JP2012015963A - Terminal device, base station device and radio communication system using them - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、MIMO伝送等における複数の送信アンテナを有する基地局から複数の受信アンテナを有する端末装置宛に空間多重を施した信号を伝送する端末装置、基地局装置及びそれらを用いた無線通信システムに関する。 The present invention relates to a terminal device, a base station device, and a radio communication system using them, which transmit a spatially multiplexed signal from a base station having a plurality of transmitting antennas to a terminal device having a plurality of receiving antennas in MIMO transmission or the like About.
セルラシステムにおけるデータ通信量の増加に伴う周波数資源の逼迫を解決するために、高い周波数利用効率と高速伝送を実現する技術として、基地局に備えられた複数の送信アンテナを用いて複数の送信信号を空間多重するダウンリンクMIMO(Multiple‐Input Multiple‐Output)伝送や、複数の基地局から複数の送信信号を空間多重して伝送するネットワークMIMO、CoMPと呼ばれるマルチアンテナ伝送技術に関する研究が盛んに行われている。このマルチアンテナ伝送技術のうち、複数の端末宛の送信信号を空間多重して同時に伝送するMulti User−MIMO(MU−MIMO)は、各端末が備える受信アンテナ数が少ない場合にも基地局側の送信アンテナ、または隣接セルの基地局を有効に活用した伝送を行うことが可能であり、周波数利用効率を向上させる技術として注目されている。 In order to solve the tightness of frequency resources accompanying the increase in data traffic in cellular systems, as a technology to realize high frequency utilization efficiency and high-speed transmission, multiple transmission signals using multiple transmission antennas provided in the base station Active research is being carried out on downlink MIMO (Multiple-Input Multiple-Output) transmission that spatially multiplexes, network MIMO that transmits multiple transmission signals from multiple base stations and transmission, and multi-antenna transmission technology called CoMP. It has been broken. Among these multi-antenna transmission technologies, Multi User-MIMO (MU-MIMO), which transmits spatially multiplexed transmission signals addressed to a plurality of terminals and transmits the signals at the same time, is provided on the base station side even when each terminal has a small number of receiving antennas. It is possible to perform transmission using a transmission antenna or a base station of an adjacent cell effectively, and is attracting attention as a technique for improving frequency utilization efficiency.
MU−MIMO伝送では、セル内で行う場合、セル間で行う場合に関わらず、複数端末宛の信号を同一リソースで伝送するため、各端末の受信信号が干渉し合わないよう、送信側で予めプリコーディングを施して伝送する必要がある。通常、このプリコーディングは、端末側における伝搬路状況に基づいて行われるため、FDD(Frequency Division Duplex)システムにおいては、端末側で伝搬路の測定を行い、その測定結果(CSI:Channel State Information)が送信側へフィードバックされることとなる。 In MU-MIMO transmission, a signal addressed to a plurality of terminals is transmitted using the same resource regardless of whether it is performed within a cell or between cells, so that the reception side of each terminal does not interfere with each other in advance. It is necessary to perform transmission with precoding. Usually, since this precoding is performed based on the channel condition on the terminal side, in the FDD (Frequency Division Duplex) system, the channel is measured on the terminal side, and the measurement result (CSI: Channel State Information). Is fed back to the transmitting side.
ここで、各端末がそれぞれ複数の受信アンテナを備えているものの、各端末宛にそれぞれ1ストリーム(ランクとも言う)ずつの送信信号を伝送する場合には、各端末に対してそれぞれ1受信アンテナ分のCSIを送信側で把握できれば空間多重を施した伝送を行うことができる。このため、各端末はそれぞれ1受信アンテナ分のCSIを送信側へフィードバックすればよいこととなるが、このフィードバックの方法としては、各端末が備える複数の受信アンテナのうち、予め決められた1つの受信アンテナで観測されたCSIをフィードバックする方法や、複数の受信アンテナで観測された伝搬路のうち最も良好な伝搬路をCSIとしてフィードバックする方法、さらに、複数の受信アンテナで仮想的な1つの受信アンテナを形成するようにし、その仮想アンテナにおけるCSIをフィードバックする方法等がある。 Here, although each terminal is provided with a plurality of receiving antennas, when transmitting transmission signals of one stream (also referred to as a rank) to each terminal, each terminal receives one receiving antenna. If the CSI can be ascertained on the transmission side, transmission with spatial multiplexing can be performed. For this reason, each terminal only needs to feed back the CSI for one receiving antenna to the transmitting side. As a feedback method, one of the plurality of receiving antennas provided in each terminal is determined in advance. A method of feeding back CSI observed by a receiving antenna, a method of feeding back the best channel among the channels observed by a plurality of receiving antennas as CSI, and a virtual one reception by a plurality of receiving antennas There is a method in which an antenna is formed and CSI in the virtual antenna is fed back.
これらの方法のうち、複数の受信アンテナで仮想的な1つの受信アンテナを形成する方法として、例えば、非特許文献1に記載されている方法がある。非特許文献1には、端末において複数の受信アンテナで観測された伝搬路行列に対し、特異値分解(SVD:Singular Value Decomposition)を施して、最大の特異値に対応する左特異ベクトルの複素共役転置ベクトルを伝搬路行列に乗算した結果をCSIとしてフィードバックすることが記載されている。ここで、m番目の端末の複数の受信アンテナで観測される伝搬路行列をHmとし、伝搬路行列HmにSVDを施すと以下の式(1)のように表される。
Among these methods, there is a method described in Non-Patent
ここで、Σmは正の実数成分を有する対角行列、Um、Vmはそれぞれユニタリ行列を表している。この時、m番目の端末から送信側へフィードバックされるCSIを示すHm 'は以下の式(2)のように表される。 Here, Σ m represents a diagonal matrix having a positive real number component, and U m and V m each represents a unitary matrix. At this time, H m ′ indicating CSI fed back from the m-th terminal to the transmission side is expressed by the following equation (2).
但し、Umの括弧内の添え字は、左側がUmの行成分を、右側がUmの列成分をそれぞれ表しており、allの表記は行または列を全て抜き出すことを意味している。したがって、式(2)では、Umの1列目で構成されるベクトルを複素共役転置し、伝搬路行列Hmに乗算していることとなる。この乗算結果は、1行のベクトルとなり、複数の受信アンテナを用いて仮想的な1つの受信アンテナを形成する場合のCSIとして送信側へフィードバックされることとなる。 However, subscripts in parentheses U m is a row component of the left U m, the right represents respectively the components in the column of U m, which means that extract all the notation rows or columns of all . Therefore, in Equation (2), the vector composed of the first column of U m is complex conjugate transposed and multiplied by the propagation path matrix H m . The multiplication result is a vector of one row, and is fed back to the transmission side as CSI when a virtual one receiving antenna is formed using a plurality of receiving antennas.
このような仮想的な受信アンテナにおけるCSIを各端末からフィードバックされた送信側では、それらを用いて、各端末宛の信号が干渉し合わないよう、プリコーディングを施して伝送する。このプリコーディング方法としては、大別して、複数の送信信号に線形ウェイトを乗算する線形プリコーディングと、送信信号から既知の干渉信号を逐次減算した後に線形ウェイトを乗算する非線形プリコーディングがあるが、線形プリコーディングは非線形プリコーディングと比較して特性は劣化するものの、非常に簡易な処理により複数の信号の空間多重を実現することができる。 On the transmitting side where CSI in such a virtual receiving antenna is fed back from each terminal, they are used to perform precoding and transmission so that signals destined for each terminal do not interfere with each other. This precoding method is roughly classified into linear precoding that multiplies a plurality of transmission signals by linear weights and non-linear precoding that sequentially subtracts a known interference signal from the transmission signals and then multiplies linear weights. Although precoding is degraded in characteristics as compared with nonlinear precoding, spatial multiplexing of a plurality of signals can be realized by a very simple process.
送信側で線形プリコーディングが施されて伝送された信号は、各端末の複数の受信アンテナでそれぞれ受信されることとなるが、各端末の所望信号はそれぞれ1ストリームずつであるため、複数のアンテナで受信された信号を合成してから復調する必要がある。このような信号の合成は、仮想的な受信アンテナを形成する際に用いた、最大の特異値に対応する左特異ベクトルの複素共役転置ベクトルを用いて行ってもよいし、MMSE(Minimum Mean Square Error)基準により算出した受信ウェイトを用いて行う構成としてもよい。 A signal transmitted with linear precoding on the transmission side is received by a plurality of receiving antennas of each terminal, but a desired signal of each terminal is one stream at a time. It is necessary to demodulate after synthesizing the received signals. Such signal synthesis may be performed using the complex conjugate transposed vector of the left singular vector corresponding to the maximum singular value used when forming the virtual receiving antenna, or MMSE (Minimum Mean Square) Error) A configuration may be adopted in which reception weights calculated based on a criterion are used.
ここで、送信側で施される線形プリコーディングを表す行列をPとすると、MMSE受信ウェイトWmは以下のように表される。但し、ξは平均雑音電力対信号電力比であり、Iは単位行列を示している。このような受信ウェイトを受信信号に乗算して合成することにより、所望信号と受信信号の平均2乗誤差を最小とすることが可能となる。 Here, assuming that a matrix representing linear precoding performed on the transmission side is P, the MMSE reception weight W m is expressed as follows. Here, ξ is a ratio of average noise power to signal power, and I represents a unit matrix. By multiplying the reception signal by such a reception weight and synthesizing it, the mean square error between the desired signal and the reception signal can be minimized.
以上のように、端末が複数の受信アンテナを備える場合に、伝搬路行列にSVDを施して得られる、最大の特異値に対応する左特異ベクトルの複素共役転置ベクトルを伝搬路行列に乗算することにより、非常に良好な伝搬路となる仮想アンテナ(最大ビーム)を形成することができ、この仮想アンテナにおけるCSIを用いることにより空間多重を電力効率良く行うことが可能となる。また、端末は1受信アンテナ分のCSIをフィードバックすればよいためフィードバック量を削減することもできる。 As described above, when the terminal includes a plurality of receiving antennas, the channel matrix is multiplied by the complex conjugate transposed vector of the left singular vector corresponding to the maximum singular value obtained by performing SVD on the channel matrix. Thus, a virtual antenna (maximum beam) that becomes a very good propagation path can be formed, and spatial multiplexing can be performed with high power efficiency by using CSI in this virtual antenna. Also, since the terminal only needs to feed back CSI for one receiving antenna, the amount of feedback can be reduced.
送信側で線形プレコーディングが施される場合に、複数のアンテナで受信された信号を式(3)に示す受信ウェイトを用いて合成することにより、所望信号と受信信号の平均2乗誤差を最小とすることが可能となり、良好な受信特性を得ることができる。このような合成は受信側での処理であり、上述の線形プリコーディングにより空間多重された信号に対してだけでなく、非線形処理を含むプリコーディング(非線形プリコーディング)により空間多重された信号に対しても適用可能であると考えられ、非線形プリコーディングにより空間多重された信号を受信する各端末における受信特性を向上させることが可能となるものと期待される。 When linear precoding is performed on the transmission side, the mean square error between the desired signal and the received signal is minimized by synthesizing signals received by a plurality of antennas using the reception weight shown in Equation (3). And good reception characteristics can be obtained. Such synthesis is processing on the receiving side, not only for signals spatially multiplexed by the above-described linear precoding, but also for signals spatially multiplexed by precoding including nonlinear processing (nonlinear precoding). However, it is expected that the reception characteristics of each terminal that receives a spatially multiplexed signal by nonlinear precoding can be improved.
