JP2012023916A - Electric power conversion device - Google Patents
Electric power conversion device Download PDFInfo
- Publication number
- JP2012023916A JP2012023916A JP2010161554A JP2010161554A JP2012023916A JP 2012023916 A JP2012023916 A JP 2012023916A JP 2010161554 A JP2010161554 A JP 2010161554A JP 2010161554 A JP2010161554 A JP 2010161554A JP 2012023916 A JP2012023916 A JP 2012023916A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- inverter
- power
- output
- value
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Abstract
Description
この発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power conversion device that converts DC power into AC power.
太陽光発電等に代表される発電システムにおいては、太陽電池等の直流電源で発電された直流電力を交流電力に変換するための電力変換装置が用いられている。
電力変換装置は、まず太陽電池等の直流電源で発電された直流電力の電圧値を昇圧回路あるいは降圧回路で所定の直流電圧値（母線電圧）に変換し、次にインバータで所定の電圧値の交流電力に変換する。このような電力変換装置のインバータとしては、特許文献１に示されているように、第一のインバータと第二のインバータとを直列に構成し、それぞれの出力を合成して所定の電圧の交流出力を得る階調制御型インバータが知られている。階調制御型インバータにおける第二のインバータは、電力変換装置が出力すべき交流出力と第一のインバータの出力との差分を補うように出力する。また、第二のインバータの出力の元となるエネルギーは第二のインバータ用の直流電源から供給されるが、その直流電源の構成を簡単、安価にするために、第二のインバータの出力の一定期間における電力収支を０にする制御が採用されている。
In a power generation system typified by solar power generation or the like, a power converter for converting DC power generated by a DC power source such as a solar battery into AC power is used.
The power converter first converts the voltage value of DC power generated by a DC power source such as a solar battery into a predetermined DC voltage value (bus voltage) by a booster circuit or a step-down circuit, and then converts the voltage value to a predetermined voltage value by an inverter. Convert to AC power. As an inverter of such a power converter, as shown in
前述したような階調制御型インバータにおいては、第二のインバータは、電力変換装置が出力すべき交流出力と第一のインバータの出力との差分を補うように出力するため、その出力動作には電力を放出する場合と電力を取り込む場合とがある。第二のインバータ用の直流電源は、その元となる電力を放出（放電）あるいは取り込む（充電）ことになる。この放電電力の量と充電電力の量とがある一定期間（例えば半周期から数周期間）において差し引き０になるようにする（これを電力収支０制御と呼ぶ）ならば、第二のインバータ用の直流電源部だけで電力の収支が完結するため、外部から第二のインバータ用の直流電源への電力供給や取り込みが不要になるので、第二のインバータ用の直流電源を簡単で安価な構成で実現することができる。
このような階調制御型インバータを用いた電力変換装置においては、母線電圧の値と電力変換装置が出力すべき交流出力の電圧値（系統連系されるシステムでは系統電圧と系統に流す出力電流の関係に応じて交流出力の電圧値を決める。）とが決まれば、第二のインバータの出力の電力収支０制御を行うための第一のインバータの矩形波出力のパルス幅は一義的に決まる。
In the gradation control type inverter as described above, the second inverter outputs so as to compensate for the difference between the AC output to be output by the power converter and the output of the first inverter. There are cases where electric power is discharged and electric power is taken in. The DC power source for the second inverter discharges (discharges) or takes in (charges) the electric power that is the source. If the amount of discharge power and the amount of charge power are deducted to 0 for a certain period (for example, from half cycle to several cycles) (this is called
In a power conversion device using such a gradation control type inverter, the value of the bus voltage and the voltage value of the AC output to be output by the power conversion device (system voltage and output current that flows through the system in a grid-connected system) The voltage value of the AC output is determined according to the relationship of (1).), And the pulse width of the rectangular wave output of the first inverter for performing the
系統電圧変動により系統電圧の値が高くなった場合には、前述したように系統電圧値に関連して交流出力の電圧値が決まるため、電力変換装置の交流出力の電圧値も高くしなければならない。すなわち電力変換装置から出力する電力が大きくなるため、そのような状態において第二のインバータの電力収支０制御を行うためには、第一のインバータの出力電力も大きくしなければならない。そして、母線電圧がある値に決まっているならば第一のインバータの出力矩形波の波高値もそれと同じ値であるため、パルス幅を広くしなければならないことになる。系統電圧の値がかなり高い場合を考えると、パルス幅を十分に広くすることが必要となり、もしほぼ１００％に近いデューティのパルス幅が必要になったとすると、第二のインバータが補わなければならない出力電圧の最大値は第一のインバータの出力矩形波の波高値すなわち母線電圧値とほぼ同じになってしまう。この場合、第二のインバータを構成するスイッチング素子や第二のインバータ用の直流電源には母線電圧とほぼ同じ値の高電圧が印加されるため、スイッチング素子や直流電源の耐電圧としては、母線電圧以上の値のものを選択しなければならないことになる。
このように母線電圧が直接印加される第一のインバータだけでなく、第二のインバータの周辺素子、回路にも母線電圧に対応できる高耐電圧品を使用することは、高耐電圧化による素子の大型化に伴う製品のサイズの増加、重量の増加、コストアップを余儀なくされると共に、スイッチング損失の増加、導通損失の増加など性能面においても課題となっていた。
When the value of the system voltage increases due to the system voltage fluctuation, the voltage value of the AC output is determined in relation to the system voltage value as described above. Therefore, the voltage value of the AC output of the power converter must also be increased. Don't be. That is, since the power output from the power converter increases, in order to perform the
In this way, not only the first inverter to which the bus voltage is directly applied, but also the peripheral elements and circuits of the second inverter that use high voltage products that can handle the bus voltage are As the size of the product increases, the size of the product increases, the weight increases, and the cost increases. In addition, there are problems in terms of performance such as an increase in switching loss and an increase in conduction loss.
また、太陽光発電の日射量急変（急落）等のように電力変換装置の入力電力が急激に減った場合、入力電力と出力電力のバランスがくずれるので電力変換装置は出力電流を絞る制御を行うのだが、急激な制御は直流分流出等の不具合を起こす恐れがあるため、緩やかに絞らざるを得ない。したがってある期間入出力電力のアンバランス状態が継続することになるが、その間の不足分エネルギーは第一のインバータ用直流電源の負担で補うため、第一のインバータ用直流電源の電圧（母線電圧）は低下してくることになる。母線電圧の低下が進行すると電力収支０制御が崩れて第二のインバータ用の直流電源からの出力が不可能になるため、電力変換装置の出力に歪みが生じてしまうという課題があった。
In addition, when the input power of the power converter decreases drastically, such as when the solar radiation suddenly changes (suddenly drops), the power converter controls the output current so that the balance between the input power and the output power is lost. However, rapid control may cause problems such as direct current outflow, so it must be squeezed gently. Therefore, the unbalanced state of input / output power will continue for a certain period, but the shortage energy during that period will be compensated by the burden of the first inverter DC power supply, so the voltage of the first inverter DC power supply (bus voltage) Will decline. When the decrease in the bus voltage proceeds, the
この発明は、電力変換装置に関する上記のような問題を解決するためになされたものであり、素子や製品のサイズ、重量、コストを低減でき、スイッチング損失や導通損失を低減できるとともに、入力電力の急変（急減）に対して歪みのない安定した出力を供給可能な電力変換装置を提供するものである。 The present invention has been made to solve the above-described problems related to the power conversion device, and can reduce the size, weight, and cost of elements and products, reduce switching loss and conduction loss, and reduce input power. It is an object of the present invention to provide a power converter that can supply a stable output without distortion against sudden change (rapid decrease).
この発明に係る電力変換装置は、外部から直流電力を入力し、この直流電力の電圧値を第一の直流電圧に変換して出力する電圧調整装置と、電圧調整装置の出力を入力する第一の直流電源と、第一の直流電源の出力である第一の直流電圧を入力して交流の矩形波電圧を出力する第一のインバータと、第一のインバータの出力端に直列に接続され、矩形波電圧と最終段出力である正弦波出力電圧目標値との差分の電圧を出力する第二のインバータと、第二のインバータに電力を放電あるいは第二のインバータからの電力を充電する第二の直流電源と、電圧調整装置と第一のインバータと第二のインバータとを制御する制御装置とを備え、制御装置は、正弦波出力電圧目標値に基づいて第一の直流電圧基準値を決定し、第一の直流電圧基準値に所定の電圧余裕値を加えた値を第一の直流電圧指令値として、電圧調整装置を制御して電圧調整装置より第一の直流電圧指令値に従った第一の直流電圧を出力させ、また、制御装置は、第二の直流電源への充電電力および第二の直流電源からの放電電力の所定の周期における収支がゼロとなるパルス幅を決定し、第一のインバータを制御して第一のインバータより前記パルス幅に従った矩形波電圧を出力させ、第一のインバータの出力と第二のインバータとの出力とを重畳させて、正弦波出力電圧目標値に一致した電圧の交流出力電力を出力するようにしたものである。 The power conversion device according to the present invention includes a voltage regulator that inputs DC power from the outside, converts the voltage value of the DC power to a first DC voltage, and outputs the first DC voltage. Connected in series to the output terminal of the first inverter, the first inverter that inputs the first DC voltage that is the output of the first DC power supply and outputs the AC rectangular wave voltage, A second inverter that outputs a differential voltage between the rectangular wave voltage and the sine wave output voltage target value that is the final stage output; and a second inverter that discharges power to the second inverter or charges power from the second inverter DC power supply, a voltage regulator, a control device for controlling the first inverter and the second inverter, the control device determines the first DC voltage reference value based on the sine wave output voltage target value To the first DC voltage reference value. The value obtained by adding the voltage margin value is set as the first DC voltage command value, the voltage regulator is controlled to output the first DC voltage according to the first DC voltage command value from the voltage regulator, The control device determines a pulse width at which a balance of charge power to the second DC power supply and discharge power from the second DC power supply in a predetermined cycle becomes zero, and controls the first inverter to control the first inverter The rectangular wave voltage according to the pulse width is output from the inverter, the output of the first inverter and the output of the second inverter are superimposed, and the AC output power of the voltage that matches the sine wave output voltage target value is obtained. It is designed to output.
