JP2012039783A

JP2012039783A - Inverter device

Info

Publication number: JP2012039783A
Application number: JP2010178556A
Authority: JP
Inventors: Tadashi Kawai; 正河合
Original assignee: Toshiba Schneider Inverter Corp
Current assignee: Toshiba Schneider Inverter Corp
Priority date: 2010-08-09
Filing date: 2010-08-09
Publication date: 2012-02-23
Anticipated expiration: 2030-08-09
Also published as: JP5498313B2

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an inverter device that can accurately calculate input power without adding the function for detecting input current.SOLUTION: An inverter device in an embodiment comprises: internal circuits including a rectification circuit, a smoothing capacitor circuit, an inverter main circuit, and a control power supply circuit; and a control circuit that constitutes a DC circuit section to which a DC power source is supplied from the control power supply circuit and controls the internal circuits. The control circuit calculates losses per each of the internal circuits and calculates the input power of the inverter device by adding the losses to the output power of the inverter device while applying the output current of the inverter main circuit as the variable when calculating the loss of the inverter main circuit.

Description

本発明の実施形態は、インバータ装置に関する。 Embodiments described herein relate generally to an inverter device.

近年、省エネルギー志向から電動機などの負荷装置を駆動する際にインバータ装置を採用することが多くなってきている。これとともに使用者にて省エネルギー量を知りたいという要望を受け、インバータ装置の入出力電力の瞬時値およびその積算値を算出し、表示もしくは信号出力するインバータ装置が増えてきている。 In recent years, an inverter device has been increasingly employed when driving a load device such as an electric motor in order to save energy. At the same time, in response to a request for the user to know the amount of energy saving, an increasing number of inverter devices calculate the instantaneous value of the input / output power of the inverter device and its integrated value and display or signal output.

一般的なインバータ装置の場合、従来、負荷装置の制御およびインバータ装置の保護を目的とした出力電流検出機能を備えている。そのため、インバータ装置は、出力電力については、出力電流から比較的正確に算出することが可能である。しかし、インバータ装置は、一般的には入力電流検出機能を備えていないことから、入力電力を直接算出することができなかった。そのため、インバータ装置は、特定の条件で最適化した演算式を用いて出力電力から入力電力を推測しているものの、運転条件などが変化した場合に正確に入力電力を算出することは困難であった。また、入力電力を算出するために入力電力検出機能を追加することは、インバータ装置の大型化や価格の上昇などを招くという問題もあった。 Conventional inverter devices are conventionally provided with an output current detection function for the purpose of controlling the load device and protecting the inverter device. Therefore, the inverter device can calculate the output power relatively accurately from the output current. However, since the inverter device generally does not have an input current detection function, the input power cannot be directly calculated. Therefore, although the inverter device estimates the input power from the output power using an arithmetic expression optimized under a specific condition, it is difficult to accurately calculate the input power when the operating conditions change. It was. In addition, adding an input power detection function to calculate input power also causes problems such as an increase in the size of an inverter device and an increase in price.

特開２００９−１４５０３号公報JP 2009-14503 A

そこで、入力電流検出機能を追加することなく、入力電力を精度よく算出可能なインバータ装置を提供する。 Therefore, an inverter device capable of calculating input power with high accuracy without adding an input current detection function is provided.

本実施形態のインバータ装置によれば、整流回路、平滑コンデンサ回路、インバータ主回路、制御電源回路からなる内部回路と、制御電源回路から直流電源の供給を受ける直流部回路を構成し、これら内部回路を制御する制御回路と、を備えている。制御回路は、内部回路ごとに損失を算出し、それらの損失をインバータ装置の出力電力に加算することによりインバータ装置の入力電力を算出するとともに、インバータ主回路の損失を算出するときには、インバータ主回路の出力電流を変数とする。 According to the inverter device of the present embodiment, an internal circuit composed of a rectifier circuit, a smoothing capacitor circuit, an inverter main circuit, and a control power supply circuit, and a DC unit circuit that receives supply of DC power from the control power supply circuit are configured. And a control circuit for controlling. The control circuit calculates the loss for each internal circuit, and calculates the input power of the inverter device by adding those losses to the output power of the inverter device. When calculating the loss of the inverter main circuit, the control circuit The output current of is a variable.

第１実施形態によるインバータ装置の電気的構成を示す図The figure which shows the electrical constitution of the inverter apparatus by 1st Embodiment. 第２実施形態によるインバータ装置の電気的構成を示す図The figure which shows the electrical constitution of the inverter apparatus by 2nd Embodiment. 第３実施形態によるインバータ装置の平滑コンデンサ回路の消費電力の関係を示す図The figure which shows the relationship of the power consumption of the smoothing capacitor circuit of the inverter apparatus by 3rd Embodiment. 第４実施形態によるインバータ装置の整流回路の消費電力の関係を示す図The figure which shows the relationship of the power consumption of the rectifier circuit of the inverter apparatus by 4th Embodiment 第５実施形態によるインバータ装置の電気的構成を示す図The figure which shows the electrical structure of the inverter apparatus by 5th Embodiment. 第８実施形態によるインバータ装置の電気的構成を示す図The figure which shows the electrical structure of the inverter apparatus by 8th Embodiment. 第１１実施形態による演算に用いるテーブルを示す図The figure which shows the table used for the calculation by 11th Embodiment. その他の実施形態によるインバータ装置の電気的構成を示す図The figure which shows the electric constitution of the inverter apparatus by other embodiment.

以下、複数の実施形態によるインバータ装置を図面に基づいて説明する。なお、各実施形態において実質的に同一の構成部位には同一の符号を付し、説明を省略する。
（第１実施形態）
以下、第１実施形態によるインバータ装置について、図１に基づいて説明する。 Hereinafter, inverter devices according to a plurality of embodiments will be described with reference to the drawings. In addition, in each embodiment, the same code | symbol is attached | subjected to the substantially same component, and description is abbreviate | omitted.
(First embodiment)
Hereinafter, the inverter device according to the first embodiment will be described with reference to FIG.

図１に示すように、インバータ装置１は、入力側において交流電源２に接続し、出力側において電動機３に接続している。インバータ装置１は、負荷装置としての電動機３を駆動する交流電力を出力する。本実施形態では、負荷装置として三相交流電動機を想定している。インバータ装置１は、内部回路としての整流回路４、平滑コンデンサ回路５、インバータ主回路６、制御電源回路７、操作パネル８、および制御回路９などを備えている。なお、図１では、信号の流れを実線の矢印にて示し、制御電源回路７から供給される直流電圧を破線の矢印にて示している。また、図示しないものの、インバータ装置１は、外部の制御装置等との間で各種の信号を通信可能な通信手段なども備えている。 As shown in FIG. 1, the inverter device 1 is connected to an AC power source 2 on the input side and is connected to an electric motor 3 on the output side. The inverter device 1 outputs AC power that drives an electric motor 3 as a load device. In this embodiment, a three-phase AC motor is assumed as the load device. The inverter device 1 includes a rectifier circuit 4 as an internal circuit, a smoothing capacitor circuit 5, an inverter main circuit 6, a control power supply circuit 7, an operation panel 8, a control circuit 9, and the like. In FIG. 1, the flow of signals is indicated by solid arrows, and the DC voltage supplied from the control power supply circuit 7 is indicated by broken arrows. Although not shown, the inverter device 1 also includes a communication unit that can communicate various signals with an external control device or the like.

整流回路４は、例えばダイオードなどの整流素子を直列に接続した直列回路を３相分並列に接続した周知の回路構成のものである。この整流回路４は、交流電源２から供給される３相の交流電圧を整流して直流電圧に変換する。平滑コンデンサ回路５は、整流回路４の出力側において整流回路４と並列に接続されている。平滑コンデンサ回路５は、平滑コンデンサを備えており、整流回路４から出力される直流電圧を平滑化する。インバータ主回路６は、複数のスイッチング素子を組み合わせた周知の三相ブリッジ回路により構成されている。インバータ主回路６は、スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いている。このインバータ主回路６は、平滑コンデンサ回路５で平滑化された直流電圧を制御回路９から出力される制御信号に基づいて変換し、電動機３に３相の交流電圧を出力する。制御電源回路７は、制御回路９や操作パネル８などに直流電源を供給する。操作パネル８は、例えば７セグメントＬＥＤ表示器などで構成された表示部８ａ、複数の操作スイッチ類８ｂを備えている。操作パネル８は、操作スイッチ類８ｂから使用者の操作入力を受け付けるとともに、インバータ装置１の運転状態などを表示部８ａに表示する。なお、表示部８ａは、液晶表示器などであってもよい。 The rectifier circuit 4 has a known circuit configuration in which a series circuit in which rectifier elements such as diodes are connected in series is connected in parallel for three phases. The rectifier circuit 4 rectifies and converts a three-phase AC voltage supplied from the AC power source 2 into a DC voltage. The smoothing capacitor circuit 5 is connected in parallel with the rectifier circuit 4 on the output side of the rectifier circuit 4. The smoothing capacitor circuit 5 includes a smoothing capacitor, and smoothes the DC voltage output from the rectifier circuit 4. The inverter main circuit 6 is configured by a known three-phase bridge circuit in which a plurality of switching elements are combined. The inverter main circuit 6 uses an IGBT as a switching element. The inverter main circuit 6 converts the DC voltage smoothed by the smoothing capacitor circuit 5 based on a control signal output from the control circuit 9, and outputs a three-phase AC voltage to the motor 3. The control power circuit 7 supplies DC power to the control circuit 9 and the operation panel 8. The operation panel 8 includes a display unit 8a configured by, for example, a 7-segment LED display and a plurality of operation switches 8b. The operation panel 8 accepts a user's operation input from the operation switches 8b and displays the operation state of the inverter device 1 on the display unit 8a. The display unit 8a may be a liquid crystal display.

制御回路９は、図示しないＣＰＵ、ＲＯＭおよびＲＡＭなどで構成されたマイクロコンピュータ、およびＥＥＰＲＯＭ１０を備えている。ＥＥＰＲＯＭ１０は、インバータ装置１の制御データや保守データなどを記憶する。なお、ＥＥＰＲＯＭ１０は、マイクロコンピュータのＲＯＭと共用する構成であってもよい。制御回路９は、例えばＲＯＭに記憶されているコンピュータプログラムに従って、また、操作パネル８からの操作入力に従って、インバータ装置１全体を制御する。具体的には、制御回路９は、操作パネル８からの運転指令および周波数指令に基づいて、ドライブ信号すなわちインバータ主回路６をスイッチング動作させるための制御信号を生成する。制御回路９は、生成した制御信号をドライブ回路１１を介してインバータ主回路６に出力する。これにより、インバータ主回路６から３相交流電圧が電動機３に供給され、電動機３は、周波数指令に応じた速度で運転される。このとき、制御回路９は、電圧検出回路１２で検出したインバータ主回路６への入力電圧、および電流検出回路１３により検出したインバータ主回路６の出力電流に基づいて、例えばベクトル制御により電動機３を制御する。つまり、電圧検出回路１２および電流検出回路１３は、一般的なインバータ装置が備えている内部回路であると言える。 The control circuit 9 includes an unillustrated CPU, a microcomputer composed of a ROM and a RAM, and an EEPROM 10. The EEPROM 10 stores control data and maintenance data for the inverter device 1. The EEPROM 10 may be shared with the ROM of the microcomputer. The control circuit 9 controls the entire inverter device 1 according to, for example, a computer program stored in the ROM or according to an operation input from the operation panel 8. Specifically, the control circuit 9 generates a drive signal, that is, a control signal for switching the inverter main circuit 6 based on the operation command and the frequency command from the operation panel 8. The control circuit 9 outputs the generated control signal to the inverter main circuit 6 via the drive circuit 11. Thereby, the three-phase AC voltage is supplied from the inverter main circuit 6 to the electric motor 3, and the electric motor 3 is operated at a speed according to the frequency command. At this time, the control circuit 9 controls the electric motor 3 by, for example, vector control based on the input voltage to the inverter main circuit 6 detected by the voltage detection circuit 12 and the output current of the inverter main circuit 6 detected by the current detection circuit 13. Control. That is, it can be said that the voltage detection circuit 12 and the current detection circuit 13 are internal circuits included in a general inverter device.

