JP2011097411A

JP2011097411A - デジタル移動体無線通信方式およびそれに用いられる基地局

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Publication number: JP2011097411A
Application number: JP2009250143A
Authority: JP
Inventors: Eiji Okamoto; 英二岡本; Yasunori Iwanami; 保則岩波; Yasuhiro Fuwa; 康宏不破
Original assignee: Nagoya Institute of Technology NUC
Current assignee: Nagoya Institute of Technology NUC
Priority date: 2009-10-30
Filing date: 2009-10-30
Publication date: 2011-05-12

Abstract

【課題】デジタル移動体無線通信の下りリンクの通信方式OFDMA-CDMを、送受信アンテナを複数にすることにより伝送効率を高めるMIMO伝送に拡張したMIMO-OFDMA-CDMにおいて、PFを高精度に維持した上で優れたBER特性を得る。
【解決手段】リソース割り当てをサブキャリア単位とし、逐次的に伝送レートが低いユーザを優先することで高精度にPFを維持可能とする。また、各ユーザは割り当てられたサブキャリアを分離・抽出し、割り当てられた全てのサブキャリアを用いて周波数拡散を行うことにより周波数ダイバーシチを最大限獲得できる。これら２つの技術により、PFの高精度維持とBER特性の改善を同時に実現する。
【選択図】図２

Description

本発明は、デジタル移動体無線通信における伝送方式およびそれに用いられる基地局に関するもので、特に、基地局から複数の移動端末へ向けた下りリンクを想定したリソース割り当てを行うものに関する。

基地局におけるリソース割り当て制御法は、システム全体の特性の向上を目指し通信路利得の高いユーザにサブキャリアを割り当てるMaximum capacity法と、ユーザ間の公平性（Proportional Fairness, PF, 以下PF）を重視しながらシステム全体の特性の向上を図るProportional fairness法（非特許文献１参照）に分けることが出来る。

PFとシステム全体の品質はトレードオフの関係にあり、そのバランスを保つことが重要視される。現行のセルラシステムにおいて受信環境が劣悪なユーザが存在する場合でも高速・大容量通信を実現するためにはPFの維持は不可欠である。そのためPFを考慮した高効率なリソース割り当てが求められている。

OFDMA-CDM（Orthogonal Frequency Division Multiple Access - Code Division Multiplexing）伝送方式におけるリソース割り当ての従来技術として非特許文献２のようなサブチャネル単位のMaximum Capacity法がある。この手法は、複数のサブキャリアを束ねたサブチャネル単位で、通信路利得の最も高いユーザに当該サブチャネルを割り当てるものである。さらにサブチャネル単位で周波数拡散を行うことで、フェージングの平滑化による周波数ダイバーシチを得る。

M. S. Maw and I. Sasase,"Resource Allocation Scheme in MIMO-OFDMA System for User’s Different Data Throughput Requirements,"IEICE Trans. on Communications, Vol. E91-1E, No. 2, pp.494-504, Feb., 2008 松井紀憲, 武藤圭祐, 飯島諭, 笹瀬巌,"OFDMA-CDMにおいてself interferenceを抑制する重み付けおよびサブチャネル割り当て,"信学技報RCS2009-19 pp.109-114, May, 2009.

非特許文献２に示す従来手法は、Maximum Capacity法であるためPFを考慮しておらず実用性は低い。また、周波数拡散の範囲がサブチャネル内のみであるため、十分な周波数ダイバーシチが得られない、等が問題になる。

本発明は、デジタル移動体無線通信の下りリンクの通信方式OFDMA-CDM（Orthogonal Frequency Division Multiple Access - Code Division Multiplexing）において、PFを高精度に維持することを目的とする。

