JP2012213264A - Motor drive device - Google Patents
Motor drive device Download PDFInfo
- Publication number
- JP2012213264A JP2012213264A JP2011077203A JP2011077203A JP2012213264A JP 2012213264 A JP2012213264 A JP 2012213264A JP 2011077203 A JP2011077203 A JP 2011077203A JP 2011077203 A JP2011077203 A JP 2011077203A JP 2012213264 A JP2012213264 A JP 2012213264A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- voltage
- frequency
- motor
- reactor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
Description
本発明は、モータ駆動装置に関する。 The present invention relates to a motor drive device.
空気調和装置には、圧縮機及びファン等が含まれており、これらの駆動源には、モータが用いられている。モータは、コンバータ及びインバータを含むモータ駆動装置によって駆動される。コンバータは、整流回路及びリアクタ等によって構成されており、例えば3相の商用電源からの交流電圧を直流電圧に変換する。インバータは、当該直流電圧を用いてモータの駆動電圧を生成し、モータに出力する。 The air conditioner includes a compressor, a fan, and the like, and a motor is used as the drive source. The motor is driven by a motor driving device including a converter and an inverter. The converter includes a rectifier circuit, a reactor, and the like, and converts, for example, an AC voltage from a three-phase commercial power source into a DC voltage. The inverter generates a drive voltage for the motor using the DC voltage and outputs it to the motor.
ところで、近年、空気調和装置の小型化が進められている。当該装置の小型化に伴い、例えば特許文献1(特開2006−14580号公報)に開示されているように、小型化されたリアクタが利用されることがある。 By the way, in recent years, downsizing of air conditioners has been promoted. Along with the miniaturization of the apparatus, for example, as disclosed in Patent Document 1 (Japanese Patent Laid-Open No. 2006-14580), a miniaturized reactor may be used.
特許文献1に示すように、インダクタンス値の特性は、リアクタの小型化に伴い低下する。小型化されたリアクタのインダクタンス値は、空気調和装置が通常運転を行う場合においては問題なく使用できる値であるが、商用電源からコンバータに入力される各相の入力電流が不均衡となる現象(即ち、電源不平衡)が生じると、使用し難い値に下がってしまう。
As shown in
一方、コンバータが出力する直流電圧のリップル成分から、入力電流を換算することが考えられる。しかし、リップル成分は、上記インダクタンス値のみならず、交流電圧の周波数の影響をも複雑に受けるため、リップル成分に基づいて単純に入力電流を換算することは難しい。特に、電源不平衡が生じた際には、実際の入力電流が換算した入力電流に比べて遙かに大きいために、ブレーカが落ちてしまう恐れもある。 On the other hand, it is conceivable to convert the input current from the ripple component of the DC voltage output from the converter. However, since the ripple component is complicatedly influenced not only by the inductance value but also by the frequency of the AC voltage, it is difficult to simply convert the input current based on the ripple component. In particular, when a power supply imbalance occurs, the breaker may fall because the actual input current is much larger than the converted input current.
そこで、本発明の課題は、ブレーカが落ちるのを防ぐことにある。 Therefore, an object of the present invention is to prevent the breaker from falling.
本発明の第1観点に係るモータ駆動装置は、コンバータと、インバータと、電流演算部と、制御部とを備える。コンバータは、整流回路と当該回路に接続された小容量のリアクタとを有しており、多相交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換する。インバータは、直流電圧を用いてモータの駆動電圧を生成し、これをモータに出力する。電流演算部は、直流電圧のリップル成分に基づいて、多相交流電源からコンバータに入力される各相の入力電流を求める。制御部は、各相の入力電流の少なくとも1つが所定値以上の場合に、インバータの出力を抑制する垂下制御を行う。交流電圧の周波数は、予め定められている複数の規定周波数のうちいずれか1つである。そして、電流演算部は、各相の入力電流を補正するための電流補正値を交流電圧の周波数に応じて選択し、選択した電流補正値に基づいて入力電流を補正する。または電流演算部は、交流電圧の周波数に関係なく、複数の規定周波数のうち一番高い規定周波数に応じた所定補正値を電流補正値として、入力電流を補正する。制御部は、補正後の入力電流を所定値と比較する。 A motor drive device according to a first aspect of the present invention includes a converter, an inverter, a current calculation unit, and a control unit. The converter includes a rectifier circuit and a small-capacity reactor connected to the circuit, and converts an AC voltage output from the multiphase AC power source into a DC voltage. The inverter generates a driving voltage for the motor using the DC voltage and outputs it to the motor. The current calculation unit obtains an input current of each phase input from the multiphase AC power source to the converter based on the ripple component of the DC voltage. The control unit performs drooping control that suppresses the output of the inverter when at least one of the input currents of each phase is equal to or greater than a predetermined value. The frequency of the AC voltage is any one of a plurality of predetermined frequencies. The current calculation unit selects a current correction value for correcting the input current of each phase according to the frequency of the AC voltage, and corrects the input current based on the selected current correction value. Alternatively, the current calculation unit corrects the input current using a predetermined correction value corresponding to the highest specified frequency among a plurality of specified frequencies as a current correction value regardless of the frequency of the AC voltage. The control unit compares the corrected input current with a predetermined value.
ここで、規定周波数としては、例えば50Hz及び60Hzが挙げられる。このモータ駆動装置では、直流電圧のリップル成分に基づいて求められた各相の入力電流は、交流電圧の周波数に関する電流補正値によって補正され、補正後の各相の入力電流の少なくとも1つが所定値以上の場合に、インバータの負荷に対して垂下制御が行われる。これにより、補正後の入力電流を実際の入力電流に近づけることができる。従って、電源不平衡が生じた際に、実際の入力電流が換算した入力電流に比べて遙かに大きいためにブレーカが落ちるのを防ぐことができる。 Here, examples of the specified frequency include 50 Hz and 60 Hz. In this motor drive device, the input current of each phase obtained based on the ripple component of the DC voltage is corrected by a current correction value relating to the frequency of the AC voltage, and at least one of the corrected input currents of each phase is a predetermined value. In the above case, the drooping control is performed on the load of the inverter. Thereby, the corrected input current can be brought close to the actual input current. Therefore, when the power supply imbalance occurs, the breaker can be prevented from falling because the actual input current is much larger than the converted input current.
特に、入力電流は、直流電流のリップル成分によって単純に求められるのではなく、例えば交流電圧の周波数が50Hzの場合には50Hz用の電流補正値、当該周波数が60Hzの場合には60Hz用の電流補正値が選択され、選択された各電流補正値によって補正される。つまり、実際の交流電圧の周波数に応じた適切な補正値によって、一旦求められた入力電流が補正されるため、実際の入力電流に近い電流が得られることとなる。 In particular, the input current is not simply obtained by the ripple component of the direct current. For example, when the frequency of the alternating voltage is 50 Hz, the current correction value for 50 Hz, and when the frequency is 60 Hz, the current for 60 Hz A correction value is selected and corrected by each selected current correction value. That is, since the input current once obtained is corrected by an appropriate correction value according to the frequency of the actual AC voltage, a current close to the actual input current can be obtained.
または、入力電流は、実際の交流電圧の周波数が50Hz,60Hzのいずれの場合においても、高い方の周波数である60Hzに対応した所定補正値によって補正される。ここで、交流電圧の周波数が50Hzの場合の直流電圧のリップル成分は、60Hzの場合に比して大きくなるため、60Hzに対応した所定補正値は、50Hzに対応した電流補正値よりも大きい。従って、交流電圧の周波数が50Hzの場合には、一旦求められた入力電流は多めに補正されることとなり、早めに垂下制御が行われることとなる。一方、周波数が60Hzの場合には、一旦求められた入力電流は、当該周波数に対応した所定補正値によって補正されるため、実際の入力電流に近い電流が得られるようになる。 Alternatively, the input current is corrected with a predetermined correction value corresponding to the higher frequency of 60 Hz, regardless of whether the frequency of the actual AC voltage is 50 Hz or 60 Hz. Here, since the ripple component of the DC voltage when the frequency of the AC voltage is 50 Hz is larger than that when the frequency is 60 Hz, the predetermined correction value corresponding to 60 Hz is larger than the current correction value corresponding to 50 Hz. Therefore, when the frequency of the AC voltage is 50 Hz, the input current once obtained is corrected to a greater extent, and the drooping control is performed earlier. On the other hand, when the frequency is 60 Hz, the input current once obtained is corrected by a predetermined correction value corresponding to the frequency, so that a current close to the actual input current can be obtained.
本発明の第2観点に係るモータ駆動装置は、第1観点に係るモータ駆動装置であって、判別部を更に備える。判別部は、電流演算部が交流電圧の周波数に応じて電流補正値を選択する場合に、交流電圧の周波数を判別する。 A motor drive device according to a second aspect of the present invention is the motor drive device according to the first aspect, further comprising a determination unit. The determination unit determines the frequency of the AC voltage when the current calculation unit selects the current correction value according to the frequency of the AC voltage.
これにより、交流電圧の周波数を確実に把握することができ、適切な電流補正値が選択されることとなる。 Thereby, the frequency of an alternating voltage can be grasped | ascertained reliably and an appropriate electric current correction value will be selected.
本発明の第3観点に係るモータ駆動装置は、第1観点または第2観点に係るモータ駆動装置であって、制御部は、更に直流電圧のリップル成分が所定成分以上の場合に垂下制御を行う。 A motor driving device according to a third aspect of the present invention is the motor driving device according to the first or second aspect, wherein the control unit further performs droop control when the ripple component of the DC voltage is greater than or equal to a predetermined component. .
