JP2012075227A - Rectenna device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、レクテナ装置に関する。 The present invention relates to a rectenna device.
マイクロ波無線電力伝送に用いられるレクテナ(受電整流アンテナ;Rectenna(rectifying antennaの略))は、1960年代に発明されて以来、様々な方式のものが開発され、公表されてきた。レクテナは、整流回路部とアンテナ部に別れる。公知のレクテナ整流回路は、基本となるシングルシャント整流回路と、それ以外の整流回路に大別される。 Since the rectenna (received rectification antenna; rectenna (abbreviation of rectifying antenna)) used for microwave wireless power transmission has been invented in the 1960s, various types have been developed and published. The rectenna is divided into a rectifier circuit portion and an antenna portion. Known rectenna rectifier circuits are roughly divided into a basic single shunt rectifier circuit and other rectifier circuits.
図14は、シングルシャント整流回路を用いたレクテナ装置900の等価回路図である。図15は、シングルシャント整流回路の動作を説明する図である。
図14のように、シングルシャント整流回路910は、ダイオード911と、λg/4線路912と、キャパシタ913とを有している。シングルシャント整流回路910は、簡単な構成ながら、図13のように、λg/4線路912とキャパシタ913で構成される出力フィルタが高調波処理と平滑を同時に行うため、全波整流が可能であり、理論効率100%となる。
FIG. 14 is an equivalent circuit diagram of a
As illustrated in FIG. 14, the single
レクテナ装置において、キャパシタを用い、λg/4線路の最適化によって高効率化を図ることが提案されている。
例えば、特許文献1では、レクテナ装置においてシングルシャント整流回路の基本構成であるダイオード、λg/4線路、及びキャパシタのうち、λg/4線路をλg/22.5からλg/14の範囲とすることで最適化し、弱いマイクロ波強度での高効率化を図っている。
In the rectenna apparatus, it has been proposed to increase the efficiency by using a capacitor and optimizing the λg / 4 line.
For example, in
シングルシャント整流回路で必須のキャパシタは、理論上100%変換効率を実現するためには容量が無限大である必要がある。さらに、実際のキャパシタは、ある周波数まではキャパシタとして動作するが、さらに高周波においてはインダクタとして動作することもある。 A capacitor essential in a single shunt rectifier circuit is theoretically required to have an infinite capacity in order to realize 100% conversion efficiency. Further, an actual capacitor operates as a capacitor up to a certain frequency, but may operate as an inductor at a higher frequency.
また、特許文献2に記載の従来技術では、受信信号において発生する高調波のうち、1波のみ、例えば2次高調波を遮断している。入力段に2次高調波を遮断するために、2次高調波の波長λ2の1/4のオープンスタブが形成され、整流器を結ぶ線路によりフィルタが形成されている。また当該線路の先に、整流器と基本波λgの1/4の線路が接続され、1/4の線路にはキャパシタが接続されている。この構成により、出力手段で反射されて逆相で戻ってきた基本波と同相で合成されて整流手段に入射することになるため、半波整流時よりも倍の波高値で整流できるので、交流−直流変換効率が向上する。
さらに特許文献2に記載の従来技術では、入力フィルタ部で複数の高周波を遮断するように、各高調波に合わせた1/4のオープンスタブを形成することで、ダイオードから発生する複数の高調波に対してインピーダンスを零として高効率化を図っている。
Moreover, in the prior art described in
Furthermore, in the prior art described in
しかしながら、特許文献1に記載の従来技術によるシングルシャント整流回路では、容量の大きなキャパシタが必要であり、また、使用するキャパシタによっては、周波数の増加に伴いインピーダンスが大きくなり、ミリ波等の高周波では理想的なキャパシタとして動作することが徐々に難しくなる。この結果、ミリ波等の高周波になると、受信した信号を直流に変換する際の変換効率が下がるという課題があった。
また、特許文献2に記載の従来技術では、整流器で発生する複数の高調波を反射させて高効率化を図っているが、出力フィルタ部にキャパシタが用いられているため、容量の大きなキャパシタが必要である。また、使用するキャパシタによっては、周波数の増加に伴いインピーダンスが大きくなり、ミリ波等の高周波では理想的なキャパシタとして動作することが徐々に難しくなる。この結果、ミリ波等の高周波になると、受信した信号を直流に変換する際の変換効率が下がるという課題があった。
However, the single-shunt rectifier circuit according to the prior art described in
In the prior art described in
本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであって、マイクロ波またはミリ波等の高周波においても高効率なレクテナ装置を提供することを目的としている。 The present invention has been made in view of the above-described problems, and an object thereof is to provide a highly efficient rectenna apparatus even at a high frequency such as a microwave or a millimeter wave.
上記目的を達成するため、本発明のレクテナ装置は、電波を受信する受信手段と、前記受信手段が受信した電波を整流する整流手段と、前記整流手段が整流した電波の高調波のインピーダンスが、偶数次高調波では零、奇数次高調波では無限大となる共振回路と、を備えることを特徴としている。 In order to achieve the above object, the rectenna device of the present invention includes a receiving means for receiving radio waves, a rectifying means for rectifying the radio waves received by the receiving means, and an impedance of harmonics of the radio waves rectified by the rectifying means, And a resonance circuit that is zero for even-order harmonics and infinite for odd-order harmonics.
