JP2011226886A - Current detection resistor module - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、携帯機器、大電流制御が必要な自動車や各種のインバータ回路など広範囲な電気機器及び電子機器の電流を検出する電流検出抵抗モジュールに関する。 The present invention relates to a current detection resistor module that detects the current of a wide range of electrical and electronic devices such as portable devices, automobiles that require large current control, and various inverter circuits.
一般的な電流検出方法には、カレントトランス方式、ホール素子方式、及び抵抗方式の3種類の方法がある。カレントトランス方式は、電流回路に流れる電流により発生する磁力を、トランスを用いて検出する。ホール素子方式は、電流回路に流れる電流により発生する磁力を、ホール素子を用いて検出する。抵抗方式は、電流回路に直列に電流検出用抵抗を接続し、この検出抵抗に流れる電流により発する電圧を検出する。 There are three general current detection methods: a current transformer method, a Hall element method, and a resistance method. In the current transformer method, a magnetic force generated by a current flowing in a current circuit is detected using a transformer. In the Hall element method, the magnetic force generated by the current flowing in the current circuit is detected using the Hall element. In the resistance method, a current detection resistor is connected in series to a current circuit, and a voltage generated by a current flowing through the detection resistor is detected.
カレントトランス方式及びホール素子方式など磁力を検出する方法は、自然にある磁界の影響を受けやすく、また位置的な関係の変化で変動が出やすい。また、高精度化が難しく一般的に高価格となる。 Methods for detecting magnetic force, such as the current transformer method and the Hall element method, are easily affected by a natural magnetic field, and are likely to vary due to a change in positional relationship. In addition, it is difficult to achieve high accuracy and the price is generally high.
抵抗方式は、上記カレントトランス方式及びホール素子方式に比べて高精度で高速に動作する。また、一般的に低価格である。しかし、上記電流検出用抵抗は損失として働くため、その抵抗値は微小な値に設定する必要がある。また、発生する電圧降下も非常に小さな電圧値となる。このような微小な電圧降下をA/D変換するためには、一度、演算増幅器等を用いて電圧を増幅する必要がある。 The resistance method operates at high speed with higher accuracy than the current transformer method and the Hall element method. In general, the price is low. However, since the current detection resistor acts as a loss, it is necessary to set the resistance value to a very small value. Also, the voltage drop that occurs is a very small voltage value. In order to A / D convert such a small voltage drop, it is necessary to amplify the voltage once using an operational amplifier or the like.
抵抗方式は、電流検出用抵抗が電流検出回路に直列に接続されるため、電力消費し発熱する現象が発生する。この電力消費及び発熱は、電流検出用抵抗の抵抗値の大きさに比例する。例えば、抵抗値1Ωの電流検出用抵抗を用いて、10A(アンペア)の電流を検出した場合、電流検出用抵抗の両端には1ボルトの電圧が発生する。抵抗値1Ωの電流検出用抵抗では、電流検出のために、実に10A×10A×1Ω=100Wの電力消費と発熱が起こる。この電力消費と発熱は、全てエネルギロスである。 In the resistance method, a current detection resistor is connected in series to the current detection circuit, so that a phenomenon occurs in which power is consumed and heat is generated. The power consumption and heat generation are proportional to the resistance value of the current detection resistor. For example, when a current of 10 A (ampere) is detected using a current detection resistor having a resistance value of 1Ω, a voltage of 1 volt is generated at both ends of the current detection resistor. In the current detection resistor having a resistance value of 1Ω, power consumption and heat generation of 10 A × 10 A × 1Ω = 100 W actually occur for current detection. This power consumption and heat generation are all energy losses.
電力消費量と発熱量は抵抗値に比例することから、抵抗方式で電力消費や発熱を抑えるには抵抗値を下げることが有効である。 Since the power consumption and the heat generation amount are proportional to the resistance value, it is effective to reduce the resistance value in order to suppress power consumption and heat generation by the resistance method.
上記、10Aの電流を抵抗値1Ωの電流検出用抵抗で検出すると、10A×10A×1Ω=100Wの電力消費となる。しかし、抵抗値0.01Ωの電流検出用抵抗で検出すると、電力消費は10A×10A×0.01Ω=1Wまで減少し、電力消費によるエネルギロスは百分の一に低減される。 When the current of 10 A is detected by the current detection resistor having a resistance value of 1Ω, the power consumption is 10A × 10A × 1Ω = 100 W. However, when detecting with a current detection resistor having a resistance value of 0.01Ω, the power consumption is reduced to 10A × 10A × 0.01Ω = 1 W, and the energy loss due to the power consumption is reduced to one hundredth.
図1は、電流を10A一定とし抵抗値を変化させた時の消費電力の変化を示す図である。図1(a)に示すように、電力消費は、電流検出用抵抗の抵抗値の大きさに比例する。図1(b)に示すように、抵抗値が小さくなると抵抗値に比例して電力消費が低減される。 FIG. 1 is a diagram showing a change in power consumption when the current is kept constant at 10 A and the resistance value is changed. As shown in FIG. 1A, power consumption is proportional to the resistance value of the current detection resistor. As shown in FIG. 1B, when the resistance value decreases, the power consumption is reduced in proportion to the resistance value.
抵抗方式は、電流検出用抵抗の抵抗値を下げるほど消費電力は減少する。ところが、抵抗値が小さいほど端子の導体抵抗や測定エラーの影響が大きくなり高精度化が難しくなる。例えば、端子の導体抵抗が1mΩの場合、検出抵抗全体が1Ωでは1mΩ/1Ω=0.1%である。電流検出用抵抗全体が10ミリΩでは、1mΩ/10mΩ=10%となり、導体抵抗の影響が大きくなる。これは、仕上がり精度に影響するため、抵抗値が小さくなるほど製作や測定が極めて困難となり、その結果、精度良く電流検出することが困難となる。 In the resistance method, the power consumption decreases as the resistance value of the current detection resistor is lowered. However, the smaller the resistance value, the greater the influence of the conductor resistance of the terminal and the measurement error, and the higher accuracy becomes difficult. For example, when the conductor resistance of the terminal is 1 mΩ, 1 mΩ / 1Ω = 0.1% when the entire detection resistor is 1Ω. When the entire current detection resistor is 10 milliΩ, 1 mΩ / 10 mΩ = 10%, and the influence of the conductor resistance becomes large. Since this affects the finishing accuracy, the smaller the resistance value, the more difficult it is to manufacture and measure, and as a result, it becomes difficult to detect the current accurately.
図2は、端子の導体抵抗が一定の場合に抵抗値毎の影響の割合を示す図である。図2(a)に示すように、導体が占める割合は、電流検出用抵抗の抵抗値の大きさに反比例する。図2(b)に示すように、抵抗値が小さくなるほど、導体が占める割合が大きくなり精度に影響しやすくなる。 FIG. 2 is a diagram showing the ratio of the influence for each resistance value when the conductor resistance of the terminal is constant. As shown in FIG. 2A, the proportion of the conductor is inversely proportional to the magnitude of the resistance value of the current detection resistor. As shown in FIG. 2B, the smaller the resistance value, the greater the proportion of conductors, and the more easily the accuracy is affected.
抵抗方式による電流検出は、高精度化・高速化に適している。しかし、電流回路に直列に接続されることから検出のために電力を消費し発熱が起こる。電力の消費は、エネルギロスとなり、発熱は機器の劣化や発火などの危険を伴う。抵抗方式で電力消費や発熱を防ぐには電流検出用抵抗の抵抗値を下げることが効果的である。ところが上述したように、抵抗値を下げることで高精度化が困難となり抵抗方式の優位性がなくなる。 Resistive current detection is suitable for high accuracy and high speed. However, since it is connected in series with the current circuit, power is consumed for detection and heat is generated. Electricity consumption results in energy loss, and heat generation is accompanied by dangers such as equipment deterioration and fire. In order to prevent power consumption and heat generation by the resistance method, it is effective to lower the resistance value of the current detection resistor. However, as described above, decreasing the resistance value makes it difficult to achieve high accuracy, and the superiority of the resistance method is lost.
電流検出用抵抗は、負荷を減らすため低抵抗値のものが選択されることから、抵抗の両端の電圧は増幅されることが一般的である。電流検出回路は、電流検出用の抵抗と増幅器と増幅率を制御する帰還抵抗を組み合わせる。この場合の電流検出精度は電流検出抵抗器の誤差と帰還抵抗器の誤差とが加わったものとなる。 Since the current detection resistor is selected to have a low resistance value in order to reduce the load, the voltage across the resistor is generally amplified. The current detection circuit combines a current detection resistor, an amplifier, and a feedback resistor that controls the amplification factor. In this case, the current detection accuracy is obtained by adding the error of the current detection resistor and the error of the feedback resistor.