ここで、コンバータは、更に平滑コンデンサを含む構成であるとする。直流電圧のリップル成分が例えば平滑コンデンサの耐圧以上の値であると、平滑コンデンサが破損してしまう恐れもある。しかし、このモータ駆動装置では、直流電圧のリップル成分が所定成分以上の場合に垂下制御を行うため、入力電流が大きいためにブレーカが落ちることを防ぐと共に、平滑コンデンサの破損を防止することもできる。 Here, it is assumed that the converter further includes a smoothing capacitor. If the ripple component of the DC voltage is, for example, a value greater than the withstand voltage of the smoothing capacitor, the smoothing capacitor may be damaged. However, in this motor drive device, since the droop control is performed when the ripple component of the DC voltage is greater than or equal to the predetermined component, it is possible to prevent the breaker from dropping due to the large input current and to prevent the smoothing capacitor from being damaged. .
本発明の第4観点に係るモータ駆動装置は、第1観点から第3観点のいずれかに係るモータ駆動装置であって、リアクタに流れる電流が所定電流量以下の場合、該電流に関係なくリアクタのインダクタンスはほぼ一定である。リアクタに流れる電流が所定電流量以上の場合、該電流の増加に伴いリアクタのインダクタンスは減少する。所定電流量は、モータの通常運転時にリアクタに流れると想定される電流量の最大値とほぼ等しい。 A motor driving device according to a fourth aspect of the present invention is the motor driving device according to any one of the first to third aspects, and when the current flowing through the reactor is equal to or less than a predetermined current amount, the reactor is independent of the current. The inductance of is substantially constant. If the current flowing through the reactor is greater than or equal to a predetermined current amount, the inductance of the reactor decreases as the current increases. The predetermined amount of current is substantially equal to the maximum value of the amount of current assumed to flow through the reactor during normal operation of the motor.
リアクタが小容量であると、インダクタンス特性が低下してしまう。しかし、このモータ駆動装置は、小容量のリアクタを使用したとしても、入力電流に対し適切な補正が行われるため、ブレーカが落ちるのを確実に防ぐことができる。 If the reactor has a small capacity, the inductance characteristics will deteriorate. However, even if a small-capacity reactor is used, this motor drive device can reliably prevent the breaker from falling because the input current is appropriately corrected.
本発明の第5観点に係るモータ駆動装置は、第1観点から第4観点のいずれかに係るモータ駆動装置であって、モータは、容量可変自在な圧縮機の駆動源である圧縮機用モータである。そして、制御部は、垂下制御時、圧縮機の容量を強制的に減少させるように、圧縮機モータの回転数を下げる。 A motor drive device according to a fifth aspect of the present invention is the motor drive device according to any one of the first to fourth aspects, wherein the motor is a compressor motor that is a drive source of a compressor with variable capacity. It is. And a control part lowers the rotation speed of a compressor motor so that the capacity | capacitance of a compressor may be forcedly reduced at the time of droop control.
これにより、垂下制御においては、圧縮機モータの回転数を下げることで、圧縮機の容量が低下する。従って、圧縮機モータに流れるモータ電流量を抑えることができ、ひいては入力電流量を低下させることができる。 Thereby, in drooping control, the capacity | capacitance of a compressor falls by reducing the rotation speed of a compressor motor. Therefore, the amount of motor current flowing through the compressor motor can be suppressed, and as a result, the amount of input current can be reduced.
本発明の第1観点に係るモータ駆動装置によると、ブレーカが落ちるのを防ぐことができる。 According to the motor drive device concerning the 1st viewpoint of the present invention, it can prevent that a breaker falls.
特に、実際の交流電圧の周波数に応じて電流補正値が選択される場合には、実際の入力電流に近い電流が得られることとなる。 In particular, when a current correction value is selected according to the actual AC voltage frequency, a current close to the actual input current is obtained.
また、実際の交流電圧の周波数に関係なく、常に一番高い規定周波数に応じた所定補正値によって入力電流が補正される場合、交流電圧の周波数が一番高い周波数以外の周波数であれば、早めに垂下制御が行われることとなる。一方、交流電圧の周波数が一番高い場合に対しては、実際の入力電流に近い電流が得られるようになる。 In addition, when the input current is always corrected with a predetermined correction value corresponding to the highest specified frequency, regardless of the actual AC voltage frequency, if the AC voltage frequency is a frequency other than the highest frequency, it is advanced. The drooping control will be performed. On the other hand, when the frequency of the AC voltage is the highest, a current close to the actual input current can be obtained.
本発明の第2観点に係るモータ駆動装置によると、交流電圧の周波数を確実に把握することができ、適切な電流補正値が選択されることとなる。 According to the motor drive device of the second aspect of the present invention, the frequency of the AC voltage can be reliably grasped, and an appropriate current correction value is selected.
本発明の第3観点に係るモータ駆動装置によると、入力電流が大きいためにブレーカが落ちることを防ぐと共に、平滑コンデンサの破損を防止することもできる。 According to the motor drive device of the third aspect of the present invention, it is possible to prevent the breaker from dropping due to the large input current and to prevent the smoothing capacitor from being damaged.
本発明の第4観点に係るモータ駆動装置は、小容量のリアクタを使用したとしても、入力電流に対し適切な補正が行われるため、ブレーカが落ちるのを確実に防ぐことができる。 The motor driving apparatus according to the fourth aspect of the present invention can reliably prevent the breaker from falling because an appropriate correction is performed on the input current even if a small capacity reactor is used.
本発明の第5観点に係るモータ駆動装置によると、圧縮機モータに流れるモータ電流量を抑えることができ、ひいては入力電流量を低下させることができる。 According to the motor drive device of the fifth aspect of the present invention, the amount of motor current flowing through the compressor motor can be suppressed, and as a result, the amount of input current can be reduced.
以下、本発明に係るモータ駆動装置について、図面を参照しつつ詳述する。なお、以下の実施形態は、本発明の具体例であって、本発明の技術的範囲を限定するものではない。 Hereinafter, a motor drive device according to the present invention will be described in detail with reference to the drawings. The following embodiments are specific examples of the present invention and do not limit the technical scope of the present invention.
(1)概要ならびに空気調和装置の構成
図1は、本発明の一実施形態に係るモータ駆動装置30を備えたシステム全体の構成図である。このシステムは、図2に示す構成からなる空気調和装置10に搭載されている。本実施形態に係るモータ駆動装置30は、圧縮機モータM12(後述)を駆動するための装置であって、室外ユニット11(後述)内に設けられている。
(1) Outline and Configuration of Air Conditioning Device FIG. 1 is a configuration diagram of an entire system including a
ここで、空気調和装置10の構成について説明する。空気調和装置10は、主として、屋外に設置される室外ユニット11と、室内の天井や壁面等に設置される室内ユニット21とを有する、セパレートタイプの空調機である。これらのユニット11,21は冷媒配管L1,L2によって接続されており、蒸気圧縮式の冷媒回路10aが構成されている。このような空気調和装置10は、冷房運転及び暖房運転等を行うことが可能となっている。