しかし、非線形プリコーディングの代表的なもののひとつであるTHP(Tomlinson Harashima Precoding)を用いた空間多重が行われる場合に、各端末が有する複数の受信アンテナで受信した信号を、式(3)で示される受信ウェイトを用いて合成しても適切な合成を行うことができず、受信特性が劣化してしまうという問題がある。したがって、線形プリコーディングによる空間多重を対象とした従来技術では、非線形プリコーディングにより空間多重した信号を基地局から伝送し、複数の受信アンテナにおける受信信号を端末側で適切に合成するというMU−MIMOシステムを実現することができない。 However, when spatial multiplexing using THP (Tomlinson Harashima Precoding), which is one of the typical non-linear precoding, is performed, signals received by a plurality of receiving antennas of each terminal are expressed by Equation (3). Even if the received weights are combined, it is not possible to perform appropriate combining, and there is a problem that reception characteristics deteriorate. Therefore, in the conventional technique targeted for spatial multiplexing by linear precoding, MU-MIMO in which a spatially multiplexed signal by non-linear precoding is transmitted from a base station and reception signals at a plurality of reception antennas are appropriately combined at a terminal side. The system cannot be realized.
本発明は、斯かる実情に鑑み、複数の端末宛の送信信号を非線形空間多重により同時に伝送するシステムにおいて、各端末が有する複数の受信アンテナから仮想的な受信アンテナを形成し、その仮想的な受信アンテナを対象とした空間多重を行う場合に、全アンテナで受信された信号を適切に合成することが可能となり、良好な受信特性を得ることができる端末装置、基地局装置及びそれらを用いた無線通信システムを提供しようとするものである。 In view of such circumstances, the present invention forms a virtual receiving antenna from a plurality of receiving antennas of each terminal in a system that simultaneously transmits transmission signals addressed to a plurality of terminals by nonlinear spatial multiplexing. When performing spatial multiplexing for receiving antennas, it is possible to appropriately synthesize signals received by all antennas, and use terminal devices, base station devices, and the like that can obtain good reception characteristics. A wireless communication system is to be provided.
本発明は、Nを2以上の整数とする場合にN本の受信アンテナを備え、複数の送信アンテナを備えて非線形演算を用いて複数の端末装置宛の信号を空間多重する基地局装置と通信する端末装置であって、
前記N本の受信アンテナで観測される伝搬路に関する情報を基に、N未満の仮想的な受信アンテナで受信された場合の伝搬路に関する情報を算出し、前記仮想的な受信アンテナで受信された場合の伝搬路に関する情報と、他の端末装置の伝搬路に関する情報とを用いて前記基地局装置において空間多重を施された情報信号を前記N本の受信アンテナで受信し、前記N本の受信アンテナで受信した情報信号に受信ウェイトを乗算して合成し、前記合成後の情報信号に非線形演算を行って所望の情報信号を検出することを特徴とするものである。
The present invention communicates with a base station apparatus that includes N receiving antennas when N is an integer of 2 or more, and includes a plurality of transmitting antennas and spatially multiplexes signals destined for a plurality of terminal apparatuses using a nonlinear operation. A terminal device,
Based on information about propagation paths observed by the N receiving antennas, information about propagation paths when received by virtual reception antennas less than N is calculated and received by the virtual reception antennas. Information signals that have been spatially multiplexed in the base station apparatus using the information on the propagation path in this case and the information on the propagation paths of other terminal apparatuses are received by the N reception antennas, and the N receptions The information signal received by the antenna is multiplied by a reception weight and combined, and a non-linear operation is performed on the combined information signal to detect a desired information signal.
また、本発明の前記端末装置は、前記基地局装置から送信されるパイロット信号を受信し、前記受信したパイロット信号を基に、前記受信ウェイトを算出することを特徴とする。 The terminal apparatus according to the present invention receives a pilot signal transmitted from the base station apparatus, and calculates the reception weight based on the received pilot signal.
また、本発明の前記端末装置は、前記基地局装置から送信される、前記非線形演算を用いる空間多重における干渉を表す係数に関する情報を受信し、前記干渉を表す係数に関する情報を基に、前記受信ウェイトを算出することを特徴とする。 Further, the terminal apparatus of the present invention receives information related to a coefficient representing interference in spatial multiplexing using the non-linear operation transmitted from the base station apparatus, and receives the reception based on information related to a coefficient representing the interference. The weight is calculated.
また、本発明の前記端末装置は、前記受信ウェイトが、前記基地局から送信された情報信号と、前記受信ウェイト乗算後の情報信号との平均2乗誤差を最小とするウェイトであることを特徴とする。 In the terminal apparatus of the present invention, the reception weight is a weight that minimizes a mean square error between the information signal transmitted from the base station and the information signal after the reception weight multiplication. And
また、本発明の前記端末装置は、前記仮想的な受信アンテナで受信された場合の伝搬路に関する情報が、前記N本の受信アンテナで観測される伝搬路を表す行列を特異値分解して得られるベクトルまたは行列を、前記N本の受信アンテナで観測される伝搬路を表す行列に乗算して得られるものであることを特徴とする。 In addition, the terminal device of the present invention obtains information regarding a propagation path when received by the virtual reception antenna by performing singular value decomposition on a matrix representing the propagation path observed by the N reception antennas. The obtained vector or matrix is obtained by multiplying a matrix representing a propagation path observed by the N receiving antennas.
また、本発明の前記端末装置は、前記仮想的な受信アンテナで受信された場合の伝搬路に関する情報を前記基地局装置に通知することを特徴とする。 The terminal apparatus according to the present invention is characterized in that the base station apparatus is notified of information related to a propagation path when received by the virtual receiving antenna.
また、本発明の前記端末装置は、前記非線形演算はmodulo演算であることを特徴とする。 The terminal device according to the present invention is characterized in that the non-linear operation is a modulo operation.
また、本発明は、複数の送信アンテナを備えて、Nを2以上の整数とする場合にN本の受信アンテナを備えた第一の端末装置が含まれ、通信対象とする全端末装置の受信アンテナの合計が前記送信アンテナのうち伝送に用いられる数よりも多い複数の端末装置宛の情報信号に空間多重を施して通信を行なう基地局装置であって、
前記第一の端末装置において観測される伝搬路を基に生成される、N未満の仮想的な受信アンテナで受信された場合の伝搬路に関する情報と、他の端末装置の伝搬路に関する情報とを用いて、非線形演算を用いた空間多重における送信ウェイトと干渉を表す係数を算出し、前記送信ウェイトと前記干渉を表す係数を用いて、複数の端末装置宛の情報信号を空間多重することを特徴とする。
In addition, the present invention includes a first terminal device that includes a plurality of transmission antennas and includes N reception antennas when N is an integer equal to or greater than 2. Reception of all terminal devices to be communicated A base station apparatus that performs communication by performing spatial multiplexing on information signals addressed to a plurality of terminal apparatuses, the total of which is greater than the number used for transmission among the transmission antennas,
Information on a propagation path when received by a virtual receiving antenna of less than N, generated based on a propagation path observed in the first terminal apparatus, and information on a propagation path of another terminal apparatus And calculating a coefficient representing transmission weight and interference in spatial multiplexing using a non-linear operation, and spatially multiplexing information signals addressed to a plurality of terminal devices using the transmission weight and the coefficient representing interference. And
また、本発明の前記基地局装置は、前記送信ウェイトを、伝搬路推定用のパイロット信号に乗算して送信することを特徴とする。 The base station apparatus according to the present invention is characterized in that the transmission weight is multiplied by a pilot signal for channel estimation and transmitted.
また、本発明の前記基地局装置は、前記干渉を表す係数に関する情報を前記端末装置に通知することを特徴とする。 In addition, the base station apparatus of the present invention notifies the terminal apparatus of information related to a coefficient representing the interference.
また、本発明の前記基地局装置は、前記非線形演算はmodulo演算であることを特徴とする。 The base station apparatus according to the present invention is characterized in that the non-linear operation is a modulo operation.
また、本発明は、前記端末装置と、前記基地局装置と、を備えたことを特徴とする無線通信システムである。 Moreover, the present invention is a wireless communication system comprising the terminal device and the base station device.
本発明を用いることにより、複数の端末宛の送信信号を非線形空間多重により同時に伝送するシステムにおいて、各端末が有する複数の受信アンテナから仮想的な受信アンテナを形成し、その仮想的な受信アンテナを対象とした空間多重を行う場合に、全アンテナで受信された信号を適切に合成することが可能となり、良好な受信特性を得ることができる。 By using the present invention, in a system for simultaneously transmitting transmission signals addressed to a plurality of terminals by nonlinear spatial multiplexing, a virtual reception antenna is formed from a plurality of reception antennas of each terminal, and the virtual reception antenna is When performing the target spatial multiplexing, it is possible to appropriately combine signals received by all antennas, and to obtain good reception characteristics.
以下、本発明の実施の形態を、添付図面を参照して説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
まず、本発明によるMU−MIMOシステムを図1に示す。図1に示すように、本発明によるMU−MIMOシステムでは、複数の送信アンテナを有する基地局100が、複数の受信アンテナを有する端末200a,200b,200c,200d宛の異なる信号に、非線形処理を含む空間多重を施して同一リソースで伝送を行う。但し、空間多重の対象となる全端末200a〜200dの受信アンテナの合計が、基地局100が有する送信アンテナ数よりも多く、基地局100では、各端末200a〜200dが有する複数の受信アンテナから仮想的な受信アンテナを形成し、その仮想的な受信アンテナを非線形空間多重の対象として、それらの仮想的な受信アンテナで受信される信号に対するユーザ間干渉が抑圧されるように送信処理を行う。なお、図1では端末数が4つであるが、これに限るものではない。また、図1では、1つの送信源から複数の端末宛の信号が送信されるMU−MIMOシステムの例を示しているが、これに限らず、複数の送信源により空間多重が行われる、ネットワークMU−MIMOにも本発明は適用可能である。また、本発明は、セルラシステムにおける基地局と端末に対してだけでなく、基地局や端末といった区別のない無線LANシステムにおける送信装置と受信装置にも適用可能である。
First, FIG. 1 shows a MU-MIMO system according to the present invention. As shown in FIG. 1, in the MU-MIMO system according to the present invention, a
図1に示す例では、各端末が有する受信アンテナは、30−1の番号を付したアンテナと、30−2の番号を付したアンテナの2つずつとなっており、これら2つの受信アンテナを基に仮想的な1つの受信アンテナを形成して、その仮想的な受信アンテナを対象とした空間多重を行うものとする。このように、ここでは、各端末宛にそれぞれ1ストリームずつを基地局100から伝送する構成となっているが、これに限らず、例えば、端末が3以上の受信アンテナを有しても良く、そのような場合に、1つの端末宛に2以上のストリームを伝送する構成としても良い。但し、各端末に伝送されるストリーム数は、各端末がそれぞれ有する受信アンテナ数未満とし、各端末が有する複数のアンテナにより、ストリーム数分の仮想的な受信アンテナを形成するものとする。また、空間多重される対象となる端末全てが複数アンテナを有している必要はなく、受信アンテナを1つのみ有している端末が混在してもよい。さらに、基地局が備える送信アンテナ数は4つに限らず、複数の送信アンテナを備えていればよい。また、システムによっては、基地局が備える複数の送信アンテナ全てが常に伝送に用いられるとは限らず、基地局において幾つかの送信アンテナが選択されて用いられ、選択されなかった送信アンテナからは信号が送信されないといった場合もある。そのような場合には、本発明では、空間多重の対象となる全端末の受信アンテナの合計が、基地局において伝送に用いられる送信アンテナ数(選択された送信アンテナ数)よりも多い状況を対象としている。
In the example shown in FIG. 1, each terminal has two reception antennas, an antenna numbered 30-1 and an antenna numbered 30-2. It is assumed that one virtual receiving antenna is formed based on the spatial multiplexing for the virtual receiving antenna. As described above, here, one stream is transmitted from the
このようなMU−MIMOシステムにおいて、本発明では、複数の受信アンテナから形成された仮想的な受信アンテナにおけるCSIを基に、THPを用いた空間多重が施された信号を、それぞれの受信アンテナで受信する場合に、それらの受信信号を適切に合成する方法について示し、良好な受信特性を得ることができ、周波数利用効率に優れた通信システムを提供する。 In such a MU-MIMO system, in the present invention, a signal subjected to spatial multiplexing using THP based on CSI in a virtual receiving antenna formed from a plurality of receiving antennas is received by each receiving antenna. In the case of reception, a method for appropriately combining these received signals will be shown, and a communication system that can obtain good reception characteristics and is excellent in frequency utilization efficiency will be provided.
