JP2011185660A - Temperature sensor circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、集積回路の基板上に組み込まれ、その集積回路の温度補償の基準となる温度センサ回路に関する。 The present invention relates to a temperature sensor circuit which is incorporated on a substrate of an integrated circuit and serves as a reference for temperature compensation of the integrated circuit.
所望の温度範囲において安定な動作が要求される集積回路の基板上には、温度補償の基準となる温度センサが配置される。
従来、このような温度センサにおいて基板上の所定の箇所の温度を検知する素子としては、順方向の電圧降下が温度に応じて変化するPNジャンクションが多く用いられている。
A temperature sensor serving as a reference for temperature compensation is arranged on a substrate of an integrated circuit that requires stable operation in a desired temperature range.
Conventionally, as such an element for detecting the temperature at a predetermined location on a substrate in such a temperature sensor, a PN junction in which a forward voltage drop changes according to the temperature is often used.
なお、本発明に関連する先行技術としては、以下の特許文献1〜特許文献5に掲載される技術があった。 In addition, as a prior art relevant to this invention, there existed the technique published in the following patent documents 1-patent documents 5. FIG.
(1) 「絶対温度に比例して電流量が変化する温度センサ電流源と該温度センサ電流源と接地間に接続した抵抗とから成る温度センサ回路の出力端に一方の入力端を接続した差動増幅器と、該差動増幅器の他方の入力端と接地間に複数個の同方向に直列接続したダイオードと、前記差動増幅器の出力端に接地型増幅器の入力端を接続し該差動増幅器出力端と前記差動増幅器の一方の入力端との間に負帰還要の抵抗を接続した前記接地型増幅器とを備える」ことにより、「技術的な制約に阻まれることなく感度および精度の向上を実現する」点に特徴がある温度センサ回路…特許文献1 (1) “Difference of connecting one input terminal to the output terminal of a temperature sensor circuit consisting of a temperature sensor current source whose current amount changes in proportion to the absolute temperature and a resistor connected between the temperature sensor current source and ground. A dynamic amplifier, a plurality of diodes connected in series in the same direction between the other input terminal of the differential amplifier and the ground, and an input terminal of the grounded amplifier connected to the output terminal of the differential amplifier. "Equipped with the grounded amplifier with a negative feedback resistor connected between the output terminal and one input terminal of the differential amplifier", thereby improving sensitivity and accuracy without being obstructed by technical restrictions Is a temperature sensor circuit characterized in that "
(2) 「樹脂の表面が金属により被覆された粒子を、該粒子を構成する樹脂と異なる線膨張係数を持つ樹脂中に分散混合して正または負の抵抗/温度特性を持たせる」ことにより、「任意の正または負の温度係数を、同じ材料系もしくは同じ製造技術により得ることができる」点に特徴がある温度センサーデバイス…特許文献2 (2) By “dispersing and mixing particles whose resin surface is coated with metal in a resin having a linear expansion coefficient different from that of the resin constituting the particles to have positive or negative resistance / temperature characteristics” , "A temperature sensor device characterized in that any positive or negative temperature coefficient can be obtained by the same material system or the same manufacturing technique" ... Patent Document 2
(3) 「温度補償回路は、演算増幅器と異なった温度係数を有する複数の抵抗器とからなる1次及び2次温度係数生成回路、符号反転回路、1次及び2次温度係数調整回路からなり、1次及び2次温度係数生成回路の抵抗器の抵抗値は電圧増幅率が温度変化に対し直線的又は2次関数的に変化するよう設定され、符号反転回路は1次及び2次温度係数生成回路が生成した温度係数の符号を反転し、1次及び2次温度係数調整回路は1次及び2次温度係数生成回路が生成した温度係数を所定値に調整し、温度補償回路は温度補償に必要な任意の温度係数を生成して、センサ出力の温度特性におけるオフセットドリフト定数、スパンシフト1次及び2次温度係数による変動成分を打ち消す」ことにより、「容易な回路構成でセンサ出力の温度補償を実現する」点に特徴がある温度補償回路…特許文献3 (3) “The temperature compensation circuit consists of a primary and secondary temperature coefficient generation circuit, a sign inversion circuit, a primary and secondary temperature coefficient adjustment circuit composed of a plurality of resistors having different temperature coefficients from the operational amplifier. The resistance values of the resistors of the primary and secondary temperature coefficient generation circuits are set so that the voltage amplification factor changes linearly or in a quadratic function with respect to the temperature change, and the sign inversion circuit has primary and secondary temperature coefficients The sign of the temperature coefficient generated by the generation circuit is inverted, the primary and secondary temperature coefficient adjustment circuits adjust the temperature coefficient generated by the primary and secondary temperature coefficient generation circuits to a predetermined value, and the temperature compensation circuit is temperature compensated. By generating an arbitrary temperature coefficient necessary for the sensor, and canceling the offset drift constant in the temperature characteristic of the sensor output, and the fluctuation component due to the span shift primary and secondary temperature coefficients. Compensation Temperature compensation circuit characterized by “represent” ... Patent Document 3
(4) 「エミッタ面積の異なる2つのトランジスタを有して成り、両トランジスタのベース・エミッタ間電圧の差が温度に応じて変動することに基づいて温度検出を行う温度検出回路を有する半導体装置において、前記温度検出回路は、両トランジスタのコレクタ電圧が同様の温度特性をもって変動するように、両トランジスタのコレクタ電圧及び/またはエミッタ電流を制御するための帰還回路を有する」ことにより、「周囲温度を高精度・高リニアリティに検出することができる」点に特徴がある温度センサ…特許文献4 (4) In a semiconductor device having two transistors with different emitter areas and having a temperature detection circuit that detects temperature based on the difference between the base-emitter voltages of both transistors varying with temperature The temperature detection circuit has a feedback circuit for controlling the collector voltage and / or the emitter current of both transistors so that the collector voltage of both transistors fluctuates with the same temperature characteristic. A temperature sensor that is characterized by the fact that it can be detected with high accuracy and high linearity ... Patent Document 4
(5) 「測定対象物が発する赤外線を検知して前記測定対象物の温度に対応する第1の電圧を出力する赤外線センサと、前記赤外線センサのセンサ温度を検出し、前記センサ温度に対応する第2の電圧を出力する温度センサと、前記赤外線センサ、前記温度センサから、それぞれ、出力された前記第1の電圧、前記第2の電圧を取得し、前記測定対象物の温度を前記第1の電圧に換算するための係数を第1の係数、前記センサ温度を前記第2の電圧に換算するための係数を第2の係数として、前記第1の係数と前記第2の係数とが異なる値に設定され、数1に従って、前記測定対象物の温度を取得する温度演算部とを備える」ことにより、「精度よく測定対象物温度を取得する」点に特徴がある温度検出装置…特許文献5 (5) “An infrared sensor that detects an infrared ray emitted from a measurement object and outputs a first voltage corresponding to the temperature of the measurement object; detects a sensor temperature of the infrared sensor; and corresponds to the sensor temperature. The first voltage and the second voltage that are output from the temperature sensor that outputs the second voltage, the infrared sensor, and the temperature sensor, respectively, are acquired, and the temperature of the measurement object is determined as the first voltage. The first coefficient is different from the second coefficient, and the first coefficient is a coefficient for converting the voltage to the second voltage, and the second coefficient is a coefficient for converting the sensor temperature to the second voltage. A temperature detection device that is characterized by “acquisition of the temperature of the measurement object with high accuracy” by including a temperature calculation unit that is set to a value and obtains the temperature of the measurement object according to Equation 1 ... Patent Literature 5
しかし、従来の温度センサでは、温度に感応するPNジャンクションの温度係数が負数のみである(順方向の電圧降下が温度に対して単調に減少する)ため、集積回路が正常に作動すべき温度領域の全域に亘って、温度補償の対象となる回路にバイアス電流を供給し、あるいは実体的な温度を電気信号として得ることは、必ずしも十分には達成できなかった。 However, in the conventional temperature sensor, the temperature coefficient of the PN junction that is sensitive to temperature is only a negative number (the forward voltage drop monotonously decreases with respect to temperature), so the temperature range in which the integrated circuit should operate normally It has not always been possible to sufficiently achieve supplying a bias current to a circuit to be compensated for temperature or obtaining a substantial temperature as an electric signal over the entire area.
