JP2011082744A - Voltage-controlled oscillator, and amplitude adjustment method - Google Patents
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Description
本発明は、複数の電圧制御発振器を有する電圧制御発振装置および振幅調整方法に関する。 The present invention relates to a voltage controlled oscillation device having a plurality of voltage controlled oscillators and an amplitude adjustment method.
電圧制御発振装置では、特許文献1で示されているように、所望の位相雑音や消費電力を得るために、電圧制御発振装置の発振出力信号の振幅が参照振幅値に近づくように調整される。また、特許文献2で示されているように、電圧制御発振装置の発振周波数の範囲を広くするために、複数の電圧制御発振器が用いられることがある。
In the voltage controlled oscillator, as shown in
図27は、発振出力信号の振幅が調整可能であり、かつ、複数の電圧制御発振器を有する電圧制御発振装置の構成を示したブロック図である。 FIG. 27 is a block diagram showing a configuration of a voltage controlled oscillator that can adjust the amplitude of the oscillation output signal and has a plurality of voltage controlled oscillators.
図27において、電圧制御発振装置は、電圧制御発振器(VCO)5101および5102と、ピーク振幅検出回路(Peak・Det.)5103および5104と、比較器5105および5106と、デジタル制御電流源(DCCS)5107および5108と、ロジック回路(Logic)5109および5110とを有する。ここで、電圧制御発振器5101、ピーク振幅検出回路5103、比較器5105、デジタル制御電流源5107およびロジック回路5109と、電圧制御発振器5102、ピーク振幅検出回路5104、比較器5106、デジタル制御電流源5108およびロジック回路5110とは、それぞれ独立したフィードバックループを構成する。
In FIG. 27, the voltage controlled oscillator includes voltage controlled oscillators (VCO) 5101 and 5102, peak amplitude detection circuits (Peak Det.) 5103 and 5104,
また、ロジック回路5109は、デジタル回路で構成されるアップ・ダウンカウンタであり、デジタル制御電流源5107の発生電流の値を示す振幅調整コードをカウントする。
The
図28は、図27で示した電圧制御発振装置の動作を説明するための説明図である。なお、各フィードバックループでは、同じ動作が行われるので、以下では、電圧制御発振器5101を有するフィードバックループの動作について説明する。
FIG. 28 is an explanatory diagram for explaining the operation of the voltage controlled oscillator shown in FIG. In addition, since the same operation | movement is performed in each feedback loop, below, operation | movement of the feedback loop which has the
先ず、ステップT1では、ロジック回路5109の振幅調整コードが最大値に初期化されることで、デジタル制御電流源5107の発生電流が最大に設定される。この発生電流は、電圧制御発振器5101に入力される。
First, in step T1, the amplitude adjustment code of the
なお、電圧制御発振器5101の発振出力信号の振幅は、電圧制御発振器5101に入力される電流の値に比例する。したがって、デジタル制御電流源5107の発生電流が最大となるので、電圧制御発振器5101の発振出力信号の振幅も最大となる。また、振幅調整コードは、4ビットのバイナリ信号であるとする。そして、振幅調整コードの値が大きいほど、発生電流が大きくなるものとする。したがって、振幅調整コードが“1111”のときに、発生電流が最大となる。
Note that the amplitude of the oscillation output signal of the voltage controlled
ピーク振幅検出回路5103は、発振出力信号の振幅に応じたピーク電圧を出力する。比較器5105は、ピーク振幅検出回路5103からのピーク電圧と参照電圧(Vref1)とを比較して、ピーク電圧と参照電圧の大小関係を示す1ビットのデジタル信号を出力する。以下、ピーク電圧が参照電圧より高いと、“1”を示すデジタル信号が出力され、ピーク電圧が参照電圧以下であると、“0”を示すデジタル信号が出力されるものとする。ステップT1では、ピーク電圧が参照電圧より高いため、“1”を示すデジタル信号が出力される。なお、参照電圧は、上述した参照振幅値に応じて設定されている。
The peak
“1”を示すデジタル信号が出力されると、次のステップ(ステップT2)が実行される。 When the digital signal indicating “1” is output, the next step (step T2) is executed.
