JP2012022918A - Discharge lamp lighting circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は放電灯を駆動する放電灯点灯回路に関する。 The present invention relates to a discharge lamp lighting circuit for driving a discharge lamp.
近年、前照灯などの車両用灯具として、従来のフィラメントを有するハロゲンランプに代えて、メタルハライドランプ(以下、放電灯と称する)が利用されている。放電灯は、ハロゲンランプに比べて発光効率、長寿命が得られる反面、駆動電圧として数十〜数百Vが必要であるため、12Vもしくは24Vの車載バッテリでは直接駆動することができず、放電灯点灯回路(バラストとも称される)が必要となる。 In recent years, metal halide lamps (hereinafter referred to as discharge lamps) have been used as vehicle lamps such as headlamps in place of conventional halogen lamps having a filament. Although a discharge lamp can achieve luminous efficiency and a long life compared to a halogen lamp, it requires several tens to several hundreds V as a driving voltage. An electric lighting circuit (also called ballast) is required.
放電灯点灯回路はバッテリ電圧を昇圧して放電灯に供給する。特許文献1には、バッテリ電圧を昇圧するDC/DCコンバータと、DC/DCコンバータの出力電圧を交流変換するインバータ回路と、それらの回路を制御する制御回路と、放電灯始動用の高電圧パルスを生成するイグナイタ回路と、を備える放電灯点灯装置が開示されている。
The discharge lamp lighting circuit boosts the battery voltage and supplies it to the discharge lamp.
特許文献1に記載のイグナイタ回路などのスタータ回路は、DC/DCコンバータの昇圧動作を利用してスタータキャパシタを充電し、スタータキャパシタに充電されたエネルギを高電圧トランスに一度に放出することで高電圧パルスを生成する。ここで、スタータキャパシタへの充電が始まってから高電圧パルスが発生するまでの期間の長さをパルスインターバルと呼ぶ。
A starter circuit such as an igniter circuit described in
1回目の高電圧パルスによって放電灯が点灯しない場合、スタータ回路ではスタータキャパシタが再充電されて再度高電圧パルスが生成される。一方、放電灯の点灯前においてDC/DCコンバータは負荷が実質的にない状態で駆動されるので、その出力電圧はすぐに上限値に到達しその上限値付近で安定化される。したがって、DC/DCコンバータの出力電圧が上昇過程にある場合のパルスインターバルと安定化された後のパルスインターバルとに差が生じる虞がある。特に2回目以降の高電圧パルスに対応するパルスインターバルが1回目の高電圧パルスに対応するパルスインターバルよりも長くなる可能性がある。このようにパルスインターバルが長くなると、点灯性能に悪影響を及ぼしかねない。 When the discharge lamp is not lit by the first high voltage pulse, the starter capacitor is recharged in the starter circuit, and a high voltage pulse is generated again. On the other hand, since the DC / DC converter is driven with substantially no load before the discharge lamp is turned on, the output voltage immediately reaches the upper limit value and is stabilized near the upper limit value. Therefore, there is a possibility that a difference occurs between the pulse interval when the output voltage of the DC / DC converter is in the rising process and the pulse interval after being stabilized. In particular, the pulse interval corresponding to the second and subsequent high voltage pulses may be longer than the pulse interval corresponding to the first high voltage pulse. If the pulse interval becomes long in this way, the lighting performance may be adversely affected.
本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、点灯性能を向上した放電灯点灯回路の提供にある。 The present invention has been made in view of such circumstances, and an object thereof is to provide a discharge lamp lighting circuit having improved lighting performance.
本発明のある態様は、放電灯点灯回路に関する。この放電灯点灯回路は、駆動対象の放電灯に印加すべき駆動電圧を生成するDC/DCコンバータと、点灯状態監視信号が放電灯の消灯を示す場合、駆動電圧が所定の上限値を超えないようにDC/DCコンバータを制御する制御回路と、を備える。DC/DCコンバータは、入力トランスと、入力トランスの1次巻き線と直列に接続されるスイッチング素子と、を含む。制御回路は、点灯状態監視信号が放電灯の消灯を示す場合は、スイッチング素子のオン期間中に入力トランスの1次巻き線に蓄えられるエネルギが、点灯状態監視信号が放電灯の点灯を示す場合の対応するエネルギよりも小さくなるようにスイッチング素子のオンオフを制御する。 One embodiment of the present invention relates to a discharge lamp lighting circuit. In this discharge lamp lighting circuit, when the DC / DC converter that generates a driving voltage to be applied to the discharge lamp to be driven and the lighting state monitoring signal indicates that the discharge lamp is extinguished, the driving voltage does not exceed a predetermined upper limit value. And a control circuit for controlling the DC / DC converter. The DC / DC converter includes an input transformer and a switching element connected in series with the primary winding of the input transformer. When the lighting state monitoring signal indicates that the discharge lamp is extinguished, the control circuit is configured such that the energy stored in the primary winding of the input transformer during the ON period of the switching element indicates that the lighting state monitoring signal indicates that the discharge lamp is turned on. The on / off state of the switching element is controlled to be smaller than the corresponding energy.
この態様によると、点灯状態監視信号が放電灯の消灯を示す場合の、スイッチング素子のオン期間中に入力トランスの1次巻き線に蓄えられるエネルギを小さくできる。 According to this aspect, the energy stored in the primary winding of the input transformer during the ON period of the switching element when the lighting state monitoring signal indicates that the discharge lamp is extinguished can be reduced.
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや、本発明の構成要素や表現を装置、方法、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。 It should be noted that any combination of the above-described constituent elements and those obtained by replacing the constituent elements and expressions of the present invention with each other among apparatuses, methods, systems, etc. are also effective as an aspect of the present invention.
本発明によれば、点灯性能を向上できる。 According to the present invention, lighting performance can be improved.
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、信号には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、各図面において説明上重要ではない部材の一部は省略して表示する。 The present invention will be described below based on preferred embodiments with reference to the drawings. The same or equivalent components, members, and signals shown in the drawings are denoted by the same reference numerals, and repeated descriptions are appropriately omitted. In addition, in the drawings, some of the members that are not important for explanation are omitted.
本明細書において、「部材Aが、部材Bと接続された状態」とは、部材Aと部材Bが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Aと部材Bが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。同様に、「部材Cが、部材Aと部材Bとの間に設けられた状態」とは、部材Aと部材C、あるいは部材Bと部材Cが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。 In this specification, “the state in which the member A is connected to the member B” means that the member A and the member B are electrically connected in addition to the case where the member A and the member B are physically directly connected. It includes the case of being indirectly connected through another member that does not affect the connection state. Similarly, “the state in which the member C is provided between the member A and the member B” refers to the case where the member A and the member C or the member B and the member C are directly connected, as well as an electrical condition. This includes the case of being indirectly connected through another member that does not affect the state of connection.
(第1の実施の形態)
第1の実施の形態に係る放電灯点灯回路は、入力されたバッテリ電圧をスイッチングコンバータを使用して変圧し、インバータを使用して交流電圧に変換した上で駆動対象の放電灯に供給する。この放電灯点灯回路では、放電灯の点灯前と判断される場合は、スイッチングコンバータのスイッチング素子のオンオフの一周期ごとにスイッチングコンバータの入力側から出力側へ移相されるエネルギを、放電灯の点灯後と判断される場合よりも小さくする。これにより、放電灯の点灯前においてスイッチングコンバータの出力電圧が上昇して上限値に近づいた場合のスイッチング素子の駆動周波数の低下を抑えることができる。
(First embodiment)
The discharge lamp lighting circuit according to the first embodiment transforms an input battery voltage using a switching converter, converts it into an AC voltage using an inverter, and supplies the AC voltage to a discharge lamp to be driven. In this discharge lamp lighting circuit, when it is determined that the discharge lamp is not lit, the energy that is phase-shifted from the input side to the output side of the switching converter for each cycle of ON / OFF of the switching element of the switching converter is calculated. Make it smaller than if it is determined to be after lighting. Accordingly, it is possible to suppress a decrease in the driving frequency of the switching element when the output voltage of the switching converter increases and approaches the upper limit value before the discharge lamp is turned on.