さて、このような構成のインバータ装置１においては、従来、特定の条件におけるインバータ装置１の損失を予め実験などにより求めておき、例えば以下のような単純な演算式で入力電力を算出していた。 Now, in the inverter device 1 having such a configuration, conventionally, the loss of the inverter device 1 under a specific condition is obtained in advance by experiments or the like, and for example, the input power is calculated by the following simple arithmetic expression. .

（ｉ）入力電力＝出力電力（ｋＷ）×１．０３
（ｉｉ）入力電力＝出力電力（ｋＷ）＋０．０５×インバータ定格電力（ｋＷ）
（ｉ）の場合には、特定の条件において損失がインバータ装置の出力電力の３％であったこと、（ｉｉ）の場合には、特定の条件において損失がインバータ装置の定格電力の５％であったことなど、実験或いは経験により入力電力の推測を行っている。すなわち、これらの演算式は、キャリア周波数や出力周波数、２相又は３相の違いによる制御の切替え、あるいは電動機３の種類等の要因を考慮することなく特定の条件で最適化されたものである。換言すると、上記した演算式は、最適化された条件以外においては、誤差要因となっていた。 (I) Input power = Output power (kW) × 1.03
(Ii) Input power = Output power (kW) + 0.05 × Inverter rated power (kW)
In the case of (i), the loss was 3% of the output power of the inverter device under a specific condition. In the case of (ii), the loss was 5% of the rated power of the inverter device under a specific condition. The input power is estimated by experiment or experience. That is, these arithmetic expressions are optimized under specific conditions without considering factors such as carrier frequency, output frequency, control switching due to the difference between two or three phases, or the type of the motor 3. . In other words, the arithmetic expression described above is an error factor except for the optimized conditions.

そこで、本実施形態では、出力電流に基づいて損失を求めることによって入力電力の算出の精度を高めている。以下、出力電流に基づく入力電力の算出について、詳細に説明する。 Therefore, in this embodiment, the accuracy of calculation of input power is increased by obtaining a loss based on the output current. Hereinafter, the calculation of the input power based on the output current will be described in detail.

まず、入力電力をＰ_i（Ｗ）、インバータ装置１の出力電力をＰ_Eout（Ｗ）、インバータ装置１における損失をＰ_total（Ｗ）とすると、それらの間には以下の関係式が成立する。 First, when the input power is P _i (W), the output power of the inverter device 1 is P _Eout (W), and the loss in the inverter device 1 is P _total (W), the following relational expression is established between them. .

Ｐ_i＝Ｐ_Eout＋Ｐ_total ・・・（１）
ここで、インバータ装置１の出力電力Ｐ_Eoutは、ベクトル制御に用いるｄ−ｑ変換された出力電流（ｄ軸電流Ｉ_d、ｑ軸電流Ｉ_q）および出力電圧（ｄ軸電圧Ｖ_d、ｑ軸電圧Ｖ_q）により、 P _i = P _Eout + P _total (1)
Here, the output power P _Eout of the inverter device 1 is the dq converted output current (d-axis current I _d , q-axis current I _q ) and output voltage (d-axis voltage V _d , q-axis) used for vector control. Voltage V _q )

として算出することができる。
また、インバータ装置１の損失Ｐ_totalは、内部回路ごとの損失の合計として、以下のように算出することができる。
Ｐ_total＝Ｐ_rec＋Ｐ_capa＋Ｐ_cont＋Ｐ_inv ・・・（３）
ただし、
Ｐ_rec：整流回路４の損失（Ｗ）
Ｐ_capa：平滑コンデンサ回路５の損失（Ｗ）
Ｐ_cont：制御電源回路７の損失（Ｗ）
Ｐ_inv：インバータ主回路６の損失（Ｗ）
ここで、制御電源回路７の損失Ｐ_contは、制御電源回路７における変換損失と、操作パネル８や制御回路９など制御電源回路７から直流電源の供給を受ける直流回路部における消費電力とを含めたものとする。 Can be calculated as
Further, the loss P _total of the inverter device 1 can be calculated as follows as the total loss for each internal circuit.
P _total = P _rec + P _capa + P _cont + P _inv (3)
However,
_Prec : Loss of rectifier circuit 4 (W)
P _capa : Loss of smoothing capacitor circuit 5 (W)
P _cont : Loss of control power circuit 7 (W)
P _inv : Loss of inverter main circuit 6 (W)
Here, the loss P _cont of the control power supply circuit 7 includes the conversion loss in the control power supply circuit 7 and the power consumption in the DC circuit unit that receives the DC power supply from the control power supply circuit 7 such as the operation panel 8 and the control circuit 9. Shall be.

このインバータ装置１の損失Ｐ_totalのうち、損失の主たる要因は、インバータ主回路６の損失Ｐ_invと考えられる。そのため、本実施形態では、整流回路４の損失Ｐ_rec、平滑コンデンサ回路５の損失Ｐ_capa、および制御電源回路の損失Ｐ_contについては、予め実験により求めた定数値、あるいは、インバータ主回路６出力電力に比例した値やインバータ主回路６の出力電力に基づいて関数で算出した値として取り扱うものとする。そして、インバータ主回路６の損失Ｐ_invについては、以下のように算出する。 Of the loss P _total of the inverter device 1, the main factor of the loss is considered to be the loss P _inv of the inverter main circuit 6. Therefore, in this embodiment, the loss P _rec of the rectifier circuit 4, the loss P _capa of the smoothing capacitor circuit 5, and the loss P _cont of the control power supply circuit are constant values obtained by experiments in advance or the output of the inverter main circuit 6. It is assumed that a value proportional to the power or a value calculated by a function based on the output power of the inverter main circuit 6 is assumed. Then, the loss P _inv of the inverter main circuit 6 is calculated as follows.

インバータ主回路６は、各相に２個ずつのＩＧＢＴを直列に接続してなるアーム部を３相分設けた構成となっている。すなわち、インバータ主回路６には、６個のＩＧＢＴが存在している。その場合、インバータ主回路６の損失は、以下の（４）式にて表すことができる。なお、例えば１ヶ所のスイッチング部が複数のＩＧＢＴにより構成されている場合や、ＩＧＢＴ以外のスイッチング素子が用いられている場合など、インバータ主回路６が他の構成の場合、それぞれの構成に合わせて変更すればよい。 The inverter main circuit 6 has a configuration in which three phases are provided for each phase by connecting two IGBTs in series for each phase. That is, there are six IGBTs in the inverter main circuit 6. In that case, the loss of the inverter main circuit 6 can be expressed by the following equation (4). For example, when the inverter main circuit 6 has another configuration, such as when one switching unit is configured by a plurality of IGBTs or when a switching element other than the IGBT is used, according to each configuration. Change it.

Ｐ_inv＝（Ｐ_Tc＋Ｐ_Tsw＋Ｐ_Dc＋Ｐ_Dsw）×６・・・（４）
ただし、
Ｐ_Tc：ＩＧＢＴの導通損失（Ｗ）
Ｐ_Tsw：ＩＧＢＴのスイッチング損失（Ｗ）
Ｐ_Dc：ＦＲＤの導通損失（Ｗ）。ＦＲＤ：フリーホイールダイオード。
Ｐ_Dsw：ＦＲＤのスイッチング損失（Ｗ）
そして、これらの各成分は、以下の式にて表すことができる。 P _inv = (P _Tc + P _Tsw + P _Dc + P _Dsw ) × 6 (4)
However,
P _Tc : IGBT conduction loss (W)
P _Tsw : IGBT switching loss (W)
P _Dc : FRD conduction loss (W). FRD: Freewheel diode.
P _Dsw : FRD switching loss (W)
Each of these components can be expressed by the following formula.

ただし、
Ｖ_ce0：ＩＧＢＴコレクタ・エミッタ間スレッショルド電圧（Ｖ）
Ｒ_IGBT：ＩＧＢＴスロープ抵抗（Ω）
Ｖ_f0：ＦＲＤスレッショルド電圧（Ｖ）
Ｒ_diode：ＦＲＤスロープ抵抗（Ω）
Ｅ_on：Ｖ_ce＿m、ｉ_c＿mの条件で測定されたＩＧＢＴのターンオン時のエネルギー損失（Ｊ）
Ｅ_off：Ｖ_ce＿m、ｉ_c＿mの条件で測定されたＩＧＢＴのターンオフ時のエネルギー損失（Ｊ）
Ｅ_rr：Ｖ_m、ｉ_mの条件で測定されたＦＲＤの逆回復時のエネルギー損失（Ｊ）
Ｍ：変調率 However,
V _ce0 : IGBT collector-emitter threshold voltage (V)
R _IGBT : IGBT slope resistance (Ω)
V _f0 : FRD threshold voltage (V)
R _diode : FRD slope resistance (Ω)
E _on : IGBT's energy loss at turn-on (J) measured under conditions of V _{ce_m} and _{ic_m}
E _off : Energy loss at IGBT turn-off (J) measured under the conditions of V _{ce_m} and _{ic_m}
E _rr: V _m, i reverse recovery time of the energy loss conditions measured FRD in the _m (J)
M: Modulation rate

ｆ_sw：キャリア周波数
Ｖ_DC：直流部電圧（Ｖ）。インバータ主回路６への入力電圧（直流部電圧値に相当）。
ｃｏｓ（φ）：インバータ装置１の出力力率。以下の（９）式で算出する。 f _sw : carrier frequency V _DC : DC voltage (V). Input voltage to the inverter main circuit 6 (corresponding to a DC voltage value).
cos (φ): The output power factor of the inverter device 1. It calculates with the following (9) Formula.

