって、チョークコイルＣＨ２の両端に印加されるチョーク電圧ＶＬ２は振動し、また、チョーク電流ＩＬ２もゼロ付近で振動する（図３参照）。 When the energy accumulated in the choke coil CH2 is released, the frequency is determined by the inductance L2 of the choke coil CH2 and the drain-source parasitic capacitances CQ4 and CQ5 that are parasitic in the switching elements Q4 and Q5, respectively. Free vibration occurs. Therefore, the choke voltage VL2 applied across the choke coil CH2 vibrates, and the choke current IL2 also vibrates near zero (see FIG. 3).

このとき、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の接続点で発生する検出電圧ＶＢ１も振動し、その振幅は時間の経過に伴って徐々に減衰していく。この検出電圧ＶＢ１の１回目の振動における振幅は、負荷電圧ＶＬ１の約２倍に相当する。例えば、負荷電圧ＶＬ１が８２Ｖの場合には、検出電圧ＶＢ１の１回目の振動における振幅は約１６４Ｖとなる（図４（ａ）参照）。一方、例えば負荷電圧ＶＬ１が２４Ｖの場合には、検出電圧ＶＢ１の１回目の振動における振幅は約４８Ｖと小さくなる（図４（ｂ）参照）。なお、電流臨界モードで制御する際には、高圧放電灯ＤＬ１は安定点灯状態であるため、負荷電圧ＶＬ１はほぼ一定電圧となっている。 At this time, the detection voltage VB1 generated at the connection point of the switching elements Q4 and Q5 also vibrates, and its amplitude gradually attenuates with time. The amplitude of the detection voltage VB1 in the first vibration corresponds to about twice the load voltage VL1. For example, when the load voltage VL1 is 82V, the amplitude of the detection voltage VB1 in the first vibration is about 164V (see FIG. 4A). On the other hand, for example, when the load voltage VL1 is 24V, the amplitude of the detection voltage VB1 in the first vibration is as small as about 48V (see FIG. 4B). When the control is performed in the current critical mode, the high-voltage discharge lamp DL1 is in a stable lighting state, and thus the load voltage VL1 is a substantially constant voltage.

ここで、電流臨界モードにおいて、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５のスイッチング損失が最も小さくなるタイミングは、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５を流れる電流（換言すれば、チョーク電流ＩＬ２）がゼロとなる時である。そして、チョーク電流ＩＬ２がゼロとなるタイミングは、検出電圧ＶＢ１の振動成分がピーク（正極性の期間では極小値、負極性の期間では極大値）に達する時に等しい。したがって、従来では、図５（ａ）に示すように、検出電圧ＶＢ１のピーク付近を閾値Ｖｔｈ０として設定し、検出電圧ＶＢ１が閾値Ｖｔｈ０を超えるとチョーク電流ＩＬ２がゼロクロスしたものとして判定していた。 Here, in the current critical mode, the timing at which the switching loss of the switching elements Q4 and Q5 becomes the smallest is when the current flowing through the switching elements Q4 and Q5 (in other words, the choke current IL2) becomes zero. The timing at which the choke current IL2 becomes zero is equal when the vibration component of the detection voltage VB1 reaches a peak (a minimum value during the positive polarity period and a maximum value during the negative polarity period). Therefore, conventionally, as shown in FIG. 5A, the vicinity of the peak of the detection voltage VB1 is set as the threshold value Vth0, and when the detection voltage VB1 exceeds the threshold value Vth0, it is determined that the choke current IL2 has zero-crossed.

但し、閾値Ｖｔｈ０を一定値に設定すると、図５（ｂ）に示すように、負荷電圧ＶＬ１が変化した場合には、検出電圧ＶＢ１がピークに達する前に閾値Ｖｔｈ０を超えてしまい、チョーク電流ＩＬ２のゼロクロスを検出するタイミングがずれてしまう。そこで、既に述べたように、特許文献１に記載の従来例では、負荷電圧ＶＬ１の変化に伴って閾値Ｖｔｈ０を変化させることで上記の問題を解決していた。 However, when the threshold value Vth0 is set to a constant value, as shown in FIG. 5B, when the load voltage VL1 changes, the threshold value Vth0 is exceeded before the detection voltage VB1 reaches the peak, and the choke current IL2 The timing for detecting the zero cross is shifted. Therefore, as described above, in the conventional example described in Patent Document 1, the above problem is solved by changing the threshold value Vth0 in accordance with the change of the load voltage VL1.

