JP2011188405A - 電子回路および電子装置 - Google Patents

Abstract

【課題】小容量のキャパシタンス素子を介して信号検出可能な高入力インピーダンスの緩衝増幅回路を、極端に高抵抗値、高容量値の抵抗器やコンデンサーコンデンサーを用いずに実現する。また、誘導ノイズや帯電物の接近等による電位変動等の妨害に強い電子装置を提供する。
【解決手段】第一の非反転増幅回路と、前記第一の非反転増幅回路に入力信号を接続するキャパシタンス素子と、第二の非反転増幅回路と、前記第一の非反転増幅回路の出力信号を前記第二の非反転増幅回路に入力するコンデンサーと、前記第二の非反転増幅回路の出力信号を前記第一の非反転増幅回路に入力する抵抗器と、前記非反転増幅回路の入力と所定の電位間に接続されたスイッチ回路を含んで構成することによって電子回路を構成する。
【選択図】図１

Description

本発明は高入力インピーダンスを要する緩衝増幅回路およびそれを含む電子装置、特に心電図、脳波などの生体計測の入力部に好適な電子回路および電子装置に関する。

近年心電図計測や脳波を日常的にモニタリングし健康管理をするための研究が多くなされている。これらの生体情報は信号が微弱であり検出が容易でなく、より信号の検出がしやすい検出電極が開発されている。しかしながら、これらの電極はウェット感のあるゲルなどを用いた接触型の電極であり、日常的にモニタリングするには装着感の悪さが大きな課題である。特許文献１および非特許文献１および２にはゲルなどの接触電極を用いずに容量結合による非接触電極による心電検出の方法が紹介されている。電極の面積と人体との距離から結合容量は数ｐＦでありこのわずかな結合容量を通して周波数１Ｈｚ程度の信号を検出しなければならない。そのために計測器の入力となる緩衝増幅回路には非常に高い入力インピーダンスが要求される。

高入力インピーダンスの増幅回路は図８（ａ）に示す演算増幅回路８０３を用いた非反転増幅回路が知られている。入力端子８０６からみた入力インピーダンスは演算増幅回路８０３の入力インピーダンスのみでありまた抵抗器（Ｒ１）８０４、抵抗器（Ｒ２）８０５、による負帰還の働きにより該入力インピーダンスがより高く見える作用がある。信号源インピーダンス（Ｚ）８０１が非常に高い場合でも信号源（Ｓ）８０２の信号を正確に増幅し低いインピーダンスで出力端子８０７から出力する。

非反転増幅回路では図８（ｂ）のようにＲ１→０、Ｒ２→∞としたときも含まれ、この回路はボルテージフォロワーと呼ばれるものである。なお、本願に用いる図では以後説明の重複を避けるために同じ働きをする構成要素は同じ番号を付して説明を省略する。

上記の容量結合による非接触電極では必然的に緩衝増幅回路にコンデンサーを介して接続することになる。しかしながら上記非反転増幅回路やボルテージフォロワーには図８（ｃ）に示すようにコンデンサー（Ｃｉ）８０８を介して信号源８０２を接続するときは必ず抵抗器８０９（値をＲｂとする）が必要である。なぜならばこのＲｂがなければ演算増幅回路８０３の非反転入力端子がＤＣ的に浮きの状態となり、直流電位が定まらないからである。このためにＲｂあるいはその他該入力端子のＤＣレベルを決定する対策が必要である。
この対策を取って緩衝増幅回路の入力インピーダンスを高める方法については特許文献２がある。

特開２００７−８２９３８号公報 特表２００５−５１１１７４号公報

生態医工学Ｖｏｌ．４４Ｎｏ．１(Ｍａｒ．２００６) ＰＰ．１７７−１８３ 丸山敏弘ほか「非接地容量結合型電極による心電図計測」 第２３回生体・生理工学シンポジウム論文集ＰＰ．２３３−２３６松田敏之ほか 「静電容量型電極による運転中の心拍変動の非接触計測」

上記先行資料のいずれにおいても、１Ｈｚ程度の信号を数ｐＦ程度の容量を通して検出する回路を構成するためには数十ＧΩ以上の高抵抗器を要する。また、特許文献２によって示される前置緩衝増幅回路を用いると上記の抵抗器の値は低くすることができるが、現在の技術によって半導体集積回路上に上記抵抗器を構成するには、依然として困難である。
またたとえば摩擦電気によって帯電した人物や物体の接近等によっておこる、緩やかな入力電位の変動は、時として人が近づいただけで計測を不安定にして大きな誤差となることがある。

さらに、上記先行資料では、高入力インピーダンス回路でしばしば問題となる、商用電源からの誘導ノイズの混入に対しては全く考慮されていない。高入力インピーダンスの前置緩衝増幅回路の入力にはフィルターをいれてこれらのノイズを除去することができない。なぜならば、このフィルターを入れることによって前置緩衝増幅回路の入力インピーダンスを落としてしまうからである。商用電源からの誘導ノイズは入力インピーダンスが高いと意外と大きく時によっては前置緩衝増幅回路の動作範囲を超えるような過大な入力となることもある。近年の半導体集積回路の低電源電圧化に伴い集積回路に許容される入力電圧範囲は狭くなる傾向にあり、今後ますます深刻な課題となってくる。

本発明は、上述の課題を解決するためになされたものであり、以下の形態または適用例として実現することが可能である。

［適用例１］第一の非反転増幅回路と、前記第一の非反転増幅回路に入力信号を接続するキャパシタンス素子と、第二の非反転増幅回路と、前記第一の非反転増幅回路の出力信号を前記第二の非反転増幅回路に入力するコンデンサーと、前記第二の非反転増幅回路の出力信号を前記第一の非反転増幅回路に入力する抵抗器と、前記第二の非反転増幅回路の入力と所定の電位間に接続されたスイッチ回路と、を含んで構成されることを特徴とする電子回路。

