JP2011101234A - Signal detector, signal detection method, processor for reception and receiver - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、入力信号の自己相関値に基づいて、その入力信号が正規のプロトコルデータユニット(Protocol Data Unit:以下、「PDU」という。)であるか否かを判定する信号検出器とその信号検出方法、並びに、その信号検出器を用いた受信用プロセッサ及び受信機に関する。 The present invention relates to a signal detector for determining whether or not an input signal is a normal protocol data unit (hereinafter referred to as “PDU”) based on the autocorrelation value of the input signal and the signal thereof. The present invention relates to a detection method, and a reception processor and receiver using the signal detector.
従来、地上波デジタル放送、IEEE802.11a/g/pに準拠した無線LAN(Local Area Network)、携帯電話及び電力線モデムなどの通信方式として、直交周波数分割多重(OFDM:Orthogonal Frequency-Division Multiplexing)が用いられている。
かかるOFDMでは、所定の周波数間隔で配置された互いに直交する多数のサブキャリア(搬送波)を、それぞれの周波数でデジタル変調してデータを割り当てることにより、通常の周波数分割多重に比べて帯域利用効率を向上させている。
Conventionally, orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) has been used as a communication method for terrestrial digital broadcasting, wireless LAN (Local Area Network) compliant with IEEE802.11a / g / p, cellular phones, power line modems, and the like. It is used.
In such OFDM, a large number of orthogonal subcarriers (carrier waves) arranged at predetermined frequency intervals are digitally modulated at respective frequencies and data is allocated, so that band utilization efficiency is improved as compared with normal frequency division multiplexing. It is improving.
このOFDMにおけるデジタル変調及び復調は、複数のシンボルデータに対するIFFT(Inverse Fast Fourier Transform)処理等を送信側で実行し、受信信号に対するFFT(Fast Fourier Transform)処理等を受信側で実行することで実現される。
このさい、受信機では、受信信号に対してFFT処理を行う場合のウィンドウタイミングを決定する必要があるため、OFDMによるパケット信号(OFDM信号)の到達を判定し、その信号のシンボルタイミングを検出する必要がある(特許文献1参照)。
This digital modulation and demodulation in OFDM is realized by executing IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) processing on a plurality of symbol data on the transmitting side and executing FFT (Fast Fourier Transform) processing on the received signal on the receiving side. Is done.
At this time, since it is necessary for the receiver to determine the window timing when the FFT processing is performed on the received signal, the arrival of the packet signal (OFDM signal) by OFDM is determined, and the symbol timing of the signal is detected. There is a need (see Patent Document 1).
そこで、例えばIEEE802.11a/g/pでは、PLCP(Physical Layer Convergence Protocol )プリアンブルという所定周期で繰り返すパターン信号(繰り返し信号)を送信パケット信号の最初の部分に設けておき、このパターン信号の周期性を利用して、受信側においてパケット信号の到達とシンボルタイミングとを検出している。
かかる検出方法としては、具体的には、自己相関型と相互相関型の2種類のものが知られている。
Therefore, for example, in IEEE802.11a / g / p, a pattern signal (repetitive signal) that repeats at a predetermined period called PLCP (Physical Layer Convergence Protocol) preamble is provided in the first part of the transmission packet signal, and the periodicity of this pattern signal is set. Is used to detect the arrival of the packet signal and the symbol timing on the receiving side.
As such detection methods, there are specifically known two types of autocorrelation type and cross-correlation type.
このうち、自己相関型は、受信信号とこれを上記パターン信号の繰り返し区間(1周期)だけ遅らせた遅延信号との自己相関値を算出し、この自己相関値のピーク時点(自己相関値の極大点に対応する時刻)を一応のシンボルタイミングと推定するものである。
他方、相互相関型は、受信信号と受信機に予め記憶させたプリアンブル信号波形(参照信号)との間の相互相関値を算出し、この相互相関値のピーク時点を一応のシンボルタイミングと推定するものである(非特許文献1参照)。
Among these, the autocorrelation type calculates an autocorrelation value between the received signal and a delayed signal obtained by delaying the received signal by the repetition interval (one period) of the pattern signal, and the peak time of the autocorrelation value (maximum autocorrelation value). The time corresponding to the point) is estimated as a temporary symbol timing.
On the other hand, the cross-correlation type calculates a cross-correlation value between a received signal and a preamble signal waveform (reference signal) stored in advance in the receiver, and estimates a peak time of the cross-correlation value as a temporary symbol timing. (See Non-Patent Document 1).
上記自己相関型では、受信信号とその遅延信号の乗算結果を積分する処理となるので、相互相関型と比べて、相関値がやや緩やかでタイミング検出の精度が劣化し易い反面、少ない回路規模で実装可能であるという利点がある。
これに対して、上記相互相関型では、受信信号と受信機に予め記憶させたプリアンブル信号(参照信号)の乗算結果を積分する処理となるので、自己相関型と比べて、タイミング検出の精度が向上する反面、サンプルごとの乗算器が必要となるので、回路規模が大きくなるという欠点がある。
Since the autocorrelation type integrates the multiplication result of the received signal and its delayed signal, the correlation value is slightly more gradual and the timing detection accuracy is likely to deteriorate compared to the cross-correlation type. There is an advantage that it can be implemented.
In contrast, the cross-correlation type integrates the multiplication result of the received signal and the preamble signal (reference signal) stored in advance in the receiver, so that the timing detection accuracy is higher than that of the auto-correlation type. On the other hand, a multiplier for each sample is required, but there is a disadvantage that the circuit scale becomes large.
このため、受信機の製作コストを低減する観点からは自己相関型の方が好ましいが、この自己相関型の検出方法では、更に次のような課題がある。
すなわち、自然界では、パターン信号の1周期の時間よりも長時間に渡って、一定に近いレベルが継続する継続ノイズ(例えば、図5(b)及び(c)の破線参照)が生じることがあるが、自己相関型では、受信信号とこれから繰り返し信号の1周期だけ遅らせた遅延信号との自己相関値を算出するため、このような継続ノイズの場合でも自己相関値が閾値を超える大きな値になってしまうことがある。
For this reason, the autocorrelation type is preferable from the viewpoint of reducing the manufacturing cost of the receiver. However, this autocorrelation type detection method has the following problems.