特許文献1には、演算増幅器のオフセット電圧をキャンセルし、小さな電流も検出可能にする電流電圧変換回路が記載されている。特許文献1に記載の電流電圧変換回路は、検出抵抗Rdetと、第1演算増幅器を含む増幅回路と、トリミング可能な第3抵抗R3及び第4抵抗R4を含むオフセット調節用電流源とを備える。オフセット調節用電流源は、トリミング可能な第3抵抗R3及び第4抵抗R4の抵抗値を調節することにより電流値が制御されるオフセット調節電流Iadjを増幅回路のオフセット抵抗Rofsに流し、オフセット抵抗Rofsにオフセット調節電圧Vofsを発生させる。
特許文献2には、電流検出用抵抗に流れる電流の向きと絶対値の検出を、所望の向きと電流の値に調整することが可能な電流検出回路が記載されている。特許文献1に記載の電流検出回路は、電流検出用抵抗と、電圧比較回路と、電流検出用抵抗に接続された、少なくともトリミング可能な1本の抵抗を含む電圧分割回路とを備え、電流検出用抵抗以外をモノリシック化する。
しかしながら、従来の抵抗方式による電流検出にあっては、精度を保ったまま電流検出用抵抗の抵抗値を小さくすることには限界があり、電力消費と発熱の課題は依然として残されていた。 However, in the current detection by the conventional resistance method, there is a limit to reducing the resistance value of the current detection resistor while maintaining accuracy, and the problems of power consumption and heat generation still remain.
特許文献1に記載の電流電圧変換回路は、トリミング可能な第3抵抗R3及び第4抵抗R4の抵抗値を調節して、演算増幅器のオフセット調整電圧を制御するものであって、電流検出用抵抗の抵抗値を小さくする技術ではない。
The current-voltage conversion circuit described in
特許文献2に記載の電流検出回路は、電圧分割回路の分圧抵抗をトリミングすることによって電圧比較回路に、大きなオフセット電圧があったとしても検出する電流の絶対値と向きを自由に調整するものであって、電流検出用抵抗の抵抗値を小さくする技術ではない。
The current detection circuit described in
電力消費によるエネルギロスや発熱などを抑えるには電流検出用抵抗値を小さくする必要がある。電流検出用抵抗値を下げることにより抵抗値の精度を確保することが難しくなり、高精度化することが困難となる。従来は、電流検出用抵抗の抵抗値そのものを小さくする技術は提供されていない。 In order to suppress energy loss and heat generation due to power consumption, it is necessary to reduce the resistance value for current detection. By reducing the resistance value for current detection, it becomes difficult to ensure the accuracy of the resistance value, and it becomes difficult to increase the accuracy. Conventionally, a technique for reducing the resistance value itself of the current detection resistor has not been provided.
本発明の目的は、負荷抵抗を小さくしても検出精度を低下させることなく、高精度な電流検出が可能な電流検出抵抗モジュールを提供することである。 An object of the present invention is to provide a current detection resistor module capable of highly accurate current detection without reducing detection accuracy even when load resistance is reduced.
本発明の電流検出抵抗モジュールは、基板と、前記基板に配置され、負荷抵抗値が10mΩ以下の電流を検出するための電流検出用抵抗と、前記基板に配置され、前記電流検出用抵抗と電気的に接続され、前記電流検出用抵抗に流れる電流により発生する電圧を増幅する増幅器を取付け可能な取付部と、前記基板に配置され、前記取付部と電気的に接続され、前記増幅器の出力電圧を第1抵抗と第2抵抗とで分圧し、前記第1抵抗と前記第2抵抗との接続点を前記増幅器の入力端子に帰還させ、前記増幅器の増幅率を決定する前記第1及び第2抵抗からなる帰還抵抗と、を備え、前記帰還抵抗は、前記電流検出用抵抗の誤差をなくすように前記第1抵抗と前記第2抵抗との帰還抵抗比が調整される構成を採る。 The current detection resistor module of the present invention includes a substrate, a current detection resistor disposed on the substrate and detecting a current having a load resistance value of 10 mΩ or less, and the current detection resistor module disposed on the substrate, And an attachment portion to which an amplifier for amplifying a voltage generated by a current flowing through the current detection resistor can be attached; and an output voltage of the amplifier disposed on the substrate and electrically connected to the attachment portion. Is divided by a first resistor and a second resistor, a connection point between the first resistor and the second resistor is fed back to the input terminal of the amplifier, and the amplification factor of the amplifier is determined. A feedback resistor composed of a resistor, and the feedback resistor has a configuration in which a feedback resistance ratio between the first resistor and the second resistor is adjusted so as to eliminate an error of the current detection resistor.
本発明の電流検出抵抗モジュールは、基板と、前記基板に配置され、負荷抵抗値が10mΩ以下の電流を検出するための電流検出用抵抗と、前記基板に配置され、前記電流検出用抵抗に流れる電流により発生する電圧を増幅する増幅器と、前記基板に配置され、前記増幅器の出力電圧を第1抵抗と第2抵抗とで分圧し、前記第1抵抗と前記第2抵抗との接続点を前記増幅器の入力端子に帰還させ、前記増幅器の増幅率を決定する前記第1及び第2抵抗からなる帰還抵抗と、を備え、前記帰還抵抗は、前記電流検出用抵抗の誤差をなくすように前記第1抵抗と前記第2抵抗との帰還抵抗比が調整される構成を採る。 The current detection resistor module of the present invention includes a substrate, a current detection resistor that is disposed on the substrate and detects a current having a load resistance value of 10 mΩ or less, and is disposed on the substrate and flows through the current detection resistor. An amplifier for amplifying a voltage generated by a current; and disposed on the substrate; the output voltage of the amplifier is divided by a first resistor and a second resistor; and a connection point between the first resistor and the second resistor is A feedback resistor composed of the first and second resistors that feed back to the input terminal of the amplifier and determine the amplification factor of the amplifier, and the feedback resistor eliminates the error of the current detection resistor. A configuration is adopted in which the feedback resistance ratio between one resistor and the second resistor is adjusted.
本発明によれば、電流検出用抵抗の誤差をなくすように帰還抵抗比を調整することにより、電流検出用抵抗の抵抗値の誤差に合わせて増幅率を調整して高精度化を実現する。これにより、エネルギロスの少ない低い抵抗値を使用した高精度な電流検出を実現することができる。 According to the present invention, by adjusting the feedback resistance ratio so as to eliminate the error of the current detection resistor, the gain is adjusted according to the error of the resistance value of the current detection resistor, thereby realizing high accuracy. Thereby, highly accurate current detection using a low resistance value with little energy loss can be realized.
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
(原理説明)
本発明の基本的な考え方について説明する。
(Principle explanation)
The basic concept of the present invention will be described.
本発明は、抵抗値が極めて小さい電流検出用抵抗の電流検出抵抗モジュールを実現する。 The present invention realizes a current detection resistor module of a current detection resistor having a very small resistance value.
本発明者は、電流検出回路の電流検出用抵抗及び帰還抵抗比の精度と電流検出精度の関係に着目し、電流検出精度は、電流検出用抵抗の誤差と帰還抵抗の比率の誤差により決定されることを見出した。 The present inventor pays attention to the relationship between the accuracy of the current detection resistor and feedback resistance ratio of the current detection circuit and the current detection accuracy, and the current detection accuracy is determined by the error of the current detection resistor and the ratio of the feedback resistor. I found out.
図3は、非反転増幅回路による電流検出回路の構成例を示す回路図である。 FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration example of a current detection circuit using a non-inverting amplifier circuit.
図3に示すように、電流検出回路10は、電流検出用抵抗R0と、演算増幅器11と、帰還抵抗R1,R2とを備える非反転増幅回路である。
As shown in FIG. 3, the
電流検出用抵抗R0には、電流Iinが流れ、両端には電圧V0が発生する。 A current Iin flows through the current detection resistor R0, and a voltage V0 is generated at both ends.