また、本発明に係るレクテナ装置において、前記共振回路は、前記受信手段が受信した電波の基本波の伝送線路上の波長λの1/4の長さの第1伝送路と、前記第1伝送路と負荷との間に接続されている前記受信手段が受信した電波の基本波の伝送線路上の波長λの1/4の長さの第2伝送路と、前記第1伝送線路の出力端子に互いに並列に接続された複数の第1の分布定数線路と、前記第2伝送線路の入力端子に互いに並列に接続された複数の第2の分布定数線路と、を備え、前記第1の分布定数線路は、L=λ/4m(mは2以上nまでの整数)で表される伝送線路長Lであり、mは互いに異なり、前記第1の分布定数線路は、L=λ(2m−1)/4m(mは2以上nまでの整数)で表される伝送線路長Lであり、mは互いに異なるようにしてもよい。 In the rectenna apparatus according to the present invention, the resonant circuit includes a first transmission line having a length of ¼ of a wavelength λ on a transmission line of a fundamental wave of a radio wave received by the receiving unit, and the first transmission. A second transmission line having a length ¼ of wavelength λ on the transmission line of the fundamental wave of the radio wave received by the receiving means connected between the path and the load, and an output terminal of the first transmission line A plurality of first distributed constant lines connected in parallel to each other and a plurality of second distributed constant lines connected in parallel to input terminals of the second transmission line. The constant line has a transmission line length L represented by L = λ / 4m (m is an integer from 2 to n), m are different from each other, and the first distributed constant line has L = λ (2m− 1) A transmission line length L expressed by / 4m (m is an integer from 2 to n), and m is different from each other. It may be.
また、本発明に係るレクテナ装置において、前記共振回路は、受信された電波の各高調波に対応する複数のインダクタとキャパシタとが並列に接続されたLC共振回路を備え、前記LC共振回路は、一端が接地されて、他端が前記整流手段と前記負荷との接続点に接続されているようにしてもよい。 Further, in the rectenna device according to the present invention, the resonance circuit includes an LC resonance circuit in which a plurality of inductors and capacitors corresponding to each harmonic of the received radio wave are connected in parallel, and the LC resonance circuit includes: One end may be grounded, and the other end may be connected to a connection point between the rectifying means and the load.
また、本発明に係るレクテナ装置において、前記共振回路と並列に接続され且つ前記共振回路と前記負荷と接続点に一端が接続され、他端が接地されているキャパシタを備えるようにしてもよい。 The rectenna device according to the present invention may include a capacitor connected in parallel with the resonance circuit, connected at one end to the connection point between the resonance circuit and the load, and grounded at the other end.
本発明によれば、負荷共振回路を用いて、偶数次高調波ではインピーダンスが0(零)、奇数次高調波ではインピーダンスが∞(無限大)となるような高調波処理を行うことで、マイクロ波またはミリ波等の高周波においても高効率なレクテナ装置を実現することができる。 According to the present invention, the load resonance circuit is used to perform the harmonic processing so that the impedance is 0 (zero) for the even-order harmonics and ∞ (infinity) for the odd-order harmonics. A highly efficient rectenna apparatus can be realized even at high frequencies such as waves or millimeter waves.
以下、本発明の実施形態について、図面を用いて説明する。なお、本発明は係る実施形態に限定されず、その技術思想の範囲内で種々の変更が可能である。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In addition, this invention is not limited to the embodiment which concerns, A various change is possible within the range of the technical thought.
[第1実施形態]
図1は、本実施形態におけるレクテナ装置の等価回路図である。
図1において、本実施形態におけるレクテナ装置1は、アンテナ11(受信手段)、サーキュレータ12、抵抗13、伝送路21、キャパシタ23、整流部30(整流手段)、負荷共振回路40(共振回路)を備えている。
レクテナ装置1には、負荷51が接続されている。
図1のように、従来技術に対する本実施形態の差異は、従来技術のキャパシタ部140の代わりに負荷共振回路40を備えていることである。
[First Embodiment]
FIG. 1 is an equivalent circuit diagram of the rectenna device according to the present embodiment.