しかしながら、既に述べたように、負荷電圧ＶＬ１のピーク付近に閾値Ｖｔｈ０を設定した場合には、負荷電圧ＶＬ１の変動によって検出電圧ＶＢ１が閾値Ｖｔｈ０を超えず、スイッチング素子をオンに切り替えることができない可能性があった。このようにスイッチング素子をオンに切り替えることができない場合には、スイッチング制御が行われずに高圧放電灯ＤＬ１が消灯してしまう虞がある。これを回避するためには、検出電圧ＶＢ１がそのピークに達する前に閾値Ｖｔｈ０を超えるように余裕を持って閾値Ｖｔｈ０を設定する必要があり、この場合にはスイッチング損失を十分には低減することができない。 However, as described above, when the threshold value Vth0 is set near the peak of the load voltage VL1, the detection voltage VB1 does not exceed the threshold value Vth0 due to fluctuations in the load voltage VL1, and the switching element cannot be switched on. There was sex. Thus, when the switching element cannot be switched on, the high pressure discharge lamp DL1 may be extinguished without performing the switching control. In order to avoid this, it is necessary to set the threshold Vth0 with a margin so as to exceed the threshold Vth0 before the detection voltage VB1 reaches its peak, and in this case, the switching loss should be sufficiently reduced. I can't.

ところで、検出電圧ＶＢ１の周期Ｔ１は、チョークコイルＣＨ２のインダクタンスＬ２、及びスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５各々に寄生するドレイン−ソース間の寄生容量ＣＱ４，ＣＱ５を用いて次式で表される。 By the way, the cycle T1 of the detection voltage VB1 is expressed by the following equation using the inductance L2 of the choke coil CH2 and the drain-source parasitic capacitances CQ4 and CQ5 parasitic to the switching elements Q4 and Q5, respectively.

Ｔ１＝２π√｛Ｌ２・（ＣＱ４＋ＣＱ５）｝
すなわち、検出電圧ＶＢ１について、その振幅は負荷電圧ＶＬ１に依存するものの、その振動周期Ｔ１は負荷電圧ＶＬ１に依存しない。ここで、検出電圧ＶＢ１が変曲点を通過した時点からピークに達する時点までの時間ＴＤ１は、次式で表される。 T1 = 2π√ {L2 · (CQ4 + CQ5)}
That is, the amplitude of the detection voltage VB1 depends on the load voltage VL1, but the oscillation period T1 does not depend on the load voltage VL1. Here, the time TD1 from the time when the detection voltage VB1 passes the inflection point to the time when the detection voltage VB1 reaches the peak is expressed by the following equation.

ＴＤ１＝Ｔ１／４
したがって、当該時間ＴＤ１も負荷電圧ＶＬ１に依存しないため、検出電圧ＶＢ１が変曲点を通過した時点さえ検出できれば、その時点から時間ＴＤ１だけ経過した時点を、検出電圧ＶＢ１がピークに達する時点として検出することができる。 TD1 = T1 / 4
Therefore, since the time TD1 does not depend on the load voltage VL1, as long as the detection voltage VB1 passes through the inflection point, the time when the detection voltage VB1 reaches the peak is detected as the time TD1 has elapsed since that time. can do.

そこで、本実施形態のゼロクロス検出部４５は、検出電圧ＶＢ１の振動の変曲点を閾値Ｖｔｈ１（正極性の期間の場合），Ｖｔｈ２（負極性の期間の場合）として設定する検出回路４５Ａを備える。検出回路４５Ａは、検出電圧ＶＢ１が閾値を超えると検出信号を出力する。また、ゼロクロス検出部４５は、所定の遅延時間ＴＤ１を発生させる遅延回路４５Ｂを備える。そして、駆動部４３は、検出信号の出力された時点から遅延時間ＴＤ１が経過するとスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の何れか（正極性の期間ではスイッチング素子Ｑ５、負極性の期間ではスイッチング素子Ｑ４）をオンに切り替える。 Therefore, the zero-cross detection unit 45 of the present embodiment includes a detection circuit 45A that sets the inflection points of the vibration of the detection voltage VB1 as thresholds Vth1 (in the case of a positive polarity) and Vth2 (in the case of a negative polarity). . The detection circuit 45A outputs a detection signal when the detection voltage VB1 exceeds a threshold value. The zero cross detector 45 includes a delay circuit 45B that generates a predetermined delay time TD1. Then, when the delay time TD1 elapses from when the detection signal is output, the driving unit 43 turns on one of the switching elements Q4 and Q5 (the switching element Q5 in the positive period and the switching element Q4 in the negative period). Switch to.

以下、本実施形態におけるチョーク電流ＩＬ２のゼロクロスの検出方法について説明する。 Hereinafter, a method of detecting the zero cross of the choke current IL2 in the present embodiment will be described.