That is, in the natural world, continuous noise (for example, see the broken lines in FIGS. 5B and 5C) may occur in which a level close to a certain level continues for a longer time than the time of one cycle of the pattern signal. However, in the autocorrelation type, the autocorrelation value between the received signal and the delayed signal delayed by one cycle is calculated from the received signal. Therefore, even in the case of such continuous noise, the autocorrelation value becomes a large value exceeding the threshold value. May end up.
従って、実際には継続ノイズが到達したにも拘わらず、これを正規のパケット信号の到達と誤判してしまうことがある。そして、この場合、その後のデジタル復調において継続ノイズと判定されるまでに時間を要するので、その間に到来する次の正規のパケット信号取り逃がす可能性がある。
一方、相互相関型の場合には、参照信号との相関を取っているので上記の不都合は殆どないが、前述の通り、自己相関型より回路規模が大きく不経済であるという欠点がある。
Therefore, although continuous noise has actually arrived, it may be mistaken for the arrival of a normal packet signal. In this case, since it takes time until it is determined as continuous noise in the subsequent digital demodulation, there is a possibility that the next regular packet signal that arrives during that time will be missed.
On the other hand, in the case of the cross-correlation type, since the correlation with the reference signal is taken, there is almost no such inconvenience.
本発明は、上記のような課題に鑑み、自己相関型の演算ロジックによって継続ノイズと正規のPDUを正確に区別できるようにして、回路規模が小さくかつ高精度の信号検出器等を提供することを目的とする。 In view of the above-described problems, the present invention provides a signal detector having a small circuit scale and high accuracy so that continuous noise and regular PDU can be accurately distinguished by an autocorrelation type arithmetic logic. With the goal.
(1) 本発明の信号検出器は、入力信号とこれを所定の繰り返し信号の1周期の整数倍だけ遅らせた第1遅延信号との相関値である第1自己相関値を算出する第1算出部と、前記入力信号とこれを前記繰り返し信号の1周期の整数倍ではない時間だけ遅らせた第2遅延信号との相関値である第2自己相関値を算出する第2算出部と、前記第1自己相関値と第2自己相関値とに基づいて、前記入力信号が正規のPDUであるか否かを判定する判定部と、を備えていることを特徴とする。 (1) The signal detector of the present invention calculates a first autocorrelation value that is a correlation value between an input signal and a first delayed signal obtained by delaying the input signal by an integral multiple of one cycle of a predetermined repetitive signal. A second autocorrelation value that is a correlation value between the input signal and a second delayed signal obtained by delaying the input signal by a time that is not an integral multiple of one period of the repetitive signal; And a determination unit that determines whether or not the input signal is a regular PDU based on the first autocorrelation value and the second autocorrelation value.
本発明の信号検出器によれば、第1算出部が第1自己相関値を算出するだけでなく、第2算出部が第2自己相関値を算出する。
この第2自己相関値は、入力信号とこれを所定の繰り返し信号の1周期の整数倍ではない時間だけ遅らせた第2遅延信号との相関値であるから、入力信号が前記した継続ノイズに基づくものである場合には大きな値を取るが、例えば802.11a/g/pのプリアンブルのような変化の大きい信号に対しては非常に小さくなる。
According to the signal detector of the present invention, not only the first calculation unit calculates the first autocorrelation value but also the second calculation unit calculates the second autocorrelation value.
Since the second autocorrelation value is a correlation value between the input signal and the second delayed signal obtained by delaying the input signal by a time that is not an integral multiple of one cycle of the predetermined repetitive signal, the input signal is based on the continuous noise described above. If it is, it takes a large value, but becomes very small for a signal having a large change such as a preamble of 802.11a / g / p.
このため、判定部において、第1自己相関値と第2自己相関値とに基づいて、例えば第1自己相関値だけが大きな値になることを識別することにより、入力信号が正規のPDUであるか否かを判定させることができ、継続ノイズと正規のPDUをより正確に区別できるようになる。
なお、通常、「フレーム」は、レイヤ2の通信で使われるPDUの呼び名であり、「パケット」は、レイヤ3の通信で使われる呼び名であることが多いが、本明細書では、特にレイヤを意識せず、「パケット」と「フレーム」をいずれも単なるPDUの一種として取り扱う。
For this reason, in the determination unit, for example, by identifying that only the first autocorrelation value becomes a large value based on the first autocorrelation value and the second autocorrelation value, the input signal is a normal PDU. It is possible to determine whether or not continuous noise and regular PDU are more accurately distinguished.
Usually, “frame” is a PDU name used in layer 2 communication, and “packet” is often a name used in
(2) 本発明の信号検出器において、前記判定部は、具体的には、前記第1自己相関値の前記第2自己相関値に対する比率が所定の閾値よりも大きい場合に、前記入力信号を前記正規のPDUと判定することができる。
その理由は、第1自己相関値の場合は、正規のPDUと継続ノイズの双方に対してピークが生じ易く、第2自己相関値の場合は、正規のPDUに対してはピークが生じ難いが、継続ノイズに対してはピークが生じ易いので、上記比率が所定の閾値よりも大きい場合には、入力信号が正規のPDUであると推定できるからである。
(2) In the signal detector according to the present invention, specifically, the determination unit determines the input signal when a ratio of the first autocorrelation value to the second autocorrelation value is greater than a predetermined threshold. The regular PDU can be determined.
The reason is that in the case of the first autocorrelation value, a peak is likely to occur for both the regular PDU and the continuous noise, and in the case of the second autocorrelation value, a peak is unlikely to occur for the regular PDU. This is because since a peak is likely to occur for continuous noise, it can be estimated that the input signal is a regular PDU when the ratio is larger than a predetermined threshold.
(3) 本発明の信号検出器において、第1及び第2遅延信号の入力信号に対する遅延時間をどの程度に設定するかは任意であるが、これら第1及び第2遅延信号の入力信号に対する遅延時間が大きいほど、各々の自己相関値が得られるタイミングが遅れ、判定部による正規のPDUの検出が遅れることになる。
そこで、本発明の信号検出器において、前記第1遅延信号は、前記入力信号を前記繰り返し信号の1周期だけ遅らせた信号であり、前記第2遅延信号は、前記入力信号を前記繰り返し信号の1周期未満の時間だけ遅らせた信号であることが好ましい。
(3) In the signal detector of the present invention, the delay time for the input signals of the first and second delay signals is arbitrarily set, but the delay of the first and second delay signals for the input signal is arbitrary. As time increases, the timing at which each autocorrelation value is obtained is delayed, and detection of a regular PDU by the determination unit is delayed.