なお、ｃｏｓ（φ）の算出には、モータ制御ソフトウェアで演算される推定値を用いてもよい。具体的には（２）式における電流ベクトル（ｄ軸電流Ｉ_dとｑ軸電流Ｉ_qの合成値）と、電圧ベクトル（ｄ軸電圧Ｖ_dとｑ軸電圧Ｖ_qとの合成値）との位相差がφになるため、これによりｃｏｓ（φ）を算出できる。
α：制御方式による変換係数。制御方式の相数により以下のように切り替える。
・３相制御方式の場合 α＝１・・・（１０）
・２相制御方式の場合 α＝（１／２）×（２−ｃｏｓ（φ））・・・（１１） Note that an estimated value calculated by the motor control software may be used for calculating cos (φ). Specifically, the current vector (combination value of d-axis current I _d and q-axis current I _q ) and the voltage vector (combination value of d-axis voltage V _d and q-axis voltage V _q ) in equation (2) Since the phase difference is φ, cos (φ) can be calculated.
α: Conversion coefficient according to the control method. Change as follows according to the number of phases of the control method.
・ Three-phase control method α = 1 (10)
In the case of the two-phase control method α = (1/2) × (2-cos (φ)) (11)

ここで、Ｖ_ce0、Ｒ_IGBT、Ｖ_f0、Ｒ_diodeはメーカのデータシードから入手可能な値であり、Ｅ_on、Ｅ_off、Ｅ_rrはメーカのデータシード又は実測により入手可能な値であり、出力電流は電流検出回路１３の出力データから演算可能であり、Ｖ_DCは電圧検出回路１２により取得可能である。また、ｃｏｓ（φ₀）は、電動機３の定格周波数における力率であり、電動機メーカの提供する試験成績表から取得可能である。そのため、ｃｏｓ（φ₀）は、使用者が変更可能なパラメータとしても設定可能である。ただし、電動機３の力率は、メーカによって多少の変動はあるものの、同種の電動機３であれば主に電動機３の定格容量に依存していることが周知である。そこで、電動機３の定格容量をＰ_motor（ｋＷ）とし、上記した式に変えて、以下の（１２）式のように関数として予めＥＥＰＲＯＭ１０などに記憶させておいてもよい。 Here, V _ce0 , R _IGBT , V _f0 , and R _diode are values that can be obtained from the manufacturer's data seed, and E _on , E _off , and E _rr are values that can be obtained from the manufacturer's data seed or actual measurement, The output current can be calculated from the output data of the current detection circuit 13, and _VDC can be acquired by the voltage detection circuit 12. Further, cos (φ ₀ ) is a power factor at the rated frequency of the electric motor 3 and can be obtained from a test result table provided by the electric motor manufacturer. Therefore, cos (φ ₀ ) can also be set as a parameter that can be changed by the user. However, it is well known that the power factor of the electric motor 3 mainly depends on the rated capacity of the electric motor 3 if the electric motor 3 is of the same type, although there are some fluctuations depending on the manufacturer. Therefore, the rated capacity of the electric motor 3 may be P _motor (kW), and may be stored in advance in the EEPROM 10 as a function as shown in the following equation (12) instead of the above equation.

ｃｏｓ（φ₀）＝ｆ₂（Ｐ_motor）・・・（１２）
この場合、同種の電動機３であれば同一の関数を適用することも可能である。ただし、例えば誘導電動機と同期電動機とを比較すると、その力率は大きく異なり、一般的に同期電動機のほうが力率が高い。そのため、インバータ装置１を誘導電動機および同期電動機の双方に適用可能にする場合には、電動機３の種類に応じて、すなわち、インバータ装置１の駆動条件に応じて、ｃｏｓ（φ）の演算に用いる（１２）式の関数を切り替える構成としてもよい。 cos (φ ₀ ) = f ₂ (P _motor ) (12)
In this case, the same function can be applied to the same type of electric motor 3. However, for example, when comparing an induction motor and a synchronous motor, their power factors are greatly different, and a synchronous motor generally has a higher power factor. Therefore, when the inverter device 1 can be applied to both the induction motor and the synchronous motor, it is used for the calculation of cos (φ) according to the type of the motor 3, that is, according to the drive condition of the inverter device 1. It is good also as a structure which switches the function of (12) Formula.

ところで、上記した（４）式から（１２）式で明らかなように、インバータ主回路６の損失Ｐ_invは出力電流に対して２次関数となっている。また、インバータ主回路６の損失Ｐ_invは、使用されるスイッチング素子の特性に依存する各係数にもある程度は依存する。ただし、インバータ主回路６の損失Ｐ_invの変数である変調率Ｍ、出力電流、キャリア周波数ｆ_sw、直流部電圧Ｖ_DC、力率ｃｏｓ（φ）、および変換係数αのうち、最も損失Ｐ_invの大きさに寄与するのは、出力電流であると考えられる。なお、力率ｃｏｓ（φ）は制御ソフトで演算の推定値を使う場合には変数と考えられるが、（９）式を用いる使う場合にはｃｏｓ（φ₀）が変数であり、また、ｃｏｓ（φ）自体が出力電流の関数である。しかし、従来の入力電力の算出方法においては、出力電力×１．０３、あるいは、出力電力＋０．０５×インバータ定格電力のように、いずれも電力（出力電力、定格電力）を変数としている。換言すると、インバータ装置１の損失Ｐ_totalの各要素がいずれも電力に依存（比例）しているとした思想に基づくものである。 By the way, as apparent from the above equations (4) to (12), the loss P _inv of the inverter main circuit 6 is a quadratic function with respect to the output current. Further, the loss P _inv of the inverter main circuit 6 also depends to some extent on each coefficient depending on the characteristics of the switching element used. However, the modulation factor M is a variable loss P _inv of the inverter main circuit 6, the output current, the carrier frequency f _sw, the DC unit voltage V _DC, the power factor cos (phi), and among the transform coefficients alpha, most losses P _inv It is considered that the output current contributes to the magnitude of. The power factor cos (φ) is considered a variable when the estimated value of the calculation is used in the control software, but cos (φ ₀ ) is a variable when using the equation (9), and cos (Φ) itself is a function of the output current. However, in the conventional calculation method of input power, power (output power, rated power) is used as a variable, such as output power × 1.03 or output power + 0.05 × inverter rated power. In other words, it is based on the idea that each element of the loss P _total of the inverter device 1 is dependent (proportional) on electric power.

また、インバータ装置１の損失Ｐ_totalの各要素の中で最も大きな割合を占めるのは上記したようにインバータ主回路６の損失Ｐ_invであるが、従来の算出方法の誤差原因がいずれも損失Ｐ_totalの推定に出力電力もしくはそれに類する物理量を用いている。つまり、入力電力の算出において、最も演算結果に寄与する出力電流ではなく、出力電力を用いていることが従来の算出方法の主な誤差要因であると考えられる。この場合、より具体的には、この誤差が大きくなる一例として低周波数にて運転している場合が挙げられる。インバータ装置１は基本原理として出力電圧と出力周波数がほぼ比例するような出力を行うことでモータの可変速駆動を行っている。その一方で、インバータ装置１にはスイッチング素子等の特性の制限から、定格出力電流が定められている。換言すると、インバータ装置１は、出力周波数に依存せず一定の交流電流を出力できるのである。このことから、電動機３を基底周波数（例えば６０Ｈｚ）と１０Ｈｚとにおいてそれぞれインバータ装置１の定格電流で駆動した場合、電流値は一定であるが、出力電力はおよそ６対１となる。つまり、電動機３の基底周波数で最適化された出力電力を用いる従来例の場合、算出される入力電力がおよそ６対１となる。 Further, as described above, the loss P _inv of the inverter main circuit 6 occupies the largest ratio among the elements of the loss P _total of the inverter device 1. Output power or a physical quantity similar to it is used for estimation of _total . That is, in calculating the input power, it is considered that the main error factor of the conventional calculation method is that the output power is used instead of the output current that contributes most to the calculation result. In this case, more specifically, an example in which this error increases is a case where the vehicle is operating at a low frequency. As a basic principle, the inverter device 1 performs variable speed driving of a motor by performing output such that an output voltage and an output frequency are substantially proportional. On the other hand, the rated output current is determined for the inverter device 1 due to the limitation of the characteristics of the switching elements and the like. In other words, the inverter device 1 can output a constant alternating current without depending on the output frequency. From this, when the electric motor 3 is driven with the rated current of the inverter device 1 at the base frequency (for example, 60 Hz) and 10 Hz, respectively, the current value is constant, but the output power is about 6 to 1. That is, in the case of the conventional example using the output power optimized at the base frequency of the electric motor 3, the calculated input power is about 6 to 1.

これに対して、本実施形態によれば、インバータ主回路６の損失Ｐ_invを出力電流に基づいて算出していることから、電動機３を基底周波数（例えば６０Ｈｚ）と１０Ｈｚとにおいて定格電流で駆動した場合であっても、インバータ主回路６の損失Ｐ_invがほぼ一定値として算出される。これにより、インバータ装置１の損失Ｐ_total、ひいては、入力電力Ｐ_iをより正確に算出することができる。 On the other hand, according to the present embodiment, since the loss P _inv of the inverter main circuit 6 is calculated based on the output current, the motor 3 is driven at the rated current at the base frequency (for example, 60 Hz) and 10 Hz. Even in this case, the loss P _inv of the inverter main circuit 6 is calculated as a substantially constant value. Thus, the loss P _total of the inverter device 1, and thus, it is possible to more accurately calculate the input power P _i.

また、入力電力を算出するために入力電力検出機能を追加することなく入力電力の算出が可能になるので、インバータ装置１の大型化や価格の上昇などを招くこともない。
また、正確に算出された入力電力を表示部８ａに表示したり、外部の制御装置に信号出力したりすることにより、使用者の省エネの割合を知りたいという要望に応えることができる。
また、整流回路４の損失Ｐ_rec、平滑コンデンサ回路５の損失Ｐ_capa、および制御電源回路の損失Ｐ_contを定数値あるいはインバータ主回路６出力電力に比例した値などとしているので、演算の簡略化および効率化を図ることができる。 Further, since it is possible to calculate the input power without adding an input power detection function for calculating the input power, the inverter device 1 is not increased in size or price.
Further, by displaying the accurately calculated input power on the display unit 8a or outputting a signal to an external control device, it is possible to meet the user's desire to know the energy saving ratio.
Further, since the loss P _rec of the rectifier circuit 4, the loss P _capa of the smoothing capacitor circuit 5, and the loss P _cont of the control power supply circuit are set to constant values or values proportional to the output power of the inverter main circuit 6, the calculation is simplified. In addition, efficiency can be improved.

（第２実施形態）
次に第２実施形態のインバータ装置を図２に基づいて説明する。第２実施形態では、制御電源回路の損失を、直流回路部を構成するそれぞれの回路の動作状態に応じて算出する点において第１実施形態と異なっている。 (Second Embodiment)
Next, the inverter apparatus of 2nd Embodiment is demonstrated based on FIG. The second embodiment is different from the first embodiment in that the loss of the control power supply circuit is calculated according to the operation state of each circuit constituting the DC circuit unit.

図２に示すように、第２実施形態のインバータ装置２０は、第１実施形態の構成に加えて、冷却ファン２１、２個の拡張コネクタ２２、通信オプション２３、拡張端子台オプション２４、制御端子台２５を備えている。冷却ファン２１は、インバータ装置２０内の空気に強制対流を起こし、インバータ装置２０内を冷却する。拡張コネクタ２２は、インバータ装置２０のオプション機能を実現する所謂拡張ユニット（或いは拡張カード）が接続される。本実施形態では、拡張ユニットとして、通信機能を提供する通信オプション２３、および出力端子を増加させる拡張端子台オプション２４が接続されている。なお、拡張コネクタ２２の数や拡張ユニットの種類は、これに限定されない。制御端子台２５は、例えば制御回路９と外部の装置との間で電気信号などを授受するインターフェース機能を提供する。これら冷却ファン２１、通信オプション２３、拡張端子台オプション２４および制御端子台２５には、制御電源回路７から電源が供給される。 As shown in FIG. 2, in addition to the configuration of the first embodiment, the inverter device 20 of the second embodiment includes a cooling fan 21, two expansion connectors 22, a communication option 23, an expansion terminal block option 24, and a control terminal. A stand 25 is provided. The cooling fan 21 causes forced convection in the air in the inverter device 20 to cool the inverter device 20. The expansion connector 22 is connected to a so-called expansion unit (or expansion card) that realizes an optional function of the inverter device 20. In this embodiment, a communication option 23 that provides a communication function and an expansion terminal block option 24 that increases output terminals are connected as an expansion unit. The number of expansion connectors 22 and the types of expansion units are not limited to this. The control terminal block 25 provides an interface function for exchanging electrical signals between the control circuit 9 and an external device, for example. Power is supplied from the control power supply circuit 7 to the cooling fan 21, the communication option 23, the extension terminal block option 24 and the control terminal block 25.