この発明は、第二のインバータのスイッチング素子や、第二の直流電源を構成する部品として低耐電圧品を用いて製品のサイズや重量を低減できるとともに、入力電力急変（急減）時でも出力歪みのない安定した出力を供給できるという効果が得られる。 This invention can reduce the size and weight of the product by using a low withstand voltage product as a component of the switching element of the second inverter and the second DC power supply, and output distortion even when the input power changes suddenly (sudden decrease) It is possible to provide a stable output without any problem.
実施の形態１．
以下に、本発明にかかる電力変換装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。
図１は本発明の実施の形態１における電力変換装置の構成図である。まず概要を説明すると、外部直流電源の出力が電力変換装置２の入力に接続され、入力された直流電力は電力変換装置２によって交流電力に変換されて出力される。本実施の形態では、外部直流電源として太陽電池モジュール１を使用している。また、電力変換装置２の交流出力は建物内の電気機器などの負荷（図示せず）に供給されるとともに、交流電力系統３に接続（連系）され、建物内の負荷で消費しきれず余剰電力が発生した場合には交流電力系統３に逆潮流される。なお、図１では交流電力系統３として三相の交流電力系統が示され、三相用の電力変換装置が用いられているが、単相の交流電力系統の場合でも単相用電力変換装置を用いることによって実現が可能である。
Hereinafter, embodiments of a power conversion device according to the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
FIG. 1 is a configuration diagram of a power conversion device according to
次に、電力変換装置２内の構成について詳細に説明する。太陽電池モジュール１の出力は、電力変換装置２内の電圧調整装置４に入力される。ここで、電圧調整装置４は入力電圧を昇圧または降圧、あるいは昇降圧を実施する回路であり、具体的にはＤＣ−ＤＣコンバータ等が使われる。電圧調整装置４の出力は、電圧調整装置４の出力に接続された第一の直流電源５に入力される。なお、第一の直流電源５は、具体的には平滑用コンデンサ（母線コンデンサ）等が使われる。第一の直流電源５の出力は、第一のインバータ６の入力に接続され、第一のインバータ６の出力は第二のインバータ８に接続される。本実施の形態における三相用の電力変換装置２では、第一のインバータ６の出力はＵ相出力端子７ｕ、Ｖ相出力端子７ｖ、Ｗ相出力端子７ｗの三相分があり、それぞれに第二のインバータ８としてのＵ相インバータ８ｕ、Ｖ相インバータ８ｖ、Ｗ相インバータ８ｗの一端（入力端）が接続される。第二のインバータ８としてのＵ相インバータ８ｕ、Ｖ相インバータ８ｖ、Ｗ相インバータ８ｗのもう一端（出力端）は、フィルタ回路１０を経由して、交流電力系統３のそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相に接続される。また、第二のインバータ８には、第二のインバータ８の入力電源として第二の直流電源９が接続されている。すなわち、第二のインバータ８としてのＵ相インバータ８ｕ、Ｖ相インバータ８ｖ、Ｗ相インバータ８ｗに対し、それぞれ第二の直流電源９としてのＵ相直流電源９ｕ、Ｖ相直流電源９ｖ、Ｗ相直流電源９ｗが接続されている。なお、本実施の形態における第二の直流電源として、具体的にはコンデンサを使用している。
第一の直流電源５の両端は母線電圧測定器１２に接続されて、第一の直流電源５の電圧信号である母線電圧信号１１が母線電圧測定器１２に入力される。母線電圧測定器１２によって測定された母線電圧値１３は制御装置１４に入力される。なお、制御装置１４としては、具体的にはＤＳＰやマイクロコンピュータ等により構成される制御回路が使われる。
交流電力系統３の系統電圧信号１５は系統電圧測定器１６に入力される。系統電圧測定器１６によって測定された系統電圧値１７は制御装置１４に入力される。
制御装置１４は、電圧調整装置４、第一のインバータ６、第二のインバータ８に接続され、それぞれに電圧調整装置制御信号１８、第一のインバータ制御信号１９、第二のインバータ制御信号２０を出力する。
Next, the configuration within the
Both ends of the first DC power supply 5 are connected to the bus
The
The
次に、図２を用いて、実施の形態１における電力変換装置の動作のフローについて説明する。
まず、系統電圧測定器１６が交流電力系統３のそれぞれの線間電圧を系統電圧信号１５として取り込み、系統電圧値１７を測定する（ステップＳ１）。
系統電圧測定器１６は測定された系統電圧値１７を制御装置１４に出力する（ステップＳ２）。
制御装置１４は、入力した系統電圧値１７を基にして、交流電力系統３に連系して交流電力を出力するための電力変換装置２の出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊を計算する（ステップＳ３）。なお、前述したように、系統連系されるシステムでは系統電圧値に関連して交流出力の電圧値が決まるため、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊は系統電圧値１７にほぼ等しくなる。また、本明細書においては、記号に付したアスタリスク（＊）は制御する上での目標値あるいは指令値を示す添字とする。すなわち、Ｖｏｕｔ＊は出力の目標値であり、Ｖｏｕｔは実際の出力値であるものとする。
さらに制御装置１４は、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊を基にして、電圧調整装置４の出力の目標値の基準となる母線電圧基準値Ｖｄｃ１−ｂを計算する。（ステップＳ４）。
次に制御装置１４は、母線電圧基準値Ｖｄｃ１−ｂを基にして、電圧調整装置４の出力の目標値である母線電圧指令値Ｖｄｃ１＊を計算する。Ｖｄｃ１＊は、Ｖｄｃ１−ｂに所定の値β（電圧余裕値）を加算することによって得られる（ステップＳ５）。また、制御装置１４は、母線電圧指令値Ｖｄｃ１＊の値を電圧調整装置制御信号１８として電圧調整装置４に出力する。
一方、太陽電池モジュール１は太陽光を受けて直流電力を発電する（ステップＳ６）。太陽電池モジュール１で発電され、電力変換装置２に入力された直流電力の電圧をＶｄｃｉｎとする。
電圧調整装置４は、制御装置１４からの電圧調整装置制御信号１８に従って、太陽電池モジュール１からの入力電圧を母線電圧指令値Ｖｄｃ１＊と等しくなるように電圧変換して出力する（ステップＳ７）。すなわち電圧調整装置４は、入力した電圧Ｖｄｃｉｎを電圧変換して電圧Ｖｄｃ１を出力する。
制御装置１４は、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊および母線電圧指令値Ｖｄｃ１＊に応じて、第二のインバータ８の出力電力収支すなわち第二の直流電源９の電力収支を０に制御できるように、第一のインバータ６の出力矩形波の目標パルス幅ｔｗ＊を決定する（ステップＳ８）。この第一のインバータ６の出力矩形波の目標パルス幅ｔｗ＊は、制御装置１４から第一のインバータ６に、第一のインバータ制御信号１９として送られる。
第一のインバータ６は、第一の直流電源５に蓄えられた直流電力（電圧Ｖｄｃ１）を第一のインバータ制御信号１９に基づき、波高値Ｖｄｃ１、パルス幅ｔｗの矩形波（Ｖｉｎｖ１）として出力するパルス出力動作を行う（ステップＳ９）。
制御装置１４は、第二のインバータ８の出力の目標値である第二のインバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ２＊を計算する（ステップＳ１０）。第二のインバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ２＊は、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と第一のインバータ６の出力矩形波Ｖｉｎｖ１との電圧の差分として求める。
Ｖｉｎｖ２＊＝Ｖｏｕｔ＊−Ｖｉｎｖ１
この第二のインバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ２＊は、制御装置１４から第二のインバータ８に、第二のインバータ制御信号２０として送られる。
第二のインバータ８は、第二のインバータ制御信号２０に基づき、出力電圧がＶｉｎｖ２になるように出力動作を行う（ステップＳ１１）。
第一のインバータ６の各相の出力端子にそれぞれ第二のインバータ８としてのＵ相インバータ８ｕ、Ｖ相インバータ８ｖ、Ｗ相インバータ８ｗが直列に接続されている構成なので、第二のインバータ８の出力段には第一のインバータ６の出力波形と第二のインバータ８の出力波形とが合成された電圧が出力される。その出力電圧は次段のフィルタ回路１０に入力され、波形整形されて滑らかな正弦波出力となる（ステップＳ１２）。
フィルタ回路１０の出力部すなわち電力変換装置２の出力は、交流電力系統３に連系され、交流正弦波出力を交流電力系統３に出力する（ステップＳ１３）。
Next, the operation flow of the power conversion device according to the first embodiment will be described with reference to FIG.