Therefore, in the signal detector of the present invention, the first delay signal is a signal obtained by delaying the input signal by one cycle of the repetitive signal, and the second delay signal is a signal obtained by delaying the input signal by 1 of the repetitive signal. The signal is preferably delayed by a time less than the period.
また、本発明の信号検出器において、前記第2遅延信号は、前記入力信号を前記繰り返し信号の半周期だけ遅らせた信号であることが好ましい。
その理由は、第2遅延信号の遅延時間が、繰り返し信号の1周期の整数倍に近いほど両相関値の差がなくなり、逆に、その整数倍から遠いほど両相関値の差が大きくなるので、第2遅延信号の遅延時間を半周期にすれば、両相関値に基づく継続ノイズの判別が最も行い易くなるからである。
In the signal detector of the present invention, it is preferable that the second delayed signal is a signal obtained by delaying the input signal by a half cycle of the repetitive signal.
The reason is that as the delay time of the second delay signal is closer to an integral multiple of one cycle of the repetitive signal, the difference between both correlation values disappears, and conversely, the difference between both correlation values increases as the distance from the integral multiple increases. This is because, if the delay time of the second delay signal is set to a half cycle, it is easier to determine the continuous noise based on both correlation values.
(4) 更に、本発明の信号検出器において、前記第2算出部は、遅延させる時間が異なる複数の前記第2遅延信号を用いて複数の前記第2自己相関値をそれぞれ算出可能であることが好ましい。
この場合、前記判定部において、前記第1自己相関値と複数の前記第2自己相関値とに基づいて、前記入力信号が正規のPDUであるか否かを判定するようにすれば、当該第2自己相関値が1つしかない場合に比べて、継続ノイズと正規のPDUをより正確に区別できるようになる。
(4) Furthermore, in the signal detector of the present invention, the second calculation unit can calculate a plurality of second autocorrelation values using the plurality of second delay signals having different delay times. Is preferred.
In this case, if the determination unit determines whether the input signal is a regular PDU based on the first autocorrelation value and the plurality of second autocorrelation values, the first Compared to the case where there is only one two autocorrelation value, it becomes possible to more accurately distinguish between continuous noise and regular PDUs.
(5) 本発明の信号検出方法は、本発明の信号検出器が行う正規のPDUの検出方法であって、当該信号検出器と同様の作用効果を奏する。
(6) 本発明の受信用プロセッサは、本発明の信号検出器と、正規と判定された前記PDUをデジタル復調する復調部とを備えたものであり、当該信号検出器と同様の作用効果を奏する。
(5) The signal detection method of the present invention is a regular PDU detection method performed by the signal detector of the present invention, and has the same effects as the signal detector.
(6) A receiving processor according to the present invention includes the signal detector according to the present invention and a demodulating unit that digitally demodulates the PDU determined to be legitimate, and has the same effects as the signal detector. Play.
(7) また、本発明の無線信号の受信機は、アンテナからアナログ信号を受信する無線受信部と、受信した前記アナログ信号をデジタル信号に変換するA/D変換器と、変換された前記デジタル信号が入力される本発明の受信用プロセッサとを備えたものであり、当該受信用プロセッサと同様の作用効果を奏する。 (7) Further, the radio signal receiver of the present invention includes a radio reception unit that receives an analog signal from an antenna, an A / D converter that converts the received analog signal into a digital signal, and the converted digital signal. The present invention includes a receiving processor of the present invention to which a signal is input, and has the same effects as the receiving processor.
以上の通り、本発明によれば、自己相関型の演算ロジックを用いて継続ノイズと正規のPDUを正確に区別できるので、回路規模が小さくかつ高精度の信号検出器が得られる。 As described above, according to the present invention, since continuous noise and regular PDU can be accurately distinguished using autocorrelation type arithmetic logic, a highly accurate signal detector with a small circuit scale can be obtained.
以下、図面に基づいて、本発明の実施形態を説明する。
なお、本実施形態では、高度道路交通システム(ITS:Intelligent Transport System)を構成する無線通信システムに本発明の技術を適用した場合を想定し、本発明の具体例を説明する。もっとも、本発明は、高度道路交通システム以外のその他の通信システムにも適用することができる。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
In the present embodiment, a specific example of the present invention will be described on the assumption that the technique of the present invention is applied to a wireless communication system that constitutes an intelligent transport system (ITS). However, the present invention can also be applied to other communication systems other than the intelligent transportation system.
〔システムの全体構成〕
図1は、高度道路交通システムの全体構成を示すための道路平面図である。
図1に示すように、本実施形態の高度道路交通システムは、交差点付近に設けられた路側通信装置1と、この装置1と通信可能な複数の車載通信装置3とから構成されており、図1の中央付近に示す路側通信装置1は、例えば交差点の信号機2の支柱に設置されている。
[Overall system configuration]
FIG. 1 is a road plan view showing the overall configuration of an intelligent road traffic system.
As shown in FIG. 1, the intelligent road traffic system of the present embodiment is composed of a roadside communication device 1 provided near an intersection and a plurality of in-
道路を走行する各車両には、それぞれ、路側通信装置1と通信可能な車載通信装置3が搭載されている。路側通信装置1は、その通信可能エリア内にある多数(例えば200台程度が想定される。)の車載通信装置3と通信可能である。
路側通信装置1は、交通管制センターの中央装置4と接続され、この中央装置4と路側通信装置1との間は有線(無線でも可)で接続されている。また、各交差点に位置する路側通信装置1同士の路路間通信と、路側通信装置1と車載通信装置3との間の路車及び車路間通信と、車載通信装置3同士の車車間通信には、無線通信が用いられる。このうち、車載通信装置3同士の車車間通信には、CAMA/CAが用いられると推定される。
Each vehicle traveling on the road is equipped with an in-
The roadside communication device 1 is connected to the
本実施形態では、通信装置1,3間の無線通信の変調方式としてOFDM方式が採用されている。
この方式は、送信データを多数の搬送波(サブキャリア)に乗せるマルチキャリアのデジタル変調方式であり、各サブキャリアは互いに直交しているため、周波数軸で重なりが生じる程に密にデータを並べられる利点があるからである。
In this embodiment, the OFDM method is adopted as a modulation method for wireless communication between the
This method is a multi-carrier digital modulation method in which transmission data is carried on a large number of carrier waves (subcarriers). Since the subcarriers are orthogonal to each other, the data can be arranged so densely as to overlap on the frequency axis. Because there is an advantage.