さて、第１実施形態では（３）式において制御電源回路の損失Ｐ_contを回路の動作状態に依存しない値としたが、本実施形態のように冷却ファン２１や拡張ユニットを備えている場合、冷却ファン２１の動作によって、また、拡張ユニットによって消費される電力が発生する。すなわち、制御電源回路の損失Ｐ_contが一定ではなくなることが想定される。そこで、本実施形態では、これら制御電源回路７から直流電源が供給される直流回路部について、動作状態に応じて消費電力を算出している。 In the first embodiment, the loss P _cont of the control power supply circuit is a value that does not depend on the operation state of the circuit in the expression (3). However, when the cooling fan 21 and the expansion unit are provided as in this embodiment, The power consumed by the expansion unit is generated by the operation of the cooling fan 21. That is, it is assumed that the loss P _cont of the control power supply circuit is not constant. Therefore, in the present embodiment, power consumption is calculated according to the operating state of the DC circuit unit to which DC power is supplied from the control power circuit 7.

具体的には、制御電源回路の損失Ｐ_contを以下の式にて算出する。
＜冷却ファン２１駆動中＞
Ｐ_cont＝（１／Ｋ）×（Ｐ_cont＿1＋Ｐ_DC＿fan）・・・（１３）
＜冷却ファン２１停止中＞
Ｐ_cont＝（１／Ｋ）×（Ｐ_cont＿1）・・・（１４）
ただし、
Ｋ：制御電源回路７の変換効率（定数）
Ｐ_cont＿1：冷却ファン２１以外の直流回路部における消費電力（Ｗ）
＝Ｐ_cont＿A＋Ｐ_cont＿opt1＋Ｐ_cont＿opt2＋Ｐ_cont＿opt3 ・・・（１５）
Ｐ_DC＿fan：冷却ファン２１の消費電力（Ｗ）
Ｐ_cont＿A：冷却ファン２１と拡張ユニット以外の直流回路部の消費電力（Ｗ）
Ｐ_cont＿opt1：通信オプション２３の消費電力（Ｗ）
Ｐ_cont＿opt2：拡張端子台オプション２４の消費電力（Ｗ）
Ｐ_cont＿opt3：制御端子台２５の消費電力（Ｗ）
このように、制御電源回路７の損失を、直流回路部を構成する回路の動作状態に応じて算出することにより、例えば冷却ファン２１の消費電力が大きい場合にその影響を考慮に入れて損失を算出することができる。また、各拡張ユニットでの消費電力をあらかじめ測定しておき、接続コネクタに取り付けられたことを認識している拡張ユニットにおける消費電力を加算することで、より正確な入力電力の算出が可能となる。また、拡張ユニットの数が異なる場合には、それに応じて（１５）式のパラメータを増減させればよい。もちろん、拡張ユニットの消費電力を算出する際に、拡張ユニットが接続されているか否かだけでなく、その拡張ユニットが動作しているか否かをも考慮して消費電力を算出してもよい。また、インバータ装置１の純正オプション以外の拡張ユニットが接続される可能性がある場合を想定し、拡張ユニットの消費電力を使用者が設定可能なパラメータとしてもよい。 Specifically, the loss P _cont of the control power supply circuit is calculated by the following formula.
<During cooling fan 21 driving>
P _cont = (1 / K) × (P _{cont_1} + P _{DC_fan} ) (13)
<During cooling fan 21 stop>
_{P cont = (1 / K)} × (P cont_1) ··· (14)
However,
K: Conversion efficiency of control power circuit 7 (constant)
P _{cont_1} : Power consumption (W) in the DC circuit unit other than the cooling fan 21
= P _{cont_A} + P _{cont_opt1} + P _{cont_opt2} + P _{cont_opt3} (15)
P _{DC_fan} : Power consumption (W) of the cooling fan 21
P _{cont_A} : Power consumption (W) of the DC circuit unit other than the cooling fan 21 and the expansion unit
P _{cont_opt1} : Power consumption (W) of communication option 23
P _{cont_opt2} : Power consumption (W) of the extension terminal block option 24
P _{cont_opt3} : Power consumption of control terminal block 25 (W)
In this way, by calculating the loss of the control power supply circuit 7 according to the operating state of the circuit constituting the DC circuit unit, for example, when the power consumption of the cooling fan 21 is large, the loss is taken into consideration. Can be calculated. In addition, it is possible to calculate the input power more accurately by measuring the power consumption in each expansion unit in advance and adding the power consumption in the expansion unit that is recognized as being attached to the connection connector. . If the number of expansion units is different, the parameter in equation (15) may be increased or decreased accordingly. Of course, when calculating the power consumption of the expansion unit, the power consumption may be calculated in consideration of not only whether the expansion unit is connected but also whether the expansion unit is operating. Further, assuming that there is a possibility that an expansion unit other than the genuine option of the inverter device 1 may be connected, the power consumption of the expansion unit may be a parameter that can be set by the user.

（第３実施形態）
次に第３実施形態のインバータ装置を図３に基づいて説明する。第３実施形態では、平滑コンデンサ回路における損失を平滑コンデンサ回路の出力電力の関数としている点において第１実施形態と異なっている。尚、第３実施形態のインバータ装置は、第１実施形態と同様であるので、図１をも参照しながら説明する。 (Third embodiment)
Next, the inverter apparatus of 3rd Embodiment is demonstrated based on FIG. The third embodiment differs from the first embodiment in that the loss in the smoothing capacitor circuit is a function of the output power of the smoothing capacitor circuit. In addition, since the inverter apparatus of 3rd Embodiment is the same as that of 1st Embodiment, it demonstrates, also referring FIG.

平滑コンデンサ回路５では、回路を構成する平滑コンデンサにおいて電力が消費される。このとき、平滑コンデンサ回路５の損失Ｐ_capaは、以下の（１６）式にて表される。
Ｐ_capa＝Ｒ_capa・Ｉ_ripple ² ・・・（１６）
ただし、
Ｒ_capa：等価直列抵抗（Ω）
Ｉ_ripple：コンデンサのリプル電流（Ａ）
なお、Ｒ_capaおよびＩ_rippleは、平滑コンデンサ回路５が複数のコンデンサを直列あるいは並列に接続して構成されている場合、それら全体を１つのコンデンサとみなしたときの換算値である。 In the smoothing capacitor circuit 5, electric power is consumed in the smoothing capacitor constituting the circuit. At this time, the loss P _capa of the smoothing capacitor circuit 5 is expressed by the following equation (16).
P _capa = R _capa · I _ripple ² (16)
However,
R _capa : Equivalent series resistance (Ω)
I _ripple : Capacitor ripple current (A)
Note that R _capa and I _ripple are converted values when the smoothing capacitor circuit 5 is configured by connecting a plurality of capacitors in series or in parallel, and the entire capacitor is regarded as one capacitor.

ところで、Ｒ_capaはコンデンサのデータシートから取得可能な値であるが、Ｉ_rippleは実際に測定する必要があるため、電流を検出する回路の追加が必要となる。そのため、（１６）式をそのままインバータ装置１における演算に採用することは困難である。そこで、本実施形態では、平滑コンデンサ回路５から後段のインバータ主回路６に出力される出力電力Ｐ_DC＿2から損失Ｐ_capaを推定している。 By the way, although R _capa is a value that can be obtained from the data sheet of the capacitor, since I _ripple needs to be actually measured, it is necessary to add a circuit for detecting current. For this reason, it is difficult to directly adopt the equation (16) for the calculation in the inverter device 1. Therefore, in this embodiment, the loss P _capa is estimated from the output power P _{DC — 2} output from the smoothing capacitor circuit 5 to the inverter main circuit 6 at the _subsequent stage.

平滑コンデンサ回路５の出力電力Ｐ_DC＿2は、後段の回路に供給される電力の総計と考えることができる。換言すると、平滑コンデンサ回路５の後段への出力電力Ｐ_DC＿2と、インバータ装置１の出力電力Ｐ_Eout、制御電源回路の損失Ｐ_cont、およびインバータ主回路６の損失Ｐ_invとの間には、以下の（１７）式の関係が成立する。
Ｐ_DC＿2＝Ｐ_Eout＋Ｐ_cont＋Ｐ_inv ・・・（１７） The output power P _{DC_2} of the smoothing capacitor circuit 5 can be considered as the total power supplied to the _subsequent circuit. In other words, the output power P _{DC — 2} to the _subsequent stage of the smoothing capacitor circuit 5, the output power P _Eout of the inverter device 1, the loss P _cont of the control power supply circuit, and the loss P _inv of the inverter main circuit 6 are as follows: (17) is established.
P _DC — ₂ = P _Eout + P _cont + P _inv (17)

さて、インバータ装置１において、平滑コンデンサ回路５の出力電力Ｐ_DC＿2と平滑コンデンサ回路５の損失Ｐ_capaとを試験的に測定したところ、図３に示すようにほぼ２次近似曲線上に分布する関係が得られた。なお、図３はインバータ装置１における実測値であり、構成が変わった場合などには、当然その特性も変化する。この測定結果から、平滑コンデンサ回路５の損失Ｐ_capaは、以下の（１８）式のように出力電力Ｐ_DC＿2の二次関数として表すことが可能になる。
Ｐ_capa＝Ａ・Ｐ_DC＿2 ²＋Ｂ・Ｐ_DC＿2＋Ｃ・・・（１８） In the inverter device 1, when the output power P _{DC — 2} of the smoothing capacitor circuit 5 and the loss P _capa of the smoothing capacitor circuit 5 are measured on a trial basis, the relationship is distributed almost on a quadratic approximate curve as shown in FIG. was gotten. Note that FIG. 3 shows actual measurement values in the inverter device 1, and the characteristics naturally change when the configuration is changed. From this measurement result, the loss P _capa of the smoothing capacitor circuit 5 can be expressed as a quadratic function of the output power P _DC — 2 as shown in the following equation (18).
P _capa = A · P _{DC —} ^{2 2} + B · P _{DC —2} + C (18)

ただし、Ａ、Ｂ、Ｃは、図３の測定結果から算出した係数
すなわち、本実施形態によれば、平滑コンデンサ回路５の損失Ｐ_capaを、電流検出回路１３の検出値から算出可能なインバータ装置１の出力電力Ｐ_Eoutと、上記した第１実施形態または第２実施形態で推定したＰ_contおよびＰ_invと用いて算出可能な後段の各内部回路への出力電力Ｐ_DC＿2により推定することができる。これにより、平滑コンデンサ回路５の損失Ｐ_capaを定数もしくはインバータ装置１の出力電力の定数倍として算出する場合に比べて、より実際の損失を反映した関数によって平滑コンデンサ回路５の損失Ｐ_capaを算出することができる。 However, A, B, and C are coefficients calculated from the measurement results of FIG. 3, that is, according to the present embodiment, the inverter device that can calculate the loss P _capa of the smoothing capacitor circuit 5 from the detection value of the current detection circuit 13. 1 output power P _Eout, and P _cont and P _inv estimated in the first or second embodiment described above can be used to estimate the output power P _{DC — 2} to each internal circuit in the _subsequent stage. . Thus, as compared with the case of calculating the loss P _capa smoothing capacitor circuit 5 as a constant multiple of the output power of the constant or the inverter device 1, calculates the loss P _capa of the smoothing capacitor circuit 5 by a function that reflects a more actual loss can do.