演算増幅器11は、正側入力端子がインプット端子側に接続され、負側入力端子が抵抗R1と抵抗R2の接続点に接続され、出力端子から電流検出回路10の検出電圧Voutを出力する。演算増幅器11は、入力電圧と同位相の出力電圧を出力する非反転増幅器を構成する。
The
帰還抵抗R1,R2は、演算増幅器11の出力電圧を、抵抗R1と抵抗R2で分圧する。図3に示すように、演算増幅器11が非反転増幅器である場合、演算増幅器11の出力端子は、帰還抵抗R1,R2を介してグランドに接続され、演算増幅器11の負側入力端子が抵抗R1と抵抗R2の接続点に接続される。
The feedback resistors R1 and R2 divide the output voltage of the
なお、図示は省略するが、演算増幅器11が反転増幅器である場合、この反転増幅器の正側入力端子は、グランドに接続され、この反転増幅器の出力端子は、帰還抵抗R1,R2を介してインプット端子側に接続され、この反転増幅器の負側入力端子が抵抗R1と抵抗R2の接続点に接続される。
Although not shown, when the
図3に示すように、電流検出用抵抗R0に電流Iが流れると電流検出抵抗R0の端子間に電流×検出抵抗値の電圧V1が発生する。この電圧V1を演算増幅器11で増幅する。演算増幅器11の増幅率Xは、帰還抵抗R1とR2の比率で決まる。
As shown in FIG. 3, when a current I flows through the current detection resistor R0, a voltage V1 of current × detection resistance value is generated between the terminals of the current detection resistor R0. This voltage V1 is amplified by the
増幅率Xは、(1+R2/R1)となる。例えば、R1=9kΩ、R2=1kΩの場合の増幅率Xは、(1+9kΩ/1kΩ)で10倍となる。 The amplification factor X is (1 + R2 / R1). For example, the amplification factor X in the case of R1 = 9 kΩ and R2 = 1 kΩ is 10 times (1 + 9 kΩ / 1 kΩ).
電流検出用抵抗R0を1mΩとし、インプット端子から電流Iを10A流した時に、電流検出用抵抗R0の両端に発生する電圧V0は、10A×1mΩ=10mVとなる。演算増幅器11は、この電圧V0を10倍に増幅し、出力端子Voutから出力される電圧V1は100mVとなる。
When the current detection resistor R0 is 1 mΩ and the current I flows from the input terminal at 10 A, the voltage V0 generated at both ends of the current detection resistor R0 is 10 A × 1 mΩ = 10 mV. The
電流検出回路10の電流検出精度は、電流検出用抵抗R0を提供する電流検出抵抗器の精度と、演算増幅器11の帰還抵抗R1,R2の比率精度によって決定される。
The current detection accuracy of the
図4は、図3の非反転増幅回路を使用した電流検出回路10において、電流検出用抵抗及び帰還抵抗比の精度と電流検出精度の関係を示す図である。
FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the accuracy of the current detection resistor and feedback resistance ratio and the current detection accuracy in the
図4に示すように、電流検出精度は、電流検出用抵抗の誤差と帰還抵抗の比率の誤差により決定されることがわかる。また、電流検出用抵抗の誤差と帰還抵抗比の誤差が打ち消し合う方向にあると精度が保たれることもわかる。このことは、帰還抵抗を利用したその他の増幅器を使用した回路にも同様に動作する。 As shown in FIG. 4, it can be seen that the current detection accuracy is determined by the error of the current detection resistance and the ratio of the feedback resistance. It can also be seen that the accuracy is maintained if the error of the current detection resistor and the error of the feedback resistance ratio are in a direction to cancel each other. This also works for circuits using other amplifiers that utilize feedback resistors.
図4に示すように、図3の電流検出回路11は、流れる電流が一定のとき、電流検出用抵抗R0の誤差と出力電圧誤差の関係は、比例関係にある。電流検出用抵抗R0の誤差が+1%の時、出力電圧誤差も+1%となる。また、電流検出用抵抗R0が一定の時、帰還抵抗比誤差と出力誤差の関係も比例関係にあり、帰還抵抗比誤差が+1%の時、出力電圧誤差も+1%となる。これらの関係から、出力電圧の精度は、電流検出用抵抗R0の誤差と帰還抵抗R1,R2の誤差により決定され、二つの誤差は互いに影響することがわかる。
As shown in FIG. 4, in the
本発明者は、電流検出回路の電流検出用抵抗及び帰還抵抗比の精度と電流検出精度の関係に着目し、電流検出精度は、電流検出用抵抗の誤差と帰還抵抗の比率の誤差により決定されることを見出した。すなわち、電流検出用抵抗の誤差と帰還抵抗の比率の誤差とには、一定の相関関係があり、両者の誤差同士を互いにリンクした情報として捉える。その上で、電流検出用抵抗の誤差に相当する帰還抵抗の比率の誤差を、帰還抵抗比の調整により吸収する。帰還抵抗比の調整は、帰還抵抗をトリミングすることにより行う。因みに、従来は、電流検出用抵抗の抵抗値を小さくすることが強く要望されていたにも拘わらず、実現する手段は提供されていなかった。 The present inventor pays attention to the relationship between the accuracy of the current detection resistor and feedback resistance ratio of the current detection circuit and the current detection accuracy, and the current detection accuracy is determined by the error of the current detection resistor and the ratio of the feedback resistor. I found out. That is, the error of the current detection resistor and the error of the ratio of the feedback resistor have a certain correlation, and the two errors are regarded as information linked to each other. In addition, an error in the ratio of the feedback resistance corresponding to the error in the current detection resistor is absorbed by adjusting the feedback resistance ratio. Adjustment of the feedback resistance ratio is performed by trimming the feedback resistance. Incidentally, although there has been a strong demand for reducing the resistance value of the current detection resistor, no means for realizing it has been provided.
本発明は、電流検出用抵抗R0の誤差を帰還抵抗比の調整により吸収する。すなわち、本発明は、電流検出用抵抗R0の誤差を帰還抵抗R1,R2の抵抗比を調整することにより補正する。帰還抵抗比の調整は、帰還抵抗R1,R2をトリミングすることにより行う。 The present invention absorbs the error of the current detection resistor R0 by adjusting the feedback resistance ratio. That is, the present invention corrects the error of the current detection resistor R0 by adjusting the resistance ratio of the feedback resistors R1 and R2. The feedback resistance ratio is adjusted by trimming the feedback resistors R1 and R2.
本発明は、電流検出用抵抗R0と増幅器と帰還抵抗の組み合わせを予め形成し、出力値を検出して帰還抵抗の比率をトリミングし、一定の出力が得られるように調整する。帰還抵抗R1,R2は、電流検出用抵抗R0の誤差に対し調整用にトリミングされる。電流検出用抵抗R0誤差が帰還抵抗比の調整により吸収されるため、抵抗値が極めて小さい電流検出用抵抗の電流検出抵抗モジュールを実現することができる。 In the present invention, the combination of the current detection resistor R0, the amplifier and the feedback resistor is formed in advance, the output value is detected, the ratio of the feedback resistors is trimmed, and the adjustment is made so as to obtain a constant output. The feedback resistors R1 and R2 are trimmed for adjustment with respect to the error of the current detection resistor R0. Since the current detection resistance R0 error is absorbed by adjusting the feedback resistance ratio, a current detection resistance module having a very small resistance value can be realized.
ここで、電流検出用抵抗R0の誤差は帰還抵抗の比率調整で吸収することが可能なため電流検出用抵抗R0の精度を必要としない。よって検出抵抗の抵抗値が小さくなり精度を有していなくとも帰還抵抗の調整により必要な検出精度を確保することができる。特に、電流検出用抵抗R0の値が小さく高精度な検出抵抗が製作困難な場合でも電流検出用抵抗R0の誤差を帰還抵抗の比率調整により補正し、高精度な電流検出抵抗モジュールを実現することができる。 Here, since the error of the current detection resistor R0 can be absorbed by adjusting the ratio of the feedback resistors, the accuracy of the current detection resistor R0 is not required. Therefore, even if the resistance value of the detection resistor is small and the accuracy is not high, the necessary detection accuracy can be ensured by adjusting the feedback resistor. In particular, even when the value of the current detection resistor R0 is small and it is difficult to manufacture a highly accurate detection resistor, the error of the current detection resistor R0 is corrected by adjusting the ratio of the feedback resistors, thereby realizing a highly accurate current detection resistor module. Can do.
(実施の形態1)
実施の形態1は、演算増幅器を備える電流検出抵抗モジュールに適用した例である。
(Embodiment 1)
The first embodiment is an example applied to a current detection resistor module including an operational amplifier.