Here, the structure of the
(1−1)室外ユニット
室外ユニット11は、主として、圧縮機12、四路切換弁13、室外熱交換器14、膨張弁15、液側閉鎖弁16、ガス側閉鎖弁17、及び室外ファン18を有している。
(1-1) Outdoor unit The
圧縮機12は、低圧のガス冷媒を吸入し、圧縮して高圧のガス冷媒とした後に吐出する機構である。ここでは、圧縮機12として、ケーシング(図示せず)内に収容されたロータリ式やスクロール式等の容積式の圧縮要素(図示せず)が、同じくケーシング内に収容された圧縮機モータM12を駆動源として駆動される密閉式圧縮機が採用されており、これにより圧縮機12の容量制御が可能になっている。即ち、圧縮機12は、容量可変自在なタイプの圧縮機である。なお、圧縮機モータM12は、ブラシレスDCモータであって、複数の駆動コイルで構成されるステータと、永久磁石で構成されるロータと、ステータに対するロータの位置を検出するためのホール素子等を有している。
The
四路切換弁13は、冷房運転と暖房運転との切換時に、冷媒の流れの方向を切り換えるための弁である。四路切換弁13は、冷房運転時には、圧縮機12の吐出側と室外熱交換器14のガス側とを接続するとともにガス側閉鎖弁17と圧縮機12の吸入側とを接続する(図2における四路切換弁13の実線を参照)。また、四路切換弁13は、暖房運転時には、圧縮機12の吐出側とガス側閉鎖弁17とを接続するとともに室外熱交換器14のガス側と圧縮機12の吸入側とを接続する(図2における四路切換弁13の破線を参照)。つまり、四路切換弁13は、空気調和装置10の運転種類に応じて、接続状態が変化する。
The four-
室外熱交換器14は、冷房運転時には冷媒の放熱器として機能し、暖房運転時には冷媒の蒸発器として機能する熱交換器である。室外熱交換器14は、その液側が膨張弁15に接続されており、ガス側が四路切換弁13に接続されている。
The
膨張弁15は、冷房運転時には、室外熱交換器14において放熱した高圧の液冷媒を室内熱交換器23(後述)に送る前に減圧する。また、膨張弁15は、暖房運転時には、室内熱交換器23において放熱した高圧の液冷媒を室外熱交換器14に送る前に減圧することが可能な電動膨張弁である。
During the cooling operation, the
液側閉鎖弁16及びガス側閉鎖弁17は、外部の機器・配管L1,L2との接続口に設けられた弁である。液側閉鎖弁16は、膨張弁15に接続されている。ガス側閉鎖弁17は、四路切換弁13に接続されている。
The liquid
室外ファン18は、室外空気を室外ユニット11内吸入して室外熱交換器14に供給した後に、当該空気を該ユニット11の外に排出する。室外ファン18としては、例えばプロペラファンが採用されており、室外ファンモータM18を駆動源として回転駆動され、これにより風量制御が可能になっている。なお、室外ファンモータM18は、ブラシレスDCモータであって、ステータ、ロータ及びホール素子等を有している。
The
その他、室外ユニット11には、異常検知スイッチ、冷媒圧力センサ、冷媒温度検知センサ、外気温度検知センサ等の様々なセンサが挙げられる。更に、室外ユニット11は、各種弁13,15,16等の駆動を統括制御する室外制御部を有している。
In addition, the
(1−2)室内ユニット
室内ユニット21は、主として、室内ファン22及び室内熱交換器23を有しており、これらは、該ユニット21のケーシング内部に配置されている。
(1-2) Indoor Unit The
室内ファン22は、室内空気を吸い込み口(図示せず)を介してケーシング内に吸い込むと共に、室内熱交換器23にて熱交換された後の空気を吹き出し口(図示せず)を介してケーシング内から室内に吹き出す遠心送風機である。室内ファン22は、例えばターボファンで構成され、室内ファンモータM22を駆動源として回転駆動される。
The
室内熱交換器23は、冷房運転時には、冷媒の蒸発器として機能し、暖房運転時には、冷媒の放熱器として機能する熱交換器である。室内熱交換器23は、各冷媒配管L1,L2に接続されており、例えば、平面視における室内ファン22の周囲を囲むように曲げられて配置されたフィンチューブ型熱交換器で構成されている。室内熱交換器23は、ケーシング内に吸い込まれた室内の空気と冷媒との熱交換を行う。
The
その他、室内ユニット21は、図示してはいないが、吹き出し口に設けられた水平フラップ、吸込空気温度センサ等の各種センサ、該ユニット21内の各種機器を制御する室内制御部等を有している。
In addition, although not shown, the
(2)モータ駆動装置の構成
本実施形態に係るモータ駆動装置30は、図1に示すように、主として、主電源リレー31a,31b,31c、コンバータ32、電圧検出部36、インバータ37、ゲート駆動回路38、及びMPU39を備える。モータ駆動装置30を構成するこれらの構成要素は、1枚のプリント基板P1上に実装されている。
(2) Configuration of Motor Drive Device As shown in FIG. 1, the
なお、プリント基板P1は、ハーネスを介して3相の商用電源51(交流電源に相当)に接続されると共に、別のハーネスを介して圧縮機モータM12に接続されている。なお、商用電源51が出力する交流電圧Vacの周波数としては、各地域の電力会社毎に予め定められている複数の規定周波数50Hz,60Hzのうち、いずれか1つが挙げられる。従って、交流電圧Vacの周波数は、空気調和装置10が設置された環境によって異なっており、当該環境下において定められている規定周波数であると言える。
The printed circuit board P1 is connected to a three-phase commercial power source 51 (corresponding to an AC power source) via a harness and connected to the compressor motor M12 via another harness. The frequency of the AC voltage Vac output from the
(2−1)主電源リレー
主電源リレー31a,31b,31cは、商用電源51の3相(具体的には、R相、S相、T相)それぞれに対応するようにして、3つ設けられている。主電源リレー31a,31b,31cは、一端が商用電源51の各相の出力から伸びるハーネスそれぞれに接続され、他端がコンバータ32の3つの入力それぞれに接続されている。つまり、主電源リレー31a,31b,31cは、それぞれ商用電源51とコンバータ32との間に直列に接続されている。
(2-1) Main Power Relays Three
この主電源リレー31a,31b,31cは、圧縮機モータM12側への電力供給をオン/オフするためのものである。具体的には、主電源リレー31a,31b,31cは、閉状態を採ることで、商用電源51からコンバータ32側への交流電圧Vacの印加をオン状態にし、開状態を採ることで、当該交流電圧Vacの印加をオフ状態にする。
The main power supply relays 31a, 31b, and 31c are for turning on / off the power supply to the compressor motor M12 side. Specifically, the main power supply relays 31a, 31b, and 31c are in a closed state, thereby turning on the application of the AC voltage Vac from the
なお、これらの主電源リレー31a,32b,31cは、互いに異なる状態を採るものではなく、同時に同じ状態を採るものである。
The
(2−2)コンバータ
コンバータ32は、主電源リレー31a,31b,31cを介して商用電源51の各相の出力と接続されている。コンバータ32は、商用電源51から出力された交流電圧Vacを直流電圧Vdcに変換するためのもであって、主として、整流回路33と、リアクタ34と、平滑コンデンサ35とで構成される。
(2-2) Converter The
(2−2−1)整流回路
整流回路33は、図1に示すように、6つのダイオードD1a,D1b,D2a,D2b,D3a,D3bによってブリッジ状に構成されている。具体的には、ダイオードD1aとD1b、D2aとD2b、D3aとD3bは、それぞれ互いに直列に接続されている。ダイオードD1a,D2a,D3aの各カソード端子は、共にリアクタ34の一端に接続されており、整流回路33の正側出力端子として機能する。ダイオードD1b,D2b,D3bの各アノード端子は、共に平滑コンデンサ35に接続されており、整流回路33の負側出力端子として機能する。ダイオードD1a,D1b同士の接続点は、主電源リレー31aを介して商用電源51のR相の出力に接続され、ダイオードD2a,D2b同士の接続点は、主電源リレー31bを介して商用電源51のS相の出力に接続されている。ダイオードD3a,D3b同士の接続点は、主電源リレー31cを介して商用電源51のT相の出力に接続されている。ダイオードD1a,D1b同士の接続点、ダイオードD2a,D2b同士の接続点及びダイオードD3a,D3b同士の接続点は、それぞれ整流回路33の入力の役割を担っている。
(2-2-1) Rectifier Circuit As shown in FIG. 1, the
このような構成を有する整流回路33は、商用電源51から出力された交流電圧Vacを整流し、これをリアクタ34に出力する。
The
(2−2−2)リアクタ
リアクタ34は、いわゆる直流リアクタであって、整流回路33の正側出力端子に直列に接続されている。本実施形態に係るリアクタ34としては、容量が小さいものが用いられており、図3に示す構成を有している。
(2-2-2) Reactor The
ここで、リアクタ34の構造について説明する。リアクタ34は、図3に示すように、コア34a,34bと巻線34cとを有する。コア34aは、E型形状をしたいわゆるE型コアであり、例えば磁性材料を圧粉成形することで形成される。コア34aは、第1脚部34aaと、第2脚部34abと、第3脚部34acと、連結部34adとを含む。各脚部34aa,34ab,34acは、z方向に延在しており、第2脚部34ab及び第3脚部34acは、第1脚部34aaを挟むようにして、それぞれ第1脚部34aaからx方向に所定距離離れて位置している。各脚部34aa,34ab,34acは、y方向に対しては同じ幅を有している。第2及び第3脚部34ab,34acは、z方向に対し同じ長さ延在しているが、第1脚部34aaは、z方向に対して第2及び第3脚部34ab,34acよりも短くなっている。連結部34adは、各脚部34aa,34ab,34acの配列方向であるx方向に延在しており、各脚部34aa,34ab,34acを一面上において連結している。つまり、各脚部34aa,34ab,34acは、連結部34adの同じ側から突出しており、連結部34adに立設されていると言える。コア34bは、x方向に延在すると共に、y方向において各脚部34aa,34ab,34acと同じ幅を有する板状のコアであって、コア34aと同様、例えば磁性材料を圧粉成形することで形成される。コア34bは、連結部34ad側とは反対の第2及び第3脚部34ab,34acの端部に接触するように位置している。巻線34cは、絶縁性の外被膜を有した導線によって構成されており、第1脚部34aaに複数回巻かれている。
Here, the structure of the
このような構成によって、コア34bと第1脚部34aaとの間は、所定間隔離れているが、この所定距離を“ギャップGa”と言う。また、連結部34ad及びコア34bのx方向の長さを、“コアサイズCs”と言う。更に、各脚部34aa,34ab,34ac、連結部34ad及びコア34bのy方向の長さを、“積厚Th”と言う。
With such a configuration, the
尚、図3では、説明を簡単にするため、連結部34adの延在方向を“x方向”、x方向に垂直であって、連結部ad、各脚部34aa,34ab,34ac及びコア34bが同じ長さを有している方向を“y方向”、x方向及びy方向に垂直であって各脚部34aa,34ab,34acが延在する方向を“z方向”と定義している。 In FIG. 3, in order to simplify the description, the extending direction of the connecting portion 34ad is “x direction”, which is perpendicular to the x direction. A direction having the same length is defined as “y direction”, and a direction perpendicular to the x direction and y direction and extending from each leg 34aa, 34ab, 34ac is defined as “z direction”.