In FIG. 1, a
A
As shown in FIG. 1, the difference of the present embodiment from the prior art is that a
サーキュレータ12は、アンテナ11を介して送受信を行うために、送信信号を送信部へ、受信信号を受信部へ導く3端子の受動素子である。サーキュレータ12は、アンテナ11が受信した信号を伝送路21に出力する。
抵抗13は、一端がサーキュレータ12に接続され、他端が接地されている。抵抗13は、出力部を置き換えたものである。
The
The
キャパシタ23は、一端が伝送路21を介してサーキュレータ12に接続され、他端が分岐31に接続されている。また、符号22は、キャパシタ23にパッケージ部品を用いる場合、キャパシタ23が有する寄生容量を表している。
One end of the
整流部30は、分岐31、ダイオード33、伝送路34を備えている。分岐31は、入力端子がキャパシタ23の他端に接続され、出力端子の一端がダイオード33のカソードに接続され、出力端子の他端が負荷共振回路40のλ/4線路T11に接続されている。
ダイオード33は、カソードが分岐31の出力端子の一端に接続され、アノードが伝送路34を介して接地されている。また、符号32は、ダイオード33にパッケージ部品を用いる場合、ダイオード33が有する寄生容量を表している。
ストリップ線路32は、ダイオード33と並列に接続され、一端が分岐31に接続され、他端が伝送路34に接続されている。
The rectifying
The
The
負荷共振回路40は、λ/4線路T11(第1伝送路)、λ/4線路T12(第2伝送路)、高周波処理(Harmonic treatment)スタブ(分布定数線路)T2〜Tn(第1の分布定数線路)、補償(Compensation)スタブT2 *〜Tn *(第2の分布定数線路)、分岐41、43、45および46、および伝送路42、44を備えている。分岐41、43、45および46は、例えば、ウィルキンソン型電力分配回路やマイクロストリップ線路によるQマッチセッション電力分配回路である。
なお、図1では、伝送路42と44のみを示してあるが、負荷共振回路40の伝送路は、n−1個備えている。スタブT2は、スタブT3より長く、スタブT3は、スタブT4より長い。また、スタブT2は2f0に対して共振し、スタブTnは2fnに対して共振する。なお、f0は、この共振器における基本周波数を表している。
The load
In FIG. 1, only the
高周波処理スタブT2〜Tnと補償スタブT2 *〜Tn *は、F級増幅器におけるスタブ(Stub)である。なお、スタブとは、負荷による反射波を打ち消すように整合性を取るための、平行平板線路に形成される溝などによる構造である。 The high-frequency processing stubs T 2 to T n and the compensation stubs T 2 * to T n * are stubs in the class F amplifier. The stub is a structure formed by grooves or the like formed in a parallel plate line so as to achieve consistency so as to cancel a reflected wave caused by a load.
負荷共振回路40は、例えば、以下の文献1記載のF級増幅回路で用いられている負荷共振回路を用いる。
As the
文献1:石川亮、黒田健太 他、GaN HEMTを用いたSSPS用5.8GHz帯F級高効率増幅器、電子情報通信学会、信学技報SPS2008−04、2008 Reference 1: Ryo Ishikawa, Kenta Kuroda et al., 5.8 GHz band F class high efficiency amplifier for SSPS using GaN HEMT, IEICE, SPS2008-04, 2008
なお、F級電力増幅器とは、1/4波長伝送線路2の出力値を高周波に対して短絡させ、増幅素子1の負荷、つまり1/4波長伝送線路2の入力値を基本波及び奇数次高周波に対して開放、偶数次高周波に対して短絡とすることにより、効率の高い電力増幅をはかる回路である。この結果、偶数次高調波ではインピーダンスが0(零)、奇数次高調波ではインピーダンスが∞(無限大)となるような高調波処理が行え、高調波合成によって整流波形が整形され、高効率化が可能となる。
The class F power amplifier means that the output value of the quarter
次に、図1において、各部の定数等の設定手順の一例を説明する。図2は、F級増幅回路の等価回路図である。図2において、正弦波発振回路70は、アンテナ11を置き換えた発振回路である。この正弦波発振回路70の出力は、伝送路を介してスイッチング素子のゲートに入力される。スイッチング素子は、ソースが接地され、ドレインがF級増幅回路の入力に接続されている。また、スイッチング素子のドレインは、チョークコイルを介して電源電圧Vddに接続されている。また、スイッチング素子のゲートは、チョークコイルを介してバイアス電圧Vgに接続されている。
Next, referring to FIG. 1, an example of a procedure for setting constants and the like of each unit will be described. FIG. 2 is an equivalent circuit diagram of the class F amplifier circuit. In FIG. 2, a sine
負荷共振回路40の各スタブ(T2〜Tn)の電気長は、図2のように、次式(1)を用いて算出する。また、F級増幅回路40の各スタブ(T2 *〜Tn *)の電気長は、図2のように、次式(2)を用いて算出する。
The electrical length of each stub (T 2 to T n ) of the
Lm=λ0/4m (m=2,3,・・・,n)・・・(1) L m = λ 0 / 4m (m = 2, 3,..., N) (1)
Lm *=λ0(2m−1)/4m (m=2,3,・・・,n)・・・(2) L m * = λ0 (2m−1) / 4m (m = 2, 3,..., N) (2)
式(1)と式(2)において、λは、正弦波発振回路(信号源)70から入力される信号の波長である。また、伝送路T11と伝送路T12は、λ0/4に設定する。 In Expressions (1) and (2), λ is the wavelength of the signal input from the sine wave oscillation circuit (signal source) 70. Further, the transmission line T 12 to the transmission line T 11 is set to λ 0/4.
次に、F級増幅回路の動作についての概要を説明する。
図2において、スイッチング素子に流れる半波整流した電流をフーリエ級数に展開すると、その周波数成分Idは、次式(3)のように表される。
Next, an outline of the operation of the class F amplifier circuit will be described.
In FIG. 2, when the half-wave rectified current flowing through the switching element is expanded into a Fourier series, the frequency component I d is expressed as the following equation (3).