First, the system voltage measuring device 16 takes in each line voltage of the
The system voltage measuring device 16 outputs the measured
The
Further,
Next,
On the other hand, the
In accordance with the voltage
The
The
The
Vinv2 * = Vout * −Vinv1
The second inverter output voltage command value Vinv2 * is sent from the
The
Since the U-phase inverter 8u, the V-phase inverter 8v, and the W-phase inverter 8w as the
The output part of the filter circuit 10, that is, the output of the
次に、実施の形態１における電力変換装置２の動作について詳細に説明する。
まず、図３〜図１０により、本電力変換装置２の制御において基本となる階調制御型インバータの動作について説明する。図３は、電力変換装置２の第一のインバータ６の出力電圧波形図である。図４は、電力変換装置２の第二のインバータ８の出力電圧波形図である。図５は、電力変換装置２の最終段出力すなわち交流電力系統３への出力電圧波形図である。なお、前述した電力変換装置２の交流電力系統３への出力の目標値すなわち出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊も図５と等しい波形となる。また、図３〜図５の波形は、三相のうちの一相分について表している。この最終段の出力波形を得るために、第一のインバータ６は図３に示す矩形波を出力し、第二のインバータ８は図４に示す電圧波形を出力するように動作する。前述したように第一のインバータ６のＵ相出力端子７ｕ、Ｖ相出力端子７ｖ、Ｗ相出力端子７ｗと、第二のインバータ８としてのＵ相インバータ８ｕ、Ｖ相インバータ８ｖ、Ｗ相インバータ８ｗとが直列に接続されているので、電力変換装置２の最終段の出力波形は第一のインバータ６の出力波形に第二のインバータ８の出力波形を重畳させたものになる。すなわち、図３に示す第一のインバータ６の出力電圧波形と図４に示す第二のインバータ８の出力電圧波形とを重畳（合成）すると、図５に示す正弦波の出力電圧波形が得られる。言い換えれば、第二のインバータ８は、第一のインバータ６の出力電圧波形に対し自身の出力電圧波形を合成することで電力変換装置としての出力電圧波形が目標出力波形（Ｖｏｕｔ＊）と等しくなるように、自身の出力電圧波形を出力するのである。なお、図３に示すような矩形波を出力する第一のインバータ６としては、具体的には図６に示されるような構成の３レベルインバータ等を使用している。また、第二のインバータ８が図４に示す電圧波形を出力する手段としては、ＰＷＭ制御を用いてもいいし、第二のインバータとしてさらに複数台のインバータを多段に直列接続し階段状の出力を重畳することによって実現してもよい。
Next, the operation of
First, the operation of the gradation control type inverter that is fundamental in the control of the
図７を用いて、図３に示す第一のインバータ６の出力電圧波形２１（矩形波）から図５に示す電力変換装置２の出力電圧波形（正弦波）を作り出すための第二のインバータ８の動作について詳しく説明する。図７には、第一のインバータ６の出力電圧波形２１（矩形波）と電力変換装置２の出力電圧波形２３（正弦波）が示されている。その２つの出力電圧波形の差分すなわち図７で網掛けされている部分が、第二のインバータ８の出力分となる。正弦波の電圧よりも矩形波の電圧が小さい部分（図７に示したＴ１、Ｔ３、Ｔ５の期間）においては、第二のインバータ８はその差分すなわち電圧不足分２６を補って出力する。すなわち、第二のインバータ８は第二の直流電源９からエネルギーを放電することによって、電圧不足分２６の補充を行う。また、正弦波の電圧よりも矩形波の電圧が大きい部分（図７に示したＴ２、Ｔ４の期間）においては、第二のインバータ８はその余分な出力すなわち電圧余剰分２７を減らすようにマイナス電圧を出力する。すなわち、第二のインバータ８は第二の直流電源９にエネルギーを充電することによって、第一のインバータ６からの電圧余剰分２７を減らし、電力変換装置２の出力電圧波形を目標の電圧波形（正弦波）に合わせる。
The
次に、図８を用いて第二のインバータ８と第二の直流電源９の充放電動作について説明する。なお、第二の直流電源９は、具体的にはコンデンサにより実現している。第二のインバータ８は、スイッチ素子２４ａ、２４ｂ、２４ｃ、２４ｄによって構成され、第二のインバータ８の入力端２５ａが第一のインバータ６の出力端に接続（図示せず）され、第二のインバータ８の出力端２５ｂがフィルタ回路１０の入力端に接続（図示せず）されている。また、第二の直流電源９が第二のインバータ８に並列に接続されている。電力変換装置２の目標出力電圧に対して第一のインバータ６の出力電圧が小さいとき、第二のインバータ８は放電動作を行って不足分を補うが、このときスイッチ素子２４ｂ、２４ｃがＯＮ状態、スイッチ素子２４ａ、２４ｄがＯＦＦ状態となる。すなわち第二の直流電源９は、入力端２５ａに対し出力端２５ｂの電位が上がる方向（放電される方向）に接続される。また、電力変換装置２の目標出力電圧に対して第一のインバータ６の出力電圧が大きいとき、第二のインバータ８は充電動作を行って余剰分を減らすが、このときスイッチ素子２４ａ、２４ｄがＯＮ状態、スイッチ素子２４ｂ、２４ｃがＯＦＦ状態となる。すなわち第二の直流電源９は、入力端２５ａに対し出力端２５ｂの電位が下がる方向（充電される方向）に接続される。
Next, the charge / discharge operation of the
図７で第二のインバータ８の出力の電力収支０制御について説明する。図７には、最終段の出力電圧波形としての電圧不足分２６すなわち第二のインバータによる放電部と、最終段の出力電圧波形としての電圧余剰分２７すなわち第二のインバータによる充電部が示されているが、ある一定期間（例えば図７に示した半周期あるいは１周期間）において、これらの充電部の充電エネルギーの量と放電部の放電エネルギーの量とが等しくなるように、言い換えれば図７での電圧不足分２６の総面積と電圧余剰分２７の総面積とが等しくなるように、すなわち充電量と放電量が相殺されて０になるように制御するのが、電力収支０制御である。そのような制御をすることによって、第二の直流電源９は必要なエネルギーを外部から別に補充する必要もなく、充電動作と放電動作を繰り返すだけで第二のインバータ８の電源としての機能を完結することができる。すなわち直流電源としての能力、構成が簡単なもので済み、図８で示しているようにコンデンサだけで構成することが可能となる。
The
次に、図９を用いて、第二のインバータ８および第二の直流電源９が扱う電圧の最大値について説明する。図９には、第一のインバータ６の出力電圧波形２１（矩形波）と電力変換装置２の出力電圧波形２３（正弦波）が示されている。その差分については第二のインバータ８が第二の直流電源９への充電もしくは放電動作を行うことによって補っていることは前述したとおりである。第二のインバータ８は、期間Ｔ１および期間Ｔ５において第二の直流電源９からの放電動作を行うが、その放電電圧は、第一のインバータ６の出力電圧と電力変換装置２の出力電圧との差が最も大きい部分で最大の値（図９におけるＡ）となる。すなわち第二のインバータ８は期間Ｔ１および期間Ｔ５においては最大Ａまでの電圧を扱う必要がある。また、第二のインバータ８は、期間Ｔ２および期間Ｔ４において第二の直流電源９への充電動作を行うが、その充電電圧は、第一のインバータ６の出力電圧と電力変換装置２の出力電圧との差が最も大きい部分で最大の値（図９におけるＢ）となる。すなわち第二のインバータ８は期間Ｔ２および期間Ｔ４においては最大Ｂまでの電圧を扱う必要がある。さらに、第二のインバータ８は、期間Ｔ３においても第二の直流電源９からの放電動作を行うが、その放電電圧は、第一のインバータ６の出力電圧と電力変換装置２の出力電圧との差が最も大きい部分で最大の値（図９におけるＣ）となる。すなわち第二のインバータ８は期間Ｔ３においては最大Ｃまでの電圧を扱う必要がある。