上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明は、OFDMA-CDM伝送方式を用いたデジタル移動体無線通信方式において、逐次的に伝送レートの低いユーザから優先してサブキャリアを割り当てることを特徴とする。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のデジタル移動体無線通信方式において、OFDMA-CDM伝送方式を、送受信アンテナを複数本用いるMIMO（Multiple Input Multiple Output）伝送へ拡張したMIMO-OFDMA-CDM（Multiple Input Multiple Output - Orthogonal Frequency Division Multiple Access - Code Division Multiplexing）システムに適用したことを特徴とする。

請求項３に記載の発明は、請求項１または２に記載のデジタル移動体無線通信方式において、割り当てられるサブキャリア数を上限値に制限する。このことにより、全てのユーザの占有サブキャリア数を等しくすることができる。

請求項４に記載の発明は、請求項１ないし３のいずれか１つに記載のデジタル移動体無線通信方式において、各ユーザの通信路容量と所望伝送レート比率の重みを用いて、優先するユーザを選択することを特徴とする。このことにより、通信路容量の増大とPFの維持をバランス良く実現することができる。

請求項５に記載の発明は、請求項１ないし４のいずれか１つに記載のデジタル移動体無線通信方式において、各ユーザのサブキャリアを分離・抽出した後、周波数拡散を行うことを特徴とする。このことにより、従来手法と比べ大きな周波数ダイバーシチ効果を得ることができる。

請求項６に記載の発明は、請求項１ないし５のいずれか１つに記載のデジタル移動体無線通信方式に用いられ、前記サブキャリアの割り当てを行うサブキャリア割り当て部を有する基地局を特徴とする。

本発明の実施形態におけるシステム全体の構成を示すブロック図である。図１中のサブキャリア割り当て部で実行される処理を示すアルゴリズムである。本実施形態における周波数拡散の概念図である。本実施形態における送信機のリソース割り当てと周波数拡散部分の構成を示す図である。マルチパス通信路モデルの概略を示すモデル図である。シミュレーションの結果を示す図で、E_b/N₀=0 ~20[dB]の場合のビット誤り率（Bit Error Rate, BER, 以下BER）特性を示している。シミュレーションの結果を示す図で、従来手法の各ユーザが取りうる通信路容量の確率密度関数を示している。シミュレーションの結果を示す図で、本実施形態において各ユーザが取りうる通信路容量の確率密度関数を示している。

以下に本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。まず、本実施形態の構成を説明し、続いて伝送特性を、雑音環境やマルチパスフェージング環境における誤り率特性のシミュレーション結果を用いて説明する。

まず、MIMO-OFDMA-CDM（Multiple Input Multiple Output - Orthogonal Frequency Division Multiple Access - Code Division Multiplexing）システムモデルについて説明する。ブロック図を図1に示す。送信機側では、複数のユーザのデータをQPSK（Quadrature Phase Shift Keying）変調した後、サブキャリアに配置しWalsh符号を用いて周波数拡散を行う。そして、IFFT（Inverse Fast Fourier Transform）により時間領域の信号に変換し、GI（Guard Interval）を挿入して送信する。受信機側では、まずGIを取り除き、FFT（Fast Fourier Transform）により周波数領域に変換する。そしてNullingを用いてMIMOにより複数のアンテナから到来した信号の分離と、マルチパスフェージングによって歪んだ電波の等化を行う。そして、自らに割り当てられたサブキャリアを選択し、逆拡散を行う。そして最後にQPSK復調した後、データを得る。

本実施形態の詳しいリソース割り当てアルゴリズムについて説明する。本実施形態は下りリンクシステムを対象とし、基地局での制御について述べている。送信アンテナ数をTx、受信アンテナ数をRx、ユーザ数をK、サブキャリア数をNc、とするとサブキャリアnにおけるユーザkのチャネル行列はRx行Tx列であり、以下の式で表すことが出来る。移動端末はこのチャネル行列を図1の符号(101)で示すように推定し、図1の符号(102)で示すように通信路情報として、情報の送受信とは別の回線を用いて基地局にフィードバックする。