本適用例の構成によれば、上記第一の非反転増幅回路の出力信号は、上記コンデンサーを介して第二の非反転増幅回路に供給され増幅され、さらに上記抵抗器を介して上記第一の非反転増幅回路に帰還される。これにより上記抵抗器の両端にかかる電圧の信号成分はほとんどゼロにすることができ、見かけ上の抵抗器の抵抗値を高くできる。上記スイッチ回路をオンにするたびに、上記第二の非反転増幅回路の入力電位が上記電圧源によって供給される電位になるように上記コンデンサーに充電され上記第一、第二の非反転増幅回路の動作点を定めることができる。該コンデンサーは上記第二の非反転増幅回路による緩衝増幅回路に接続されるため小さな容量値で十分な性能を得ることができる。
また、上記第一の反転増幅回路を構成する演算増幅回路の入力オフセット電流は上記第二の非反転増幅回路から上記抵抗器を介して補償され入力側から見たインピーダンスを下げることはない。これによって、極端な高抵抗の抵抗器や高容量のコンデンサーを使用することなく非常に高インピーダンスで歪の少ない増幅回路を構成することが可能となる。極端な高抵抗の抵抗器や高容量のコンデンサーが不要であるため半導体集積回路化が容易であり大きな利点となる。

［適用例２］前記所定の電位を供給する電圧源を含み、前記電圧源の所定の電位は前記第一の非反転増幅回路および第二の非反転増幅回路のオフセットをキャンセルするよう調整されることを特徴とする上記適用例１に記載の電子回路。
上記適用例の構成によれば、上記電圧源の電位を調整することによって本適用例による電子回路の入力インピーダンスを下げることなく上記第一および第二の非反転増幅回路のオフセット電圧やオフセット電流による出力値の誤差をキャンセルできる。

［適用例３］第一の非反転増幅回路と、前記第一の非反転増幅回路に入力信号を接続するキャパシタンス素子と、第二の非反転増幅回路と、前記第一の非反転増幅回路の出力信号を前記第二の非反転増幅回路に入力するコンデンサーと、前記第二の非反転増幅回路の出力信号を前記第一の非反転増幅回路に入力する抵抗器と、演算増幅回路と、前記演算増幅回路の反転入力に前記第一の非反転増幅回路の出力信号を接続する第一のスイッチ回路と、前記第二の非反転増幅回路の入力端子に前記演算増幅回路の出力を接続する第二のスイッチ回路と、を含んで構成されることを特徴とする電子回路。

本適用例の構成によれば、上記第一の非反転増幅回路の出力信号は、上記コンデンサーを介して第二の非反転増幅回路に供給され増幅され、さらに上記抵抗器を介して上記第一の非反転増幅回路に帰還される。これにより上記抵抗器の両端にかかる電圧の信号成分はほとんどゼロにすることができ、見かけ上の抵抗器の抵抗値を高くできる。上記第一および第二のスイッチ回路をオンにするたびに、上記第一、第二の非反転増幅回路のオフセットが上記コンデンサーに充電され上記第一、第二の非反転増幅回路のオフセットの影響を減らすことができる。該コンデンサーは上記第二の非反転増幅回路による緩衝増幅される小さな容量値で十分な性能を得ることができる。
また、上記第一の反転増幅回路を構成する演算増幅回路の入力オフセット電流は上記第二の非反転増幅回路から上記抵抗器を介して補償され入力側から見たインピーダンスを下げることはない。これによって、極端な高抵抗の抵抗器や高容量のコンデンサーを使用することなく非常に高インピーダンスで歪の少ない増幅回路を構成することが可能となる。極端な高抵抗の抵抗器や高容量コンデンサーが不要であるため半導体集積回路化が容易であり大きな利点となる。
本適用例の構成によれば、上記第一、第二のスイッチ回路がオンするたびに上記電圧源によって供給される信号の基準レベルに上記非反転増幅回路の入力電位が固定される。この動作によって、信号源である人体への帯電した物や第三者の接近に伴う緩やかな電位変動などは取り除かれ安定な前置緩衝増幅回路の構成を可能とする。

［適用例４］前記所定の電位を供給する電圧源を含み、前記電圧源の所定の電位は前記演算増幅回路のオフセットに等しいことを特徴とする上記適用例３に記載の電子回路。

上記第一、第二の非反転増幅回路のオフセット電圧やオフセット電流による誤差は上記演算増幅回路によって上記第一、第二のスイッチがオンする度に上記コンデンサーに充電され補償される。上記演算増幅回路のオフセット電圧やオフセット電流による誤差は上記電圧源の出力電圧を調整することによって取り除くことができる。上記第一および第二の非反転増幅回路のオフセット電圧やオフセット電流による出力値の誤差は上記適用例による電子回路の入力インピーダンスを下げることなく自動的に上記演算増幅回路の高い増幅度により補償されるので、温度変化などに伴うオフセットのドリフトがあっても安定した増幅回路を構成できる。

［適用例５］
前記電圧源の所定の電位には信号の基準レベルが含まれることを特徴とする上記適用例２または４に記載の電子回路。

本適用例の構成によれば、上記第一、第二のスイッチ回路がオンするたびに上記電圧源によって供給される信号の基準レベルに上記非反転増幅回路の入力電位が固定される。この動作によって、信号源である人体への帯電した物や第三者の接近に伴う緩やかな電位変動などは取り除かれ安定な前置緩衝増幅回路の構成を可能とする。

［適用例６］上記適用例１乃至５のいずれかに記載の電子回路を含んで構成されることを特徴とする電子装置。

本適用例の構成によれば、高入力インピーダンスの緩衝増幅回路を必要とする電子装置において、極端に高い抵抗値の抵抗器や高容量値のコンデンサーが不要であるため装置の実現が容易であり大きな利点となる。