すなわち、第二のインバータ８は、半周期の間に放電時に最大Ａ、充電時に最大Ｂ、また放電時に最大Ｃの電圧を扱うことになる。言い換えれば第二のインバータ８のスイッチ素子２４および第二の直流電源９には、少なくともこの最大電圧Ａ、Ｂ、Ｃが印加されるため、スイッチ素子２４および第二の直流電源９は電圧Ａ、Ｂ、Ｃ以上の耐電圧を有することが要求されるのである。
Next, the maximum value of the voltage handled by the
That is, the
ここで母線電圧Ｖｄｃ１の値すなわち図９の第一のインバータ出力電圧波形２１（矩形波）の波高値に対し、出力電圧波形２３（正弦波）のピーク電圧が高くなってしまった場合を説明する。日射が少なくなったことによって太陽電池モジュール１の発電量が低下した場合や、交流電力系統３の系統電圧が上昇してしまった場合等に起こりうるが、電力変換装置２の出力は交流電力系統３に連系させるため、系統電圧が変動した場合にはそれに合わせて電力変換装置２の出力電圧も高くあるいは低くさせなければならない。すなわち、系統電圧の変動に合わせて出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊も変動させることになる。母線電圧Ｖｄｃ１の値よりも出力電圧波形２３（正弦波）のピーク電圧がかなり高くなってしまった場合、前述したように第二のインバータ８においては電力収支０制御を実施するため、第一のインバータの出力矩形波のパルス幅を広くとる必要が生じてくる。極端な場合、図１０に示すように、第一のインバータの出力矩形波のパルスはほぼ半周期の全期間を占めることになる。その場合、第二のインバータ８が扱う電圧の最大値Ｂは第一のインバータの出力矩形波の波高値すなわち母線電圧Ｖｄｃ１の値とほぼ同じ値にまでなってしまう。すなわち、第二のインバータ８のスイッチ素子２４および第二の直流電源９は、第一のインバータのスイッチ素子等の構成部品の耐電圧と同等の、高い耐電圧のものが必要になる。構成する部品の耐電圧が高くなれば一般的に部品のサイズも大きくなり、それに伴って製品のサイズの増加、重量の増加、コストアップが余儀なくされる。さらに、スイッチ素子を高耐電圧品にすると導通損失が増加するものが多いことや、取り扱う電圧が低い場合に比べ高い電圧の方がスイッチング損失が大きくなるというデメリットもある。
Here, the case where the peak voltage of the output voltage waveform 23 (sine wave) becomes higher than the value of the bus voltage Vdc1, that is, the peak value of the first inverter output voltage waveform 21 (rectangular wave) in FIG. . This may occur when the amount of power generated by the
次に、図１１〜図１５で本実施の形態における電力変換装置２の第二のインバータ８および第二の直流電源９の耐電圧を必要最小限にする手段について説明する。
図９において、第一のインバータ６の出力電圧波形２１（矩形波）と電力変換装置２の出力電圧波形２３（正弦波）の関係において、期間Ｔ１およびＴ５での第二のインバータ８が扱う出力電圧の最大値Ａ、期間Ｔ２およびＴ４での第二のインバータ８が扱う出力電圧の最大値Ｂ、期間Ｔ３での第二のインバータ８が扱う出力電圧の最大値Ｃが決まることを説明した。図９において、第一のインバータ６の出力電圧波形２１（矩形波）の波高値すなわち母線電圧Ｖｄｃ１が変わると、それに応じてＴ１〜Ｔ５のそれぞれの期間において第二のインバータ８が扱う出力電圧の最大値Ａ、Ｂ、Ｃも変わることになる。図１１は、電力変換装置２の出力電圧波形２３（正弦波）と、母線電圧が低い場合（ア）、母線電圧が適切な場合（イ）、母線電圧が高い場合（ウ）のそれぞれの第一のインバータ６の出力電圧波形（矩形波）との関係を示す。なお、図１１では交流電力系統３の系統電圧は標準値（例えば三相２００Ｖ）の場合を示している。すなわち、電力変換装置２の出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊も標準値に固定されているとする。
Next, means for minimizing the withstand voltage of the
In FIG. 9, in the relationship between the output voltage waveform 21 (rectangular wave) of the
母線電圧Ｖｄｃ１が低い値のときには、第二のインバータ８の出力の電力収支０制御を行うために、第一のインバータの出力電圧波形のパルス幅を広くする必要がある。例えば、図１１に示す第一のインバータの出力電圧波形２１（ア）のような場合である。この場合、出力矩形波のパルスのデューティがほぼ１００％（パルス幅ＴＷ（ア））に近くなり、図９で示したＴ１およびＴ５に相当する期間での第二のインバータ８の出力電圧の最大値Ａ（ア）はほとんど０に近くなって、Ｔ２およびＴ４に相当する期間での第二のインバータ８の出力電圧の最大値Ｂ（ア）が最も大きな値となることがわかる。
母線電圧Ｖｄｃ１が高くなってくると、電力収支０制御を行うために第一のインバータの出力矩形波のパルス幅を減らす。したがってＡは増加し、それに伴ってＢ、Ｃが減少する。図１１に示す第一のインバータの出力電圧波形２１（イ）は、第二のインバータ出力電圧の最大値Ａ（イ）、Ｂ（イ）とが等しい場合を示している。
さらに母線電圧Ｖｄｃ１が高くなって、母線電圧Ｖｄｃ１の値と電力変換装置の出力電圧波形２３（正弦波）のピーク電圧とが等しくなった場合、Ｃ＝０となる。その後、さらに母線電圧Ｖｄｃ１が高くなると、Ｃが再び増え始めるが、これは図９で示したＴ３に相当する期間においてエネルギーの放電量が再び増え始めたのではなく、Ｔ３に相当する期間での第二のインバータの動作が充電動作に転じ、その充電量が増え始めたことを示している。図１１における第一のインバータの出力電圧波形２１（ウ）はそのような場合を示している。
When the bus voltage Vdc1 is a low value, it is necessary to increase the pulse width of the output voltage waveform of the first inverter in order to perform
When the bus voltage Vdc1 increases, the pulse width of the output rectangular wave of the first inverter is reduced in order to perform
When the bus voltage Vdc1 is further increased and the value of the bus voltage Vdc1 is equal to the peak voltage of the output voltage waveform 23 (sine wave) of the power converter, C = 0. Thereafter, when the bus voltage Vdc1 further increases, C begins to increase again, but this does not mean that the discharge amount of energy starts to increase again in the period corresponding to T3 shown in FIG. 9, but in the period corresponding to T3. It shows that the operation of the second inverter has turned to a charging operation and the amount of charge has begun to increase. The output voltage waveform 21 (c) of the first inverter in FIG. 11 shows such a case.