特に、近年は、プロセスの微細化に応じて電源電圧が1ボルト以下に設定されるために、上記電気信号の瞬時値がとり得る範囲が[電源電圧(≒1ボルト)−0.6]ボルトないし[電源電圧−0.4]ボルトと著しく狭く、温度に応じた瞬時値を十分な精度で得ることは困難となりつつある。 Particularly, in recent years, since the power supply voltage is set to 1 volt or less according to the miniaturization of the process, the range that the instantaneous value of the electric signal can take is [power supply voltage (≈1 volt) −0.6] volts. It is extremely narrow as [power supply voltage −0.4] volts, and it is becoming difficult to obtain an instantaneous value according to temperature with sufficient accuracy.
また、従来例では、正の温度係数は変換回路が別途付加されることによって得られるが、その変換回路の温度特性(温度係数)によっては、十分な精度による温度補償ができない可能性があった。 In the conventional example, the positive temperature coefficient is obtained by adding a conversion circuit separately, but depending on the temperature characteristic (temperature coefficient) of the conversion circuit, there is a possibility that temperature compensation with sufficient accuracy may not be possible. .
本発明は、簡単な構成により所望の温度領域における温度係数を精度よく安定に得ることができる温度センサ回路を提供することを目的とする。 An object of this invention is to provide the temperature sensor circuit which can obtain the temperature coefficient in a desired temperature range accurately and stably by simple structure.
請求項1に記載の発明では、複数pの感温素子は、温度係数が異なる。合成検知回路は、前記複数pの感温素子に個別に流れる電流、またはこれらの電流の換算値と、前記複数pの感温素子に個別に対応した複数pの重みとの積和として温度を検知する。 In the first aspect of the present invention, the temperature sensors of the plurality of p have different temperature coefficients. The combination detection circuit calculates the temperature as a sum of products of currents individually flowing through the plurality of p temperature sensing elements, or a converted value of these currents, and a plurality of p weights individually corresponding to the plurality of p temperature sensing elements. Detect.
このような温度は、上記複数pの感温素子の温度係数と複数の重みとの組み合わせで得られる所望の温度係数により検知される。 Such a temperature is detected by a desired temperature coefficient obtained by a combination of a temperature coefficient of the plurality of p temperature sensing elements and a plurality of weights.
請求項2に記載の発明では、請求項1に記載の温度センサ回路において、前記複数pの感温素子は、一端が個別に接地される。前記合成検知回路は、電流加算により前記積和を求める。 According to a second aspect of the present invention, in the temperature sensor circuit according to the first aspect, one end of each of the plurality of temperature sensing elements is individually grounded. The synthesis detection circuit obtains the product sum by current addition.
すなわち、複数pの感温素子では、これらの一端が個別に接地されることにより、検知されるべき温度の範囲において端子電圧(電位)には、無用なオフセット電圧が重畳されない。また、温度に応じたこれらの感温素子の特性は、電圧に換算されることなく、上記積和に反映される。 That is, in the plural p temperature sensing elements, one end thereof is individually grounded, so that an unnecessary offset voltage is not superimposed on the terminal voltage (potential) in the temperature range to be detected. In addition, the characteristics of these temperature sensitive elements according to the temperature are reflected in the product sum without being converted into a voltage.
請求項3に記載の発明では、請求項1または請求項2に記載の温度センサ回路において、前記複数pの重みの一部は、残りの重みとは符号が異なる。 According to a third aspect of the present invention, in the temperature sensor circuit according to the first or second aspect, a part of the weights of the plurality p is different in sign from the remaining weights.
すなわち、温度の検知に用いられる温度係数は、複数pの感温素子に個別に流れる電流またはこれらの換算値と、上記複数pの重みとの組み合わせに応じて、正数と負数との何れにも柔軟に設定可能となる。 That is, the temperature coefficient used for temperature detection is either a positive number or a negative number depending on the combination of the currents individually flowing to the plurality of p temperature sensing elements or their converted values and the weights of the plurality of p. Can be set flexibly.
請求項4に記載の発明では、請求項1ないし請求項3の何れか1項に記載の温度センサ回路において、前記複数pの感温素子は、サイズが異なるダイオードまたはトランジスタとして構成される。 According to a fourth aspect of the present invention, in the temperature sensor circuit according to any one of the first to third aspects, the plurality of temperature sensing elements are configured as diodes or transistors having different sizes.
すなわち、複数pの感温素子の温度係数は、半導体プロセスの下で多様な異なった値に設定される。 That is, the temperature coefficient of the plurality of p temperature sensing elements is set to various different values under the semiconductor process.