本発明にかかる実施例１としての電子回路を示す回路図。 本発明にかかる実施例１としての電子回路の動作を説明するタイム図。 本発明にかかる実施例２としての電子回路を示す回路図。 本発明にかかる実施例３としての電子回路を示す回路図。 本発明の実施例にかかる電子回路を用いた電子装置の構成例を示すブロック図。 本発明の実施例にかかる電子回路を用いた電子装置の概観を示す図、および構成例を示すブロック図。 本発明の実施例にかかる電子回路を用いた電子装置の概観を示す図、および構成例を示すブロック図。 従来の緩衝増幅回路を示す図。

以下、電子回路の実施形態について図面に従って説明する。

図１は本発明の実施例１にかかる電子回路の回路図の一例を示す図である。
本発明の実施例１にかかる電子回路は容量結合型電極による心電波形の計測などの入力緩衝増幅回路に適するものである。以下容量結合型電極による心電波形の計測を例に説明するが本発明の適用範囲はこれに限るものではない。

本実施例による電子回路は、図１に示すごとく信号の入力端子１０１から演算増幅回路１０４によって構成される第一の非反転増幅回路の入力端に接続されるキャパシタンス素子１０２と、演算増幅回路１０５によって構成される第二の非反転増幅回路と、前記第一の非反転増幅回路の出力信号を前記第二の非反転増幅回路に入力するコンデンサー１０７と、前記第二の非反転増幅回路の出力信号を前記第一の非反転増幅回路に入力する抵抗器１０３、所定の電位を供給する電源（電圧源ともいう）１０９と、前記非反転増幅回路の入力と前記電源１０９によって供給される所定の電位間に接続されたスイッチ回路１０８を含んで構成される。

容量結合型電極は面積数ｃｍ²の導電性の電極で絶縁体を介して胸部、上腕部などに接触させ人体から電気信号を検出するための電極である。本願ではこの電極と人体間によって形成される容量を含んで構成される素子や一般の電子部品としての容量素子等、容量を含む素子を上位概念としてキャパシタンス素子と言う事にする。これに対して本願では蓄電を目的とする一般の電子部品をコンデンサーと呼ぶことにする。キャパシタンス素子は等価的に電気容量を持って表わすことができ電気回路図として図１に示した。同様に上記導電性電極に対向する皮膚は電気回路の端子としてみることができ図１では入力端子１０１として表わす。心電は心筋細胞内に発生する脱分極、再分極に伴って生じる電気信号であり、１Ｈｚ程度の低周波信号である。この信号源はキャパシタンス素子のこの周波数におけるインピーダンスに比較して無視できるほどの人体抵抗を通して入力端子１０１に接続されているとみなすことができる。

本実施例では非反転増幅回路としてボルテージフォロワーと呼ばれる演算増幅回路によるゲイン１の非反転増幅回路を用いる場合を例示したがより大きな電圧ゲインをもつ非反転増幅回路も用いることができ、その例は後述する。
また演算増幅回路１０４の非反転入力端子はそのまま非反転増幅回路の入力端子となり、反転入力端子は負帰還路に接続され負帰還がかけられる。このため演算増幅回路１０４の高い増幅度によって反転および非反転入力端子は常にほぼ等しい電圧値になるように動作する。これによって演算増幅回路１０４の非反転入力端子の入力インピーダンスはより高く見える。実際図１の回路では演算増幅回路の増幅度をＡとすると演算増幅回路に反転、非反転入力端子間のインピーダンスはＡ倍に見えることになる。

抵抗器１０３（抵抗値Ｒｂとする）は演算増幅回路１０４による第一の非反転増幅回路の入力の直流電位を定めるためのバイアス抵抗である。この抵抗器１０３によって直流電位を定めてやらないと該入力端はキャパシタンス素子１０２のみしか接続されておらず直流電位が定まらない。ゆえに抵抗器１０３は必須であるが、この抵抗器１０３によって入力端子１０１からみたインピーダンスを下げてしまう。演算増幅回路１０４による非反転増幅開回路の入力インピーダンスは十分高いのでほとんど抵抗値Ｒｂが入力インピーダンスとなる。

キャパシタンス素子１０２の容量値をＣｐとするとＣｐは数ｐＦであり、該素子は信号周波数約１Ｈｚにおいて３０ＧΩ程度のインピーダンスを持つ。この素子を通して信号を検出するには抵抗値Ｒｂに３０ＴΩ位の高抵抗が必要となる。

図１に示すように抵抗器１０３の他端を演算増幅回路１０５による第二の非反転増幅回路の出力として、スイッチ回路１０８をオンにすると出力端子１０６電圧Ｖｏ１、すなわち演算増幅回路１０４による第一の非反転増幅回路出力Ｖｏ１は、下記式（１）となる。
Ｖｏ１＝Ｖｓ＋Ｖｏｓ１＋Ｖｏｓ２・・・（１）
ここにＶｓは電圧源１０９の出力電圧、Ｖｏｓ１は第一の、Ｖoｓ２は第二の非反転増幅回路の出力オフセット電圧である。

スイッチ回路１０８をオンのとき第二の非反転増幅回路の入力端子電圧はＶｓであるのでコンデンサー１０７の両端の電圧はＶｏｓ１＋Ｖｏｓ２となり、この電位差が保持される。Ｖｏｓ１には演算増幅回路１０４の入力端子にバイアス電流Ｉｂを流さなくてはならない場合においてＩｂＲｂによる誤差を含めることができる。

このとき演算増幅回路１０５による第二の非反転増幅回路の出力電圧Ｖｏ２は、下記式（２）であり、演算増幅回路１０４による第一の非反転増幅回路の非反転入力端子電圧Ｖｉ１は、下記式（３）となる。
Ｖｏ２＝Ｖｓ＋Ｖｏｓ２・・・（２）
Ｖｉ１＝Ｖｏ１−Ｖｏｖ１＝Ｖｓ＋Ｖｏｓ２−ＲｂＩｂ・・・・（３）

ここにＶｏｖ１は演算増幅回路１０４による第一の非反転増幅回路のバイアス電流によるオフセットを含まない正味の電圧オフセットである。
キャパシタンス素子１０２にはスイッチ回路１０８をオンすると短い時間で充放電が起こり、スイッチ回路１０８をオフする直前の入力端子１０１信号Ｖｉと上記Ｖｉ１の差に相当する電圧が保持される。