図5乃至図7は、上記基本的な考え方に基づく本発明の実施の形態1に係る電流検出抵抗モジュールの構成を示す図である。図5は、電流検出抵抗モジュールの斜視図、図6は、電流検出抵抗モジュールの分解斜視図である。図7(a)は、電流検出抵抗モジュールの正面図、図7(b)は、電流検出抵抗モジュールの裏面図、図7(c)は、電流検出抵抗モジュールの上面図、図7(d)は、電流検出抵抗モジュールの側面図である。
5 to 7 are diagrams showing the configuration of the current detection resistor module according to
図5乃至図7に示すように、電流検出抵抗モジュール100は、ガラスエポキシ基板110と、ガラスエポキシ基板110の一方の表面110aに配置された低抵抗基板120と、を備える。
As shown in FIGS. 5 to 7, the current
電流検出抵抗モジュール100は、ガラスエポキシ基板110の他方の表面110bに、フォトレジスト等により形成されたCu又はCu合金からなる配線130と、端子以外の配線130上及びガラスエポキシ基板110の表面110bを覆うように形成されたソルダーレジスト140とを備える。
In the current
電流検出抵抗モジュール100は、帰還抵抗を内蔵する帰還抵抗ブロック150と、演算増幅器160とを備える。
The current
ガラスエポキシ基板110には、低抵抗基板120の両端の電流端子121,122(図7(b)参照)を配線130の該当ノード131,132に繋ぐための貫通口(Through Hole Via)110cが形成される。同様に、ソルダーレジスト140の対応部分には、低抵抗基板120の電流端子121,122に電流を流すための穴140aが形成される。
A through hole (Through Hole Via) 110 c for connecting the
低抵抗基板120は、負荷抵抗値が10mΩ以下の電流検出用抵抗である。電流検出用抵抗は、損失として働くため、抵抗値は微小な値に設定する。本実施の形態では、低抵抗基板120は、10mΩ以下の抵抗値とすることができる。
The
帰還抵抗ブロック150は、電流検出用抵抗に流れる電流により発生する電圧を増幅する非反転増幅器の増幅率を決定する帰還抵抗を有する。この帰還抵抗は、第1抵抗と第2抵抗とを有し、電流検出用抵抗の誤差をなくすように第1抵抗と第2抵抗との帰還抵抗比が調整される。帰還抵抗比の調整は、第1抵抗又は第2抵抗をトリミングする。例えば、第2抵抗がトリミング可能な抵抗の場合、第2抵抗にレーザ光を照射して、抵抗体の上面に線状の切欠部を形成するトリミングにより所望の抵抗値に調整する。
The
以下、上述のように構成された電流検出抵抗モジュール100のトリミングについて説明する。
Hereinafter, trimming of the current
図8は、電流検出抵抗モジュール100のトリミングを説明する回路図である。
FIG. 8 is a circuit diagram illustrating trimming of the current
図8に示すように、電流検出抵抗モジュール作製システムは、電流検出抵抗モジュール100と、定電流電源200と、トリミング制御信号生成装置210と、トリミング制御装置220とを備える。
As shown in FIG. 8, the current detection resistor module manufacturing system includes a current
電流検出抵抗モジュール100は、低抵抗基板120の電流検出用抵抗R0と、演算増幅器160と、帰還抵抗R1,R2とを備える非反転増幅回路である。
The current
演算増幅器160は、正側入力端子が電流検出抵抗モジュール100の電流端子(インプット端子)121側に接続され、負側入力端子が抵抗R1と抵抗R2の接続点に接続され、出力端子133から電流検出抵抗モジュール100の検出電圧Voutを出力する。
The
電流検出抵抗モジュール100の電流検出精度は、電流検出用抵抗R0を提供する電流検出抵抗器の精度と、演算増幅器160の帰還抵抗R1,R2の比率精度によって決定される。
The current detection accuracy of the current
電流検出抵抗モジュール100の低抵抗基板120の電流端子121,122には、定電流電源200が接続される。定電流電源200は、電流検出抵抗モジュール100の低抵抗基板120の電流端子121,122に一定の電流を流す。これにより、電流検出用抵抗R0には、電流Iinが流れ、両端には電圧V0が発生する。
A constant
電流検出抵抗モジュール100の出力端子133は、トリミング制御信号生成装置210の入力端子に接続される。
The
トリミング制御信号生成装置210は、帰還抵抗比調整量格納部211、電圧検出部212、及びトリミング制御信号生成部213から構成される。
The trimming control
帰還抵抗比調整量格納部211は、電流検出用抵抗R0の誤差を帰還抵抗比の調整により吸収するための帰還抵抗比調整量を格納する。具体的に説明する。図4に示すように検出抵抗誤差と帰還抵抗比誤差は、略一定の比例関係にあり、帰還抵抗比誤差をなくすようにすれば検出抵抗誤差もなくすことができる。電流検出用抵抗R0に検出抵抗誤差があることが、電流検出用抵抗R0の抵抗値を小さくできない理由の一つであった。本実施の形態は、帰還抵抗比誤差を調整することで検出抵抗誤差を吸収する。帰還抵抗比誤差を調整する調整量は、予めシミュレーション等により算出し、この調整量を帰還抵抗比調整量として帰還抵抗比調整量格納部211に格納しておく。
The feedback resistance ratio adjustment
電圧検出部212は、電流検出抵抗モジュール100の出力端子133の電圧を検出する。
The
トリミング制御信号生成部213は、電圧検出部212により検出された電圧と、帰還抵抗比調整量格納部211から読み出した帰還抵抗比調整量に基づいて、トリミング制御信号を生成する。より詳細には、トリミング制御信号生成部213は、電圧検出部212により検出された電圧を設定値と比較し、前記電圧が設定外である場合は、帰還抵抗比調整量格納部211から読み出した帰還抵抗比調整量に従って電流検出抵抗モジュール100の出力端子133の電圧が、前記設定値に収まるトリミング制御信号を生成する。
The trimming control
トリミング制御信号生成装置210のトリミング制御信号は、トリミング制御装置220の入力端子に接続される。トリミング制御装置220は、トリミング制御信号生成装置210からのトリミング制御信号に基づいて帰還抵抗ブロック150の帰還抵抗R2をトリミングする。これにより帰還抵抗比を調整する。
The trimming control signal of the trimming control
次に、電流検出抵抗モジュール100のトリミングについて具体的に説明する。
Next, the trimming of the current
図8に示すように、電流検出抵抗モジュール100の電流端子121,122に定電流電源200を接続する。また、電流検出抵抗モジュール100の出力端子133にトリミング制御信号生成装置210の入力端子を接続する。トリミング制御装置220は、帰還抵抗ブロック150の帰還抵抗R2をトリミング実施可能状態で待機する。
As shown in FIG. 8, the constant
定電流電源200は、電流検出抵抗モジュール100の電流端子121,122に一定の電流を流す。
The constant
電流検出抵抗モジュール100の低抵抗基板120の電流検出用抵抗R0には、電流Iinが流れ、両端には電圧V0が発生する。
A current Iin flows through the current detection resistor R0 of the
演算増幅器160は、正側入力端子が電流検出抵抗モジュール100の電流端子121側に接続され、負側入力端子が抵抗R1と抵抗R2の接続点に接続され、出力端子133から電流検出抵抗モジュール100の検出電圧Voutを出力する。演算増幅器160の帰還抵抗R1,R2のうち、帰還抵抗R2はトリミング可能な抵抗である。
The
電流検出用抵抗R0×電流Iinの電圧値が、演算増幅器160に入力される。演算増幅器160は、上記電圧値を帰還抵抗R1,R2の増幅率で増幅して出力端子133に出力する。
The voltage value of the current detection resistor R0 × current Iin is input to the
トリミング制御信号生成装置210の電圧検出部212は、電流検出抵抗モジュール100の出力端子133の電圧を検出する。
The
トリミング制御装置220は、トリミング制御信号生成装置210からのトリミング制御信号に基づいて帰還抵抗ブロック150の帰還抵抗R2をトリミングする。例えば、帰還抵抗R2の抵抗体にレーザ光を照射して抵抗体に線状の切欠部を形成するトリミングを行う場合は、トリミング制御信号生成装置210からトリミング制御装置220に対し、トリミング制御信号が出力されている間、トリミング制御装置220がトリミングを実行する。
The trimming
トリミングの実行により、電流検出抵抗モジュール100の出力は変化する。電流検出抵抗モジュール100の出力端子133の電圧が、設定範囲内になると、トリミング制御信号生成装置210は、トリミング制御信号の出力を停止する。トリミング制御装置220は、帰還抵抗R2対するトリミングを停止する。
By performing the trimming, the output of the current
図9は、電流検出抵抗モジュール100のトリミング制御のフローチャートである。
FIG. 9 is a flowchart of trimming control of the current
本フローがスタートすると、定電流電源200は、電流検出抵抗モジュール100の電流端子121,122に一定の電流を流す。
When this flow starts, the constant
演算増幅器160は、電流検出用抵抗R0×電流Iinの電圧値を帰還抵抗R1,R2の増幅率で増幅して出力端子133に出力する。
The
ステップS1では、トリミング制御信号生成装置210は、電流検出抵抗モジュール100の出力端子133の電圧を検出する。
In step S <b> 1, the trimming control
ステップS2では、トリミング制御信号生成装置210は、検出した電圧を設定値と比較し、前記電圧が設定外である場合は、トリミング制御信号を出力する。
In step S2, the trimming
ステップS3では、トリミング制御装置220は、トリミング制御信号生成装置210からのトリミング制御信号に基づいて帰還抵抗ブロック150の帰還抵抗R2をトリミングして、上記ステップS1に戻る。
In step S3, the trimming
上記ステップS2で検出した電圧が、設定範囲内になる場合、トリミング制御信号生成装置210は、トリミング制御信号の出力を停止する。
When the voltage detected in step S <b> 2 falls within the set range, the trimming control
ステップS4では、トリミング制御装置220は、帰還抵抗R2対するトリミングを終了する。
In step S4, the trimming
これにより、一定電流で一定電圧の出力が得られる電流検出抵抗モジュール100の調整が完了する。
This completes the adjustment of the current
図10は、トリミング制御信号生成装置210の処理を示すフローチャートであり、図9のステップS1の処理の詳細を示す。
FIG. 10 is a flowchart showing the processing of the trimming control
ステップS11では、電圧検出部212は、電流検出抵抗モジュール100の出力端子133の電圧を検出する。
In step S <b> 11, the
ステップS12では、トリミング制御信号生成部213は、電圧検出部212により検出された電圧に基づいて、帰還抵抗比調整量格納部211から対応する帰還抵抗比調整量を読み出す。
In step S <b> 12, the trimming control
ステップS13では、トリミング制御信号生成部213は、電流検出抵抗モジュール100の出力端子133の電圧が、前記設定値に収まるトリミング制御信号を生成して図9のステップS2に戻る。
In step S13, the trimming control
[実施例]
以下、実施例について説明する。
[Example]
Examples will be described below.
