JP2012222561A - Orthogonal frequency division multiplex (ofdm) modulator, ofdm demodulator, and ofdm transmission system, and ofdm modulation method and demodulation method - Google Patents

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慶 小原
Kiyomichi Araki
純道 荒木
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an OFDM modulator capable of obtaining a good transmission rate even when a local oscillator with poor phase noise characteristics is used.SOLUTION: A mapping part 10 maps data to be transmitted to M complex symbols X. A data distribution part 12 generates N data strings X1 to XN (N is an integer equal to or more than two.) from the M complex symbols. In the i-th data string Xi (1≤i≤N), the [i+(j-1)×N]-th element (Here, j is a natural number.) is the [i+(j-1)×N]-th complex symbol, and remaining elements are zero. Inverse discrete Fourier transformers 14_1 to 14_N are provided for the data strings X1 to XN respectively, and perform inverse discrete Fourier transformation of the corresponding data strings to generate waveform data T1 to TN. A first signal processing part 16 divides each of the waveform data T1 to TN into N time slots in a time axis direction, and arranges the time slots extracted from the N waveform data T1 to TN one by one in a predetermined order in a time direction.

Description

本発明は、ＯＦＤＭ変復調技術に関する。   The present invention relates to an OFDM modulation / demodulation technique.

近年、映像機器のデジタル化が進み、扱われるデジタルデータが飛躍的に大容量化しており、こうした大容量のデータの伝送に、多数のサブキャリアを用いるＯＦＤＭ方式が広く利用されている。   In recent years, digitalization of video equipment has progressed, and digital data to be handled has increased dramatically in capacity. For transmission of such a large amount of data, an OFDM system using a large number of subcarriers is widely used.

周波数資源の逼迫にともない今後は、ミリ波帯以上の超高周波領域の利用が予定されているが、超高周波領域では良好な位相雑音特性を有する局部発振器が得られにくく、また得られたとしても非常に高価なものとなる。これが超高周波領域へのＯＦＤＭ方式の展開を妨げるひとつの要因となっている。   In the future, due to the tightness of frequency resources, it is planned to use the ultra-high frequency region above the millimeter wave band, but it is difficult to obtain a local oscillator with good phase noise characteristics in the ultra-high frequency region. It becomes very expensive. This is one factor that hinders the development of the OFDM system in the ultra-high frequency region.

この問題に対するひとつの試みとしては、伝送レートを低減し、位相雑音を補償する方式が提案されているが、この方式では本質的に伝送レートの低下を免れない。   As an attempt to solve this problem, a method for reducing the transmission rate and compensating for the phase noise has been proposed. However, this method cannot avoid a decrease in the transmission rate.

本発明は、係る状況に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、位相雑音特性が悪い局部発振器を用いても、良好な伝送レートが得られるＯＦＤＭ変調器の提供にある。   The present invention has been made in view of such a situation, and one of exemplary purposes of an aspect thereof is an OFDM modulator capable of obtaining a good transmission rate even when a local oscillator having poor phase noise characteristics is used. On offer.

本発明のある態様は、Ｍ個（Ｍは２以上の整数）のサブキャリアを用いたＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調器に関する。このＯＦＤＭ変調器は、マッピング部と、データ分配部と、Ｎ個の逆離散フーリエ変換器と、第１信号処理部と、を備える。
マッピング部は、伝送すべきデータをＭ個の複素シンボルにマッピングする。
データ分配部は、Ｍ個の複素シンボルからＮ個（Ｎは２以上の整数）のデータ列を生成する。ｉ番目（１≦ｉ≦Ｎ）のデータ列は、その［ｉ＋（ｊ−１）×Ｎ］番目（ｊは自然数）の要素が［ｉ＋（ｊ−１）×Ｎ］番目の複素シンボルであり、その残りの要素がゼロとなるよう生成される。Ｎ個の逆離散フーリエ変換器は、それぞれがデータ列ごとに設けられ、対応するデータ列を逆離散フーリエ変換することにより波形データを生成する。第１信号処理部は、Ｎ個の逆離散フーリエ変換器により生成される波形データそれぞれを時間軸方向にＮ個の時間スロットに分割する。そして第１信号処理部は、Ｎ個の波形データそれぞれからひとつずつ抽出した時間スロットを所定の順序で時間方向に配置することにより、デジタルベースバンド信号を生成する。
この態様によると、Ｎ個のデータ列に分配することにより、実効的なサブキャリア間隔を広げることができ、符号間干渉レベルを低下させることができ、位相雑音特性が悪い局所発振器を利用しても、良好な伝送レートを得ることができる。 One embodiment of the present invention relates to an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) modulator using M (M is an integer of 2 or more) subcarriers. The OFDM modulator includes a mapping unit, a data distribution unit, N inverse discrete Fourier transforms, and a first signal processing unit.
The mapping unit maps data to be transmitted to M complex symbols.
The data distribution unit generates N data strings (N is an integer of 2 or more) from M complex symbols. The i-th (1 ≦ i ≦ N) data string is a [i + (j−1) × N] -th complex symbol whose [i + (j−1) × N] -th (j is a natural number) element. , The remaining elements are generated to be zero. Each of the N inverse discrete Fourier transformers is provided for each data string, and generates waveform data by performing inverse discrete Fourier transform on the corresponding data string. The first signal processing unit divides each waveform data generated by the N inverse discrete Fourier transformers into N time slots in the time axis direction. The first signal processing unit generates a digital baseband signal by arranging time slots extracted one by one from each of the N pieces of waveform data in a predetermined order in the time direction.
According to this aspect, by distributing to N data strings, an effective subcarrier interval can be widened, an intersymbol interference level can be reduced, and a local oscillator having poor phase noise characteristics is used. Also, a good transmission rate can be obtained.