請求項5に記載の発明では、請求項1ないし請求項3の何れか1項に記載の温度センサ回路において、前記複数pの感温素子は、異なる個数ずつ並列に接続されたダイオードまたはトランジスタの組み合わせとして構成される。 According to a fifth aspect of the present invention, in the temperature sensor circuit according to any one of the first to third aspects, the plurality of p temperature sensing elements are diodes or transistors connected in parallel by different numbers. Configured as a combination.
すなわち、複数pの感温素子は、半導体基板上に配置される場合であっても、構成が特異となることなく温度係数が多様な異なった値に設定される。 In other words, even when the plurality of p temperature sensing elements are arranged on the semiconductor substrate, the temperature coefficient is set to various different values without making the configuration unique.
上述したように本発明によれば、所望の温度係数を有する感温素子が単体では存在しない場合であっても、その温度係数が精度よく安定に得られ、かつ所望の感度による温度の検知が可能となる。 As described above, according to the present invention, even when a temperature-sensitive element having a desired temperature coefficient does not exist alone, the temperature coefficient can be obtained accurately and stably, and the temperature can be detected with the desired sensitivity. It becomes possible.
また、電源電圧が低い場合であっても、検知可能な温度の範囲および精度を高く確保される。 Further, even when the power supply voltage is low, a detectable temperature range and accuracy are ensured to be high.
さらに、検知されるべき温度の精度や範囲に無用な制約を生じることなく、本発明に係る温度センサ回路の配下で作動する回路の複雑化や規模の増加の回避が図られる。 Furthermore, it is possible to avoid complication and increase in scale of a circuit that operates under the temperature sensor circuit according to the present invention without causing unnecessary restrictions on the accuracy and range of the temperature to be detected.
また、本発明に係る温度センサ回路の総合的な温度係数は、上記半導体プロセスによって達成される微細化、新材料の採用、大容量化、高性能化および低コスト化等の何れにも整合した所望の値に精度よく安定に設定される。 In addition, the overall temperature coefficient of the temperature sensor circuit according to the present invention is consistent with any of the miniaturization achieved by the semiconductor process, adoption of new materials, higher capacity, higher performance, and lower cost. The desired value is set accurately and stably.
したがって、本発明が適用された回路や装置は、プロセスの微細化に応じた電源電圧の低下に柔軟に適応し、かつ広範な温度範囲において安定に精度よく行われる温度の検知や温度補償の下で性能、信頼性および価格性能比が高められる。 Therefore, the circuit and apparatus to which the present invention is applied flexibly adapts to a decrease in power supply voltage in accordance with miniaturization of the process, and is subject to temperature detection and temperature compensation that are performed stably and accurately over a wide temperature range. Increases performance, reliability and price / performance.
以下、図面に基づいて本発明の実施形態について詳細に説明する。
[第一の実施形態]
図1は、本発明の第一の実施形態を示す図である。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[First embodiment]
FIG. 1 is a diagram showing a first embodiment of the present invention.
図において、電源線には、FET11、12、13,14、15のソースが接続される。FET11、15のドレインは、抵抗器16L を介して接地され、かつ本実施形態に係る温度センサ回路と共に同じ基板上に接続された他の回路(図示されない。)に接続される。FET13、14、15のゲートには、演算増幅器17の出力が接続される。FET13のドレインは、演算増幅器17の反転入力、演算増幅器18の非反転入力およびトランジスタ19nのエミッタに接続される。FET14のドレインは、演算増幅器17の非反転入力に接続され、かつ抵抗器16pを介してトランジスタ19pのエミッタに接続される。トランジスタ19nのベースおよびコレクタと、トランジスタ19pのベースおよびコレクタとは、接地される。演算増幅器18の出力はFET20のゲートに接続され、そのFET20のドレインには、FET11、12のゲートおよびFET12のドレインが接続される。FET20のソースは、演算増幅器18の反転入力に接続され、かつ抵抗器16nを介して接地される。
ここに、トランジスタ19n、19pは、PNP型トランジスタである。FET20はNチャンネルのFETであり、その他のFET11、12、13、14、15はPチャネルのFETである。
In the figure, the sources of FETs 11, 12, 13, 14, and 15 are connected to the power supply line. Drain of FET11,15 is grounded through a resistor 16 L, and is connected to the other circuits connected to the same substrate as the temperature sensor circuit according to this embodiment (not shown.). The output of the operational amplifier 17 is connected to the gates of the FETs 13, 14 and 15. The drain of the FET 13 is connected to the inverting input of the operational amplifier 17, the non-inverting input of the operational amplifier 18, and the emitter of the transistor 19n. The drain of the FET 14 is connected to the non-inverting input of the operational amplifier 17 and is connected to the emitter of the transistor 19p through the resistor 16p. The base and collector of the transistor 19n and the base and collector of the transistor 19p are grounded. The output of the operational amplifier 18 is connected to the gate of the FET 20, and the drains of the FET 20 are connected to the gates of the FETs 11 and 12 and the drain of the FET 12. The source of the FET 20 is connected to the inverting input of the operational amplifier 18 and grounded through the resistor 16n.
Here, the transistors 19n and 19p are PNP transistors. The FET 20 is an N-channel FET, and the other FETs 11, 12, 13, 14, and 15 are P-channel FETs.
以下、図1を参照して本実施形態の動作を説明する。
なお、以下では、本実施形態の動作を簡潔に説明するために、図1に一点鎖線枠および斜線枠で示すように、既述の構成を以下の5つのブロックに区分し、それぞれにユニークな名称および符号を付与することとする。
The operation of this embodiment will be described below with reference to FIG.
In the following, in order to briefly explain the operation of the present embodiment, the above-described configuration is divided into the following five blocks as shown by a one-dot chain line frame and a hatched frame in FIG. A name and a code will be given.
(1) トランジスタ19nのみから構成されるセンサ30n
(2) 抵抗器16pおよびトランジスタ19pから構成されるセンサ30p
(3) FET13、14および演算増幅器17から構成される電流源40
(4) 演算増幅器18、FET20および抵抗器16nから構成される緩衝増幅部50
(5) FET11、12、15および抵抗器16L から構成される電流加算部60
(1) Sensor 30n composed only of transistor 19n
(2) Sensor 30p composed of resistor 16p and transistor 19p
(3) Current source 40 including FETs 13 and 14 and operational amplifier 17
(4) Buffer amplifier unit 50 including operational amplifier 18, FET 20 and resistor 16n
(5) FET11,12,15 and a resistors 16 L current adder 60
電流源40では、演算増幅器17は、温度センサ30p(抵抗器16p)の電位Vpと温度センサ30n(トランジスタ19nのエミッタ)の電位Vnとの差ΔVが圧縮される値に、FET13、14のそれぞれのソース−ドレイン間の抵抗値を維持する。 In the current source 40, the operational amplifier 17 causes each of the FETs 13 and 14 to have such a value that the difference ΔV between the potential Vp of the temperature sensor 30p (resistor 16p) and the potential Vn of the temperature sensor 30n (emitter of the transistor 19n) is compressed. The resistance value between the source and the drain is maintained.