次に基地局での制御について述べる。基地局は、図1の符号(103)で示すサブキャリア割り当て部において、移動端末から受け取ったチャネル行列H_k,nに対して特異値分解(Singular Value Decomposition, SVD)を行う。するとH_k,nは次式のように分解することが出来る。ここで、U_k,n, V_k,n ^Hはユニタリ行列であり、^Hはエルミート転置行列を表す。

は非負の固有値

を対角成分として持つ対角行列である。

ここで、チャネル行列Hと固有値λの値は相関があるため、固有値の値を比較することで、チャネル行列すなわち、通信路の状態を判断することが出来る。またMIMO伝送方式であるため送受信アンテナ数に応じた固有値を得ることになる。本実施形態ではこの固有値λを比較し、基地局においてリソース割り当てを行う。

本実施形態では、まず予めユーザの所望伝送レート比率ρ_kというパラメータを基地局で設定する。仮にユーザ１のみ他ユーザの２倍優先させる場合は以下のようにρ_kを設定することで容易に実現できる。このように予め設定されたρ_kによって、PFの維持と制御が可能となり、特に高速・大容量通信を必要とするユーザを優先することができる。

サブキャリア割り当て部(103)で実行される処理のアルゴリズムを図２に示す。図２において、Aは割り当てが終了していないサブキャリアの集合、φは空集合を表す。まず次式のように各ユーザで最小固有値λ_minが最大のサブキャリアを選択する。

そして次式を用いて通信路容量C_kを算出する。ここで、Ω_kはユーザkに割り当てられるサブキャリアの集合、SNRは信号対雑音電力比、RANK(H_k,n)はチャネル行列の階級を表す。

次に、C_k/ρ_kが最小のユーザを選択する。ここで各ユーザに割り当てられるサブキャリア数を等しくするため割り当て数に上限を定め、上限値を超えているユーザは除外する。上限値は各ユーザに割り当てられるサブキャリア数が等しくなるようNc/Kと定める。式表現は次式のようになる。

次に、選択されたユーザは割り当てが決まっていないサブキャリアの内、最も状態の良いサブキャリアを選択し、数６を用いて通信路容量を計算する。

全てのサブキャリアの割り当てが終了するまで、上記した、C_k/ρ_kが最小のユーザを選択する処理から通信路容量を計算する処理を繰り返す。その結果、逐次的に伝送レートの低いユーザに割り当てを行うこととなり、通信路容量の増大とPFの維持をバランス良く実現可能となる。

次に、本実施形態における周波数拡散手法について詳しく説明する。本実施形態の周波数拡散にはWalsh符号を用いる。Walsh符号はそれぞれの列について完全直交性を有しており、その内積は0となり多重された信号から所望の信号を独立して取り出すことができる。Walsh符号は以下の式を用いて生成される。

拡散符号乗算前のデータシンボルをd=(d₁,….,d_L)^Tと表す場合、拡散符号乗算のデータシンボルd_Wは以下の式で表すことが出来る。

本実施形態の周波数拡散の概念図を図３に示す。図２のアルゴリズムを用いて、PFを考慮しつつ、サブキャリア単位で割り当てを行う。その後ユーザ毎にサブキャリアを分離・抽出し、1ユーザに割り当てられた全てのサブキャリアを用いて周波数拡散する。そして再び元の周波数配置に戻すことで従来手法と比べ大きな周波数ダイバーシチ効果を得る。

本実施形態の送信機構成を図４に示す。全ユーザのデータシンボルはリソース割り当てによりサブキャリアに乗せられた後、一旦抽出され各ユーザのデータd(k,l)に分割される。ここで、kはユーザ番号、lはシンボル番号である。その後、Walsh符号を用いて周波数拡散を行い、再び元の周波数配置に戻される。拡散符号乗算後のデータシンボルd_W(k,n)は以下の式を用いて表すことができる。ここで、Kはユーザ番号、Lは拡散符号長、N_cはサブキャリア数、N_kは1ユーザに割り当てられたサブキャリア数、d(k,p)はデータシンボル、f_k,nはサブキャリア割り当てに基づくサブキャリアである。