先ず、正極性の期間におけるチョーク電流ＩＬ２のゼロクロスの検出について図６（ａ）〜（ｃ）を用いて説明する。なお、以下の説明では、入力電圧Ｖ１は２６０Ｖとする。負荷電圧ＶＬ１が８０Ｖの場合、検出電圧ＶＢ１の１回目の振動における振幅は約１６０Ｖとなる。したがって、この場合の検出電圧ＶＢ１の変曲点は、２６０−１６０／２＝１８０Ｖと想定される。そこで、検出回路４５Ａでは、負荷電圧ＶＬ１が８０Ｖの場合における閾値Ｖｔｈ１を１８０Ｖに設定する。また、負荷電圧ＶＬ１が５０Ｖの場合には、検出電圧ＶＢ１の１回目の振動における振幅は約１００Ｖとなる。したがって、この場合の検出電圧ＶＢ１の変曲点は、２６０−１００／２＝２１０Ｖと想定される。そこで、検出回路４５Ａでは、負荷電圧ＶＬ１が５０Ｖの場合における閾値Ｖｔｈ１を２１０Ｖに設定する。このように、検出回路４５Ａでは、負荷電圧ＶＬ１に基づいて閾値Ｖｔｈ１を設定する（図６（ｂ）参照）。 First, detection of zero crossing of the choke current IL2 in the positive polarity period will be described with reference to FIGS. In the following description, the input voltage V1 is 260V. When the load voltage VL1 is 80V, the amplitude in the first vibration of the detection voltage VB1 is about 160V. Therefore, the inflection point of the detection voltage VB1 in this case is assumed to be 260−160 / 2 = 180V. Therefore, in the detection circuit 45A, the threshold value Vth1 when the load voltage VL1 is 80V is set to 180V. Further, when the load voltage VL1 is 50V, the amplitude of the detection voltage VB1 in the first vibration is about 100V. Therefore, the inflection point of the detection voltage VB1 in this case is assumed to be 260-100 / 2 = 210V. Therefore, in the detection circuit 45A, the threshold value Vth1 when the load voltage VL1 is 50V is set to 210V. Thus, the detection circuit 45A sets the threshold value Vth1 based on the load voltage VL1 (see FIG. 6B).

遅延部４５Ｂでは、チョークコイルＣＨ２のインダクタンスＬ２、及びスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５各々に寄生するドレイン−ソース間の寄生容量ＣＱ４，ＣＱ５で決定される周期Ｔ１に基づいて遅延時間ＴＤ１を設定する。この遅延時間ＴＤ１は、負荷電圧ＶＬ１に依らず一定値に設定される（図６（ｃ）参照）。 In the delay unit 45B, the delay time TD1 is set based on the period T1 determined by the inductance L2 of the choke coil CH2 and the drain-source parasitic capacitances CQ4 and CQ5 parasitic to the switching elements Q4 and Q5. This delay time TD1 is set to a constant value regardless of the load voltage VL1 (see FIG. 6C).

そして、検出回路４５Ａは、検出電圧ＶＢ１が閾値Ｖｔｈ１を下回ると、検出信号を出力する。駆動部４３では、検出信号を受信すると、検出信号の出力された時点から遅延回路４５Ｂで設定された遅延時間ＴＤ１が経過した時点でスイッチング素子Ｑ５をオンに切り替える。これにより、駆動部４３は、検出電圧ＶＢ１がピーク（極小値）に達した時点でスイッチング素子Ｑ５をオンに切り替えることができる。 The detection circuit 45A outputs a detection signal when the detection voltage VB1 falls below the threshold value Vth1. When receiving the detection signal, the drive unit 43 switches on the switching element Q5 when the delay time TD1 set by the delay circuit 45B has elapsed since the detection signal was output. Thereby, the drive part 43 can switch ON the switching element Q5 when the detection voltage VB1 reaches the peak (minimum value).

次に、負極性の期間におけるチョーク電流ＩＬ２のゼロクロスの検出について図７（ａ）〜（ｃ）を用いて説明する。負荷電圧ＶＬ１が８０Ｖの場合、検出電圧ＶＢ１の１回目の振動における振幅は約１６０Ｖとなる。したがって、この場合の検出電圧ＶＢ１の変曲点は、１６０／２＝８０Ｖと想定される。そこで、検出回路４５Ａでは、負荷電圧ＶＬ１が８０Ｖの場合における閾値Ｖｔｈ２を８０Ｖに設定する。負荷電圧ＶＬ１が５０Ｖの場合には、検出電圧ＶＢ１の１回目の振動における振幅は約１００Ｖとなる。したがって、この場合の検出電圧ＶＢ１の変曲点は、１００／２＝５０Ｖと想定される。そこで、検出回路４５Ａでは、負荷電圧ＶＬ１が５０Ｖの場合における閾値Ｖｔｈ２を５０Ｖに設定する。このように、検出回路４５Ａでは、負荷電圧ＶＬ１に基づいて閾値Ｖｔｈ２を設定する（図７（ｂ）参照）。 Next, detection of the zero crossing of the choke current IL2 during the negative polarity period will be described with reference to FIGS. When the load voltage VL1 is 80V, the amplitude in the first vibration of the detection voltage VB1 is about 160V. Therefore, the inflection point of the detection voltage VB1 in this case is assumed to be 160/2 = 80V. Therefore, in the detection circuit 45A, the threshold value Vth2 when the load voltage VL1 is 80V is set to 80V. When the load voltage VL1 is 50V, the amplitude in the first vibration of the detection voltage VB1 is about 100V. Therefore, the inflection point of the detection voltage VB1 in this case is assumed to be 100/2 = 50V. Therefore, in the detection circuit 45A, the threshold value Vth2 when the load voltage VL1 is 50V is set to 50V. Thus, the detection circuit 45A sets the threshold value Vth2 based on the load voltage VL1 (see FIG. 7B).