上記の状態からスイッチ回路１０８をオフにすると入力端子１０１の電位Ｖｉの変化分が上記式（１）で示した基準電位から出力電圧として出力端子１０６から取り出すことができる。コンデンサー１０７の両端の電圧はスイッチ回路１０８がオフなら保持されるので演算増幅回路１０５による第二の非反転増幅回路の出力Ｖｏ２は入力端子１０１電圧Ｖｉの変化に追従し変化する。抵抗器１０３両端の電圧はＲｂＩｂ一定、すなわち交流におけるインピーダンスが無限大なので、入力端子１０１側から見た交流のインピーダンスは抵抗値Ｒｂの値によらず、きわめて高く見える。これによって、Ｖｉに含まれる必要な信号成分は正しく緩衝増幅され出力端子１０６から取り出すことができる。

上記式（１）によってＶｓ＝−Ｖｏｓ１−Ｖｏｓ２に設定すれば出力信号はＤＣオフセットのない信号を得ることができる。また通常演算増幅回路のオフセット電圧は実用上差し支えない程度に小さいのでＶｓ＝０、すなわち電圧源１０９を省きスイッチ回路１０８の一端を接地電位に接続してもよい。

上記では演算増幅回路１０４の入力端子にバイアス電流が必要な場合を例に説明した。このような例はバイポーラ型のトランジスターまたはジャンクション型の電界効果型トランジスターが入力回路となっている演算増幅回路を用いなければならない場合に深刻な問題となっていたが、上記電子回路はバイアスの抵抗器１０３に電流を流しつつ交流のインピーダンスを高く保てるので上記課題は解消される。

また、演算増幅回路１０５による第二の非反転増幅回路の入力に、バイアス電流を流す必要がある場合は、この電流によってコンデンサー１０７に保持されている電荷が放電してしまう。しかし、非反転増幅回路の入力側に接続される素子はインピーダンスの制約を受けないので、十分大きな容量のコンデンサーを使用することによって上記課題は解決できる。

以上の説明は演算増幅回路１０４、１０５の電圧増幅度Ａが十分に高く第一、第二の非反転増幅回路の電圧ゲインが１のときを説明した。実際Ａ→∞ではキャパシタンス素子１０２側から見た抵抗器１０３のインピーダンスは無限大に見える。Ａが有限のときは本実施例のようなボルテージフォロワーの電圧ゲインは１−１／Ａであり、１よりわずかに小さい。従って、演算増幅回路１０５による第二の非反転増幅回路の出力Ｖｏ２の変化分はＶｉの変化分に比較し１−２／Ａとなり抵抗器１０３の両端にわずかな信号変化分がかかる。この電圧変化分は入力信号の変化分ΔＶｉの２／Ａ倍となるので、抵抗器１０３の抵抗値はＡＲｂ／２に見えることになる。通常Ａはきわめて大きい（百万程度）ので抵抗値Ｒｂを数十ＭΩ程度まで下げることが可能となり実現が容易になる。

上記電子回路のシミュレーションの結果を図２に示し、その動作を説明する。シミュレーションは容量結合型電極により心電波形を検出する心電計測を考慮し模擬心電波形を用いて行ったものである。
まず、使用した信号の模擬波形について説明する。図２（ａ）は典型的な心電波形を例示する図である。心電信号は心室心房の脱分極と再分極に伴って発生する微小（数ｍＶ程度）な周期信号であり、Ｐ波、Ｒ波、Ｔ波などと名前がつけられている。その周期はほぼ１秒である。本願では回路のシミュレーションを行うためにこの波形をモデル化して図２（ｂ）に示すような模擬波形を用いる。すなわちＲ波のみをパルス幅０．１秒の三角波で近似し他は省略する。波高値は１０ｍＶとし、周期は１秒とする。

シミュレーションはこの模擬波形に長期的な変動として周期５０秒、振幅０．１Ｖの正弦波を重畳した信号を入力信号として行う。長期的変動は帯電物の接近などにより接地されていない信号源（人体）の電位の変化等によって起こりえる。特にキャパシタンス素子による容量検出型の計測ではその電位変化は検出すべき信号振幅に比較して非常に大きくなる。シミュレーションではこの変動の振幅を検出すべき信号の１０倍に取っている。
シミュレーションは実現の容易な現実的な回路定数を用いて行った。その回路定数を以下に示すが、これは一例でありこの値に限るものではない。

Ｃｐ：キャパシタンス素子容量 １０ｐＦ
Ｒｂ：抵抗器１０３の抵抗値 ５ＭΩ
Ｃｂ：コンデンサー１０７の容量 ０．０１μＦ
Ｖｓ：電圧源出力電圧 ０Ｖ
Ｖｏｓ１：演算増幅回路１０４のオフセット ３ｍＶ
Ｖｏｓ２：演算増幅回路１０５のオフセット ４ｍＶ
Ａ： 演算増幅回路１０４、１０５のゲイン ５０００

図２（ｃ）、図２（ｄ）に上記に説明した電子回路のシミュレーション結果として主要部信号のタイム図を示す。図２（ｄ）は図２（ｃ）の横軸（時間軸）の一部を拡大し細部を見やすくした図である。
入力端子１０１に入力される入力信号２０１は、図２（ｂ）に示した模擬波形と長期的な変動として周期５０秒、振幅０．１Ｖの正弦波を重畳した信号である。この信号は検出すべき信号に対してその振幅が非常に大きいため図２（ｃ）では出力端子１０６に現れる信号２０２とは別スケール（グラフ右側スケール）で示される。

スイッチ回路１０８の制御信号２０３は、信号レベルが高のときスイッチがオン、信号レベルが低のときオフする信号とする。なお、この制御信号２０３はデジタル値であり波高値は意味を持たないのでオンオフのタイミングのみを示すものとし縦軸のスケールは割り当てない。