電流検出抵抗モジュール100は、電流検出用抵抗R0の抵抗値を下げても精度確保が可能になる。このため、電流検出用抵抗R0で消費されるエネルギと発生する熱量を低減することが可能となる。
The current
例えば、図8の非反転増幅回路を使用した電流検出抵抗モジュール100において、電流Iinを10Aとした場合の電流検出用抵抗R0、帰還抵抗R1,R2の各定数を以下とする。
For example, in the current
R0=10mΩ
R1=1kΩ
R2=9kΩ
電流検出用抵抗R0の両端に発生する電圧V0は、10A×10mΩ=100mVとなる。
R0 = 10mΩ
R1 = 1kΩ
R2 = 9kΩ
The voltage V0 generated at both ends of the current detection resistor R0 is 10A × 10 mΩ = 100 mV.
非反転増幅回路を使用した電流検出抵抗モジュール100は、この電圧V0を増幅し、電圧V1を出力する。電圧V1は、100mV×(1+9kΩ/1kΩ)=1000mVとなる。この時の電流検出用抵抗での消費電力は、10A×10A×10mΩ=1Wとなる。
The current
電流検出用抵抗R0を小さくし増幅率を上げるため、各定数を以下とする。 In order to reduce the current detection resistor R0 and increase the amplification factor, each constant is as follows.
R1=0.1mΩ(10mΩから小さくする)
R2=1kΩ(変更無し)
R3=999kΩ(9kΩから大きくする)
電流検出用抵抗R0の両端に発生する電圧V0は、10A×0.1mΩ=1mVとなる。上記非反転増幅回路は、この電圧V0を増幅し、電圧V1は、1mV×(1+999kΩ/1kΩ)=1000mVとなる。
R1 = 0.1 mΩ (decrease from 10 mΩ)
R2 = 1kΩ (no change)
R3 = 999 kΩ (enlarge from 9 kΩ)
The voltage V0 generated at both ends of the current detection resistor R0 is 10A × 0.1 mΩ = 1 mV. The non-inverting amplifier circuit amplifies the voltage V0, and the voltage V1 is 1 mV × (1 + 999 kΩ / 1 kΩ) = 1000 mV.
この時の電流検出用抵抗R0での消費電力は、10A×10A×0.1mΩ=0.01Wとなる。 The power consumption at the current detection resistor R0 at this time is 10A × 10A × 0.1 mΩ = 0.01W.
上記から、電流検出用抵抗R0を10mΩから0.1mΩに小さくしても帰還抵抗比を変えることにより、出力V1は1000mVとなり、同じ出力電圧が得られることがわかる。また、電流検出用抵抗R0で消費される電力は電流検出用抵抗が10mΩの時は1Wであるが、電流検出用抵抗R0を0.1mΩに小さくすると0.01Wまで減少し、電力消費によるエネルギロスを1%まで減らすことが可能となる。 From the above, it can be seen that the output V1 becomes 1000 mV and the same output voltage can be obtained by changing the feedback resistance ratio even if the current detection resistor R0 is reduced from 10 mΩ to 0.1 mΩ. The power consumed by the current detection resistor R0 is 1 W when the current detection resistor is 10 mΩ. However, when the current detection resistor R0 is reduced to 0.1 mΩ, the power consumption is reduced to 0.01 W. Loss can be reduced to 1%.
電流検出用抵抗R0を小さくした場合、導体抵抗の割合が大きくなる、測定難易度が高くなるなどにより抵抗器の精度確保が難しくなる。図8の回路では、電流検出精度は電流検出用抵抗R0の精度に比例することから、帰還抵抗比精度に誤差がないとすると電流検出用抵抗R0が10mΩの時に電流検出用抵抗R0の精度が±1%の誤差を持つ場合、電流検出精度も電流検出用抵抗R0と同様に±1%の精度を持つ。電流検出用抵抗R0を0.1mΩまで下げたことにより電流検出用抵抗の精度が±10%まで低下した場合は、電流検出精度は±10%まで低下してしまう。 When the current detection resistor R0 is reduced, it is difficult to ensure the accuracy of the resistor due to an increase in the proportion of the conductor resistance and an increase in measurement difficulty. In the circuit of FIG. 8, since the current detection accuracy is proportional to the accuracy of the current detection resistor R0, if there is no error in the feedback resistance ratio accuracy, when the current detection resistor R0 is 10 mΩ, the accuracy of the current detection resistor R0 is When there is an error of ± 1%, the current detection accuracy is as high as ± 1%, similar to the current detection resistor R0. When the accuracy of the current detection resistor is reduced to ± 10% by reducing the current detection resistor R0 to 0.1 mΩ, the current detection accuracy is reduced to ± 10%.
電流検出抵抗モジュール100は、上記精度低下を、帰還抵抗比をトリミングすることにより補う。
The current
図8の回路で電流検出用抵抗が0.1mΩで抵抗の精度が+10%であった場合、出力電圧は以下の計算式で示される。 When the current detection resistance is 0.1 mΩ and the resistance accuracy is + 10% in the circuit of FIG. 8, the output voltage is expressed by the following calculation formula.
V1=(1mV×110%)×(1+999kΩ/1kΩ)
=1.1mV×1000
=1100mV
1000mVに対し、+10%の誤差となって出力されることがわかる。
V1 = (1 mV × 110%) × (1 + 999 kΩ / 1 kΩ)
= 1.1mV x 1000
= 1100 mV
It can be seen that an error of + 10% is output for 1000 mV.
電流検出抵抗モジュール100は、帰還抵抗の一つ(図8では帰還抵抗R2)をトリミングし帰還抵抗比を調整することで、検出抵抗誤差を吸収している。
The current
帰還抵抗R2の1kΩを1.1001kΩまでトリミングにより抵抗値を上昇させると、以下となる。 When the resistance value is increased by trimming from 1 kΩ of the feedback resistor R2 to 1.1001 kΩ, the following results.
V1=(1mV×110%)×(1+999kΩ/1.1001kΩ)
=1.1mV×909.0993
=1000.009mV
1000mVに対し、+0.009%とほぼ誤差のない範囲に調整が可能となる。
V1 = (1 mV × 110%) × (1 + 999 kΩ / 1.1001 kΩ)
= 1.1 mV x 909.0993
= 1000.009mV
With respect to 1000 mV, adjustment is possible within a range of + 0.009% with almost no error.
図11は、電流検出抵抗モジュール100の電流検出誤差を示す図である。
FIG. 11 is a diagram illustrating a current detection error of the current
電流検出用抵抗R0の誤差を帰還抵抗が吸収できることを確認する。図8の電流検出抵抗モジュール100において、電流検出用抵抗R0の抵抗値と調整用のR1の抵抗値の組み合わせを変え、同じように10A当たり1Vの出力が得られるようにR1を調整した。
It is confirmed that the feedback resistor can absorb the error of the current detection resistor R0. In the current
図11(a)は、組み合わせAである。 FIG. 11A shows the combination A.