遅延部４５Ｂでは、チョークコイルＣＨ２のインダクタンスＬ２、及びスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５各々に寄生するドレイン−ソース間の寄生容量ＣＱ４，ＣＱ５で決定される周期Ｔ１に基づいて遅延時間ＴＤ１を設定する。この遅延時間ＴＤ１は、負荷電圧ＶＬ１に依らず一定値に設定される（図７（ｃ）参照）。 In the delay unit 45B, the delay time TD1 is set based on the period T1 determined by the inductance L2 of the choke coil CH2 and the drain-source parasitic capacitances CQ4 and CQ5 parasitic to the switching elements Q4 and Q5. The delay time TD1 is set to a constant value regardless of the load voltage VL1 (see FIG. 7C).

そして、検出回路４５Ａは、検出電圧ＶＢ１が閾値Ｖｔｈ２を上回ると、検出信号を出力する。駆動部４３では、検出信号を受信すると、検出信号の出力された時点から遅延回路４５Ｂで設定された遅延時間ＴＤ１が経過した時点でスイッチング素子Ｑ４をオンに切り替える。これにより、駆動部４３は、検出電圧ＶＢ１がピーク（極大値）に達した時点でスイッチング素子Ｑ４をオンに切り替えることができる。 When the detection voltage VB1 exceeds the threshold value Vth2, the detection circuit 45A outputs a detection signal. When receiving the detection signal, the drive unit 43 switches on the switching element Q4 when the delay time TD1 set by the delay circuit 45B has elapsed since the detection signal was output. Thereby, the drive part 43 can switch ON the switching element Q4, when the detection voltage VB1 reaches the peak (maximum value).

上述のように、本実施形態では、ゼロクロス検出部４５において検出電圧ＶＢ１が検出信号を出力した時点から遅延時間ＴＤ１を経過した時点でスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の何れかをオンに切り替えている。したがって、閾値Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２を検出電圧ＶＢ１のピーク付近に設定する必要がないので、負荷電圧ＶＬ１が小さく検出電圧ＶＢ１の振動の振幅も小さい場合においても十分検出できるような値に設定することができる。これにより、負荷電圧ＶＬ１の変動によって検出電圧ＶＢ１が閾値Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２を超えずにスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５をオンに切り替えることができない事態を回避することができる。そして、閾値Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２と遅延時間ＴＤ１とを適宜設定すれば、スイッチング損失を十分に低減することのできるタイミングでスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の何れかをオンに切り替えることができる。 As described above, in the present embodiment, one of the switching elements Q4 and Q5 is switched on when the delay time TD1 has elapsed since the detection voltage VB1 output the detection signal in the zero cross detection unit 45. Therefore, since it is not necessary to set the threshold values Vth1 and Vth2 near the peak of the detection voltage VB1, it can be set to a value that can be sufficiently detected even when the load voltage VL1 is small and the vibration amplitude of the detection voltage VB1 is small. . Thereby, it is possible to avoid a situation in which the switching elements Q4 and Q5 cannot be switched on without the detection voltage VB1 exceeding the threshold values Vth1 and Vth2 due to the fluctuation of the load voltage VL1. If thresholds Vth1 and Vth2 and delay time TD1 are appropriately set, any one of switching elements Q4 and Q5 can be switched on at a timing at which switching loss can be sufficiently reduced.

特に、本実施形態では、負荷電圧ＶＬ１に基づいて閾値Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２を検出電圧ＶＢ１の振動の変曲点に設定し、遅延時間ＴＤ１を検出電圧ＶＢ１の振動周期Ｔ１の１／４に設定している。このため、閾値Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２を検出電圧ＶＢ１が超えるように余裕を持って設定することができ、且つ検出電圧ＶＢ１がピークに達する時点、すなわちスイッチング損失が最も小さいタイミングでスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５をオンに切り替えることができる。 In particular, in the present embodiment, the thresholds Vth1 and Vth2 are set to the inflection points of the vibration of the detection voltage VB1 based on the load voltage VL1, and the delay time TD1 is set to ¼ of the vibration cycle T1 of the detection voltage VB1. Yes. For this reason, the threshold values Vth1 and Vth2 can be set with a margin so that the detection voltage VB1 exceeds the threshold value, and the switching elements Q4 and Q5 are turned on when the detection voltage VB1 reaches its peak, that is, at the timing when the switching loss is the smallest. You can switch to

また、スイッチング損失を十分に低減できることから、回路部品としてスイッチング損失による発熱に耐え得る耐熱性の高い部品を選定する必要がないので、耐熱性の低い安価な回路部品を選定することで、回路部品の小型化及び低コスト化を図ることができる。結果として、放電灯点灯装置全体の小型化及び低コスト化も図ることができる。 In addition, since switching loss can be sufficiently reduced, there is no need to select a heat-resistant component that can withstand the heat generated by switching loss as a circuit component. Can be reduced in size and cost. As a result, the entire discharge lamp lighting device can be reduced in size and cost.