(第一の実施形態)
本発明による第一の実施形態では、まず、THPを用いたMU−MIMO(THP MU−MIMO)伝送の送信処理について説明し、続いて、そのTHP MU−MIMO伝送が行われた場合において、各端末が有する複数のアンテナで受信された信号を合成する処理について説明を行う。
(First embodiment)
In the first embodiment of the present invention, first, transmission processing of MU-MIMO (THP MU-MIMO) transmission using THP will be described, and then, when the THP MU-MIMO transmission is performed, Processing for combining signals received by a plurality of antennas included in the terminal will be described.
まず、第一の実施形態で対象とするTHP MU−MIMO伝送の送信処理について基地局の構成を用いて説明する。本実施形態における基地局構成を図2に示す。図2に示すように、本実施形態における基地局100は、上位層10、変調部11、P/S部12、干渉減算部13、modulo部14、干渉生成部15、S/P部16、送信ウェイト乗算部17,23、信号多重部18、D/A部19、無線部20,27、送信アンテナ部21、パイロット信号生成部22、送信ウェイト・干渉係数算出部24、受信部25、A/D部26、受信アンテナ部28から構成される。
First, transmission processing of THP MU-MIMO transmission targeted in the first embodiment will be described using the configuration of the base station. A base station configuration in the present embodiment is shown in FIG. As shown in FIG. 2, the
この基地局100でTHP MU−MIMO伝送を行う場合、まず、空間多重の対象となる各端末からフィードバックされる伝搬路に関する情報(CSI:Channel State Information)を受信アンテナ部28で受信し、無線部27において受信信号をA/D変換可能な周波数に変換し、A/D部26でアナログ信号からディジタル信号に変換した後、受信部25で復調等を行い、伝搬路行列Hを得る。但し、各端末200a〜200dからフィードバックされるCSIは、基地局100の送信アンテナと各端末200a〜200dとの間の伝搬路であり、ここでは、各端末が有する2つの受信アンテナを基に形成される1つの仮想的な受信アンテナにおける伝搬路とする。この仮想的な受信アンテナの形成方法としては、幾つかの方法が考えられるが、ここでは一例として、端末で観測される伝搬路行列にSVDを施して得られる、最大の特異値に対応する左特異ベクトルの複素共役転置ベクトルを伝搬路行列に乗算することにより、1つの仮想的な受信アンテナを形成する方法を用いるものとする。このような場合に、各端末から基地局へフィードバックされるCSIは式(2)で表され、各端末からフィードバックされたCSIを基地局で行列形式にまとめたものは、H'=[H1 'T H2 'T H3 'T H4 'T]Tとなる。ここで、Hm 'は端末mの仮想アンテナと基地局の4アンテナとの間の伝搬路を表す1行4列のベクトルである。また、各端末から基地局へのアップリンクの伝送方法はどのような伝送方法を用いてもよく、図2では受信アンテナが1つのみとなっているが、複数の受信アンテナを備え、アップリンクのMU−MIMO伝送を行う構成としてもよい。
When THP MU-MIMO transmission is performed in the
このように得られた伝搬路行列は送信ウェイト・干渉係数算出部24へ入力され、THP MU−MIMO伝送を行うために必要な送信ウェイトと干渉係数との算出が行われる。これらの算出方法については後述するものとする。干渉係数は、干渉信号に関する情報であり、これに基づいて干渉信号を生成できる。この送信ウェイト・干渉係数算出部24において算出された送信ウェイトは送信ウェイト乗算部17,23に、干渉係数は上位層10と干渉生成部15にそれぞれ入力される。
The propagation path matrix obtained in this way is input to the transmission weight / interference coefficient calculation unit 24, and transmission weights and interference coefficients necessary for performing THP MU-MIMO transmission are calculated. These calculation methods will be described later. The interference coefficient is information regarding the interference signal, and an interference signal can be generated based on the interference coefficient. The transmission weight calculated by the transmission weight / interference coefficient calculation unit 24 is input to the transmission
上位層10では、各端末200a〜200dに送信する個別のデータが生成され変調部11に入力される。また、ここでは、送信ウェイト・干渉係数算出部24から入力された干渉係数を各端末に通知する構成としているため、干渉係数をディジタル情報に変換して、変調部11に入力する。後で述べるように、本実施の形態における干渉係数は下三角行列で表されるため、その下三角行列の全ての要素を端末に通知する必要はなく、ゼロ以外の値、つまり下三角の要素のみを通知すればよい。また、電力を正規化する係数についても各端末に通知する必要があるため、干渉係数と同様の処理を行う。変調部11では、入力されたディジタルデータに対して変調を行い、QPSKや16QAMといった変調信号を生成する。ここでは、4端末宛にそれぞれ送信される4つのデータと、4端末に共通して通知する干渉係数、電力正規化係数に対する変調が行われる。
In the
変調部11において変調された信号は、P/S部12と信号多重部18に入力される。ここで、P/S部12に入力されるのは、空間多重されて伝送される各端末宛の個別データを変調した信号であり、信号多重部18に入力されるのは、空間多重されず、各端末共通に通知される干渉係数等を変調した信号である。各端末宛のデータ信号が入力されたP/S部12ではパラレル−シリアル変換が行われるが、本発明で対象とするTHP MU−MIMOでは、干渉減算部13における干渉信号の減算が端末毎に逐次的に行われるため、4端末宛の信号を変調信号毎に順番に出力されるよう並び替える。ここでは、端末200a,200b,200c,200d宛の信号の順にP/S部12から変調信号が出力されるものとする。
The signal modulated by the modulation unit 11 is input to the P /
このように順番に出力された信号に対し、干渉減算部13では希望信号から干渉信号を減算する処理が順次行われる。これは、入力された変調信号から、干渉生成部15から入力された干渉信号を減算するという処理であり、ここでの干渉信号とは、THP MU−MIMO伝送におけるユーザ間干渉を指すものである。この干渉信号は、具体的には、P/S部12において順番に出力された信号のうち、希望信号として減算処理の対象となる変調信号より前に出力された変調信号を基に生成される信号であり、例えば、端末200b宛の変調信号が希望信号として処理される場合には、減算すべき干渉信号は、端末200b宛の信号より前に処理された端末200a宛の信号を基に生成される。また、端末200c宛の変調信号が希望信号として処理される場合には、減算すべき干渉信号は、端末200a、端末200b宛の信号を基に生成されることとなる。但し、P/S部12から最初に入力された端末200a宛の信号は減算すべき干渉がないため、端末200a宛の信号については入力信号がそのまま出力される。
The
この干渉減算部13で処理された信号はmodulo部14に入力され、modulo演算が施される。modulo演算とは以下の式で表され、入力信号zがいかなる値の信号であっても、出力信号fτ(z)が原点から[−τ/2,τ/2]の範囲に収まるよう、入力信号に適切な信号を加算して調整する非線形の演算である。但し、zは複素数であり、jは虚数単位、τは変調方式に応じて決まる実数の定数である。具体的には、変調シンボルの平均電力を1に正規化した場合、QPSKではτ=2√2、16QAMでは、τ=8/√10、64QAMではτ=16/√42となる。また、floor(x)はxを超えない最大の整数を表す。
The signal processed by the
ここで、式(4)で入力信号に加算される信号は摂動ベクトルと呼ばれ、modulo演算は、入力信号の同相成分、直交成分それぞれにτの整数倍の値(摂動ベクトル)を加算する演算であると言うこともできる。このようなmodulo演算を用いることにより信号の振幅を一定範囲内に収めることが可能となるため、干渉減算部13で希望信号から干渉信号を減算することにより増加してしまう信号電力を抑圧して規定の送信電力を満足しつつ、ユーザ間の干渉を予め減算した信号を送信することができる。但し、先に述べたように、端末200a宛の信号に対しては干渉の減算が行われないため、摂動ベクトルを加算しなくても必ず一定範囲内の振幅に収まっており、modulo演算を施す必要はない。また、modulo演算を行ってもよいが、入力信号と同じ信号が出力されることとなる。
Here, the signal added to the input signal in equation (4) is called a perturbation vector, and the modulo operation is an operation of adding a value (perturbation vector) that is an integral multiple of τ to each of the in-phase component and quadrature component of the input signal. It can also be said that. By using such a modulo operation, it becomes possible to keep the amplitude of the signal within a certain range, so that the signal power that is increased by subtracting the interference signal from the desired signal in the
このようなmodulo演算が施され、modulo部14から出力される信号は、干渉生成部15とS/P部16に入力される。干渉生成部15では、modulo部14から順次入力される信号に、送信ウェイト・干渉係数算出部24から入力された干渉係数のうち適切な値を乗算し、干渉減算部13で希望信号から減算すべき干渉信号を生成する。ここで、干渉係数を行列で表すと以下のような下三角行列になり、この各要素とmodulo部14から順次入力される信号とが乗算されて干渉信号が生成される。
Such a modulo operation is performed, and a signal output from the
この式(5)に示すfqrは、端末r宛の信号が端末qに及ぼす干渉の係数を表しており、端末q宛の変調信号を希望信号として干渉減算部13における減算処理が行われる場合には、行列Fのq行目の各要素を端末200aから端末200−q−1までの信号(modulo部14から出力された信号)に乗算して、干渉信号の生成が行われる。ここで、干渉係数を表す行列Fの1行目の各要素は全てゼロとなっているが、これは先に述べたように、端末200a宛の信号から減算すべき干渉信号はないということを示している。また、ここでは、希望信号から干渉信号を減算してユーザ間干渉を抑圧するという基本的な処理を簡潔に説明するために、干渉係数とmodulo部14の出力信号との乗算結果を希望信号から減算すると記載してきたが、行列Fの算出方法によっては、各要素の正負が既に減算処理も含んだものとして算出される場合もある。このような場合に、干渉減算部13で適切な干渉抑圧処理を行うためには、算出された行列Fの正負を反転してから、modulo部14の出力信号との乗算を行うか、または、干渉減算部13において減算処理の代わりに加算処理を行う必要がある。
F qr shown in the equation (5) represents a coefficient of interference that the signal addressed to the terminal r has on the terminal q, and the subtraction processing in the
以上のような、干渉信号の減算、modulo演算による信号電力増加の抑圧、干渉信号の生成という処理を各端末宛の信号毎に繰り返し行うことにより、ユーザ間干渉を適切に抑圧し、電力効率に優れた送信信号を生成することが可能となる。 By repeatedly performing the processes such as subtraction of interference signals, suppression of signal power increase by modulo calculation, and generation of interference signals for each signal destined for each terminal, inter-user interference is appropriately suppressed and power efficiency is improved. An excellent transmission signal can be generated.