このように、母線電圧Ｖｄｃ１の値に対応して、第二のインバータ出力電圧の最大値Ａ、Ｂ、Ｃがそれぞれ変化する。図１２は、その母線電圧Ｖｄｃ１と第二のインバータの出力電圧の最大値Ａ、Ｂ、Ｃの関係を示す図であり、母線電圧Ｖｄｃ１の各値に対する、期間Ｔ１、Ｔ５での第二のインバータ出力電圧の最大値Ａの変化２９、期間Ｔ２、Ｔ４での第二のインバータ出力電圧の最大値Ｂの変化３０、期間Ｔ３での第二のインバータ出力電圧の最大値Ｃの変化３１を示すものである。
ここで、第二のインバータ出力電圧の最大値とは第二のインバータ８が出力しなければならない最大電圧であるから、第二のインバータ８は最小限これだけの出力電圧をまかなえる電源が必要である。すなわち第二の直流電源９が供給しなければならない必要最小限の電圧ということになる。第二のインバータ出力電圧の最大値は、前述したように期間Ｔ１〜Ｔ５においてＡ、Ｂ、Ｃの３種類が存在するが、第二の直流電源９は、これらのＡ、Ｂ、Ｃのうちの最も大きい値を供給できなければならない。この第二の直流電源９が供給する電源電圧は、第二のインバータ８のスイッチ素子２４に直接印加されることになる。したがって、スイッチ素子２４の耐電圧は第二の直流電源９が供給する電源電圧以上でなければならないことになる。
例えば、図１２において、母線電圧Ｖｄｃ１をＶ１［Ｖ］とすると、それに対するＡ、Ｂ、Ｃのそれぞれの出力電圧値のうちＡの値が最も大きな値になっているので、第二の直流電源９は、Ａに対応した第二のインバータ出力電圧Ｖａ［Ｖ］以上の電圧を供給する必要がある。したがって、第二のインバータ８のスイッチ素子２４の耐電圧もＶａ［Ｖ］以上が必要であることになる。また、当然のことではあるが、第二の直流電源９の耐電圧つまり第二の直流電源９を構成する各部品の耐電圧もＶａ［Ｖ］以上が必要となる。
図１２において、第二のインバータ８が必要とする電源電圧すなわち第二の直流電源９に要求される電源電圧は、期間Ｔ１、Ｔ５での第二のインバータ出力電圧の最大値Ａの変化２９、期間Ｔ２、Ｔ４での第二のインバータ出力電圧の最大値Ｂの変化３０、期間Ｔ３での第二のインバータ出力電圧の最大値Ｃの変化３１のグラフのうち、最も高い電圧値を示している曲線の値以上である必要がある。その最も高い電圧値を示している曲線のみを抽出して描いたのが図１３に示す曲線である。この曲線を第二のインバータの必要電源電圧３２とする。
Thus, the maximum values A, B, and C of the second inverter output voltage change in accordance with the value of the bus voltage Vdc1. FIG. 12 is a diagram showing the relationship between the bus voltage Vdc1 and the maximum values A, B, and C of the output voltage of the second inverter. The second inverter in the periods T1 and T5 for each value of the bus voltage Vdc1. A change 29 in the maximum value A of the output voltage, a change 30 in the maximum value B of the second inverter output voltage in the periods T2 and T4, and a
Here, since the maximum value of the second inverter output voltage is the maximum voltage that must be output by the
For example, in FIG. 12, when the bus voltage Vdc1 is set to V1 [V], the value of A is the largest among the output voltage values of A, B, and C, so the second DC power supply 9 needs to supply a voltage equal to or higher than the second inverter output voltage Va [V] corresponding to A. Therefore, the withstand voltage of the
In FIG. 12, the power supply voltage required for the
図１３において、第二のインバータの必要電源電圧３２は極小値３３を有することがわかる。母線電圧Ｖｄｃ１＝Ｖ２［Ｖ］のとき、第二のインバータの必要電源電圧３２が極小値３３を取り、その値はＶｂ［Ｖ］となる。すなわち、母線電圧Ｖｄｃ１＝Ｖ２［Ｖ］となるように制御することによって、第二のインバータの必要電源電圧３２は極小値３３を取り、このとき第二のインバータ出力電圧の最大値すなわち第二の直流電源９が供給しなければならない必要最小限の電圧が最小となる。そのときに第二のインバータ８のスイッチ素子２４および第二の直流電源９が必要とする耐電圧が最も小さい値で済むことになる。
なお、図１３では図１２同様、交流電力系統３の系統電圧が標準値（例えば三相２００Ｖ）の場合、すなわち電力変換装置の出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊も標準値の場合を示す。
In FIG. 13, it can be seen that the necessary
In FIG. 13, as in FIG. 12, the system voltage of the
図１４は、交流電力系統３の系統電圧が変動して、それに伴って出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊の値が変動した場合の第二のインバータの必要電源電圧を示したものである。すなわち、交流電力系統３の系統電圧が低いことによって出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊が低くなっている場合の第二のインバータの必要電源電圧３２ａと、交流電力系統３の系統電圧が標準であり出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊も標準である場合の第二のインバータの必要電源電圧３２ｂと、交流電力系統３の系統電圧が高いことによって出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊が高くなっている場合の第二のインバータの必要電源電圧３２ｃとを示している。これにより、第二のインバータの必要電源電圧の極小値は、図１４内に点線で示すような特性を示すことがわかる。
FIG. 14 shows the necessary power supply voltage of the second inverter when the system voltage of the
図１５は、図１４における各出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊に対応した第二のインバータの必要電源電圧の極小値を、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊を横軸、母線電圧Ｖｄｃ１を縦軸としたグラフに書き換えたものである。これにより、第二のインバータの必要電源電圧が極小値となるような母線電圧Ｖｄｃ１は、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊に比例することがわかる。
上記比例係数をαとすると、
Ｖｄｃ１＝α・Ｖｏｕｔ＊
という式が成り立つ。すなわち、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊が決まったならば、その値に係数αを掛けて得られる値（α・Ｖｏｕｔ＊）と等しくなるような母線電圧Ｖｄｃ１に制御する、すなわち母線電圧指令値をＶｄｃ１＊に設定することによって、第二のインバータの必要電源電圧は常に極小値に等しくなることになる。すなわち、
Ｖｄｃ１＊＝α・Ｖｏｕｔ＊ … （式１）
このとき、第二のインバータを構成する各スイッチ素子２４、第二の直流電源９の耐電圧は、上記の第二のインバータの必要電源電圧の極小値以上にすればよい。図１４で考えると、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊が高い場合の第二のインバータの必要電源電圧３２ｃの極小値が最も高い値（図ではＶｃ［Ｖ］）になっている。したがって、第二のインバータを構成する各スイッチ素子２４、第二の直流電源９として耐電圧Ｖｃ［Ｖ］以上の部品を選び、式１に基づいた制御および電力収支０制御を実施すれば、各スイッチ素子２４、第二の直流電源９に印加される電圧がそれらの耐電圧を越えることはない。
なお、交流電力系統として三相交流２００Ｖの系統についてシミュレーションを行った結果から考えると、α＝２．５とするのが望ましい。
FIG. 15 is a graph showing the minimum value of the necessary power supply voltage of the second inverter corresponding to each output voltage target value Vout * in FIG. 14 with the output voltage target value Vout * as the horizontal axis and the bus voltage Vdc1 as the vertical axis. It has been rewritten. As a result, it can be seen that the bus voltage Vdc1 at which the required power supply voltage of the second inverter becomes a minimum value is proportional to the output voltage target value Vout *.
If the proportional coefficient is α,
Vdc1 = α · Vout *
The following equation holds. That is, when the output voltage target value Vout * is determined, the bus voltage Vdc1 is controlled to be equal to a value (α · Vout *) obtained by multiplying the value by the coefficient α, that is, the bus voltage command value is set to Vdc1. By setting to *, the required power supply voltage of the second inverter is always equal to the minimum value. That is,
Vdc1 * = α · Vout * (Formula 1)
At this time, the withstand voltage of each
In consideration of the result of simulation of a three-phase AC 200V system as the AC power system, α = 2.5 is desirable.
次に図１６を用いて、母線電圧Ｖｄｃ１の許容範囲について説明する。
図１６は本発明の実施の形態１における電力変換装置の母線電圧Ｖｄｃ１と第二のインバータの必要電源電圧の関係を示す図である。前述したように、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊が決まったならば、その値に係数αを掛けて得られる値（α・Ｖｏｕｔ＊）と等しくなるように母線電圧Ｖｄｃ１を制御することによって、第二のインバータの必要電源電圧は常に極小値をとるようになる。すなわち式１に基づいた母線電圧指令値Ｖｄｃ１＊＝Ｖ３［Ｖ］にて制御を行うことによって、第二のインバータの必要電源電圧は極小値Ｖｄ［Ｖ］となる。このとき、第二のインバータを構成する各スイッチ素子２４、第二の直流電源９の耐電圧は、最小限Ｖｄ［Ｖ］以上であればいい。
ここで、第二のインバータを構成する各スイッチ素子２４や第二の直流電源９を構成する部品は、小電圧回路用から大電圧回路用までのさまざまな用途に応じて使い分けできるように、いくつかの耐電圧ランクに分けて製造、市販されているのが一般的である。例えば、インバータ用のスイッチ素子を取り上げてみても一種類の耐電圧品だけではなく、５０Ｖ、１００Ｖ、１５０Ｖ、…、５００Ｖ等いろいろな耐電圧ランクの品が製造されている。もし、第二のインバータの必要電源電圧の極小値がＶｄ［Ｖ］だったとすると、第二のインバータを構成する各スイッチ素子２４、第二の直流電源９の耐電圧としては最小限Ｖｄ［Ｖ］であればいい。しかし、耐電圧ランクは一般的に段階的に設定されているため、耐電圧がＶｄ［Ｖ］そのものであるランクがあるとは限らない。その場合は、耐電圧がＶｄ［Ｖ］以上であって、Ｖｄ［Ｖ］に最も近い耐電圧ランクのものを選ぶことになる。そのＶｄ［Ｖ］に最も近い耐電圧ランクがＶｅ［Ｖ］だったとして、第二のインバータを構成する各スイッチ素子２４や第二の直流電源９を構成する部品に耐電圧ランクＶｅ［Ｖ］の部品を採用するならば、それらへの印加電圧は最大Ｖｅ［Ｖ］まで許されることになる。その場合、第二のインバータの必要電源電圧を極小値Ｖｄ［Ｖ］になるように制御する必要はなく、耐電圧内のＶｅ［Ｖ］以下に制御できればいいことになる。
Next, the allowable range of the bus voltage Vdc1 will be described with reference to FIG.