本実施形態においては、リアクタ34のコアサイズCsが約60mm、ギャップGaが約1.2mm、積厚Thが約36mmとなっており、小容量で小型のリアクタ34が実現されている。本実施形態に係るリアクタ34は、従来のリアクタに比して重量が80%であり、コストの面においても、従来のリアクタよりも低くなっている。尚、従来のモータ駆動装置に用いられていたリアクタのコアサイズCsは約69mm、ギャップGaは約2.0mm、積厚Thは約35mmであった。即ち、本実施形態では、リアクタ34のコアサイズCsを従来よりも下げるだけではなく、ギャップGaを小さくし、かつ積厚を大きくすることで、リアクタ34の小型化を実現している。
In the present embodiment, the core size Cs of the
図4では、本実施形態に係るリアクタ34のインダクタンス値の特性を実線で示し、従来のリアクタのインダクタンス値を破線で示している。図4では、横軸を各相の入力電流Ir,Is,It(より詳細には、商用電源51から整流回路33を介してリアクタ34に流れる入力電流Ir,Is,It)とし、縦軸をインダクタンス値とすることで、各リアクタのインダクタンス値の特性を示している。図4に示すように、リアクタ34のインダクタンス値は、商用電源51からコンバータ32に流れ込む各相の入力電流Ir,Is,Itの値に応じて変化する。具体的には、図4における入力電流Ir,Is,It(つまりは、リアクタ34に流れる電流)の約0〜20Aの範囲は、空気調和装置10が冷房や暖房運転等の通常運転を行っている時にリアクタ34に流れると想定される電流の範囲を示している。入力電流Ir,Is,Itの約20A以降の範囲は、商用電源51の各相(具体的には、R相,S相,T相)において、入力電流Ir,Is,Itの値が不均衡となり少なくとも1相の入力電流が約20Aを越えてしまう、いわゆる電源不平衡が生じている時に、リアクタ34に流れると想定される電流の範囲である。
In FIG. 4, the characteristic of the inductance value of the
図4に示すように、通常運転時の電流範囲(即ち、リアクタ34に流れる電流が約20A以下)では、入力電流Ir,Is,Itそれぞれがバランスを保った状態で流れており、インダクタンス値は電流の値に関係なくほぼ一定である。しかし、電源不平衡の電流範囲(即ち、リアクタ34に流れる電流が約20A以上)では、インダクタンス値は、リアクタ34に流れる電流の増加に伴い減少している。インダクタンス値の減少度合いは、従来のリアクタよりも、本実施形態に係る小型のリアクタ34の方がより顕著である。即ち、リアクタ34が小型化されている本実施形態では、通常運転時にリアクタ34に流れると想定される電流の範囲の最大値(ここでは、約20A)を所定電流量として、この所定電流量よりもリアクタ34に流れる電流が低い場合には、リアクタ34のインダクタンス値は、リアクタ34に流れる電流に関係なく従来のリアクタのインダクタンス値とほぼ同じ値で一定となっている。一方、所定電流量よりもリアクタ34に流れる電流が多い場合には、リアクタ34のインダクタンス値は、従来のリアクタのインダクタンス値よりも、電流の増加に伴い減少する割合が大きくなっている。
As shown in FIG. 4, in the current range during normal operation (that is, the current flowing through the
次に、リアクタ34の小型化とインダクタンス値の特性との関係について、図5を用いて簡単に説明する。従来のリアクタのコアサイズCsのみを、69mmから60mmへと下げたところ、インダクタンス値の特性は、グラフAに係る従来のインダクタンス値が全体的に下がった特性となった(図5のグラフA→グラフB)。グラフBの特性では、通常運転時においてもインダクタンス値が不十分であるため、通常運転時の電流範囲におけるインダクタンス値を確保するべく、ギャップGaを、2mmから1.2mmへと小さくした。すると、グラフCに示されるように、通常運転時の電流範囲におけるインダクタンス値は従来と同様の値となったが、電源不平衡時の電流範囲におけるインダクタンス値は、減少度合いが更に大きくなっている。そこで、電源不平衡時の電流範囲におけるインダクタンス値を改善するべく、積厚Thを35mmから36mmへと若干大きくさせたところ、グラフDに示されるように、電源不平衡時の電流範囲におけるインダクタンス値の減少度合いが改善された。
Next, the relationship between the downsizing of the
(2−2−3)平滑コンデンサ
平滑コンデンサ35は、一端がリアクタ34を介して整流回路33の正側出力端子に接続され、他端が整流回路33の負側出力端子に接続されている。平滑コンデンサ35は、リアクタ34と共に平滑回路を構成しており、これによって整流回路33による整流後の電圧は平滑化される。平滑化された電圧、即ち直流電圧Vdcは、リップルの比較的低い電圧となっており、平滑コンデンサ35の後段(つまり、出力側)に接続されたインバータ37に印加される。
(2-2-3) Smoothing Capacitor The smoothing
なお、コンデンサの種類としては、電解コンデンサやセラミックコンデンサ、タンタルコンデンサ等が挙げられるが、本実施形態においては、平滑コンデンサ35として電解コンデンサが採用される場合を例に採る。
In addition, as a kind of capacitor | condenser, although an electrolytic capacitor, a ceramic capacitor, a tantalum capacitor, etc. are mentioned, in this embodiment, the case where an electrolytic capacitor is employ | adopted as the smoothing
(2−3)電圧検出部
電圧検出部36は、コンバータ32の出力側に接続されている。電圧検出部36は、コンバータ32から出力された直流電圧Vdcのうち、特にリップル成分(つまり、リップル電圧)を検出する。一例としては、電圧検出部36は、コンデンサ及びオペアンプで構成される積分回路と、反転アンプと、加算器とで構成される。積分回路は、直流電圧Vdcが入力され、直流電圧Vdcに含まれるリップル成分を平滑した電圧を出力する。反転アンプは、直流電圧Vdcが入力され、この直流電圧Vdcの極性を反転させた電圧を出力する。加算器は、積分回路及び反転アンプの各出力を加算して、リップル成分を出力する。つまり、積分回路の出力は直流電圧Vdcと同極性であり、反転アンプは直流電圧Vdcとは逆の極性であることから、電圧検出部36は、直流電圧Vdcのリップル成分のみを取り出すことが可能となる。
(2-3) Voltage Detection Unit The
なお、電圧検出部36の出力は、MPU39に接続されており、直流電圧Vdcのリップル成分は、MPU39に入力される。
Note that the output of the
(2−4)インバータ
インバータ37は、コンバータ32の出力側に接続されている。インバータ37は、図6に示すように、複数の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ(以下、単にトランジスタという)Q4a,Q4b,Q5a,Q5b,Q6a,Q6b及び複数の還流用ダイオードD4a,D4b,D5a,D5b,D6a,D6bを含む。トランジスタQ4aとQ4b、Q5aとQ5b、Q6aとQ6bは、それぞれ互いに直列に接続されており、各ダイオードD4a〜D5bは、各トランジスタQ4a〜Q6bに並列接続されている。インバータ37は、コンバータ32からの直流電圧Vdcの供給によって各トランジスタQ4a〜Q6bが所定のタイミングでオン及びオフを行うことで、圧縮機モータM12を駆動するための駆動電圧SU,SV,SWを生成する。この駆動電圧SU,SV,SWは、各トランジスタQ4aとQ4b、Q5aとQ5b、Q6aとQ6bの各接続点に接続された圧縮機モータM12に出力される。
(2-4) Inverter The
(2−5)ゲート駆動回路
ゲート駆動回路38は、MPU39からの指令に基づき、インバータ37の各トランジスタQ4a〜Q6bのオン及びオフの状態を変化させる。具体的には、ゲート駆動回路38は、MPU39によって決定されたデューティを有する駆動電圧SU,SV,SWがインバータ37から圧縮機モータM12に出力されるように、各トランジスタQ4a〜Q6bのゲートに印加するゲート制御電圧Gu,Gx,Gv,Gy,Gw,Gzを生成する。生成されたゲート制御電圧Gu,Gx,Gv,Gy,Gw,Gzは、それぞれのトランジスタQ4a〜Q6bのゲート端子に印加される。
(2-5) Gate Drive Circuit The
(2−6)MPU
MPU39の入力端子には、電圧検出部36の出力の他、室外ユニット11における室外制御部(図示せず)の出力が接続されている(図1における、MPU39に接続された実線を参照)。MPU39の出力端子には、主電源リレー31a,31b,31c、ゲート駆動回路38の入力が接続されている(図1における、MPU39に接続された点線を参照)。MPU39は、コンバータ32とは別のスイッチング電源等(図示せず)から電源電圧を供給されると、インバータ37の各トランジスタQ4a〜Q6bのオン及びオフを制御することで、圧縮機モータM12の駆動制御を行う。また、MPU39は、例えば室外ユニット11に含まれる各種機器において異常が発生したか否かを監視し、その監視結果に応じて主電源リレー31a,31b,31cのオン及びオフを制御する。例えば、圧縮機12において圧力異常が発生した場合には、主電源リレー31a,31b,31cそれぞれをオフにし、商用電源51からコンバータ32への交流電圧Vacの供給を切断する。
(2-6) MPU
In addition to the output of the
特に、本実施形態に係るMPU39は、R相、S相T相それぞれの入力電流Ir,Is,Itに基づいて、R相、S相及びT相の各電圧及び各電流Ir,Is,Itのバランスを把握し、把握したバランスに応じて圧縮機12の制御を行う。このような動作を行うため、本実施形態に係るMPU39は、電流演算部39a及びモータ制御部39b(制御部に相当)として機能する。
In particular, the
(2−6−1)電流演算部
電流演算部39aは、直流電圧Vdcのリップル成分に基づいて、各相の入力電流Ir,Is,Itを求める。
(2-6-1) Current Calculation Unit The
具体的には、R相、S相、T相の各入力電流Ir,Is,Itは、商用電源51から整流回路33を経てリアクタ34に流れる。直流電圧Vdcのリップル成分は、主にリアクタ34のインダクタンス値及びリアクタ34に流れる電流によって変化するが、図4に示す通常運転時の電流範囲(詳細には、約0〜20Aの範囲)においては、このリアクタ34のインダクタンス値はほぼ一定であるため、直流電圧Vdcのリップル成分は、リアクタ34に流れる電流、つまりは各相に流れる入力電流Ir,Is,Itをパラメータとして変化することとなる。従って、電流演算部39aは、特に通常運転時には、リップル成分をパラメータとした電流換算式によって、各相の入力電流Ir,Is,Itの値を把握することが可能となる。更に具体的には、直流電源Vdcのリップル成分の大きさは、各相の入力電流Ir,Is,Itのバランスに関係するため、電流演算部39aは、リップル成分の大きさから、各相の入力電流Ir,Is,Itのバランス状態を推測でき、本来流れているべき各相の入力電流Ir,Is,Itと推測したバランス状態とから、各相に流れているであろう入力電流Ir,Is,Itの値を換算することが可能となる。
Specifically, R-phase, S-phase, and T-phase input currents Ir, Is, It flow from the
尚、電流換算式は、机上計算やシミュレーション等によって予め決定されている。 Note that the current conversion formula is determined in advance by desktop calculation, simulation, or the like.