（実施形態２）
以下、本発明に係る放電灯点灯装置の実施形態２について図面を用いて説明する。但し、本実施形態の基本的な構成及び動作は実施形態１と共通であるので、共通する点については説明を省略する。また、本実施形態では、図８に示すように、整流部１及び第１のコンバータ部２を直流電源ＤＣ１とし、制御部４の入力電圧検出部４０及び入力電圧制御部４１は要旨ではないので図示を省略する。 (Embodiment 2)
Hereinafter, Embodiment 2 of the discharge lamp lighting device according to the present invention will be described with reference to the drawings. However, since the basic configuration and operation of the present embodiment are the same as those of the first embodiment, description of common points is omitted. Further, in the present embodiment, as shown in FIG. 8, the rectifying unit 1 and the first converter unit 2 are DC power sources DC1, and the input voltage detection unit 40 and the input voltage control unit 41 of the control unit 4 are not the gist. Illustration is omitted.

実施形態１では、遅延時間を一定とし、負荷電圧に基づいて閾値を変化させていたが、本実施形態では、閾値を一定とし、負荷電圧に基づいて遅延時間を変化させることに特徴がある。本実施形態は、図８に示すように、負荷状態検出部４２に遅延回路４５Ｂを接続しており、遅延回路４５Ｂでは、負荷状態検出部４２で検出された負荷電圧ＶＬ１に基づいて遅延時間ＴＤ２を設定する。なお、遅延時間ＴＤ２を負荷電圧ＶＬ１に基づいて変化させることは、マイコンを制御回路として用いることで簡単に実現することができる。 In the first embodiment, the delay time is made constant and the threshold value is changed based on the load voltage. However, the present embodiment is characterized in that the threshold value is made constant and the delay time is changed based on the load voltage. In the present embodiment, as shown in FIG. 8, a delay circuit 45B is connected to the load state detection unit 42. In the delay circuit 45B, the delay time TD2 is based on the load voltage VL1 detected by the load state detection unit 42. Set. Note that changing the delay time TD2 based on the load voltage VL1 can be easily realized by using a microcomputer as a control circuit.

先ず、正極性の期間におけるチョーク電流ＩＬ２のゼロクロスの検出について図９（ａ）〜（ｃ）を用いて説明する。なお、以下の説明では、入力電圧Ｖ１は２６０Ｖとする。負荷電圧ＶＬ１が８０Ｖの場合、検出電圧ＶＢ１の１回目の振動における振幅は約１６０Ｖとなる。したがって、この場合の検出電圧ＶＢ１の極小値は、２６０−１６０＝１００Ｖと想定される。また、負荷電圧ＶＬ１が５０Ｖの場合には、検出電圧ＶＢ１の１回目の振動における振幅は約１００Ｖとなる。したがって、この場合の検出電圧ＶＢ１の極小値は、２６０−１００＝１６０Ｖと想定される。そこで、検出回路４５Ａでは、負荷電圧ＶＬ１が５０Ｖの場合においても検出電圧ＶＢ１を検出できるように、閾値Ｖｔｈ１を１８０Ｖに設定する。このように、検出回路４５Ａでは、想定される最も小さい負荷電圧ＶＬ１であっても検出電圧ＶＢ１を検出できるように、閾値Ｖｔｈ１を設定する。この閾値Ｖｔｈ１は、負荷電圧ＶＬ１に依らず一定値に設定される（図９（ｃ）参照）。 First, detection of the zero cross of the choke current IL2 in the positive polarity period will be described with reference to FIGS. In the following description, the input voltage V1 is 260V. When the load voltage VL1 is 80V, the amplitude in the first vibration of the detection voltage VB1 is about 160V. Therefore, the minimum value of the detection voltage VB1 in this case is assumed to be 260−160 = 100V. Further, when the load voltage VL1 is 50V, the amplitude of the detection voltage VB1 in the first vibration is about 100V. Therefore, the minimum value of the detection voltage VB1 in this case is assumed to be 260-100 = 160V. Therefore, in the detection circuit 45A, the threshold value Vth1 is set to 180V so that the detection voltage VB1 can be detected even when the load voltage VL1 is 50V. Thus, in the detection circuit 45A, the threshold value Vth1 is set so that the detection voltage VB1 can be detected even with the smallest possible load voltage VL1. This threshold value Vth1 is set to a constant value regardless of the load voltage VL1 (see FIG. 9C).

遅延部４５Ｂでは、図９（ｂ）に示すように、負荷電圧ＶＬ１に基づいて遅延時間ＴＤ２を設定する。例えば、負荷電圧ＶＬ１が８０Ｖの場合には、遅延時間ＴＤ２を約２２０ｎｓに設定し、負荷電圧ＶＬ１が５０Ｖの場合には、遅延時間ＴＤ２を約１４０ｎｓに設定する。すなわち、負荷電圧ＶＬ１が増大するにつれて遅延時間ＴＤ２が長くなるように設定する。 In the delay unit 45B, as shown in FIG. 9B, the delay time TD2 is set based on the load voltage VL1. For example, when the load voltage VL1 is 80V, the delay time TD2 is set to about 220 ns, and when the load voltage VL1 is 50V, the delay time TD2 is set to about 140 ns. That is, the delay time TD2 is set longer as the load voltage VL1 increases.