図1は、第1の実施の形態に係る放電灯点灯回路100およびそれに接続される部材の構成を示す回路図である。放電灯点灯回路100は、車載用のメタルハライドランプである放電灯4を駆動する。放電灯点灯回路100および放電灯4は、車両用灯具に搭載される。放電灯点灯回路100は、車載バッテリ(以下、単にバッテリと称する)6、電源スイッチ8と接続される。
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a discharge
バッテリ6は、12V(もしくは24V)の直流のバッテリ電圧(電源電圧)Vbatを発生する。電源スイッチ8は放電灯4の点灯のオン、オフを制御するために設けられたリレースイッチであり、バッテリ6と直列に設けられる。電源スイッチ8がオンとなると、バッテリ6からバッテリ電圧Vbatが放電灯点灯回路100に供給される。
The
放電灯点灯回路100は、平滑化されたバッテリ電圧Vbatを昇圧し、交流変換して放電灯4へと供給する。以下、放電灯点灯回路100の詳細な構成を説明する。
The discharge
放電灯点灯回路100は、DC/DCコンバータCONV、制御回路10、スタータ回路20、インバータ回路30、入力キャパシタCin、電流検出抵抗Rd、第1電流制限抵抗R1、第2電流制限抵抗R2、を備える。
The discharge
入力キャパシタCinは、バッテリ6と並列に設けられ、バッテリ電圧Vbatを平滑化する。より具体的には、入力キャパシタCinは入力トランス14の近傍に設けられており、DC/DCコンバータCONVのスイッチング動作に対する電圧平滑化の機能を果たす。
Input capacitor Cin is provided in parallel with
DC/DCコンバータCONVは、バッテリ電圧Vbatを昇圧する。DC/DCコンバータCONVは、絶縁型のスイッチングレギュレータであり、入力トランス14、出力ダイオードD1、出力キャパシタCo、スイッチング素子M1、を含む。
The DC / DC converter CONV boosts the battery voltage Vbat. The DC / DC converter CONV is an insulating switching regulator, and includes an
入力トランス14の1次巻き線L1とスイッチング素子M1とは、入力キャパシタCinと並列に、DC/DCコンバータCONVの入力端子Pinと接地端子(GND)間に直列に設けられている。たとえばスイッチング素子M1はNチャンネルMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)で構成される。入力トランス14の2次巻き線L2の一端は接地されており、その他端は出力ダイオードD1のアノードと接続される。出力キャパシタCoは出力ダイオードD1のカソードと接地端子間に設けられる。
The primary winding L1 of the
スイッチング素子M1の制御端子(ゲート)には、駆動周波数f1の制御パルス信号S1が印加される。たとえば定常点灯状態において駆動周波数f1は400kHzである。スイッチング素子M1は、制御パルス信号S1がハイレベルのときオン、ローレベルのときオフする。スイッチング素子M1がオンすると1次巻き線L1に電流が流れ始め、オン期間の終わりには1次巻き線L1に1/2・Lp・Ip2に相当するエネルギが蓄えられる。ここでLpは1次巻き線L1のインダクタンス、Ipはオン期間の終了時点で1次巻き線L1に流れている電流値である。Lpは典型的には1μH程度である。この状態でスイッチング素子M1がオフすると、1次巻き線L1に蓄えられたエネルギが2次巻き線L2へ移送される。移送されたエネルギは出力キャパシタCoに蓄えられる。以上のエネルギ移送の繰り返しにより、出力キャパシタCoが充電される。 A control pulse signal S1 having a driving frequency f1 is applied to a control terminal (gate) of the switching element M1. For example, the drive frequency f1 is 400 kHz in the steady lighting state. The switching element M1 is turned on when the control pulse signal S1 is at a high level and turned off when it is at a low level. When the switching element M1 is turned on, a current starts to flow through the primary winding L1, and at the end of the on period, energy corresponding to 1/2 · Lp · Ip 2 is stored in the primary winding L1. Here, Lp is the inductance of the primary winding L1, and Ip is the current value flowing through the primary winding L1 at the end of the ON period. Lp is typically about 1 μH. When the switching element M1 is turned off in this state, the energy stored in the primary winding L1 is transferred to the secondary winding L2. The transferred energy is stored in the output capacitor Co. By repeating the above energy transfer, the output capacitor Co is charged.
インバータ回路30は、DC/DCコンバータCONVによって昇圧された直流の駆動電圧Voを点灯周波数f2の交流電圧に変換して放電灯4に供給する。インバータ回路30としては、例えばHブリッジ回路などの公知のインバータ回路が使用される。
点灯周波数f2は駆動周波数f1よりも低く設定される。点灯周波数f2は10kHz以下、さらには250Hz〜750Hz程度に設定されることが好ましく、本実施の形態では312.5Hzに設定される。点灯周波数f2の逆数を点灯周期T2(=1/f2=3.2ms)と称す。
The
The lighting frequency f2 is set lower than the driving frequency f1. The lighting frequency f2 is preferably set to 10 kHz or less, more preferably about 250 Hz to 750 Hz, and is set to 312.5 Hz in the present embodiment. The reciprocal of the lighting frequency f2 is referred to as a lighting cycle T2 (= 1 / f2 = 3.2 ms).
電流検出抵抗Rdは、放電灯4に流れるランプ電流ILの経路上に設けられる。図1の回路では電流検出抵抗Rdは、DC/DCコンバータCONVとインバータ回路30とを接続する接地配線上に設けられる。電流検出抵抗Rdにはランプ電流ILに比例した電圧降下Vdが発生する。
The current detection resistor Rd is provided on the path of the lamp current IL flowing through the
スタータ回路20は、放電灯4をブレークダウンさせるために高電圧パルスを発生して放電灯4の一端に印加する。スタータ回路20は、スイッチング素子M1のオン期間中に入力トランス14の1次巻き線L1に蓄えられるエネルギ(以下、1次エネルギと称す)を利用して高電圧パルスを発生する。スタータ回路20は、充電回路22、1次回路24、高電圧トランス26、を含む。
The
高電圧トランス26の2次巻き線L4は放電灯4の一端とインバータ回路30の出力端子との間に接続される。高電圧トランス26の1次巻き線L3は1次回路24に接続される。
The secondary winding L4 of the
充電回路22はDC/DCコンバータCONVと第1電流制限抵抗R1、第2電流制限抵抗R2を介して接続され、駆動電圧Voよりも高い充電電圧を生成して1次回路24に供給する。特に充電回路22は、出力ダイオードD1の両端電圧を入力とし、駆動電圧Voをn倍する(nは2以上の整数)。電圧をn倍する点については、コッククロフト・ウォルトンの回路に代表される公知の電圧増幅技術が使用されてもよい。
The charging
1次回路24は、充電電圧を利用して充電されるスタータキャパシタ(不図示)と、スタータキャパシタと高電圧トランス26の1次巻き線L3との導通を制御するスパークギャップなどの放電ギャップ型スイッチ(不図示)と、を含む。1次回路24では、スタータキャパシタの両端電圧Vstが所定の絶縁破壊電圧Vbを超えると放電ギャップ型スイッチが導通する。これにより高電圧トランス26の1次巻き線L3にパルス的な大電流が流れる。この電流に応じて2次巻き線L4に発生する高電圧パルスが放電灯4の一端に印加される。絶縁破壊電圧Vbは典型的には800V程度に設定される。
The
高電圧パルスが放電灯4に印加されても場合によっては放電灯4がブレークダウンしない。この場合、スタータ回路20は再びスタータキャパシタを充電して高電圧パルスを発生させる。このようにしてスタータ回路20は、放電灯4がブレークダウンするまで高電圧パルスの発生を続ける。
Even if a high voltage pulse is applied to the
第1電流制限抵抗R1は、出力ダイオードD1のアノードとスタータ回路20の第1入力端子P1との間に設けられる。第2電流制限抵抗R2は、出力ダイオードD1のカソードとスタータ回路20の第2入力端子P2との間に設けられる。
The first current limiting resistor R1 is provided between the anode of the output diode D1 and the first input terminal P1 of the
第1電流制限抵抗R1および第2電流制限抵抗R2は、スタータ回路20へ供給される電流量を制限する。したがって、充電回路22での電圧増幅の過程でスタータ回路20の各素子にパルス的に大電流が流れることを防ぐことができる。これによりそれらの素子としてより小型で安価なものが使用可能となり、スタータ回路20を小型化し、さらにはコストを削減できる
The first current limiting resistor R1 and the second current limiting resistor R2 limit the amount of current supplied to the