Id=Imax(1/π+1/2π・cosωt+1/3π・cos2ωt−2/15π・cos4ωt+2/35π・cos6ωt−・・・) ・・・(3) I d = I max (1 / π + 1 / 2π · cosωt + 1 / 3π · cos2ωt-2 / 15π · cos4ωt + 2 / 35π · cos6ωt−) (3)
式(3)において、ωはアンテナ11から入力される周波数の角周波数である。式(3)のように、基本波分の他には、偶数次の高周波成分のみ存在する。このため、スイッチング素子のドレインにかかる電圧を、電流と逆相の基本波と奇数次の高調波のみで構成すると、基本波に関して力率100%で電力を発生できる。そして、全ての高調波で電力消費が零の状態となる。
このような状態にするには、スイッチング素子の出力から負荷側を見たインピーダンスが、偶数次高調波の場合に短絡(電流のみ存在)、奇数次高調波で開放(電圧のみ存在)、基本波の電流と電圧が互いに完全逆相且つ力率がマイナス1になるようにする。
以上のような関係になるように、スタブの線路長を設定することで、偶数次高調波ではインピーダンスが0、奇数次高調波ではインピーダンスが∞(無限大)となるような高調波処理を行うことができる。
In Expression (3), ω is an angular frequency of the frequency input from the
To achieve such a state, when the impedance viewed from the output of the switching element is an even-order harmonic, it is short-circuited (only current is present), open at odd-order harmonics (only voltage is present), and fundamental wave Current and voltage are completely opposite to each other and the power factor is minus one.
By setting the stub line length so that the relationship is as described above, harmonic processing is performed so that the impedance is 0 for even harmonics and ∞ (infinite) for odd harmonics. be able to.
次に、図1の本実施形態によるレクテナ装置1において、整流部30、負荷共振回路140を含む範囲60において、各線路長と各スタブ長を、式(1)と式(2)、伝送路T11=λ0/4、伝送路T12=λ0/4を算出して設定する。なお、算出した各線路長と各スタブ長を、例えば実測値に基づいて微調節するようにしてもよい。
Next, in the
次に、本実施形態におけるレクテナ装置1および従来技術によるレクテナ装置100におけるシミュレーション結果を、図3〜図8を用いて説明する。
図3は、本実施形態におけるレクテナ装置1aのシミュレーション用の等価回路図である。図1のアンテナ11を、正弦波発振回路70に置き換えて表している。
Next, simulation results in the
FIG. 3 is an equivalent circuit diagram for simulation of the
これに対し、図4は、従来技術におけるレクテナ装置100のシミュレーション用の等価回路図である。図2と同じ機能部は同じ符号を用いて、説明を省略する。図4において、レクテナ装置100は、正弦波発振回路70、サーキュレータ12、抵抗13、伝送路21、キャパシタ23、整流部30、キャパシタ部140、λ/4線路151、λ/4線路152、負荷51を備えている。また、キャパシタ部140は、分岐141、キャパシタ143、伝送路144を備えている。また、符号22と符号142は、キャパシタ23とキャパシタ143とにパッケージ部品を用いる場合、キャパシタ23と143とが各々有する寄生容量を表している。
On the other hand, FIG. 4 is an equivalent circuit diagram for simulation of the
シミュレーション条件は、発振周波数を2.45[GHz]に設定し、入力電力Pを10[mW]から1000[mW]まで10[mW]刻みで変化させたときに最大変換効率を得る入力電力で回路シミュレーションを行った。入力電力Pを750[mW]に設定して、シミュレーションを行った、
また、整流部30、キャパシタ部140、λ/4線路151とλ/4線路152を含む範囲160の全ての部品の定数と伝送路の線路長を、公知の手法を用いて最適化した。
The simulation condition is the input power that obtains the maximum conversion efficiency when the oscillation frequency is set to 2.45 [GHz] and the input power P is changed from 10 [mW] to 1000 [mW] in increments of 10 [mW]. A circuit simulation was performed. The simulation was performed by setting the input power P to 750 [mW].
In addition, the constants of all the components in the
図5は、従来技術におけるレクテナ装置100における入力の電流・電圧波形と出力の電流・電圧波形を示す図である。図5(a)は、入力の電圧波形g1であり、図5(b)は、入力の電流波形g2、図5(c)は、出力の電圧波形g3、図5(d)は、出力の電流波形g4である。図5(a)〜図5(d)の横軸は時間軸であり、図5(a)と図5(c)の縦軸は電圧値を表し、図5(b)と図5(d)の縦軸は電流値を表している。
図5(c)の実線g3、図5(d)の実線g4のように、出力電圧および出力電流は、交流波形である。
FIG. 5 is a diagram illustrating an input current / voltage waveform and an output current / voltage waveform in the
As shown by the solid line g3 in FIG. 5C and the solid line g4 in FIG. 5D, the output voltage and the output current are AC waveforms.