したがって、センサ30n(トランジスタ19nのエミッタ)とセンサ30p(抵抗器16p)との電位は、これらのセンサ30n、30pの抵抗値が温度に応じて変化しても等しい値に保たれる。 Therefore, the potentials of the sensor 30n (emitter of the transistor 19n) and the sensor 30p (resistor 16p) are kept equal even if the resistance values of the sensors 30n and 30p change according to the temperature.
ところで、トランジスタ19n(のコレクタ)のサイズは、トランジスタ19p(のコレクタ)のサイズに比べて小さな値に予め設定される。したがって、トランジスタ19n、19pのエミッタの電位Vne、Vpeの温度に対する変化率(以下、「温度係数」という。)δn、δpは共に負であるが、これらの温度係数δn、δpの絶対値は、上記サイズによって定まる正数Nを含む下式に示すように、前者に比べて後者の方が大きな値となる。
δp=N・δn
By the way, the size of the transistor 19n (collector) is set in advance to a value smaller than the size of the transistor 19p (collector). Therefore, the rate of change of the emitter potentials Vne and Vpe of the transistors 19n and 19p with respect to the temperature (hereinafter referred to as “temperature coefficient”) δn and δp are both negative, but the absolute values of these temperature coefficients δn and δp are: As shown in the following equation including a positive number N determined by the size, the latter is larger than the former.
δp = N · δn
一方、抵抗器16pの電位Vpは、温度の上昇(下降)に応じたトランジスタ19pのエミッタの電位の低下(上昇)に起因して、低下(上昇)する。しかし、電流源40に備えられた演算増幅器17は、このような電位Vpと既述の電位Vnとの差が補償される値に、FET13、14のゲートの電位を維持する。また、このようなFET14のゲートの電位の維持は、電流源40において演算増幅器17が行うフィードバックの下で行われるので、特別な温度補償回路が備えられなくても安定に実現される。 On the other hand, the potential Vp of the resistor 16p drops (rises) due to a drop (rise) of the potential of the emitter of the transistor 19p in response to a rise (fall) in temperature. However, the operational amplifier 17 provided in the current source 40 maintains the potentials of the gates of the FETs 13 and 14 so that the difference between the potential Vp and the potential Vn described above is compensated. In addition, since the gate potential of the FET 14 is maintained under feedback performed by the operational amplifier 17 in the current source 40, it can be stably realized without a special temperature compensation circuit.
すなわち、抵抗器16p(センサ30p)に注入される電流Ipの温度に対する変化率δIpは、下式に示すように、既述の温度係数(δn−δp)に正比例し、かつ温度の上昇(下降)に応じて増加(減少)する。
δIp∝(δn−δp)
That is, the rate of change δIp with respect to the temperature of the current Ip injected into the resistor 16p (sensor 30p) is directly proportional to the above-described temperature coefficient (δn−δp) and increases (decreases) in temperature. ) To increase (decrease).
δIp∝ (δn−δp)
FET15は、FET14と共に演算増幅器17によって駆動されることにより、抵抗器16L に、上記電流Ipと同様に温度の上昇(下降)応じて減少(増加)する電流(ここでは、簡単のため電流Ipにほぼ等しいと仮定する。)を注入する。 The FET 15 is driven by the operational amplifier 17 together with the FET 14, thereby causing the resistor 16 L to have a current that decreases (increases) as the temperature increases (decreases) in the same manner as the current Ip (here, for the sake of simplicity, the current Ip Inject approximately).
一方,緩衝増幅部50では、演算増幅器18は、センサ30n(トランジスタ19nのエミッタ)の電位Vn(=Vne)が高いほど、FET20のドレイン−ソース間の抵抗値を小さな値に設定する。 On the other hand, in the buffer amplifier 50, the operational amplifier 18 sets the resistance value between the drain and source of the FET 20 to a smaller value as the potential Vn (= Vne) of the sensor 30n (emitter of the transistor 19n) is higher.
したがって、FET12、20および抵抗器16nからなるパスに流れる電流Inの温度に対する変化率δInの値は、FET12、20および演算増幅器18が飽和領域で作動する状態では、下式に示すように、温度係数δnに比例する値となる。
δIn∝δn
Therefore, the value of the rate of change δIn with respect to the temperature of the current In flowing in the path composed of the FETs 12 and 20 and the resistor 16n is the temperature in the state where the FETs 12 and 20 and the operational amplifier 18 operate in the saturation region, as shown in the following equation: The value is proportional to the coefficient δn.
δIn∝δn
FET11、12は、図1に二点鎖線枠で示すように、電流ミラー率が既定の値(=M)に設定された電流ミラー回路60mnを構成し、上記電流(=M・In)をその電流ミラー率倍の電流Inに変換して抵抗器16L に注入する。 The FETs 11 and 12 constitute a current mirror circuit 60mn having a current mirror ratio set to a predetermined value (= M) as shown by a two-dot chain line in FIG. 1, and the current (= M · In) It is converted into current in of the current mirror Ritsubai injected into resistor 16 L.
すなわち、抵抗器16L に注入される電流Isおよびその温度に対する変化率δIsは、下式に示すように既述の電流IpおよびInと、既述の正数Nおよび電流ミラー率Mとの積和として与えられる。
Is=N・Ip+M・In ・・・(a)
δIs=N・δIp+M・δIn ・・・(b)
That is, the current Is and the rate of change δIs for the temperature is injected into the resistor 16 L is the product of the above-described current Ip and In, as shown in the following equation, a positive number N and a current mirror ratio M described above Given as sum.
Is = N · Ip + M · In (a)
δIs = N · δIp + M · δIn (b)
このように本実施形態によれば、既述のトランジスタ19p、19n(のコレクタ)のサイズ(電流Ip、In)、正数Nおよび電流ミラー率Mの値に応じて、温度に対する電流Isの変化率δIsの値は、負数だけではなく正数の所望の値に設定可能となる。 As described above, according to the present embodiment, the change in the current Is with respect to the temperature depends on the size (current Ip, In) of the transistors 19p and 19n (collectors thereof), the positive number N, and the current mirror ratio M. The value of the rate δIs can be set to a desired positive value as well as a negative number.