制御回路10は、放電灯点灯回路100を制御する機能IC(Integrated Circuit)を含み、所定の駆動シーケンスにしたがって放電灯点灯回路100を制御する。制御回路10は、以下の駆動シーケンスを1から5の順番に実行することにより放電灯4を点灯させ、その光出力を安定化させる。
1. 電源投入
2. ブレークダウン
3. DC期間
4. ランナップ
5. 定常点灯
駆動シーケンスのさらなる詳細は後述する。
The
1. Power on
制御回路10は、素子の耐圧や安全性の観点から、駆動電圧Voが所定の上限電圧Vth2を超えないようにDC/DCコンバータCONVを制御する。また制御回路10は、放電灯4が消灯していると判断される場合は、1次エネルギが放電灯4が点灯していると判断される場合の1次エネルギよりも小さくかつ一定となるようにスイッチング素子M1のオンオフを制御する。
The
制御回路10は、検出回路102、駆動回路104、を含む。
検出回路102は、放電灯4の点灯/消灯の別や放電灯4に供給されている電力などの放電灯4の状態を検出する。検出回路102は、点灯判断回路106、ランプ電力演算回路108、を有する。
The
The
点灯判断回路106は駆動電圧Voを監視し、駆動電圧Voが所定の点灯判断電圧Vth1よりも高い場合は放電灯4が消灯していると判断し、駆動電圧Voが点灯判断電圧Vth1以下の場合は放電灯4が点灯していると判断する。ここで「放電灯4が消灯している」とは、「放電灯4が点灯していない」または「放電灯4の点灯前」と言い換えることができる。
点灯判断回路106は、放電灯4が消灯していると判断される場合はアサートされ放電灯4が点灯していると判断される場合はネゲートされる点灯状態監視信号S2を出力する。
なお、点灯判断回路106は放電灯4に印加される電圧であるランプ電圧VLを監視してもよい。
The
The
The
ランプ電力演算回路108は、電流検出抵抗Rdに生じる電圧降下Vdを計測しランプ電流ILを演算する。ランプ電力演算回路108は、演算されたランプ電流ILの情報に基づき、必要に応じて駆動電圧Voやランプ電圧VLの情報を加味して放電灯4で消費されている電力であるランプ電力WLを演算する。ランプ電力演算回路108は、演算されたランプ電力WLを示す電力信号S3を出力する。
The lamp
駆動回路104は、検出回路102で検出された情報に基づきDC/DCコンバータCONVのスイッチング素子M1をPWM(Pulse Width Modulation)駆動する。駆動回路104は、デューティ比制限回路110、電力制御回路112、鋸波生成回路114、電圧制限回路116、電流制限回路118、PWMコンパレータ120、を有する。
The
電力制御回路112は電力信号S3を受け、電力信号S3が示すランプ電力WLと目標電力との差に対応する電圧を有する誤差信号S4を生成する。目標電力は所望の電力制御を実現するように設定される。
The
鋸波生成回路114は、駆動周波数f1の三角波状あるいはのこぎり波状の周期信号S5を生成する。
PWMコンパレータ120は、誤差信号S4を周期信号S5と比較することにより制限前PWM信号S6を生成する。
The sawtooth wave generation circuit 114 generates a triangular wave or sawtooth wave periodic signal S5 having a drive frequency f1.
The
電圧制限回路116は、点灯状態監視信号S2がアサートされている場合、駆動電圧Voを監視する。電圧制限回路116は、監視する駆動電圧Voが上限電圧Vth2を超えている間アサートされる電圧制限信号S7を出力する。後述するデューティ比制限回路110では、電圧制限信号S7がアサートされている間は制御パルス信号S1がローレベルとされスイッチング素子M1がオフされる。したがって、電圧制限回路116は、駆動電圧Voが上限電圧Vth2を超えている間スイッチング素子M1をオフすると言える。
上限電圧Vth2は、高すぎると回路素子が大型化し、低すぎると放電灯の点灯始動性が低下しうるので、特に自動車用の放電灯点灯回路では300〜400Vに設定される。
The
When the upper limit voltage Vth2 is too high, the circuit element becomes large, and when it is too low, the lighting startability of the discharge lamp may be lowered. Therefore, the upper limit voltage Vth2 is set to 300 to 400 V particularly in the discharge lamp lighting circuit for automobiles.
なお、上記では電圧制限回路116は点灯状態監視信号S2がアサートされている場合に駆動電圧Voを監視するが、DC期間、ランナップ、定常点灯の各期間における駆動電圧Voは放電灯4点灯前の駆動電圧Voより低いことを考えると、電圧制限回路116は点灯状態監視信号S2によらずに駆動電圧Voを監視してもよい。すなわち、電圧制限回路116は、少なくとも点灯状態監視信号S2がアサートされている場合は、駆動電圧Voを監視すればよい。
In the above description, the
電流制限回路118は電流制限信号S8を出力する。電流制限回路118はスイッチング素子M1に流れる電流の大きさを監視し、その電流の大きさが所定の電流制限値を超えると電流制限信号S8にパルスを生成する。電流制限回路118において、点灯状態監視信号S2がアサートされている場合の第1電流制限値Ith1は、点灯状態監視信号S2がネゲートされている場合の第2電流制限値Ith2よりも小さな値に設定される。第1電流制限値Ith1は典型的には1A程度に設定される。
The current limiting
後述するデューティ比制限回路110では、スイッチング素子M1のオン期間中に電流制限信号S8にパルスを検出すると、制御パルス信号S1がローレベルとされスイッチング素子M1がオフされる。したがって、電流制限回路118はスイッチング素子M1に流れる電流の大きさが電流制限値を超えるとスイッチング素子M1をオフすると言える。
In a duty
電流制限回路118は、基準電圧生成回路122、制限パルス生成回路124、を有する。
基準電圧生成回路122は、点灯状態監視信号S2がアサートされている場合、第1電流制限値Ith1に対応する第1基準電圧Vr1を生成し、制限パルス生成回路124に供給する。基準電圧生成回路122は、点灯状態監視信号S2がネゲートされている場合、第2電流制限値Ith2に対応する第2基準電圧Vr2を生成し、制限パルス生成回路124に供給する。第1電流制限値Ith1は第2電流制限値Ith2よりも小さいので、一例では第1基準電圧Vr1は第2基準電圧Vr2よりも低い。
The
When the lighting state monitoring signal S2 is asserted, the reference
制限パルス生成回路124は電流制限信号S8を出力する。制限パルス生成回路124は、スイッチング素子M1と入力トランス14の1次巻き線L1との第1接続ノードN1の第1ノード電圧VN1を取得し、それを基準電圧生成回路122から供給される基準電圧Vr1、Vr2と比較する。
スイッチング素子M1のオン期間中は、第1ノード電圧VN1は入力トランス14の1次巻き線L1に流れる1次電流IL1(=スイッチング素子M1に流れる電流)とスイッチング素子M1のオン抵抗Ronとの積となる。スイッチング素子M1のオン抵抗Ronは容易に測定可能であるから、スイッチング素子M1のオン期間において、第1ノード電圧VN1は1次電流IL1を表す電圧となる。
The limit
During the ON period of the switching element M1, the first node voltage V N1 is a primary current I L1 (= current flowing in the switching element M1) flowing in the primary winding L1 of the
点灯状態監視信号S2がアサートされている場合、制限パルス生成回路124は第1ノード電圧VN1と第1基準電圧Vr1とを比較し、1次電流IL1が第1電流制限値Ith1を超えると電流制限信号S8にパルスを生成する。
点灯状態監視信号S2がネゲートされている場合、制限パルス生成回路124は第1ノード電圧VN1と第2基準電圧Vr2とを比較し、1次電流IL1が第2電流制限値Ith2を超えると電流制限信号S8にパルスを生成する。
When the lighting state monitoring signal S2 is asserted, the limit
When the lighting state monitoring signal S2 is negated, the limit
デューティ比制限回路110は、制限前PWM信号S6と電圧制限信号S7と電流制限信号S8とを受ける。デューティ比制限回路110は、電圧制限信号S7がネゲートされておりかつ電流制限信号S8にパルスを検出しない場合、制限前PWM信号S6と波形が揃った制御パルス信号S1を生成し、スイッチング素子M1の制御端子に供給する。
Duty
デューティ比制限回路110は、電圧制限信号S7がアサートされると制御パルス信号S1をローレベルとし、電圧制限信号S7がアサートされている間は制御パルス信号S1をローレベルに固定する。
デューティ比制限回路110は、制御パルス信号S1がハイレベルとなっている間に電流制限信号S8にパルスを検出すると、制御パルス信号S1をローレベルとする。デューティ比制限回路110は、次に制限前PWM信号S6がハイレベルとなるタイミングで制御パルス信号S1をハイレベルとする。
The duty
When the duty
以上が放電灯点灯回路100の構成である。続いてその動作を、駆動シーケンスに従って説明する。図2は、放電灯点灯回路100の動作状態を示すタイムチャートである。以下のタイムチャートにおいて、縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。
The above is the configuration of the discharge
1. 電源投入
時刻t1においてユーザが電源スイッチ8をオンすると、放電灯点灯回路100が起動する。制御回路10はDC/DCコンバータCONVを起動すると共にインバータ回路30をリセット状態に置く。DC/DCコンバータCONVはバッテリ電圧Vbatを昇圧する。
1. When the user turns on the
2. ブレークダウン
時刻t2において、スタータ回路20は典型的には20kV以上の高電圧パルスを発生する。その結果、放電灯4の駆動電圧VLは15kV程度まで上昇してブレークダウンし、グロー放電が始まる。
2. At breakdown time t2,
3. DC期間
ブレークダウンの後、制御回路10はまずランプ電流ILを第1極性の向きにおよそ10msの間流す制御を行う。次に制御回路10は、ランプ電流ILを第2極性の向きにおよそ10msの間流す制御を行う。このDC期間においてグロー放電からアーク放電へと移行させる。