また、平滑コンデンサ回路５の損失Ｐ_capaを単にインバータ装置１の出力電力に基づいて推定するのではなく、後段のインバータ主回路６の損失、および制御電源回路７の損失をも加味している。これにより、特にインバータ装置１の定格に対してインバータ主回路６や制御電源回路７における損失の割合が高くなる小容量機種において、実際の損失に近い損失推定結果を得ることができる。尚、係数Ａ、Ｂ、Ｃは、それぞれ測定したデータを基に例えばテーブルとして準備しておけばよいが、定格出力ごとに予め設定されている値を係数Ａ、Ｂ、Ｃとして用いてもよいし、共通の値を用いてもよい。 Further, the loss P _capa of the smoothing capacitor circuit 5 is not simply estimated based on the output power of the inverter device 1, but the loss of the inverter main circuit 6 in the subsequent stage and the loss of the control power supply circuit 7 are also taken into consideration. As a result, a loss estimation result close to actual loss can be obtained particularly in a small-capacity model in which the ratio of loss in the inverter main circuit 6 and the control power supply circuit 7 is higher than the rating of the inverter device 1. The coefficients A, B, and C may be prepared, for example, as a table based on the measured data, but values set in advance for each rated output may be used as the coefficients A, B, and C. However, a common value may be used.

また、平滑コンデンサ回路５においてはコンデンサ放電用の抵抗がコンデンサに並列に接続されていることもあるが、この抵抗の損失については、電圧検出回路１２で測定可能なＶ_dcとコンデンサの放電抵抗値Ｒ_disとを用いて、Ｖ_DC ²／Ｒ_disで算出できる。そのため、抵抗の損失を（１８）式に追加してもよい。すなわち、後段への出力電力Ｐ_DC＿2に加えて他の変数を備えていてもよい。 In the smoothing capacitor circuit 5, a capacitor discharging resistor may be connected in parallel with the capacitor. Regarding the loss of this resistor, V _dc that can be measured by the voltage detection circuit 12 and the capacitor discharge resistance value. Using R _dis , V _DC ² / R _dis can be calculated. Therefore, resistance loss may be added to equation (18). That is, other variables may be provided in addition to the output power P _{DC_2} to the _subsequent stage.

また、上記したように、平滑コンデンサ回路５の出力電力Ｐ_DC＿2と損失Ｐ_capaとの関連性（関数。方程式）については二次関数であることが多いが、コンデンサの条件によっては対数関数など他の関係式となる場合もある。このことから、インバータ装置１の定格ごとにその特性に合わせて関数式を複数準備してもよい。すなわち、定格ごとに予め設定されている関数を用いる構成としてもよい。 Further, as described above, the relationship (function, equation) between the output power P _{DC — 2} of the smoothing capacitor circuit 5 and the loss P _capa is often a quadratic function, but depending on the capacitor conditions, other functions such as a logarithmic function may be used. In some cases, the relational expression of Therefore, a plurality of function expressions may be prepared for each rating of the inverter device 1 according to the characteristics. That is, it is good also as a structure using the function preset for every rating.

（第４実施形態）
次に第４実施形態のインバータ装置を図４に基づいて説明する。第４実施形態では、整流回路における損失を整流回路の出力電力の関数としている点において第１実施形態と異なっている。尚、第４実施形態のインバータ装置は、第１実施形態と同様であるので、図１をも参照しながら説明する。
第４実施形態における整流回路４の損失Ｐ_recの算出方法は、第３実施形態と同様の考え方に基づいている。つまり、整流回路４から出力される出力電力Ｐ_DC＿1は、後段の各内部回路に供給されることから、整流回路４の出力電力Ｐ_DC＿1と、平滑コンデンサ回路５の出力電力Ｐ_DC＿2およびその損失Ｐ_capaとの間には、以下の（１９）式の関係が成立する。
Ｐ_DC＿1＝Ｐ_DC＿2＋Ｐ_capa ・・・（１９） (Fourth embodiment)
Next, the inverter apparatus of 4th Embodiment is demonstrated based on FIG. The fourth embodiment differs from the first embodiment in that the loss in the rectifier circuit is a function of the output power of the rectifier circuit. In addition, since the inverter apparatus of 4th Embodiment is the same as that of 1st Embodiment, it demonstrates, also referring FIG.
The calculation method of the loss _Prec of the rectifier circuit 4 in the fourth embodiment is based on the same idea as in the third embodiment. That is, the output power P _{DC_1} output from the rectifier circuit 4, from being supplied to the internal circuit in the subsequent stage, and the output power P _{DC_1} of the rectifier circuit 4, the output power P _{DC_2} and its loss P of the smoothing capacitor circuit 5 _The following equation (19) is established with _capa .
P _{DC_1} = P _{DC_2} + P _capa (19)

さて、整流回路４においても、平滑コンデンサ回路５と同様に、厳密に損失を算出するためにはその電流値を測定する必要がある。しかし、整流回路４の出力電力Ｐ_DC＿1と整流回路４の損失Ｐ_recとを試験的に測定したところ、図４に示すように、ほぼ２次近似曲線上に分布する関係が得られることが判明した。なお、図４はインバータ装置１における実測値であり、構成が変わった場合などには、当然その特性も変化する。この測定結果から、整流回路４の損失Ｐ_recは、以下のように出力電力Ｐ_DC＿1の二次関数として表すことが可能になる。
Ｐ_rec＝Ｄ・Ｐ_DC＿1 ²＋Ｅ・Ｐ_DC＿1＋Ｆ・・・（２０）
ただし、Ｄ、Ｅ、Ｆは、図４の測定結果から算出した係数 In the rectifier circuit 4 as well as the smoothing capacitor circuit 5, it is necessary to measure the current value in order to calculate the loss strictly. However, when the output power P _{DC_1} of the rectifier circuit 4 and the loss P _rec of the rectifier circuit 4 was determined experimentally, as shown in FIG. 4, turned out that the relationship be distributed almost quadratic approximation on the curve is obtained did. Note that FIG. 4 shows actual measurement values in the inverter device 1, and the characteristics naturally change when the configuration is changed. From the measurement results, the loss P _rec of the rectifier circuit 4, it is possible to represent as a quadratic function of the output power P _{DC_1} as follows.
P _rec = D · P _{DC — 1} ² + E · P _{DC — 1} + F (20)
However, D, E, and F are coefficients calculated from the measurement results of FIG.

すなわち、整流回路４の損失Ｐ_recを、電流検出回路１３の検出値から算出可能なインバータ装置１の出力電力Ｐ_Eoutと、上記した第１実施形態から第３実施形態で推定したＰ_cont、Ｐ_invおよびＰ_capa用いて算出可能な後段の各内部回路への出力電力Ｐ_DC＿1により推定することができる。これにより、整流回路４の損失Ｐ_recを定数もしくはインバータ装置１の出力電力の定数倍として算出する場合に比べて、より実際の損失を反映した関数によって整流回路４の損失Ｐ_recを算出することができる。なお、係数Ｄ、Ｅ、Ｆは、それぞれ測定したデータを基に例えばテーブルとして準備しておけばよいが、定格出力ごとに予め設定されている値を係数Ｄ、Ｅ、Ｆとして用いてもよいし、共通の値を用いてもよい。 That is, the loss P _rec of the rectifier circuit 4 can be calculated from the output power P _Eout of the inverter device 1 that can be calculated from the detection value of the current detection circuit 13, and P _cont and P estimated in the first to third embodiments. It can be estimated from the output power P _{DC — 1} to each internal circuit in the _subsequent stage that can be calculated using _inv and P _capa . It Thereby, as compared with the case of calculating the loss P _rec of the rectifier circuit 4 as a constant multiple of the output power of the constant or the inverter device 1, and calculates the loss P _rec of the rectifier circuit 4 by a function that reflects a more actual loss Can do. The coefficients D, E, and F may be prepared as, for example, a table based on the measured data, but values set in advance for each rated output may be used as the coefficients D, E, and F. However, a common value may be used.

また、上記したように、整流回路４の出力電力Ｐ_DC＿1と損失Ｐ_recとの関連性（関数。方程式）については二次関数であることが多いが、整流回路４の構成によっては対数関数など他の関係式になる場合もある。このことから、インバータ装置１の定格ごとにその特性に合わせて関数式を複数準備してもよい。すなわち、定格ごとに予め設定されている関数を用いる構成としてもよい。
また、本実施形態と第３実施形態とを組み合わせてもよい。すなわち、内部回路の損失を算出する場合、消費電力を定数として扱う内部回路と、消費電力を変数や関数により算出する内部回路とが混在していてもよい。 Further, as described above, although the association between loss P _rec output power P _{DC_1} of the rectifier circuit 4 (function. Equation) is often a quadratic function, such as logarithmic function depending on the configuration of the rectifier circuit 4 There may be other relational expressions. Therefore, a plurality of function expressions may be prepared for each rating of the inverter device 1 according to the characteristics. That is, it is good also as a structure using the function preset for every rating.
Moreover, you may combine this embodiment and 3rd Embodiment. That is, when calculating the loss of the internal circuit, an internal circuit that handles power consumption as a constant may be mixed with an internal circuit that calculates power consumption using a variable or function.

（第５実施形態）
次に第５実施形態のインバータ装置を図５に基づいて説明する。第５実施形態では、各内部回路にオプションとして装着される構成要素の損失をも算出している点において第１実施形態と異なっている。 (Fifth embodiment)
Next, the inverter apparatus of 5th Embodiment is demonstrated based on FIG. The fifth embodiment is different from the first embodiment in that a loss of a component that is optionally attached to each internal circuit is also calculated.

第２実施形態では、通信オプション２３などの直流回路部に対するオプションの損失を考慮したが、それ以外に、例えばオプション機器としてリアクトルなどが追加されることがある。例えば、図５に示すように、インバータ装置３０は、交流電源２からの出力段すなわち整流回路４の前段に交流リアクトル３１を備えており、整流回路４の後段に直流リアクトル３２を備えている。これら交流リアクトル３１および直流リアクトル３２は、それぞれ交流電圧の整流、および直流電圧の整流を行う機能を提供している。その場合、これら交流リアクトル３１および直流リアクトル３２についても後段への出力電力を変数として事前に準備するとともに、使用者が変更可能なパラメータとして各オプションの追加の有無を設定するものを用意しておくとよい。これにより、その設定に従って損失を演算することにより、より精度の高い損失の算出が可能になる。なお、必要となるリアクトルはインバータ装置３０の定格によって異なるとともに、インバータ装置３０のメーカ指定の標準品以外のものが取付けられる場合もある。このような場合には交流リアクトル３１および直流リアクトル３２として用いられるリアクトルの値についても使用者が設定可能なパラメータとして準備しておけばよい。 In the second embodiment, the loss of options for the DC circuit unit such as the communication option 23 is taken into account. However, for example, a reactor or the like may be added as an optional device, for example. For example, as shown in FIG. 5, the inverter device 30 includes an AC reactor 31 at the output stage from the AC power source 2, that is, the front stage of the rectifier circuit 4, and the DC reactor 32 at the rear stage of the rectifier circuit 4. The AC reactor 31 and the DC reactor 32 provide functions of rectifying AC voltage and rectifying DC voltage, respectively. In this case, the AC reactor 31 and the DC reactor 32 are also prepared in advance with the output power to the subsequent stage as a variable, and prepared to set whether or not each option is added as a parameter that can be changed by the user. Good. Thereby, the loss can be calculated with higher accuracy by calculating the loss according to the setting. The required reactor varies depending on the rating of the inverter device 30, and some other than the standard product specified by the manufacturer of the inverter device 30 may be attached. In such a case, the values of the reactors used as the AC reactor 31 and the DC reactor 32 may be prepared as parameters that can be set by the user.