しかしながら、本実施形態では、既に述べているように小容量のリアクタ34が用いられており、図4に示す電源不平衡時の電流範囲(具体的には、約20A以上の範囲)においては、リアクタ34のインダクタンス値は、一定値ではなく減少し、特に従来のリアクタに比して減少する度合いが大きい。これに伴い、電源不平衡時、直流電源Vdcのリップル成分は、リアクタ34のインダクタンス値の低下に伴い大きくなる。ところが、上述した電流換算式では、インダクタンス値を一定(つまり、通常状態時の値)としているため、電源不平衡時には、上記換算式によって得られた各相の入力電流Ir,Is,Itと実際に各相に流れている入力電流との間には、誤差が生じてしまう。
However, in the present embodiment, as described above, the small-
そこで、電流演算部39aは、特に電源不平衡時、上記換算式によって得られた各相の入力電流Ir,Is,Itに対し、インダクタンス値の変化の度合いを考慮して補正を行う。つまり、電流換算式によって求められた各相の入力電流Ir,Is,Itの値が不均衡となっている場合には、電流演算部39aは、電源不平衡が生じていると判断し、電流換算式にて求めた各相の入力電流Ir,Is,Itに電流補正値を加算する。
Therefore, the
ここで、本実施形態の特徴でもある“電流補正値”について詳述する。直流電圧Vdcのリップル成分は、リアクタ34のインダクタンス値のみならず、交流電圧Vacの周波数の影響も受ける。直流電圧Vdcのリップル成分は、交流電圧Vacの周波数が小さい程大きくなり、当該周波数が大きい程小さくなる。仮に、電源不平衡が生じている一例として、各相の入力電流Ir,Is,Itそれぞれに“25A”“20A”“15A”の電流が流れている状態同士で比較すると、交流電圧Vacの周波数が50Hzである場合のリップル成分は、当該周波数が60Hzである場合のリップル成分よりも大きくなる。そのため、上記電流補正値の決定に際し、リアクタ34のインダクタンス値の変化の度合いに加え、更に交流電圧Vacの周波数を考慮すると、電流補正値は、周波数が50Hzの場合は小さく、60Hzの場合は大きく決定されることとなる。
Here, the “current correction value” which is a feature of the present embodiment will be described in detail. The ripple component of the DC voltage Vdc is affected not only by the inductance value of the
そこで、本実施形態に係る電流補正値は、商用電源51から出力されている交流電圧Vacの実際の周波数に関係なく、複数の規定周波数50Hz,60Hzのうち一番高い規定周波数60Hzに応じた所定補正値に決定される。即ち、交流電圧Vacの実際の周波数は、50Hz,60Hzのうちいずれか1つであるが、電源演算部39aは、交流電圧Vacの周波数が50Hz,60Hzのいずれの場合においても、常に高い方の周波数である60Hzに応じた所定補正値を電流補正値として用いて、各相の入力電圧Ir,Is,Itを補正する。
Therefore, the current correction value according to the present embodiment is a predetermined value corresponding to the highest specified frequency 60 Hz among the plurality of specified frequencies 50 Hz and 60 Hz, regardless of the actual frequency of the AC voltage Vac output from the
これは、上述した通り、60Hzに対応した所定補正値は50Hzに対応した補正値よりも大きいため、交流電圧Vacの実際の周波数が50Hzの場合には、電流換算式で求められた各相の入力電流Ir,Is,Itが、50Hzに対応した補正値で補正されるよりも多めに補正されることを意味する。即ち、交流電圧Vacの実際の周波数が50Hzの場合には、補正後の入力電流Ir,Is,Itが各相に実際に流れている入力電流Ir,Is,Itよりも小さくなるのを防いでいる。これにより、仮に50Hzに対応する補正値では足りないために、各相に実際に流れている入力電流Ir,Is,Itが補正後の入力電流Ir,Is,Itよりも大きくなってしまうのを抑制できる。 As described above, since the predetermined correction value corresponding to 60 Hz is larger than the correction value corresponding to 50 Hz, when the actual frequency of the AC voltage Vac is 50 Hz, each phase obtained by the current conversion formula is used. This means that the input currents Ir, Is, and It are corrected more than the correction values corresponding to 50 Hz. That is, when the actual frequency of the AC voltage Vac is 50 Hz, the corrected input currents Ir, Is, It are prevented from becoming smaller than the input currents Ir, Is, It actually flowing in each phase. Yes. Thereby, since the correction value corresponding to 50 Hz is not sufficient, the input currents Ir, Is, It actually flowing in the respective phases become larger than the corrected input currents Ir, Is, It. Can be suppressed.
なお、上記所定補正値は、50Hzの場合に対応した補正値に比して、例えば約1〜2A程度大きいことが挙げられる。この場合、交流電圧Vacの実際の周波数が50Hzであれば、電流換算式で求められた各相の入力電流Ir,Is,Itが、約1〜2A程度多めに見積もられることとなる。 Note that the predetermined correction value is, for example, about 1 to 2 A larger than the correction value corresponding to the case of 50 Hz. In this case, if the actual frequency of the AC voltage Vac is 50 Hz, the input currents Ir, Is, It of each phase obtained by the current conversion formula are estimated to be about 1 to 2 A.
一方で、交流電圧Vacの実際の周波数が60Hzの場合には、電流換算式で求められた各相の入力電流Ir,Is,Itについては、適切な補正が行われることとなる。これは、補正後の各相の各相の入力電流Ir,Is,Itが、実際に各相に流れている入力電流Ir,Is,Itとほぼ等しくなることを意味する。 On the other hand, when the actual frequency of the AC voltage Vac is 60 Hz, the input currents Ir, Is, It of each phase obtained by the current conversion formula are appropriately corrected. This means that the input currents Ir, Is, It of each phase after correction are substantially equal to the input currents Ir, Is, It actually flowing in each phase.
まとめると、電源演算部39aは、空気調和装置10が通常運転をしている場合及び電源不平衡が生じている場合のいずれにおいても、直流電圧Vdcのリップル成分をパラメータとする電流換算式によって各相の入力電流Ir,Is,Itを求める。電源不平衡時には、小型化されたリアクタ34のインダクタンス値が低くなるため、電源演算部39aは、電流演算式によって求めた各相の入力電流Ir,Is,Itを電流補正値によって補正する。この時、直流電圧Vdcのリップル成分は、交流電圧Vacの周波数によっては大きくなり、ブレーカが落ちてしまう恐れがあることから、補正に用いられる電流補正値は、交流電圧Vacの周波数が50Hz,60Hzのいずれの場合でも、補正量の多い60Hzに応じた所定補正値で統一される。
In summary, the power
(2−6−2)モータ制御部
モータ制御部39bは、電流演算部39aによって補正された後の各相の入力電流Ir,Is,Itを所定値と比較する。各相の入力電流Ir,Is,Itの少なくとも1つが所定値以上であれば、モータ制御部39bは、インバータ37の出力を抑制する垂下制御を行う。
(2-6-2) Motor Control Unit The
例えば、所定値が“24A”であり、通常運転時における各相の入力電流Ir,Is,Itそれぞれが“19A”であったとする。この状態では、各相の入力電流Ir,Is,Itは互いに等しく、3相間においてバランスが取れている状態にある。しかし、この状態から電源不平衡が生じ、補正後の各相の入力電流Ir,Is,Itが順に“25A”,“19A”,“13A”に至り、3相間において入力電流Ir,Is,Itが不均衡になったとする。モータ制御部39bは、R相の電流Irが所定値である“24A”を越えているため、この状態のままではR相の入力電流Irは増加し続けて、やがてブレーカの落ちる限界値“30A”を越えてしまう恐れがあることから、圧縮機12の容量を強制的に減少させるように圧縮機モータM12の回転数を下げる制御を行う。これにより、ゲート駆動回路38からは、各インバータ37から出力される各駆動電圧SU,SV,SWのデューティを小さくするためのゲート制御電圧Gu,Gx,Gv,Gy,Gw,Gzがインバータ37に出力され、圧縮機モータM12の回転数が下がる。従って、モータ駆動装置30の負荷である圧縮機モータM12に流れるモータ電流は小さくなり、やがてR相の入力電流Irの増加も抑えられ、ブレーカが落ちることを防ぐことができる。
For example, it is assumed that the predetermined value is “24A” and the input currents Ir, Is, It of each phase during normal operation are “19A”. In this state, the input currents Ir, Is, It of each phase are equal to each other, and there is a balance between the three phases. However, power supply imbalance occurs from this state, and the corrected input currents Ir, Is, It of the respective phases reach “25A”, “19A”, “13A” in order, and the input currents Ir, Is, It between the three phases. Is now unbalanced. In the
即ち、本実施形態では、交流電圧Vacの実際の周波数が50Hzの場合には、モータ制御部39bは、60Hzの場合に対応した所定補正値によって多めに補正がなされた各相の入力電流Ir,Is,Itを用いて、垂下動作を開始させるか否かを決定する。従って、交流電圧Vacの実際の周波数が50Hzの場合には、50Hzに対応する電流補正値によって補正がなされた各相の入力電流Ir,Is,Itがモータ制御に利用される場合に比して、早めに垂下制御が行われることとなる。
That is, in the present embodiment, when the actual frequency of the AC voltage Vac is 50 Hz, the
交流電圧Vacの実際の周波数が60Hzの場合には、モータ制御部39bは、当該周波数(即ち、60Hz)に対応する所定補正値によって補正がなされた各相の入力電流Ir,Is,Itを用いて、垂下動作を開始させるか否かを決定する。従って、モータ制御部39bは、60Hzの場合には、50Hzの場合とは異なり、早めに垂下動作が行われることはないが、各相に実際に流れる入力電流Ir,Is,Itに相当する電流値に基づいて垂下制御が適切に行われることとなる。
When the actual frequency of the AC voltage Vac is 60 Hz, the