電流検出用抵抗値R0=1.13mΩ
帰還抵抗R1=3.978kΩ
R1調整前の出力1.2V/10A
Current detection resistance value R0 = 1.13 mΩ
Feedback resistance R1 = 3.978 kΩ
Output before R1 adjustment 1.2V / 10A
図11(b)は、組み合わせBである。 FIG. 11B shows the combination B.
電流検出用抵抗値R0=0.27mΩ
帰還抵抗R1=0.71kΩ
R1調整前の出力1.5V/10A
Resistance value for current detection R0 = 0.27mΩ
Feedback resistance R1 = 0.71kΩ
Output before R1 adjustment 1.5V / 10A
図12は、図11の組み合わせA及びBの検出抵抗値と帰還抵抗比の検出誤差を比較して示す図である。 FIG. 12 is a diagram comparing the detection resistance values of the combinations A and B in FIG. 11 and the detection error of the feedback resistance ratio.
図12は、図11の組み合わせA及びBともに、10Aの電流を流し1.0Vになるように調整し、各電流での出力を確認した結果である。図12に示すように、組み合わせA及びBともに1V/10A出力が得られており、電流検出用抵抗値R0の誤差を帰還抵抗非で調整できることを確認した。 FIG. 12 is a result of confirming the output at each current by adjusting the current to 10 V by passing a current of 10 A in both combinations A and B of FIG. As shown in FIG. 12, 1V / 10A output was obtained for both combinations A and B, and it was confirmed that the error of resistance value R0 for current detection could be adjusted without feedback resistance.
電流検出用抵抗値R0が低いものが高電流側での誤差が少なくなっている。これは抵抗値が小さいため同じ電流でも発熱量が少ないことによる。 A low current detection resistance value R0 has a small error on the high current side. This is because the amount of heat generated is small even with the same current because the resistance value is small.
以上詳細に説明したように、本実施の形態によれば、電流検出抵抗モジュール100は、負荷抵抗値が10mΩ以下の電流検出用抵抗R0の低抵抗基板120と、非反転増幅器の増幅率を決定する帰還抵抗R1,R2を内蔵する帰還抵抗ブロック150と、電流検出用抵抗R0に流れる電流により発生する電圧を増幅する非反転増幅器を有する演算増幅器160とを備える。帰還抵抗R1,R2は、電流検出用抵抗の誤差をなくすように帰還抵抗比が調整される。帰還抵抗比の調整は、帰還抵抗R1又はR2をトリミングする。すなわち、低い抵抗値の電流検出用抵抗器を、増幅回路の帰還定数をトリミングすることにより、抵抗値の誤差に合わせて非反転増幅器の増幅率を調整して高精度化を実現する。これにより、エネルギロスの少ない低い抵抗値を使用した高精度な電流検出が可能となる。
As described above in detail, according to the present embodiment, the current
例えば、図8の電流検出抵抗モジュール100において、流れる電流が一定のとき、電流検出用抵抗の誤差と出力電圧誤差の関係は、比例関係にある。電流検出用抵抗の誤差が+1%の時、出力電圧誤差も+1%となる。また、電流検出用抵抗が一定の時、帰還抵抗比誤差と出力誤差の関係も比例関係にあり、帰還抵抗比誤差が+1%の時、出力電圧誤差も+1%となる。これらの関係から、出力電圧の精度は電流検出用抵抗の誤差と帰還抵抗の誤差により決定され、二つの誤差は互いに影響することがわかる。これを利用し、電流検出用抵抗の誤差を帰還抵抗比の調整により吸収し検出回路の精度を向上することが可能となる。
For example, in the current
従来技術で述べたように、抵抗方式は、電流検出用抵抗の電力消費によるエネルギロスや発熱による影響を避けるため、電流検出用抵抗を小さく設定する必要があるが、電流検出用抵抗を例えば10mΩ以下などの小さな値にした場合、電流検出用抵抗器の精度が得られない。また、測定難易度も高く精度の問題を正しく評価できないなど問題が多い。これに対し、本実施の形態では、電流検出用抵抗と非反転増幅器の帰還抵抗R1,R2とをマッチングさせ、出力精度を向上させる。これにより、電流検出用抵抗を小さくしても高精度を確保することができる。また、帰還抵抗比の調整は、普通抵抗値範囲の調整となり、極めて小さい導体抵抗などが精度に影響する問題はなく、測定の問題もない。 As described in the prior art, in the resistance method, it is necessary to set the current detection resistor to be small in order to avoid the effects of energy loss and heat generation due to the power consumption of the current detection resistor. If it is set to a small value such as the following, the accuracy of the current detection resistor cannot be obtained. There are also many problems such as high measurement difficulty and inability to correctly evaluate accuracy problems. On the other hand, in this embodiment, the current detection resistor and the feedback resistors R1 and R2 of the non-inverting amplifier are matched to improve the output accuracy. As a result, high accuracy can be ensured even if the current detection resistance is reduced. The adjustment of the feedback resistance ratio is an adjustment of the normal resistance value range, and there is no problem that the extremely small conductor resistance or the like affects the accuracy, and there is no problem of measurement.
また、電流回路に発生するノイズや、電流検出用抵抗の値が小さくなるとインダクタンスの影響による誤差が発生する。本実施の形態では、電流検出抵抗モジュール100によって、電流検出用抵抗と帰還抵抗R1,R2が一体化されていることに加え、電流検出用抵抗入力部の配線が固定化され、増幅器までの距離も短くなる。このため、入力部でノイズ除去やインダクタンスの影響を緩和するフィルタを効率的に配置することが可能となり、より高精度な電流検出が可能となる。
Further, when the noise generated in the current circuit or the value of the current detection resistor becomes small, an error due to the influence of the inductance occurs. In the present embodiment, the current
なお、本実施の形態では、帰還抵抗R1,R2の帰還抵抗R2をトリミングしているが、帰還抵抗R1をトリミングしてもよい。 In the present embodiment, the feedback resistor R2 of the feedback resistors R1 and R2 is trimmed, but the feedback resistor R1 may be trimmed.
また、帰還抵抗比を一定とし、電流検出用抵抗を精度良くトリミングすることも可能であり、トリミングの対象は帰還抵抗、電流検出用抵抗のどちらでも同様な効果が得られる。 It is also possible to trim the current detection resistor with high accuracy by making the feedback resistance ratio constant, and the same effect can be obtained with either the feedback resistor or the current detection resistor as the trimming target.
(実施の形態2)
実施の形態2は、演算増幅器を外付けにした電流検出抵抗モジュールに適用した例である。
(Embodiment 2)
The second embodiment is an example in which the present invention is applied to a current detection resistor module having an external operational amplifier.
図13乃至図15は、本発明の実施の形態2に係る電流検出抵抗モジュールの構成を示す図である。図13は、電流検出抵抗モジュールの斜視図、図14は、電流検出抵抗モジュールの分解斜視図である。図15(a)は、電流検出抵抗モジュールの正面図、図15(b)は、電流検出抵抗モジュールの裏面図、図15(c)は、電流検出抵抗モジュールの上面図、図15(d)は、電流検出抵抗モジュールの側面図である。
13 to 15 are diagrams showing the configuration of the current detection resistor module according to
本実施の形態の説明に当たり、図5乃至図7と同一構成部分には同一符号を付して重複箇所の説明を省略する。 In the description of the present embodiment, the same components as those in FIGS. 5 to 7 are denoted by the same reference numerals, and description of overlapping portions is omitted.