図6は、従来技術におけるレクテナ装置100におけるダイオードの電圧・電流波形、λ/4線路を流れる電流波形、変換効率と反射率の変化を表す図である。図6(a)は、ダイオード33への入力の電圧波形g11であり、図6(b)は、ダイオード33への入力の電流波形g12、図6(c)は、λ/4線路を流れる電流波形g13、図6(d)は、変換効率g14と反射率g15の変化を表す図である。図6(a)〜図6(c)の横軸は時間を表し、図6(a)の縦軸は電圧値を表し、図6(b)と図6(c)の縦軸は電流値を表している。図6(d)の横軸は入力電力Pを表し、縦軸は変換効率と反射率を表している。
図6(d)の実線g14のように、従来技術におけるレクテナ装置100の変換効率は約65%である。
FIG. 6 is a diagram illustrating changes in the voltage / current waveform of the diode, the current waveform flowing through the λ / 4 line, the conversion efficiency, and the reflectance in the
As indicated by a solid line g14 in FIG. 6D, the conversion efficiency of the
次に、本実施形態について行ったシミュレーション結果について、図3、図7と図8を用いて説明する。図3の回路図において、正弦波発振回路70には、正弦波状の入力電力を与え、発振周波数は2.45[GHz]に設定し、入力電力Pを10[mW]から1000[mW]まで10[mW]刻みで変化させたときに最大変換効率を得る入力電力で回路シミュレーションを行った。また、入力電力Pを750[mW]に設定して、シミュレーションを行った。
また、負荷共振回路40において、スタブの段数はn=7とした。また、負荷共振回路40の各スタブ(T2〜Tn、T2 *〜Tn *)の電気長は、式(1)と式(2)を用いて算出した。また、伝送路T11=λ0/4、伝送路T12=λ0/4に設定した。
整流部30、負荷共振回路40を含む範囲60において、スタブと伝送路T11およびT12以外の伝送路の線路長、各部品の定数を公知の手法を用いて最適化した。
Next, the simulation result performed about this embodiment is demonstrated using FIG.3, FIG.7 and FIG.8. In the circuit diagram of FIG. 3, a sinusoidal input power is applied to the sine
In the
図7は、本実施形態のレクテナ装置1aにおける入力の電流・電圧波形と出力の電流・電圧波形を示す図である。図7(a)は、入力の電圧波形g21であり、図7(b)は、入力の電流波形g22、図7(c)は、出力の電圧波形g23、図7(d)は、出力の電流波形g24である。図7(a)〜図7(d)の横軸は時間を表し、図7(a)と図7(c)の縦軸は電圧値を表し、図7(b)と図7(d)の縦軸は電流値を表している。
図7(c)の実線g23、図7(d)の実線g24のように、出力電圧および出力電流の波形は、図5(c)の実線g3と図5(d)の実線g4と比較し、直流に近い波形である。
FIG. 7 is a diagram showing an input current / voltage waveform and an output current / voltage waveform in the
As shown by the solid line g23 in FIG. 7C and the solid line g24 in FIG. 7D, the waveforms of the output voltage and output current are compared with the solid line g3 in FIG. 5C and the solid line g4 in FIG. The waveform is close to direct current.
図8は、本実施形態におけるレクテナ装置1aにおけるダイオードの電圧・電流波形、λ/4線路を流れる電流波形、変換効率と反射率の変化を表す図である。図8(a)は、ダイオード33への入力の電圧波形g31であり、図8(b)は、ダイオード33への入力の電流波形g32、図8(c)は、λ/4線路を流れる電流波形g33、図8(d)は、変換効率g34と反射率g35の変化を表す図である。図8(a)〜図8(c)の横軸は時間軸であり、図8(a)の縦軸は電圧値を表し、図8(b)と図8(c)の縦軸は電流値を表している。図8(d)の横軸は入力電力Pを表し、縦軸は変換効率と反射率を表している。
図8(d)の実線g34ように、本実施形態におけるレクテナ装置1aの変換効率は約71%であり、従来技術におけるレクテナ装置100の変換効率の約65%より高い。
また、図8(a)のダイオード33に流れる電圧波形g31は、図6(a)のダイオード33に流れる電圧波形g11に比べると、明らかに矩形波に近づいている。各高調波処理が理論どおりに高調波処理がなされると、ダイオード33の電圧波形は矩形波となる。
なお、ダイオード33に、3次高調波、5次高調波、・・・の電圧が反射により戻ってくるために、各高調波処理が理論どおりに高調波処理がなされると、ダイオード33の電圧波形は矩形波となる。
FIG. 8 is a diagram showing changes in the voltage / current waveform of the diode, the current waveform flowing through the λ / 4 line, the conversion efficiency, and the reflectance in the
As shown by the solid line g34 in FIG. 8D, the conversion efficiency of the
Further, the voltage waveform g31 flowing through the
In addition, since the voltages of the third harmonic, the fifth harmonic,... Are returned to the
このため、本実施形態におけるレクテナ回路は、より完全な高調波処理がなされていることを示している。なお、出力波形g23、g24がほぼ直流波形であるにもかかわらず、変換効率が約71%に留まっているのは、図3において、回路図中の各不連続点で、わずかに反射する分や、ダイオードを逆方向に流れる電流の影響によるものであると考えられる。 For this reason, the rectenna circuit in the present embodiment indicates that more complete harmonic processing is performed. It should be noted that although the output waveforms g23 and g24 are substantially DC waveforms, the conversion efficiency remains at about 71% because in FIG. 3, there is a slight reflection at each discontinuous point in the circuit diagram. It is also considered that this is due to the influence of the current flowing in the reverse direction through the diode.