したがって、所望の温度係数は、その温度係数を単体で有する感温素子が得られない場合であっても、柔軟に精度よく実現される。 Therefore, the desired temperature coefficient is flexibly and accurately realized even when a temperature sensitive element having the temperature coefficient alone cannot be obtained.
また、本実施形態では、緩衝増幅部50は温度の上昇(低下)に応じて減少(増加)する電圧Vn(=Vne)によって直接駆動され、かつFET15は温度の上昇(低下)に応じて増加(減少)する電流Ipを一定に維持する演算増幅器17によって直接駆動され、これらの直接駆動の下で抵抗器16L に注入される電流の合成により温度が検知される。 In the present embodiment, the buffer amplifier 50 is directly driven by the voltage Vn (= Vne) that decreases (increases) in response to a temperature rise (decrease), and the FET 15 increases in response to a temperature rise (decrease). (reduction) is directly driven by the operational amplifier 17 to maintain the current Ip constant of the temperature is detected by the synthesis of current injected to the resistor 16 L under these direct drive.
したがって、温度の如何にかかわらず定常的に電流が流れることに起因する抵抗器16L の電圧降下が回避され、従来例に比べて、検知可能な温度の範囲の拡大が可能となる。 Therefore, the voltage drop across the resistor 16 L due to the current constantly flows regardless of the temperature can be avoided, as compared with the conventional example, it is possible to expand the range of detectable temperature.
さらに、抵抗器16L の電位V0 の最大値は、電源電圧と「FET15のソース−ドレイン間の電圧降下VDS(0.2ボルト≦VDS≦0.3ボルト)との差まで拡大されるため、温度に対する出力電圧の勾配を大きく確保できる。 Furthermore, the maximum value of the potential V 0 of the resistor 16 L is expanded to the difference between the power supply voltage and the “voltage drop V DS between the source and drain of the FET 15 (0.2 volts ≦ V DS ≦ 0.3 volts). Therefore, a large gradient of output voltage with respect to temperature can be secured.
[第二の実施形態]
図2は、本発明の第二の実施形態を示す図である。
以下では、図1に示す要素と構成および機能が同じ要素については、同じ符号を付与し、ここではその説明を省略する。
[Second Embodiment]
FIG. 2 is a diagram showing a second embodiment of the present invention.
In the following, elements having the same configuration and function as those shown in FIG. 1 are given the same reference numerals, and description thereof is omitted here.
本実施形態と図1に示す第一の実施形態との構成の相違点は、以下の点にある。
(1) 抵抗器16L に代えて、縦属接続された抵抗器16L1、16L2(抵抗値はそれぞれRL1、RL2である。)が備えられる。
(2) FET11のドレイン(電流ミラー回路60mnの出力)は、FET15のドレインとは分離され、上記抵抗器16L1、16L2の接続点に接続される。
The difference in configuration between the present embodiment and the first embodiment shown in FIG. 1 is as follows.
(1) Instead of the resistor 16 L , cascade-connected resistors 16 L1 and 16 L2 (resistance values are R L1 and R L2 , respectively) are provided.
(2) FET 11 (output of the current mirror circuit 60 mN) the drain of, is separated from the drain of the FET 15, is connected to a connection point of the resistors 16 L1, 16 L2.
以下、図2を参照して本実施形態の動作を説明する。
FET11(電流ミラー回路60mn)から供給される電流は、抵抗器16L2のみに注入されるため、抵抗器16L1、16L2に流れる電流Isおよびその温度に対する変化率δIsは、既述の式(a)、(b)ではなく、抵抗器16L1、16L2の分圧比r(=RL2/(RL1+RL2))に対して下式(c)、(d)で示される。
Is=N・Ip+M・r・In ・・・(c)
δIs=N・δI+M・r・δIn ・・・(d)
The operation of this embodiment will be described below with reference to FIG.
FET11 current supplied from the (current mirror circuit 60 mN) is to be injected only into the resistor 16 L2, the rate of change δIs against current Is and temperature flows through the resistor 16 L1, 16 L2 is the above formula ( Instead of a) and (b), the following expressions (c) and (d) are given for the voltage dividing ratio r (= R L2 / (R L1 + R L2 )) of the resistors 16 L1 and 16 L2 .
Is = N · Ip + M · r · In (c)
δIs = N · δI + M · r · δIn (d)
したがって、本実施形態によれば、電流Isおよびその変化率δIsは、既述のトランジスタ19p、19n(のコレクタ)のサイズ、正数Nおよび電流ミラー率Mの値だけではなく、上記分圧比rに応じて、負数または正数の所望の値に柔軟に設定でき、かつ既述の第一の実施形態と同様に、検知可能な温度の範囲と温度に対する出力電圧の勾配との何れもが従来例より大きく確保できる。 Therefore, according to the present embodiment, the current Is and the rate of change δIs are not only the values of the sizes of the transistors 19p and 19n (collector), the positive number N and the current mirror ratio M described above, but also the voltage dividing ratio r Accordingly, it is possible to flexibly set a negative value or a positive value to a desired value, and as in the first embodiment described above, both of the detectable temperature range and the gradient of the output voltage with respect to the temperature are conventional. It can be secured larger than the example.
[第三の実施形態]
図3は、本発明の第三の実施形態を示す図である。
以下では、図1に示す要素と構成および機能が同じ要素については、同じ符号を付与し、ここではその説明を省略する。
[Third embodiment]
FIG. 3 is a diagram showing a third embodiment of the present invention.
In the following, elements having the same configuration and function as those shown in FIG. 1 are given the same reference numerals, and description thereof is omitted here.
本実施形態と図1に示す第一の実施形態との構成の相違点は、FET14、15は、図3に二点鎖線枠で示すように電流ミラー回路60mpとして構成され、その電流ミラー回路60mpの電流ミラー率が所望の値N′に設定された点にある。 The difference between the present embodiment and the first embodiment shown in FIG. 1 is that the FETs 14 and 15 are configured as a current mirror circuit 60mp as indicated by a two-dot chain line in FIG. The current mirror ratio is set to a desired value N ′.