そして、検出回路４５Ａは、検出電圧ＶＢ１が閾値Ｖｔｈ１を下回ると、検出信号を出力する。駆動部４３では、検出信号を受信すると、検出信号の出力された時点から遅延回路４５Ｂで設定された遅延時間ＴＤ２が経過した時点でスイッチング素子Ｑ５をオンに切り替える。これにより、駆動部４３は、検出電圧ＶＢ１がピーク（極小値）に達した時点でスイッチング素子Ｑ５をオンに切り替えることができる。 The detection circuit 45A outputs a detection signal when the detection voltage VB1 falls below the threshold value Vth1. When receiving the detection signal, the drive unit 43 switches on the switching element Q5 when the delay time TD2 set by the delay circuit 45B has elapsed since the detection signal was output. Thereby, the drive part 43 can switch ON the switching element Q5 when the detection voltage VB1 reaches the peak (minimum value).

次に、負極性の期間におけるチョーク電流ＩＬ２のゼロクロスの検出について図１０（ａ）〜（ｃ）を用いて説明する。負荷電圧ＶＬ１が８０Ｖの場合、検出電圧ＶＢ１の１回目の振動における振幅は約１６０Ｖとなる。したがって、この場合の検出電圧ＶＢ１の極大値は１６０Ｖと想定される。また、負荷電圧ＶＬ１が５０Ｖの場合には、検出電圧ＶＢ１の１回目の振動における振幅は約１００Ｖとなる。したがって、この場合の検出電圧ＶＢ１の極大値は１００Ｖと想定される。そこで、検出回路４５Ａでは、負荷電圧ＶＬ１が５０Ｖの場合においても検出電圧ＶＢ１を検出できるように、閾値Ｖｔｈ２を８０Ｖに設定する。このように、検出回路４５Ａでは、想定される最も小さい負荷電圧ＶＬ１であっても検出電圧ＶＢ１を検出できるように、閾値Ｖｔｈ２を設定する。この閾値Ｖｔｈ２は、負荷電圧ＶＬ１に依らず一定値に設定される（図１０（ｃ）参照）。 Next, detection of zero crossing of the choke current IL2 in the negative polarity period will be described with reference to FIGS. When the load voltage VL1 is 80V, the amplitude in the first vibration of the detection voltage VB1 is about 160V. Therefore, the maximum value of the detection voltage VB1 in this case is assumed to be 160V. Further, when the load voltage VL1 is 50V, the amplitude of the detection voltage VB1 in the first vibration is about 100V. Therefore, the maximum value of the detection voltage VB1 in this case is assumed to be 100V. Therefore, in the detection circuit 45A, the threshold value Vth2 is set to 80V so that the detection voltage VB1 can be detected even when the load voltage VL1 is 50V. Thus, in the detection circuit 45A, the threshold value Vth2 is set so that the detection voltage VB1 can be detected even with the smallest possible load voltage VL1. This threshold value Vth2 is set to a constant value regardless of the load voltage VL1 (see FIG. 10C).

遅延部４５Ｂでは、図１０（ｂ）に示すように、負荷電圧ＶＬ１に基づいて遅延時間ＴＤ２を設定する。例えば、負荷電圧ＶＬ１が８０Ｖの場合には、遅延時間ＴＤ２を約２２０ｎｓに設定し、負荷電圧ＶＬ１が５０Ｖの場合には、遅延時間ＴＤ２を約１４０ｎｓに設定する。すなわち、負荷電圧ＶＬ１が増大するにつれて遅延時間ＴＤ２が長くなるように設定する。 In the delay unit 45B, as shown in FIG. 10B, the delay time TD2 is set based on the load voltage VL1. For example, when the load voltage VL1 is 80V, the delay time TD2 is set to about 220 ns, and when the load voltage VL1 is 50V, the delay time TD2 is set to about 140 ns. That is, the delay time TD2 is set longer as the load voltage VL1 increases.

そして、検出回路４５Ａは、検出電圧ＶＢ１が閾値Ｖｔｈ２を上回ると、検出信号を出力する。駆動部４３では、検出信号を受信すると、検出信号の出力された時点から遅延回路４５Ｂで設定された遅延時間ＴＤ２が経過した時点でスイッチング素子Ｑ４をオンに切り替える。これにより、駆動部４３は、検出電圧ＶＢ１がピーク（極大値）に達した時点でスイッチング素子Ｑ４をオンに切り替えることができる。 When the detection voltage VB1 exceeds the threshold value Vth2, the detection circuit 45A outputs a detection signal. When receiving the detection signal, the drive unit 43 switches on the switching element Q4 when the delay time TD2 set by the delay circuit 45B has elapsed since the detection signal was output. Thereby, the drive part 43 can switch ON the switching element Q4, when the detection voltage VB1 reaches the peak (maximum value).