なお、上述した“所定値”は、電源不平衡時の電流範囲内の値であると共に、ブレーカの落ちる限界値よりも低い条件を満たす値に決定される。所定値は、この条件に加え、使用するリアクタ34の電源不平衡時におけるインダクタンス値の変化の度合いに基づいて決定されると良い。
The “predetermined value” described above is a value within the current range when the power supply is unbalanced, and is determined to be a value that satisfies a condition that is lower than the limit value at which the breaker falls. In addition to this condition, the predetermined value may be determined based on the degree of change in the inductance value when the
また、モータ制御部39bは、補正後の各相の入力電流Ir,Is,Itのみならず、直流電圧Vdcのリップル成分そのものを所定成分値と比較する。モータ制御部39bは、リップル成分が所定成分値以上の場合にも、インバータ37の出力を抑制する垂下制御を行う。ここで、所定成分値は、平滑コンデンサ35の耐圧に基づいて決定されることができる。これにより、直流電圧Vdcのリップル成分そのものが大きくなることによって、平滑コンデンサ35が破損されるのを防ぐことができる。
Further, the
(3)モータ駆動装置の動作
図7は、本実施形態に係るモータ駆動装置30の全体的な流れを示すフロー図である。
(3) Operation of Motor Drive Device FIG. 7 is a flowchart showing the overall flow of the
ステップS1〜S2:圧縮機モータM12の起動指令が室外ユニット11の室外制御部(図示せず)からなされた場合には(S1のYes)、モータ駆動装置30は、圧縮機モータM12を起動させる(S2)。
Steps S1 and S2: When an activation command for the compressor motor M12 is issued from the outdoor control unit (not shown) of the outdoor unit 11 (Yes in S1), the
ステップS3:モータ駆動装置30における電圧検出部36は、コンバータ32から出力された直流電圧Vdcのリップル成分の検出を開始する。
Step S <b> 3: The
ステップS4:モータ制御部39bは、ステップS3で検出されたリップル成分を所定成分値と比較する。モータ制御部39bは、リップル成分が所定成分値以上の場合には(S4のYes)、垂下制御を開始する(S8)。モータ制御部39bは、リップル成分が所定成分値以下の場合には(S4のNo)、垂下制御を行うか否かは、補正後の各相の入力電流Ir,Is,Itによって決定することとする(S7)。
Step S4: The
ステップS5:電流演算部39aは、現在の交流電圧Vacの周波数に関係なく、電流補正値を、複数の規定周波数50Hz,60Hzのうち一番高い規定周波数60Hzに対応する補正値に設定する。
Step S5: The
ステップS6:電流演算部39aは、直流電圧Vdcのリップル成分に基づいて各相の入力電流Ir,Is,Itを求めると共に、求めた各相の入力電流Ir,Is,ItをステップS5における電流補正値にて補正する。
Step S6: The
ステップS7〜S8:モータ制御部39bは、補正後の各相の入力電流Ir,Is,Itを所定値と比較する(S7)。補正後の各相の入力電流Ir,Is,Itのうち、少なくとも1相の入力電流Ir,Is,Itが所定値以上の場合には(S7のYes)、モータ制御部39bは、垂下制御を行う(S8)。しかし、少なくとも1相の入力電流Ir,Is,Itが所定値以上でない場合には(S7のNo)、垂下制御は行われない。
Steps S7 to S8: The
ステップS9:室外ユニット11の室外制御部から圧縮機モータM12の停止指令がなされるまで(S9のNo)、電圧検出部36は、直流電圧Vdcのリップル成分を検出する(S10)。この検出されたリップル成分を用いて、ステップS6以降の動作が繰り返される。圧縮機モータM12の停止指令がなされた場合は(S9のYes)、モータ駆動装置30は、一連の動作を終了する。
Step S9: Until the stop command for the compressor motor M12 is issued from the outdoor control unit of the outdoor unit 11 (No in S9), the
(4)特徴
(4−1)
一般的に、交流電圧Vacの周波数が50Hzの場合の直流電圧Vdcのリップル成分は、周波数が60Hzの場合に比して大きくなる。そのため、電流換算式によって求められた入力電流Ir,Is,Itを補正する場合、電流補正値は、交流電圧Vacの周波数が50Hzであれば小さく、当該周波数が60Hzであれば大きく決定されることが考えられる。すると、交流電圧Vacの周波数が50Hzである場合においては、電流補正量が小さいために、補正後の入力電流Ir,Is,Itが実際の入力電流Ir,Is,Itとはかけ離れて小さい値となっており、よって垂下制御が間に合わずにブレーカが落ちてしまう、といった現象が万が一にも生じてしまう恐れがある。
(4) Features (4-1)
Generally, the ripple component of the DC voltage Vdc when the frequency of the AC voltage Vac is 50 Hz is larger than that when the frequency is 60 Hz. Therefore, when correcting the input currents Ir, Is, It obtained by the current conversion formula, the current correction value is determined to be small if the frequency of the AC voltage Vac is 50 Hz and large if the frequency is 60 Hz. Can be considered. Then, when the frequency of the AC voltage Vac is 50 Hz, since the current correction amount is small, the corrected input currents Ir, Is, It are far from the actual input currents Ir, Is, It and become small values. Therefore, there is a possibility that a phenomenon that the breaker falls without the drooping control in time may occur.
しかし、本実施形態では、交流電圧Vacの実際の周波数が50Hzまたは60Hzのいずれの場合においても、高い方の周波数である60Hzに対応した所定補正値を常に電流補正値として用いて、電流換算式によって求められた入力電流Ir,Is,Itが補正される。そして、補正後の各相の入力電流Ir,Is,Itの少なくとも1つが所定値以上の場合には、インバータ37の圧縮機モータM12への出力を抑制する垂下制御が行われる。即ち、交流電圧Vacの周波数が50Hzの場合には、電流換算式で求められた各相の入力電流Ir,Is,Itが多めに補正されるため、垂下制御が早めに行われることとなる。一方、周波数が60Hzの場合には、電流換算式で求められた各相の入力電流Ir,Is,Itは、当該周波数に対応した電流補正値によって補正が行われることとなる。従って、実際の入力電流に近い電流によって適切に垂下制御が行われる。
However, in the present embodiment, regardless of whether the actual frequency of the AC voltage Vac is 50 Hz or 60 Hz, a predetermined correction value corresponding to the higher frequency of 60 Hz is always used as the current correction value, and the current conversion formula is used. The input currents Ir, Is, It obtained by the above are corrected. When at least one of the corrected input currents Ir, Is, It of each phase is equal to or greater than a predetermined value, drooping control is performed to suppress the output of the
また、本実施形態では、交流電圧Vacの周波数が50Hz,60Hzのいずれであるかを判別する必要がないため、周波数を判別する構成が不要である。 In the present embodiment, since it is not necessary to determine whether the frequency of the AC voltage Vac is 50 Hz or 60 Hz, a configuration for determining the frequency is unnecessary.
(4−2)
本実施形態では、更に、直流電圧Vdcのリップル成分が所定成分値以上の場合に垂下制御が行われる。従って、入力電流Ir,Is,Itが大きいためにブレーカが落ちることを防ぐと共に、平滑コンデンサ35の破損を防止することもできる。
(4-2)
In the present embodiment, the drooping control is further performed when the ripple component of the DC voltage Vdc is equal to or greater than a predetermined component value. Therefore, it is possible to prevent the breaker from dropping due to the large input currents Ir, Is, It, and to prevent the smoothing
(4−3)
リアクタ34が小容量であると、インダクタンス特性が低下してしまう。しかし、本実施形態では、このようなリアクタ34を使用したとしても、入力電流Ir,Is,Itに対し適切な補正が行われるため、ブレーカが落ちるのを確実に防ぐことができる。
(4-3)
If the
(4−4)
本実施形態では、垂下制御時、圧縮機モータM12の回転数を下げる制御が行われることで、圧縮機12の容量が低下する。従って、圧縮機モータM12に流れるモータ電流の量を抑えることができ、ひいては入力電流Ir,Is,Itの量を低下させることができる。
(4-4)
In this embodiment, at the time of drooping control, the capacity of the
(5)変形例
(5−1)変形例A
上記実施形態では、電流補正値が、交流電圧Vacの実際の周波数に関係なく、複数の規定周波数50Hz,60Hzのうち一番高い規定周波数60Hzに対応する所定補正値に設定される場合について説明した。しかし、本発明では、電流補正値として常に60Hzの場合の所定補正値が用いられるのではなく、交流電圧Vacの実際の周波数に応じて電流補正値が選択されてもよい。
(5) Modification (5-1) Modification A
In the above-described embodiment, the case where the current correction value is set to a predetermined correction value corresponding to the highest specified frequency 60 Hz among the plurality of specified frequencies 50 Hz and 60 Hz regardless of the actual frequency of the AC voltage Vac has been described. . However, in the present invention, the predetermined correction value in the case of 60 Hz is not always used as the current correction value, but the current correction value may be selected according to the actual frequency of the AC voltage Vac.