ステップT2では、ロジック回路5109の振幅調整コードが“1”減らされる。これによって、発生電流の値が1段階小さくなり、その結果、電圧制御発振器の発振出力信号の振幅も1段階小さくなる。
In step T2, the amplitude adjustment code of the
その後、ピーク振幅検出回路5103から“0”を示すデジタル信号が出力されるまで、振幅調整コードが1ずつ減らされていく。
Thereafter, the amplitude adjustment code is decremented by one until the digital signal indicating “0” is output from the peak
“0”を示すデジタル信号が出力されると、そのときの振幅調整コードに応じたピーク電圧、または、1ステップ前の振幅調整コードに応じたピーク電圧が参照電圧に最も近いことが分かる。したがって、その振幅調整コードが、発振出力信号の最適な振幅を表すことになる。 When a digital signal indicating “0” is output, it can be seen that the peak voltage corresponding to the amplitude adjustment code at that time or the peak voltage corresponding to the amplitude adjustment code one step before is closest to the reference voltage. Therefore, the amplitude adjustment code represents the optimum amplitude of the oscillation output signal.
図28では、10番目のステップであるステップT10で処理が終了するため、振幅調整コードが“01111”または“0110”のときに、ピーク電圧が参照電圧に最も近くなることが分かる。 In FIG. 28, since the process ends at step T10 which is the tenth step, it can be seen that the peak voltage is closest to the reference voltage when the amplitude adjustment code is “01111” or “0110”.
上記のように、デジタル信号を用いて複数回の振幅調整処理を行うことで、各電圧制御発振器の発振出力信号の振幅を調整することができる。 As described above, the amplitude of the oscillation output signal of each voltage controlled oscillator can be adjusted by performing the amplitude adjustment processing a plurality of times using the digital signal.
なお、比較器5105および5106の代わりにオペアンプを用い、デジタル制御電流源5107および5108の代わりにアナログ制御電流源を用いることで、アナログ的に振幅調整を行うこともできる。しかしながら、アナログ的な振幅調整では、オペアンプの雑音の影響で発生する発振出力信号の位相雑音により、発振出力信号が劣化するという問題がある。一方、図28で説明したデジタル的な振幅調整では、デジタル制御電流源5107および5109に低雑音バイアス源を用いることができるため、発振出力信号の劣化を少なくすることができる。
Note that the amplitude can be adjusted in an analog manner by using an operational amplifier instead of the
図27で示した電圧制御発振装置では、発振出力信号の振幅は、電圧制御発振器ごとに独立して調整される。このため、発振出力信号の振幅を調整する際には、電圧制御発振器ごとに振幅調整コードを1つずつずらして、最適な振幅を見つける必要があり、振幅調整にかかる時間が長いという問題があった。 In the voltage controlled oscillator shown in FIG. 27, the amplitude of the oscillation output signal is adjusted independently for each voltage controlled oscillator. For this reason, when adjusting the amplitude of the oscillation output signal, it is necessary to shift the amplitude adjustment code one by one for each voltage controlled oscillator to find the optimum amplitude, and there is a problem that it takes a long time to adjust the amplitude. It was.
具体的には、1ステップ当たりにかかる時間をXとすると、振幅調整にかかる時間は、最大で2NXとなる。なお、Nは、振幅調整コードのビット数である。 Specifically, assuming that the time required for one step is X, the time required for amplitude adjustment is 2 N X at the maximum. N is the number of bits of the amplitude adjustment code.
例えば、1ステップ当たりにかかる時間Xが100ナノ秒であり、振幅調整コードのビット数Nが4の場合、最大で1.6マイクロ秒もの時間が必要となる。なお、この1ステップあたりの時間は、振幅ピーク検出回路のピーク電圧が安定するのに必要な時間と略等しい。 For example, when the time X required for one step is 100 nanoseconds and the number of bits N of the amplitude adjustment code is 4, a maximum of 1.6 microseconds is required. The time per step is substantially equal to the time required for the peak voltage of the amplitude peak detection circuit to stabilize.