本発明の別の態様は、上述のＯＦＤＭ変調器によって生成されたデジタルベースバンド信号に応じて変調された伝送信号を復調するＯＦＤＭ復調器に関する。このＯＦＤＭ復調器は、第２信号処理部と、Ｎ個の離散フーリエ変換器と、を備える。
第２信号処理部は、伝送信号をダウンコンバージョンし、さらにＡ／Ｄ変換して得られるデジタルベースバンド信号を時間軸方向にＮ個の時間スロットに分割し、Ｎ個の時間スロットを、変調側において定められた所定の順序に応じた規則でＮ系列に分配し、各系列において、分配された時間スロットをＮ回繰り返す波形データを生成する。Ｎ個の離散フーリエ変換器はそれぞれ、第２信号処理部から出力されるＮ系列の波形データのうち対応するひとつを離散フーリエ変換し、複素シンボルのデータ列を生成する。 Another aspect of the present invention relates to an OFDM demodulator that demodulates a transmission signal modulated in accordance with a digital baseband signal generated by the OFDM modulator described above. The OFDM demodulator includes a second signal processing unit and N discrete Fourier transformers.
The second signal processing unit downconverts the transmission signal, further divides the digital baseband signal obtained by A / D conversion into N time slots in the time axis direction, and converts the N time slots into the modulation side. Are distributed to N series according to a rule according to a predetermined order determined in step (1), and waveform data in which the distributed time slot is repeated N times is generated in each series. Each of the N discrete Fourier transformers performs a discrete Fourier transform on a corresponding one of the N series of waveform data output from the second signal processing unit to generate a data string of complex symbols.

この態様によると、上述のＯＦＤＭ変調器により変調された伝送信号から、複素シンボルを復元できる。   According to this aspect, complex symbols can be restored from the transmission signal modulated by the above-described OFDM modulator.

本発明のさらに別の態様は、ＯＦＤＭ伝送システムである。このＯＦＤＭ伝送システムは、伝送すべきデータを伝送信号に変換する上述のＯＦＤＭ復調器と、伝送信号を復調する上述のＯＦＤＭ復調器と、を備える。   Yet another aspect of the present invention is an OFDM transmission system. This OFDM transmission system includes the above-described OFDM demodulator that converts data to be transmitted into a transmission signal, and the above-described OFDM demodulator that demodulates the transmission signal.

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせ、本発明の表現を、方法、装置などの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。   It should be noted that any combination of the above-described constituent elements and the expression of the present invention converted between methods, apparatuses, etc. are also effective as an aspect of the present invention.

本発明のある態様によれば、位相雑音特性が悪い局部発振器を用いても、良好な伝送レートを実現できる。   According to an aspect of the present invention, a good transmission rate can be realized even when a local oscillator with poor phase noise characteristics is used.

実施の形態に係るＯＦＤＭ変調器の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the OFDM modulator which concerns on embodiment. 図２（ａ）〜（ｄ）は、図１のＯＦＤＭ変調器の動作を示す図である。2A to 2D are diagrams illustrating the operation of the OFDM modulator of FIG. 実施の形態に係るＯＦＤＭ復調器の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the OFDM demodulator which concerns on embodiment. 変調システムにおけるキャリア間干渉をシミュレーションした結果を示す図である。It is a figure which shows the result of having simulated the interference between carriers in a modulation system. 誤り率特性をシミュレーションした結果を示す図である。It is a figure which shows the result of having simulated the error rate characteristic.

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。   The present invention will be described below based on preferred embodiments with reference to the drawings. The same or equivalent components, members, and processes shown in the drawings are denoted by the same reference numerals, and repeated descriptions are omitted as appropriate. The embodiments do not limit the invention but are exemplifications, and all features and combinations thereof described in the embodiments are not necessarily essential to the invention.

図１は、実施の形態に係るＯＦＤＭ変調器１００を有する送信機１０２の構成を示す図である。送信機１０２は、ＯＦＤＭ変調器１００と、Ｄ／Ａコンバータ１７と、直交変調器１８と、を備える。ＯＦＤＭ変調器１００は、Ｍ個（Ｍは２以上の整数）のサブキャリアを用い、送信すべきデータＳ１を伝送信号Ｓ２に変換する。   FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a transmitter 102 having an OFDM modulator 100 according to an embodiment. The transmitter 102 includes an OFDM modulator 100, a D / A converter 17, and a quadrature modulator 18. The OFDM modulator 100 converts M data to be transmitted into a transmission signal S2 using M (M is an integer of 2 or more) subcarriers.

ＯＦＤＭ変調器１００は、マッピング部１０、データ分配部１２、逆離散フーリエ変換器１４を備える。   The OFDM modulator 100 includes a mapping unit 10, a data distribution unit 12, and an inverse discrete Fourier transformer 14.

マッピング部１０は、伝送すべきデータＳ１をＭ個の複素シンボルＸ［０］〜Ｘ［Ｍ−１］にマッピングする。マッピングは、通常のＯＦＤＭ方式と同様に、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなどを用いることができる。   The mapping unit 10 maps the data S1 to be transmitted to M complex symbols X [0] to X [M-1]. For mapping, BPSK, QPSK, 16QAM, 64QAM, or the like can be used as in the normal OFDM system.