上述のように、本実施形態では、検出回路４５Ａでは閾値Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２を一定値に設定し、遅延回路４５Ｂでは負荷電圧ＶＬ１に基づいて遅延時間ＴＤ２を設定している。したがって、実施形態１と同様の効果を奏することができ、また、閾値Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２を負荷電圧ＶＬ１に依らず一定値に設定しているので、実施形態１と比べて検出回路４５Ａを簡素に構成することができる。 As described above, in the present embodiment, the detection circuit 45A sets the threshold values Vth1 and Vth2 to constant values, and the delay circuit 45B sets the delay time TD2 based on the load voltage VL1. Accordingly, the same effects as those of the first embodiment can be obtained, and the threshold values Vth1 and Vth2 are set to constant values regardless of the load voltage VL1, so that the detection circuit 45A is simply configured as compared with the first embodiment. can do.

（実施形態３）
以下、本発明に係る放電灯点灯装置の実施形態３について図面を用いて説明する。但し、本実施形態の基本的な構成及び動作は実施形態２と共通であるので、共通する点については説明を省略する。 (Embodiment 3)
Hereinafter, Embodiment 3 of the discharge lamp lighting device according to the present invention will be described with reference to the drawings. However, since the basic configuration and operation of the present embodiment are the same as those of the second embodiment, description of common points is omitted.

実施形態２では、第２のコンバータ部３のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５から構成されるフルブリッジ回路が降圧チョッパ回路を兼ねる構成であった。一方、本実施形態は、図１１に示すように、第２のコンバータ部３を１つのスイッチング素子Ｑ６のみを有する一般的な降圧チョッパ回路で構成している。 In the second embodiment, the full bridge circuit configured by the switching elements Q2 to Q5 of the second converter unit 3 is configured to also serve as a step-down chopper circuit. On the other hand, in the present embodiment, as shown in FIG. 11, the second converter unit 3 is configured by a general step-down chopper circuit having only one switching element Q6.

第２のコンバータ部３は、図１１に示すように、例えばＦＥＴから成るスイッチング素子Ｑ６と、チョークコイルＣＨ２と、ダイオードＤ２と、平滑コンデンサＣ２とを有する所謂降圧チョッパ回路である。そして、第２のコンバータ部３の平滑コンデンサＣ２の両端電圧が高圧放電灯ＤＬ１に印加される。なお、スイッチング素子Ｑ６は逆導通型のスイッチング素子であり、本実施形態では、スイッチング素子Ｑ６の寄生ダイオードにより逆導通を実現している。 As shown in FIG. 11, the second converter unit 3 is a so-called step-down chopper circuit having a switching element Q6 made of, for example, an FET, a choke coil CH2, a diode D2, and a smoothing capacitor C2. Then, the voltage across the smoothing capacitor C2 of the second converter unit 3 is applied to the high pressure discharge lamp DL1. The switching element Q6 is a reverse conduction type switching element, and in this embodiment, reverse conduction is realized by the parasitic diode of the switching element Q6.

ここで、スイッチング素子Ｑ６のオン／オフは実施形態２のスイッチング素子Ｑ４のオン／オフに相当し、ダイオードＤ２はオフ状態のスイッチング素子Ｑ５に相当する。というのも、実施形態２の負極性の期間では、スイッチング素子Ｑ５はオフ状態であり、寄生ダイオードとして機能しているからである。したがって、本実施形態では、チョークコイルＣＨ２のインダクタンスＬ２と、スイッチング素子Ｑ６に寄生するコンデンサの寄生容量ＣＱ６と、ダイオードＤ２に寄生するコンデンサの寄生容量ＣＤ２とで決定される周波数で自由振動が発生する。 Here, the on / off of the switching element Q6 corresponds to the on / off of the switching element Q4 of the second embodiment, and the diode D2 corresponds to the switching element Q5 in the off state. This is because the switching element Q5 is in the OFF state during the negative period of the second embodiment and functions as a parasitic diode. Therefore, in this embodiment, free vibration occurs at a frequency determined by the inductance L2 of the choke coil CH2, the parasitic capacitance CQ6 of the capacitor parasitic to the switching element Q6, and the parasitic capacitance CD2 of the capacitor parasitic to the diode D2. .

本実施形態の検出回路４５Ａは、スイッチング素子Ｑ６とダイオードＤ２との接続点に発生する電圧を検出電圧ＶＢ１として検出する。そして、実施形態２と同様に、ゼロクロス検出回路４５において、検出回路４５Ａは、検出電圧ＶＢ１が閾値Ｖｔｈ２を上回ると検出信号を出力し、遅延回路４５Ｂは、負荷電圧ＶＬ１に基づく遅延時間ＴＤ２を発生させる。駆動部４３では、検出信号を受信すると、検出信号の出力された時点から遅延回路４５Ｂで設定された遅延時間ＴＤ２が経過した時点でスイッチング素子Ｑ６をオンに切り替える。これにより、駆動部４３は、検出電圧ＶＢ１がピーク（極大値）に達した時点でスイッチング素子Ｑ６をオンに切り替えることができる。 The detection circuit 45A of the present embodiment detects a voltage generated at a connection point between the switching element Q6 and the diode D2 as a detection voltage VB1. As in the second embodiment, in the zero cross detection circuit 45, the detection circuit 45A outputs a detection signal when the detection voltage VB1 exceeds the threshold value Vth2, and the delay circuit 45B generates a delay time TD2 based on the load voltage VL1. Let When receiving the detection signal, the drive unit 43 switches on the switching element Q6 when the delay time TD2 set by the delay circuit 45B has elapsed since the detection signal was output. Thereby, the drive part 43 can switch ON the switching element Q6, when the detection voltage VB1 reaches the peak (maximum value).