更に、本実施形態の車載通信装置3は、IEEE802.11a/g/pに準拠したフォーマットの無線信号を、CSMA/CAによるアクセス制御方式を用いて送信する。
このため、各車載通信装置3が送信する正規のフレーム(例えば、長さ約1m秒)は、互いに重複せずに時系列的に並んで送信され、このフレーム間には、例えば40μ秒程度の時間的な隙間がある。各車載通信装置3の送信機から送信されるフレーム数は、いわゆるバーストモードの場合を除いて原則として1つである。
Furthermore, the in-
For this reason, the regular frames (for example, about 1 msec in length) transmitted by each in-
〔路側通信装置の受信機〕
次に、路側通信装置1に搭載された受信機の内部構成について説明する。
図2は、本発明の実施形態に係る受信機1Rの内部構成を示す機能ブロック図である。
なお、以下においては、便宜上、路側通信装置1が「受信機1R」であり、車載通信装置3が「送信機3s」であると想定して説明を進めるが、本実施形態の受信機1Rは、車載通信装置3に搭載することもできる。
[Receiver of roadside communication device]
Next, the internal configuration of the receiver mounted on the roadside communication device 1 will be described.
FIG. 2 is a functional block diagram showing an internal configuration of the
In the following, for the sake of convenience, the description will proceed assuming that the roadside communication device 1 is the “
路側通信装置1の受信機1Rは、図2に示す各構成要素を図示の通り接続することによって構成されている。
すなわち、受信機1Rは、左側から順に、アンテナ101、ローノイズアンプ102、ミキサ103、AGC回路等よりなる可変アンプ104、直交検波器105、A/D変換器106,107及び受信用プロセッサ110を備えている。このうち、アンテナ101、ローノイズアンプ102、ミキサ103及び直交検波器105は、アナログ信号を受信する無線受信部を構成している。
The
That is, the
まず、各送信機3Sから送信された無線信号(アナログのOFDM信号)はアンテナ101によって受信され、この受信信号はバンドパスフィルタ(図示せず)によって所定帯域に絞られて後段のローノイズアンプ102に入力される。
ローノイズアンプ103に入力された受信信号は、当該アンプ102において増幅されてから、ミキサ103において無線周波数(RF:Radio Frequency )発振器108が出力する周波数でミキシングされ、可変アンプ104によって更に増幅されて、後段の直交検波器105に入力される。
First, the radio signal (analog OFDM signal) transmitted from each transmitter 3S is received by the antenna 101, and this received signal is narrowed down to a predetermined band by a band pass filter (not shown) and is sent to the low-
The received signal input to the
可変アンプ104の出力信号は、上記直交検波器105によって中間周波数(IF:Intermediate Frequency)発振器109が出力する周波数で直交検波され、同相成分であるI信号と、直交成分であるQ信号とに復調される。
この各成分の信号は、次段のA/D変換器106,107によってそれぞれデジタル信号に変換され、受信用プロセッサ110に入力される。
The output signal of the
The signal of each component is converted into a digital signal by the A /
本実施形態の受信用プロセッサ110は、例えば、1又は複数のメモリやCPUを内部に有するFPGA(Field Programmable Gate Array )により構成されている。
このFPGAは、プロセッサの出荷時や受信機1Rの製造時等において、各種の論理回路に対する構成情報を予め設定(コンフィギュレーション)可能であり、かかる設定作業を経ることにより、図2に示す各機能部111〜120が構成されている。
The receiving
In the FPGA, configuration information for various logic circuits can be set (configured) in advance at the time of shipment of the processor, manufacture of the
すなわち、図2に示すように、本実施形態の受信用プロセッサ110は、左から順に、タイミング検出部111,AFC(Automatic Freqency Control)部112、ガードインターバル除去部113、フーリエ変換部114,チャンネル推定部115、チャンネル等化部116、位相回転補正部117、サブキャリア復調部118、デインタリーブ処理部119、及び、ビダビ復号部120を含んでいる。
That is, as shown in FIG. 2, the
このうち、タイミング検出部111は、A/D変換器106,107からの入力信号(I成分とQ成分のデジタル値)に対して、OFDM信号の先頭部分にある繰り返し信号であるショートプリアンブルSP(図5(a)参照)を利用した自己相関型の演算ロジックを実行することにより、OFDM信号の正規パケット到達と、そのシンボルタイミングを検出する。なお、このタイミング検出部111の詳細については後述する。
タイミング検出部111は、正規パケットを検出した場合には、そのタイミング情報(シンボルタイミングの時刻情報)Stを、AFC部112とガードインターバル除去部113に出力する。
Among them, the timing detection unit 111 performs a short preamble SP (which is a repetitive signal at the head of the OFDM signal) with respect to the input signals (I component and Q component digital values) from the A /
When detecting a regular packet, the timing detection unit 111 outputs the timing information (symbol timing time information) St to the
AFC部112は、タイミング検出部11からのタイミング情報Stに基づいて、OFDM信号に対してキャリア周波数誤差の粗調整を行い、ガードインターバル除去部113は、その調整後のOFDM信号からガードインターバルGI(図5(a)参照)を除去して、フーリエ変換部114に入力する。
フーリエ変換部114は、ガードインターバルGIが除去されたOFDM信号に対して高速フーリエ変換処理を行い、OFDM信号を時間領域の信号に変換して出力する。
The
The
フレーム変換部114からの出力信号は、チャンネル推定部115とチャンネル等価部116に入力される。
チャンネル推定部115は、入力信号に含まれるロングプリアンブルLF(図5(a)参照)と、予め記憶している伝送路歪みのないロングプリアンブルLPの参照信号とを比較することにより、各サブキャリアの位相と振幅の伝送路歪みを推定し、チャンネル等化部116は、推定された歪みを各サブキャリアから除去して送信時の状態に等化する。
An output signal from the
The
また、チャンネル等化部116からの出力信号は、位相回転補正部117とサブキャリア復調部118に入力される。
位相回転補正部117は、OFDM信号に含まれる既知のパイロット信号(図示せず)を用いて、送信機3Sや受信機1Rでの周波数変換等の際に生じた、位相雑音による定常位相回転量を検出して各サブキャリアの回転量を補正し、サブキャリア復調部118は、その補正後の各サブキャリアをデジタルデータに復調する。
The output signal from the
The phase
復調されたデジタルデータは、デインタリーブ処理部119においてデータの並びが送信時と同じ状態に戻されたあと、ビダビ復号部120において誤り訂正復号されて、復号データとして抽出される。
The demodulated digital data is returned to the same state as that at the time of transmission in the
〔OFDM信号のフレームフォーマット〕
図5(a)は、IEEE802.11a/g/pに準拠するOFDM信号のフレームフォーマットを示し、図5(b)及び(c)は、そのOFDM信号のショートプリアンブルSPと継続ノイズの一例を示す波形図である。
図5(a)に示すように、OFDM信号のフレームは、左から順に、ショートプリアンブルSP、ガードインターバルGI、ロングプリアンブルLP、ガードインターバルGI、SIGNAL、ガードインターバルGI、SIGNAL部、ガードインターバルGI及DATA部よりなる。
[OFDM signal frame format]
FIG. 5 (a) shows the frame format of an OFDM signal compliant with IEEE 802.11a / g / p, and FIGS. 5 (b) and 5 (c) show an example of a short preamble SP and continuous noise of the OFDM signal. It is a waveform diagram.