このようにユーザ間干渉が抑圧された信号は、次に、S/P部16に入力され、シリアル−パラレル変換が行われ、各端末宛の信号が並列に出力される。そして、送信ウェイト乗算部17において、送信信号と送信ウェイトの乗算が行われ、その結果が信号多重部18に入力される。但し、アンテナ21−iから送信すべき信号は信号多重部18−iへ入力される。この信号多重部18では、各端末宛の個別のデータ信号と伝搬路推定用のパイロット信号、各端末に共通に通知する干渉係数を表す信号等が多重される。ここで、干渉係数には、電力の正規化に用いられる係数も含むものとする。本実施の形態では、これらの信号の多重を時間的に行うものとする。これは、具体的には、図3に示すようなフレームを生成する処理となる。
The signal in which the inter-user interference is suppressed in this manner is then input to the S /
ここで、伝搬路推定用のパイロット信号とは、送受信機間で既知の信号であり、受信側で希望信号の復調に用いられる。本実施の形態では、このパイロット信号として、各端末に共通に通知する干渉係数を表す信号を復調するためのパイロット信号(図3において番号0が付された信号)と、空間多重された各端末宛の個別のデータ信号を復調するためのパイロット信号(図3において番号1〜4が付された信号)の2種類を用意し、信号多重部18においてデータ信号等と多重するものとする。但し、図2に示すように本実施の形態では、干渉係数通知信号(干渉信号に関する情報)はアンテナ21−1からのみ送信される構成となっており、そのパイロット信号も同様にアンテナ21−1からのみ送信される。また、個別データ信号の復調用のパイロット信号が4つ用意されているのは、各送信アンテナから送信されるパイロット信号が干渉し合わないように時間的に直交化しているためであり、このパイロット信号は、パイロット信号生成部22で生成された既知の信号に、データ信号に乗算するものと同一の送信ウェイトが送信ウェイト乗算部23にて乗算された後に信号多重部18に入力される。
Here, the pilot signal for propagation path estimation is a signal known between the transmitter and the receiver, and is used for demodulation of the desired signal on the receiving side. In the present embodiment, as this pilot signal, a pilot signal (signal numbered in FIG. 3) for demodulating a signal representing an interference coefficient that is commonly notified to each terminal, and each spatially multiplexed terminal Two types of pilot signals (signals numbered 1 to 4 in FIG. 3) for demodulating individual data signals addressed thereto are prepared, and multiplexed in the signal multiplexing unit 18 with data signals or the like. However, as shown in FIG. 2, in the present embodiment, the interference coefficient notification signal (information on the interference signal) is transmitted only from the antenna 21-1, and the pilot signal is similarly transmitted from the antenna 21-1. Sent only from Also, four pilot signals for demodulating individual data signals are prepared because the pilot signals transmitted from the transmission antennas are temporally orthogonalized so as not to interfere with each other. The signal is input to the signal multiplexing unit 18 after the transmission
このように信号多重部18において生成された図3に示すような送信フレームは、D/A部19においてディジタル信号からアナログ信号に変換され、無線部20において無線送信可能な周波数に変換された後、送信アンテナ部21−1〜4からそれぞれ送信される。このような構成とし、各端末に共通の干渉係数を通知することにより、複数の受信アンテナでそれぞれ受信した信号を合成する受信方法を各端末が用いる場合に、それらの端末で適切に信号合成が可能となるように送信処理を行うことができる。 The transmission frame as shown in FIG. 3 thus generated in the signal multiplexing unit 18 is converted from a digital signal to an analog signal in the D / A unit 19 and converted into a frequency that can be wirelessly transmitted in the radio unit 20. Are transmitted from the transmission antenna units 21-1 to 21-4, respectively. With such a configuration, when each terminal uses a reception method for combining signals received by a plurality of receiving antennas by notifying each terminal of a common interference coefficient, the signals can be appropriately combined in those terminals. Transmission processing can be performed as possible.
ここで、本実施形態で対象とするTHP MU−MIMO伝送における送信ウェイトと干渉係数の算出方法について簡単に説明する。但し、THP MU−MIMO伝送には、送信ウェイトの生成方法等に幾つかの種類があるが、ここではMMSE基準で送信ウェイト等を生成する場合の例について示す。まず、送信ウェイト乗算部17,23で信号に乗算される送信ウェイトをP、送信電力を規定の値に正規化する係数をβ、送信ウェイト乗算前の送信信号ベクトル(S/P部16の出力)をv、送信信号ベクトルvの共分散行列をRv、予め定められた全送信電力をETXとすると、P,F,βは以下の式(6)より算出される。
Here, the calculation method of the transmission weight and the interference coefficient in the THP MU-MIMO transmission targeted in this embodiment will be briefly described. However, although there are several types of transmission weight generation methods and the like in THP MU-MIMO transmission, an example in which transmission weights and the like are generated on the basis of MMSE is shown here. First, the transmission weight multiplied by the signal in the
但し、y=argminXは、Xを最小とするyを求めることを表しており、εは以下の式(7)で表される、送信信号と受信信号の誤差を表す値である。 However, y = argminX represents obtaining y that minimizes X, and ε is a value representing an error between the transmission signal and the reception signal expressed by the following equation (7).
したがって、式(6)は、送信信号と受信信号の平均二乗誤差を最小とするP、F、βを求めることを意味している。但し、この解を求める際には式(6)の下段に示す制約条件があり、制約条件の1式目は送信電力の規定を示している。また、制約条件の2式目は、行列Fが下三角行列となることを示しており、本実施の形態では4端末を空間多重する例を対象としているためmは1〜4となる。ここで、Sm=S(m,4−m)=[Im,0m×(4−m)]であり、これは、行列Fのm列目の1〜m番目の要素をゼロとする行列である。また、emは、単位行列のm列目のベクトルを表している。 Therefore, Expression (6) means that P, F, and β that minimize the mean square error between the transmission signal and the reception signal are obtained. However, when obtaining this solution, there is a constraint condition shown in the lower part of Expression (6), and the first expression of the constraint condition indicates the definition of transmission power. In addition, the second expression of the constraint condition indicates that the matrix F is a lower triangular matrix, and m is 1 to 4 in the present embodiment because it is an example of spatial multiplexing of 4 terminals. Here, S m = S (m, 4-m) = [I m , 0 m × (4-m) ], which means that the 1st to m-th elements in the m-th column of the matrix F are zero. Is a matrix. Moreover, e m denotes the m-th column vector of matrix.
このような制約条件の下で送信信号と受信信号の平均二乗誤差を最小とするP、F、βを求めると、それぞれの解は以下のように表される。但し、ξは平均雑音電力対信号電力比(SNRの逆数、または信号電力を1に正規化した場合の雑音の分散と言い換えることもできる)を表しており、ここでは、各端末における雑音電力を同一であるものとしてξをスカラーで表わしているが、各端末における雑音電力が異なる場合にはξを対角行列で表わしてもよい。 When P, F, and β that minimize the mean square error between the transmission signal and the reception signal under such constraint conditions are obtained, the respective solutions are expressed as follows. Where ξ represents the average noise power to signal power ratio (the reciprocal of SNR, or can be paraphrased as noise variance when signal power is normalized to 1). Here, the noise power at each terminal is expressed as Although ξ is represented by a scalar as being the same, ξ may be represented by a diagonal matrix when the noise power at each terminal is different.
この式(9)に示すような干渉係数行列Fを、干渉生成部15において各端末宛の送信信号と乗算することによりユーザ間干渉を生成し、ユーザ間干渉を減算してmodulo演算を施した信号に対して、送信ウェイト乗算部17,23において式(8)に示す送信ウェイトPを乗算することにより、本実施の形態で対象とするMMSE基準のTHP MU−MIMO伝送を実現することが可能となる。但し、先に述べたように、干渉減算部13では、干渉係数とmodulo部14の出力信号との乗算結果を希望信号から減算すると記載してきたが、式(9)に示す干渉係数Fには既に減算処理も含まれた正負の符号が付されているため、干渉減算部13で適切な干渉抑圧処理を行うためには、算出された行列Fの正負を反転してから、modulo部14の出力信号との乗算を行うか、または、干渉減算部13において減算処理の代わりに加算処理を行う必要がある。
Interference between users is generated by multiplying the interference coefficient matrix F as shown in Equation (9) by the transmission signal addressed to each terminal in the
以上のように基地局において空間多重処理された信号を受信する各端末の装置構成を次に示す。本実施の形態における端末200の装置構成を図4に示す。図4に示すように、本実施の形態における端末200は、受信アンテナ部30−1,2、無線部31−1,2,43、A/D部32−1,2、信号分離部33−1,2、伝搬路推定部34−1,2、伝搬路補償部35、MMSE合成部36、modulo部37、復調部38、上位層39、仮想アンテナ形成部40、送信部41、D/A部42、送信アンテナ部44から構成される。
The device configuration of each terminal that receives a signal that has been spatially multiplexed in the base station as described above is shown below. The device configuration of
この端末200では、図2に示す基地局100から送信された信号をまず受信アンテナ部30−1,2で受信し、無線部31−1,2において受信信号をA/D変換可能な周波数に変換し、A/D部32−1,2でアナログ信号からディジタル信号に変換した後、受信信号を信号分離部33−1,2に入力する。信号分離部33−1,2では、基地局100において図3に示すように時間的に多重された信号を分離する。具体的には、パイロット信号(図3の0〜4)を伝搬路推定部34−1,2へ、干渉係数通知信号を伝搬路補償部35へ、データ信号をMMSE合成部36へそれぞれ分離して入力する。但し、本実施の形態では、空間多重されていない干渉係数通知信号については、受信アンテナ部30−1で受信した信号のみを復調して取得するものとし、信号分離部33−2ではパイロット信号0と干渉係数通知信号は廃棄されるものとする。
In this terminal 200, the signal transmitted from the
信号分離部33−1,2から入力されたパイロット信号を基に、伝搬路推定部34−1,2では伝搬路の推定が行われる。但し、伝搬路推定部34−1では、パイロット信号0〜4を用いた伝搬路推定が行われ、伝搬路推定部34−2では、パイロット信号1〜4を用いた伝搬路推定が行われる。この時、パイロット信号0には送信ウェイトが乗算されていないため、このパイロット信号0を用いて推定される伝搬路は、基地局の送信アンテナ部21−1と各端末の受信アンテナ部30−1との間の伝搬路となり、この推定結果は伝搬路補償部35へ入力される。また、パイロット信号1〜4には送信ウェイトが乗算されているため、端末mの伝搬路推定部34−nで推定される伝搬路はHmnPとなり、この推定結果はMMSE合成部36へ入力される。但し、Hmnは端末mのアンテナnで推定される伝搬路を表している。
Based on the pilot signals input from the signal separators 33-1 and 33-2, the propagation path estimators 34-1 and 34-2 estimate the propagation path. However, the propagation path estimation unit 34-1 performs propagation path estimation using the pilot signals 0 to 4, and the propagation path estimation unit 34-2 performs propagation path estimation using the pilot signals 1 to 4. At this time, since the
伝搬路補償部35では、干渉係数通知信号の伝搬路補償が行われ、伝搬路補償された干渉係数通知信号は復調部38に入力される。そして、復調部38において干渉係数通知信号の復調が行われ、復調された干渉係数通知信号は上位層39に入力される。上位層39では、基地局100においてディジタル情報に変換された干渉係数を再生し、MMSE合成部36へ入力する。
The propagation
MMSE合成部36には、空間多重されたデータ信号が信号分離部33から、推定された伝搬路HmnPが伝搬路推定部34から、干渉係数が上位層39からそれぞれ入力され、これらを用いて、2本の受信アンテナでそれぞれ受信した信号の合成が行われる。具体的には、端末mの2つのアンテナで受信される受信信号ベクトルym=[ym1 ym2]Tをまず基地局で用いられた電力の正規化係数βで除算した後、次式で表される受信MMSEウェイトを乗算して合成を行う。この受信ウェイトは、各端末で受信される信号と所望信号の平均2乗誤差を最小とするものである。
The
但し、Hm=[Hm1 T Hm2 T]Tである。 However, it is H m = [H m1 T H m2 T] T.