FIG. 16 is a diagram showing the relationship between the bus voltage Vdc1 of the power conversion device according to
Here, the
そこで、耐電圧のランクを考慮して、第二のインバータの必要電源電圧の設定上限値すなわち第二の直流電源が供給可能な最大電圧を、第二のインバータの必要電源電圧の極小値にオフセット値を加えた値にすることとする。すなわち、図１６において、第二のインバータの必要電源電圧の設定上限値をＶｅ［Ｖ］とする。その場合、母線電圧Ｖｄｃ１が図１６におけるＶ４［Ｖ］からＶ５［Ｖ］の範囲の中のいずれかの電圧であれば、第二のインバータの必要電源電圧がＶｅ［Ｖ］以下となる。すなわち、第二のインバータの必要電源電圧の設定上限値を、極小値以上の耐電圧ランクであってしかも極小値に最も近い耐電圧ランクの耐電圧値まで引き上げるならば、電圧調整装置４は、その出力である母線電圧Ｖｄｃ１として、ワンポイントの電圧値に制御する必要はなく、ある許容範囲内に入るような任意の電圧値を選んで制御することができる。つまり、母線電圧Ｖｄｃ１がＶ４［Ｖ］〜Ｖ５［Ｖ］の範囲（許容範囲３５）内にさえあればその電圧値が何Ｖであるかにかかわらず、第二のインバータの必要電源電圧は最大でもＶｅ［Ｖ］以下となるので、各スイッチ素子２４、第二の直流電源９の耐電圧としては最小限Ｖｅ［Ｖ］以上にしておけばよいことになる。すなわち、母線電圧指令値Ｖｄｃ１＊の決定を自由度を持って行うことができる。
Therefore, considering the rank of withstand voltage, the upper limit value of the required power supply voltage of the second inverter, that is, the maximum voltage that can be supplied by the second DC power supply is offset to the minimum value of the required power supply voltage of the second inverter. The value is added. That is, in FIG. 16, the set upper limit value of the necessary power supply voltage of the second inverter is Ve [V]. In that case, if the bus voltage Vdc1 is any voltage in the range of V4 [V] to V5 [V] in FIG. 16, the necessary power supply voltage of the second inverter is Ve [V] or less. That is, if the set upper limit value of the necessary power supply voltage of the second inverter is raised to the withstand voltage value of the withstand voltage rank that is equal to or greater than the minimum value and closest to the minimum value, the
次に、入力電力が急変（急減）した場合の電力変換装置２の動作について説明する。
図１７は、この発明の実施の形態１を示す電力変換装置の入力電圧の時刻変化の一例を示す図である。具体的には、外部の直流電源として太陽電池モジュール１を用いた場合であり、雲の多い日のように各時刻における日射量の変動が大きい場合、太陽電池モジュール１の出力電圧としても大きく変動している例を示している。このように天気の状態によって太陽電池モジュール１からの入力電力が急変することは頻繁にあり得る。
Next, the operation of the
FIG. 17 is a diagram showing an example of the time change of the input voltage of the power conversion device according to
太陽電池モジュール１の出力電力が急変（急落）して、電力変換装置２のある時刻での入力電力Ｐｉｎが今出力しようとしている出力電力Ｐｏｕｔより小さくなってしまった場合の電力変換装置２の動作について説明する。
電力変換装置２は、入力電力Ｐｉｎが小さくなったために、予定していた出力電力Ｐｏｕｔを出し続けることができなくなる。そこで、出力電流の値を絞って出力電力を減らすことにより、入力電力Ｐｉｎと出力電力Ｐｏｕｔとが釣り合った状態にしようとする。しかし、急激に出力電流を絞ることは、出力電流波形に歪みを生じさせ、直流電流成分を発生させてしまうことにもなる。直流電流成分の乗った出力電流を交流電力系統３に出力することは望ましくないため、一般的にこのような電力変換装置には出力電流への直流電流成分の重畳を監視し、ある所定値以上になった場合には出力動作を停止するような保護装置が搭載されている。そのため、急激に出力電流を絞ることは、出力電流波形の歪みや、直流電流成分を発生させるだけでなく、電力変換装置の運転動作そのものを停止することにもなりかねない。したがって、このような出力電流波形の歪みや、直流電流成分の発生、電力変換装置の運転停止を回避するために、電力変換装置２は日射急変（急落）時には出力電流を緩やかに絞ることが必要となる。そのため、入出力電力が釣り合うまでに必要なある所定時間の間、太陽電池モジュール１の発電電力すなわち電力変換装置２の入力電力Ｐｉｎよりも電力変換装置２からの出力電力Ｐｏｕｔが大きいアンバランス状態が継続することになる。この間、入力電力Ｐｉｎ＜出力電力Ｐｏｕｔであるからその差分電力（不足電力）を補う必要があるが、それを第一の直流電源５に蓄えられたエネルギーを使って対応する。そのため第一の直流電源５の電圧値は次第に低下することになる。すなわち第一の直流電源５として静電容量Ｃのコンデンサを使用した場合では、その両端電圧すなわち母線電圧をＶとすると、コンデンサに蓄えられるエネルギーは（Ｃ・Ｖ２）／２で表すことができるので、不足電力分を補うためにエネルギーを消費すれば電圧Ｖが低下すなわち母線電圧Ｖｄｃ１が低下することになる。母線電圧の低下が進行すると、第一のインバータ６の出力電圧波形２１（矩形波）の波高値が小さくなるため、電力変換装置２から目標の出力電圧波形２３（正弦波）を出力するためには第二のインバータ８からの出力電圧を大きくしなければならなくなり、ついには第二のインバータの必要電源電圧の設定上限値を超えた出力電圧が必要になったり、電力収支０制御が崩れたりして、第二の直流電源９からの出力が不可能な状態になってしまう。すなわち、電力変換装置２の出力に歪みが生じることになる。
Operation of the
The
これを図１８で説明する。図１６で示したように、第二のインバータの必要電源電圧の設定上限値をＶｅ［Ｖ］としたとき、母線電圧Ｖｄｃ１としてはＶ４［Ｖ］〜Ｖ５［Ｖ］の範囲内の任意の値を選べる。そこで、図１８において、電力変換装置２は、母線電圧Ｖｄｃ１をＶ４［Ｖ］〜Ｖ５［Ｖ］の範囲内であるＶ６［Ｖ］に設定して動作していたとする。このポイントを動作点３６とする。このとき、日射急変（急落）によって入出力電力にアンバランスが生じると、不足電力を第一の直流電源５から補うため、第一の直流電源５の電圧すなわち母線電圧は低下していく。ここで、出力電流を絞ることによって入出力電力が再び釣り合うまでの時間が経過する間に母線電圧がΔＶ［Ｖ］だけ低下すなわち母線電圧がＶ７［Ｖ］まで低下（Ｖ７＝Ｖ６−ΔＶ）したとすると、第二のインバータ８が出力しなければならない電圧はＶｆとなるが、前述したように第二のインバータのスイッチ素子２４や第二の直流電源９の耐電圧を考慮して、第二のインバータの必要電源電圧の設定上限値すなわち第二の直流電源が供給可能な電圧をＶｅとして設計しているため、第二のインバータ８が出力できるのは最大Ｖｅまでである。従ってこのとき第二のインバータ８は電力変換装置２の出力電圧波形を目標の正弦波にするのに必要な電圧Ｖｆを出力できないため、電力変換装置２の出力電圧波形は歪むことになる。仮に、このような場合に出力電圧波形の歪みを回避するために第二の直流電源９が供給できる電圧すなわち第二のインバータの必要電源電圧の設定上限値をもっと高い値に設定するとしたら、当然第二のインバータ８および第二の直流電源９の耐電圧も高くしなければならないため、各素子のサイズ、重量、コストの低減や、それに伴う電力変換装置のサイズ、重量、コストの低減が実現できなくなってしまう。
This will be described with reference to FIG. As shown in FIG. 16, when the set upper limit value of the necessary power supply voltage of the second inverter is Ve [V], the bus voltage Vdc1 is an arbitrary value within the range of V4 [V] to V5 [V]. You can choose. Therefore, in FIG. 18, it is assumed that the
そこで本実施の形態１では、上記のような問題を解決するために以下のように母線電圧指令値Ｖｄｃ１＊を設定することにする。まず、第二のインバータの必要電源電圧の極小値３３に対してあるオフセット値を加えた電圧値を、第二のインバータの必要電源電圧の設定上限値すなわち第二の直流電源が供給可能な最大電圧として設定する。すなわち、このオフセット値を加えることにより、第二のインバータの必要電源電圧の設定上限値を、極小値３３以上であってその極小値に近い耐電圧ランクの耐電圧値まで引き上げるのである。次に、第二のインバータの必要電源電圧の設定上限値に対応する第一の直流電圧の許容範囲の下限値に所定の電圧余裕値を加えた電圧値を、母線電圧指令値Ｖｄｃ１＊として設定する。本実施の形態１では、電圧調整装置４は第一の直流電圧すなわち母線電圧がこのようにして決められた母線電圧指令値Ｖｄｃ１＊と等しい値になるように動作する。
Therefore, in the first embodiment, in order to solve the above problems, the bus voltage command value Vdc1 * is set as follows. First, a voltage value obtained by adding a certain offset value to the minimum value 33 of the necessary power supply voltage of the second inverter is set to the upper limit value of the necessary power supply voltage of the second inverter, that is, the maximum that the second DC power supply can supply. Set as voltage. That is, by adding this offset value, the set upper limit value of the necessary power supply voltage of the second inverter is raised to the withstand voltage value of the withstand voltage rank that is not less than the minimum value 33 and close to the minimum value. Next, a voltage value obtained by adding a predetermined voltage margin value to the lower limit value of the allowable range of the first DC voltage corresponding to the setting upper limit value of the necessary power supply voltage of the second inverter is set as the bus voltage command value Vdc1 *. To do. In the first embodiment,
上記について、図１９で具体的に説明する。第二のインバータの必要電源電圧の極小値３３すなわちＶｄにオフセット値Ｖｏｓを加えて、第二のインバータの必要電源電圧の設定上限値をＶｅと設定する。この第二のインバータの必要電源電圧の設定上限値に対応する母線電圧すなわち第一の直流電圧の下限値Ｖ４を母線電圧基準値Ｖｄｃ１−ｂ（基準点３７）とし、この母線電圧基準値Ｖｄｃ１−ｂに対して電圧余裕値Ｖｍを加えた値Ｖ８を母線電圧指令値Ｖｄｃ１＊すなわち第一の直流電圧の動作点３６とする。
ここで、電圧余裕値Ｖｍとは、母線電圧が動作点３６に設定されて動作している時に日射急変（急落）等により母線電圧の低下が生じても、電力変換装置２が出力電流を絞って入出力電力が再び釣り合う状態に戻るまでの期間では第二のインバータの必要電源電圧が設定上限値を超えてしまわないための余裕を与えるものである。なお、この電圧余裕値Ｖｍは例えば次のようにして決めることができる。
（１）日射急変（急落）が発生した時の入力電力Ｐｉｎと出力電力Ｐｏｕｔとの差分電力ΔＰを求める。
（２）直流電流成分が生じない程度に出力電流の値を絞っていったとき、入力電力Ｐｉｎと出力電力Ｐｏｕｔとが再び釣り合う、すなわちΔＰ＝０となるまでの時間ｔｘを求める。
（３）時間０〜ｔｘの間に、出力電力Ｐｏｕｔに対する入力電力Ｐｉｎの不足電力分を補うために消費する第一の直流電源のエネルギーΔＷを求める。
（４）Ｗ＝（Ｃ・Ｖ２）／２の関係式に基づき、ΔＷを消費した時の第一の直流電源の電圧の低下ΔＶを求める。最初の第一の直流電源の電圧をＶ０とすると、
ΔＷ＝（Ｃ・Ｖ０２）／２−（Ｃ・（Ｖ０−ΔＶ）２）／２