As shown in FIG. 5 (a), the frame of the OFDM signal is composed of the short preamble SP, guard interval GI, long preamble LP, guard interval GI, SIGNAL, guard interval GI, SIGNAL part, guard interval GI and DATA in order from the left. It consists of parts.
このうち、ショートプリアンブルSPは、1周期が1.6μsである固定のパターン信号(繰り返し信号)であり、同じものが10回繰り返される。このショートプリアンブルSPは、主として、OFDM信号の検出、そのシンボルタイミングの検出及びAFC部112の粗調整等に利用される。
ロングプリアンブルLPは、1周期が3.2μsである固定のパターン信号(繰り返し信号)であり、同じものが2回繰り返される。このロングプリアンブルLPは、キャリア周波数誤差の微調整や、サブキャリアごとのチャンネル推定等に利用される。
Among these, the short preamble SP is a fixed pattern signal (repetition signal) having a period of 1.6 μs, and the same signal is repeated 10 times. This short preamble SP is mainly used for detection of an OFDM signal, detection of its symbol timing, coarse adjustment of the
The long preamble LP is a fixed pattern signal (repetition signal) having a period of 3.2 μs, and the same signal is repeated twice. This long preamble LP is used for fine adjustment of a carrier frequency error, channel estimation for each subcarrier, and the like.
なお、上記10個のショートプリアンブルSPから、ガードインターバルGIを挟んで2個のロングプリアンブルLPまでの信号を「PLPCプリアンブル」という。
SIGNAL部には、後続して送信されるデータの伝送速度やデータ長等の物理層の重要なヘッダ情報が含まれており、DATA部には、SIGNAL部で設定された伝送速度に基づく実データが含まれる。
A signal from the ten short preambles SP to two long preambles LP across the guard interval GI is referred to as a “PLPC preamble”.
The SIGNAL part includes important physical layer header information such as the transmission rate and data length of subsequently transmitted data, and the DATA part contains actual data based on the transmission rate set by the SIGNAL part. Is included.
なお、OFDM信号のショートプリアンブルSPは、図5(b)及び(c)に示すような周期1.6μsの所定パターンの繰り返し波形になっているが、同図に破線で示すように、自然界においては、ショートプリアンブルSPの周期1.6μsよりも長い時間帯でレベルがほぼ一定に継続する、「継続ノイズ」が生じることがある。この継続ノイズによる課題とその解決方法の詳細については後述する。 The short preamble SP of the OFDM signal has a repetitive waveform of a predetermined pattern with a period of 1.6 μs as shown in FIGS. 5B and 5C. However, as shown by a broken line in FIG. May cause “continuous noise” in which the level continues almost constant in a time period longer than the period of 1.6 μs of the short preamble SP. The problem due to the continuous noise and the details of the solution will be described later.
〔タイミング検出部の構成〕
図3は、本実施形態の受信機1Rにおける、タイミング検出部111の内部構成を示す機能ブロック図である。
図3に示すように、本実施形態のタイミング検出部111は、第1算出部11と、第2算出部12と、判定部13とから主構成されている。このうち、第1算出部11は、左から順に、第1遅延部14、複素乗算器15A,15B、積分回路16A,16B及び除算器18を含む。
[Configuration of timing detector]
FIG. 3 is a functional block diagram showing an internal configuration of the timing detection unit 111 in the
As shown in FIG. 3, the timing detection unit 111 according to the present embodiment mainly includes a
また、第2算出部12は、左から順に、第2遅延部20、複素乗算器21A,21B、積分回路22A,22B及び除算器24を含む。
なお、図3において、d(t)は、A/D変換器106,107からタイミング検出部111に入力される入力信号であり、離散時間tを変数とした同相成分(I信号)と直交成分(Q信号)を有する複素デジタル信号よりなる。
The
In FIG. 3, d (t) is an input signal input from the A /
また、以下において、ショートプリアンブルSPの1周期をT0とし、A/D変換器106,107でのサンプリング周期Δtは、その周期T0の1/16であるとする。すなわち、T0=16・Δtである。
従って、入力信号d(t)は、1周期T0内に合計16個の時系列の離散値が含まれている。更に、図3において、「*」のマークは共役複素数を表すものとする。
In the following, it is assumed that one cycle of the short preamble SP is T0, and the sampling cycle Δt in the A /
Therefore, the input signal d (t) includes a total of 16 time-series discrete values within one period T0. Furthermore, in FIG. 3, the mark “*” represents a conjugate complex number.