データ分配部１２は、Ｍ個の複素シンボルＸ［０］〜Ｘ［Ｍ−１］を受け、それをＮ系列（Ｎは２以上の整数）に分配して、Ｎ個のデータ列Ｘ１、Ｘ２、・・・ＸＮを生成する。本実施の形態ではＮ＝２の場合を説明するが、Ｎはそれに限定されない。信号処理の実現容易性を考慮すると、Ｎ＝２ｋ（ｋは自然数）であることが望ましい。 The data distribution unit 12 receives M complex symbols X [0] to X [M−1], distributes them to N sequences (N is an integer of 2 or more), and generates N data strings X1, X2 ... XN is generated. In this embodiment, a case where N = 2 is described, but N is not limited thereto. Considering the ease of implementation of signal processing, it is desirable that N = 2 k (k is a natural number).

ｉ番目（１≦ｉ≦Ｎ）のデータ列Ｘｉは、ｊを自然数とするとき、その［ｉ＋（ｊ−１）×Ｎ］番目の要素Ｘｉが［ｉ＋（ｊ−１）×Ｎ］番目の複素シンボルＸ［ｉ＋（ｊ−１）×Ｎ−１］であり、その残りの要素がゼロであるように生成される。
たとえばＮ＝２のとき、２つのデータ列Ｘ１、Ｘ２は以下のように生成される。
Ｘ１＝｛Ｘ［０］，０，Ｘ［２］、０，Ｘ［４］，０，・・・，Ｘ［Ｎ−２］，０｝
Ｘ２＝｛０，Ｘ［１］，０，Ｘ［３］，０，Ｘ［５］，・・・，０，Ｘ［Ｎ−１］｝
各データ列Ｘ１、Ｘ２におけるｉ番目の複素シンボルは、ｉ番目のサブキャリアに対応付けられる。 The i-th (1 ≦ i ≦ N) data string Xi has an [i + (j−1) × N] -th element Xi, where j is a natural number. A complex symbol X [i + (j−1) × N−1] is generated such that the remaining elements are zero.
For example, when N = 2, the two data strings X1 and X2 are generated as follows.
X1 = {X [0], 0, X [2], 0, X [4], 0, ..., X [N-2], 0}
X2 = {0, X [1], 0, X [3], 0, X [5], ..., 0, X [N-1]}
The i-th complex symbol in each data string X1, X2 is associated with the i-th subcarrier.

Ｎ個の逆離散フーリエ変換器１４＿１〜１４＿Ｎは、Ｎ個のデータ列Ｘ１，…ＸＮごとに設けられる。各逆離散フーリエ変換器１４＿ｉは、高速フーリエ変換のアルゴリズムを用いて、対応するデータ列Ｘｉを逆離散フーリエ変換することにより波形データＴｉを生成する。逆離散フーリエ変換器１４＿ｉによって、周波数領域のデータ列Ｘｉが、時間領域の波形データＴｉに変換される。言うまでもなく、波形データＴｉは、実部データと虚部データを含む。   N inverse discrete Fourier transformers 14_1 to 14_N are provided for each of N data strings X1,... XN. Each inverse discrete Fourier transformer 14 — i generates waveform data Ti by performing inverse discrete Fourier transform on the corresponding data string Xi using a fast Fourier transform algorithm. The inverse discrete Fourier transformer 14 — i converts the frequency domain data string Xi into time domain waveform data Ti. Needless to say, the waveform data Ti includes real part data and imaginary part data.

ここで、各データ列Ｘｉは、Ｎ個隔てたサブキャリアごとに、有意な複素シンボルデータを有し、その他のサブキャリアの振幅はゼロである。したがって、各データ列Ｘｉを離散フーリエ変換して得られる波形データＴｉは、実質的に時間対称性を有する信号となる。   Here, each data string Xi has significant complex symbol data for every N subcarriers, and the amplitudes of the other subcarriers are zero. Therefore, the waveform data Ti obtained by discrete Fourier transform of each data string Xi is a signal having substantially time symmetry.

Ｎ＝２の例では、波形データＴ１は、時間波形の前半と後半とで、同じ波形を繰り返し、波形データＴ２は、時間波形の前半と後半とで、正負が反転した信号となる。つまり、各波形データは、時間軸方向に冗長性を有しており、ひとつの時間スロットのみを送信すれば、残りの時間スロットは受信側において再生することができる。なお当業者によれば、各波形データがＮの値に応じていかなる時間対称性を有するかが理解される。   In the example of N = 2, the waveform data T1 repeats the same waveform in the first half and the second half of the time waveform, and the waveform data T2 becomes a signal in which the positive and negative are inverted in the first half and the second half of the time waveform. That is, each waveform data has redundancy in the time axis direction, and if only one time slot is transmitted, the remaining time slot can be reproduced on the receiving side. A person skilled in the art understands what time symmetry each waveform data has according to the value of N.