上述のように、本実施形態においても実施形態２と同様の効果を奏することができる。 As described above, this embodiment can achieve the same effects as those of the second embodiment.

上記各実施形態の放電灯点灯装置は、例えば図１２（ａ）〜（ｃ）に示すような照明器具に採用することができる。図１２（ａ）〜（ｃ）に示す照明器具は、上記各実施形態の何れかの放電灯点灯装置が収納される電子バラスト６と、当該放電灯点灯装置により点灯される高圧放電灯ＤＬ１が装着される器具本体７とを備えている。なお、図１２（ａ）に示す照明器具はダウンライトであり、図１２（ｂ），（ｃ）に示す照明器具はスポットライトである。 The discharge lamp lighting device according to each of the above embodiments can be employed in a lighting fixture as shown in FIGS. 12 (a) to 12 (c), for example. The lighting fixtures shown in FIGS. 12A to 12C include an electronic ballast 6 in which the discharge lamp lighting device of any of the above embodiments is housed, and a high-pressure discharge lamp DL1 that is turned on by the discharge lamp lighting device. And an instrument body 7 to be mounted. In addition, the lighting fixture shown to Fig.12 (a) is a downlight, and the lighting fixture shown to FIG.12 (b), (c) is a spotlight.

このような照明器具によれば、スイッチング素子の誤動作の可能性を排除しつつスイッチング損失を十分に低減することができる。なお、これらの照明器具は単独で用いるのみならず、複数を組み合わせて照明システムを構築してもよい。 According to such a lighting fixture, switching loss can be sufficiently reduced while eliminating the possibility of malfunction of the switching element. In addition, you may construct | assemble an illumination system not only using these lighting fixtures independently but combining two or more.

１整流部（直流電源）
２第１のコンバータ部（直流電源）
３第２のコンバータ部（スイッチング部）
３０共振回路
４２負荷状態検出部（負荷電圧検出部）
４３駆動部
４５ゼロクロス検出部
４５Ａ検出回路
４５Ｂ遅延回路
Ｃ３コンデンサ
ＤＬ１高圧放電灯
ＰＴ１パルストランス（インダクタ）
Ｑ２〜Ｑ５スイッチング素子
1 Rectifier (DC power supply)
2 First converter (DC power supply)
3 Second converter section (switching section)
30 Resonant circuit 42 Load state detector (load voltage detector)
43 Drive Unit 45 Zero Cross Detection Unit 45A Detection Circuit 45B Delay Circuit C3 Capacitor DL1 High Pressure Discharge Lamp PT1 Pulse Transformer (Inductor)
Q2-Q5 switching element

Claims

A switching unit that is connected between a DC power supply and a discharge lamp and adjusts the power supplied to the discharge lamp, and a zero-cross detection that detects a zero-crossing of the current that flows when the reverse conducting switching element that constitutes the switching unit is turned off And a driving unit that turns on the switching element when the zero cross is detected by the zero cross detecting unit, the zero cross detecting unit detects a voltage at both ends when the switching element is off, and the detected voltage has a threshold value. A detection circuit that outputs a detection signal when exceeding, and a delay circuit that generates a predetermined delay time, and the drive unit turns on the switching element when the delay time elapses from the time when the detection signal is output. A discharge lamp lighting device characterized by switching.

2. The release according to claim 1, wherein the threshold is set at an inflection point of vibration of the detection voltage, and the predetermined time is set based on the threshold and a vibration period of vibration of the detection voltage. Electric light lighting device.

A load voltage detection unit that detects a load voltage applied to the discharge lamp is provided, wherein the zero-cross detection unit changes at least one of the threshold value and the predetermined time based on the load voltage. The discharge lamp lighting device according to claim 1 or 2.

The switching unit includes a full bridge circuit in which a series circuit of a first switching element and a second switching element and a series circuit of a third switching element and a fourth switching element are connected in parallel. Between the connection point of the switching element and the second switching element and the connection point of the third switching element and the fourth switching element, a socket in which the discharge lamp is mounted, an inductor and a capacitor A series circuit with at least a resonance circuit is connected, drives the first switching element and the second switching element at a predetermined frequency, and connects the third switching element and the fourth switching element to the predetermined circuit The output voltage of the DC power supply is converted to rectangular wave AC by driving at a frequency higher than The discharge lamp lighting device according to any one of claims 1 to 3, wherein Rukoto.

An illumination fixture comprising: the discharge lamp lighting device according to any one of claims 1 to 4; and a fixture main body to which the discharge lamp that is lit by the discharge lamp lighting device is mounted.