（５）電圧余裕値Ｖｍを、ΔＶ以上の値に設定する。
これにより、日射急変時に入出力電力のバランスが崩れ、出力電力Ｐｏｕｔに対する入力電力Ｐｉｎの不足電力分を第一の直流電源に蓄えられたエネルギーで補う場合に、その際に発生する第一の直流電源５の電圧低下が、出力電流の値を絞ることによって入出力電力のバランスが回復する（再び釣り合う状態に戻る）までの時間の間に、第一の直流電圧の下限値を下回らないことが可能となるため、第二のインバータ８の出力電圧の最大値が、第二の直流電源９の供給可能な電圧値すなわち第二のインバータの必要電源電圧の設定上限値を超えることはなく、従って電力変換装置２の出力電圧に歪みが生じることがない。
The above will be specifically described with reference to FIG. The offset value Vos is added to the minimum value 33 of the necessary power supply voltage of the second inverter, that is, Vd, and the setting upper limit value of the necessary power supply voltage of the second inverter is set to Ve. The bus voltage corresponding to the set upper limit value of the necessary power supply voltage of the second inverter, that is, the lower limit value V4 of the first DC voltage is set as the bus voltage reference value Vdc1-b (reference point 37), and this bus voltage reference value Vdc1- A value V8 obtained by adding a voltage margin value Vm to b is set as a bus voltage command value Vdc1 *, that is, an operating point 36 of the first DC voltage.
Here, the voltage margin value Vm means that the
(1) The difference power ΔP between the input power Pin and the output power Pout when a sudden solar radiation change (sudden drop) occurs is obtained.
(2) When the value of the output current is narrowed to such an extent that no direct current component is generated, the time tx until the input power Pin and the output power Pout are balanced again, that is, ΔP = 0 is obtained.
(3) During the
(4) Based on the relational expression of W = (C · V 2 ) / 2, the voltage drop ΔV of the first DC power supply when ΔW is consumed is obtained. If the voltage of the first first DC power supply is V0,
ΔW = (C · V0 2 ) / 2− (C · (V0−ΔV) 2 ) / 2
(5) The voltage margin value Vm is set to a value equal to or greater than ΔV.
As a result, the input / output power balance is lost during sudden changes in solar radiation, and when the shortage of the input power Pin with respect to the output power Pout is supplemented by the energy stored in the first DC power supply, the first DC generated at that time The voltage drop of the power supply 5 may not fall below the lower limit value of the first DC voltage during the time until the balance of input / output power is restored (returning to a balanced state) by reducing the value of the output current. Therefore, the maximum value of the output voltage of the
以上に示したように、第一の直流電圧の下限値を母線電圧基準値Ｖｄｃ１−ｂとし、この母線電圧基準値Ｖｄｃ１−ｂに対して電圧余裕値を加えた値を第一の直流電圧の動作点すなわち母線電圧指令値Ｖｄｃ１＊とする制御および電力収支０制御を実施することにより、第二のインバータの必要電源電圧の設定上限値を必要最小限の値にすることができるとともに、電力変換装置の出力波形として歪みのない電圧波形を出力することができる。また、日射急変（急落）時に急激に出力電流を絞ることを必要としないため、電力変換装置の交流出力に直流電流成分を含むようなこともない。さらには各素子のサイズ、重量、コストを低減することができ、したがって電力変換装置のサイズ、重量、コストを低減することもできる。加えて、電力変換装置のスイッチング損失や導通損失をも低減できる。
As described above, the lower limit value of the first DC voltage is the bus voltage reference value Vdc1-b, and a value obtained by adding a voltage margin value to the bus voltage reference value Vdc1-b is the first DC voltage. By performing the control at the operating point, that is, the bus voltage command value Vdc1 * and the
実施の形態２．
次に、本発明にかかる電力変換装置の実施の形態２を図面に基づいて詳細に説明する。
本実施の形態における電力変換装置２の構成および動作フローは、実施の形態１で示した図１および図２と同じである。
図２０は本発明の実施の形態２における電力変換装置２の母線電圧Ｖｄｃ１と第二のインバータの必要電源電圧の関係を示す図である。実施の形態１では、第一の直流電圧の下限値Ｖ４を母線電圧基準値Ｖｄｃ１−ｂとし、この母線電圧基準値Ｖｄｃ１−ｂに対して電圧余裕値Ｖｍを加えた値Ｖ８を第一の直流電圧の動作点３６すなわち母線電圧指令値Ｖｄｃ１＊とした。実施の形態２では、第二のインバータの必要電源電圧が極小値となる第一の直流電源の電圧Ｖ９を母線電圧基準値Ｖｄｃ１−ｂとし、この母線電圧基準値Ｖｄｃ１−ｂに対して電圧余裕値Ｖｍを加えた値Ｖ１０を第一の直流電圧の動作点３６すなわち母線電圧指令値Ｖｄｃ１＊とする。日射急変（急落）があると、入出力電力のバランスが崩れるため、出力電力Ｐｏｕｔに対する入力電力Ｐｉｎの不足電力分を第一の直流電源５が補うことによって母線電圧が低下していく。ここで、母線電圧の低下に伴う第二のインバータの必要電源電圧の動きを見ると、まず母線電圧がＶ１０からＶ９まで低下するときには第二のインバータの必要電源電圧は母線電圧Ｖ１０に対応する電圧から極小値まで減少するような動きとなる。次に、母線電圧がＶ９からＶ１１（Ｖ１１＝Ｖ１０−ΔＶとする）まで低下するときには第二のインバータの必要電源電圧は極小値から母線電圧Ｖ１１に対応する電圧Ｖｇまで上昇するような動きとなる。従ってある所定時間における第一の直流電源５の電圧低下ΔＶが、実施の形態１の場合と同じ値だったとして、第二のインバータの必要電源電圧は、極小値を経由している分もあって大きくは上昇しておらず、第二のインバータの必要電源電圧の設定上限値Ｖｅに対するマージン（Ｖｅ−Ｖｇ）としては実施の形態１の場合より大きくなる。従って各素子の耐電圧と実際の第二のインバータ８の出力電圧との差が大きく、耐電圧に対して余裕がある。言い換えれば各素子に対して十分なディレーティングを取った使い方となるため、各素子の寿命が長くなり、電力変換装置２の信頼性を高めることができる。また、第二のインバータの必要電源電圧の設定上限値Ｖｅに対するマージン（Ｖｅ−Ｖｇ）が大きいということは、まだしばらくの間母線電圧が低下し続けたとしても、電力変換装置２の出力電圧に歪みが生じないということである。すなわち、想定したよりも大きな日射急変（急落）があった場合でも出力電圧に歪みが生じにくいことを示しており、電力変換装置２はより厳しい日射条件の変化に対して安定した交流電力を出力できると言える。
Next, a power converter according to a second embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
The configuration and operation flow of
FIG. 20 is a diagram showing the relationship between the bus voltage Vdc1 of the
以上に示したように、第二のインバータの必要電源電圧が極小値となる第一の直流電源の電圧を母線電圧基準値Ｖｄｃ１−ｂとし、この母線電圧基準値Ｖｄｃ１−ｂに対して電圧余裕値を加えた値を第一の直流電圧の動作点すなわち母線電圧指令値Ｖｄｃ１＊とする制御および電力収支０制御を実施することにより、第二のインバータの必要電源電圧の設定上限値を必要最小限の値にすることができるとともに、電力変換装置の出力波形として歪みのない電圧波形を出力することができる。また、日射急変（急落）時に急激に出力電流を絞ることを必要としないため、電力変換装置の交流出力に直流電流成分を含むようなこともない。さらには各素子のサイズ、重量、コストを低減することができ、したがって電力変換装置のサイズ、重量、コストを低減することもできる。加えて、電力変換装置のスイッチング損失や導通損失をも低減できる。また、各素子の耐電圧値に対してより大きなディレーティングを持って使用できるので、素子の寿命を延ばし、電力変換装置の信頼性を向上することができる。また、想定以上の日射急変（急落）に対しても、電力変換装置の出力波形として歪みのない電圧波形を出力でき、より安定した交流電力を提供することができる。
As described above, the voltage of the first DC power supply at which the necessary power supply voltage of the second inverter becomes the minimum value is defined as the bus voltage reference value Vdc1-b, and a voltage margin with respect to the bus voltage reference value Vdc1-b. By performing control with the added value as the operating point of the first DC voltage, that is, the bus voltage command value Vdc1 *, and
２ 電力変換装置
４ 電圧調整装置
５ 第一の直流電源
６ 第一のインバータ
８ 第二のインバータ
９ 第二の直流電源
１４ 制御装置
2
Claims (5)
前記電圧調整装置の出力を入力する第一の直流電源と、
前記第一の直流電源の出力である前記第一の直流電圧を入力して交流の矩形波電圧を出力する第一のインバータと、
前記第一のインバータの出力端に直列に接続され、前記矩形波電圧と最終段出力である正弦波出力電圧目標値との差分の電圧を出力する第二のインバータと、
前記第二のインバータに電力を放電あるいは前記第二のインバータからの電力を充電する第二の直流電源と、
前記電圧調整装置と前記第一のインバータと前記第二のインバータとを制御する制御装置と
を備え、
前記制御装置は、前記正弦波出力電圧目標値に基づいて第一の直流電圧基準値を決定し、前記第一の直流電圧基準値に所定の電圧余裕値を加えた値を第一の直流電圧指令値として、前記電圧調整装置を制御して前記電圧調整装置より前記第一の直流電圧指令値に従った前記第一の直流電圧を出力させ、
また、前記制御装置は、前記第二の直流電源への充電電力および前記第二の直流電源からの放電電力の所定の周期における収支がゼロとなるパルス幅を決定し、前記第一のインバータを制御して前記第一のインバータより前記パルス幅に従った前記矩形波電圧を出力させ、
前記第一のインバータの出力と前記第二のインバータとの出力とを重畳させて、前記正弦波出力電圧目標値に一致した電圧の交流出力電力を出力する
ことを特徴とする電力変換装置。 A voltage regulator that inputs DC power from the outside, converts the voltage value of the DC power into a first DC voltage, and outputs the first DC voltage;
A first DC power supply for inputting the output of the voltage regulator;