出力端子１０６の信号２０２は、制御信号２０３が高のとき上記式（１）にしたがって７ｍＶを出力する。この値から、スイッチ回路１０８がオフになる寸前（図２（ｄ）では時刻＝２５．３秒）の入力信号２０１の値（約−４ｍＶ）からの変化分が増幅され出力となる。図２（ｄ）では時刻＝２４．４秒ごろまでのほんのわずかな期間だけこの傾向が読み取れるが、それ以降はほぼ一定レベルとなっている。これは上記Ａ、Ｒｂとも低く、キャパシタンス素子１０２と抵抗器１０３によって形成される微分回路の時定数が短いためである。実際時定数を計算してみるとＣｐＲｂＡ／２＝１２５ｍｓｅｃであり信号周期１秒に比較し非常に小さい。しかしながら、このように定数を選ぶと緩やかな変動成分は上記のキャパシタンス素子１０２と抵抗器１０３によって形成される微分回路によって阻止され安定な緩衝増幅を行うことが可能となる。

上記のように緩やかな変動に対する排除能力を犠牲にしても差分を正しく検出したい場合は抵抗器１０３の抵抗値Ｒｂまたは演算増幅回路のゲインＡのいずれかを大きくすることによって実現が可能である。

以上述べたように本実施例に拠れば、従来のように極端に高い抵抗値の抵抗やコンデンサーを必要とせずに高インピーダンスの緩衝増幅回路を提供できる。また、帯電物の接近などによる緩やかな信号源電位の変動などの影響は回路のもつ特性によって排除できる。これによって装置の製造コストを下げ、また高信頼性が確保できる。

図３は本発明の実施例２にかかる電子回路の回路図の他の例を示す図である。
本実施例による電子回路は容量結合型電極による心電波形の計測などの入力緩衝増幅回路に適するものである。以下容量結合型電極による心電波形の計測を例に説明するが本発明の適用範囲はこれに限るものではない。

本実施例による電子回路は図３に示すごとく信号の入力端子３０１から演算増幅回路３０４によって構成される第一の非反転増幅回路の入力端に接続されるキャパシタンス素子３０２と、演算増幅回路３０５によって構成される第二の非反転増幅回路と、前記第一の非反転増幅回路の出力信号を前記第二の非反転増幅回路に入力するコンデンサー３０７と、前記第二の非反転増幅回路の出力信号を前記第一の非反転増幅回路に入力する抵抗器３０３、所定の電位を供給する電圧源３１１と、演算増幅回路３１２と、前記演算増幅回路３１２の反転入力に前記第一の非反転増幅回路の出力信号を接続する第一のスイッチ回路３０８と、前記第二の非反転増幅回路の入力に前記演算増幅回路３１２の出力を接続する第二のスイッチ回路３０９を含んで構成される。

抵抗器３１０は位相補償のための抵抗であり回路の動作を安定化する。特に第一のスイッチ回路３０８がコンデンサー３０７側に倒され、第二のスイッチ回路３０９がオンの状態では演算増幅回路３１２の負帰還ループが長くなり動作が不安定になりやすいのを防ぐ。
図３（ａ）、図３（ｂ）に異なる２つの接続方法を示す。すなわち図３（ａ）では第一の非反転増幅回路を構成する演算増幅回路３０４の負帰還路は演算増幅回路３０４の反転入力端子と出力端子が直接接続されているが、図３（ｂ）では位相補償のための抵抗器３１０を介して第一の非反転増幅回路を構成する演算増幅回路３０４の反転入力端子に接続されている。どちらも該抵抗器３１０には電流が流れないので同様の動作をする。

演算増幅回路３０４、３０５による第一、第二の非反転増幅回路が抵抗器３０３、抵抗器３１０、コンデンサー３０７を介してループ状に接続されており、第一のスイッチ回路３０８が演算増幅回路３１２の出力側に、第二のスイッチ回路３０９がオフのときは上記実施例１で説明したのと全く同様に動作する。
すなわち抵抗器３０３の抵抗値Ｒｂは入力側から見てＡ／２倍に見え、きわめて高い入力インピーダンスを低い抵抗値Ｒｂで得ることができる。

次に第一のスイッチ回路３０８がコンデンサー３０７と位相補償の抵抗器３１０側に接続され、第二のスイッチ回路３０９がオンとなったときを考える。このとき演算増幅回路３１２にはコンデンサー３０７と、演算増幅回路３０４、３０５による第一、第二の非反転増幅回路と抵抗器３０３と抵抗器３１０による経路が並列になって負帰還路が形成される。演算増幅回路３１２のオフセットをＶｏｓ３とすると、出力端子３０６の電圧、すなわち演算増幅回路３０４による第一の非反転増幅回路出力電圧Ｖｏ１は、下記式（４）となる。
Ｖｏ１＝Ｖｓ＋Ｖｏｓ３・・・（４）

ここにＶｓは電圧源３１１の出力電圧である。Ｖｓ＝−Ｖｏｓ３とするとＶｏ１のＤＣオフセットはキャンセルできる。演算増幅回路は通常実用上差し支えないほど小さく設計されるのでＶｓ＝０とし、すなわち電圧源３１１を省略し演算増幅回路３１２の非反転入力端子を直接接地してもよい。上記式（４）では第一、第二の非反転増幅回路のオフセットを含まない。特にバイアス電流によるオフセットＲｂＩｂの変化は温度特性などにより大幅に変化しやすいが、本実施例では演算増幅回路３１２によって自動的に排除されるので安定な回路を提供できる。

上記によって、第一のスイッチ回路３０８がコンデンサー３０７と位相補償の抵抗器３１０側に接続し、第二のスイッチ回路３０９がオンすれば、出力電圧Ｖｏ２は上記式（４）によって示す電位に固定され、必要な電位差がコンデンサー３０７およびキャパシタンス素子３０２に読み込まれる。第一、第二のスイッチ回路３０８、３０９を上記と逆の状態に切り替えると、切り替え直前の入力電圧Ｖｉの電位からの差分が上記式（４）を基準として出力される。