以上のように、レクテナ装置において、従来技術においては整流回路にキャパシタが用いられていたが、本実施形態においては整流部に負荷共振回路を用いた。この結果、偶数次高調波ではインピーダンスが0(ゼロ)、奇数次高調波ではインピーダンスが∞(無限大)となるような高調波処理が行え、高調波合成によって整流波形が整形され、マイクロ波またはミリ波等の高周波においても高効率化が可能となる。
また、本実施形態においては、従来技術のシングルシャント整流回路で用いられていたキャパシタを用いないようにしたので、容量の大きなキャパシタが不要になり、さらにキャパシタが高周波でキャパシタとして動作しなくなることによる整流回路の効率悪化を防止することができる。この結果、マイクロ波またはミリ波等の高周波においても高効率化が可能となる。
As described above, in the rectenna device, the capacitor is used in the rectifier circuit in the prior art, but in the present embodiment, the load resonant circuit is used in the rectifier unit. As a result, harmonic processing can be performed such that the impedance is 0 (zero) for even harmonics and the impedance is ∞ (infinite) for odd harmonics, and the rectified waveform is shaped by harmonic synthesis. High efficiency can be achieved even at high frequencies such as millimeter waves.
Further, in this embodiment, since the capacitor used in the conventional single shunt rectifier circuit is not used, a capacitor having a large capacity becomes unnecessary, and the capacitor does not operate as a capacitor at a high frequency. The efficiency deterioration of the rectifier circuit can be prevented. As a result, high efficiency can be achieved even at high frequencies such as microwaves or millimeter waves.
[第2実施形態]
図9は、本実施形態におけるレクテナ装置200の等価回路図である。第1実施形態の図1と同じ機能を有する機能部は同じ符号を用いて、説明を省略する。
図9において、本実施形態におけるレクテナ装置200は、アンテナ11、サーキュレータ12、抵抗13、伝送路21、キャパシタ23、整流部30、負荷共振回路40、キャパシタ部240、λ/4線路251を備えている。すなわち、本実施形態におけるレクテナ装置200は、第1実施形態に加え、負荷共振回路40の後段にキャパシタ部240を備えている。
キャパシタ部240は、分岐241、キャパシタ243、伝送路244を備えている。また、符号242は、キャパシタ243にパッケージ部品を用いる場合、キャパシタ243が有する寄生容量を表している。
また、レクテナ装置200には、負荷51が接続されている。
[Second Embodiment]
FIG. 9 is an equivalent circuit diagram of the
In FIG. 9, the
The
A
本実施形態におけるレクテナ装置200において、各部品の定数、線路長などの設定方法を説明する。負荷共振回路40の各スタブ(T2〜Tn、T2 *〜Tn *)の電気長は、第1実施形態と同様に、式(1)と式(2)を用いて算出し、伝送路T11=λ0/4、伝送路T12=λ0/4に設定する。
また、整流部30、負荷共振回路40、キャパシタ部240およびλ/4線路251を含む範囲260において、スタブおよび伝送路T11、伝送路T12以外の伝送路の線路長、各部品の定数は、公知の手法を用いて算出する。
In the
In the
次に、本実施形態におけるレクテナ装置200および従来技術によるレクテナ装置200aにおけるシミュレーション結果を、図10〜図12を用いて説明する。
図10は、本実施形態におけるレクテナ装置のシミュレーション用の等価回路図である。図1のアンテナ11を、正弦波発振回路70に置き換えて表している。正弦波発振回路70は、正弦波状の入力電力を与え、発振周波数は2.45[GHz]に設定し、入力電力Pを10[mW]から1000[mW]まで10[mW]刻みで変化させたときに最大変換効率を得る入力電力で回路シミュレーションを行った。入力電力Pを750[mW]に設定して、シミュレーションを行った。
負荷共振回路40において、スタブの段数はn=7とした。また、整流部30、負荷共振回路40を含む範囲260において、スタブおよび伝送路T11、伝送路T12以外の伝送路の線路長、各部品の定数は、公知の手法を用いて算出する。
Next, simulation results in the
FIG. 10 is an equivalent circuit diagram for simulation of the rectenna device according to the present embodiment. The
In the
図11は、本実施形態のレクテナ装置200aにおける入力の電流・電圧波形と出力の電流・電圧波形を示す図である。図11(a)は、入力の電圧波形g41であり、図11(b)は、入力の電流波形g42、図11(c)は、出力の電圧波形g43、図11(d)は、出力の電流波形g44である。図11(a)〜図11(d)の横軸は時間軸であり、図11(a)と図11(c)の縦軸は電圧値を表し、図11(b)と図11(d)の縦軸は電流値を表している。
図11(c)の実線g43、図11(d)の実線g44のように、出力電圧および出力電流の波形は、キャパシタ部240の効果により、第1実施形態のシミュレーション結果である図7(c)の実線g23と図7(d)の実線g24と比較し、さらに交流分が少なくなっている。
FIG. 11 is a diagram showing an input current / voltage waveform and an output current / voltage waveform in the
As shown by the solid line g43 in FIG. 11C and the solid line g44 in FIG. 11D, the waveforms of the output voltage and output current are the simulation results of the first embodiment due to the effect of the
図12は、本実施形態におけるレクテナ装置200aにおけるダイオードの電圧・電流波形、λ/4線路を流れる電流波形、変換効率と反射率の変化を表す図である。図12(a)は、ダイオード33への入力の電圧波形g51であり、図12(b)は、ダイオード33への入力の電流波形g52、図12(c)は、λ/4線路を流れる電流波形g53、図12(d)は、変換効率g54と反射率g55の変化を表す図である。図12(a)〜図12(c)の横軸は時間軸であり、図12(a)の縦軸は電圧値を表し、図12(b)と図12(c)の縦軸は電流値を表している。図12(d)の横軸は入力電力Pを表し、縦軸は変換効率と反射率を表している。
図12(d)の実線g54ように、本実施形態におけるレクテナ装置200aの変換効率は、第1実施形態と同等(約71%)であり、従来技術におけるレクテナ装置100の変換効率の約65%より高い。