A first inverter that inputs the first DC voltage that is the output of the first DC power supply and outputs an AC rectangular wave voltage;
A second inverter that is connected in series to the output terminal of the first inverter, and that outputs a differential voltage between the rectangular wave voltage and a sine wave output voltage target value that is the final stage output;
A second DC power source for discharging power to the second inverter or charging power from the second inverter;
A controller for controlling the voltage regulator, the first inverter, and the second inverter;
The control device determines a first DC voltage reference value based on the sine wave output voltage target value, and sets a value obtained by adding a predetermined voltage margin value to the first DC voltage reference value as a first DC voltage. As the command value, the voltage regulator is controlled to output the first DC voltage according to the first DC voltage command value from the voltage regulator.
Further, the control device determines a pulse width at which a balance in a predetermined cycle of charging power to the second DC power source and discharging power from the second DC power source becomes zero, and the first inverter Control to output the rectangular wave voltage according to the pulse width from the first inverter,
The power converter according to claim 1, wherein the output of the first inverter and the output of the second inverter are superimposed to output AC output power having a voltage that matches the sine wave output voltage target value.
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。 The control device uses, as the first DC voltage reference value, a lower limit value of an allowable range of the first DC voltage obtained by adding an offset value to a minimum value of a necessary power supply voltage of the second inverter. The power conversion apparatus according to claim 1.
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。 The said control apparatus uses the voltage value of said 1st DC power supply corresponding to the minimum value of the required power supply voltage of said 2nd inverter as said 1st DC voltage reference value. The power converter device described in 1.
前記制御装置は、前記外部から入力される直流電力の電力値が前記交流出力電力の電力値より小さくなった場合の前記交流出力電力の電力値と前記直流電力の電力値との差分を補うために使用される前記第一の直流電源のエネルギーΔＷと、前記第一の直流電源の静電容量Ｃと、前記第一の直流電圧指令値Ｖ０との間で
ΔＷ＝（Ｃ・Ｖ０２）／２−（Ｃ・（Ｖ０−ΔＶ）２）／２
の関係式を満たすΔＶよりも大きな電圧値を前記所定の電圧余裕値として設定する
ことを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の電力変換装置。 The first DC power source is a capacitor between buses of the first inverter,
The control device compensates for a difference between the power value of the AC output power and the power value of the DC power when the power value of the DC power input from the outside becomes smaller than the power value of the AC output power. ΔW = (C · V0 2 ) / between the energy ΔW of the first DC power source used in the above, the capacitance C of the first DC power source, and the first DC voltage command value V0. 2- (C · (V0−ΔV) 2 ) / 2
The power converter according to claim 1, wherein a voltage value larger than ΔV that satisfies the relational expression is set as the predetermined voltage margin value.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2010161554A JP2012023916A (en) | 2010-07-16 | 2010-07-16 | Electric power conversion device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2010161554A JP2012023916A (en) | 2010-07-16 | 2010-07-16 | Electric power conversion device |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2012023916A true JP2012023916A (en) | 2012-02-02 |
Family
ID=45777669
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2010161554A Pending JP2012023916A (en) | 2010-07-16 | 2010-07-16 | Electric power conversion device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2012023916A (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102868312A (en) * | 2012-10-17 | 2013-01-09 | 华为技术有限公司 | Contravariant method and contravariant device |
| WO2014128907A1 (en) * | 2013-02-22 | 2014-08-28 | 株式会社 日立製作所 | Power supply system provided with power converter, and method for driving same |
| WO2023272579A1 (en) * | 2021-06-30 | 2023-01-05 | 华为数字能源技术有限公司 | Control system for direct current bus voltage, and control method |
-
2010
- 2010-07-16 JP JP2010161554A patent/JP2012023916A/en active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102868312A (en) * | 2012-10-17 | 2013-01-09 | 华为技术有限公司 | Contravariant method and contravariant device |
| WO2014128907A1 (en) * | 2013-02-22 | 2014-08-28 | 株式会社 日立製作所 | Power supply system provided with power converter, and method for driving same |
| WO2023272579A1 (en) * | 2021-06-30 | 2023-01-05 | 华为数字能源技术有限公司 | Control system for direct current bus voltage, and control method |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP3202025B1 (en) | A multiple output boost dc-dc power converter | |
| JP6091781B2 (en) | Semiconductor power converter | |
| JP4585774B2 (en) | Power conversion device and power supply device | |
| JP4468840B2 (en) | Power converter | |
| US9673732B2 (en) | Power converter circuit | |
| US10516365B1 (en) | DC voltage control in renewable energy based multilevel power converter | |
| WO2006090672A1 (en) | Power converter | |
| EP2383877A1 (en) | Power conversion device | |
| JPWO2007129456A1 (en) | Power converter | |
| JP2004508689A (en) | High efficiency fuel cell power conditioner | |
| WO2007110954A1 (en) | Power supply apparatus | |
| JP2017060303A (en) | Power supply device | |
| AU2013206703A1 (en) | Power converter module, photovoltaic system with power converter module, and method for operating a photovoltaic system | |
| JP2018019481A (en) | Power conversion device | |
| JP5254922B2 (en) | Power converter | |
| JP4896044B2 (en) | Power converter | |
| JP2012023916A (en) | Electric power conversion device | |
| JP4878645B2 (en) | Power converter | |
| JP2014007846A (en) | Electric power conversion system | |
| WO2017068815A1 (en) | Power conversion device and control method thereof | |
| Chen et al. | DC-link capacitor selections for the single-phase grid-connected PV system | |
| EP3984123A1 (en) | Voltage balance systems and methods for multilevel converters | |
| JP2012239309A (en) | Electric power conversion apparatus | |
| JP2012023915A (en) | Electric power conversion device | |
| JP2008104253A (en) | Power conversion device |