第1算出部11において、一方の複素乗算器15Aに対しては、入力信号d(t)がそのまま入力されるとともに、その入力信号d(t)を、第1遅延部14によってショートプリアンブルSPの1周期T0だけ遅らせた第1遅延信号d(t−16・Δt)が入力される。
そこで、複素乗算器15Aは、入力信号d(t)と第1遅延信号d(t−16・Δt)の複素共役とを乗算し、その結果を積分回路16Aに出力する。積分回路16Aは、複素乗算の結果をサンプル数k=0〜N−1(この場合は、N=16)で積算する。この積算の結果は、入力信号d(t)の電力に相当する値を示しており、これが後段の除算器18に与えられる。
In the
Therefore, the
これに対して、他方の複素乗算器15Bに対しては、入力信号d(t)が遅延なしでそのまま入力される。複素乗算器15Bは、入力信号d(t)とこの入力信号d(t)の複素共役とを乗算し、その結果を積分回路16Bに出力する。積分回路16Aは、複素乗算の結果をサンプル数k=0〜N−1で積算する。この積算の結果も、後段の除算器18に与えられる。
On the other hand, the input signal d (t) is input as it is without delay to the other
そして、除算器18は、積分回路16Aの出力結果を積分回路16Bの出力結果で除算して正規化を行い、その結果である第1自己相関値C1(t)を判定部13に出力する。以上の算出手順から、第1自己相関値C1(t)を数式で表すと、次の式(1)のようになる。
The
一方、第2算出部12において、一方の複素乗算器22Aに対しては、入力信号d(t)がそのまま入力されるとともに、その入力信号d(t)を、第2遅延部20によってショートプリアンブルSPの半周期(0.5・T0)だけ遅らせた第2遅延信号d(t−8・Δt)が入力される。
そこで、複素乗算器21Aは、入力信号d(t)と第2遅延信号d(t−8・Δt)の複素共役とを乗算し、その結果を積分回路16Aに出力する。積分回路22Aは、複素乗算の結果をサンプル数k=0〜N−1で積算する。この積算の結果は、後段の除算器24に与えられる。
On the other hand, in the
Therefore, the
これに対して、他方の複素乗算器21Bに対しては、入力信号d(t)が遅延なしでそのまま入力される。複素乗算器21Bは、入力信号d(t)とこの入力信号d(t)の複素共役とを乗算し、その結果を積分回路22Bに出力する。積分回路22Bは、複素乗算の結果をサンプル数k=0〜N−1で積算する。この積算の結果も、後段の除算器24に与えられる。
On the other hand, the input signal d (t) is input as it is without delay to the other
そして、除算器24は、積分回路22Aの出力結果を積分回路22Bの出力結果で除算して正規化を行い、その結果である第2自己相関値C2(t)を判定部13に出力する。以上の算出手順から、第2自己相関値C2(t)を数式で表すと、次の式(2)のようになる。
The
上記第1自己相関値C1(t)は、入力信号d(t)をショートプリアンブルSPの信号長(周期T0)だけシフトさせ、これの複素共役に元の信号を乗算して当該プリアンブルSPの信号長分の移動平均を取ったものである。
この場合、ショートプリアンブルSPが繰り返し送信されている時間帯では、シフトした信号d(t−16・Δt)と元の入力信号d(t)とが同一の信号になるので、第1自己相関値C1(t)が当該時間帯において大きな値を示すことになる。
The first autocorrelation value C1 (t) is obtained by shifting the input signal d (t) by the signal length (period T0) of the short preamble SP and multiplying the complex conjugate of the input signal d (t) by the original signal. This is a long-running moving average.
In this case, in the time zone in which the short preamble SP is repeatedly transmitted, the shifted signal d (t−16 · Δt) and the original input signal d (t) are the same signal, so the first autocorrelation value C1 (t) shows a large value in the time zone.
その後、ショートプリアンブルSPの受信が終了し、ロングプリアンブルPが受信される時期になると、ショートプリアンブルSPの周期性がなくなるので、第1自己相関値C1(t)は大きな値を示さない。
従って、第1自己相関値C1(t)が所定の閾値を超えたか否かを判定することにより、OFDM信号の到来を検出することができる。また、第1自己相関値C1(t)の相関値の極大点に対応する時刻(ピーク時点)は、少なくともショートプリアンブルSPが繰り返し送信されている期間内にあるから、そのピーク時点を一応のシンボルタイミングであると推定することができる。
Thereafter, when the reception of the short preamble SP is completed and the time when the long preamble P is received, the periodicity of the short preamble SP is lost, so the first autocorrelation value C1 (t) does not show a large value.
Therefore, the arrival of the OFDM signal can be detected by determining whether or not the first autocorrelation value C1 (t) exceeds a predetermined threshold value. In addition, since the time (peak time) corresponding to the maximum point of the correlation value of the first autocorrelation value C1 (t) is at least within the period in which the short preamble SP is repeatedly transmitted, the peak time is a temporary symbol. It can be estimated that it is timing.
しかし、前述の通り、例えば図5(b)及び(c)に破線で示すような、ショートプリアンブルSPの周期T0(=1.6μs)よりも長時間に渡ってレベルが継続する「継続ノイズ」が生じることがある。
この場合、第1自己相関値C1(t)は、入力信号d(t)とこれより1周期T0だけ遅れた第1遅延信号d(t−16・Δt)との自己相関値であるから、入力信号がかかる継続ノイズの場合であっても大きな値が発生する。
However, as described above, for example, “continuous noise” in which the level continues for a longer time than the cycle T0 (= 1.6 μs) of the short preamble SP, as shown by the broken lines in FIGS. May occur.
In this case, the first autocorrelation value C1 (t) is an autocorrelation value between the input signal d (t) and the first delay signal d (t−16 · Δt) delayed by one period T0. Even if the input signal is a continuous noise, a large value is generated.
このため、第1自己相関値C1(t)だけで、OFDM信号の検出やシンボルタイミングの推定を行うと、受信信号が図5(b)及び(c)に示すような継続ノイズである場合でも、これを正規パケットとして誤って検出してしまうとともに、データ復調に使用できない無意味なシンボルタイミングが生成されてしまう恐れがある。 Therefore, if the OFDM signal is detected and the symbol timing is estimated using only the first autocorrelation value C1 (t), even if the received signal is continuous noise as shown in FIGS. 5B and 5C. There is a risk that this will be erroneously detected as a regular packet, and meaningless symbol timing that cannot be used for data demodulation will be generated.
これに対して、上記第2自己相関値C2(t)は、入力信号d(t)をショートプリアンブルSPの信号長の半分(半周期0.5・T0)だけシフトさせ、これの複素共役に元の信号を乗算して当該プリアンブルSPの信号長分の移動平均を取ったものである。
この場合、ショートプリアンブルSPが繰り返し送信されている時間帯でも、シフトした信号d(t−8・Δt)と元の入力信号d(t)とが同一の信号にはならないので、第2自己相関値C2(t)は大きな値を示さない。
On the other hand, the second autocorrelation value C2 (t) shifts the input signal d (t) by half the signal length of the short preamble SP (half cycle 0.5 · T0), and converts it into a complex conjugate thereof. This is obtained by multiplying the original signal and taking a moving average for the signal length of the preamble SP.