また、図12(a)のダイオード33に流れる電圧波形g51は、第1実施形態のシミュレーション結果である図8(a)のダイオード33に流れる電圧波形g31と同様に矩形波に近づいている。
FIG. 12 is a diagram illustrating changes in the voltage / current waveform of the diode, the current waveform flowing through the λ / 4 line, the conversion efficiency, and the reflectance in the
As shown by the solid line g54 in FIG. 12D, the conversion efficiency of the
Further, the voltage waveform g51 flowing through the
以上のように、レクテナ装置において、第1実施形態の負荷共振回路の後段に、さらにキャパシタ部を備えることで、第1実施形態よりもさらに理想的な整流処理が行える。この結果、偶数次高調波ではインピーダンスが0、奇数次高調波ではインピーダンスが∞となるような高調波処理が行え、高調波合成によって整流波形が整形され、マイクロ波またはミリ波等の高周波においても高効率化が可能となる。
また、本実施形態においては、第1実施形態の負荷共振回路の後段に付加的にキャパシタ243を用いたのみであり、従来技術のシングルシャント整流回路で用いられていたキャパシタを用いないようにした。このため、容量の大きなキャパシタが不要になり、さらにキャパシタが高周波でキャパシタとして動作しなくなることによる整流回路の効率悪化を防止することができる。この結果、マイクロ波またはミリ波等の高周波においても高効率化が可能となる。
As described above, in the rectenna device, the capacitor unit is further provided in the subsequent stage of the load resonance circuit of the first embodiment, so that a more ideal rectification process can be performed than in the first embodiment. As a result, harmonic processing can be performed so that the impedance is 0 for even harmonics and ∞ for odd harmonics, and the rectified waveform is shaped by harmonic synthesis, even at high frequencies such as microwaves or millimeter waves. High efficiency can be achieved.
In this embodiment, only the
[第3実施形態]
第1実施形態と第2実施形態では、共振回路として各高調波に対する分布定数線路である負荷共振回路40を用いて、偶数次高調波ではインピーダンスが0、奇数次高調波ではインピーダンスが∞を実現する例を説明した。第3実施形態では、共振回路としてLC共振回路を用いる例について説明する。
[Third Embodiment]
In the first and second embodiments, the load
図13は、従来技術におけるLC共振回路を用いたF級増幅器の等価回路図である。図13のように、従来技術におけるレクテナ装置500は、アンテナ11、高周波チョーク501、スイッチング素子502(FET)、キャパシタ511、λ/4線路521、LC共振部530を備えている。レクテナ装置500には、負荷51が接続されている。
FIG. 13 is an equivalent circuit diagram of a class F amplifier using an LC resonance circuit in the prior art. As shown in FIG. 13, the
スイッチング素子502は、ゲートに入力信号が入力され、ソースは接地され、ドレインはキャパシタ511の一端に接続されている。また、スイッチング素子502のドレインは、高周波チョーク501を介して電源電圧Vddに接続されている。 キャパシタ511は、一端がアンテナ11、スイッチング素子502のドレインおよび高周波チョーク501の一端に接続され、他端がλ/4線路521の一端に接続されている。
λ/4線路521は、一端がキャパシタ511の他端に接続され、他端がLC共振部530と負荷51に接続されている。
In the
The λ / 4
LC共振部530は、インダクタ531、キャパシタ532を備える。インダクタ531とキャパシタ532とは、並列に接続され、インダクタ531とキャパシタ532の一端がλ/4線路521の他端と負荷51に接続され、インダクタ531とキャパシタ532の他端が接地されている。そして、このLC共振部530は、基本波の周波数で共振する。
The
このLC共振部530は、高周波に対して短絡回路となる。しかし、スイッチング素子502のドレインからλ/4線路521を介して見た場合、LC共振部530は、奇数次高調波に対してλ/4線路521のインピーダンス変換作用により開放回路となる。また、LC共振部530は、偶数次高調波に対してλ/4線路521のインピーダンス変換作用が働かず短絡回路となる。このため、スイッチング素子502に十分なバイアスを与え、高周波信号を入力すると、ドレインの電圧波形は、基本波と奇数次高調波成分による矩形波となり、ドレインの電流波形は基本波と偶数次高調波からなる半波整流波形になる。
This
このため、図3の負荷共振回路40の代わりに、各高調波にその高調波に対応したLC共振部530を用いた場合においても、ダイオード33は、偶数次高調波ではインピーダンスが0、奇数次高調波ではインピーダンスが∞を実現できるため、従来技術より高変換効率のレクテナ装置を実現することができる。または、各高調波にその高調波に対応したLC共振部530を、図9の負荷共振回路40の代わりに用いた場合においても、偶数次高調波ではインピーダンスが0、奇数次高調波ではインピーダンスが∞を実現できるため、従来技術より高変換効率のレクテナ装置を実現することができる。
Therefore, even when the
以上のように、レクテナ装置において、従来技術でキャパシタを用いた回路部に受信信号の各高調波に対応したLC共振回路を用いることで、偶数次高調波ではインピーダンスが0、奇数次高調波ではインピーダンスが∞となるような高調波処理が行え、高調波合成によって整流波形が整形され、マイクロ波またはミリ波等の高周波においても高効率化が可能となる。 As described above, in the rectenna device, the LC resonance circuit corresponding to each harmonic of the received signal is used in the circuit portion using the capacitor in the conventional technique, so that the impedance is 0 for the even-order harmonics and 0 for the odd-order harmonics. Harmonic processing with an impedance of ∞ can be performed, the rectified waveform is shaped by harmonic synthesis, and high efficiency can be achieved even at high frequencies such as microwaves or millimeter waves.