このような受信ウェイトを乗算され、合成された信号はベクトルとなるが、このうちm番目の信号が端末mの所望信号となるため、端末mはm番目の信号をmodulo部37へ入力し、基地局で行ったものと同じ式(4)で示されるmodulo演算を行った後、復調部38において所望信号の復調を行う。そして、復調された信号は上位層39へ出力される。
A signal that is multiplied by such reception weights and combined becomes a vector, and since the m-th signal is a desired signal of terminal m, terminal m inputs the m-th signal to modulo
また、本実施の形態における端末装置200では、基地局100へCSIをフィードバックする必要があり、フィードバックされるCSIは、伝搬路推定部34−1、2で推定された伝搬路に関する情報をそれぞれ仮想アンテナ形成部40へ入力し、仮想アンテナ形成部40において、それら2つの伝搬路情報を合成して得られる1つの受信アンテナ分のCSIである(1行4列のベクトル)。2つの伝搬路情報の合成方法としては、先に述べたように、2つの伝搬路情報から得られる伝搬路行列にSVDを施して得られる、最大の特異値に対応する左特異ベクトルの複素共役転置ベクトルを伝搬路行列に乗算する方法を用いるものとする。このような合成を行うことにより、合成後のCSI、つまり1つの受信アンテナ分のCSIをフィードバックすればよいこととなり、基地局からは、非常に良好な伝搬路状況である単一アンテナを有する端末が存在するようにみえる。仮想アンテナ形成部40では、2つの伝搬路情報から得られる伝搬路行列にSVDを施し、そこで得られる最大の特異値に対応する左特異ベクトルの複素共役転置ベクトルを伝搬路行列に乗算する。この乗算結果が仮想アンテナにおけるCSIとなる。このように合成されたCSIは、送信部41へ入力され、D/A部42、無線部43を経由して送信アンテナ部44から基地局に向けて送信される。したがって、先に述べたように、本実施の形態では、基地局における空間多重の対象となるのは、各端末が有する複数のアンテナを基に形成された1つの仮想的なアンテナということとなる。但し、本実施の形態では、CSIの測定は、送信ウェイトは乗算されず、各アンテナから互いに直交するように送信されるパイロット信号を用いて行われ、図3に示すフレームとは異なる構成のフレームにおいて測定するものとする。
Also, in
以上のような端末の構成とすることにより、仮想的なアンテナを形成し、その仮想アンテナにおけるCSIを基地局にフィードバックすることができ、また、2つのアンテナで受信された信号に式(11)で表される受信ウェイトを乗算することができ、ユーザ間干渉を低減しつつ所望信号の合成を行うことが可能となるため、1つのアンテナで受信した信号を復調する場合に比べ、良好な受信特性を得ることができる。 By configuring the terminal as described above, a virtual antenna can be formed, and CSI in the virtual antenna can be fed back to the base station, and the signal received by the two antennas can be expressed by the equation (11). Therefore, it is possible to synthesize desired signals while reducing inter-user interference, so that reception is better than when demodulating a signal received by one antenna. Characteristics can be obtained.
ここで、本実施の形態では、基地局において用いられる送信ウェイトや干渉係数等の算出をMMSE基準により行うものとしたが、これに限らず、ZF(Zero Forcing)基準を用いて行ってもよいし、また、QR分解を用いた算出を行ってもよい。但し、QR分解を用いる場合、QR分解で得られる三角行列の対角成分で表されるゲインにより受信信号を除算する必要が生じるため、仮想アンテナの形成に用いたベクトルを受信パイロット信号に乗算して、この対角成分を推定する必要がある。そして、受信信号をそのゲインで除算した後に、式(11)に示す受信ウェイトを用いて受信信号を合成することとなる。 Here, in the present embodiment, transmission weights and interference coefficients used in the base station are calculated based on the MMSE standard. However, the present invention is not limited to this, and may be performed using a ZF (Zero Forcing) standard. In addition, calculation using QR decomposition may be performed. However, when QR decomposition is used, it is necessary to divide the received signal by the gain represented by the diagonal component of the triangular matrix obtained by QR decomposition. Therefore, the received pilot signal is multiplied by the vector used to form the virtual antenna. Therefore, it is necessary to estimate this diagonal component. Then, after the reception signal is divided by the gain, the reception signal is synthesized using the reception weight shown in Expression (11).
さらに、式(11)に示す受信ウェイトは行列形式での記載となっており、受信ウェイト乗算後の合成信号はベクトルとなるが、先に述べたように、各端末の所望信号は合成信号ベクトルのいずれか1つの成分のみであることから、各端末では必ずしも式(11)に示す行列形式の受信ウェイトを乗算する必要はなく、式(11)に示す行列のうち、いずれかの行成分から構成されるベクトルを受信ウェイトとして用いてもよい。但し、この場合には、各端末はそれぞれの所望信号を適切に合成するために、それぞれに必要な行成分を用いる必要があり、干渉信号の減算処理が行われる順番がm番目の端末では、端末mは式(11)のm行目を受信ウェイトとして用いる必要がある。 Furthermore, the reception weights shown in Expression (11) are described in a matrix format, and the combined signal after reception weight multiplication is a vector, but as described above, the desired signal of each terminal is a combined signal vector. Therefore, it is not always necessary for each terminal to multiply the reception weight in the matrix format shown in Equation (11), and from any row component in the matrix shown in Equation (11). A configured vector may be used as a reception weight. However, in this case, each terminal needs to use a necessary row component in order to appropriately synthesize each desired signal, and in the m-th terminal where the interference signal subtraction process is performed, The terminal m needs to use the m-th line of Equation (11) as a reception weight.
また、本実施の形態では、シングルキャリア伝送を対象とした例について示したが、本発明はマルチキャリア伝送を行うシステムにも適用可能である。マルチキャリア伝送システムに適用する場合には、送信ウェイトや干渉係数の算出をサブキャリア毎に行ってもよいし、幾つかのサブキャリアをグループ化した単位で行ってもよい。また、本実施の形態では、各アンテナから送信されるパイロット信号は時間的に直交するよう処理されていたが、マルチキャリア伝送システムでは、異なるサブキャリアにパイロット信号を配置し、周波数領域で直交化して送信してもよい。このようなマルチキャリア伝送システムでは、基地局及び端末にIFFT(Inverse Fast Fourier Transform)部、FFT部、GI(Guard Interval)挿入部等が必要になる。 In this embodiment, an example in which single carrier transmission is used has been described. However, the present invention can also be applied to a system that performs multicarrier transmission. When applied to a multicarrier transmission system, calculation of transmission weights and interference coefficients may be performed for each subcarrier, or may be performed in units in which several subcarriers are grouped. In this embodiment, pilot signals transmitted from each antenna are processed so as to be orthogonal in time. However, in a multicarrier transmission system, pilot signals are arranged on different subcarriers and orthogonalized in the frequency domain. May be transmitted. In such a multi-carrier transmission system, an IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) unit, an FFT unit, a GI (Guard Interval) insertion unit, and the like are required for a base station and a terminal.
また、本実施の形態では、干渉係数をディジタル情報に一旦変換し、その情報をデータ信号と同様に変調して端末に通知する構成としていたが、干渉係数をアナログ信号として通知する構成としてもよい。このような場合には、行列Fの各要素が振幅となる信号が干渉係数通知信号として基地局から送信されることとなる。 In the present embodiment, the interference coefficient is once converted into digital information, and the information is modulated in the same manner as the data signal and notified to the terminal. However, the interference coefficient may be notified as an analog signal. . In such a case, a signal in which each element of the matrix F has an amplitude is transmitted from the base station as an interference coefficient notification signal.
さらに、本実施の形態では、干渉係数通知信号の復調に利用する伝搬路推定用のパイロット信号を1つのアンテナからのみ送信するものとしていたが、全ての端末で干渉係数通知信号が復調できる構成であれば、これに限らない。 Furthermore, in this embodiment, the pilot signal for channel estimation used for demodulation of the interference coefficient notification signal is transmitted from only one antenna. However, the configuration is such that the interference coefficient notification signal can be demodulated by all terminals. If there is, it is not limited to this.
また、本実施の形態では、送信されるデータ信号に誤り訂正符号化が施されていなかったが、これに限らず、基地局において誤り訂正符号化を施して、端末で復号を行う構成としてもよい。 In this embodiment, error correction coding is not performed on the data signal to be transmitted. However, the present invention is not limited to this, and the base station may perform error correction coding and perform decoding at the terminal. Good.