さらに、MIMO-OFDMA-CDM信号の生成はNcポイントのIFFTを用いて次式のように表現できる。ここで、t_Xは送信アンテナ番号、Txは送信アンテナ数、nはサブキャリア番号、Ncはサブキャリア数、kはユーザ番号、Kはユーザ数、1/Tはサブキャリア間隔である。

次に、本実施形態のシステムの計算機シミュレーションを行い、その特性を比較していく。通信路は送受信アンテナを複数用いるMIMOシステムであり、各送受信アンテナ間はマルチパス数16の電力1dB指数減衰準静的レイリーフェージング通信路（Quasi-static Rayleigh fading channel）としている。この通信路の遅延プロファイルを図５に示す。

各パラメータは、QPSK変調、送信アンテナ数Tx=2、受信アンテナ数Rx=2、拡散符号はWalsh符号、総サブキャリア数Nc=1024、ユーザ数K=8, 16、通信路の推定は既知、MIMOの信号分離と等化はMMSE基準のNulling、1シンボル時間T_s、ガードインターバル長を16T_s、とし、ユーザの所望伝送レート比率ρは全ユーザに対して1と設定した。

図６に計算機シミュレーションによるE_b/N₀=0 ~20[dB]のときのBER特性を示す。比較対象として従来手法であるサブチャネル単位のMaximum capacity法のBER特性を示す。図7は、従来手法の各ユーザが取りうる通信路容量の確率密度関数を示す。図８は、本実施形態の各ユーザが取りうる通信路容量の確率密度関数を示す。図６から本実施形態のBER特性が従来手法よりも優れていることが確認できる。また、図７より、従来手法では各ユーザが取りうる通信路容量は広い範囲に渡っているため公平性を考慮出来ていない。それに対し、図８から本実施形態の各ユーザが取りうる確率密度関数は9から10.5[bit/s/Hz]に集中していることが確認できる。これは、全ユーザが同等の通信路容量を得る確率が高いことを意味し、PFを保つことが出来ていることを示している。

以上述べたように本実施形態によれば、デジタル移動体無線通信の下りリンクの通信方式OFDMA-CDMを、送受信アンテナを複数にすることにより伝送効率を高めるMIMO伝送に拡張したMIMO-OFDMA-CDMにおいて、PFを高精度に維持した上で優れたBER特性を得ることができる。

なお、本発明は上記した実施形態に限定されるものでなく、特許請求の範囲に記載した範囲内で適宜変更が可能である。

Claims

OFDMA-CDM（Orthogonal Frequency Division Multiple Access - Code Division Multiplexing）伝送方式を用いたデジタル移動体無線通信方式において、逐次的に伝送レートの低いユーザから優先してサブキャリアを割り当てることを特徴とするデジタル移動体無線通信方式。
前記OFDMA-CDM伝送方式を、送受信アンテナを複数本用いるMIMO（Multiple Input Multiple Output）伝送へ拡張したMIMO-OFDMA-CDM（Multiple Input Multiple Output - Orthogonal Frequency Division Multiple Access - Code Division Multiplexing）システムに適用したことを特徴とする請求項１に記載のデジタル移動体無線通信方式。
割り当てられるサブキャリア数を上限値に制限することを特徴とする請求項１または２に記載のデジタル移動体無線通信方式。
各ユーザの通信路容量と所望伝送レート比率の重みを用いて、優先するユーザを選択することを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１つに記載のデジタル移動体無線通信方式。
各ユーザのサブキャリアを分離・抽出した後、周波数拡散を行うことを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１つに記載のデジタル移動体無線通信方式。
請求項１ないし５のいずれか１つに記載のデジタル移動体無線通信方式に用いられ、前記サブキャリアの割り当てを行うサブキャリア割り当て部を有することを特徴とする基地局。