（第６実施形態）
次に第６実施形態のインバータ装置について説明する。第６実施形態では、インバータ装置の運転モードによって損失の算出を行っている点において第１実施形態と異なっている。なお、第６実施形態のインバータ装置は、第１実施形態と同様であるので、図１をも参照しながら説明する。 (Sixth embodiment)
Next, an inverter device according to a sixth embodiment will be described. The sixth embodiment is different from the first embodiment in that loss is calculated according to the operation mode of the inverter device. In addition, since the inverter apparatus of 6th Embodiment is the same as that of 1st Embodiment, it demonstrates, also referring FIG.

第６実施形態のインバータ装置１は、運転モードとして電動機３にエネルギーを供給する力行モードだけではなく、減速時などに電動機３からエネルギーが供給される回生モード（回生動作に相当）が存在する。従来、このような運転モードを備えている場合には、回生時については入力電力をゼロとすることで対応してきた。この場合、頻繁に回生モードが行われるような場合においては以下の問題がある。すなわち、回生モード中において入力電流は確かにゼロであるが、回生直後の力行モード時においてインバータ装置１に供給される直流部電圧が十分下がるまでの期間においても入力電流はゼロである。一方で、上記した各実施形態では、力行モード時においては入力電流がゼロではない値として演算していることから、この部分が誤差要因となる。 The inverter device 1 of the sixth embodiment includes not only a power running mode for supplying energy to the electric motor 3 as an operation mode, but also a regenerative mode (corresponding to a regenerative operation) in which energy is supplied from the electric motor 3 during deceleration. Conventionally, when such an operation mode is provided, the regeneration has been handled by setting the input power to zero. In this case, there are the following problems when the regeneration mode is frequently performed. That is, the input current is certainly zero during the regeneration mode, but the input current is zero even during a period until the DC section voltage supplied to the inverter device 1 is sufficiently lowered in the powering mode immediately after the regeneration. On the other hand, in each of the embodiments described above, since the input current is calculated as a non-zero value in the powering mode, this part becomes an error factor.

そこで、本実施形態では、以下のようにして、各動作モードにおける損失の算出を行っている。
＜回生モード：上記した（２）式で得られるＰ_Eoutが負の数の場合＞
回生モードの場合、入力電力Ｐ_iは以下の（２１）式で表される。
Ｐ_i＝０・・・（２１）
この場合、インバータ装置１の損失を以下の（２２）式によって回生モード中の損失を算出する。尚、（２２）式におけるＰ_invは回生モードに合わせて演算するものとする。
Ｐ_total＝Ｐ_cont＋Ｐ_inv ・・・（２２）
このとき、以下の（２３）式にて、回生モードにおいて平滑コンデンサ回路５部分に蓄えられるエネルギーを累積演算する。 Therefore, in this embodiment, the loss in each operation mode is calculated as follows.
<Regenerative mode: When P _Eout obtained by the above equation (2) is a negative number>
In the regeneration mode, the input power P _i is expressed by the following equation (21).
P _i = 0 (21)
In this case, the loss in the regenerative mode is calculated by the following equation (22) for the loss of the inverter device 1. Note that P _{inv in} equation (22) is calculated according to the regeneration mode.
P _total = P _cont + P _inv (22)
At this time, the energy stored in the smoothing capacitor circuit 5 in the regeneration mode is cumulatively calculated by the following equation (23).

＜力行モードにおける損失の算出＞
以下の（２４）式を用いて算出する。 <Calculation of loss in powering mode>
It calculates using the following (24) Formula.

ただし、（２４）式においてＥ_regene＿2が正の場合には、（２１）式によりＰ_i＝０として損失を算出する。一方、Ｅ_regene＿2が負になった場合には、（２４）式による演算を終了し、（１）〜（３）式に基づいて損失を算出する。 However, when E _{regene — 2} is positive in the equation (24), the loss is calculated with P _i = 0 by the equation (21). On the other hand, when E _{regene — 2} becomes negative, the calculation according to the equation (24) is terminated, and the loss is calculated based on the equations (1) to (3).

以上のような演算を行うことにより、回生モードで蓄えられたエネルギーを消費しきるまではＰ_iをゼロとし、その後電源から電力を供給される場合においては（１）〜（３）式によるＰ_iの演算が可能となり、より正確に入力電力を算出することができる。
なお、（２４）式による演算中にＥ_regene＿2が負になる前に再度回生モードとなった場合には、（２３）式に替えて以下の（２５）式を使用する。 By performing the calculation as described above, until partition consume energy stored in the regenerative mode is the zero P _i, P _i by then in the case supplied with power from a power source (1) to (3) This makes it possible to calculate the input power more accurately.
If the regenerative mode is entered again before E _{regene — 2} becomes negative during the calculation using equation (24), the following equation (25) is used instead of equation (23).

（第７実施形態）
次に第７実施形態のインバータ装置について説明する。第７実施形態は、第６実施形態の変形である。本実施形態では、従来からインバータ装置に備わっている直流電圧検出機能を用いて回生モードおよび力行モードにおける損失を算出する。 (Seventh embodiment)
Next, an inverter device according to a seventh embodiment will be described. The seventh embodiment is a modification of the sixth embodiment. In the present embodiment, the loss in the regeneration mode and the power running mode is calculated using a DC voltage detection function conventionally provided in the inverter device.

＜回生モードにおける損失の算出＞
上記した（２）式で得られるＰ_Eoutが負の数の場合、（２１）式にて示したようにＰ_i＝０として算出する。これは、第６実施形態と同様であるが、本実施形態では、Ｐ_Eoutが負になった瞬間、もしくは負になる直前の一定期間の平均の直流部電圧Ｖ_DC＿1を記憶する。
＜力行モードにおける損失の算出＞
回生モードの後、力行モードになった瞬間の直流部電圧Ｖ_DC＿2、および回生モード時に記憶したＶ_DC＿1に基づいて、以下の（２６）式の演算を力行モードになった瞬間に開始する。 <Calculation of loss in regenerative mode>
When P _Eout obtained by the above equation (2) is a negative number, it is calculated as P _i = 0 as shown by the equation (21). This is similar to the sixth embodiment, in the present embodiment, stores the DC unit voltage V _{DC_1} average fixed period immediately before P _Eout is made instantaneously became negative, or negative.
<Calculation of loss in powering mode>
After regeneration mode, the DC unit voltage V _{DC_2} moment became powering mode, and based on the V _{DC_1} stored in the regenerative mode, the operation of the following equation (26) initiates the moment became powering mode.

そして、Ｅ_regene＿2が正の期間は（２１）式に基づいてＰ_i＝０として算出する一方、Ｅ_regene＿2が負になった場合には、その時点から（１）〜（３）式によるＰ_iの演算を行う。 When E _{regene_2} is positive, it is calculated as P _i = 0 based on the equation (21). On the other hand, when E _{regene_2} becomes negative, P _i according to the equations (1) to (3) is calculated from that point. Perform the operation.

これにより、回生モードにおける蓄積エネルギーの演算をより容易に実施することができる。なお、（２４）式でＥ_regene＿2が負になる前に再度回生モードとなった場合には引き続きＰ_i＝０として算出し、その後力行モードになった場合には、その瞬間の直流部電圧Ｖ_DC＿2を用いて再度（２４）式による演算を行う。 Thereby, the calculation of the stored energy in the regeneration mode can be performed more easily. In the equation (24), when the regenerative mode is entered again before E _{regene_2} becomes negative, the calculation is continued as P _i = 0, and when the power running mode is entered thereafter, the DC voltage V at that moment is calculated. _The calculation according to the equation (24) is performed again using _{DC_2} .

（第８実施形態）
次に第８実施形態のインバータ装置を図６に基づいて説明する。第８実施形態では、インバータ装置に制動回路と制動抵抗器とを設け、その損失をも算出している点において第２実施形態と異なっている。 (Eighth embodiment)
Next, the inverter apparatus of 8th Embodiment is demonstrated based on FIG. The eighth embodiment is different from the second embodiment in that a braking circuit and a braking resistor are provided in the inverter device, and the loss is also calculated.

図６に示すように、第８実施形態のインバータ装置４０は、整流回路４の後段に制動回路４１および制動抵抗器４２を備えている。このような制動回路４１と制動抵抗器４２との組み合わせは、回生モード時のエネルギーが非常に大きく、対策なしでは直流電圧部（整流回路４の出力電圧）の電圧が設計定格を超えてしまうような用途向けに用いられる。制動回路４１は、半導体スイッチング素子を含んで構成されている。この半導体スイッチング素子がＯＮ状態になることにより、インバータ装置４０の直流電圧部の正負の各母線間に制動抵抗器４２の両端がそれぞれ接続される。これにより、制動回路４１は、制動抵抗器４２でエネルギーを消費して正負の各母線間の電圧を下げることが可能になる。この制動回路４１は、間欠的に動作する（半導体スイッチング素子がオン／オフ動作を繰り返す）ことにより制動抵抗器４２の過熱を防ぐとともに、正負の各母線間の電圧を適正レベル以下に制限する。これら制動回路４１および制動抵抗器４２は、それぞれ標準でインバータ装置４０に内蔵される場合とオプションで追加装着する場合とがあるものの、いずれの場合も入力電力に影響を及ぼすことになる。そのため、より精度の高い入力電力の推定には、これら制動回路４１および制動抵抗器４２により消費されるエネルギーを加味することが重要である。 As shown in FIG. 6, the inverter device 40 of the eighth embodiment includes a braking circuit 41 and a braking resistor 42 in the subsequent stage of the rectifier circuit 4. Such a combination of the braking circuit 41 and the braking resistor 42 has a very large energy in the regenerative mode, and the voltage of the DC voltage section (the output voltage of the rectifier circuit 4) exceeds the design rating without countermeasures. Used for various applications. The braking circuit 41 includes a semiconductor switching element. When this semiconductor switching element is turned on, both ends of the braking resistor 42 are connected between the positive and negative buses of the DC voltage portion of the inverter device 40. As a result, the braking circuit 41 can reduce the voltage between the positive and negative buses by consuming energy at the braking resistor 42. The braking circuit 41 operates intermittently (the semiconductor switching element repeats on / off operations) to prevent overheating of the braking resistor 42 and limit the voltage between the positive and negative buses to an appropriate level or less. The braking circuit 41 and the braking resistor 42 may be built in the inverter device 40 as a standard, or may be additionally installed as an option, but in any case, the input power is affected. Therefore, it is important to consider the energy consumed by the braking circuit 41 and the braking resistor 42 in order to estimate the input power with higher accuracy.