In this case, since the shifted signal d (t−8 · Δt) and the original input signal d (t) are not the same signal even in the time zone in which the short preamble SP is repeatedly transmitted, the second autocorrelation is performed. The value C2 (t) does not indicate a large value.
また、第2自己相関値C2(t)は、ショートプリアンブルSPの半周期だけ遅らせた第2遅延信号d(t−8・Δt)との自己相関値であるため、第1自己相関値C1(t)の場合と同様に、受信信号が図5(b)及び(c)に示す継続ノイズである場合には大きな値が発生する。
図4は、ノイズの後に正規パケットが到来した場合の、受信機1Rの受信レベル(RSSI)、第1自己相関値C1(t)及び第2自己相関値C2(t)の時間的推移を示すグラフである。
Further, since the second autocorrelation value C2 (t) is an autocorrelation value with the second delayed signal d (t−8 · Δt) delayed by a half cycle of the short preamble SP, the first autocorrelation value C1 ( As in the case of t), a large value is generated when the received signal is the continuous noise shown in FIGS. 5B and 5C.
FIG. 4 shows temporal transitions of the reception level (RSSI), the first autocorrelation value C1 (t), and the second autocorrelation value C2 (t) of the
図4に楕円A,Bで示すように、受信信号がノイズである時間帯では、第1自己相関値C1(t)と第2自己相関値C2(t)が同じ時間にほぼ同様のピーク波形を示すことがあり、これは前述の「継続ノイズ」が生じた時間であると推定できる。
これに対して、図4に楕円Cで示すように、受信信号が正規パケットである時間帯では、ショートプリアンブルSPの受信期間において第1自己相関値C1(t)に高いピークが表れるが、第2自己相関値C2(t)にはピークが表れない。
As indicated by ellipses A and B in FIG. 4, in the time zone in which the received signal is noise, the first autocorrelation value C1 (t) and the second autocorrelation value C2 (t) have substantially the same peak waveform at the same time. It can be estimated that this is the time when the above-mentioned “continuation noise” occurs.
On the other hand, as indicated by an ellipse C in FIG. 4, in the time zone in which the received signal is a regular packet, a high peak appears in the first autocorrelation value C1 (t) during the reception period of the short preamble SP. No peak appears in the two autocorrelation value C2 (t).
このように、第1自己相関値C1(t)の場合は、正規パケットと継続ノイズの双方に対してピークが生じ易いが、第2自己相関値C2(t)の場合は、正規パケットに対してはピークが生じ難いが、継続ノイズに対してはピークが生じ易いことが分かる。
そこで、本実施形態では、判定部13が、第1自己相関値C1(t)の第2自己相関値C2(t)に対する比率を算出し、この比率が所定の閾値よりも大きい場合に、入力信号d(t)が正規パケット(正規のOFDM信号)であると判定する。
なお、自己相関値C1(t)とC2(t)を、最大10周期に渡って更に積算した値同士を比較することで、正規パケットかノイズかを判定すると、精度がより向上するため好ましい。
Thus, in the case of the first autocorrelation value C1 (t), a peak is likely to occur for both the normal packet and the continuous noise, but in the case of the second autocorrelation value C2 (t), It can be seen that peaks are unlikely to occur, but peaks are likely to occur for continuous noise.
Therefore, in the present embodiment, the
Note that it is preferable to determine whether the packet is a regular packet or noise by comparing values obtained by further integrating the autocorrelation values C1 (t) and C2 (t) over a maximum of 10 periods, because accuracy is further improved.
そして、判定部13は、入力信号d(t)が正規パケット(正規のOFDM信号)であると判定した場合に限り、第1自己相関値C1(t)のピーク時点を探索し、このピーク時点の時刻よりなるタイミング情報Stを生成し、この情報StをAFC部112とガードインターバル除去部113に通知する。
The
〔本実施形態のタイミング検出部の効果〕
以上の通り、本実施形態のタイミング検出部111によれば、第1第自己相関値C1(t)の他に、入力信号d(t)とこれをショートプリアンブルSPの半周期だけ遅らせた第2遅延信号d(t−8・Δt)との相関値である第2自己相関値C2(t)を算出し、これらの相関値C1(t),C2(t)に基づいて、入力信号d(t)が正規パケットであるか否かを判定するので、継続ノイズと正規パケットをより正確に区別できる。
また、相互相関型の場合のように、ショートプリアンブルSPの波形を参照信号として記憶する必要がないので、回路規模を小さくできて経済的であるという利点もある。
[Effect of the timing detection unit of this embodiment]
As described above, according to the timing detection unit 111 of the present embodiment, in addition to the first autocorrelation value C1 (t), the input signal d (t) and the second signal obtained by delaying the input signal d (t) by a half cycle of the short preamble SP. A second autocorrelation value C2 (t) that is a correlation value with the delayed signal d (t−8 · Δt) is calculated, and based on these correlation values C1 (t) and C2 (t), the input signal d ( Since it is determined whether or not t) is a regular packet, continuous noise and regular packets can be more accurately distinguished.
Further, unlike the case of the cross-correlation type, it is not necessary to store the waveform of the short preamble SP as a reference signal, so that there is an advantage that the circuit scale can be reduced and it is economical.
〔その他の変形例〕
今回開示した実施形態は例示であって制限的なものではない。本発明の権利範囲は、特許請求の範囲によって示され、その構成と均等の範囲内の全ての変更が含まれる。
例えば、上記実施形態では、第1自己相関値C1(t)を求めるための第1遅延信号が、入力信号d(t)をショートプリアンブルSPの1周期だけ遅らせた信号d(t−16・Δt)になっているが、この第1遅延信号は、1周期T0の整数倍だけ遅らせて生成すればよく、第1遅延信号の遅延時間は2周期以上であってもよい。
[Other variations]
The embodiment disclosed this time is illustrative and not restrictive. The scope of the right of the present invention is defined by the claims, and includes all modifications within the scope equivalent to the configuration.
For example, in the above embodiment, the first delayed signal for obtaining the first autocorrelation value C1 (t) is the signal d (t−16 · Δt) obtained by delaying the input signal d (t) by one cycle of the short preamble SP. However, the first delay signal may be generated by being delayed by an integral multiple of one period T0, and the delay time of the first delay signal may be two or more periods.