第１信号処理部１６は、波形分割部３０、サイクリックプリフィクス挿入部３２、マルチプレクサ３４を含む。波形分割部３０は、波形データＴ１〜ＴＮそれぞれを、時間軸方向にＮ個の時間スロットＴＳに分割する。ここではｉ番目の波形データＴｉのｊ番目の時間スロットを、ＴＳｉ［ｊ］と標記する。
Ｎ＝２の場合、波形データＴ１は、時間軸方向に前半スロットＴＳ１［１］と後半スロットＴＳ１［２］に分割され、波形データＴ２は、時間軸方向に前半スロットＴＳ２［１］と後半スロットＴＳ２［２］に分割される。 The first signal processing unit 16 includes a waveform dividing unit 30, a cyclic prefix insertion unit 32, and a multiplexer 34. The waveform dividing unit 30 divides each of the waveform data T1 to TN into N time slots TS in the time axis direction. Here, the j-th time slot of the i-th waveform data Ti is denoted as TSi [j].
When N = 2, the waveform data T1 is divided into the first half slot TS1 [1] and the second half slot TS1 [2] in the time axis direction, and the waveform data T2 is divided into the first half slot TS2 [1] and the second half slot in the time axis direction. It is divided into TS2 [2].

各波形データＴ１〜ＴＮからはそれぞれ、ひとつの時間スロットＴＳ１［ｊ］〜ＴＳＮ［ｊ］が抽出され、サイクリックプリフィクス挿入部３２に入力される。各波形データから、何番目の時間スロットを抽出するかは任意である。本実施の形態では、波形データＴ１の前半スロットＴＳ１［１］と、波形データＴ２の前半スロットＴＳ２［１］を抽出するものとする。   One time slot TS1 [j] to TSN [j] is extracted from each of the waveform data T1 to TN and input to the cyclic prefix insertion unit 32. The number of time slots to be extracted from each waveform data is arbitrary. In the present embodiment, the first half slot TS1 [1] of the waveform data T1 and the first half slot TS2 [1] of the waveform data T2 are extracted.

通常のＯＦＤＭと同様に、サイクリックプリフィクス挿入部３２は、入力された時間スロットＴＳ１〜ＴＳＮの先頭に、サイクリックプリフィクスＣＰ（Cyclic Prefix）を追加する。これにより、信号の連続性が確保される。   Similar to normal OFDM, the cyclic prefix insertion unit 32 adds a cyclic prefix CP (Cyclic Prefix) to the head of the input time slots TS1 to TSN. This ensures signal continuity.

マルチプレクサ３４は、Ｎ個の波形データＴ１〜ＴＮからひとつずつ抽出された時間スロットＴＳ１［１］〜ＴＳＮ［１］を所定の順序で時間方向に配置することにより、デジタルベースバンド信号ＤＢＢを生成する。波形データＴ１〜ＴＮの実部は、デジタルベースバンド信号ＤＢＢの同相成分（Ｉ成分）に対応し、波形データＴ１〜ＴＮの虚部は、デジタルベースバンド信号ＤＢＢの直交成分（Ｑ成分）に対応する。   The multiplexer 34 generates the digital baseband signal DBB by arranging the time slots TS1 [1] to TSN [1] extracted one by one from the N waveform data T1 to TN in the time direction in a predetermined order. . The real part of the waveform data T1 to TN corresponds to the in-phase component (I component) of the digital baseband signal DBB, and the imaginary part of the waveform data T1 to TN corresponds to the quadrature component (Q component) of the digital baseband signal DBB. To do.

ＯＦＤＭ変調器１００の後段のＤ／Ａコンバータ１７は、デジタルベースバンド信号ＤＢＢをアナログベースバンド信号ＡＢＢに変換する。直交変調器１８は、アナログベースバンド信号ＡＢＢをアップコンバージョンし、伝送信号Ｓ２を生成する。Ｄ／Ａコンバータ１７および直交変調器１８は、公知の技術を用いればよい。   A D / A converter 17 following the OFDM modulator 100 converts the digital baseband signal DBB into an analog baseband signal ABB. The quadrature modulator 18 up-converts the analog baseband signal ABB and generates a transmission signal S2. A known technique may be used for the D / A converter 17 and the quadrature modulator 18.

以上が実施の形態に係るＯＦＤＭ変調器１００を有する送信機１０２の構成である。続いてＯＦＤＭ変調器１００の動作を説明する。
図２（ａ）〜（ｄ）は、図１のＯＦＤＭ変調器１００の動作を示す図である。図２（ａ）は、マッピング部１０におけるマッピングを示す図である。図２（ａ）では、ＱＰＳＫにより、入力されたデータＳ１が、Ｍ個の複素シンボルＸ［０］〜Ｘ［Ｍ−１］にマッピングされる様子を示す。図２（ｂ）は、データ分配部１２によるデータ列Ｘ１、Ｘ２の生成を示す。データ列Ｘ１は、サブキャリアｆ０、ｆ２、ｆ４…に対して有意な複素振幅を有し、サブキャリアｆ１、ｆ３、ｆ５、…に対する振幅はゼロである。一方、データ列Ｘ２は、サブキャリアｆ０、ｆ２、ｆ４…に対する振幅はゼロであり、サブキャリアｆ１、ｆ３、ｆ５、…に対して有意な複素振幅を有している。これは実効的なサブキャリアの間隔が、２倍に広がったことと等価である。 The above is the configuration of the transmitter 102 including the OFDM modulator 100 according to the embodiment. Next, the operation of the OFDM modulator 100 will be described.
2A to 2D are diagrams illustrating the operation of the OFDM modulator 100 of FIG. FIG. 2A is a diagram illustrating mapping in the mapping unit 10. FIG. 2A shows a state where the input data S1 is mapped to M complex symbols X [0] to X [M-1] by QPSK. FIG. 2B shows generation of data strings X1 and X2 by the data distribution unit 12. The data string X1 has a significant complex amplitude with respect to the subcarriers f 0 , f 2 , f 4 ..., And the amplitude with respect to the subcarriers f 1 , f 3 , f 5 ,. On the other hand, the data string X2 has zero amplitude for the subcarriers f 0 , f 2 , f 4 ..., And has a significant complex amplitude for the subcarriers f 1 , f 3 , f 5 ,. This is equivalent to the effective subcarrier spacing being doubled.