なお、第一のスイッチ回路３０８が二極双投スイッチを用いて、演算増幅回路３１２の反転入力の信号を該演算増幅回路３１２の出力と位相補償の抵抗器３１０およびコンデンサー３０７側に切り替えているのは演算増幅回路３１２を常に負帰還がかかった状態に保ち、その出力を飽和させないようにして、回路の応答を速くするためである。十分な応答速度が得られれば第一のスイッチ回路３０８で演算増幅回路３１２の出力と反転入力を接続する経路を省略してもよい。それによって、演算増幅回路３１２を故意に飽和させ消費電力を減らすように設計することも可能である。

本実施例の動作は上記実施例１において第一のスイッチ回路３０８がコンデンサー３０７と位相補償の抵抗器３１０側に接続し、第二のスイッチ回路３０９がオンのとき出力端子３０６に現れる出力電圧Ｖｏ１が上記式（４）に従う他は図２と同じであるのでその説明を省略する。

以上述べたように本実施例に拠れば、従来のように極端に高い抵抗値の抵抗器やコンデンサーを必要とせずに高インピーダンスの緩衝増幅回路を提供できる。また、帯電物の接近などによる緩やかな信号源電位の変動などの影響は回路のもつ特性によって排除できる。さらに第一、第二の非反転増幅回路によるオフセットを排除できるので高精度の回路を提供できる。これによって装置の製造コストを下げまた高信頼性が確保できる。

図４は本発明の実施例３にかかる電子回路の回路図のさらなる他の例を示す図である。本実施例では非反転増幅回路としてゲインが１より大きい第一の非反転増幅回路を用いる場合を説明する。
図４（ａ）は上記実施例１の第一の非反転増幅回路を変更してゲインを１より大きくとった場合を示す図、また図４（ｂ）は上記実施例２の第一の非反転増幅回路を変更してゲインを１より大きくとった場合を示すで図である。

図４（ａ）では第一の非反転増幅回路は演算増幅回路１０４と抵抗器４０１および抵抗器４０２による帰還路によって構成される。コンデンサー１０７は上記帰還路、すなわち演算増幅回路１０４の反転入力端子から演算増幅回路１０５による第二の非反転増幅回路に接続される。これによって、抵抗器１０３の両端にかかる信号変化分（交流成分）ΔＶＲｂは入力信号の変化分をΔＶｉとして、下記式（５）となる。
ΔＶＲｂ＝（２＋Ｒ１／Ｒ２）ΔＶｉ／Ａ・・・（５）

ここに、Ｒ１は抵抗器４０１の、Ｒ２は抵抗器４０２の抵抗値である。
ゆえに抵抗器１０３に流れる電流の変化分（交流成分）ΔＩＲｂは、下記式（６）となる。
ΔＩＲｂ＝ΔＶＲｂ／Ｒｂ＝（２＋Ｒ１／Ｒ２）ΔＶｉ／Ａ／Ｒｂ・・・（６）
したがって、キャパシタンス素子１０２の側から抵抗器１０３を見た交流インピーダンスｚは、下記式（７）となる。
ｚ＝ΔＶｉ／ΔＩＲｂ＝ＲｂＡ／（２＋Ｒ１／Ｒ２）・・・（７）

すなわちｚは抵抗器１０３の抵抗値ＲｂのＡ／（２＋Ｒ１／Ｒ２）倍に見えることになる。Ａは非常に大きいのでキャパシタンス素子１０２側からみて抵抗器１０３によるインピーダンスの低下は阻止できる。これによって小容量のキャパシタンス素子１０２のインピーダンスが高くても信号を減衰無しに能率よく取り出すことが可能となる。

オフセットによるＤＣレベルの誤差は上記式（１）においてＶｏｓ１をＶｏｓ１（１＋Ｒ１／Ｒ２）に置き換えた値となる。すなわち、演算増幅回路１０４のオフセットＶｏｓ１がやや大きく見える。

図４（ｂ）では第一の非反転増幅回路は演算増幅回路３０４と抵抗器４０３および抵抗器４０４による帰還路によって構成される。コンデンサー３０７は上記帰還路、すなわち演算増幅回路３０４の反転入力端子から演算増幅回路３０５による第二の非反転増幅回路に接続される。実施例２では系の安定化を図るために位相補償のための抵抗器３１０を必要としたが、位相補償の抵抗器の役割も抵抗器４０３、４０４に負わせることができ省略できる。

図４（ａ）での説明と同様に、抵抗器４０３のインピーダンスは該抵抗器の抵抗値ＲｂのＡ／（２＋Ｒ１／Ｒ２）倍と大きく見え、キャパシタンス素子１０２のインピーダンスが高くても信号を減衰無しに能率よく取り出すことが可能となる。

図４（ｂ）の回路では演算増幅回路のオフセットによる誤差は上記図４（ａ）のように演算増幅回路３０４、３０５のオフセットに影響されない。すなわち、上記実施例２で説明したものと同様に上記式（４）が適用できて、オフセットによる誤差は演算増幅回路３１２に起因するものだけとなる。

本実施例に拠ればキャパシタンス素子を介して信号検出するような信号源にＤＣパスを含まず、また信号帯域で非常に高いインピーダンスを示すような場合の信号検出においてゲインが１より高い緩衝増幅回路を提供することができる。

以上述べたように本実施例に拠れば、従来のように極端に高い抵抗値の抵抗やコンデンサーを必要とせずに高インピーダンスの緩衝増幅回路を提供できる。また第一、第二の非反転増幅回路によるオフセットを排除できるので高精度の回路を提供できる。これによって装置の製造コストを下げまた高信頼性が確保できる。

図５に上記実施例１〜３で説明した電子回路を用いて電子装置を構成する場合のブロック図の例を示す。
上記実施例１〜３で説明した電子回路では、極端な高抵抗値の抵抗器や高容量値のコンデンサーを用いずにきわめて入力インピーダンスを持つ緩衝増幅回路を構成でき、緩やかな信号電位の変化などの妨害も排除できることを説明した。該電子回路を用いて電子装置を構成する場合、スイッチ回路１０８、３０８、３０９のオンオフ制御をどのように行うかが課題となる。本実施例ではこのスイッチのオンオフ制御をどのように行うかを説明する。