なお、本発明のレクテナ装置は、単独で、あるいは連結して使用することが可能である。また、本発明のレクテナ装置は、無線電力伝送に有用であるが、環境発電と呼ばれるエネルギー・ハーベスティングにも用いることが可能で、汎用性は極めて広い。 The rectenna apparatus of the present invention can be used alone or in combination. The rectenna device of the present invention is useful for wireless power transmission, but can also be used for energy harvesting called energy harvesting, and is extremely versatile.
1・・・レクテナ装置
11・・・アンテナ
12・・・サーキュレータ
13・・・抵抗
21、34、42、44・・・伝送路
22、32・・・寄生容量
23・・・キャパシタ
30・・・整流部
31、41、43、45、46・・・分岐
33・・・ダイオード
40・・・負荷共振回路
T11、T12・・・λ/4線路
T2〜Tn・・・高周波処理スタブ
T2 *〜Tn *・・・補償スタブ
51・・・負荷
530・・・LC共振部
DESCRIPTION OF
Claims (4)
前記受信手段が受信した電波を整流する整流手段と、
前記整流手段が整流した電波の高調波のインピーダンスが、偶数次高調波では零、奇数次高調波では無限大となる共振回路と、
を備えることを特徴とするレクテナ装置。 A receiving means for receiving radio waves;
Rectifying means for rectifying radio waves received by the receiving means;
Resonance circuit in which the impedance of the harmonics of the radio waves rectified by the rectifier is zero for even harmonics and infinite for odd harmonics;
A rectenna device comprising:
前記受信手段が受信した電波の基本波の伝送線路上の波長λの1/4の長さの第1伝送路と、
前記第1伝送路と負荷との間に接続されている前記受信手段が受信した電波の基本波の伝送線路上の波長λの1/4の長さの第2伝送路と、
前記第1伝送線路の出力端子に互いに並列に接続された複数の第1の分布定数線路と、
前記第2伝送線路の入力端子に互いに並列に接続された複数の第2の分布定数線路と、
を備え、
前記第1の分布定数線路は、L=λ/4m(mは2以上nまでの整数)で表される伝送線路長Lであり、mは互いに異なり、
前記第1の分布定数線路は、L=λ(2m−1)/4m(mは2以上nまでの整数)で表される伝送線路長Lであり、mは互いに異なる
ことを特徴とする請求項1に記載のレクテナ装置。 The resonant circuit is:
A first transmission line having a length of ¼ of the wavelength λ on the transmission line of the fundamental wave of the radio wave received by the receiving means;
A second transmission line having a length of ¼ of the wavelength λ on the transmission line of the fundamental wave of the radio wave received by the receiving means connected between the first transmission line and a load;
A plurality of first distributed constant lines connected in parallel to each other to an output terminal of the first transmission line;
A plurality of second distributed constant lines connected in parallel with each other to the input terminal of the second transmission line;
With
The first distributed constant line has a transmission line length L represented by L = λ / 4m (m is an integer from 2 to n), and m is different from each other.
The first distributed constant line has a transmission line length L represented by L = λ (2m−1) / 4m (m is an integer from 2 to n), and m is different from each other. Item 12. The rectenna device according to Item 1.
前記LC共振回路は、一端が接地されて、他端が前記整流手段と前記負荷との接続点に接続されている
ことを特徴とする請求項1または請求項2に記載のレクテナ装置。 The resonant circuit includes an LC resonant circuit in which a plurality of inductors and capacitors corresponding to each harmonic of received radio waves are connected in parallel.
The rectenna device according to claim 1, wherein one end of the LC resonance circuit is grounded and the other end is connected to a connection point between the rectifying unit and the load.
他端が接地されているキャパシタを備える
ことを特徴とする請求項1から請求項3のいずれか1項に記載のレクテナ装置。 One end is connected to the connection point in parallel with the resonance circuit and the resonance circuit, the load,
The rectenna device according to any one of claims 1 to 3, further comprising a capacitor whose other end is grounded.
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