(第二の実施形態)
第一の実施形態では、基地局の干渉減算部13における干渉減算処理を、端末200a1から順に4端末分だけ行うものとしていたが、この減算処理は必ずしも決まった順序で行う必要はなく、伝搬路に応じて適切に処理順序を変更する構成としてもよい。これは、例えば、最初に端末200c宛の希望信号を処理し、次いで、端末200a宛の希望信号から端末200c宛の希望信号から生成される干渉信号を減算する。さらに、端末200d宛の希望信号から、端末200aと端末200c宛の希望信号から生成される干渉信号を減算し、最後に、端末200b宛の希望信号から、他の全ての端末宛の希望信号から生成される干渉信号を減算するといった処理が行われることを意味している。このような処理の順序を、伝搬路に応じて適切に決定することにより、予め決められた順序で処理を行う場合に比べて、電力効率を改善することが可能となり、良好な受信特性を得ることができる。このような処理順序はオーダリングとも呼ばれ、本実施の形態では、オーダリングを適応的に変更する場合について説明する。
(Second embodiment)
In the first embodiment, the interference subtraction process in the
まず、本実施の形態で対象とする適応的なオーダリングを行う場合の基地局構成について説明する。本実施の形態で対象とする適応的なオーダリングを行う場合の基地局は、図2に示す基地局100と同一の構成で実現することができるが、先に述べたようなオーダリングは、各端末からのCSIを受け取った送信ウェイト・干渉係数算出部24において、図3に示すようなフレーム単位で行われることとなる。このオーダリングには、例えば、BLASTと呼ばれる方法のように各端末のSNRに応じて処理の順序を決める等の幾つかの方法があるが、本発明ではオーダリングの方法は問わず、マルチキャリア伝送システムに適用する際は、サブキャリア毎にオーダリングを行ってもよい。送信ウェイト・干渉係数算出部24においてオーダリングも考慮した送信ウェイト及び干渉係数の算出が行われるが、第一の実施形態のように予め決められたオーダリング順での処理が行われる場合には、干渉係数を表す行列Fは下三角行列として算出されていたのに対し、適応的なオーダリングが行われる場合の行列Fは以下のように表されることとなる。但し、オーダリング順は、先に述べたように、端末200c、端末200a、端末200d、端末200bとする例について示している。
First, a base station configuration when performing adaptive ordering as a target in this embodiment will be described. The base station in the case of performing adaptive ordering targeted in the present embodiment can be realized with the same configuration as the
式(12)に示すfqrは、第一の実施形態と同様に、端末r宛の信号が端末qに及ぼす干渉の係数を表している。 F qr shown in Expression (12) represents the coefficient of interference that the signal addressed to the terminal r has on the terminal q, as in the first embodiment.
このように算出された干渉係数を表す行列Fは、上位層10と干渉生成部15へ入力されるが、第一の実施形態に示すように行列Fが必ずしも単純な下三角行列にならないため、上位層10では、各端末が行列Fを正しく再構成できるような干渉係数通知信号を生成する必要がある。これは、第一の実施形態では、行列Fのゼロ以外の要素だけを干渉係数通知信号として端末に送っていたのに対し、ゼロも含めた全要素を送ることで実現することができる。
The matrix F representing the interference coefficient calculated in this way is input to the
しかし、ゼロも含めた全要素を干渉係数通知信号として送る場合にはその情報量が増加し、伝送効率が低下してしまうため、干渉係数通知信号として、行列Fのゼロ以外の要素だけでなく、行列の何行目にゼロ以外の要素が幾つ含まれているかを示す情報を含めるといったことによって効率良く実現することができる。これは、式(12)に示されるような行列Fが算出された場合には、[f13 f23 f21 f24 f43 f41]というゼロ以外の各要素に加え、[1 3 0 2]という各行のゼロ以外の要素数を各端末に通知すればよい。つまり、これはオーダリング順を各端末に通知しているのと等しいこととなる。このような干渉係数通知信号を受け取った各端末は、式(12)に示されるような干渉係数を表す行列Fを正しく再構成し、式(11)に示す受信ウェイトの算出に用いることができる。 However, when all elements including zero are transmitted as an interference coefficient notification signal, the amount of information increases and transmission efficiency decreases. Therefore, the interference coefficient notification signal includes not only elements other than zero of the matrix F. It can be efficiently realized by including information indicating how many non-zero elements are included in which row of the matrix. This is because, when the matrix F as shown in the equation (12) is calculated, in addition to each non-zero element [f 13 f 23 f 21 f 24 f 43 f 41 ], [1 3 0 2 ], The number of elements other than zero in each line may be notified to each terminal. That is, this is equivalent to notifying each terminal of the ordering order. Each terminal that has received such an interference coefficient notification signal can correctly reconstruct a matrix F representing the interference coefficient as shown in Expression (12) and use it for calculating the reception weight as shown in Expression (11). .
また、基地局の上位層10では、オーダリング順に合わせて、各端末に送信する個別のデータの並び替えも行われる。これは、第一の実施形態においても述べたように、THP MU−MIMO伝送を行う場合には、希望信号から干渉信号を減算するという処理を順次行う必要があり、この順序はオーダリング順と一致するため、送信ウェイト・干渉係数算出部24から行列Fを受け取った上位層10においてオーダリング順を判断し、適切な干渉の減算が行われるようにデータを並び替える処理を行う。行列Fが式(12)で表される場合には、端末200c、端末200a、端末200d、端末200bの順番に干渉信号の減算が行われるよう並び替えを行うこととなる。但し、この並び替え処理は、オーダリングに関する情報をP/S部12に通知することによっても行うことが可能である。
In the
以上のように、オーダリングを考慮した干渉係数通知信号を生成し、適切な干渉の減算を行うことにより、オーダリング順が適応的に変更される場合にも対応した基地局の構成とすることができ、この他のブロック、例えば、送信ウェイト乗算部17,23や信号多重部18等は第一の実施形態に示したものと同一の構成でよい。
As described above, by generating an interference coefficient notification signal in consideration of ordering and performing appropriate subtraction of interference, the base station can be configured even when the ordering order is adaptively changed. The other blocks, for example, the transmission
次に、本実施の形態における端末の装置構成について説明する。本実施の形態における端末も、基地局の構成と同様に、第一の実施形態と同じ構成(図4)で実現することができる。但し、先に述べたように、行列Fが必ずしも下三角行列とならないため、式(11)に示す受信ウェイトを用いて空間多重対象アンテナと補助アンテナでそれぞれ受信した信号を適切に合成するためには、オーダリング順も考慮して基地局から通知された干渉係数通知信号を基に、行列Fを適切に再構成することが必要となる。本実施の形態では、この再構成は、図4の上位層39で行われるものとする。また、式(11)において、行列Fは単位行列I4×4から減算されているが、本実施の形態における適応的なオーダリングが行われる場合には、この単位行列もオーダリングに合わせて並び替えを行う必要がある。具体的には、単位行列の1の各要素が、行列Fのゼロ以外の各要素の右横になるように並び替えが行われる。例えば、行列Fが式(12)で表される場合には、式(11)で用いられるI4×4は以下のように表される。
Next, the device configuration of the terminal in the present embodiment will be described. The terminal in the present embodiment can also be realized with the same configuration (FIG. 4) as in the first embodiment, similarly to the configuration of the base station. However, as described above, since the matrix F is not necessarily a lower triangular matrix, in order to appropriately combine the signals received by the spatial multiplexing target antenna and the auxiliary antenna using the reception weight shown in Equation (11). Therefore, it is necessary to appropriately reconstruct the matrix F based on the interference coefficient notification signal notified from the base station in consideration of the order of ordering. In this embodiment, it is assumed that this reconfiguration is performed in the
このような並び替えは、行列Fの再構成と同様に上位層39で行われ、再構成された行列Fと共にMMSE合成部36へ入力される。但し、この単位行列の並び替えは行に対して行ってもよいし、列に対して行ってもよい。そして、MMSE合成部36において式(10)に示される受信ウィエイトを生成して、2つのアンテナでそれぞれ受信した信号に乗算することにより、ユーザ間干渉を低減しつつ、所望信号成分を合成することが可能となる。この他のブロックについては第一の実施形態に示したものと同一の処理を行う構成でよく、このような端末の構成とすることにより、適応的なオーダリングが施される場合にも、2つのアンテナで受信した信号を合成することが可能となり、1つのアンテナで受信した信号を復調する場合に比べ、良好な受信特性を得ることができる。
Such rearrangement is performed in the
(第三の実施形態)
これまでの実施形態では、各端末の複数の受信アンテナを基に1つの仮想アンテナを形成し、その仮想アンテナにおけるCSIを用いて基地局においてTHP MU−MIMO伝送を行うシステムにおいて、空間多重を施されて伝送された信号を複数の受信アンテナで受信し、その受信信号をMMSE合成により合成する例について示してきた。本実施の形態では、これらの例とは異なり、端末で複数の仮想アンテナを用いて信号を受信し、それら仮想アンテナで受信された信号をMMSE合成する例について示す。ここで、本実施の形態における基地局装置は、第一または第二の実施形態における基地局装置と同一の構成でよい。
(Third embodiment)
In the embodiments so far, one virtual antenna is formed based on a plurality of receiving antennas of each terminal, and spatial multiplexing is performed in a system that performs THP MU-MIMO transmission in a base station using CSI in the virtual antenna. In this example, received signals are received by a plurality of receiving antennas, and the received signals are combined by MMSE combining. In this embodiment, unlike these examples, an example will be described in which a terminal receives signals using a plurality of virtual antennas, and MMSE-combines the signals received by these virtual antennas. Here, the base station apparatus in the present embodiment may have the same configuration as the base station apparatus in the first or second embodiment.
このような場合の端末の装置構成を図5に示す。図5に示すように、本実施の形態における端末装置は、図4に示す端末装置に仮想アンテナ受信部50を追加した構成で実現することができる。この仮想アンテナ受信部50では、2つの受信アンテナで受信された信号にウェイトを乗算し、2つの仮想アンテナで受信されたかのような信号を生成する。具体的には、フィードバックするCSIを仮想アンテナ形成部40において算出する際に、伝搬路行列にSVDを施し、特異ベクトルを求めていたが、この求められた特異ベクトルを仮想アンテナ受信部50に通知し、2つのアンテナで受信された受信信号に対して特異ベクトルを乗算する。但し、仮想アンテナ形成部40では、最大特異値に対応する左特異ベクトルのみの複素共役転置ベクトルを伝搬路行列に乗算してCSIを生成していたが、仮想アンテナ受信部50では、最大特異値に対応する特異ベクトルだけでなく、最小特異値に対応する特異ベクトルも用いて、それら2つのベクトルから構成される行列の複素共役転置行列を受信信号に乗算する。これは、端末mの2つのアンテナで受信される受信信号ベクトルをym=[ym1 ym2]Tとすると、仮想アンテナで受信される(仮想アンテナ受信部50の出力となる)受信信号ベクトルym '=[ym1 ' ym2 ']Tは、以下の式で表されることを示している。
FIG. 5 shows the device configuration of the terminal in such a case. As illustrated in FIG. 5, the terminal device according to the present embodiment can be realized with a configuration in which a virtual
但し、Umは、式(1)のように伝搬路行列HmをSVDして得られるユニタリ行列であり、式(14)はUmの1列目から2列目までで構成される行列の複素共役転置行列をymに乗算することを意味している。このような演算を行うことにより、最大特異値に対応するゲインが得られる仮想アンテナと、最小特異値に対応するゲインが得られる仮想アンテナの2つの仮想アンテナで信号が受信されたこととなり、仮想アンテナ受信部50からは、それら2つの仮想アンテナで受信された2つの信号が出力されることとなる。
However, U m is a unitary matrix obtained by SVD of the propagation path matrix H m as in Equation (1), and Equation (14) is a matrix composed of the first column to the second column of U m. This means that y m is multiplied by the complex conjugate transpose matrix. By performing such an operation, signals are received by two virtual antennas, a virtual antenna that obtains a gain corresponding to the maximum singular value and a virtual antenna that obtains a gain corresponding to the minimum singular value. The
そして、このように出力された2つの信号は、MMSE合成部36において、式(11)に示される受信ウェイトを用いて合成される。このような処理を行うことにより、各端末の1つの仮想アンテナを対象として空間多重された信号を、複数の仮想アンテナにより受信し、受信した信号を合成することが可能となる。
Then, the two signals output in this way are combined by the
通常、最大特異値に対応する特異ベクトルと、最小特異値に対応する特異ベクトルは直交関係にあるため、最大特異値に対応する特異ベクトルを用いて形成された仮想アンテナを対象とした空間多重を行う場合に、最小特異値に対応する特異ベクトルを用いて形成された仮想アンテナでは信号が受信されないこととなる。しかし、ユーザ間干渉を完全にはキャンセルしないプリコーディング方法が用いられる場合や、伝搬路の時間変動の影響によりユーザ間干渉が生じる場合には、最小特異値に対応する特異ベクトルを用いて形成された仮想アンテナにおいても何らかの信号が受信されることとなり、本発明による合成を行うことにより、2つの仮想アンテナで受信された信号を合成し、良好な受信特性を得ることができる。 Normally, the singular vector corresponding to the largest singular value and the singular vector corresponding to the smallest singular value are orthogonal, so spatial multiplexing for the virtual antenna formed using the singular vector corresponding to the largest singular value is performed. When performing, a signal is not received by the virtual antenna formed using the singular vector corresponding to the minimum singular value. However, when a precoding method that does not completely cancel inter-user interference is used, or when inter-user interference occurs due to the influence of time fluctuation of the propagation path, it is formed using a singular vector corresponding to the minimum singular value. Any signal is also received by the virtual antenna, and by performing the synthesis according to the present invention, the signals received by the two virtual antennas can be synthesized and good reception characteristics can be obtained.