スイッチのオンオフ制御が検出できる信号の帯域を制限することがあり、また検出すべき信号をマスクしてしまうこともありえる。スイッチのオンオフ周期を検出する信号の周期にあわせるのも上記実施例１〜３で説明した電子回路を効果的に使うためによい方法である。

スイッチング周期を信号周期にあわせるには図５に例示する構造の電子装置によって実現できる。緩衝増幅回路５０１は、図１、図３、図４のいずれかに示した電子回路による緩衝増幅回路をあらわすブロックであり、それぞれ端子５００が入力端子１０１または入力端子３０１に、端子５０６が該電子回路の出力端子１０６、または出力端子３０６に相当する。スイッチ制御端子５０５はスイッチ回路１０８、３０８、３０９のオンオフ制御を行うための端子でこの端子に入力された制御信号によって上記スイッチがオンオフされる。

該緩衝増幅回路５０１の出力はＡＤ変換回路５０２に伝えられＡＤ変換され端子５０４からデジタル値として出力される。この出力は測定データとして様々に処理し利用されると同時に処理回路５０３に伝送される。処理回路５０３では得られた信号波形を概観しピークなどの特徴点を検出し周期を決定するとともに波形計測に影響の少ない時点を選択してそのときにスイッチ制御端子５０５に制御信号を創出して該緩衝増幅回路５０１に基準電位を読み込ませる。処理回路では計測信号の周期変動やノイズの影響を排除するためにデジタルフィルターや、相関回路、デジタル位相ロックループのような手法を用いてもよい。なお、基準の電位読み込みの時には、計測する信号が出力できないが、基準電位の読み込みは典型的には数マイクロ秒で完了するため、例えば心電計測においてＰ、Ｑ、Ｒ波などの特徴点と重ねなければほとんど信号計測に影響がない。

上記のようにして、容量型検出電極のような極端に高いインピーダンスを介して信号検出するような場合においても安定な計測装置の提供が可能となる。

図６は、上記実施例１〜３で説明した電子回路を用いた電子装置の他の実施例を示す図である。本実施例では例として上記実施例１〜３で説明した電子回路および電子装置を容量結合型センサーに用いた心電波形計測装置を示す。図６（ａ）は心電波形計測装置の概観を例示し、また図６（ｂ）は心電波形計測装置のブロック図を示すととともに該計測装置が実際に動作する際の電気的な環境を表す等価回路を示す。

図６（ａ）は心電波形計測装置の概観を例示し、外筐６０１と容量結合型のセンサー電極６０２が示されている。センサー電極６０２は人体表面に対向しこの電極と人体間に構成される容量を通して心電の電気信号を検出する。表示体６０３は測定結果の表示などに用いられる。心電波形計測装置を構成する回路等の他の構成要素は外筐６０１内部に電池等の電源とともに収納される。外筐６０１は後述するように導電性を持つのが好ましい。センサー電極６０２のサイズは数ｃｍ²またはそれ以下で十分である。半導体集積回路技術などを使うことによってクレジットカードサイズ程度以下に薄くまた小さく装置を構成することは容易である。図６（ａ）は図中Ａ側が表面で表示体６０３はこちら側から見る。またセンサー電極６０２は人体に対向するように、すなわち図のＢ側が人体の胸部、上腕部など心電検出が可能な人体部位に帯、ベルトなどで固定する。胸部に当てる場合は胸ポケットのついた下着に装着してもよい。これによって、従来の心電計測装置の電極装着時のようにゲル状であって粘性のある感触（ねっとりとした感触）などの不快感がなく長時間の計測でも被験者にとって快適である。

図６（ｂ）に本実施例による心電波形計測装置６１１のブロック図および該計測装置が実際に動作する際の電気的な環境を表す等価回路を示す。
センサー電極６１０を通して検出した信号は上記実施例１〜３で説明した電子回路６１３によって差分増幅されたのちＡＤ変換回路６１４によってＡＤ変換が行われ、計測すべき心電波形のデータを得る。電子回路６１３として上記実施例１〜３を使用することができる。またＡＤ変換回路６１４と一緒にして（一点差線６１２内）上記実施例４を使用することができる。図中では処理回路５０３などは省略されている。

ＡＤ変換回路６１４によって得られたデータは処理回路６１５によって適宜ノイズの除去、心拍変動（ＨＲＶ）解析などが行われ結果を表示体６１８に表示してもよい。またデータは記憶部６３１に蓄えられ、外部インターフェイス回路６１６によって端子６１９より外部コンピューターなどに有線伝送、または無線インターフェイス６１７によって無線伝送され、外部のコンピューターなどによってより高度な解析やデータ処理を行うこともできる。不整脈等の診断において１日程度の長い計測データが必要なときに特に有効であろう。

本実施例の本計測装置では構造上信号源との直流的なパスを持たない。信号源との結合はキャパシタンスによって行われる。特に心電波形計測装置６１１内の基準電位６２０と信号源の人体間の電位も直流的に定めることができず、大地６２８や人体６２９、心電波形計測装置６１１の外筐６０１間の容量性結合によって定まることになる。心電波形計測装置６１１の外筐６０１は導電性であり内部の基準電位６２０に接続されているとすると大地６２８、人体６２９、心電波形計測装置６１１内の基準電位６２０間で考慮すべき結合は図６に示すごとくとなる。以下、外筐６０１をＧ、大地６２８をＥ、人体６２９をＭ、誘導ノイズ等のノイズ源６２７をＮと略記し、他の符号は表（１）に示して説明する。