以下、図3を参照して本実施形態の動作を説明する。
電流ミラー回路60mp(FET15)から抵抗器16L に供給される電流Isと、その電流Isの温度に対する変化率δIsとは、既述の式(a)、(b)ではなく、上記電流ミラー率(=N′)に対する下式(e)、(f)で示される。
Is=N′・Ip+M・In ・・・(e)
δIs=N′・δIp+M・δIn ・・・(f)
The operation of this embodiment will be described below with reference to FIG.
A current Is supplied from the current mirror circuit 60mp (FET15) to resistor 16 L, the rate of change δIs respect to temperature of the current Is, aforementioned formula (a), rather than (b), the said current mirror ratio The following formulas (e) and (f) for (= N ′) are shown.
Is = N ′ · Ip + M · In (e)
δIs = N ′ · δIp + M · δIn (f)
したがって、本実施形態によれば、電流Isおよびその変化率δIsは、ミラー回路30mpの電流ミラー率(=′N)の値に応じて、負数または正数の所望の値に柔軟に設定でき、かつ既述の第一の実施形態と同様に、検知可能な温度の範囲と温度に対する出力電圧の勾配との何れも、従来例より大きく確保できる。 Therefore, according to the present embodiment, the current Is and its change rate δIs can be flexibly set to a desired negative or positive value according to the value of the current mirror ratio (= ′ N) of the mirror circuit 30mp, As in the first embodiment described above, both the detectable temperature range and the gradient of the output voltage with respect to the temperature can be ensured larger than the conventional example.
以下、既述の第一ないし第三の実施形態の原理を以下の参考文献1、2に基づいて定量的に説明する。
[参考文献1]Paul R Gray, Robert G. Meyer: “Analysis and Design of
Analog Integrated Circuits”, John Wiley & Sons, 1984.
[参考文献2]Behzad Razavi, “Design of Analog CMOS Integrated Circuits”, the McGraw-Hill
Companies
Hereinafter, the principle of the first to third embodiments described above will be described quantitatively based on the following references 1 and 2.
[Reference 1] Paul R Gray, Robert G. Meyer: “Analysis and Design of
Analog Integrated Circuits ”, John Wiley & Sons, 1984.
[Reference 2] Behzad Razavi, “Design of Analog CMOS Integrated Circuits”, the McGraw-Hill
Companies
バイポーラトランジスタのベース-エミッタ間電圧VBEの温度係数は、[参考文献1]
によれば、ボルツマン定数kと、絶対温度Tと、電子電荷qと、温度に依存しない定数E,Gと、0°K
におけるシリコンバンドギャップ電圧の推定値VG0と、VT(=kT/q)とに対して下式(1) で示されるように、負の値となる。
The temperature coefficient of the base-emitter voltage V BE of the bipolar transistor is [Reference 1].
The Boltzmann constant k, the absolute temperature T, the electron charge q, the temperature independent constants E and G, and 0 ° K.
As shown in the following formula (1), the silicon band gap voltage at V G0 and V T (= kT / q) are negative values.
また、同じ電流が流れる2つのバイポーラトランジスタ(上記第一ないし第三の実施形態では、面積比が1対Nであるトランジスタ19p、19nに該当する。)のコレクタ電圧の差ΔVBEは、[参考文献2]に掲載されるように、下式(2) で表される。
In addition, the collector voltage difference ΔV BE of two bipolar transistors through which the same current flows (corresponding to the transistors 19p and 19n having an area ratio of 1 to N in the first to third embodiments described above) As shown in Reference 2], it is expressed by the following formula (2).
したがって、既述の第一のないし第三の実施形態における電流Ip、Inは、上式(1)および(2)より、下式(3) で表される。
Therefore, the currents Ip and In in the first to third embodiments described above are expressed by the following expression (3) from the above expressions (1) and (2).
これらの電流Ip、Inが共に抵抗RL に流れることによって生じる電圧降下Vout は、下式(4) で表される。
T=T0 における傾きがAであると仮定すると、上式(4) より下式(5)、(6)が成立する。
A voltage drop V out generated when both of these currents Ip and In flow through the resistor RL is expressed by the following equation (4).
Assuming that the slope at T = T 0 is A, the following equations (5) and (6) are established from the above equation (4).
また、上式(4) に示す電圧降下Vout は、同式(4) に上式(6) を代入することにより導出される下式(7) で表される。
ここに、上式(7) の中括弧内は一般的なバンドギャップ参照電圧源回路を示し、かつほぼ一定の値となるため、温度傾斜A[V/℃]を持つ温度センサが構成できる。
The voltage drop V out shown in the above equation (4) is expressed by the following equation (7) derived by substituting the above equation (6) into the equation (4).
Here, the inside of the braces in the above equation (7) shows a general band gap reference voltage source circuit and has a substantially constant value, so that a temperature sensor having a temperature gradient A [V / ° C.] can be configured.
したがって、既述の第一ないし第三の実施形態は、上式(6)、(7)が共に成立する値に、トランジスタ19p、19n、16L
(16L1、16L2)の抵抗値Rp、Rn、RL
(RL1、RL2)の値が予め設定されることによって、所望のバイアス電圧および温度係数が実現される。
Accordingly, the first to third embodiments described above, the above equation (6), to a value which satisfies both the (7), the transistors 19p, 19n, 16 L
Resistance values Rp, Rn, R L of (16 L1 , 16 L2 )
By setting the values of (R L1 , R L2 ) in advance, a desired bias voltage and temperature coefficient are realized.
なお、上述した各実施形態では、上記電流Ip、In、正数N(N′)および電流ミラー率Mの値は、以下の何れに基づいて設定されてもよい。
(a) FET13、14のソースにそれぞれ印可される電圧(異なってもよい。)
(b) 抵抗器16pの抵抗値Rp
(c) 抵抗器16nの抵抗値Rn
In each of the embodiments described above, the values of the currents Ip, In, the positive number N (N ′), and the current mirror rate M may be set based on any of the following.
(a) Voltage applied to the sources of the FETs 13 and 14 (may be different)
(b) Resistance value Rp of the resistor 16p
(c) Resistance value Rn of resistor 16n
また、上述した各実施形態では、温度係数が所望の異なる値に設定されるならば、トランジスタ19p、19nは、以下の何れの形態により、あるいはこれらの形態の全てまたは一部の組み合わせとして構成されてもよい。
(A) 縦属接続された、かつ互いに異なる数のトランジスタ(ダーリントン接続され、あるいはPNP型とNPN型とが混在してもよい。)またはダイオードによる代替
(B) 並列に接続され、かつ互いに異なる数のトランジスタ(ダーリントン接続され、あるいはPNP型とNPN型とが混在してもよい。)またはダイオードによる代替
(C) 巣へ手または一部のトランジスタが接地されない。
Further, in each of the above-described embodiments, if the temperature coefficient is set to a desired different value, the transistors 19p and 19n are configured in any of the following forms or a combination of all or part of these forms. May be.
(A) Substitution with different number of transistors connected in series and connected to each other (Darlington connection or PNP type and NPN type may be mixed) or diode
(B) Replacement by transistors connected in parallel and different in number (Darlington connection or PNP type and NPN type may be mixed) or diode
(C) Your hand or some transistors are not grounded to the nest.
さらに、上述した各実施形態では、既述の電流Ip、In、正数N(N′)、電流ミラー率Mと、センサ30p、30nの構成とは、何れも一定でなくてもよく、例えば、外部から与えられる要求に応じて、上記(a)〜(c)、(A)〜(C)の何れか、またはこれらの任意の組み合わせに適宜変更されてもよい。 Furthermore, in each of the above-described embodiments, the currents Ip and In, the positive number N (N ′), the current mirror ratio M, and the configurations of the sensors 30p and 30n may not be constant. Depending on the request given from the outside, any of the above (a) to (c), (A) to (C), or any combination thereof may be appropriately changed.
また、このような変更は、例えば、本実施形態が適用された集積回路が稼働すべき装置やシステムの機能、性能、構成、動作モード、環境条件その他の何れに基づいて行われてもよい。 Such a change may be made based on any of the function, performance, configuration, operation mode, environmental conditions, and the like of an apparatus or system on which the integrated circuit to which the present embodiment is applied should operate.
さらに、上述した各実施形態では、センサ30p、30nには、電流源40によって共通の電圧で電力が供給されている。
しかし、このような電力は、例えば、電流源40と構成が異なる電流源や電圧源によって供給されてもよい。
Further, in each of the embodiments described above, power is supplied to the sensors 30p and 30n by the current source 40 at a common voltage.
However, such electric power may be supplied by a current source or a voltage source having a configuration different from that of the current source 40, for example.
また、上述した各実施形態では、FET15のソース−ドレイン間の抵抗値は、上記電流源40に備えられた演算増幅器17によって可変されている。
しかし、このようなFET15のソース−ドレイン間の抵抗値は、トランジスタ19pのエミッタの電位Vpeに応じて直接可変され、その電位Vpeが低い(高い)ほど小さな(大きな)値に設定されてもよい。
In each embodiment described above, the resistance value between the source and drain of the FET 15 is varied by the operational amplifier 17 provided in the current source 40.
However, the resistance value between the source and the drain of the FET 15 is directly variable according to the potential Vpe of the emitter of the transistor 19p, and may be set to a smaller (larger) value as the potential Vpe is lower (higher). .
さらに、上述した各実施形態では、電流加算部60によって行われる電流加算の処理は、検知可能な温度の範囲の拡大と、温度に対する出力電圧の勾配の確保とが十分に達成されるならば、電圧加算その他の如何なる加算処理で代替されてもよい。 Further, in each of the above-described embodiments, if the current addition processing performed by the current addition unit 60 sufficiently achieves expansion of the detectable temperature range and securing of the output voltage gradient with respect to temperature, Any addition processing such as voltage addition may be substituted.
また、上述した各実施形態では、センサ30p、30nの実効的な温度係数は、符号が互いに異なる値に設定されているが、これらの温度係数は、出力端に得られる電圧の温度に対する勾配が既述の正数N(N′)、電流ミラー率Mに応じて所望の値に設定されるならば、共に同じ符号の値に設定されてもよい。 In each of the above-described embodiments, the effective temperature coefficients of the sensors 30p and 30n are set to values having different signs, but these temperature coefficients have a gradient with respect to the temperature of the voltage obtained at the output terminal. If they are set to desired values according to the positive number N (N ′) and the current mirror ratio M, both of them may be set to the same sign value.
さらに、上述した各実施形態では、2つのセンサ30p、30nの実効的な温度係数が重み付き加算されることにより所望の温度係数が得られている。
しかし、このような所望の温度係数は、例えば、3つ以上のセンサの実効的な温度係数(符号および絶対値は不問)が好適な重み付けの下で加算されることによって得られてもよい。
Furthermore, in each of the above-described embodiments, a desired temperature coefficient is obtained by weighted addition of the effective temperature coefficients of the two sensors 30p and 30n.
However, such a desired temperature coefficient may be obtained, for example, by adding effective temperature coefficients of three or more sensors (regardless of sign and absolute value) under suitable weighting.
また、上述した各実施形態では、センサ30p、30nでは、トランジスタ19p、19nのエミッタ−ベース間に形成されたPNジャンクションが感温素子として用いられている。
しかし、これらの感温素子は、IC基板上に形成されるならば、ダイオードその他の如何なる素子で代替されてもよい。
In each of the embodiments described above, in the sensors 30p and 30n, a PN junction formed between the emitter and base of the transistors 19p and 19n is used as a temperature sensitive element.
However, these temperature-sensitive elements may be replaced with diodes or any other elements as long as they are formed on the IC substrate.
さらに、本発明は、複数の感温素子の温度に応じた特性を所定の重み付けによる積和として所望の温度係数が得られるならば、図1ないし図3に記載された構成に限定されず、例えば、温度に応じて静電容量、リアクタンス、インピーダンスその他の物理量が変化する素子や回路でセンサ30p、30nが代替され、これらの物理量の値あるいは換算値の重み付き積和として同様の温度係数を得ることができる如何なる回路として構成されてもよい。 Furthermore, the present invention is not limited to the configuration described in FIGS. 1 to 3 as long as a desired temperature coefficient can be obtained by multiplying the characteristics according to the temperature of the plurality of temperature sensing elements by a predetermined weight. For example, the sensors 30p and 30n are replaced with elements or circuits whose capacitance, reactance, impedance, or other physical quantities change according to temperature, and the same temperature coefficient is used as a weighted product sum of these physical quantities or converted values. It may be configured as any circuit that can be obtained.
また、本発明は、上述した実施形態に限定されず、本発明の範囲において多様な実施形態の構成が可能であり、構成要素の全てまたは一部に如何なる改良が施されてもよい。 Further, the present invention is not limited to the above-described embodiments, and various configurations of the embodiments are possible within the scope of the present invention, and any improvements may be made to all or some of the components.
以下、本願に開示された発明を整理し、「特許請求の範囲」および「課題を解決するための手段」の欄の記載に準じた様式により列記する。 Hereinafter, the inventions disclosed in the present application will be organized and listed in a format according to the descriptions in the “Claims” and “Means for Solving the Problems” columns.
[請求項6] 請求項2に記載の温度センサ回路において、
前記合成検知回路は、
前記複数pの感温素子に個別に対応する電流ミラー回路の出力を前記電流加算の対象とし、
前記複数pの重みは、複数pの感温素子に個別に対応する電流ミラー回路の電流ミラー比として設定された
ことを特徴とする温度センサ回路。
[Claim 6] In the temperature sensor circuit according to claim 2,
The synthesis detection circuit includes:
The output of the current mirror circuit individually corresponding to the plurality of p temperature sensing elements is the target of the current addition,
The weight of the plurality of p is set as a current mirror ratio of a current mirror circuit individually corresponding to the plurality of p temperature sensing elements.
このような構成の温度センサ回路では、請求項2に記載の温度センサ回路において、前記合成検知回路は、前記複数pの感温素子に個別に対応する電流ミラー回路の出力を前記電流加算の対象とする。前記複数pの重みは、複数pの感温素子に個別に対応する電流ミラー回路の電流ミラー比として設定される。 In the temperature sensor circuit having such a configuration, in the temperature sensor circuit according to claim 2, the composite detection circuit is configured to apply an output of a current mirror circuit individually corresponding to the plurality of p temperature sensing elements to the current addition target. And The plurality of p weights are set as current mirror ratios of current mirror circuits individually corresponding to the plurality of p temperature sensitive elements.
すなわち、総合的な温度係数に相当する積和に反映される複数pの重みは、電圧としては与えられず、かつ抵抗負荷型の回路に比べて電源電圧による利得の制限が生じ難い電流ミラー回路の構成によって設定される。 That is, the current mirror circuit in which the weights of a plurality of p reflected in the sum of products corresponding to the overall temperature coefficient are not given as a voltage and the gain is not limited by the power supply voltage as compared with the resistance load type circuit. It is set by the configuration of
したがって、回路の構成が複雑化することなく、所望の温度範囲、精度、感度および温度係数による温度の検知が可能となる。 Therefore, it is possible to detect the temperature based on a desired temperature range, accuracy, sensitivity, and temperature coefficient without complicating the circuit configuration.
[請求項7] 請求項5に記載の温度センサ回路において、
前記複数pの感温素子毎に、前記異なる個数ずつ並列に接続されるべきダイオードまたはトランジスタの個数または組み合わせを外部から与えられる要求に応じて可変する制御手段を有する
ことを特徴とする温度センサ回路。
[Claim 7] In the temperature sensor circuit according to claim 5,
A temperature sensor circuit comprising: a control means for varying the number or combination of the different number of diodes or transistors to be connected in parallel for each of the plurality of p temperature sensing elements according to a request given from the outside. .
このような構成の温度センサ回路では、請求項5に記載の温度センサ回路において、制御手段は、前記複数pの感温素子毎に、前記異なる個数ずつ並列に接続されるべきダイオードまたはトランジスタの個数または組み合わせを外部から与えられる要求に応じて可変する。 In the temperature sensor circuit having such a configuration, in the temperature sensor circuit according to claim 5, the control means includes a number of diodes or transistors to be connected in parallel for each of the plurality of p temperature-sensitive elements. Alternatively, the combination is varied according to a request given from the outside.
すなわち、検知されるべき温度の範囲に併せて、その検知が実現されるべき温度係数および感度等の変更が可能となる。 That is, it is possible to change the temperature coefficient and sensitivity at which the detection is to be realized, together with the temperature range to be detected.
したがって、本発明に係る温度センサ回路は、その温度センサ回路の配下で作動する回路の構成や稼働状況と、多様な環境条件とにおける温度の検知を柔軟に実現することができる。 Therefore, the temperature sensor circuit according to the present invention can flexibly realize the temperature detection in various environmental conditions and the configuration and operation status of the circuit operating under the temperature sensor circuit.
11,12,13,14,15,20 FET
16n,16p,16L ,16L1,16L2 抵抗器
17,18 演算増幅器
19n,19p トランジスタ
30n,30p センサ
40 電流源
50 緩衝増幅部
60 電流加算部
60mn,60mp 電流ミラー回路
11, 12, 13, 14, 15, 20 FET
16n, 16p, 16 L, 16 L1, 16 L2 resistors 17 and 18 operational amplifier 19n, 19p transistors 30n, 30p sensor 40 current source 50 buffer amplifier 60 current adding unit 60mn, 60mp current mirror circuit
Claims (5)
前記複数pの感温素子に個別に流れる電流、またはこれらの電流の換算値と、前記複数pの感温素子に個別に対応した複数pの重みとの積和として温度を検知する合成検知回路と
を備えたことを特徴とする温度センサ回路。 A plurality of p temperature sensing elements having different temperature coefficients;
A combined detection circuit that detects the temperature as a sum of products of currents individually flowing through the plurality of p temperature sensing elements or a converted value of these currents and a plurality of p weights individually corresponding to the plurality of p temperature sensing elements. And a temperature sensor circuit comprising:
前記複数pの感温素子は、
一端が個別に接地され、
前記合成検知回路は、
電流加算により前記積和を求める
ことを特徴とする温度センサ回路。 The temperature sensor circuit according to claim 1,
The plural p temperature sensing elements are:
One end is grounded individually,
The synthesis detection circuit includes:
A temperature sensor circuit characterized in that the sum of products is obtained by current addition.
前記複数pの重みの一部は、
残りの重みとは符号が異なる
ことを特徴とする温度センサ回路。 The temperature sensor circuit according to claim 1 or 2,
Some of the weights of the plurality p are
A temperature sensor circuit characterized by a different sign from the remaining weights.
前記複数pの感温素子は、
サイズが異なるダイオードまたはトランジスタとして構成された
ことを特徴とする温度センサ回路。 The temperature sensor circuit according to any one of claims 1 to 3,
The plural p temperature sensing elements are:
A temperature sensor circuit that is configured as a diode or transistor of different sizes.
前記複数pの感温素子は、
異なる個数ずつ並列に接続されたダイオードまたはトランジスタの組み合わせとして構成された
ことを特徴とする温度センサ回路。 The temperature sensor circuit according to any one of claims 1 to 3,
The plural p temperature sensing elements are:
A temperature sensor circuit comprising a combination of different numbers of diodes or transistors connected in parallel.
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