さて、制動抵抗器４２での消費エネルギーおよび制動回路４１での損失エネルギーをそれぞれ算出してもよいが、そのためには制動抵抗器４２の抵抗値等の情報が必要である。しかし、その場合には、演算が複雑になるとともに、オプションの場合には使用者が設定可能なパラメータとして、制動抵抗器４２の抵抗値を設定することが必要になる。このため、使用者がこのパラメータを制動抵抗器４２の定格通りに設定していない場合には誤差要因となる。また、定格通りに設定してあったとしても、制動抵抗器４２の抵抗値には例えば±５％といった公差が存在するため、演算誤差の要因となる。 Now, the consumption energy in the braking resistor 42 and the loss energy in the braking circuit 41 may be calculated, respectively. For this purpose, information such as the resistance value of the braking resistor 42 is necessary. In this case, however, the calculation is complicated, and in the case of an option, it is necessary to set the resistance value of the braking resistor 42 as a parameter that can be set by the user. For this reason, when the user does not set this parameter according to the rating of the braking resistor 42, it becomes an error factor. Even if the value is set according to the rating, there is a tolerance of ± 5%, for example, in the resistance value of the braking resistor 42, which causes a calculation error.

そこで、本実施形態では、上記した（２６）式で用いるＶ_DC＿2の値を次の（ｉｉｉ）および（ｉｖ）の条件で求め、そのＶ_DC＿2となった瞬間から（２６）式による演算を行うようにしている。
（ｉｉｉ）回生モードの後、力行モードになった時点において制動回路４１内のスイッチング素子がＯＦＦ状態の場合、Ｖ_DC＿2は、力行モードになった時点の直流部電圧とする。
（ｉｖ）回生モードの後、力行モードになった時点において制動回路４１内のスイッチング素子がＯＮ状態の場合、Ｖ_DC＿2は、スイッチング素子がＯＦＦ状態となった時点の直流部電圧とする。 Therefore, in the present embodiment, the value of V _{DC — 2} used in the above equation (26) is obtained under the following conditions (iii) and (iv), and the calculation according to equation (26) is performed from the moment _when it becomes V _{DC — 2.} I am doing so.
(Iii) After the regeneration mode, when the switching element in the braking circuit 41 is in the OFF state when the power running mode is _entered , V _{DC — 2} is the DC voltage at the time when the power running mode is entered.
(Iv) When the switching element in the braking circuit 41 is in the ON state when the power running mode is entered after the regeneration mode, V _{DC — 2} is the DC voltage at the time when the switching element is in the OFF state.

これにより、制動回路４１と制動抵抗器４２とが設けられた場合においても、インバータ装置４０の損失を精度よく算出することができる。この場合、使用者がパラメータを制動抵抗器４２の定格通りに設定していない場合においても、さらには、制動抵抗器４２の抵抗値に公差が存在する場合であっても、正確に損失を算出することが可能になる。 Thereby, even when the braking circuit 41 and the braking resistor 42 are provided, the loss of the inverter device 40 can be accurately calculated. In this case, even when the user does not set the parameters according to the rating of the braking resistor 42, and even when there is a tolerance in the resistance value of the braking resistor 42, the loss is accurately calculated. It becomes possible to do.

（第９実施形態）
次に第９実施形態のインバータ装置について説明する。第９実施形態は、第７実施形態および第８実施形態の変形である。
第７実施形態および第８実施形態におけるＶ_DC＿2の求め方、および（２６）式の演算開始時期については以下のようにしてもよい。すなわち、Ｖ_DC＿2とは異なるＶ_DC＿3を予め設定しておき、回生モード以降に最後にＶ_DC＿3より高い電圧からＶ_DC＿3以下の電圧に切り替わった瞬間に、上記した（２６）式に替えて、以下の（２７）式にて演算を開始する。 (Ninth embodiment)
Next, an inverter device according to a ninth embodiment will be described. The ninth embodiment is a modification of the seventh embodiment and the eighth embodiment.
The method for _obtaining V _{DC —} 2 and the calculation start time of the expression (26) in the seventh and eighth embodiments may be as follows. That is, in advance configure different V _{DC_3} the V _{DC_2,} from a voltage higher than V _{DC_3} the last moment when switched to V _{DC_3} following voltage after regeneration mode, instead of the above (26), below The calculation is started by the equation (27).

ただし、Ｖ_DC＿2＜Ｖ_DC＿3の場合は第８実施形態と同様の算出を行う。 However, when V _{DC — 2} <V _{DC — 3} , the same calculation as in the eighth embodiment is performed.

これにより（２６）式における積分演算の誤差の影響を最小化することができる。
また、Ｖ_DC＿3を予め設定しておくのではなく、例えば以下の（２８）式のように設定してもよい。ただしβは予め設定した値とする。
Ｖ_DC＿3＝Ｖ_DC＿1 ＋ β（Ｖ_DC＿2 − Ｖ_DC＿1）・・・（２８）
これにより常にＶ_DC＿1＜Ｖ_DC＿3＜Ｖ_DC＿2となり、第８実施形態のように条件（ｉｉｉ）および条件（ｉｖ）による切替えの対応が不要となる。これにより、容易に損失の算出が可能になる。尚、制動回路４１が動作した場合のＶ_DC＿2については、インバータ装置が従来備えている制動回路を動作させる基準電圧等と一致させてもよい。 Thereby, the influence of the error of the integral calculation in the equation (26) can be minimized.
In addition, V _{DC — 3} may not be set in advance, but may be set, for example, as in the following equation (28). However, β is a preset value.
V _DC — ₃ = V _{DC — 1} + β (V _DC — 2 −V _DC — ₁ ) (28)
As a result, V _{DC — 1} <V _{DC —} ₃ <V _{DC — 2 is} always _satisfied , and switching according to the condition (iii) and the condition (iv) is not required as in the eighth embodiment. As a result, loss can be easily calculated. Note that V _{DC — 2} when the braking circuit 41 is operated may be matched with a reference voltage or the like for operating the braking circuit conventionally provided in the inverter device.

（第１０実施形態）
次に第１０実施形態のインバータ装置について説明する。第１０実施形態は、回生モードにおけるインバータ主回路への入力電圧の変動が少ない場合、簡便な算出方法を用いる点が第６実施形態から第９実施形態と異なっている。
インバータ主回路６への入力電圧すなわち直流部電圧は、電圧検出回路１２により検出される。回生モードにおいて直流部電圧の変動が少ない場合、制御回路９は、以下のようにしてインバータ装置の入力電力Ｐ_iを算出する。 (10th Embodiment)
Next, an inverter device according to a tenth embodiment will be described. The tenth embodiment differs from the sixth embodiment to the ninth embodiment in that a simple calculation method is used when the fluctuation of the input voltage to the inverter main circuit in the regeneration mode is small.
The input voltage to the inverter main circuit 6, that is, the DC voltage is detected by the voltage detection circuit 12. When the fluctuation of the DC voltage is small in the regeneration mode, the control circuit 9 calculates the input power P _i of the inverter device as follows.

制御回路９は、Ｐ_Eoutが負になった瞬間、もしくは負になる直前の一定期間の平均の直流部電圧Ｖ_DC＿1を記憶する。そして、直流部電圧がＶ_DC＿1に下がるまでは、上記した（２１）式にて示したように入力電力Ｐ_i＝０として算出する。一方、制御回路９は、直流部電圧がＶ_DC＿1以下に下がった場合には、上記した（１）〜（３）式により入力電力Ｐｉを算出する。これにより、複雑な演算を行うことなく、回生モードにおける回生エネルギーおよび損失を算出することができる。 The control circuit 9 stores a DC section voltage V _{DC_1} average fixed period immediately before P _Eout is made instantaneously became negative, or negative. Until the direct current voltage drops to V _{DC_1} , the input power P _i = 0 is calculated as shown in the above equation (21). On the other hand, the control circuit 9 calculates the input power Pi according to the above-described formulas (1) to (3) when the direct-current voltage _drops to V DC — 1 or less. As a result, the regenerative energy and loss in the regenerative mode can be calculated without performing complicated calculations.

（第１１実施形態）
次に第１１実施形態のインバータ装置を図７に基づいて説明する。第１１実施形態では、各内部回路の損失を関数による算出ではなく、予め定義したテーブルにより行っている点において各実施形態と異なっている。 (Eleventh embodiment)
Next, the inverter apparatus of 11th Embodiment is demonstrated based on FIG. The eleventh embodiment is different from the respective embodiments in that the loss of each internal circuit is not calculated by a function but by a predefined table.

第１１実施形態における整流回路４の損失Ｐ_recの算出方法は、各実施形態と同様の考え方に基づいているものの、上記した第１〜第１０実施形態では、内部回路の損失算出時に演算が必要になる。そこで、図７に示すようなルックアップテーブル（テーブルに相当）を予め設定しておき、演算の負荷を省略することが考えられる。これにより、制御回路９のＣＰＵの消費電力を低減することができ、さらなる省エネを実現することができる。
なお、図７は、第１実施形態におけるインバータ主回路６の損失Ｐ_invの一例であり、パラメータとして出力電流、変調率Ｍ、キャリア周波数ｆ_swを用いているが、損失への影響度を勘案してパラメータの種類を増減してもよい。なお、他の内部回路に対しても、同様のルックアップテーブルを用いてももちろんよい。 Although the calculation method of the loss _Prec of the rectifier circuit 4 in the eleventh embodiment is based on the same idea as each embodiment, in the above first to tenth embodiments, calculation is required when calculating the loss of the internal circuit. become. Therefore, it is conceivable that a lookup table (corresponding to a table) as shown in FIG. Thereby, the power consumption of CPU of the control circuit 9 can be reduced, and further energy saving can be realized.
FIG. 7 is an example of the loss P _inv of the inverter main circuit 6 in the first embodiment. The output current, the modulation factor M, and the carrier frequency f _sw are used as parameters, but the influence on the loss is taken into consideration. Then, the types of parameters may be increased or decreased. Of course, a similar lookup table may be used for other internal circuits.

（その他の実施形態）
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。 (Other embodiments)
Although several embodiments of the present invention have been described, these embodiments are presented by way of example and are not intended to limit the scope of the invention. These novel embodiments can be implemented in various other forms, and various omissions, replacements, and changes can be made without departing from the scope of the invention. These embodiments and modifications thereof are included in the scope and gist of the invention, and are included in the invention described in the claims and the equivalents thereof.

各実施形態ではインバータ装置の定格に基づいて算出する例を示したが、インバータ装置の定格ではなく、電動機の定格に基づく構成としてもよい。例えば、インバータ装置の定格と電動機の定格とは、必ずしも一致するとは限らず、インバータ装置の定格が電動機の定格よりも大きい場合や、その逆の場合がある。そのため、インバータ装置に接続される電動機の定格ごとに、電動機の特性に合わせて係数や関数式を複数準備し、電動機３の定格に応じて損失を算出するようにしてもよい。すなわち、インバータ装置の定格出力および電動機の定格のうち、いずれか一方あるいは双方に基づいて損失を算出する構成としてもよい。 In each embodiment, an example of calculation based on the rating of the inverter device is shown, but a configuration based on the rating of the electric motor instead of the rating of the inverter device may be adopted. For example, the rating of the inverter device and the rating of the electric motor do not necessarily coincide with each other, and the rating of the inverter device may be larger than the rating of the electric motor or vice versa. Therefore, for each rating of the motor connected to the inverter device, a plurality of coefficients and function expressions may be prepared according to the characteristics of the motor, and the loss may be calculated according to the rating of the motor 3. That is, the loss may be calculated based on one or both of the rated output of the inverter device and the rating of the electric motor.