図13乃至図15に示すように、電流検出抵抗モジュール300は、ガラスエポキシ基板110と、ガラスエポキシ基板110の一方の表面110aに配置された低抵抗基板120と、を備える。
As shown in FIGS. 13 to 15, the current
電流検出抵抗モジュール300は、ガラスエポキシ基板110の他方の表面110bに、フォトレジスト等により形成された配線330と、端子以外の配線330上及びガラスエポキシ基板110の表面110bを覆うように形成されたソルダーレジスト340とを備える。ソルダーレジスト340の対応部分には、低抵抗基板120の電流端子121,122に電流を流すための穴340aが形成される。
The current
電流検出抵抗モジュール300は、帰還抵抗を内蔵する帰還抵抗ブロック150を備える。
The current
電流検出抵抗モジュール300は、モジュール上には演算増幅器を有しない。電流検出抵抗モジュール300は、配線330端子に外付けで外付け演算増幅器400(図16参照)を装着することができる。
The current
電流検出抵抗モジュール300は、図5乃至図7の電流検出抵抗モジュール100から演算増幅器160を取り外した構造である。これに伴い、配線330は、演算増幅器160に接続される部分の配線が省略される。また、ソルダーレジスト340は、演算増幅器160に接続される部分の開口部が省略される。
The current
図16は、電流検出抵抗モジュール300のトリミングを説明する回路図である。図8と同一構成部分には同一符号を付して重複箇所の説明を省略する。
FIG. 16 is a circuit diagram illustrating trimming of the current
図16に示すように、電流検出抵抗モジュール作製システムは、電流検出抵抗モジュール300と、外付け演算増幅器400と、定電流電源200と、トリミング制御信号生成装置210と、トリミング制御装置220とを備える。
As shown in FIG. 16, the current detection resistor module manufacturing system includes a current
電流検出抵抗モジュール300は、低抵抗基板120の電流検出用抵抗R0と、外付け演算増幅器400の帰還抵抗R1,R2とを備える非反転増幅回路である。
The current
外付け演算増幅器400は、電流検出抵抗モジュール300に装着された場合、正側入力端子が電流検出抵抗モジュール300の電流端子(インプット端子)121側に接続され、負側入力端子が抵抗R1と抵抗R2の接続点に接続され、出力端子133から電流検出抵抗モジュール300の検出電圧Voutを出力する。
When the external
電流検出抵抗モジュール300は、図5乃至図7の電流検出抵抗モジュール100と同様に、電流検出精度は、電流検出用抵抗R0を提供する電流検出抵抗器の精度と、演算増幅器160の帰還抵抗R1,R2の比率精度によって決定される。
As in the current
電流検出抵抗モジュール300の低抵抗基板120の電流端子121,122には、定電流電源200が接続される。定電流電源200は、電流検出抵抗モジュール300の低抵抗基板120の電流端子121,122に一定の電流を流す。これにより、電流検出用抵抗R0には、電流Iinが流れ、両端には電圧V0が発生する。
The constant
電流検出抵抗モジュール300の出力端子133は、トリミング制御信号生成装置210の入力端子に接続される。
The
以下、上述のように構成された電流検出抵抗モジュール300のトリミングについて説明する。基本的動作は、図8乃至図10の電流検出抵抗モジュール100のトリミング動作と同様である。
Hereinafter, trimming of the current
本実施の形態では、電流検出抵抗モジュール300は、演算増幅器を有しない。このため、電流検出抵抗モジュール300は、外付け演算増幅器400を装着し、トリミング時に外付け演算増幅器400を動作させてトリミングする。
In the present embodiment, the current
このように、電流検出抵抗モジュール300は、電流検出用抵抗に流れる電流により発生する電圧を増幅する非反転増幅器を、外付け演算増幅器400としているので、所望の演算増幅器を使用することができ、適用範囲を広げることができる。
Thus, since the current
(実施の形態3)
実施の形態3は、電流検出抵抗モジュールの試作例である。
(Embodiment 3)
図17は、非反転増幅回路による電流検出抵抗モジュールの構成例を示す回路図である。図8と同一構成部分には同一符号を付している。 FIG. 17 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a current detection resistor module using a non-inverting amplifier circuit. The same components as those in FIG. 8 are denoted by the same reference numerals.
図17に示すように、電流検出抵抗モジュール500は、電流検出用抵抗R0と、演算増幅器511〜513と、帰還抵抗R1〜R7とを備える電流検出回路である。増幅回路は、演算増幅器511〜513を3個使用したインスツルメンテーションアンプとなっている。演算増幅器511〜513は、演算増幅器ブロック510を構成し、帰還抵抗R1〜R7は、帰還抵抗ブロック520を構成する。
As shown in FIG. 17, the current
電流検出抵抗モジュール500は、図5乃至図7の電流検出抵抗モジュール100、又は図13乃至図15の電流検出抵抗モジュール300と同様のモジュール構造により構成される。例えば、電流検出抵抗モジュール500を、図5乃至図7の電流検出抵抗モジュール100に適用した場合、図5乃至図7の帰還抵抗ブロック150に代えて帰還抵抗ブロック520が取付けられ、図5乃至図7の演算増幅器160に代えて帰還抵抗ブロック520が取付けられる。
The current
図17において、電流Iinが流れると、電流検出用抵抗R0の端子T1、T2間に電圧が発生する。この電圧を3個の演算増幅器511〜513と7素子の帰還抵抗ブロック520で増幅する電流検出抵抗モジュール500は、電流Iinの電流に比例した電圧をグランド−OUT端子間に出力する。
In FIG. 17, when the current Iin flows, a voltage is generated between the terminals T1 and T2 of the current detection resistor R0. The current
電流検出抵抗モジュール500の各定数は、以下の値を設計値とした。
The constants of the current
電流検出用抵抗R0=500μΩ(0.5mΩ)
帰還抵抗R1=2kΩ(トリミング対象抵抗)
R2=R3=19kΩ
R4=R5=2kΩ
R6=R7=20kΩ
帰還抵抗R1は、電流検出用抵抗R0のバラツキを吸収するため、出力電圧を監視しながら一定の出力になるようにトリミングされる。トリミング方法は、上記各実施の形態と同様である。
Current detection resistor R0 = 500μΩ (0.5mΩ)
Feedback resistor R1 = 2kΩ (trimming target resistor)
R2 = R3 = 19kΩ
R4 = R5 = 2kΩ
R6 = R7 = 20kΩ
The feedback resistor R1 is trimmed so as to obtain a constant output while monitoring the output voltage in order to absorb variations in the current detection resistor R0. The trimming method is the same as in the above embodiments.
設計値の増幅率は、次の計算式で求められる。 The amplification factor of the design value can be obtained by the following calculation formula.
増幅率=(1+2×R2/R1)×(R6/R4)
=(1+2×19kΩ/2kΩ)×(20kΩ/2kΩ)
=200倍
電流Iinに10Aが流れた場合のT1−T2間に発生する電圧は、10A×0.5mΩ=5mVとなる。また、OUTに出力される電圧は、5mV×200倍=1000mV(1V)となる。このことから、電流検出抵抗モジュール500は、10A当たり1Vの出力が得られる設計である。
Amplification factor = (1 + 2 × R2 / R1) × (R6 / R4)
= (1 + 2 × 19kΩ / 2kΩ) × (20kΩ / 2kΩ)
= 200 times The voltage generated between T1 and T2 when 10 A flows in the current Iin is 10 A × 0.5 mΩ = 5 mV. The voltage output to OUT is 5 mV × 200 times = 1000 mV (1 V). Therefore, the current
試作例の各抵抗値は、次の値を示した。 Each resistance value of the prototype example showed the following value.
R0=0.58mΩ(設計値の0.5mΩに対し、+16%)
R1=1.625kΩ(設計値の2kΩに対し−18.75%)
R2=19.051kΩ
R3=19.012kΩ
R4=2.0011kΩ
R5=2.0032kΩ
R6=20.028kΩ
R7=20.018kΩ
この状態で電流Iinに10Aを流したところ、OUTからの出力電圧は、1.417V発生し、1V/10Aの仕様に対し、1.417V/10Aとなっている。
R0 = 0.58mΩ (+ 16% against the design value of 0.5mΩ)
R1 = 1.625 kΩ (−18.75% with respect to the design value of 2 kΩ)
R2 = 19.051kΩ
R3 = 19.012kΩ
R4 = 2.0011kΩ
R5 = 2.0032kΩ
R6 = 20.028kΩ
R7 = 20.018kΩ
When 10 A is passed through the current Iin in this state, the output voltage from OUT is 1.417 V, which is 1.417 V / 10 A with respect to the specification of 1 V / 10 A.
OUTからの出力電圧をみながら、R1の抵抗値を上昇する方向にトリミングすると、出力電圧が徐々に低下していく。これは増幅回路の増幅率が下がる方向に調整されるためである。徐々に低下し、1Vになった時点で調整を停止する。この時点でR1の抵抗値は2.35kΩ程度まで上昇していた。この調整により、10A当たり1Vの出力が得られる電流検出抵抗モジュール500になっている。確認のため、電流値を変化させて出力を確認したグラフを図18に示す。
When trimming in the direction of increasing the resistance value of R1 while observing the output voltage from OUT, the output voltage gradually decreases. This is because the amplification factor of the amplifier circuit is adjusted in a decreasing direction. Gradually decreases and stops when the voltage reaches 1V. At this time, the resistance value of R1 had increased to about 2.35 kΩ. By this adjustment, the current
図18は、電流検出抵抗モジュール500の電流検出誤差を示す図である。
FIG. 18 is a diagram illustrating a current detection error of the current
図18に示すように、高電流側で若干温度特性の影響がみられるものの、ほぼ1V/10Aの出力が得られている。 As shown in FIG. 18, an output of approximately 1 V / 10 A is obtained although the influence of temperature characteristics is slightly observed on the high current side.