(第四の実施形態)
以上の実施形態では、干渉係数を表す行列Fを基地局装置から各端末装置に通知する構成としていたが、これに限らず、行列Fのうち、本発明による所望信号の合成に必要となる成分を、各端末装置において推定する構成としてもよい。これは、行列Fの下三角成分はHPの下三角成分と等しいことから、送信ウェイトを表す行列Pが乗算されたパイロット信号を基地局装置から伝送し、伝搬路Hを経由することにより、HPという伝搬路を等価的に経由したパイロット信号を各端末装置において受信し、受信したパイロット信号を用いた伝搬路推定を行うことにより可能となるものである。
(Fourth embodiment)
In the above embodiment, the matrix F representing the interference coefficient is notified from the base station apparatus to each terminal apparatus. However, the present invention is not limited to this, and the components necessary for the synthesis of the desired signal according to the present invention are included in the matrix F. It is good also as a structure which estimates in each terminal device. This is because, since the lower triangular component of the matrix F is equal to the lower triangular component of HP, the pilot signal multiplied by the matrix P representing the transmission weight is transmitted from the base station apparatus and passed through the propagation path H. This is possible by receiving a pilot signal equivalently passing through the propagation path at each terminal device and performing propagation path estimation using the received pilot signal.
このように各端末において、干渉係数を表す行列Fを推定する場合には、基地局から各端末へ干渉係数を通知する必要がなくなる。したがって、図3に示すフレーム構成から、干渉係数通知信号と、干渉係数通知信号を復調するために必要なパイロット信号(図3において0が付されたパイロット信号)とを削除した、図6に示すようなフレーム構成を用いて伝送を行うことができる。但し、図6に示すパイロット信号1〜4は、個別データ信号の復調用のパイロット信号であり、図3に示す構成と同様に、パイロット信号生成部22で生成された既知の信号に、データ信号に乗算するものと同一の送信ウェイトが送信ウェイト乗算部23にて乗算された信号である。また、このパイロット信号は、端末側で干渉し合わないように直交化されている。つまり、送信ウェイトを乗算されて基地局から送信されたパイロット信号を、端末側において、基地局の各送信アンテナから干渉し合わないように送信されたものとして受信できるように時間的に直交化されている。ここでは、パイロット信号1は基地局のアンテナ1から、パイロット信号2は基地局のアンテナ2から、パイロット信号3は基地局のアンテナ3から、パイロット信号4は基地局のアンテナ4からそれぞれ送信されたかのように各端末で受信できるように送信されるものとする。
Thus, when estimating the matrix F representing the interference coefficient in each terminal, it is not necessary to notify the interference coefficient from the base station to each terminal. Therefore, the interference coefficient notification signal and the pilot signal necessary for demodulating the interference coefficient notification signal (the pilot signal with 0 added in FIG. 3) are deleted from the frame configuration shown in FIG. Transmission can be performed using such a frame configuration. However, pilot signals 1 to 4 shown in FIG. 6 are pilot signals for demodulating individual data signals. Similarly to the configuration shown in FIG. The
図6に示すように直交化されたパイロット信号を受信して、受信したパイロット信号を基に各端末においてHP、つまり行列Fの推定が行われるが、その下三角成分の全てを推定できるわけではない。これは、例えば、オーダリング順が端末1、2、3、4の順番である場合、端末1において、パイロット信号1から推定可能となるのはHPの一行一列目の成分、パイロット信号2から推定可能となるのはHPの一行二列目の成分、パイロット信号3から推定可能となるのはHPの一行三列目の成分、パイロット信号4から推定可能となるのはHPの一行四列目の成分となる。つまり、端末1において推定可能であるのはHPの一行目のみとなる。同様に、端末2において推定可能であるのはHPの二行目、端末3において推定可能であるのはHPの三行目、端末4において推定可能であるのはHPの四行目のそれぞれ一行のみとなる。
As shown in FIG. 6, the orthogonalized pilot signal is received and the HP, that is, the matrix F is estimated at each terminal based on the received pilot signal. However, not all the lower triangular components can be estimated. Absent. For example, when the ordering order is the order of the
したがって、このような場合には、式(11)に示すようなウェイトを算出することはできない。しかし、先に述べたように、各端末がそれぞれ所望の信号を合成するために必要となるのは、式(11)で表される行列のいずれか一行のみであるため、式(11)右辺のI4x4−Fを、各端末装置が推定可能な行列Fの一行のみを用いたベクトルに置き換えてウェイトを算出すればよい。このような場合、端末1ではI4x4−Fの一行目、端末2ではI4x4−Fの二行目、端末3ではI4x4−Fの三行目、端末4ではI4x4−Fの四行目をそれぞれ用いることにより所望信号を合成可能な受信ウェイトを算出できるため、先に述べた、パイロット信号によるHPの各行の推定を行うことにより、必要な受信ウェイトを算出できることとなる。但し、行列Fの一行目は全てゼロであるため、端末1では干渉係数の推定を行う必要はない。式(11)のウェイトを用いる場合には、合成された信号はベクトルとなるが、I4x4−Fを、各端末装置が推定可能な行列Fの一行のみを用いたベクトルに置き換えたウェイトを用いる場合には、合成された信号は1つの値となり、この得られた値が所望信号となる。
Therefore, in such a case, it is impossible to calculate a weight as shown in Expression (11). However, as described above, since each terminal needs only one row of the matrix represented by Expression (11) to synthesize a desired signal, the right side of Expression (11) I 4x4 −F may be replaced with a vector using only one row of the matrix F that can be estimated by each terminal device, and the weight may be calculated. In this case, the I 4x4 -F first line of the
ここで、本発明では、各端末は仮想アンテナにおけるCSIをフィードバックし、各端末からフィードバックされた各仮想アンテナにおけるCSIを基に基地局において空間多重を行うシステムを対象としており、このようなシステムにおいて、各端末で行列Fの必要成分を推定するためには、基地局から送信されたパイロット信号を仮想アンテナで受信する必要がある。このように、パイロット信号を仮想アンテナで受信し、式(11)に示すMMSE合成に必要となる行列Fの行成分を推定する端末の装置構成を図7に示す。 Here, in the present invention, each terminal feeds back CSI in a virtual antenna, and is intended for a system that performs spatial multiplexing in a base station based on CSI in each virtual antenna fed back from each terminal. In order to estimate the necessary components of the matrix F at each terminal, it is necessary to receive the pilot signal transmitted from the base station with the virtual antenna. FIG. 7 shows the apparatus configuration of the terminal that receives the pilot signal with the virtual antenna and estimates the row component of the matrix F necessary for the MMSE combining shown in Equation (11).
図7に示すように、本実施の形態における端末装置は、図4に示す構成から、干渉係数通知信号を復調する構成を削除し、新たに干渉係数推定部60を設けた構成となっている。この干渉係数推定部60には、パイロット信号1〜4により推定された伝搬路推定値と、仮想アンテナを形成する際に用いられたベクトル(第一の実施形態では最大特異値に対応する左特異ベクトル)が入力され、仮想アンテナを形成する際に用いられたベクトルを、推定された伝搬路行列に左側から乗算することにより、パイロット信号が仮想アンテナで受信された場合の伝搬路推定値が算出される。先に述べたように、基地局にフィードバックするCSIは仮想アンテナで受信した場合の伝搬路であり、基地局ではそのCSIを用いて空間多重が行われるため、パイロット信号を仮想アンテナで受信しなければ、線形送信ウェイトも含めた等価的な伝搬路HP、つまり干渉係数を表す行列Fの各行を推定することはできない。したがって、干渉係数推定部60では、仮想アンテナを形成する際に用いられたベクトルを伝搬路推定値に乗算し、パイロット信号が仮想アンテナで受信された場合の等価的な伝搬路を推定して、干渉係数を表す行列Fの各行のうち、各端末において必要な行成分の推定を行っている。
As shown in FIG. 7, the terminal device according to the present embodiment has a configuration in which the configuration for demodulating the interference coefficient notification signal is deleted from the configuration shown in FIG. 4 and a new interference
そして、推定された干渉係数を表す行列Fのいずれかの行成分は、MMSE合成部36に通知され、2つのアンテナで受信された信号の合成に用いられることとなる。MMSE合成部36においてMMSE合成されて得られた所望信号は、これまでの実施形態と同様に、modulo演算された後、復調部38において復調される。このような構成とすることにより、干渉係数を表す行列Fを基地局装置から各端末装置に通知する必要がなくなり、伝送効率を向上させることが可能となる。尚、この場合の基地局装置は、図2の送信ウェイト・干渉係数算出部24から干渉係数を上位層10へ出力する部分を削除した構成となる。また、先に述べたように、送信ウェイトを乗算されないパイロット信号(パイロット信号0)の送信も行われない構成となる。さらに、本実施の形態では、第一の実施形態と同様のオーダリング順に関する例について示したが、第二の実施形態のようにオーダリング順を適応的に変える構成にも適用可能である。そのような場合には、各端末はオーダリング順に応じて、それぞれのMMSE合成に必要となる行列Fの行成分を推定する必要がある。
Then, any row component of the matrix F representing the estimated interference coefficient is notified to the
以上の実施形態では、各端末における仮想アンテナの形成方法として、複数の受信アンテナで観測された伝搬路行列に対してSVDを施し、最大の特異値に対応する左特異ベクトルの複素共役転置ベクトルを受信信号に乗算する方法を対象としているが、これに限らず、N本の受信アンテナにおける受信信号にウェイトを乗算する等の処理を行って、N未満の受信アンテナで受信されたかのように受信信号を得る方法であれば、本発明は適用可能である。例えば、複数の受信アンテナで受信された信号を単純に加算して、仮想的な1つの受信アンテナで受信されたかのように処理する方法や、適応的に受信アンテナを切り替えて仮想的な1つの受信アンテナを形成する方法等があり、本発明による信号合成を行うことにより、いずれの方法を用いて仮想的なアンテナを形成する場合においても、仮想アンテナを対象として空間多重された信号を複数の受信アンテナで受信し、それらの受信信号を適切に合成して所望信号を得ることができる。 In the above embodiment, as a method of forming a virtual antenna in each terminal, SVD is applied to the propagation path matrix observed by a plurality of receiving antennas, and the complex conjugate transposed vector of the left singular vector corresponding to the maximum singular value is obtained. Although the method of multiplying the received signal is targeted, the present invention is not limited to this, and the received signal is processed as if it were received by fewer than N receiving antennas by performing processing such as multiplying the received signal by N receiving antennas with a weight. The present invention is applicable as long as the method is obtained. For example, a method of simply adding signals received by a plurality of receiving antennas and processing them as if they were received by one virtual receiving antenna, or one virtual receiving by adaptively switching the receiving antennas There is a method of forming an antenna, and by performing signal synthesis according to the present invention, when a virtual antenna is formed using any method, a plurality of signals spatially multiplexed for the virtual antenna are received. A desired signal can be obtained by receiving with an antenna and appropriately combining the received signals.