また、例えば、図８に示すように、インバータ装置が交流電源タイプのＡＣ冷却ファン３３を含む場合には（３）式を以下の（２９）式で代用してもよい。ただし、この場合においてＡＣ冷却ファン３３がＯＮ−ＯＦＦ制御される場合には、ＯＮ時のみ加算すればよい。
Ｐ_total＝Ｐ_AC＿fan＋Ｐ_rec＋Ｐ_capa＋Ｐ_cont＋Ｐ_inv ・・・（２９）
ただし、Ｐ_AC＿fanはＡＣ冷却ファン３３の損失（Ｗ）
また、図８に示したように、交流電源２から電力供給される制御電源回路３４を備えた構成も想定される。このような場合には（１７）式を以下の（３０）式に置き換えてもよい。
Ｐ_DC＿2＝Ｐ_Eout＋Ｐ_inv ・・・（３０）
この場合、図８の構成においては、各演算式は以下のようになるが、それぞれインバータ装置の内部回路の構成に合わせて詳細な演算式を改変すればよい事は明らかである。 For example, as shown in FIG. 8, when the inverter device includes an AC cooling fan 33 of an AC power supply type, the following expression (29) may be substituted for the expression (3). However, in this case, when the AC cooling fan 33 is ON-OFF controlled, it is sufficient to add only when the AC cooling fan 33 is ON.
P _total = P _{AC_fan} + P _rec + P _capa + P _cont + P _inv (29)
However, _{PAC_fan} is the loss of AC cooling fan 33 (W)
Moreover, as shown in FIG. 8, the structure provided with the control power supply circuit 34 supplied with electric power from the alternating current power supply 2 is also assumed. In such a case, the expression (17) may be replaced with the following expression (30).
P _{DC_2} = P _Eout + P _inv (30)
In this case, in the configuration of FIG. 8, each arithmetic expression is as follows, but it is obvious that the detailed arithmetic expression may be modified in accordance with the configuration of the internal circuit of the inverter device.

Ｐ_i＝Ｐ_total＋Ｐ_Eout ・・・（１）
＜ＡＣ冷却ファン駆動中の場合＞
Ｐ_total＝Ｐ_AC＿fan＋Ｐ_cont＋Ｐ_AC＿choke＋Ｐ_rec＋Ｐ_DC＿choke＋Ｐ_capa＋Ｐ_inv ・・・（３１）
＜ＡＣ冷却ファン停止中の場合＞
Ｐ_total＝Ｐ_cont＋Ｐ_AC＿choke＋Ｐ_rec＋Ｐ_DC＿choke＋Ｐ_capa＋Ｐ_inv ・・・（３２）
この（３１）式または（３２）式において、すなわち、ＡＣ冷却ファンの運転状態に応じて、以下の各式により、Ｐ_totalを算出する。 P _i = P _total + P _Eout (1)
<When AC cooling fan is operating>
P _total = P _{AC_fan} + P _cont + P _{AC_choke} + P _rec + P _{DC_choke} + P _capa + P _inv (31)
<When AC cooling fan is stopped>
P _total = P _cont + P _{AC_choke} + P _rec + P _{DC_choke} + P _capa + P _inv (32)
In this formula (31) or (32), that is, according to the operating state of the AC cooling fan, P _total is calculated by the following formulas.

Ｐ_inv＝（Ｐ_Tc＋Ｐ_Tsw＋Ｐ_Dc＋Ｐ_Dsw）×６・・・（４）
Ｐ_DC＿2＝Ｐ_Eout＋Ｐ_inv ・・・（３３）
Ｐ_DC＿3＝Ｐ_Eout＋Ｐ_inv＋Ｐ_capa＝Ｐ_DC＿2＋Ｐ_capa ・・・（３４）
Ｐ_DC＿choke＝Ｇ・Ｐ_DC＿3 ²＋Ｈ・Ｐ_DC＿3＋Ｉ・・・（３５）
ただし、Ｇ、Ｈ、Ｉは係数
Ｐ_DC＿1＝Ｐ_Eout＋Ｐ_inv＋Ｐ_capa＋Ｐ_DC＿choke＝Ｐ_DC＿3＋Ｐ_DC＿choke ・・・（３６）
Ｐ_rec＝Ｄ・Ｐ_DC＿1 ²＋Ｅ・Ｐ_DC＿1＋Ｆ・・・（２０）
Ｐ_AC＿1＝Ｐ_Eout＋Ｐ_inv＋Ｐ_capa＋Ｐ_DC＿choke＝Ｐ_DC＿1＋Ｐ_rec ・・・（３７）
Ｐ_AC＿choke＝Ｊ・Ｐ_AC＿1 ²＋Ｌ・Ｐ_AC＿1＋Ｍ・・・（３８）
ただし、Ｊ、Ｌ、Ｍは係数
Ｐ_cont＝（１／Ｋ）×（Ｐ_cont＿1）・・・（１４）
＝Ｐ_cont＿A＋Ｐ_cont＿opt1＋Ｐ_cont＿opt2＋Ｐ_cont＿opt3 ・・・（１５）
これらの式により、入力電力の算出を行うことができる。 P _inv = (P _Tc + P _Tsw + P _Dc + P _Dsw ) × 6 (4)
P _{DC_2} = P _Eout + P _inv (33)
P _DC — ₃ = P _Eout + P _inv + P _capa = P _{DC —2} + P _capa (34)
P _{DC_choke} = G · P _{DC — 3} ² + H · P _{DC — 3} + I (35)
However, G, H, and I are coefficients P _DC — ₁ = P _Eout + P _inv + P _capa + P _{DC —choke} = P _{DC —3} + P _{DC —choke} (36)
P _rec = D · P _{DC — 1} ² + E · P _{DC — 1} + F (20)
_{_{_{P AC_1 = P Eout + P inv}}} + P capa + P DC_choke = P DC_1 + P rec ··· (37)
_{_{^{P AC_choke = J · P AC_1 2}}} + L · P AC_1 + M ··· (38)
However, J, L, M is the coefficient _{P cont = (1 / K)} × (P cont_1) ··· (14)
= P _{cont_A} + P _{cont_opt1} + P _{cont_opt2} + P _{cont_opt3} (15)
The input power can be calculated by these equations.

以上のように、整流回路、平滑コンデンサ回路、インバータ主回路、制御電源回路などからなる内部回路と、制御電源回路から直流電源の供給を受ける直流部回路を構成し、これら内部回路を制御する制御回路と、を備えるインバータ装置において、制御回路は、内部回路ごとに損失を算出し、その損失をインバータ装置の出力電力に加算することにより、インバータ装置の入力電力を算出する。また、制御回路は、インバータ主回路の損失を算出するときには、インバータ主回路の出力電流を変数とする。これにより、入力電流検出機能を追加することなく、精度よく入力電力を算出することができる。 As described above, an internal circuit composed of a rectifier circuit, a smoothing capacitor circuit, an inverter main circuit, a control power supply circuit, etc., and a direct current circuit that receives a DC power supply from the control power supply circuit are configured, and a control for controlling these internal circuits. In the inverter device including the circuit, the control circuit calculates a loss for each internal circuit, and calculates the input power of the inverter device by adding the loss to the output power of the inverter device. Further, the control circuit uses the output current of the inverter main circuit as a variable when calculating the loss of the inverter main circuit. As a result, the input power can be accurately calculated without adding an input current detection function.

図面中、１、２０、３０、４０、６０はインバータ装置、３は電動機（負荷装置）、４は整流回路、５は平滑コンデンサ回路、６はインバータ主回路、７、３４は制御電源回路、９は制御回路、２１は冷却ファン（強制冷却手段）、２２は接続コネクタ（外部接続手段）、２３は通信オプション（付属回路）、２４は拡張端子台オプション（付属回路）、２５は制御端子台（付属回路）、３１は交流リアクトル、３２は直流リアクトル、３３はＡＣ冷却ファン（強制冷却手段）、４１は制動抵抗器、４２は制動回路、５０、５１、５２はテーブルを示す。 In the drawings, 1, 20, 30, 40, 60 are inverter devices, 3 is an electric motor (load device), 4 is a rectifier circuit, 5 is a smoothing capacitor circuit, 6 is an inverter main circuit, 7 and 34 are control power supply circuits, 9 Is a control circuit, 21 is a cooling fan (forced cooling means), 22 is a connector (external connection means), 23 is a communication option (attached circuit), 24 is an expansion terminal block option (attached circuit), and 25 is a control terminal block ( (Attached circuit), 31 is an AC reactor, 32 is a DC reactor, 33 is an AC cooling fan (forced cooling means), 41 is a braking resistor, 42 is a braking circuit, and 50, 51 and 52 are tables.

Claims

An inverter comprising: an internal circuit composed of a rectifier circuit, a smoothing capacitor circuit, an inverter main circuit, and a control power supply circuit; and a control circuit that configures a DC circuit that receives a DC power supply from the control power supply circuit and controls the internal circuit A device,
The control circuit calculates a loss for each of the internal circuits, calculates the input power by adding the loss to the output power, and calculates the loss of the inverter main circuit. An inverter device characterized by using a current as a variable.

2. The inverter device according to claim 1, wherein, when calculating the loss of the inverter main circuit, the DC voltage value input to the inverter main circuit is used as a variable.

3. The inverter device according to claim 1, wherein a carrier frequency is used as a variable when calculating the loss of the inverter main circuit.

The inverter device according to any one of claims 1 to 3, wherein when calculating the loss of the inverter main circuit, the output power factor is used as a variable.

5. When calculating the loss of the inverter main circuit, changing a part of a function used for calculation according to a driving condition of the inverter main circuit is changed. Inverter device.

Further comprising forced cooling means for cooling the internal circuit,
6. The inverter device according to claim 1, wherein the input power is calculated including a loss due to the forced cooling means.

It further comprises external connection means for connecting an auxiliary circuit constituting the DC section circuit, and when calculating the loss of the control power supply circuit 7, the type and quantity of the auxiliary circuit connected to the external connection means 7. The inverter device according to claim 1, wherein the loss of the control power supply circuit is calculated based on at least one of them, including a loss in the attached circuit.

8. The inverter according to claim 1, wherein when calculating the loss of the rectifier circuit or the smoothing capacitor circuit, the loss in each internal circuit is calculated using output power to a subsequent circuit as a variable. apparatus.

9. The inverter device according to claim 8, wherein when calculating the loss of the rectifier circuit or the smoothing capacitor circuit, in addition to the output power to the subsequent stage, another variable is provided.

10. The inverter device according to claim 1, wherein when calculating the loss of the internal circuit, a value set in advance for each rated output with respect to the load device is used as a coefficient.

11. The inverter device according to claim 1, wherein when calculating the loss of the internal circuit, a function set in advance for each rated output for the load device is used.

The inverter device according to any one of claims 1 to 11, wherein when calculating the loss of the internal circuit, the loss is calculated using a preset table.

An AC reactor can be connected to the front stage of the rectifier circuit, and a DC reactor can be connected to the rear stage of the rectifier circuit,
The inverter device according to any one of claims 1 to 12, wherein when calculating the input power, calculation is performed including a loss in the AC reactor or the DC reactor.

Operation by regenerative operation is possible,
The inverter device according to any one of claims 1 to 13, wherein when calculating the input power, the calculation is performed including the movement of energy during the regenerative operation and the loss accompanying the movement of the energy.

A braking circuit having a braking resistor can be connected to the rear side of the rectifier circuit,
The inverter device according to any one of claims 1 to 12, wherein when calculating the input power, the energy consumption in the braking resistor is also calculated.