以上の説明は本発明の好適な実施の形態の例証であり、本発明の範囲はこれに限定されることはない。上記各実施の形態の電流検出抵抗モジュールは、各種の電気機器及び電子機器に適用できる。 The above description is an illustration of a preferred embodiment of the present invention, and the scope of the present invention is not limited to this. The current detection resistor module of each of the above embodiments can be applied to various electric devices and electronic devices.
例えば、上記各実施の形態では、ガラスエポキシ基板110に配置された低抵抗基板120に流れる電流により発生する電圧を増幅する増幅器として、入力電圧と同位相の出力電圧を出力する非反転増幅回路を例に採り説明したが、入力電圧と逆位相の出力電圧を出力する反転増幅回路、又は差動増幅回路により構成することも考えられる。但し、電流検出精度が、電流検出用抵抗の誤差と帰還抵抗の比率の誤差により決定される知見は、非反転増幅回路を使用した電流検出抵抗モジュールにおいて実証されたものである。
For example, in each of the above embodiments, a non-inverting amplifier circuit that outputs an output voltage in phase with the input voltage is used as an amplifier that amplifies the voltage generated by the current flowing through the low-
また、上記各実施の形態では電流検出抵抗モジュールという名称を用いたが、これは説明の便宜上であり、電流検出抵抗器、電流検出回路、電流検出装置等であってもよい。 In each of the above embodiments, the name “current detection resistor module” is used. However, this is for convenience of explanation, and may be a current detection resistor, a current detection circuit, a current detection device, or the like.
さらに、上記電流検出抵抗モジュールを構成する例えば、基板の種類、抵抗の種類・数及び一体化方法などは前述した実施の形態に限られない。 Furthermore, for example, the type of substrate, the type and number of resistors, the integration method, and the like constituting the current detection resistor module are not limited to the above-described embodiments.
本発明に係る電流検出抵抗モジュールは、携帯用の充電池を使用した小型電気機器、電子機器から大電流制御が必要な自動車や各種のインバータ回路など様々で広範囲な電気機器、電子機器の電流検出に有用である。また、電力消費によるエネルギロスや発熱の発生を抑えながら電流検出精度を確保できる効果があることから、消費電力削減のため多くの電気機器に使用されているインバータ回路の電流検出部分に使用することにより、更に低消費電力化が可能となるなど効果的な多くの利用形態が存在する。 The current detection resistor module according to the present invention is a small electric device using a portable rechargeable battery, current detection of various and wide-ranging electric devices and electronic devices such as automobiles and various inverter circuits that require large current control from electronic devices. Useful for. In addition, since it has the effect of ensuring current detection accuracy while suppressing the generation of energy loss and heat generation due to power consumption, it should be used for the current detection part of inverter circuits used in many electrical devices to reduce power consumption. Therefore, there are many effective usage forms such as further reduction in power consumption.
100,300,500 電流検出抵抗モジュール
110 ガラスエポキシ基板
120 低抵抗基板
121,122 電流端子
130,330 配線
133 出力端子
140,340 ソルダーレジスト
150,520 帰還抵抗ブロック
160 演算増幅器
200 定電流電源
210 トリミング制御信号生成装置
211 帰還抵抗比調整量格納部
212 電圧検出部
213 トリミング制御信号生成部
220 トリミング制御装置
400 外付け演算増幅器
510 演算増幅器ブロック
511〜513 演算増幅器
100, 300, 500 Current
Claims (6)
前記基板に配置され、負荷抵抗値が10mΩ以下の電流を検出するための電流検出用抵抗と、
前記基板に配置され、前記電流検出用抵抗と電気的に接続され、前記電流検出用抵抗に流れる電流により発生する電圧を増幅する増幅器を取付け可能な取付部と、
前記基板に配置され、前記取付部と電気的に接続され、前記増幅器の出力電圧を第1抵抗と第2抵抗とで分圧し、前記第1抵抗と前記第2抵抗との接続点を前記増幅器の入力端子に帰還させ、前記増幅器の増幅率を決定する前記第1及び第2抵抗からなる帰還抵抗と、を備え、
前記帰還抵抗は、前記電流検出用抵抗の誤差をなくすように前記第1抵抗と前記第2抵抗との帰還抵抗比が調整される電流検出抵抗モジュール。 A substrate,
A current detection resistor disposed on the substrate for detecting a current having a load resistance value of 10 mΩ or less;
A mounting portion disposed on the substrate, electrically connected to the current detection resistor, and capable of mounting an amplifier for amplifying a voltage generated by a current flowing through the current detection resistor;
The amplifier is disposed on the substrate and is electrically connected to the mounting portion, and the output voltage of the amplifier is divided by a first resistor and a second resistor, and a connection point between the first resistor and the second resistor is the amplifier. A feedback resistor consisting of the first and second resistors for determining the amplification factor of the amplifier.
The feedback resistor is a current detection resistor module in which a feedback resistance ratio between the first resistor and the second resistor is adjusted so as to eliminate an error of the current detection resistor.
前記基板に配置され、負荷抵抗値が10mΩ以下の電流を検出するための電流検出用抵抗と、
前記基板に配置され、前記電流検出用抵抗に流れる電流により発生する電圧を増幅する増幅器と、
前記基板に配置され、前記増幅器の出力電圧を第1抵抗と第2抵抗とで分圧し、前記第1抵抗と前記第2抵抗との接続点を前記増幅器の入力端子に帰還させ、前記増幅器の増幅率を決定する前記第1及び第2抵抗からなる帰還抵抗と、を備え、
前記帰還抵抗は、前記電流検出用抵抗の誤差をなくすように前記第1抵抗と前記第2抵抗との帰還抵抗比が調整される電流検出抵抗モジュール。 A substrate,
A current detection resistor disposed on the substrate for detecting a current having a load resistance value of 10 mΩ or less;
An amplifier that is disposed on the substrate and amplifies a voltage generated by a current flowing through the current detection resistor;
The amplifier is disposed on the substrate, and the output voltage of the amplifier is divided by a first resistor and a second resistor, and a connection point between the first resistor and the second resistor is fed back to an input terminal of the amplifier, A feedback resistor comprising the first and second resistors for determining an amplification factor,
The feedback resistor is a current detection resistor module in which a feedback resistance ratio between the first resistor and the second resistor is adjusted so as to eliminate an error of the current detection resistor.
前記増幅器は、正側入力端子に前記電流検出用抵抗を接続し、負側入力端子に前記第1抵抗と前記第2抵抗の接続点を接続し、出力端子から検出電圧を出力する非反転増幅器である請求項1又は請求項2に記載の電流検出抵抗モジュール。 A feedback resistor composed of the first and second resistors is connected between the output terminal of the amplifier and the ground,
The amplifier has a non-inverting amplifier for connecting the current detection resistor to a positive input terminal, connecting a connection point of the first resistor and the second resistor to a negative input terminal, and outputting a detection voltage from an output terminal. The current detection resistor module according to claim 1 or 2.
前記増幅器は、正側入力端子をグランドに接続し、負側入力端子に前記第1抵抗と前記第2抵抗の接続点を接続し、出力端子から検出電圧を出力する反転増幅器である請求項1又は請求項2に記載の電流検出抵抗モジュール。 A feedback resistor composed of the first and second resistors is connected between the output terminal of the amplifier and the current detection resistor,
The amplifier is an inverting amplifier in which a positive input terminal is connected to a ground, a connection point of the first resistor and the second resistor is connected to a negative input terminal, and a detection voltage is output from an output terminal. Or the current detection resistance module of Claim 2.
正側入力端子に前記電流検出用抵抗の他端を接続し、負側入力端子に第3抵抗と前記第1抵抗の接続点を接続し、出力端子から第2検出電圧を出力する第2非反転増幅器と、
負側入力端子に前記第1検出電圧を接続し、正側入力端子に前記第2検出電圧を接続し、出力端子から検出電圧を出力する差動増幅器と、を備える請求項1又は請求項2に記載の電流検出抵抗モジュール。 The amplifier has a positive input terminal connected to one end of the current detection resistor, a negative input terminal connected to the connection point of the first resistor and the second resistor, and a first detection voltage output from the output terminal. A first non-inverting amplifier that
A second input terminal for connecting the other end of the current detection resistor to the positive input terminal, connecting a connection point between the third resistor and the first resistor to the negative input terminal, and outputting a second detection voltage from the output terminal. An inverting amplifier;
A differential amplifier that connects the first detection voltage to a negative input terminal, connects the second detection voltage to a positive input terminal, and outputs the detection voltage from an output terminal. The current detection resistor module described in 1.
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