信号源６００からの信号を大きく検出するにはＣｐとＺｓを大きく、ＺＧＧを小さくする必要がある。Ｃｐは物理的制約から数ｐＦが限界であり大きなＺｓが必要であることは上記実施例１〜３でも説明した。さらにＺＧＧをなるべく小さくするには外筐６０１とＭの対向面積を大きくすればよいがセンサー電極６０２に近づけすぎると検出信号が小さくなってしまう。センサー電極６０２からある程度離して図６（ａ）に示すようなフィンなどを用いて対向面積を増やすと効果的である。本装置装着のために用いる帯やベルト内部にこのような電極を含めてもよい。

ノイズ源からのノイズの影響をなるべく少なくするにはＺ１、Ｚ２をなるべく大きく、ＺＧＧ、Ｚ３、Ｚ４をなるべく小さくなるようにすればよい。しかし通常これらは、ＺＧＧ以外においては被験者のいる環境によって左右され制御することが難しい。ただし、Ｚ１については図６（ａ）に示すように外筐６０１によってセンサー電極６０２を含んで信号源６００を覆うようにすることにより信号源６００をノイズ源６２７から隔離しある程度はＺ１を大きくすることができる。

ゆえに装置の設計においてはＺＧＧを下げ、Ｚｓをあげることしかできない。ＺＧＧを下げる方法は上述した。Ｚｓについては上記に述べたように上記実施例１〜３で説明した電子回路を用いることによって非常に高くできるので容量結合型電極を用いて高性能の安定した心電計測装置を実現できる。
上記実施例１〜３で説明した電子回路では抵抗器やコンデンサーに極端な高抵抗、大容量を必要としないので、本計測装置の回路は安価な部品によって構成が可能であり、部品数、製造のコストの低減、小型軽量化、信頼性の確保が容易である。上記実施例１〜３で説明した電子回路を使って容量結合型心電計測装置を構成すれば装着感の優れた被験者に負担を与えない快適な装置を提供できる。

上記実施例５では上記実施例１〜３で説明した電子回路を用いた心電計測装置の例を示した。図７（ａ）に示すようにもうひとつセンサー電極７０２を追加し２つのセンサー電極を用いて胸部等の異なる２点との間にキャパシタンス素子を構成すると人体皮膚の２点間の電位波形を検出することができる。

外筐６０１をうまく設計するとＺ１を通じて人体から混入するノイズはコモンモードノイズに変換できる。図７（ｂ）にセンサー電極７０２を追加した場合を図示する。実施例４と同じ要素は同じ番号を付し説明を省略する。
本実施例６では実施例４に対して以下が追加される。

センサー電極６１０、７１０によって検出された信号は、上記実施例１〜３で説明した電子回路に相当する電子回路７１３、７１２によって緩衝増幅され差動増幅回路７１４によって差動増幅され、コモンモードで混入したノイズが除去されＡＤ変換回路６１４に入力される。

本実施例による電子装置の上記構成によれば、混入する誘導ノイズなどの妨害をコモンモードノイズに変換しキャンセルできるので高い妨害排除能力を有し高性能、高感度の装置を提供できる。

本実施例による電子回路では抵抗器やコンデンサーに極端な高抵抗、大容量を必要としないので、本計測装置の回路は安価な部品によって構成が可能であり、部品数、製造のコストの低減、小型軽量化、信頼性の確保が容易である。上記実施例１〜３で説明した電子回路を使って容量結合型心電計測装置を構成すれば装着感の優れた被験者に負担を与えない快適な装置を提供できる。

以上、本願では心電計測を例に説明したが、これに限定されるものではない。特に信号源インピーダンスが高く、高入力インピーダンスを要する生体情報などの計測装置において効果が大きい。

１０４、３０４・・・第一の非反転増幅回路を構成する演算増幅回路、１０５，３０５・・・第二の非反転増幅回路を構成する演算増幅回路、１０２，３０２・・・キャパシタンス素子、１０７，３０７・・・コンデンサー、１０９，３１１・・・電圧源、１０３，３０３・・・抵抗器、１０８・・・スイッチ回路、３０８・・・第一のスイッチ回路、３０９・・・第一のスイッチ回路、３１２・・・演算増幅回路、５０１，６１３，７１２，７１３・・・電子回路。

Claims (6)

1. 第一の非反転増幅回路と、前記第一の非反転増幅回路に入力信号を接続するキャパシタンス素子と、第二の非反転増幅回路と、前記第一の非反転増幅回路の出力信号を前記第二の非反転増幅回路に入力するコンデンサーと、前記第二の非反転増幅回路の出力信号を前記第一の非反転増幅回路に入力する抵抗器と、前記第二の非反転増幅回路の入力と所定の電位間に接続されたスイッチ回路と、を含んで構成されることを特徴とする電子回路。
2. 前記所定の電位を供給する電圧源を含み、
   前記電圧源の所定の電位は前記第一の非反転増幅回路および前記第二の非反転増幅回路のオフセットをキャンセルするよう調整されることを特徴とする請求項１に記載の電子回路。
3. 第一の非反転増幅回路と、前記第一の非反転増幅回路に入力信号を接続するキャパシタンス素子と、第二の非反転増幅回路と、前記第一の非反転増幅回路の出力信号を前記第二の非反転増幅回路に入力するコンデンサーと、前記第二の非反転増幅回路の出力信号を前記第一の非反転増幅回路に入力する抵抗器と、演算増幅回路と、前記演算増幅回路の反転入力に前記第一の非反転増幅回路の出力信号を接続する第一のスイッチ回路と、前記第二の非反転増幅回路の入力端子に前記演算増幅回路の出力を接続する第二のスイッチ回路と、を含んで構成されることを特徴とする電子回路。
4. 前記所定の電位を供給する電圧源を含み、
   前記電圧源の所定の電位は前記演算増幅回路のオフセットに等しいことを特徴とする請求項３に記載の電子回路。
5. 前記電圧源の所定の電位には信号の基準レベルが含まれることを特徴とする請求項２または４に記載の電子回路。
6. 前記請求項１乃至５のいずれかに記載の電子回路を含んで構成されることを特徴とする電子装置。

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