また、上記実施形態では、第2自己相関値C2(t)を求めるための第2遅延信号が、入力信号d(t)をショートプリアンブルSPの半周期だけ遅らせた信号d(t−8・Δt)になっているが、この第2遅延信号は、1周期T0の整数倍ではない時間だけ遅らせて生成すればよく、第2遅延信号の遅延時間は半周期に限定されるものではない。 In the above embodiment, the second delayed signal for obtaining the second autocorrelation value C2 (t) is the signal d (t−8 · Δt) obtained by delaying the input signal d (t) by a half cycle of the short preamble SP. However, the second delay signal may be generated by being delayed by a time that is not an integral multiple of one cycle T0, and the delay time of the second delay signal is not limited to a half cycle.
もっとも、第1遅延信号や第2遅延信号の遅延時間が大きいほど、第1自己相関値C1(t)や第2自己相関値C2(t)が得られるタイミングが遅れ、判定部13による正規パケットの検出が遅れることになる。
従って、判定部13でのパケット検出を最も早く行うためには、上記実施形態のように、入力信号d(t)をショートプリアンブルSPの1周期T0だけ遅らせた信号を第1遅延信号とし、入力信号d(t)をショートプリアンブルSPの1周期T0未満の時間だけ遅らせた信号を第2遅延信号とすることが好ましい。
Of course, the longer the delay time of the first delay signal or the second delay signal, the later the timing at which the first autocorrelation value C1 (t) or the second autocorrelation value C2 (t) is obtained. Will be delayed.
Therefore, in order to perform the packet detection at the
また、上記実施形態では、第2自己相関値C2(t)を1つだけ算出しているが、遅延させる時間が異なる複数の第2遅延信号(例えば、d(t−4・Δt)やd(t−12・Δt))を用いて、複数の第2自己相関値C2(t)を算出することにしてもよい。
この場合、判定部13において、第1自己相関値C1(t)の各第2自己相関値C2(t)に対する比率をそれぞれ求め、この各比率が所定の閾値よりも大きいか否かにより、入力信号(t)が正規パケットか否かを判定すれば、第2自己相関値C2(t)が1つだけである場合に比べて、継続ノイズと正規パケットをより正確に区別できる。
In the above embodiment, only one second autocorrelation value C2 (t) is calculated, but a plurality of second delay signals (for example, d (t−4 · Δt) or d A plurality of second autocorrelation values C2 (t) may be calculated using (t-12 · Δt)).
In this case, the
更に、上記実施形態では、ショートプリアンブルSPの周期性を利用しているが、それ以外の繰り返し信号(例えば、ロングプリアンブルLP等)を利用して、本発明を実施することもできる。
また、上記実施形態では、OFDM方式の受信機1Rを例示したが、本発明はこれに限られず、固定のパターン信号を利用した自己相関型の信号検出を行うものであれば、通信方式は特に限定されない。
Furthermore, in the above embodiment, the periodicity of the short preamble SP is used. However, the present invention can also be implemented using other repetitive signals (for example, the long preamble LP).
In the above-described embodiment, the
11 第1算出部
12 第2算出部
13 判定部
3S 送信機
110 受信用プロセッサ
111 タイミング検出部(信号検出器)
C1(t) 第1自己相関値
C2(t) 第2自己相関値
d(t) 入力信号
d(t−16・Δt) 第1遅延信号
d(t−8・Δt) 第2遅延信号
11
C1 (t) First autocorrelation value C2 (t) Second autocorrelation value d (t) Input signal d (t-16 · Δt) First delay signal d (t-8 · Δt) Second delay signal
Claims (7)
前記入力信号とこれを前記繰り返し信号の1周期の整数倍ではない時間だけ遅らせた第2遅延信号との相関値である第2自己相関値を算出する第2算出部と、
前記第1自己相関値と第2自己相関値とに基づいて、前記入力信号が正規のプロトコルデータユニット(Protocol Data Unit:以下、「PDU」という。)であるか否かを判定する判定部と、
を備えていることを特徴とする信号検出器。 A first calculation unit that calculates a first autocorrelation value that is a correlation value between an input signal and a first delayed signal obtained by delaying the input signal by an integral multiple of one cycle of a predetermined repetition signal;
A second calculation unit that calculates a second autocorrelation value that is a correlation value between the input signal and a second delayed signal obtained by delaying the input signal by a time that is not an integral multiple of one cycle of the repetitive signal;
A determination unit configured to determine whether the input signal is a normal protocol data unit (hereinafter referred to as “PDU”) based on the first autocorrelation value and the second autocorrelation value; ,
A signal detector.
前記判定部は、前記第1自己相関値と複数の前記第2自己相関値とに基づいて、前記入力信号が正規のPDUであるか否かを判定する請求項1〜3のいずれか1項に記載の信号検出器。 The second calculation unit can calculate a plurality of the second autocorrelation values using the plurality of second delay signals having different delay times, respectively.
The said determination part determines whether the said input signal is regular PDU based on the said 1st autocorrelation value and several said 2nd autocorrelation value. A signal detector according to claim 1.
前記入力信号とこれを前記繰り返し信号の1周期の整数倍ではない時間だけ遅らせた第2遅延信号との相関値である第2自己相関値を算出するステップと、
前記第1自己相関値と前記第2自己相関値とに基づいて、前記入力信号が正規のPDUであるか否かを判定するステップと、
を備えていることを特徴とする信号検出方法。 Calculating a first autocorrelation value that is a correlation value between an input signal and a first delayed signal obtained by delaying the input signal by an integral multiple of one period of a predetermined repetitive signal;
Calculating a second autocorrelation value that is a correlation value between the input signal and a second delayed signal obtained by delaying the input signal by a time that is not an integral multiple of one cycle of the repetitive signal;
Determining whether the input signal is a regular PDU based on the first autocorrelation value and the second autocorrelation value;
A signal detection method comprising:
正規と判定された前記PDUをデジタル復調する復調部と、
を備えていることを特徴とする受信用プロセッサ。 The signal detector according to any one of claims 1 to 4, which determines whether or not the input signal is a regular PDU based on an autocorrelation value of the input signal;
A demodulator that digitally demodulates the PDU determined to be regular;
A receiving processor.
受信した前記アナログ信号をデジタル信号に変換するA/D変換器と、
変換された前記デジタル信号が入力される請求項6に記載の受信用プロセッサと、
を備えていることを特徴とする無線信号の受信機。 A wireless receiver for receiving an analog signal from an antenna;
An A / D converter for converting the received analog signal into a digital signal;
The receiving processor according to claim 6, wherein the converted digital signal is input;
A radio signal receiver.
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