また、以上の実施形態では、各端末装置における伝搬路情報を、各端末装置から基地局装置へフィードバックする構成について示していたが、TDD(Time Division Duplex)システムにおいては、アップリンクとダウンリンクの双対性が成り立つため、必ずしもフィードバックの必要はなく、基地局装置で観測した伝搬路情報を基に空間多重を行う構成としてもよい。 Moreover, in the above embodiment, although the structure which feeds back the propagation path information in each terminal device from each terminal device to a base station apparatus was shown, in a TDD (Time Division Duplex) system, an uplink and a downlink are shown. Since duality is established, it is not always necessary to provide feedback, and spatial multiplexing may be performed based on propagation path information observed by the base station apparatus.
さらに、以上の実施形態において示してきた、各端末において複数のアンテナでそれぞれ受信した信号をMMSE合成する場合には、1つのアンテナで受信した信号を復調する場合や、仮想アンテナで受信するように処理した場合に比べ、良好な受信特性を得ることができるが、端末が基地局の近傍に位置し、非常に高いSNRが得られる場合には、その特性差は減少し、MMSE合成するメリットが小さくなることがある。また、端末が静止しているような状況においても、いずれか1つのアンテナで受信した信号のみの復調や、仮想アンテナで受信するような処理を行うことにより、ある程度良好な受信特性を得ることができる。その上、本発明によるMMSE合成方法を、少ない誤差で適用しようとすると、基地局で算出された干渉係数を各端末に通知する必要があり、このような情報を通知しない場合に比べ伝送効率が低下してしまうという問題もあるため、常に本発明による信号合成を行うのではなく、適切な状況においてのみ本発明を適用することにより、より効率的なシステムの構築を実現することができるものと考えられる。したがって、端末における受信SNRや、端末の移動速度等の状況に応じて、本発明によるMMSE合成の適用・非適用を切り替える構成としてもよい。 Further, in the case where MMSE combining of signals received by a plurality of antennas at each terminal has been shown in the above embodiment, a signal received by one antenna is demodulated or received by a virtual antenna. Compared to the case of processing, a good reception characteristic can be obtained, but when the terminal is located in the vicinity of the base station and a very high SNR is obtained, the characteristic difference is reduced, and there is an advantage of combining MMSE. May be smaller. Even in a situation where the terminal is stationary, it is possible to obtain a certain level of good reception characteristics by performing demodulation such as demodulating only the signal received by any one antenna or receiving by a virtual antenna. it can. In addition, if the MMSE combining method according to the present invention is applied with a small error, it is necessary to notify each terminal of the interference coefficient calculated by the base station, and the transmission efficiency is higher than when not reporting such information. Since there is a problem that it is lowered, it is possible to realize a more efficient system construction by applying the present invention only in an appropriate situation instead of always performing signal synthesis according to the present invention. Conceivable. Therefore, a configuration may be adopted in which application / non-application of the MMSE combining according to the present invention is switched according to the received SNR at the terminal, the moving speed of the terminal, and the like.
また、本発明に関わる移動局装置および基地局装置で動作するプログラムは、本発明に関わる上記実施形態の機能を実現するように、CPU等を制御するプログラム(コンピュータを機能させるプログラム)である。そして、これら装置で取り扱われる情報は、その処理時に一時的にRAMに蓄積され、その後、各種ROMやHDDに格納され、必要に応じてCPUによって読み出し、修正・書き込みが行なわれる。プログラムを格納する記録媒体としては、半導体媒体(例えば、ROM、不揮発性メモリカード等)、光記録媒体(例えば、DVD、MO、MD、CD、BD等)、磁気記録媒体(例えば、磁気テープ、フレキシブルディスク等)等のいずれであってもよい。また、ロードしたプログラムを実行することにより、上述した実施形態の機能が実現されるだけでなく、そのプログラムの指示に基づき、オペレーティングシステムあるいは他のアプリケーションプログラム等と共同して処理することにより、本発明の機能が実現される場合もある。 Further, the program that operates in the mobile station apparatus and the base station apparatus related to the present invention is a program (program that causes a computer to function) that controls the CPU and the like so as to realize the functions of the above-described embodiments related to the present invention. Information handled by these devices is temporarily stored in the RAM at the time of processing, then stored in various ROMs and HDDs, read out by the CPU, and corrected and written as necessary. As a recording medium for storing the program, a semiconductor medium (for example, ROM, nonvolatile memory card, etc.), an optical recording medium (for example, DVD, MO, MD, CD, BD, etc.), a magnetic recording medium (for example, magnetic tape, Any of a flexible disk etc. may be sufficient. In addition, by executing the loaded program, not only the functions of the above-described embodiment are realized, but also based on the instructions of the program, the processing is performed in cooperation with the operating system or other application programs. The functions of the invention may be realized.
また市場に流通させる場合には、可搬型の記録媒体にプログラムを格納して流通させたり、インターネット等のネットワークを介して接続されたサーバコンピュータに転送したりすることができる。この場合、サーバコンピュータの記憶装置も本発明に含まれる。また、上述した実施形態における移動局装置および基地局装置の一部、または全部を典型的には集積回路であるLSIとして実現してもよい。移動局装置および基地局装置の各機能ブロックは個別にプロセッサ化してもよいし、一部、または全部を集積してプロセッサ化してもよい。また、集積回路化の手法はLSIに限らず専用回路、または汎用プロセッサで実現しても良い。また、半導体技術の進歩によりLSIに代替する集積回路化の技術が出現した場合、当該技術による集積回路を用いることも可能である。 In the case of distribution in the market, the program can be stored and distributed in a portable recording medium, or transferred to a server computer connected via a network such as the Internet. In this case, the storage device of the server computer is also included in the present invention. Moreover, you may implement | achieve part or all of the mobile station apparatus and base station apparatus in embodiment mentioned above as LSI which is typically an integrated circuit. Each functional block of the mobile station apparatus and the base station apparatus may be individually made into a processor, or a part or all of them may be integrated into a processor. Further, the method of circuit integration is not limited to LSI, and may be realized by a dedicated circuit or a general-purpose processor. In addition, when an integrated circuit technology that replaces LSI appears due to progress in semiconductor technology, an integrated circuit based on the technology can also be used.
以上、この発明の実施形態を、図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も特許請求の範囲に含まれる。 The embodiment of the present invention has been described in detail with reference to the drawings. However, the specific configuration is not limited to this embodiment, and the design and the like within the scope not departing from the gist of the present invention are also claimed. Included in the range.
10 上位層
11 変調部
12 P/S部
13 干渉減算部
14 modulo部
15 干渉生成部
16 S/P部
17,23 送信ウェイト乗算部
18 信号多重部
19 D/A部
20,27 無線部
21 送信アンテナ部
22 パイロット信号生成部
23 送信ウェイト乗算部
24 送信ウェイト・干渉係数算出部
25 受信部
26 A/D部
28 受信アンテナ部
30 受信アンテナ部
30−1、2 受信アンテナ
31 無線部
32 A/D部
33 信号分離部
34 伝搬路推定部
35 伝搬路補償部
36 MMSE合成部
37 modulo部
38 復調部
39 上位層
40 仮想アンテナ形成部
41 送信部
42 D/A部
43 無線部
44 送信アンテナ部
50 仮想アンテナ受信部
60 干渉係数推定部
100 基地局
200 端末
DESCRIPTION OF
Claims (12)
前記N本の受信アンテナで観測される伝搬路に関する情報を基に、N未満の仮想的な受信アンテナで受信された場合の伝搬路に関する情報を算出し、前記仮想的な受信アンテナで受信された場合の伝搬路に関する情報と、他の端末装置の伝搬路に関する情報とを用いて前記基地局装置において空間多重を施された情報信号を前記N本の受信アンテナで受信し、
前記N本の受信アンテナで受信した情報信号に受信ウェイトを乗算して合成し、
前記合成後の情報信号に非線形演算を行って所望の情報信号を検出することを特徴とする端末装置。 A terminal apparatus that communicates with a base station apparatus that includes N receiving antennas when N is an integer equal to or greater than 2, and includes a plurality of transmitting antennas and spatially multiplexes signals addressed to a plurality of terminal apparatuses using a nonlinear operation. There,
Based on information about propagation paths observed by the N receiving antennas, information about propagation paths when received by virtual reception antennas less than N is calculated and received by the virtual reception antennas. Information signals subjected to spatial multiplexing in the base station apparatus using information on propagation paths in the case and information on propagation paths of other terminal apparatuses are received by the N receiving antennas,
Information signals received by the N receiving antennas are multiplied by a reception weight and combined,
A terminal device, wherein a non-linear operation is performed on the combined information signal to detect a desired information signal.
前記第一の端末装置において観測される伝搬路を基に生成される、N未満の仮想的な受信アンテナで受信された場合の伝搬路に関する情報と、他の端末装置の伝搬路に関する情報とを用いて、非線形演算を用いた空間多重における送信ウェイトと干渉を表す係数を算出し、前記送信ウェイトと前記干渉を表す係数を用いて、複数の端末装置宛の情報信号を空間多重することを特徴とする基地局装置。 A first terminal device including a plurality of transmission antennas and N reception antennas when N is an integer equal to or greater than 2 is included, and the total of reception antennas of all terminal devices to be communicated is the transmission A base station device that performs communication by performing spatial multiplexing on information signals addressed to a plurality of terminal devices that are larger than the number of antennas used for transmission,
Information on a propagation path when received by a virtual receiving antenna of less than N, generated based on a propagation path observed in the first terminal apparatus, and information on a propagation path of another terminal apparatus And calculating a coefficient representing transmission weight and interference in spatial multiplexing using a non-linear operation, and spatially multiplexing information signals addressed to a plurality of terminal devices using the transmission weight and the coefficient representing interference. Base station apparatus.
請求項8から11のいずれかに記載の基地局装置と、
を備えたことを特徴とする無線通信システム。 A terminal device according to any one of claims 1 to 7;
A base station apparatus according to any one of claims 8 to 11,
A wireless communication system comprising:
Priority Applications (1)
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JP2010153228A JP2012015963A (en) | 2010-07-05 | 2010-07-05 | Terminal device, base station device and radio communication system using them |
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Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2012213851A (en) * | 2011-03-28 | 2012-11-08 | Okuma Corp | Vibration determination method and vibration determination device |
JP2013197710A (en) * | 2012-03-16 | 2013-09-30 | Sharp Corp | Communication system, communication method, base station device and terminal device |
-
2010
- 2010-07-05 JP JP2010153228A patent/JP2012015963A/en active Pending
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