この場合のモータ駆動装置30’の構成を、図8に示す。図8に係るモータ駆動装置30’は、上述した図1のモータ駆動装置30の構成に加え、交流電圧Vacの周波数を判別する判別部40を更に備えている。なお、図8では、図1のモータ駆動装置30と同様の構成については、同じ名称及び符号を付しており、各構成の詳細な説明については省略する。
The configuration of the motor driving device 30 'in this case is shown in FIG. The
判別部40は、例えばCPU及びメモリを含むマイクロコンピュータで構成されており、入力端子は電圧検出部36の出力に接続され、出力端子はMPU39の入力に接続されている。判別部40は、電圧検出部36によって検出された直流電圧Vdcのリップル成分から、当該成分の周期を算出することで、交流電圧Vacの周波数が50Hzか60Hzかを判断することができる。
The
そして、この場合における電流演算部39aは、複数の規定周波数50Hz,60Hzそれぞれに対応した電流補正値を記憶している。電流演算部39aは、この複数の電流補正値の中から、実際の交流電圧Vacの周波数に応じた補正値を選択し、選択した電流補正値に基づいて入力電流Ir,Is,Itを補正する。例えば、交流電圧Vacの周波数が50Hzの場合には50Hz用の電流補正値、周波数が60Hzの場合には60Hz用の電流補正値によって、各相の入力電流Ir,Is,Itは補正される。これにより、交流電圧Vacの実際の周波数がどのような値であっても、実際の周波数に応じた適切な電流補正値によって各相の入力電流Ir,Is,Itは補正され、補正後の入力電流Ir,Is,Itによって垂下制御が行われる。
In this case, the
図9は、モータ駆動装置30’の全体的な流れを示すフロー図である。図9のステップS25の動作は、図7のステップS5の動作と異なっているが、図9の他のステップS21〜S24,S26〜S30は、図7の他のステップS1〜S4,S6〜S10それぞれと同様である。図9のステップS25では、判別部40による周波数の判別が行われると共に、電流演算部39aが判別された周波数に応じて電流補正値を選択する動作を表している。
FIG. 9 is a flowchart showing the overall flow of the
上述したモータ駆動装置30’によると、空気調和装置10が設置された環境における交流電圧Vacの実際の周波数を考慮して、各相に実際に流れている入力電流Ir,Is,Itに近い電流が求められ、この電流に基づいてブレーカが落ちるのを抑制することができる。また、モータ駆動装置30’は、判別部40を有するため、交流電圧Vacの実際の周波数を確実に把握することができ、適切な電流補正値が選択されることとなる。
According to the
なお、本変形例Aでは、直流電圧Vdcのリップル成分の周期に基づいて交流電圧Vacの実際の周波数が判別されると説明した。しかし、交流電圧Vacの実際の周波数の判別方法は、これに限定されず、交流電圧Vacの実際の周波数が判断可能な構成であれば、どのような構成であってもよい。 In the modification A, it has been described that the actual frequency of the AC voltage Vac is determined based on the period of the ripple component of the DC voltage Vdc. However, the method for determining the actual frequency of the AC voltage Vac is not limited to this, and any configuration may be used as long as the actual frequency of the AC voltage Vac can be determined.
(5−2)変形例B
上記実施形態では、リアクタ34のコアサイズCs、ギャップGa及び積厚Thが調整されることでリアクタ34が小型化された場合について説明した。リアクタ34は、更に巻数も調整されることで、リアクタ34の小型化を図りつつインダクタンス値の性能を確保してもよい。
(5-2) Modification B
In the above embodiment, the case where the
(5−3)変形例C
上記実施形態では、補正後の各相の入力電流Ir,Is,Itのうち少なくとも1つが所定値以上の場合に、垂下制御が行われると説明した。しかし、仮に、商用電源51が供給する電力自体が上昇することにより、各相の入力電流Ir,Is,It全てが一斉に“19A”から“25A”に変化した場合等には、電源不平衡が生じない。そのため、あくまでも各相の入力電流Ir,Is,Itが不均衡となった状態で、各相の入力電流Ir,Is,Itのうち少なくとも1つが所定値以上の場合に、垂下制御が行われると好ましい。
(5-3) Modification C
In the above-described embodiment, it has been described that the drooping control is performed when at least one of the corrected input currents Ir, Is, It of each phase is equal to or greater than a predetermined value. However, if all of the input currents Ir, Is, It of all phases change from “19A” to “25A” at the same time due to an increase in power supplied from the
(5−4)変形例D
上記実施形態では、直流電圧Vdcのリップル成分に基づいて各相の入力電流Ir,Is,Itのバランス状態が推測されると説明した。しかし、電源不平衡が生じているか否かは、電流ではなく、商用電源51からコンバータ32に供給される各相(具体的には、R相、S相、T相)の入力電圧の値によっても推測することができる。
(5-4) Modification D
In the above embodiment, it has been described that the balanced state of the input currents Ir, Is, It of each phase is estimated based on the ripple component of the DC voltage Vdc. However, whether or not the power supply imbalance occurs is not a current, but depends on the input voltage value of each phase (specifically, R phase, S phase, T phase) supplied from the
(5−5)変形例E
上記実施形態では、モータ駆動装置30の駆動対象が圧縮機モータM12である場合について説明した。しかし、モータ駆動装置30の駆動対象は、圧縮機モータM12以外のモータであってもよい。圧縮機モータM12以外のモータとしては、例えば室外ファンモータが挙げられる。
(5-5) Modification E
In the above embodiment, the case where the driving target of the
(5−6)変形例F
上記実施形態では、予め定められた複数の規定周波数が50Hz,60Hzの場合を例に取り説明した。しかし、規定周波数は、これらに限定されない。
(5-6) Modification F
In the above embodiment, the case where a plurality of predetermined prescribed frequencies are 50 Hz and 60 Hz has been described as an example. However, the specified frequency is not limited to these.
(5−7)変形例G
上記実施形態では、商用電源51が3相である場合について説明した。しかし、本発明に係る商用電源51は、単相ではなく多相型の交流電源であればよい。何故ならば、多相型の交流電源であれば、各相を流れる入力電流が不均衡となる、いわゆる電圧不平衡が生じる可能性があるからである。従って、本発明に係る商用電源51は、3相に限定されず、2相等であってもよい。
(5-7) Modification G
In the above embodiment, the case where the
本発明に係るモータ駆動装置によると、ブレーカが落ちるのを防ぐことができる。本発明に係るモータ駆動装置は、垂下制御を行うことが可能な圧縮機等の機器を含む空気調和装置において、当該機器の駆動源であるモータを駆動する装置として適用できる。 The motor driving device according to the present invention can prevent the breaker from falling. The motor drive device according to the present invention can be applied as a device for driving a motor, which is a drive source of the device, in an air conditioner including a device such as a compressor capable of performing drooping control.
10 空気調和装置
11 室外ユニット
12 圧縮機
M12 圧縮機モータ
13 四路切換弁
14 室外熱交換器
15 膨張弁
16,17 閉鎖弁
18 室外ファン
M18 室外ファンモータ
21 室内ユニット
22 室内ファン
M22 室内ファンモータ
23 室内熱交換器
30,30’ モータ駆動装置
31a,31b,31c 主電源リレー
32 コンバータ
33 整流回路
34 リアクタ
34a,34b コア部
34aa 第1脚部
34ab 第2脚部
34ac 第3脚部
34ad 連結部材
34c 巻線
35 平滑コンデンサ
36 電圧検出部
37 インバータ
38 ゲート駆動回路
39 MPU
39a 電流演算部
39b モータ制御部
40 判別部
51 商用電源
Is,Ir,It 各相の入力電流
Vac 商用電源から出力される交流電圧
Vdc コンバータから出力される直流電圧
SU,SV,SW 駆動電圧
DESCRIPTION OF
39a
Claims (5)
前記直流電圧を用いてモータ(M12)の駆動電圧を生成し、前記駆動電圧を前記モータに出力するインバータ(37)と、
前記直流電圧のリップル成分に基づいて、前記多相交流電源から前記コンバータに入力される各相の入力電流(Ir,Is,It)を求める電流演算部(39a)と、
各相の前記入力電流の少なくとも1つが所定値以上の場合に、前記インバータの出力を抑制する垂下制御を行う制御部(39b)と、
を備え、
前記交流電圧の周波数は、予め定められている複数の規定周波数のうちいずれか1つであって、
前記電流演算部(39a)は、
各相の前記入力電流を補正するための電流補正値を前記交流電圧の周波数に応じて選択し、選択した前記電流補正値に基づいて前記入力電流を補正するか、または
前記交流電圧の周波数に関係なく、複数の前記規定周波数のうち一番高い前記規定周波数に応じた所定補正値を前記電流補正値として前記入力電流を補正し、
前記制御部(39b)は、補正後の前記入力電流を前記所定値と比較する、
モータ駆動装置(30)。 A converter (32) having a rectifier circuit (33) and a small-capacity reactor (34) connected to the rectifier circuit, which converts an AC voltage output from the multiphase AC power source (51) into a DC voltage. When,
An inverter (37) for generating a drive voltage of the motor (M12) using the DC voltage and outputting the drive voltage to the motor;
A current calculation unit (39a) for obtaining an input current (Ir, Is, It) of each phase input from the multiphase AC power source to the converter based on a ripple component of the DC voltage;
A control unit (39b) that performs drooping control that suppresses the output of the inverter when at least one of the input currents of each phase is equal to or greater than a predetermined value;
With
The frequency of the AC voltage is any one of a plurality of predetermined frequencies,
The current calculation unit (39a)
A current correction value for correcting the input current of each phase is selected according to the frequency of the AC voltage, and the input current is corrected based on the selected current correction value, or the frequency of the AC voltage is adjusted. Regardless, the input current is corrected with the predetermined correction value corresponding to the highest specified frequency among the plurality of specified frequencies as the current correction value,
The control unit (39b) compares the corrected input current with the predetermined value.