図２（ｃ）に示すように、データ列Ｘ１、Ｘ２を逆フーリエ変換することにより、波形データＴ１、Ｔ２が生成される。波形データＴ１、Ｔ２は、前半部分と後半部分が対称性を有している。波形分割部３０によって、波形データＴ１、Ｔ２がＮ個の時間スロットに分割される。そしてサイクリックプリフィクス挿入部３２により、波形データＴ１の最後部が、サイクリックプリフィクスＣＰ１として時間スロットＴＳ１［１］の先頭に付加され、波形データＴ２の最後部が、サイクリックプリフィクスＣＰ２として時間スロットＴＳ２［１］の先頭に付加される。マルチプレクサ３４は、サイクリックプリフィクス挿入部３２からのデータを、時間軸方向に所定の順序で配置することによりデジタルベースバンド信号ＤＢＢを生成する。   As shown in FIG. 2C, waveform data T1 and T2 are generated by performing inverse Fourier transform on the data strings X1 and X2. The waveform data T1, T2 has symmetry in the first half and the second half. The waveform dividing unit 30 divides the waveform data T1 and T2 into N time slots. Then, the cyclic prefix insertion unit 32 adds the last part of the waveform data T1 as the cyclic prefix CP1 to the beginning of the time slot TS1 [1], and the last part of the waveform data T2 as the cyclic prefix CP2 in the time slot TS2. Added to the beginning of [1]. The multiplexer 34 generates the digital baseband signal DBB by arranging the data from the cyclic prefix insertion unit 32 in a predetermined order in the time axis direction.

以上がＯＦＤＭ変調器１００の動作である。   The above is the operation of the OFDM modulator 100.

続いて、ＯＦＤＭ変調器１００によって変調された伝送信号Ｓ２を復調するＯＦＤＭ復調器２００について説明する。   Next, the OFDM demodulator 200 that demodulates the transmission signal S2 modulated by the OFDM modulator 100 will be described.

図３は、実施の形態に係るＯＦＤＭ復調器２００を有する受信機２０２の構成を示す図である。受信機２０２は、直交復調器２０、Ａ／Ｄコンバータ２１およびＯＦＤＭ復調器２００を備える。   FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of a receiver 202 including the OFDM demodulator 200 according to the embodiment. The receiver 202 includes an orthogonal demodulator 20, an A / D converter 21, and an OFDM demodulator 200.

直交復調器２０は、伝送信号Ｓ２をダウンコンバージョンし、アナログベースバンド信号ＡＢＢを生成する。Ａ／Ｄコンバータ２１は、アナログベースバンド信号ＡＢＢをデジタルベースバンド信号ＤＢＢに変換する。   The quadrature demodulator 20 down-converts the transmission signal S2 and generates an analog baseband signal ABB. The A / D converter 21 converts the analog baseband signal ABB into a digital baseband signal DBB.

ＯＦＤＭ復調器２００は、第２信号処理部２２、離散フーリエ変換器２４、結合部２６を備える。基本的にＯＦＤＭ復調器２００は、ＯＦＤＭ変調器１００と逆の処理を行う。   The OFDM demodulator 200 includes a second signal processing unit 22, a discrete Fourier transformer 24, and a combining unit 26. Basically, the OFDM demodulator 200 performs processing reverse to that of the OFDM modulator 100.

第２信号処理部２２は、第１信号処理部１６と逆処理を行うブロックである。第２信号処理部２２は、デジタルベースバンド信号ＤＢＢを時間軸方向にＮ個の時間スロットに分割し、Ｎ個の時間スロットを、変調側において定められた所定の順序に応じた規則でＮ系列に分配し、各系列において、分配された時間スロットをＮ回繰り返す波形を生成する。具体的には第２信号処理部２２は、デマルチプレクサ４０、サイクリックプリフィクス除去部４２、波形再生部４４を含む。   The second signal processing unit 22 is a block that performs reverse processing with the first signal processing unit 16. The second signal processing unit 22 divides the digital baseband signal DBB into N time slots in the time axis direction, and the N time slots are divided into N sequences according to a rule according to a predetermined order determined on the modulation side. In each series, a waveform is generated that repeats the distributed time slot N times. Specifically, the second signal processing unit 22 includes a demultiplexer 40, a cyclic prefix removal unit 42, and a waveform reproduction unit 44.

デマルチプレクサ４０は、デジタルベースバンド信号ＤＢＢを時間軸方向にＮ個の時間スロットに分割する。そしてＮ個の時間スロットを、変調側において定められた所定の順序に応じた規則でＮ系列に分配する。第１系列には、時間スロットＣＰ１＋ＴＳ１が、第２系列には時間スロットＣＰ２＋ＴＳ２が分配される。   The demultiplexer 40 divides the digital baseband signal DBB into N time slots in the time axis direction. N time slots are distributed to N sequences according to a rule according to a predetermined order determined on the modulation side. The time slot CP1 + TS1 is allocated to the first sequence, and the time slot CP2 + TS2 is allocated to the second sequence.

サイクリックプリフィクス除去部４２は、入力されたデータから、サイクリックプリフィクスＣＰ１、ＣＰ２を除去する。これにより、時間スロットＴＳ１、ＴＳ２が抽出される。   The cyclic prefix removing unit 42 removes the cyclic prefixes CP1 and CP2 from the input data. Thereby, the time slots TS1 and TS2 are extracted.

波形再生部４４は、時間スロットＴＳ１、ＴＳ２にもとづき、送信側における波形データＴ１、Ｔ２を再生する。具体的には、第１系列の時間スロットＴＳ１を時間方向にＮ＝２個並べることにより、波形データＴ１を生成する。また、第２系列の時間スロットＴＳ２と、それを符号反転した時間スロット−ＴＳ２を時間方向に並べることにより、波形データＴ２を生成する。   The waveform reproducing unit 44 reproduces the waveform data T1 and T2 on the transmission side based on the time slots TS1 and TS2. Specifically, the waveform data T1 is generated by arranging N = 2 time slots TS1 of the first series in the time direction. Also, the waveform data T2 is generated by arranging the time slot TS2 of the second series and the time slot-TS2 whose sign is inverted in the time direction.

離散フーリエ変換器２４＿１、２４＿２はそれぞれ、第２信号処理部２２から出力されるＮ系列の波形データＴ１、Ｔ２それぞれを離散フーリエ変換し、複素シンボルのデータ列Ｘ１、Ｘ２を生成する。データ列Ｘ１は、奇数番目の要素が有意な値を有し、偶数番目がゼロを有し、データ列Ｘ２は、偶数番目の要素が有意な値を有し、奇数番目がゼロを有する。結合部２６は、データ列Ｘ１、Ｘ２を結合することにより、もとのデータ列Ｘを生成する。   The discrete Fourier transformers 24_1 and 24_2 respectively perform discrete Fourier transform on the N series of waveform data T1 and T2 output from the second signal processing unit 22 to generate complex symbol data strings X1 and X2. In the data string X1, the odd-numbered elements have significant values, the even-numbered elements have zero, and the data string X2 has the even-numbered elements have significant values and the odd-numbered elements have zero. The combining unit 26 generates the original data string X by combining the data strings X1 and X2.

以上がＯＦＤＭ復調器２００の構成である。このＯＦＤＭ復調器２００は、図２（ａ）〜（ｄ）の処理を逆に進めることにより、もとの複素シンボルを復元することができる。   The above is the configuration of the OFDM demodulator 200. The OFDM demodulator 200 can restore the original complex symbol by reversing the processes of FIGS.

続いて、本実施の形態に係るＯＦＤＭ変調器１００およびＯＦＤＭ復調器２００を備える変復調システムの効果について説明する。   Next, effects of the modulation / demodulation system including the OFDM modulator 100 and the OFDM demodulator 200 according to the present embodiment will be described.

図４は、変調システムにおけるキャリア間干渉（ＩＣＩ：Inter Carrier Interference）をシミュレーションした結果を示す図である。横軸は局部発振器のコーナー周波数Ｆｃを、縦軸は所望信号とＩＣＩ成分の強度の比ＳＩＲ（Signal to Interference Ratio）を示す。シミュレーションは、周波数帯域６０ＧＨｚ、ＯＦＤＭの帯域幅５１２ＭＨｚ、サブキャリア間隔１ＭＨｚという条件で行っている。   FIG. 4 is a diagram illustrating a result of simulating inter carrier interference (ICI) in the modulation system. The horizontal axis represents the corner frequency Fc of the local oscillator, and the vertical axis represents the ratio SIR (Signal to Interference Ratio) of the desired signal and the ICI component. The simulation is performed under the conditions of a frequency band of 60 GHz, an OFDM bandwidth of 512 MHz, and a subcarrier interval of 1 MHz.

従来のＯＦＤＭ方式および実施の形態に係るＯＦＤＭ方式のいずれもが、コーナー周波数が低下するに従って、すなわち位相雑音強度が増加するに従い、ＳＩＲ特性が劣化するが、Ｎ＝２系列を用いた場合、従来方式に比べてＳＩＲを４ｄＢ改善することができる。系列数をＮ＝４、Ｎ＝８と増加させると、ＳＩＲ特性を、従来に比べて約１１ｄＢ、１７ｄＢとさらに改善することができる。   Both the conventional OFDM system and the OFDM system according to the embodiment degrade the SIR characteristics as the corner frequency decreases, that is, as the phase noise intensity increases. However, when the N = 2 sequence is used, Compared with the system, the SIR can be improved by 4 dB. When the number of series is increased to N = 4 and N = 8, the SIR characteristic can be further improved to about 11 dB and 17 dB compared to the conventional case.

図５は、誤り率特性をシミュレーションした結果を示す図である。横軸は、ＥｂＮｏ（１ビットあたりのＳ／Ｎ比）を、縦軸はビット誤り率ＢＥＲ（Bit Error Rate）を示しており、サブキャリア変調をＱＰＳＫ、コーナー周波数をｆｃ＝５０ｋＨｚ、サブキャリア幅を１００ｋＨｚとしてシミュレーションを行っている。Ｎ＝２、Ｎ＝４、Ｎ＝８と増大させるに従い、ビット誤り率が大きく改善できることが分かる。   FIG. 5 is a diagram illustrating a result of simulating error rate characteristics. The horizontal axis indicates EbNo (S / N ratio per bit), and the vertical axis indicates the bit error rate BER (Bit Error Rate). The subcarrier modulation is QPSK, the corner frequency is fc = 50 kHz, and the subcarrier width. The simulation is performed with 100 kHz. It can be seen that the bit error rate can be greatly improved as N = 2, N = 4, and N = 8.

このように、実施の形態に係るＯＦＤＭ変調器１００およびＯＦＤＭ復調器２００によれば、位相雑音特性が悪い局部発振器を用いてもきわめて良好な通信品質を実現できる。これは、Ｍ個のサブキャリアをＮ系統に分けることにより、サブキャリア間隔をＮ倍したことと等価の効果が得られ、位相雑音特性に対する耐性が従来よりも高まっていることによる。   As described above, according to the OFDM modulator 100 and the OFDM demodulator 200 according to the embodiment, extremely good communication quality can be realized even if a local oscillator having poor phase noise characteristics is used. This is because by dividing M subcarriers into N systems, an effect equivalent to that obtained by multiplying the subcarrier interval by N is obtained, and resistance to phase noise characteristics is higher than before.

一般に超高周波領域において位相雑音特性が優れた局部発振器は得難く、あるいは得られたとしても非常に高価であるところ、本実施の形態に係るＯＦＤＭ変調器１００およびＯＦＤＭ復調器２００によれば、既存の局部発振器を用いて超高周波領域でＯＦＤＭ方式によるデータ伝送が可能となり、システム全体を低コスト化できる。   In general, a local oscillator having excellent phase noise characteristics in the ultra-high frequency region is difficult to obtain, or even if obtained, it is very expensive. According to the OFDM modulator 100 and the OFDM demodulator 200 according to the present embodiment, the existing oscillator The local oscillator can be used to transmit data by the OFDM method in the ultra-high frequency region, thereby reducing the cost of the entire system.

また、従来のＯＦＤＭの伝送システムの構成を大幅に変更することなく、いくつかの信号処理部を追加することにより実現可能であるため、さまざまな用途に汎用的に利用できる。   Further, since it can be realized by adding several signal processing units without significantly changing the configuration of the conventional OFDM transmission system, it can be used for various purposes.

実施の形態にもとづき、特定の語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。   Although the present invention has been described using specific words and phrases based on the embodiments, the embodiments are merely illustrative of the principles and applications of the present invention, and the embodiments are defined in the claims. Many modifications and arrangements can be made without departing from the spirit of the present invention.

１００…ＯＦＤＭ変調器、１０２…送信機、１０…マッピング部、１２…データ分配部、１４…逆離散フーリエ変換器、１６…第１信号処理部、１７…Ｄ／Ａコンバータ、１８…直交変調器、２００…ＯＦＤＭ復調器、２０２…受信機、２０…直交復調器、２１…Ａ／Ｄコンバータ、２２…第２信号処理部、２４…離散フーリエ変換器、２６…結合部、３０…波形分割部、３２…サイクリックプリフィクス挿入部、３４…マルチプレクサ、４０…デマルチプレクサ、４２…サイクリックプリフィクス除去部、４４…波形再生部。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 100 ... OFDM modulator, 102 ... Transmitter, 10 ... Mapping part, 12 ... Data distribution part, 14 ... Inverse discrete Fourier transformer, 16 ... 1st signal processing part, 17 ... D / A converter, 18 ... Orthogonal modulator , 200 ... OFDM demodulator, 202 ... receiver, 20 ... orthogonal demodulator, 21 ... A / D converter, 22 ... second signal processing unit, 24 ... discrete Fourier transformer, 26 ... combining unit, 30 ... waveform dividing unit 32... Cyclic prefix insertion unit 34. Multiplexer 40. Demultiplexer 42. Cyclic prefix removal unit 44.

Claims (5)

Ｍ個（Ｍは２以上の整数）のサブキャリアを用いたＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調器であって、
伝送すべきデータをＭ個の複素シンボルにマッピングするマッピング部と、
Ｍ個の複素シンボルからＮ個（Ｎは２以上の整数）のデータ列を生成するデータ分配部であって、ｉ番目（１≦ｉ≦Ｎ）のデータ列は、その［ｉ＋（ｊ−１）×Ｎ］番目（ｊは自然数）の要素が［ｉ＋（ｊ−１）×Ｎ］番目の複素シンボルであり、その残りの要素がゼロである、Ｎ個のデータ列を生成するデータ分配部と、
それぞれが前記データ列ごとに設けられ、対応するデータ列を逆離散フーリエ変換することにより波形データを生成する、Ｎ個の逆離散フーリエ変換器と、
前記Ｎ個の逆離散フーリエ変換器により生成される波形データそれぞれを時間軸方向にＮ個の時間スロットに分割し、前記Ｎ個の波形データそれぞれからひとつずつ抽出した時間スロットを所定の順序で時間方向に配置することにより、デジタルベースバンド信号を生成する第１信号処理部と、
を備えることを特徴とするＯＦＤＭ変調器。 An OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) modulator using M (M is an integer of 2 or more) subcarriers,
A mapping unit for mapping data to be transmitted to M complex symbols;
A data distribution unit that generates N (N is an integer greater than or equal to 2) data sequences from M complex symbols, and an i-th (1 ≦ i ≦ N) data sequence is represented by [i + (j−1 ) × N] -th (j is a natural number) element is a [i + (j−1) × N] -th complex symbol, and the remaining elements are zero. When,
N inverse discrete Fourier transforms, each of which is provided for each data sequence, and generates waveform data by performing inverse discrete Fourier transform on the corresponding data sequence;
Each of the waveform data generated by the N inverse discrete Fourier transforms is divided into N time slots in the time axis direction, and the time slots extracted one by one from the N waveform data are timed in a predetermined order. A first signal processing unit for generating a digital baseband signal by arranging in a direction;
An OFDM modulator comprising: 請求項１に記載のＯＦＤＭ変調器によって生成されたデジタルベースバンド信号に応じて変調された伝送信号を復調するＯＦＤＭ復調器であって、
前記伝送信号をダウンコンバージョンし、さらにＡ／Ｄ変換して得られるデジタルベースバンド信号を時間軸方向にＮ個の時間スロットに分割し、前記Ｎ個の時間スロットを、変調側において定められた前記所定の順序に応じた規則でＮ系列に分配し、各系列において、分配された時間スロットをＮ回繰り返す波形データを生成する第２信号処理部と、
前記第２信号処理部から出力されるＮ系列の波形データそれぞれを離散フーリエ変換し、複素シンボルのデータ列を復元するＮ個の離散フーリエ変換器と、
を備えることを特徴とするＯＦＤＭ復調器。 An OFDM demodulator that demodulates a transmission signal modulated according to a digital baseband signal generated by the OFDM modulator according to claim 1,
A digital baseband signal obtained by down-converting the transmission signal and further A / D-converting is divided into N time slots in the time axis direction, and the N time slots are determined on the modulation side. A second signal processing unit that generates waveform data that is distributed to N sequences according to a rule according to a predetermined order and repeats the distributed time slot N times in each sequence;
N discrete Fourier transformers that perform discrete Fourier transform on each of the N series of waveform data output from the second signal processing unit and restore a complex symbol data string;
An OFDM demodulator comprising: 伝送すべきデータを伝送信号に変換する請求項１に記載のＯＦＤＭ変調器と、
前記伝送信号を復調する請求項２に記載のＯＦＤＭ復調器と、
を備えることを特徴とするＯＦＤＭ伝送システム。 The OFDM modulator according to claim 1, which converts data to be transmitted into a transmission signal;
The OFDM demodulator according to claim 2, which demodulates the transmission signal;
An OFDM transmission system comprising: Ｍ個（Ｍは２以上の整数）のサブキャリアを用いたＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調方法であって、
伝送すべきデータをＭ個の複素シンボルにマッピングするステップと、
Ｍ個の複素シンボルからＮ個（Ｎは２以上の整数）のデータ列を生成するステップであって、ｉ番目（１≦ｉ≦Ｎ）のデータ列は、その［ｉ＋（ｊ−１）×Ｎ］番目（ｊは自然数）の要素が、［ｉ＋（ｊ−１）×Ｎ］番目の複素シンボルであり、残りの要素がゼロである、Ｎ個のデータ列を生成するステップと、
前記Ｎ個のデータ列それぞれを逆離散フーリエ変換し、Ｎ個の波形データを生成するステップと、
前記Ｎ個の波形データそれぞれを時間軸方向にＮ個の時間スロットに分割し、各波形データからひとつの時間スロットを抽出し、前記Ｎ個の波形データからひとつずつ抽出された時間スロットを所定の順序で時間方向に配置することにより、デジタルベースバンド信号を生成するステップと、
を備えることを特徴とする方法。 An OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) modulation method using M (M is an integer of 2 or more) subcarriers,
Mapping the data to be transmitted to M complex symbols;
This is a step of generating N (N is an integer of 2 or more) data sequences from M complex symbols, and the i-th (1 ≦ i ≦ N) data sequence is its [i + (j−1) × Generating N data strings in which the N] th element (j is a natural number) is the [i + (j−1) × N] th complex symbol and the remaining elements are zero;
Each of the N data strings is subjected to inverse discrete Fourier transform to generate N waveform data;
Each of the N waveform data is divided into N time slots in the time axis direction, one time slot is extracted from each waveform data, and each time slot extracted one by one from the N waveform data is set to a predetermined time slot. Generating a digital baseband signal by arranging in time order in order;
A method comprising the steps of: 請求項４に記載の方法によって生成されたデジタルベースバンド信号に応じて変調された伝送信号を復調するＯＦＤＭ復調方法であって、
前記伝送信号をダウンコンバージョンし、アナログベースバンド信号を生成する直交復調ステップと、
前記アナログベースバンド信号をデジタルベースバンド信号にＡ／Ｄ変換するステップと、
前記デジタルベースバンド信号を時間軸方向にＮ個の時間スロットに分割し、前記Ｎ個の時間スロットを、変調側において定められた前記所定の順序に応じた規則でＮ系列に分配し、各系列において、分配された時間スロットをＮ回繰り返す波形データを生成するステップと、
前記Ｎ系列の波形データそれぞれを離散フーリエ変換し、複素シンボルのデータ列を復元するステップと、
を備えることを特徴とする方法。 An OFDM demodulation method for demodulating a transmission signal modulated according to a digital baseband signal generated by the method according to claim 4,
An orthogonal demodulation step of down-converting the transmission signal to generate an analog baseband signal;
A / D converting the analog baseband signal into a digital baseband signal;
The digital baseband signal is divided into N time slots in the time axis direction, and the N time slots are distributed to N sequences according to a rule according to the predetermined order determined on the modulation side. Generating waveform data that repeats the distributed time slots N times;
Performing discrete Fourier transform on each of the N series of waveform data to restore a complex symbol data string;
A method comprising the steps of:
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