3. DC period After breakdown, the
DC期間が終了してアーク放電が安定すると、制御回路10は、インバータ回路30を制御して、点灯周期T2にて交互にランプ電流ILの極性を入れ替える。これにより、放電灯4は交流点灯される。
When the DC period ends and the arc discharge is stabilized, the
図3(a)、(b)は、放電灯点灯回路100のDC期間後の動作状態を示すタイムチャートである。図3(a)、(b)はそれぞれ、ランナップ過程および定常点灯時の波形を示している。
3A and 3B are time charts showing an operation state after the DC period of the discharge
4. ランナップ
アーク放電の成長にともない、放電灯4の光出力が上昇していく。光出力の立ち上がりは規格で定められており、規格にマッチした光出力(電力)が得られるように、制御回路10は、駆動電圧Vo、ランプ電流ILなどを監視し、フィードバックによって、スイッチング素子M1のオン・オフのデューティ比を調節する。放電灯点灯回路100は、ランナップ期間において放電灯4の光出力を急速に上昇させるため、一時的に定格電力より高い過電力を供給し、その後、ランプ電圧VLを45V、ランプ電流ILを0.8Aに安定化して定格電力(35W)に近づけていく(図3(a))。
4). As the run-up arc discharge grows, the light output of the
5. 定常点灯
ランナップ過程を経て、放電灯4の光出力が安定化すると、放電灯4に供給される電力が定格値35Wに安定化される(図3(b))。なお、図3(a)、(b)に示されるランプ電圧VLおよびランプ電流ILの波形は、見やすさのために簡略化したものであり、実際には250Hz〜750Hzの周波数を有している。
5. Steady lighting After the run-up process, when the light output of the
図4は、電源投入からブレークダウンまでの駆動電圧Voおよびスタータ回路20のスタータキャパシタの両端電圧Vstの変化を示すタイムチャートである。図4は3回目の高電圧パルス発生で放電灯4がブレークダウンする場合を示す。
FIG. 4 is a time chart showing changes in the drive voltage Vo and the voltage Vst across the starter capacitor of the
時刻t1における電源投入後、駆動電圧Voおよび両端電圧Vstは上昇し始める。駆動電圧Voは、上限電圧Vth2付近に到達すると電圧制限回路116の作用により上限電圧Vth2程度に安定化される。両端電圧Vstが絶縁破壊電圧Vbに達すると、放電灯4に高電圧パルスが印加される。高電圧パルスが印加されても放電灯4がブレークダウンしない場合、充電回路22はスタータキャパシタへの再充電を始め、両端電圧Vstは0V付近から再度上昇し始める。図4において、1回目のパルスインターバルを第1パルスインターバルTP1、2回目のパルスインターバルを第2パルスインターバルTP2、3回目のパルスインターバルを第3パルスインターバルTP3、とそれぞれ称す。
After the power is turned on at time t1, the drive voltage Vo and the both-end voltage Vst begin to rise. When the drive voltage Vo reaches the vicinity of the upper limit voltage Vth2, it is stabilized to the upper limit voltage Vth2 by the action of the
図5は、駆動電圧Voが上限電圧Vth2付近に到達する前における放電灯点灯回路100の動作状態を示すタイムチャートである。図5は、図4の駆動電圧Voの一点鎖線で囲まれた領域202に対応する。
FIG. 5 is a time chart showing an operation state of the discharge
駆動電圧Voは点灯判断電圧Vth1より高いので、点灯判断回路106は放電灯4が消灯していると判断し、点灯状態監視信号S2をハイレベルとする。また、駆動電圧Voは上限電圧Vth2付近に到達していないので、電圧制限回路116は電圧制限信号S7をローレベルに保つ。制御パルス信号S1がハイレベルとなった後の時刻t3において、電流制限回路118は、1次電流IL1の大きさが第1電流制限値Ith1に達すると、電流制限信号S8にパルスを生成する。デューティ比制限回路110は、そのパルスを検出すると制御パルス信号S1をローレベルとする。時刻t4および時刻t5についても同様である。
図5に示される場合、制御パルス信号S1のデューティ比あるいはスイッチング素子M1のオン期間の長さは第1電流制限値Ith1によって決定される。
Since the drive voltage Vo is higher than the lighting determination voltage Vth1, the
In the case shown in FIG. 5, the duty ratio of the control pulse signal S1 or the length of the ON period of the switching element M1 is determined by the first current limit value Ith1.
図6は、駆動電圧Voが上限電圧Vth2付近に到達した後における放電灯点灯回路100の動作状態を示すタイムチャートである。図6は、図4の駆動電圧Voの二点鎖線で囲まれた領域204に対応する。
FIG. 6 is a time chart showing an operation state of the discharge
駆動電圧Voは点灯判断電圧Vth1より高いので、点灯判断回路106は放電灯4が消灯していると判断し、点灯状態監視信号S2をハイレベルとする。制御パルス信号S1がハイレベルとなった後の時刻t6において、電流制限回路118は、1次電流IL1の大きさが第1電流制限値Ith1に達すると、電流制限信号S8にパルスを生成する。デューティ比制限回路110は、そのパルスを検出すると制御パルス信号S1をローレベルとする。制御パルス信号S1がローレベルとなってスイッチング素子M1がオフされると、入力トランス14の1次巻き線L1に蓄えられたエネルギ(1/2・Lp・Ith12)が出力キャパシタCoに移送され駆動電圧Voが上昇する。
Since the drive voltage Vo is higher than the lighting determination voltage Vth1, the
駆動電圧Voが上限電圧Vth2を超える時刻t7において、電圧制限回路116は電圧制限信号S7をハイレベルとする。以降、キャパシタのロスや電圧検出抵抗等による駆動電圧Voの自然減によって駆動電圧Voが上限電圧Vth2を下回る時刻t8まで、電圧制限回路116は電圧制限信号S7をハイレベルに保つ。電圧制限信号S7がハイレベルとなっている時刻t7と時刻t8との間の期間においては、デューティ比制限回路110は制限前PWM信号S6によらずに制御パルス信号S1をローレベルに固定する。
At time t7 when the drive voltage Vo exceeds the upper limit voltage Vth2, the
電圧制限回路116が電圧制限信号S7をローレベルとする時刻t8の後最初に制限前PWM信号S6に立ち上がりエッジが現れる時刻t9において、デューティ比制限回路110は制御パルス信号S1をハイレベルとする。以降の時刻t10、t11、t12、t13における処理は、時刻t6、t7、t8、t9における処理とそれぞれ同様である。
At time t9 when the rising edge appears in the unrestricted PWM signal S6 for the first time after time t8 when the
時刻t6の後の駆動電圧Voの増分ΔV1は、入力トランス14の1次巻き線L1に蓄えられたエネルギ、すなわち第1電流制限値Ith1に応じた値となる。ここで本実施の形態に係る放電灯点灯回路100では第1電流制限値Ith1は第2電流制限値Ith2よりも小さい一定の値に設定される。したがって、第1電流制限値Ith1を小さく設定しない場合と比べて駆動電圧Voの増分ΔV1が抑えられる。これにより、駆動電圧Voが上限電圧Vth2付近に到達した後において、電圧制限回路116の作用によりスイッチング素子M1が強制的にオフとされる期間の長さが低減される。その結果、駆動周波数f1の低下が抑えられる。
The increment ΔV1 of the drive voltage Vo after time t6 becomes a value corresponding to the energy stored in the primary winding L1 of the
図7は、電流制限回路において放電灯4の点灯消灯の別によらずに同じ電流制限値を使用する場合の、放電灯点灯回路の動作状態を示すタイムチャートである。この電流制限回路では、放電灯4の点灯消灯の別によらずに共通の第3電流制限値Ith3が使用される。
FIG. 7 is a time chart showing the operating state of the discharge lamp lighting circuit when the same current limit value is used regardless of whether the
放電灯点灯回路では上記の通り、放電灯のブレークダウン後、放電灯の光出力を急速に上昇させるため一時的に定格電力より高い過電力を供給する。したがってそのような制御を可能とするため、電流制限回路における第3電流制限値Ith3を過電力に対応した大きな値、特に第1電流制限値Ith1よりも大きな値に設定する必要がある。 As described above, in the discharge lamp lighting circuit, after the breakdown of the discharge lamp, an overpower higher than the rated power is temporarily supplied in order to rapidly increase the light output of the discharge lamp. Therefore, in order to enable such control, it is necessary to set the third current limit value Ith3 in the current limit circuit to a large value corresponding to overpower, particularly a value greater than the first current limit value Ith1.
制御パルス信号S1がハイレベルとなった後の時刻t14において、電流制限回路は、1次電流IL1の大きさが第3電流制限値Ith3に達すると、電流制限信号S8にパルスを生成する。デューティ比制限回路110は、そのパルスを検出すると制御パルス信号S1をローレベルとする。制御パルス信号S1がローレベルとなってスイッチング素子M1がオフされると、入力トランス14の1次巻き線L1に蓄えられたエネルギ(1/2・Lp・Ith32)が出力キャパシタCoに移送され駆動電圧Voが上昇する。
At a time t14 after the control pulse signal S1 becomes a high level, a current limiting circuit, when the magnitude of the primary current I L1 reaches a third current limit value Ith3, it generates a pulse to the current limit signal S8. When the duty
ここで第3電流制限値Ith3は第1電流制限値Ith1よりも大きな値に設定されているので、駆動電圧Voの増分ΔV2は図6の場合のそれよりも比較的大きい。したがって、電圧制限回路116の作用によりスイッチング素子M1が強制的にオフとされる期間の長さ(時刻t15から時刻t16までの期間の長さ)はより長くなる。 Here, since the third current limit value Ith3 is set to a value larger than the first current limit value Ith1, the increment ΔV2 of the drive voltage Vo is relatively larger than that in the case of FIG. Therefore, the length of the period during which switching element M1 is forcibly turned off by the action of voltage limiting circuit 116 (the length of the period from time t15 to time t16) becomes longer.
以上が第1の実施の形態に係る放電灯点灯回路100の動作である。この放電灯点灯回路100は、従来の放電灯点灯回路に比べて以下の利点を有する。
The above is the operation of the discharge
本実施の形態に係る放電灯点灯回路100によると、制御回路10は、放電灯4が消灯していると判断される場合は、1次エネルギが放電灯4が点灯していると判断される場合の1次エネルギよりも小さくなるようにスイッチング素子M1のオンオフを制御する。したがって、上記の通り駆動電圧Voが上限電圧Vth2付近に到達した後の駆動周波数の低下を抑えることができる。
According to the discharge
放電灯4が点灯しているときと異なり、点灯していないとき(点灯前)のDC/DCコンバータCONVの主な役割は、スタータ回路20のスタータキャパシタへ電荷を蓄えることである。電荷を蓄えるスピードは、特にコッククロフト・ウォルトン型の充電回路22を使用する場合は、スイッチング素子M1のオンオフの周期(駆動周波数f1)に左右される。本実施の形態に係る放電灯点灯回路100では駆動電圧Voが上限電圧Vth2付近に到達した後でも駆動周波数はそれ程低下せず、設定によっては到達前と同程度となる。したがって、スタータキャパシタへの充電スピードの変動は抑えられ、パルスインターバルはより均一となる。また、2回目以降の高電圧パルスに対応するパルスインターバルは短くなる。特に1回目のパルスインターバル(第1パルスインターバルTP1)と、2回目以降のパルスインターバル(第2パルスインターバルTP2、第3パルスインターバルTP3)との差が小さくなる。
Unlike when the
放電灯が点灯しているときの電力を35W、駆動周波数f1を350kHzとすると、1回のスイッチングで入力トランス14の1次巻き線L1が蓄えるエネルギはおよそ0.1mJである。放電灯が点灯していないときに入力トランス14の1次巻き線L1が同じエネルギを蓄えると、駆動電圧Voの増分が大きくなり、すなわちスイッチング素子M1が強制的にオフとされる期間の長さが長くなる。この場合、パルスインターバルは実験的には数百ミリ秒から数秒に達する。これに対して本実施の形態に係る放電灯点灯回路100ではパルスインターバルを数十ミリ秒程度に抑えることが可能である。
If the electric power when the discharge lamp is lit is 35 W and the drive frequency f1 is 350 kHz, the energy stored in the primary winding L1 of the
運転者が前照灯の点灯スイッチをオンしてから点灯するまでの時間、または、何らかの原因で放電灯が消灯してから再点灯するまでの時間が長いと、ユーザに違和感や不安を与えかねない。そこでパルスインターバルをより均一に、より短くすることでユーザに不安を感じさせない放電灯点灯回路を実現できる。 If the time from when the driver turns on the headlight switch to when it is turned on, or when the discharge lamp is extinguished for some reason until it is turned on again, it may cause discomfort and anxiety to the user. Absent. Therefore, by making the pulse interval more uniform and shorter, a discharge lamp lighting circuit that does not make the user feel uneasy can be realized.
また、本実施の形態に係る放電灯点灯回路100では、制御回路10は、放電灯4が消灯していると判断される場合は、1次エネルギが一定となるようにスイッチング素子M1のオンオフを制御する。したがって、駆動周波数f1や放電灯の状態(ホット/コールド)や目標電力やバッテリ電圧Vbatが変動しても、1回のスイッチング素子M1のオンオフで出力キャパシタCoに移送されるエネルギを一定にすることができる。これにより、パルスインターバルはそれらの変動に左右されにくくなる。
Further, in the discharge
また、本実施の形態に係る放電灯点灯回路100では第1電流制限値Ith1を小さくかつ一定値に設定することにより、1次エネルギを小さくかつ一定にすることをより簡単に実現できる。具体的には、電流制限回路118で使用される基準電圧を切り替え可能に構成すればよく、複雑で精度の高い回路などを導入する必要はない。
Further, in the discharge
また、本実施の形態に係る放電灯点灯回路100では、点灯判断回路106は駆動電圧Voに基づいて点灯状態監視信号S2を生成する。ランプ電流ILを判断基準としランプ電流ILがあるしきい値より低くなると消灯と判断する場合は、放電灯が何らかの原因で消灯しかけると即座に消灯と判断されうる。すると、1次エネルギを小さくする方向に制御が働くため、放電灯の消灯をさらに促進する可能性がある。これに対して、DC/DCコンバータCONVの出力電圧である駆動電圧Voを判断基準にする場合は、放電灯が完全に消灯して出力キャパシタCoから電荷が放電されてしまわなければ消灯と判断されないので、ランプ電流ILによる判断よりタイムラグがある。即ち、放電灯の点灯維持を阻害しにくくなる。
Further, in the discharge
放電灯点灯回路のDC/DCコンバータに使用されるスイッチング素子、整流素子、平滑コンデンサ等のデバイス耐圧について、本発明者は以下の課題を認識した。
このデバイス耐圧は通常、DC/DCコンバータが放電灯の点灯前に出力する電圧の上限値(第1の実施の形態では上限電圧Vth2)の値を基に決められる。この電圧の上限値によって決まる電圧ギリギリにデバイス耐圧を設定することで、安価な素子或いは高性能な素子を用いることが出来る。しかしながらこの設定では、DC/DCコンバータの出力電圧の上昇過程においてスイッチング素子がオフした瞬間に発生するリンギング電圧が大きい場合には、一時的に耐圧オーバーとなる可能性がある。また、電圧の上限値に到達した後同様のリンギング電圧が大きい場合も、一時的に耐圧オーバーとなる可能性がある。したがって、リンギング電圧を考慮すると、更に耐圧の高いデバイスを使わざるを得ない。このリンギング電圧の大きさは、スイッチング素子がオフする直前の電流値が大きいほど高くなるため、この電流値を小さく抑えることができれば、安価な素子あるいは高性能な素子を用いることが出来る。
The present inventors have recognized the following problems with respect to device breakdown voltages such as switching elements, rectifying elements, and smoothing capacitors used in the DC / DC converter of the discharge lamp lighting circuit.
This device withstand voltage is normally determined based on the value of the upper limit value (the upper limit voltage Vth2 in the first embodiment) of the voltage output by the DC / DC converter before the discharge lamp is turned on. By setting the device withstand voltage to a level that is determined by the upper limit value of this voltage, an inexpensive element or a high-performance element can be used. However, with this setting, if the ringing voltage generated at the moment when the switching element is turned off in the process of increasing the output voltage of the DC / DC converter is large, the breakdown voltage may be temporarily exceeded. Also, if the same ringing voltage is large after reaching the upper limit value of the voltage, the breakdown voltage may be temporarily exceeded. Therefore, in consideration of the ringing voltage, a device having a higher breakdown voltage must be used. Since the magnitude of the ringing voltage increases as the current value immediately before the switching element is turned off, an inexpensive element or a high-performance element can be used as long as the current value can be kept small.
第1の実施の形態では点灯前と判断される場合の第1電流制限値Ith1を点灯後と判断される場合の第2電流制限値Ith2よりも小さくしている。したがって、点灯前におけるスイッチング素子M1がオフする直前の電流値を点灯後のそれよりも小さくすることができるので、点灯前のリンギング電圧をより低くすることができる。 In the first embodiment, the first current limit value Ith1 when determined to be before lighting is set to be smaller than the second current limit value Ith2 when determined to be after lighting. Accordingly, since the current value immediately before the switching element M1 is turned off before lighting can be made smaller than that after lighting, the ringing voltage before lighting can be further reduced.
(第2の実施の形態)
第1の実施の形態では、放電灯の点灯前後で電流制限回路118における電流制限値を切り替えることで、点灯前における1次エネルギを点灯後のそれよりも小さくした。第2の実施の形態では、制限パルス生成回路に入力されるノード電圧にオフセットを付与することで、点灯前における1次エネルギを点灯後のそれよりも小さくする。
以下第2の実施の形態に係る放電灯点灯回路300を、第1の実施の形態に係る放電灯点灯回路100との相違点を中心に説明する。
(Second Embodiment)
In the first embodiment, the primary energy before lighting is made smaller than that after lighting by switching the current limiting value in the current limiting
Hereinafter, the discharge
図8は、第2の実施の形態に係る放電灯点灯回路300およびそれに接続される部材の構成を示す回路図である。放電灯点灯回路300は、入力キャパシタCin、DC/DCコンバータCONV’、制御回路310、スタータ回路20、インバータ回路30、第1電流制限抵抗R1、第2電流制限抵抗R2、電流検出抵抗Rd、点灯補助回路340、を備える。
FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration of the discharge
DC/DCコンバータCONV’と第1の実施の形態に係るDC/DCコンバータCONVとを比較すると、DC/DCコンバータCONV’はスイッチング素子M1のソース端子と接地との間にスイッチング素子M1に流れる電流(=1次電流IL1)を検出するための1次電流検出抵抗R3を備える点で両者は異なる。 When the DC / DC converter CONV ′ is compared with the DC / DC converter CONV according to the first embodiment, the DC / DC converter CONV ′ has a current flowing through the switching element M1 between the source terminal of the switching element M1 and the ground. Both are different in that a primary current detection resistor R3 for detecting (= primary current I L1 ) is provided.
点灯補助回路340は、放電灯4をアーク成長させるために設けられる。点灯補助回路340は、点灯補助キャパシタCa、第1点灯補助抵抗R4、第2点灯補助抵抗R5、npn型のバイポーラトランジスタである点灯補助スイッチM2、点灯補助ダイオードD2、を含む。点灯補助キャパシタCaと第1点灯補助抵抗R4と第2点灯補助抵抗R5と点灯補助スイッチM2とはこの順に出力キャパシタCoの両端間に直列に接続される。点灯補助回路340は、点灯補助キャパシタCaと第1点灯補助抵抗R4とでは点灯補助キャパシタCaが高電圧側となる位置関係を有する。
点灯補助ダイオードD2のカソードは第1点灯補助抵抗R4と第2点灯補助抵抗R5との間の第4接続ノードN4に接続され、アノードは電流検出抵抗Rdのインバータ回路30側の端子に接続される。
The
The cathode of the lighting auxiliary diode D2 is connected to a fourth connection node N4 between the first lighting auxiliary resistor R4 and the second lighting auxiliary resistor R5, and the anode is connected to a terminal of the current detection resistor Rd on the
点灯補助スイッチM2は、放電灯4の点灯前はオン、点灯後はオフとされる。
点灯補助回路340は、スタータ回路20が高電圧パルスを発生して放電灯4が点灯した直後にDC/DCコンバータCONV’の出力電圧が低下することに伴い、点灯補助キャパシタCaが蓄えた電荷を放電灯4に放出することでアーク放電を補助する。
The auxiliary lighting switch M2 is turned on before the
The lighting
制御回路310は、検出回路302、駆動回路304、を含む。
検出回路302は、点灯判断回路306、ランプ電力演算回路108、を有する。
点灯判断回路306は、点灯補助スイッチM2のベースに供給される点灯補助信号S9を生成する。点灯判断回路306は、駆動電圧Voまたはランプ電流ILを監視し、放電灯4が消灯していると判断される場合は点灯補助信号S9をハイレベルとし、放電灯4が点灯していると判断される場合は点灯補助信号S9をローレベルとする。
The
The
The
駆動回路304は、電力制御回路112、鋸波生成回路114、電圧制限回路116、電流制限回路318、PWMコンパレータ120、オフセット回路312、デューティ比制限回路110、を有する。
電流制限回路318は、制限パルス生成回路124、基準電圧生成回路322、を有する。基準電圧生成回路322は、第4電流制限値Ith4に対応する第4基準電圧Vr4を生成し、制限パルス生成回路124に供給する。
制限パルス生成回路124は、スイッチング素子M1と入力トランス14の1次巻き線L1との第1接続ノードN1の第1ノード電圧VN1の代わりにオフセット回路312によって生成されるオフセット電圧Voffを取得し、それを基準電圧生成回路322から供給される第4基準電圧Vr4と比較する。
The
The
Limit
オフセット回路312は、1次電流検出抵抗R3とスイッチング素子M1のソース端子との間の第2接続ノードN2の第2ノード電圧VN2を取得する。第2ノード電圧VN2は、駆動電圧Voや充電電流Ichに依存した後述のオフセットがない状態では、スイッチング素子M1に流れる電流と1次電流検出抵抗R3との積で表されるので、スイッチング素子M1に流れる電流の大きさを示す電圧であると言える。
充電電流Ichは、放電灯4のブレークダウン前において、点灯補助キャパシタCaが充電される際に点灯補助キャパシタCaに流れ込む電流である。点灯補助キャパシタCaと第1点灯補助抵抗R4との間の第3接続ノードN3に生じる第3ノード電圧VN3は、この充電電流Ichの大きさを示す電圧と言える。
The offset
The charging current Ich is a current that flows into the lighting auxiliary capacitor Ca when the lighting auxiliary capacitor Ca is charged before the breakdown of the
オフセット回路312は、駆動電圧Voおよび第3ノード電圧VN3のうちの少なくともひとつに基づいて第2ノード電圧VN2にオフセットを付与する。オフセット回路312において、駆動電圧Voおよび第3ノード電圧VN3のうちの少なくともひとつとオフセットとの関係は、駆動電圧Voおよび第3ノード電圧VN3のうちの少なくともひとつが高いほどスイッチング素子M1のオン期間中に入力トランス14の1次巻き線L1に蓄えられるエネルギが小さくなるように設定される。
The offset
オフセット回路312は、第1オフセット抵抗R6、第2オフセット抵抗R7、第3オフセット抵抗R8、を有する。第1オフセット抵抗R6の一端は第2接続ノードN2と接続される。第2オフセット抵抗R7の一端には駆動電圧Voが印加される。第3オフセット抵抗R8の一端は第3接続ノードN3と接続される。言い換えると、第3オフセット抵抗R8の一端には第3ノード電圧VN3が印加される。
The offset
第1オフセット抵抗R6、第2オフセット抵抗R7、第3オフセット抵抗R8のそれぞれの他端は共通に接続され、オフセット回路312の出力を構成する。この出力に生じるオフセット電圧Voffは、第2ノード電圧VN2にオフセットが付与された電圧であり、制限パルス生成回路124に供給される。
The other ends of the first offset resistor R6, the second offset resistor R7, and the third offset resistor R8 are connected in common and constitute the output of the offset
第1オフセット抵抗R6、第2オフセット抵抗R7、第3オフセット抵抗R8の典型的な抵抗値はそれぞれ300Ω、1MΩ、1MΩである。この場合、例えば駆動電圧Voが400Vのとき、オフセットはおよそ0.3Vとなる。 Typical resistance values of the first offset resistor R6, the second offset resistor R7, and the third offset resistor R8 are 300Ω, 1MΩ, and 1MΩ, respectively. In this case, for example, when the drive voltage Vo is 400V, the offset is approximately 0.3V.
本実施の形態に係る放電灯点灯回路300は、従来の放電灯点灯回路に比べて以下の利点を有する。
The discharge
本実施の形態に係る放電灯点灯回路300によると、第2ノード電圧VN2にオフセットが付与されて制限パルス生成回路124に入力される。このオフセットによる1次電流IL1制限作用は、放電灯4の点灯前においてより強い。これにより、点灯前における1次エネルギが点灯後のそれよりも小さくされる。したがって、第1の実施の形態と同様、駆動電圧Voが上限電圧Vth2付近に到達した後の駆動周波数の低下を抑えてパルスインターバルをより短く均一にすることができる。
According to the discharge
本実施の形態に係る放電灯点灯回路300では、オフセット回路312で付与されるオフセットは第3ノード電圧VN3に基づく。オフセットと第3ノード電圧VN3との関係は、充電電流Ichが大きいほど1次エネルギが小さくなるように設定される。
In the discharge
図9は、駆動電圧Voおよび第3ノード電圧VN3の波形を示す波形図である。時刻t1において電源が投入される。点灯補助キャパシタCaへ電荷が充電されるにしたがい、充電電流Ichは小さくなり第3ノード電圧VN3の電圧値は低下する。すなわち、第3ノード電圧VN3のオフセットへの作用は、駆動電圧Voが上昇すると共に強まり、駆動電圧Voが上限電圧Vth2に到達する前または直後に最も強く作用する。したがって、駆動電圧Voの上昇過程におけるリンギング電圧を効果的に抑制でき、特に駆動電圧Voが上限電圧Vth2に到達する前または直後におけるリンギング電圧をより効果的に抑制できる。 FIG. 9 is a waveform diagram showing waveforms of the drive voltage Vo and the third node voltage VN3 . Power is turned on at time t1. As the charge to the lighting auxiliary capacitor Ca is charged, the charging current Ich decreases and the voltage value of the third node voltage VN3 decreases. That is, the action of the third node voltage V N3 on the offset becomes stronger as the drive voltage Vo rises and acts most strongly before or immediately after the drive voltage Vo reaches the upper limit voltage Vth2. Therefore, the ringing voltage in the process of increasing the drive voltage Vo can be effectively suppressed, and in particular, the ringing voltage before or immediately after the drive voltage Vo reaches the upper limit voltage Vth2 can be more effectively suppressed.
また、本実施の形態に係る放電灯点灯回路300によると、点灯補助スイッチM2の耐電流を小さくできる。放電灯4がブレークダウンした際のアーク放電移行を補助するため、高電圧パルスが発生する前に点灯補助キャパシタCaを満充電する必要がある。したがって、第1点灯補助抵抗R4や第2点灯補助抵抗R5の抵抗値はそれに合わせた値とされる。 本実施の形態に係る放電灯点灯回路300では、第3ノード電圧VN3起因のオフセットのため駆動電圧Voの上昇過程における1次エネルギが小さくなる。したがって、駆動電圧Voの上昇度合いは緩やかになる。その結果、第1点灯補助抵抗R4や第2点灯補助抵抗R5の抵抗値で規定される電流よりもピーク電流を抑えることが出来、耐電流の小さなトランジスタの選定が可能となる。
Moreover, according to the discharge
図10は、第2ノード電圧VN2にオフセットを付与しない場合の、駆動電圧Voおよび点灯補助スイッチM2を流れるトランジスタ電流Itr1の時間変化を示す説明図である。
図11は、第2ノード電圧VN2に第3ノード電圧VN3に基づくオフセットを付与する場合の、駆動電圧Voおよび点灯補助スイッチM2を流れるトランジスタ電流Itr2の時間変化を示す説明図である。
図11におけるトランジスタ電流Itr2のピーク電流Ip2は、図10におけるトランジスタ電流Itr1のピーク電流Ip1よりも小さくなることが分かる。
10, when the second node voltage V N2 do not impart an offset is an explanatory view showing a time variation of transistor current Itr1 flowing the driving voltage Vo and the auxiliary lighting switch M2.
11, in the case of imparting an offset based on the third node voltage V N3 to the second node voltage V N2, is an explanatory view showing a time variation of transistor current Itr2 flowing the driving voltage Vo and the auxiliary lighting switch M2.
It can be seen that the peak current Ip2 of the transistor current Itr2 in FIG. 11 is smaller than the peak current Ip1 of the transistor current Itr1 in FIG.
また、本実施の形態に係る放電灯点灯回路300では、オフセット回路312で付与されるオフセットは駆動電圧Voに基づく。オフセットと駆動電圧Voとの関係は、駆動電圧Voが高いほど1次エネルギが小さくなるように設定される。すなわち、駆動電圧Voが高いほど第2ノード電圧VN2に付与されるオフセットは高くなり、スイッチング素子M1のオン期間にスイッチング素子M1に流れる電流の最大値は小さくなる。
駆動電圧Voが高いほどデバイスの耐圧に対するマージンが小さくなるが、スイッチング素子M1がオフする直前に流れる電流の値も小さくなるのでリンギング電圧も低くなる。したがって、より耐圧の低い素子を使用することが可能となる。
Moreover, in the discharge
The higher the drive voltage Vo is, the smaller the margin for the breakdown voltage of the device is. However, since the value of the current that flows immediately before the switching element M1 is turned off is also reduced, the ringing voltage is also lowered. Therefore, it is possible to use an element with a lower breakdown voltage.
また点灯前は、駆動電圧Voを消費する量が少なくなるため間欠発振しやすくなる。駆動電圧Voが高い点灯前における1次エネルギがこのオフセットの作用により極小になるため、間欠発振を回避することができる。なお、点灯前と点灯後の駆動電圧Voの差は大きいため、点灯後の制限電流への影響は無視できる。 Further, before lighting, the amount of consumption of the drive voltage Vo is reduced, so that intermittent oscillation is likely to occur. Since the primary energy before lighting with a high drive voltage Vo is minimized by the effect of this offset, intermittent oscillation can be avoided. Since the difference between the driving voltage Vo before lighting and after lighting is large, the influence on the limited current after lighting can be ignored.
以上、実施の形態に係る放電灯点灯回路の構成と動作について説明した。これらの実施の形態は例示であり、その各構成要素や各処理の組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。また実施の形態同士の組み合わせも可能である。例えば、第1の実施の形態に係る放電灯点灯回路100に、第2の実施の形態に係る放電灯点灯回路300の点灯補助回路340およびオフセット回路312を導入してもよい。この場合、放電灯4が消灯していると判断される場合の1次エネルギをより小さくすることができる。
なお、第1の実施の形態と第2の実施の形態とを組み合わせた放電灯点灯回路において、パルスインターバルを10ミリ秒程度の均一な値にできることが、本発明者が行った実験により確認された。
The configuration and operation of the discharge lamp lighting circuit according to the embodiment have been described above. These embodiments are exemplifications, and it is understood by those skilled in the art that various modifications can be made to each component and combination of processes, and such modifications are within the scope of the present invention. . Combinations of the embodiments are also possible. For example, the
In the discharge lamp lighting circuit combining the first embodiment and the second embodiment, it has been confirmed by experiments conducted by the present inventors that the pulse interval can be a uniform value of about 10 milliseconds. It was.
第1の実施の形態では、スイッチング素子M1に流れる電流を示す電圧としてスイッチング素子M1のオン抵抗に生じる電圧を使用する場合について説明したが、これに限られず、第2の実施の形態と同様に別途電流検出用の抵抗を設けてもよい。また、第2の実施の形態については、1次電流検出抵抗R3に生じる電圧の代わりにスイッチング素子M1のオン抵抗に生じる電圧を使用してもよい。 In the first embodiment, the case where the voltage generated in the on-resistance of the switching element M1 is used as the voltage indicating the current flowing through the switching element M1 has been described. However, the present invention is not limited to this, and similarly to the second embodiment. A current detection resistor may be provided separately. In the second embodiment, a voltage generated in the on-resistance of the switching element M1 may be used instead of the voltage generated in the primary current detection resistor R3.
第2の実施の形態では、第1の実施の形態のスタータ回路20と同様のスタータ回路を使用する場合について説明したが、これに限られず、DC/DCコンバータCONV’の入力トランス14に高圧補助巻き線を設けてもよい。また、DC/DCコンバータCONV’を利用しないスタータ回路を設けてもよい。
In the second embodiment, the case where a starter circuit similar to the
第2の実施の形態では、点灯補助回路340は点灯補助スイッチM2を備える場合について説明したが、これに限られず、点灯補助スイッチM2を備えずに第2点灯補助抵抗R5が直接接地端子と接続されてもよい。
In the second embodiment, the case where the lighting
第1および第2の実施の形態では、車両用の放電灯を駆動する放電灯点灯回路を例に説明をしたが、これに限定されず、DC/DCコンバータを備える放電灯点灯回路に広く適用できる。 In the first and second embodiments, a discharge lamp lighting circuit for driving a vehicle discharge lamp has been described as an example. However, the present invention is not limited to this and is widely applied to a discharge lamp lighting circuit including a DC / DC converter. it can.
第1および第2の実施の形態では、放電灯を交流の駆動電圧で駆動する場合について説明したが、これに限られず、放電灯を直流の駆動電圧で駆動する放電灯点灯回路に実施の形態に係る技術的思想を適用してもよい。この場合、第1または第2の実施の形態からインバータ回路30を除去した構成を使用してもよい。あるいはまた、第1または第2の実施の形態に係る技術的思想は、いわゆるダブルコンバータ型の放電灯点灯回路に適用されてもよい。この場合、ダブルコンバータ型の放電灯点灯回路の2つのDC/DCコンバータのうちスタータ回路が接続されている方のDC/DCコンバータを、第1または第2の実施の形態に係る制御方法で制御してもよい。
In the first and second embodiments, the case where the discharge lamp is driven with an AC drive voltage has been described. However, the present invention is not limited to this, and the embodiment is applied to a discharge lamp lighting circuit that drives the discharge lamp with a DC drive voltage. You may apply the technical idea which concerns. In this case, a configuration in which the
第1および第2の実施の形態では、絶縁型のDC/DCコンバータを使用する場合について説明したが、これに限られず、非絶縁型のDC/DCコンバータが使用されてもよい。 In the first and second embodiments, the case of using an insulated DC / DC converter has been described. However, the present invention is not limited to this, and a non-insulated DC / DC converter may be used.
第1および第2の実施の形態では、放電灯4と放電灯点灯回路とを別体として説明したが、これに限られず、放電灯が放電灯点灯回路に組み込まれてもよい。
In 1st and 2nd embodiment, although the
4 放電灯、 6 バッテリ、 8 電源スイッチ、 10 制御回路、 20 スタータ回路、 30 インバータ回路、 100 放電灯点灯回路、 300 放電灯点灯回路、 CONV DC/DCコンバータ、Cin 入力キャパシタ、 R1 第1電流制限抵抗、 R2 第2電流制限抵抗。 4 discharge lamp, 6 battery, 8 power switch, 10 control circuit, 20 starter circuit, 30 inverter circuit, 100 discharge lamp lighting circuit, 300 discharge lamp lighting circuit, CONV DC / DC converter, Cin input capacitor, R1 first current limit Resistor, R2 Second current limiting resistor.
Claims (6)
点灯状態監視信号が前記放電灯の消灯を示す場合、前記駆動電圧が所定の上限値を超えないように前記DC/DCコンバータを制御する制御回路と、を備え、
前記DC/DCコンバータは、
入力トランスと、
前記入力トランスの1次巻き線と直列に接続されるスイッチング素子と、を含み、
前記制御回路は、前記点灯状態監視信号が前記放電灯の消灯を示す場合は、前記スイッチング素子のオン期間中に前記入力トランスの1次巻き線に蓄えられるエネルギが、前記点灯状態監視信号が前記放電灯の点灯を示す場合の対応するエネルギよりも小さくなるように前記スイッチング素子のオンオフを制御することを特徴とする放電灯点灯回路。 A DC / DC converter for generating a drive voltage to be applied to a discharge lamp to be driven;
A control circuit that controls the DC / DC converter so that the drive voltage does not exceed a predetermined upper limit when the lighting state monitoring signal indicates that the discharge lamp is extinguished,
The DC / DC converter is
An input transformer,
A switching element connected in series with the primary winding of the input transformer,
When the lighting state monitoring signal indicates that the discharge lamp is extinguished, the control circuit is configured such that the energy stored in the primary winding of the input transformer during the ON period of the switching element is the lighting state monitoring signal. A discharge lamp lighting circuit for controlling on / off of the switching element so as to be smaller than a corresponding energy in the case of indicating lighting of a discharge lamp.
前記制御回路は、前記点灯状態監視信号が前記放電灯の消灯を示す場合は、前記スイッチング素子のオン期間中に前記入力トランスの1次巻き線に蓄えられるエネルギが一定となるように前記スイッチング素子のオンオフを制御することを特徴とする請求項1に記載の放電灯点灯回路。 A starter circuit for generating a high-voltage pulse for causing the breakdown of the discharge lamp using energy stored in a primary winding of the input transformer during an ON period of the switching element;
When the lighting state monitoring signal indicates that the discharge lamp is extinguished, the control circuit is configured so that energy stored in a primary winding of the input transformer is constant during an ON period of the switching element. The discharge lamp lighting circuit according to claim 1, wherein on / off of the lamp is controlled.
前記駆動電圧が前記上限値を超える場合、前記スイッチング素子をオフする電圧制限回路と、
前記スイッチング素子に流れる電流の大きさが所定の制限値を越える場合、前記スイッチング素子をオフする電流制限回路と、を含み、
前記電流制限回路において、前記点灯状態監視信号が前記放電灯の消灯を示す場合の前記スイッチング素子に流れる電流の大きさの制限値は、前記点灯状態監視信号が前記放電灯の点灯を示す場合の対応する制限値よりも小さな値に設定されることを特徴とする請求項1または2に記載の放電灯点灯回路。 The control circuit includes:
A voltage limiting circuit for turning off the switching element when the drive voltage exceeds the upper limit;
A current limiting circuit that turns off the switching element when the magnitude of the current flowing through the switching element exceeds a predetermined limit value, and
In the current limiting circuit, the limit value of the magnitude of the current flowing through the switching element when the lighting state monitoring signal indicates that the discharge lamp is turned off is the limit value when the lighting state monitoring signal indicates that the discharge lamp is turned on. The discharge lamp lighting circuit according to claim 1, wherein the discharge lamp lighting circuit is set to a value smaller than a corresponding limit value.
前記制御回路は、前記放電灯のブレークダウン前において、前記点灯補助キャパシタが充電される際に前記点灯補助キャパシタに流れ込む電流が大きいほど前記スイッチング素子のオン期間中に前記入力トランスの1次巻き線に蓄えられるエネルギを小さくすることを特徴とする請求項1に記載の放電灯点灯回路。 A lighting auxiliary capacitor connected between both ends of the output capacitor of the DC / DC converter;
The control circuit is configured such that, prior to the breakdown of the discharge lamp, the larger the current flowing into the lighting auxiliary capacitor when the lighting auxiliary capacitor is charged, the larger the primary winding of the input transformer during the ON period of the switching element. The discharge lamp lighting circuit according to claim 1, wherein energy stored in the lamp is reduced.
前記制御回路は、
前記駆動電圧および前記点灯補助キャパシタに流れ込む電流の大きさを示す第1電圧のうちの少なくともひとつに基づいて、前記スイッチング素子に流れる電流の大きさを示す第2電圧にオフセットを付与するオフセット回路と、
前記オフセット回路によってオフセットが付与された第2電圧と基準電圧との比較結果に基づき前記スイッチング素子をオフする比較回路と、を含み、
前記オフセット回路において、前記駆動電圧および前記第1電圧のうちの少なくともひとつと前記オフセットとの関係は、前記駆動電圧および前記第1電圧のうちの少なくともひとつが高いほど前記スイッチング素子のオン期間中に前記入力トランスの1次巻き線に蓄えられるエネルギが小さくなるように設定されることを特徴とする請求項1または5記載の放電灯点灯回路。 A lighting auxiliary capacitor connected between both ends of the output capacitor of the DC / DC converter;
The control circuit includes:
An offset circuit for applying an offset to the second voltage indicating the magnitude of the current flowing through the switching element, based on at least one of the drive voltage and the first voltage indicating the magnitude of the current flowing into the lighting auxiliary capacitor; ,
A comparison circuit that turns off the switching element based on a comparison result between a second voltage to which an offset is applied by the offset circuit and a reference voltage, and
In the offset circuit, the relationship between at least one of the drive voltage and the first voltage and the offset is such that the higher the at least one of the drive voltage and the first voltage, the higher the on-period of the switching element. 6. The discharge lamp lighting circuit according to claim 1, wherein the energy stored in the primary winding of the input transformer is set to be small.
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