Motor drive device (30).
を更に備える、
請求項1に記載のモータ駆動装置(30’)。 A discriminating unit (40) for discriminating the frequency of the AC voltage when the current calculation unit selects the current correction value according to the frequency of the AC voltage;
Further comprising
The motor drive device (30 ') according to claim 1.
請求項1または2に記載のモータ駆動装置(30)。 The control unit further performs the droop control when a ripple component of the DC voltage is equal to or greater than a predetermined component.
The motor drive device (30) according to claim 1 or 2.
前記リアクタに流れる電流が前記所定電流量以上の場合、該電流の増加に伴い前記リアクタのインダクタンスは減少し、
前記所定電流量は、前記モータの通常運転時に前記リアクタに流れると想定される電流量の最大値とほぼ等しい、
請求項1から3のいずれか1項に記載のモータ駆動装置(30)。 When the current flowing through the reactor is equal to or less than a predetermined current amount, the inductance of the reactor is almost constant regardless of the current,
If the current flowing through the reactor is greater than or equal to the predetermined current amount, the inductance of the reactor decreases as the current increases,
The predetermined amount of current is approximately equal to the maximum amount of current assumed to flow to the reactor during normal operation of the motor.
The motor drive device (30) according to any one of claims 1 to 3.
前記制御部は、前記垂下制御時、前記圧縮機の容量を強制的に減少させるように、前記圧縮機モータの回転数を下げる、
請求項1から4のいずれか1項に記載のモータ駆動装置(30)。 The motor is a compressor motor that is a drive source of a compressor with variable capacity,
The control unit lowers the rotation speed of the compressor motor so as to forcibly reduce the capacity of the compressor during the drooping control.
The motor drive device (30) according to any one of claims 1 to 4.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2011077203A JP5673298B2 (en) | 2011-03-31 | 2011-03-31 | Motor drive device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2011077203A JP5673298B2 (en) | 2011-03-31 | 2011-03-31 | Motor drive device |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2012213264A true JP2012213264A (en) | 2012-11-01 |
JP5673298B2 JP5673298B2 (en) | 2015-02-18 |
Family
ID=47266764
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2011077203A Expired - Fee Related JP5673298B2 (en) | 2011-03-31 | 2011-03-31 | Motor drive device |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP5673298B2 (en) |
Cited By (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2015093230A1 (en) * | 2013-12-20 | 2015-06-25 | 三菱重工業株式会社 | Power supply frequency determination device and power supply frequency determination method |
KR101875555B1 (en) * | 2016-06-09 | 2018-07-09 | 전자부품연구원 | Apparatus and method for overcurrent detection for inverter |
JP2020048242A (en) * | 2018-09-14 | 2020-03-26 | ダイキン工業株式会社 | Controlling method of inverter, system for supplying power to ac load and refrigeration circuit |
JP2023034885A (en) * | 2021-08-31 | 2023-03-13 | ダイキン工業株式会社 | Power conversion device |
WO2023100360A1 (en) * | 2021-12-03 | 2023-06-08 | 三菱電機株式会社 | Power conversion device, motor driving device, and refrigeration cycle application equipment |
WO2023105710A1 (en) * | 2021-12-09 | 2023-06-15 | 三菱電機株式会社 | Power conversion apparatus and air conditioner |
WO2024084679A1 (en) * | 2022-10-21 | 2024-04-25 | 三菱電機株式会社 | Electric motor driving device, and air conditioner |
Citations (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS60211249A (en) * | 1984-04-03 | 1985-10-23 | Tokyo Electric Power Co Inc:The | Method of controlling inverter type air conditioner |
JPS61277370A (en) * | 1986-04-26 | 1986-12-08 | Sony Corp | Switching regulator |
JPH07264870A (en) * | 1994-03-17 | 1995-10-13 | Daikin Ind Ltd | Pwm controlled voltage type inverter |
JPH10164827A (en) * | 1996-11-29 | 1998-06-19 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Detecting apparatus for capacitance omission of capacitor |
JPH11144982A (en) * | 1997-11-07 | 1999-05-28 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Choke coil and rectifying/smoothing circuit using the same |
JP2002153073A (en) * | 2000-11-10 | 2002-05-24 | Daikin Ind Ltd | Controller |
JP2002325453A (en) * | 2001-04-27 | 2002-11-08 | Daikin Ind Ltd | Method and device for detecting ripple voltage |
JP2008099483A (en) * | 2006-10-13 | 2008-04-24 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Motor drive and refrigerator with motor drive |
-
2011
- 2011-03-31 JP JP2011077203A patent/JP5673298B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS60211249A (en) * | 1984-04-03 | 1985-10-23 | Tokyo Electric Power Co Inc:The | Method of controlling inverter type air conditioner |
JPS61277370A (en) * | 1986-04-26 | 1986-12-08 | Sony Corp | Switching regulator |
JPH07264870A (en) * | 1994-03-17 | 1995-10-13 | Daikin Ind Ltd | Pwm controlled voltage type inverter |
JPH10164827A (en) * | 1996-11-29 | 1998-06-19 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Detecting apparatus for capacitance omission of capacitor |
JPH11144982A (en) * | 1997-11-07 | 1999-05-28 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Choke coil and rectifying/smoothing circuit using the same |
JP2002153073A (en) * | 2000-11-10 | 2002-05-24 | Daikin Ind Ltd | Controller |
JP2002325453A (en) * | 2001-04-27 | 2002-11-08 | Daikin Ind Ltd | Method and device for detecting ripple voltage |
JP2008099483A (en) * | 2006-10-13 | 2008-04-24 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Motor drive and refrigerator with motor drive |
Cited By (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2015093230A1 (en) * | 2013-12-20 | 2015-06-25 | 三菱重工業株式会社 | Power supply frequency determination device and power supply frequency determination method |
JP2015122840A (en) * | 2013-12-20 | 2015-07-02 | 三菱重工業株式会社 | Power supply frequency determination device and power supply frequency determination method |
CN105723605A (en) * | 2013-12-20 | 2016-06-29 | 三菱重工业株式会社 | Power supply frequency determination device and power supply frequency determination method |
KR101875555B1 (en) * | 2016-06-09 | 2018-07-09 | 전자부품연구원 | Apparatus and method for overcurrent detection for inverter |
JP2020048242A (en) * | 2018-09-14 | 2020-03-26 | ダイキン工業株式会社 | Controlling method of inverter, system for supplying power to ac load and refrigeration circuit |
JP2023034885A (en) * | 2021-08-31 | 2023-03-13 | ダイキン工業株式会社 | Power conversion device |
WO2023100360A1 (en) * | 2021-12-03 | 2023-06-08 | 三菱電機株式会社 | Power conversion device, motor driving device, and refrigeration cycle application equipment |
JP7536200B2 (en) | 2021-12-03 | 2024-08-19 | 三菱電機株式会社 | Power conversion devices, motor drives, and refrigeration cycle application devices |
WO2023105710A1 (en) * | 2021-12-09 | 2023-06-15 | 三菱電機株式会社 | Power conversion apparatus and air conditioner |
JP7536201B2 (en) | 2021-12-09 | 2024-08-19 | 三菱電機株式会社 | Power conversion device and air conditioner |
WO2024084679A1 (en) * | 2022-10-21 | 2024-04-25 | 三菱電機株式会社 | Electric motor driving device, and air conditioner |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP5673298B2 (en) | 2015-02-18 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP5673298B2 (en) | Motor drive device | |
EP2779406B1 (en) | Power converter and air conditioner having the same | |
JP4818145B2 (en) | Motor drive control device and ventilation fan, liquid pump, refrigerant compressor, blower, air conditioner and refrigerator | |
US11711040B2 (en) | Motor driving apparatus and refrigeration cycle equipment | |
CN110892634A (en) | Driving device, air conditioner and driving method | |
KR20180081368A (en) | Compressor driving apparatus and chiller including the same | |
JP2013162719A (en) | Rush-current prevention device | |
JP2012135157A (en) | Motor drive system | |
WO2022172419A1 (en) | Power conversion device, motor drive device, and air conditioner | |
KR20110054476A (en) | Apparatus and method for controlling single-phase induction motor | |
JP2011030423A (en) | Synchronous motor, exhaust fan, refrigerant compressor, air blower, liquid pump, air conditioner, and refrigerator | |
WO2009064050A2 (en) | Motor controller of air conditioner | |
CN115103985B (en) | Air conditioner | |
JP2005265220A (en) | Gas heat pump type air conditioner | |
JPH08228487A (en) | Inverter of air conditioner | |
WO2014113777A1 (en) | Refrigerant compressor drives offering enhanced robustness, efficiency and rated voltage operability | |
JP7270841B2 (en) | Motor drive device and air conditioner | |
CN114144972B (en) | Rotary machine control device, refrigerant compression device, refrigeration loop device, and air conditioner | |
JP6925527B2 (en) | Motor drive device, motor drive device control device, motor drive device control method, and air conditioner | |
KR20220093731A (en) | Motor driving apparatus and air conditioner including the same | |
KR101537708B1 (en) | Apparatus and method for controlling single-phase induction motor | |
KR102010388B1 (en) | Power converting apparatus and air conditioner including the same | |
JP2009079801A (en) | Engine-driven air conditioner | |
WO2023162106A1 (en) | Motor drive device and refrigeration cycle device | |
JP7325671B2 (en) | Power conversion device, motor drive device and refrigeration cycle application equipment |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20131209 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20140910 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20140924 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20141106 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20141202 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20141215 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |