JP2011182544A

JP2011182544A - Overheat protection device

Info

Publication number: JP2011182544A
Application number: JP2010043942A
Authority: JP
Inventors: Keisuke Ueda; 圭祐上田; Akinori Maruyama; 晃則丸山; Yoshihide Nakamura; 吉秀中村; Yoshinori Ikuta; 宜範生田
Original assignee: Yazaki Corp
Current assignee: Yazaki Corp
Priority date: 2010-03-01
Filing date: 2010-03-01
Publication date: 2011-09-15
Anticipated expiration: 2030-03-01
Also published as: JP5097229B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an overheat protection device for highly precisely obtaining a temperature of a wire without performing a square arithmetic operation by a microcomputer or the like. <P>SOLUTION: When voltage Vis exceeds a triangular wave signal s1, sense current Is is outputted to a heat equivalence circuit 13 and charges corresponding to a current value and a time period during which current flows is accumulated in a capacitor Cth of the heat equivalence circuit 13. When the voltage Vis becomes n-times, the time when the voltage Vis exceeds the triangular signal s1 becomes n-times. Thus, the charges accumulated in the capacitor Cth becomes a magnitude proportional to the square of the sense current Is. Voltage (VT) occurring in the heat equivalence circuit becomes a magnitude proportional to the square of load current IL and it can be regarded as an estimated temperature of a load/wire circuit 16. Thus, the temperature of the load/wire circuit 16 can be estimated without using the microcomputer for square arithmetic operation. <P>COPYRIGHT: (C)2011,JPO&INPIT

Description

本発明は、負荷回路に過電流が流れた際に、該負荷回路の電線、負荷、及び電子スイッチ等を過熱から保護する過熱保護装置に関する。 The present invention relates to an overheat protection device that protects an electric wire, a load, an electronic switch, and the like of an overcurrent when an overcurrent flows through the load circuit.

例えば、車両に搭載されるモータ、ランプ等の負荷は、半導体素子等の電子スイッチを介してバッテリに接続され、該電子スイッチのオン、オフを制御することにより、負荷を駆動させ、且つ停止させるようにしている。また、負荷回路にショート故障等が発生して負荷に過電流が流れると、負荷、及び該負荷を接続するための電線が過熱するので、電線が許容温度に達する前に電子スイッチを遮断して、電線及びその他の電子部品を過熱から保護する必要がある。 For example, a load such as a motor or a lamp mounted on a vehicle is connected to a battery via an electronic switch such as a semiconductor element, and the load is driven and stopped by controlling on / off of the electronic switch. I am doing so. Also, if an overcurrent flows through the load circuit due to a short circuit failure, etc., the load and the wires that connect the load will overheat, so shut off the electronic switch before the wires reach the allowable temperature. Need to protect wires and other electronic components from overheating.

そこで、従来より、例えば特開２００９−１４２１４６号公報（特許文献１）に記載された過熱保護装置が提案されている。該特許文献１では、電線に発生するジュール熱が電線に流れる電流値の２乗に比例することから、負荷電流に比例する電流を検出し、この検出電流（＝Ｉｐとする）を乗算部で２乗演算することにより「Ｉｐ^２」を求め、この「Ｉｐ^２」を用いて、電線温度を求める方式を採用している。 Therefore, conventionally, an overheat protection device described in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2009-142146 (Patent Document 1) has been proposed. In Patent Document 1, since the Joule heat generated in the electric wire is proportional to the square of the current value flowing in the electric wire, a current proportional to the load current is detected, and this detection current (= Ip) is detected by the multiplication unit. A method of obtaining “Ip ² ” by square calculation and obtaining the wire temperature using this “Ip ² ” is adopted.

特開２００９−１４２１４６号公報JP 2009-142146 A

しかしながら、上述した特許文献１に開示された従来例では、検出電流Ｉｐを２乗する演算処理が必要になるため、検出電流Ｉｐをマイコンに取り込んで２乗演算の処理を行っており、装置が大規模化し且つコストアップを招くという問題が発生していた。 However, in the conventional example disclosed in Patent Document 1 described above, calculation processing for squaring the detection current Ip is required, so the detection current Ip is taken into the microcomputer and square calculation processing is performed. There has been a problem of increasing the scale and increasing the cost.

本発明は、このような従来の課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、マイコン等で２乗演算処理を実行することなく、電線の温度を高精度に求めることが可能な過熱保護装置を提供することにある。 The present invention has been made in order to solve such a conventional problem, and an object of the present invention is to obtain the temperature of the electric wire with high accuracy without executing a square calculation process by a microcomputer or the like. It is to provide an overheat protection device capable of performing the above.

上記目的を達成するため、本願請求項１に記載の発明は、負荷に接続される電線を過熱から保護する過熱保護装置において、負荷電流に比例した大きさの第１信号（Ｖis）と、周期的に変化する第２信号（ｓ１）とを比較する比較手段と、電流値及び電流が流れた時間に応じた電荷を蓄積し、且つ電流が停止した場合には時間経過に伴って前記蓄積した電荷を放電する熱等価回路と、前記第１信号が前記第２信号を上回った場合に、前記負荷電流に比例する大きさの電流（Ｉｓ）を前記熱等価回路に供給するスイッチング手段（２１）と、前記熱等価回路に生じる第１電圧（ＶT）と所定の閾値電圧（Ｖth）を比較し、前記第１電圧が前記閾値電圧を上回った場合に、前記負荷への電力供給を停止する過熱遮断手段と、を備え、前記第２信号は、前記第１信号の大きさがｎ倍となった際に、該第１信号が第２信号を上回る時間がｎ倍となる周期波形とされたことを特徴とする。 In order to achieve the above object, according to the first aspect of the present invention, there is provided an overheat protection device for protecting an electric wire connected to a load from overheating, a first signal (Vis) having a magnitude proportional to the load current, and a cycle. A comparison means for comparing the second signal (s1) that changes with time, and a charge corresponding to the current value and the time when the current flows, and if the current stops, the charge is accumulated as time passes. A thermal equivalent circuit for discharging electric charge and a switching means (21) for supplying a current (Is) having a magnitude proportional to the load current to the thermal equivalent circuit when the first signal exceeds the second signal. And a first voltage (VT) generated in the thermal equivalent circuit and a predetermined threshold voltage (Vth), and when the first voltage exceeds the threshold voltage, overheating that stops power supply to the load Blocking means, and the second signal is When the magnitude of the first signal becomes n times, the time the first signal exceeds a second signal is characterized in that it is a periodic waveform comprising n times.

請求項２に記載の発明は、前記第２信号は、周期的に変化する三角波信号であることを特徴とする。 The invention according to claim 2 is characterized in that the second signal is a triangular wave signal that periodically changes.

請求項３に記載の発明は、前記熱等価回路は、コンデンサ（Ｃth）と抵抗（Ｒth）の並列接続回路であり、この並列接続回路の一端（点ｐ２）が前記スイッチング手段の出力端に接続され、他端がグランドに接続されることを特徴とする。 According to a third aspect of the present invention, the thermal equivalent circuit is a parallel connection circuit of a capacitor (Cth) and a resistor (Rth), and one end (point p2) of the parallel connection circuit is connected to the output end of the switching means. The other end is connected to the ground.

請求項１の発明では、第１信号が第２信号を上回った場合に、負荷電流に比例する大きさの電流（Ｉｓ）を熱等価回路に出力するので、該熱等価回路には、電流値及び電流が流れた時間に応じた電荷が蓄積されることになる。また、第１信号がｎ倍となった場合には、第１信号が第２信号を上回る時間がｎ倍となるので、熱等価回路に蓄積される電荷は、電流Ｉｓの２乗に比例する大きさとなる。従って、熱等価回路に生じる電圧（ＶT）は、負荷電流の２乗に比例する大きさとなり、負荷に発生する推定熱量と見なすことができるので、この推定熱量を用いて負荷、及び電線の過熱状態を監視することができる。この際、２乗演算を行うためにマイコン等の演算回路を用いないので、回路構成を簡素化し、コストダウンを図ることができる。 In the first aspect of the invention, when the first signal exceeds the second signal, a current (Is) having a magnitude proportional to the load current is output to the heat equivalent circuit. In addition, charges corresponding to the time when the current flows are accumulated. Further, when the first signal is multiplied by n, the time during which the first signal exceeds the second signal is multiplied by n, so that the charge accumulated in the thermal equivalent circuit is proportional to the square of the current Is. It becomes size. Therefore, the voltage (VT) generated in the heat equivalent circuit has a magnitude proportional to the square of the load current, and can be regarded as an estimated amount of heat generated in the load. The status can be monitored. At this time, since an arithmetic circuit such as a microcomputer is not used to perform the square calculation, the circuit configuration can be simplified and the cost can be reduced.

請求項２の発明では、第２信号として三角波信号を用いるので、第１信号と第２信号の比較を容易に行うことができ、装置構成をより一層簡素化することができる。 In the invention of claim 2, since the triangular wave signal is used as the second signal, the first signal and the second signal can be easily compared, and the device configuration can be further simplified.

請求項３の発明では、熱等価回路をコンデンサと抵抗の並列接続回路で構成するので、負荷、及び電線の発熱量を高精度に模擬することができる。 In the invention of claim 3, since the thermal equivalent circuit is constituted by a parallel connection circuit of a capacitor and a resistor, the heat generation amount of the load and the electric wire can be simulated with high accuracy.

本発明の一実施形態に係る過熱保護装置の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram showing the composition of the overheat protection device concerning one embodiment of the present invention. 本発明の一実施形態に係る過熱保護装置で用いられる三角波信号と電圧Ｖisとの比較によりオン時間ｔisが決定する様子を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows a mode that ON time tis is determined by the comparison with the triangular wave signal and voltage Vis which are used with the overheat protection apparatus which concerns on one Embodiment of this invention. 本発明の一実施形態に係る過熱保護装置において、通常電流が流れているときの各電流の変化を示すタイミングチャートである。5 is a timing chart showing changes in currents when a normal current flows in the overheat protection device according to the embodiment of the present invention. 本発明の一実施形態に係る過熱保護装置において、過電流が流れているときの各電流の変化を示すタイミングチャートである。4 is a timing chart showing changes in currents when an overcurrent flows in the overheat protection device according to the embodiment of the present invention. 本発明の一実施形態に係る過熱保護装置において、負荷電流ＩＬの変化に対する、センス電流Ｉｓの変化、スイッチング回路の出力電流の変化、及び電圧ＶTの変化を示すタイミングチャートである。4 is a timing chart showing a change in sense current Is, a change in output current of a switching circuit, and a change in voltage VT with respect to a change in load current IL in the overheat protection device according to one embodiment of the present invention. 本発明の一実施形態に係る過熱保護装置で用いられる熱等価回路を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the thermal equivalent circuit used with the overheat protection apparatus which concerns on one Embodiment of this invention. 本発明の一実施形態に係る過熱保護装置において、電圧Ｖisの変化に対するコンデンサＣthの蓄積電荷の変化を示す特性図である。In the overheat protection device according to one embodiment of the present invention, it is a characteristic diagram showing a change in the accumulated charge of the capacitor Cth with respect to the change in voltage Vis.

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.

［実施形態の構成説明］
図１は、本発明の一実施形態に係る過熱保護装置、及び該過熱保護装置が取り付けられる負荷駆動回路の構成を示す回路図である。 [Description of Embodiment Configuration]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of an overheat protection device according to an embodiment of the present invention and a load drive circuit to which the overheat protection device is attached.

図１に示す負荷駆動回路は、バッテリＶＢ、マルチソースＦＥＴ（Ｑ１）、及び負荷・電線回路１６を備えており、バッテリＶＢの出力端子はマルチソースＦＥＴ（Ｑ１）のドレインに接続されている。マルチソースＦＥＴ（Ｑ１）は、メインＦＥＴ（Ｑ1a）及びセンスＦＥＴ（Ｑ1b）を備えており、このうちメインＦＥＴ（Ｑ1a）のソースは、負荷・電線回路１６の一端に接続され、この他端がグランドに接続されている。また、センスＦＥＴ（Ｑ1b）のソースは、ＦＥＴ（Ｑ２）、及び抵抗Ｒisを介してグランドに接続されている。 The load drive circuit shown in FIG. 1 includes a battery VB, a multi-source FET (Q1), and a load / wire circuit 16. The output terminal of the battery VB is connected to the drain of the multi-source FET (Q1). The multi-source FET (Q1) includes a main FET (Q1a) and a sense FET (Q1b). Of these, the source of the main FET (Q1a) is connected to one end of the load / wire circuit 16, and the other end is connected. Connected to ground. The source of the sense FET (Q1b) is connected to the ground via the FET (Q2) and the resistor Ris.

更に、マルチソースＦＥＴ（Ｑ１）のゲート（メインＦＥＴ（Ｑ1a）及びセンスＦＥＴ（Ｑ1b）の共通のゲート）は、制御回路１１の出力端子に接続されている。従って、制御回路１１より出力される駆動信号により、マルチソースＦＥＴ（Ｑ１）のオン、オフが制御され、負荷・電線回路１６の駆動、停止が制御される。 Further, the gate of the multi-source FET (Q1) (the common gate of the main FET (Q1a) and the sense FET (Q1b)) is connected to the output terminal of the control circuit 11. Therefore, on / off of the multi-source FET (Q1) is controlled by the drive signal output from the control circuit 11, and the driving / stopping of the load / wire circuit 16 is controlled.

メインＦＥＴ（Ｑ1a）のソースは、増幅器ＡＭＰ１のマイナス側入力端子に接続され、このプラス側入力端子は、センスＦＥＴ（Ｑ1ｂ）のソースに接続され、出力端子は、ＦＥＴ（Ｑ２）のゲートに接続されている。従って、メインＦＥＴ（Ｑ1a）のソース電圧と、センスＦＥＴ（Ｑ1b）のソース電圧が等しくなるように、ＦＥＴ（Ｑ２）に流れるセンス電流Ｉｓが制御されるので、該センス電流Ｉｓは負荷・電線回路１６に流れる負荷電流ＩＬに比例した大きさの電流となる。例えば、センスＦＥＴ（Ｑ1b）とメインＦＥＴ（Ｑ1a）のセンス比（「チャンネル比」ともいう）が１／１０００である場合には、センス電流Ｉｓは負荷電流ＩＬの１／１０００の電流となる。 The source of the main FET (Q1a) is connected to the negative input terminal of the amplifier AMP1, the positive input terminal is connected to the source of the sense FET (Q1b), and the output terminal is connected to the gate of the FET (Q2). Has been. Accordingly, the sense current Is flowing through the FET (Q2) is controlled so that the source voltage of the main FET (Q1a) is equal to the source voltage of the sense FET (Q1b). 16 is a current proportional to the load current IL flowing through the circuit 16. For example, when the sense ratio (also referred to as “channel ratio”) of the sense FET (Q1b) and the main FET (Q1a) is 1/1000, the sense current Is is 1/1000 of the load current IL.

また、ＦＥＴ（Ｑ２）と抵抗Ｒisとの間には、カレントミラー回路２３が設けられ、該カレントミラー回路２３の出力端子はスイッチング回路（スイッチング手段）２１に接続されている。 A current mirror circuit 23 is provided between the FET (Q2) and the resistor Ris, and an output terminal of the current mirror circuit 23 is connected to a switching circuit (switching means) 21.

カレントミラー回路２３は、抵抗Ｒisに流れるセンス電流Ｉｓと同一、或いは比例した電流を生成してスイッチング回路２１に出力する。本実施形態では、カレントミラー回路２３より出力される電流は、センス電流Ｉｓ（つまり、同一）であるものとする。 The current mirror circuit 23 generates a current that is the same as or proportional to the sense current Is flowing through the resistor Ris and outputs the current to the switching circuit 21. In the present embodiment, it is assumed that the current output from the current mirror circuit 23 is the sense current Is (that is, the same).

ここで、センスＦＥＴ（Ｑ1b）と、増幅器ＡＭＰ１と、ＦＥＴ（Ｑ２）と、カレントミラー回路２３、及び抵抗Ｒisにより、電流センサ回路１５が構成されている。 Here, the current sensor circuit 15 is configured by the sense FET (Q1b), the amplifier AMP1, the FET (Q2), the current mirror circuit 23, and the resistor Ris.

また、抵抗Ｒisの一端（点ｐ１）は第１比較器ＣＭＰ１のプラス側入力端子に接続され、この第１比較器ＣＭＰ１のマイナス側入力端子には三角波発生器２２が接続されている。更に、第１比較器ＣＭＰ１の出力端子はスイッチング回路２１に接続されている。従って、第１比較器ＣＭＰ１は、点ｐ１に生じる電圧Ｖis（第１信号）が三角波発生器２２より出力される三角波信号（第２信号）よりも大きい場合にはＨレベルの信号を出力し、電圧Ｖisが三角波信号よりも小さい場合にはＬレベルの信号を出力する。 One end (point p1) of the resistor Ris is connected to the plus side input terminal of the first comparator CMP1, and the triangular wave generator 22 is connected to the minus side input terminal of the first comparator CMP1. Further, the output terminal of the first comparator CMP1 is connected to the switching circuit 21. Therefore, the first comparator CMP1 outputs an H level signal when the voltage Vis (first signal) generated at the point p1 is larger than the triangular wave signal (second signal) output from the triangular wave generator 22. When the voltage Vis is smaller than the triangular wave signal, an L level signal is output.

スイッチング回路２１は、第１比較器ＣＭＰ１の出力信号がＨレベルのときにオンとなってカレントミラー回路２３より供給されるセンス電流Ｉｓを後段の熱等価回路１３側に流し、第１比較器ＣＭＰ１の出力信号がＬレベルのときにオフとなって、センス電流Ｉｓを遮断する。 The switching circuit 21 is turned on when the output signal of the first comparator CMP1 is at the H level, and causes the sense current Is supplied from the current mirror circuit 23 to flow to the thermal equivalent circuit 13 side in the subsequent stage, and the first comparator CMP1. Is turned off when the output signal is at the L level, and the sense current Is is cut off.

ここで、スイッチング回路２１と、第１比較器ＣＭＰ１、及び三角波発生器２２とで、熱量調整回路１４が構成される。更に、該熱量調整回路１４の後段側には熱等価回路１３、及び過熱判定回路１２が設けられている。 Here, the switching circuit 21, the first comparator CMP <b> 1, and the triangular wave generator 22 constitute a heat amount adjustment circuit 14. Further, a heat equivalent circuit 13 and an overheat determination circuit 12 are provided on the rear stage side of the heat quantity adjustment circuit 14.

熱等価回路１３は、コンデンサＣthと抵抗Ｒthの並列接続回路を備えており、この並列接続回路の一端（点ｐ２）はスイッチング回路２１の出力端子に接続され、他端はグランドに接続されている。また、コンデンサＣthは、負荷・電線回路１６の熱容量を模擬した大きさの静電容量に設定されており、抵抗Ｒthは負荷・電線回路１６の熱抵抗を模擬した大きさの抵抗値に設定されている。従って、点ｐ２に発生する電圧ＶT（第１電圧）は、負荷・電線回路１６の推定温度に対応する電圧値になると言える。なお、この詳細については後述する。 The thermal equivalent circuit 13 includes a parallel connection circuit of a capacitor Cth and a resistor Rth. One end (point p2) of the parallel connection circuit is connected to the output terminal of the switching circuit 21, and the other end is connected to the ground. . The capacitor Cth is set to a capacitance that simulates the heat capacity of the load / wire circuit 16, and the resistance Rth is set to a resistance value that simulates the heat resistance of the load / wire circuit 16. ing. Therefore, it can be said that the voltage VT (first voltage) generated at the point p2 becomes a voltage value corresponding to the estimated temperature of the load / wire circuit 16. Details of this will be described later.

過熱判定回路１２は、第２比較器ＣＭＰ２と、閾値電圧Ｖthを発生する電源を備えており、第２比較器ＣＭＰ２のプラス側入力端子には点ｐ２に生じる電圧ＶTが供給され、マイナス側入力端子には閾値電圧Ｖthが供給される。従って、点ｐ２に生じる電圧（コンデンサＣthに蓄積される電圧）ＶTが閾値電圧Ｖthを上回った場合に、第２比較器ＣＭＰ２の出力信号がＨレベル（遮断信号）となる。 The overheat determination circuit 12 includes a second comparator CMP2 and a power source that generates a threshold voltage Vth. The voltage VT generated at the point p2 is supplied to the plus side input terminal of the second comparator CMP2, and the minus side input. A threshold voltage Vth is supplied to the terminal. Accordingly, when the voltage (voltage accumulated in the capacitor Cth) VT generated at the point p2 exceeds the threshold voltage Vth, the output signal of the second comparator CMP2 becomes H level (cutoff signal).

制御回路１１は、図示省略のチャージポンプや駆動回路を備えており、負荷の駆動指令信号が入力された際に、マルチソースＦＥＴ（Ｑ１）のゲートに駆動信号を出力する。更に、第２比較器ＣＭＰ２よりＨレベル信号（遮断信号）が出力された場合には、マルチソースＦＥＴ（Ｑ１）をオフとして、負荷駆動回路を遮断する。即ち、制御回路１１は、熱等価回路１３に生じる電圧（ＶT）と所定の閾値電圧（Ｖth）を比較し、電圧ＶTが閾値電圧Ｖthを上回った場合に、負荷への電力供給を停止する過熱遮断手段としての機能を備える。 The control circuit 11 includes a charge pump and a drive circuit (not shown), and outputs a drive signal to the gate of the multi-source FET (Q1) when a load drive command signal is input. Further, when an H level signal (cutoff signal) is output from the second comparator CMP2, the multi-source FET (Q1) is turned off to cut off the load drive circuit. That is, the control circuit 11 compares the voltage (VT) generated in the thermal equivalent circuit 13 with a predetermined threshold voltage (Vth), and when the voltage VT exceeds the threshold voltage Vth, the control circuit 11 overheats to stop supplying power to the load. A function as a blocking means is provided.

［負荷・電線回路の推定熱量ＶTの説明］
以下、点ｐ２に発生する電圧ＶTが、負荷・電線回路１６の推定熱量ＶTに対応することについて説明する。まず、点ｐ１に発生する電圧Ｖis（第１信号）の変化と、熱量調整回路１４に設けられた第１比較器ＣＭＰ１の出力信号との関係について説明する。図２は、三角波発生器２２より出力される三角波信号ｓ１の波形を示す説明図であり、周期がＴ０、最大値Ｖis_max、最小値０、勾配が＋４５°、−４５°で交互に変化する周期波形となっている。従って、点ｐ１の電圧Ｖisと三角波信号ｓ１を比較した場合に、電圧Ｖisが三角波信号ｓ１を上回る時間ｔis（ＣＭＰ１の出力信号がＨレベルとなる時間）は、電圧Ｖisに比例することになる。数式で示すと、下記（１）式が成立する。 [Explanation of estimated heat quantity VT of load / cable circuit]
Hereinafter, the fact that the voltage VT generated at the point p2 corresponds to the estimated heat quantity VT of the load / wire circuit 16 will be described. First, the relationship between the change in the voltage Vis (first signal) generated at the point p1 and the output signal of the first comparator CMP1 provided in the heat quantity adjustment circuit 14 will be described. FIG. 2 is an explanatory diagram showing the waveform of the triangular wave signal s1 output from the triangular wave generator 22, and the period alternately changes with a period of T0, a maximum value Vis_max, a minimum value of 0, and a gradient of + 45 ° and −45 °. It has a waveform. Therefore, when the voltage Vis at the point p1 is compared with the triangular wave signal s1, the time tis when the voltage Vis exceeds the triangular wave signal s1 (the time when the output signal of CMP1 is at the H level) is proportional to the voltage Vis. When expressed by a mathematical formula, the following formula (1) is established.

Ｖis／Ｖis_max＝ｔis／Ｔ０ …（１）
これは、電圧Ｖisがｎ倍（ｎは正の数）になると時間ｔisもｎ倍となることを意味し、更に、電圧Ｖisはセンス電流Ｉｓに比例した大きさとされているから、センス電流Ｉｓがｎ倍になると時間ｔisもｎ倍になると言える。また、周知のように（電流）×（時間）＝（電荷）の関係が成立するから、電流がｎ倍となり、更に時間もｎ倍になった場合には、電荷は電流の２乗に比例した大きさとなる。即ち、図１のスイッチング回路２１より出力されてコンデンサＣthに蓄積される電荷（これを、ｑ１とする）は、センス電流Ｉｓの２乗に比例した大きさとなる。 Vis / Vis_max = tis / T0 (1)
This means that when the voltage Vis is n times (n is a positive number), the time tis is also n times, and the voltage Vis is proportional to the sense current Is, and thus the sense current Is. It can be said that the time tis is also increased by n times when becomes n times. Further, as is well known, since the relationship of (current) × (time) = (charge) is established, when the current becomes n times and the time also becomes n times, the charge is proportional to the square of the current. It becomes the size. That is, the electric charge output from the switching circuit 21 in FIG. 1 and accumulated in the capacitor Cth (hereinafter referred to as q1) has a magnitude proportional to the square of the sense current Is.

また、一般的には、抵抗に発生する熱量（ジュール熱）は、Ｉ^２Ｒ（Ｉは電流値、Ｒは抵抗値）で示されるから、コンデンサＣthには、負荷・電線回路１６の発熱量に比例した大きさの電荷が蓄積されることになる。更に、抵抗Ｒthにより蓄積された電荷が放電されるので、この放電により負荷・電線回路１６の放熱を模擬することができる。従って、コンデンサＣthに発生する電圧（点ｐ２の電圧）ＶTは、負荷・電線回路１６の推定温度と見なすことができる。 In general, the amount of heat generated in the resistance (Joule heat) is indicated by I ² R (I is a current value, R is a resistance value). Thus, a charge of a magnitude proportional to the value is accumulated. Furthermore, since the electric charge accumulated by the resistor Rth is discharged, the heat dissipation of the load / wire circuit 16 can be simulated by this discharge. Therefore, the voltage (voltage at the point p2) VT generated in the capacitor Cth can be regarded as the estimated temperature of the load / wire circuit 16.

これを等価回路で示すと、図６（ｂ）に示す回路となる。即ち、図６（ａ）に示す負荷・電線回路１６の抵抗をｒとし、この負荷・電線回路１６に負荷電流ＩＬが流れる場合には、負荷・電線回路１６の発熱量（ジュール熱）は「ＩＬ^２＊ｒ」となるので、この等価回路は図６（ｂ）に示すように、コンデンサＣthと抵抗Ｒthとの並列接続回路と、電流源Ｉｃで示すことができる。そして、図６（ｂ）の点ｐ３に発生する電圧が、上記の発熱量「ＩＬ^２＊ｒ」に対応する電圧となり、図１の点ｐ２に示す電圧ＶTとなる。 When this is represented by an equivalent circuit, the circuit shown in FIG. 6B is obtained. That is, when the resistance of the load / cable circuit 16 shown in FIG. 6A is r, and the load current IL flows through the load / cable circuit 16, the heat generation amount (Joule heat) of the load / cable circuit 16 is “ IL ² * r ", this equivalent circuit can be represented by a parallel connection circuit of a capacitor Cth and a resistor Rth and a current source Ic, as shown in FIG. 6B. Then, the voltage generated at the point p3 in FIG. 6B becomes a voltage corresponding to the heat generation amount “IL ² * r”, and becomes the voltage VT shown at the point p2 in FIG.

このため、電圧ＶTが予め設定した閾値電圧Ｖthを上回った場合に、負荷・電線回路１６が許容温度に達したと見なすことができる。本実施形態では、この原理を用いて、負荷・電線回路１６の過熱状態を監視し、許容温度に達した場合にマルチソースＦＥＴ（Ｑ１）を遮断して負荷駆動回路を過熱から保護するようにしている。 For this reason, when the voltage VT exceeds the preset threshold voltage Vth, it can be considered that the load / wire circuit 16 has reached the allowable temperature. In this embodiment, this principle is used to monitor the overheat state of the load / wire circuit 16, and when the allowable temperature is reached, the multi-source FET (Q1) is shut off to protect the load drive circuit from overheating. ing.

［本実施形態の作用］
次に、上述のように構成された本実施形態に係る過熱保護装置の作用について説明する。まず、図１に示す制御回路１１からマルチソースＦＥＴ（Ｑ１）のゲートに駆動信号が出力されると、メインＦＥＴ（Ｑ1a）、及びセンスＦＥＴ（Ｑ1b）が共にオンとなり、バッテリＶＢより出力される電圧が負荷・電線回路１６に供給されて、ランプやモータ等の負荷が駆動する。この際、負荷・電線回路１６には負荷電流ＩＬが流れることになる。 [Operation of this embodiment]
Next, the operation of the overheat protection device according to this embodiment configured as described above will be described. First, when a drive signal is output from the control circuit 11 shown in FIG. 1 to the gate of the multi-source FET (Q1), both the main FET (Q1a) and the sense FET (Q1b) are turned on and output from the battery VB. A voltage is supplied to the load / wire circuit 16, and a load such as a lamp or a motor is driven. At this time, the load current IL flows through the load / wire circuit 16.

また、増幅器ＡＭＰ１は、メインＦＥＴ（Ｑ1a）のソース電圧とセンスＦＥＴ（Ｑ1b）のソース電圧との差分に応じた信号をＦＥＴ（Ｑ２）のゲートに出力するので、該ＦＥＴ（Ｑ２）は、各ソース電圧を等しくするためのセンス電流Ｉｓを流すように動作する。このため、センス電流Ｉｓは負荷電流ＩＬに比例した大きさ（例えば、１／１０００）の電流となる。更に、センス電流Ｉｓは、抵抗Ｒisを経由してグランドに流れるので、抵抗Ｒisの両端には、センス電流Ｉｓに比例した大きさ、即ち、負荷電流ＩＬに比例した大きさの電圧Ｖis（第１信号）が発生することになる。 The amplifier AMP1 outputs a signal corresponding to the difference between the source voltage of the main FET (Q1a) and the source voltage of the sense FET (Q1b) to the gate of the FET (Q2). It operates so as to flow the sense current Is for equalizing the source voltage. For this reason, the sense current Is becomes a current proportional to the load current IL (for example, 1/1000). Further, since the sense current Is flows to the ground via the resistor Ris, a voltage Vis (first voltage) having a magnitude proportional to the sense current Is, that is, a magnitude proportional to the load current IL, is present at both ends of the resistor Ris. Signal) is generated.

そして、この電圧Ｖisは第１比較器ＣＭＰ１のプラス側入力端子に供給され、三角波発生器２２より出力される三角波信号ｓ１と比較される。以下、図３，図４を参照して、負荷電流ＩＬが通常電流である場合と、負荷電流ＩＬに過電流が流れた場合の、第１比較器ＣＭＰ１の出力信号の変化について説明する。 This voltage Vis is supplied to the positive side input terminal of the first comparator CMP1, and is compared with the triangular wave signal s1 output from the triangular wave generator 22. Hereinafter, a change in the output signal of the first comparator CMP1 when the load current IL is a normal current and when an overcurrent flows through the load current IL will be described with reference to FIGS.

負荷電流ＩＬが通常電流である場合（電流値が小さい場合）には、図３（ａ）に示すように、電圧Ｖis（符号ｓ２）は最大値Ｖis_maxに対して小さい数値となり、電圧Ｖisが三角波信号ｓ１を上回る時間は、ｔis_a1となる。従って、第１比較器ＣＭＰ１の出力信号は、図３（ｂ）に示すように、周期Ｔ０のうち時間ｔis_a1の間にオンとなる矩形波となる。そして、この矩形波はスイッチング回路２１に出力されて、該スイッチング回路２１のオン、オフを制御するので、スイッチング回路２１より出力される電流波形は、図３（ｃ）に示すように、１周期当たりに、センス電流Ｉｓが時間ｔis_a1だけ流れる矩形波状の電流波形となる。 When the load current IL is a normal current (when the current value is small), as shown in FIG. 3A, the voltage Vis (symbol s2) is a smaller value than the maximum value Vis_max, and the voltage Vis is a triangular wave. The time exceeding the signal s1 is tis_a1. Therefore, as shown in FIG. 3B, the output signal of the first comparator CMP1 is a rectangular wave that is turned on during the time tis_a1 in the period T0. The rectangular wave is output to the switching circuit 21 to control on / off of the switching circuit 21. Therefore, the current waveform output from the switching circuit 21 is one cycle as shown in FIG. In the meantime, the current waveform has a rectangular waveform in which the sense current Is flows only for the time tis_a1.

一方、負荷電流ＩＬが過電流となった場合（電流値が大きい場合）には、図４（ａ）に示すように、電圧Ｖis（符号ｓ３）は最大値Ｖis_maxに対して大きい数値となり、電圧Ｖisが三角波信号ｓ１を上回る時間は、ｔis_a2となる。従って、第１比較器ＣＭＰ１の出力信号は、図４（ｂ）に示すように、周期Ｔ０のうち時間ｔis_a2の間にオンとなる矩形波となる。そして、この矩形波はスイッチング回路２１に出力されて、該スイッチング回路２１のオン、オフを制御するので、スイッチング回路２１より出力される電流波形は、図４（ｃ）に示すように、１周期当たりに、センス電流Ｉｓが時間ｔis_a2だけ流れる矩形波状の電流波形となる。 On the other hand, when the load current IL becomes an overcurrent (when the current value is large), as shown in FIG. 4A, the voltage Vis (symbol s3) becomes a large value with respect to the maximum value Vis_max. The time when Vis exceeds the triangular wave signal s1 is tis_a2. Therefore, as shown in FIG. 4B, the output signal of the first comparator CMP1 is a rectangular wave that is turned on during time tis_a2 in the period T0. The rectangular wave is output to the switching circuit 21 to control on / off of the switching circuit 21. Therefore, the current waveform output from the switching circuit 21 is one cycle as shown in FIG. In the meantime, the current waveform has a rectangular waveform in which the sense current Is flows only for the time tis_a2.

次に、熱等価回路１３の動作を図５に示すタイミングチャートを参照して説明する。図５は、時刻ｔ０でマルチソースＦＥＴ（Ｑ１）をオンとし、時刻ｔ１でマルチソースＦＥＴ（Ｑ１）のオン時に発生する突入電流が収束して通常電流となり、更に、時刻ｔ２で過電流が発生した場合の各信号の変化を示している。また、図５（ａ）は負荷電流ＩＬとセンス電流Ｉｓの変化を示し、図５（ｂ）はスイッチング回路２１より出力されるセンス電流Ｉｓの変化を示し、図５（ｃ）は点ｐ２に生じる電圧ＶT（推定温度に対応）の変化を示している。 Next, the operation of the thermal equivalent circuit 13 will be described with reference to the timing chart shown in FIG. In FIG. 5, the multi-source FET (Q1) is turned on at time t0, the inrush current generated when the multi-source FET (Q1) is turned on at time t1 converges to a normal current, and an overcurrent is generated at time t2. The change of each signal is shown. 5A shows changes in the load current IL and the sense current Is, FIG. 5B shows changes in the sense current Is output from the switching circuit 21, and FIG. 5C shows the point p2. A change in the generated voltage VT (corresponding to the estimated temperature) is shown.

始めに、時刻ｔ１〜ｔ２間の通常電流の場合について説明すると、図３（ｃ）に示したように、周期Ｔ０のうちの時間ｔis_a1だけ、センス電流Ｉｓが熱等価回路１３に流れるので、矩形波状の電流（図５（ｂ）のｔ１〜ｔ２参照）が流れる毎に、センス電流Ｉｓの２乗に比例した電荷がコンデンサＣthに蓄積される。しかし、抵抗Ｒthで消費される電荷量は、この蓄積量を上回るのでコンデンサＣthに生じる電圧（点ｐ２の電圧）ＶTは低い値に収束する。従って、電圧ＶTは閾値電圧Ｖthを上回ることはなく、第２比較器ＣＭＰ２の出力信号はＬレベルとなり、マルチソースＦＥＴ（Ｑ１）のオン状態が継続される。つまり、負荷の駆動が継続される。 First, the case of the normal current between times t1 and t2 will be described. As shown in FIG. 3C, the sense current Is flows through the thermal equivalent circuit 13 only during time tis_a1 in the period T0. Each time a wave-like current (see t1 to t2 in FIG. 5B) flows, a charge proportional to the square of the sense current Is is accumulated in the capacitor Cth. However, since the amount of charge consumed by the resistor Rth exceeds this accumulated amount, the voltage (voltage at the point p2) VT generated in the capacitor Cth converges to a low value. Accordingly, the voltage VT does not exceed the threshold voltage Vth, the output signal of the second comparator CMP2 becomes L level, and the on state of the multi-source FET (Q1) is continued. That is, the driving of the load is continued.

また、負荷・電線回路１６にショート故障等のトラブルが発生し、時刻ｔ２で負荷電流ＩＬが過電流となった場合には、図４（ｃ）に示したように、周期Ｔ０のうちの時間ｔis_a2だけ、センス電流Ｉｓが熱等価回路１３に流れるので、矩形波状の電流（図５（ｂ）のｔ２〜ｔ３参照）が流れる毎に、センス電流Ｉｓの２乗に比例した電荷がコンデンサＣthに蓄積される。この場合には、抵抗Ｒthで消費される電荷量は、コンデンサＣthの蓄積量を下回るのでコンデンサＣthに生じる電圧ＶTは時間経過と共に徐々に上昇し、やがて時刻ｔ３にて閾値電圧Ｖthを上回ることになる。 Further, when trouble such as a short circuit failure occurs in the load / wire circuit 16, and the load current IL becomes an overcurrent at time t2, as shown in FIG. Since the sense current Is flows through the thermal equivalent circuit 13 only by tis_a2, every time a rectangular wave current (see t2 to t3 in FIG. 5B) flows, a charge proportional to the square of the sense current Is is applied to the capacitor Cth. Accumulated. In this case, since the amount of electric charge consumed by the resistor Rth is less than the accumulated amount of the capacitor Cth, the voltage VT generated in the capacitor Cth gradually increases with time, and eventually exceeds the threshold voltage Vth at time t3. Become.

その結果、第２比較器ＣＭＰ２の出力信号はＨレベルとなり、制御回路１１に遮断信号が出力されるのでマルチソースＦＥＴ（Ｑ１）はオフとされ、負荷駆動回路が遮断される。つまり、過電流が発生した場合には、この過電流に伴う負荷・電線回路１６の推定温度（電圧ＶT）が求められ、この推定温度（電圧ＶT）が閾値電圧Ｖthを上回った場合には、負荷・電線回路１６が許容温度に達したものと見なして負荷駆動回路を遮断し、負荷・電線回路１６を過熱から保護することができる。 As a result, the output signal of the second comparator CMP2 becomes H level, and a cut-off signal is output to the control circuit 11, so that the multi-source FET (Q1) is turned off and the load drive circuit is cut off. That is, when an overcurrent occurs, an estimated temperature (voltage VT) of the load / wire circuit 16 associated with the overcurrent is obtained, and when this estimated temperature (voltage VT) exceeds the threshold voltage Vth, Assuming that the load / wire circuit 16 has reached the allowable temperature, the load drive circuit is shut off, and the load / wire circuit 16 can be protected from overheating.

この場合には、上述したように、コンデンサＣthに蓄積される電荷量は、センス電流Ｉｓの２乗に比例した大きさとなる。即ち、図７の特性図に示すように、電圧Ｖis（センス電流Ｉｓに対応）の増加に伴って、コンデンサＣthに蓄積される電荷量は二次関数的に増大することになるので、実際の電線の発熱を模擬した発熱量とすることができ、高精度な熱量演算が可能となる。 In this case, as described above, the amount of charge stored in the capacitor Cth is proportional to the square of the sense current Is. That is, as shown in the characteristic diagram of FIG. 7, as the voltage Vis (corresponding to the sense current Is) increases, the amount of charge accumulated in the capacitor Cth increases in a quadratic function. The calorific value that simulates the heat generation of the electric wire can be obtained, and the calorific value can be calculated with high accuracy.

更に、マルチソースＦＥＴ（Ｑ１）をオンとした直後には、図５の時刻ｔ０〜ｔ１に示したように、センス電流Ｉｓが上昇し、これに伴って点ｐ２の電圧ＶTが上昇するが、この電圧ＶTが閾値電圧Ｖthに達するまでの間に、突入電流が収束してセンス電流Ｉｓが低下するので、第２比較器ＣＭＰ２の出力信号がＨレベルに転じることはなく、突入電流に起因する誤遮断を防止できる。 Further, immediately after the multi-source FET (Q1) is turned on, the sense current Is increases as shown at times t0 to t1 in FIG. 5, and the voltage VT at the point p2 increases accordingly. Before the voltage VT reaches the threshold voltage Vth, the inrush current converges and the sense current Is decreases. Therefore, the output signal of the second comparator CMP2 does not turn to the H level, and is caused by the inrush current. Prevents false interruptions.

このようにして、本実施形態に係る過熱保護装置では、負荷電流ＩＬに比例した大きさのセンス電流Ｉｓをスイッチング回路２１に供給し、更に、第１比較器ＣＭＰ１を用いてセンス電流Ｉｓの大きさに応じたオン時間ｔisを生成し、このオン時間ｔisだけスイッチング回路２１をオンとするようにしている。従って、スイッチング回路２１より出力される電荷は、センス電流Ｉｓの２乗に比例した大きさとなるので、コンデンサＣthに生じる電圧ＶTは負荷・電線回路１６の推定温度と見なすことができる。そして、この電圧ＶTと閾値電圧Ｖthが第２比較器ＣＭＰ２で比較され、電圧ＶTが閾値電圧Ｖthを上回った場合に、負荷・電線回路１６が許容温度に達したものと見なして、マルチソースＦＥＴ（Ｑ１）を遮断する。 In this manner, in the overheat protection device according to the present embodiment, the sense current Is having a magnitude proportional to the load current IL is supplied to the switching circuit 21, and the sense current Is is increased using the first comparator CMP1. An on-time tis corresponding to this is generated, and the switching circuit 21 is turned on for the on-time tis. Therefore, since the charge output from the switching circuit 21 has a magnitude proportional to the square of the sense current Is, the voltage VT generated in the capacitor Cth can be regarded as the estimated temperature of the load / wire circuit 16. Then, the voltage VT and the threshold voltage Vth are compared by the second comparator CMP2, and when the voltage VT exceeds the threshold voltage Vth, it is considered that the load / wire circuit 16 has reached the allowable temperature, and the multi-source FET Block (Q1).

その結果、負荷・電線回路１６が許容温度を上回る前の時点で確実に負荷駆動回路を遮断し、負荷・電線回路１６を過熱から保護することができる。また、熱量調整回路１４の動作により、コンデンサＣthにセンス電流Ｉｓの２乗に比例した大きさの電荷を蓄積し、このコンデンサＣthに生じる電圧を用いて負荷・電線回路１６の温度を推定するので、２乗の演算をマイコン等を用いて演算する必要がない。その結果、従来と対比して装置の小型化、軽量化を図ることができ、更にコストダウンを図ることができる。 As a result, the load drive circuit can be reliably cut off before the load / wire circuit 16 exceeds the allowable temperature, and the load / wire circuit 16 can be protected from overheating. Further, by the operation of the calorific value adjustment circuit 14, a charge having a magnitude proportional to the square of the sense current Is is accumulated in the capacitor Cth, and the temperature of the load / wire circuit 16 is estimated using the voltage generated in the capacitor Cth. There is no need to calculate the square calculation using a microcomputer or the like. As a result, it is possible to reduce the size and weight of the device as compared with the conventional case, and to further reduce the cost.

以上、本発明の過熱保護装置を図示の実施形態に基づいて説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、各部の構成は、同様の機能を有する任意の構成のものに置き換えることができる。 As described above, the overheat protection device of the present invention has been described based on the illustrated embodiment. However, the present invention is not limited to this, and the configuration of each part is replaced with an arbitrary configuration having the same function. Can do.

例えば、上述した実施形態では、電圧Ｖis（第１信号）と三角波信号ｓ１（第２信号）を比較して、オン時間ｔisを求める例について説明したが、電圧Ｖisと比較する信号は三角波信号に限定されるものではなく、上述した（１）式の条件を満たす信号であれば良い。 For example, in the above-described embodiment, the example in which the voltage Vis (first signal) and the triangular wave signal s1 (second signal) are compared to obtain the on time tis has been described. However, the signal to be compared with the voltage Vis is a triangular wave signal. The signal is not limited as long as the signal satisfies the condition of the above-described expression (1).

また、上述した実施形態では、マルチソースＦＥＴ（Ｑ１）を使用し、このマルチソースＦＥＴ（Ｑ１）のセンスＦＥＴ（Ｑ1b）を用いて、センス電流Ｉｓを生成する例について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、これ以外の回路構成で負荷電流ＩＬに比例するセンス電流Ｉｓを生成するようにしても良い。 In the above-described embodiment, the example in which the multi-source FET (Q1) is used and the sense current Is is generated using the sense FET (Q1b) of the multi-source FET (Q1) has been described. However, the present invention is not limited to this, and the sense current Is that is proportional to the load current IL may be generated in other circuit configurations.

更に、上記の説明では、理解促進を考慮して、通常電流が流れた場合と過電流が流れた場合の２つの場合についてのみ説明したが、負荷電流ＩＬは時間経過に伴って変化し、これに伴って熱等価回路１３より出力される電圧ＶTは流動的に変化する。そして、電圧ＶTが閾値電圧Ｖthを上回った時点で、マルチソースＦＥＴ（Ｑ１）が遮断されることになる。 Furthermore, in the above description, considering the promotion of understanding, only two cases of a normal current flow and an overcurrent flow have been described. However, the load current IL changes with the passage of time. Accordingly, the voltage VT output from the heat equivalent circuit 13 changes in a fluid manner. When the voltage VT exceeds the threshold voltage Vth, the multi-source FET (Q1) is cut off.

本発明は、電線温度を簡単な構成で検出することに利用することができる。 The present invention can be used for detecting the wire temperature with a simple configuration.

１１制御回路
１２過熱判定回路
１３熱等価回路
１４熱量調整回路
１５電流センサ回路
１６負荷・電線回路
２１スイッチング回路
２２三角波発生器
２３カレントミラー回路
ＶＢバッテリ
Ｑ１マルチソースＦＥＴ
Ｑ1a メインＦＥＴ
Ｑ1b センスＦＥＴ
Ｑ２ＦＥＴ
ＩＬ負荷電流
Ｉｓセンス電流
ＡＭＰ１増幅器
ＣＭＰ１第１比較器
ＣＭＰ２第２比較器
Ｃth コンデンサ
Ｒth 抵抗
Ｖth 閾値電圧 DESCRIPTION OF SYMBOLS 11 Control circuit 12 Overheat determination circuit 13 Thermal equivalent circuit 14 Heat quantity adjustment circuit 15 Current sensor circuit 16 Load and electric wire circuit 21 Switching circuit 22 Triangular wave generator 23 Current mirror circuit VB Battery Q1 Multi-source FET
Q1a Main FET
Q1b Sense FET
Q2 FET
IL load current Is sense current AMP1 amplifier CMP1 first comparator CMP2 second comparator Cth capacitor Rth resistance Vth threshold voltage

Claims

In the overheat protection device that protects the wires connected to the load from overheating,
A comparing means for comparing a first signal having a magnitude proportional to the load current and a second signal that periodically changes;
A heat equivalent circuit for accumulating electric charge according to the current value and the time when the electric current flows, and discharging the accumulated electric charge with time when the electric current is stopped;
Switching means for supplying a current having a magnitude proportional to the load current to the thermal equivalent circuit when the first signal exceeds the second signal;
An overheat shut-off means for comparing the first voltage generated in the thermal equivalent circuit with a predetermined threshold voltage, and stopping the power supply to the load when the first voltage exceeds the threshold voltage;
The overheat protection, wherein the second signal has a periodic waveform in which the time that the first signal exceeds the second signal is n times when the magnitude of the first signal is n times. apparatus.

The overheat protection device according to claim 1, wherein the second signal is a triangular wave signal that changes periodically.

The heat equivalent circuit is a parallel connection circuit of a capacitor and a resistor, and one end of the parallel connection circuit is connected to the output end of the switching means, and the other end is connected to the ground. The overheat protection device according to claim 2.