なお、今後、CMOSの微細化に伴う発振出力信号のばらつき幅の拡大や、電源電圧の低電圧化などの影響で、振幅調整コードのビット数が増えていくと考えられる。この場合、振幅調整時間がさらに長くなる。 In the future, it is considered that the number of bits of the amplitude adjustment code will increase due to the increase in the variation width of the oscillation output signal accompanying the miniaturization of the CMOS and the lowering of the power supply voltage. In this case, the amplitude adjustment time is further increased.
また、電圧制御発振装置には、通常、発振出力信号の周波数を調整するための周波数粗調整機能が備わっている。周波数粗調整機能では、振幅調整のときと同様に、周波数粗調整コードを1ずつずらしながら、発振出力信号の最適な周波数が決定される。このとき、周波数粗調整コードがずれるたびに、発振出力信号の振幅もずれるので、振幅調整における各ステップを、周波数粗調整コードごとに行う必要がある。このため、周波数粗調整コードをMビットのバイナリ信号とすると、振幅調整にかかる時間は、最大で2N・2MXとなる。 In addition, the voltage controlled oscillator normally has a rough frequency adjustment function for adjusting the frequency of the oscillation output signal. In the coarse frequency adjustment function, the optimum frequency of the oscillation output signal is determined while shifting the coarse frequency adjustment code by one as in the case of amplitude adjustment. At this time, the amplitude of the oscillation output signal is also shifted every time the frequency coarse adjustment code is deviated. Therefore, each step in the amplitude adjustment needs to be performed for each frequency coarse adjustment code. For this reason, when the frequency coarse adjustment code is an M-bit binary signal, the time required for amplitude adjustment is 2 N · 2 MX at maximum.
例えば、1ステップ当たりにかかる時間Xが100ナノ秒であり、振幅調整コードのビット数Nが4、周波数粗調整コードのビット数Mが5の場合、最大で51.2マイクロ秒もの時間が必要となる。 For example, if the time X required for one step is 100 nanoseconds, the number of bits N of the amplitude adjustment code is 4, and the number of bits M of the frequency coarse adjustment code is 5, a maximum of 51.2 microseconds is required. It becomes.
特に、マルチバンド無線装置やマルチスタンダード無線装置のように、発振周波数範囲を広くすることが望まれている技術に電圧制御発振装置を適用する場合、周波数粗調整コードのビット数が非常に大きくなり、振幅調整にかかる時間が非常に長くなる。 In particular, when the voltage controlled oscillator is applied to a technology that is desired to widen the oscillation frequency range, such as a multi-band radio apparatus or a multi-standard radio apparatus, the number of bits of the coarse frequency adjustment code becomes very large. The time required for amplitude adjustment becomes very long.
本発明の目的は、上記の課題である、振幅調整にかかる時間が長いという問題を解決する電圧制御発振装置および振幅調整方法を提供することである。 An object of the present invention is to provide a voltage-controlled oscillation device and an amplitude adjustment method that solve the above-described problem that the time required for amplitude adjustment is long.
本発明による電圧制御発振装置は、複数の電流源と、各電流源から出力された発生電流の大きさに応じた振幅を有する複数の発振出力信号のそれぞれを出力する複数の電圧制御発振器と、各電圧制御発振器から出力された発振出力信号の振幅を示すピーク電圧のそれぞれを出力する複数の検出部と、各検出部から出力されたピーク電圧のそれぞれを入力参照電圧と比較して、当該ピーク電圧と前記入力参照電圧との大小関係を示す比較結果のそれぞれを出力する複数の比較部と、各電流源を用いて、前記発生電流のそれぞれの値を一緒にかつ段階的に変更していくとともに、各段階における前記発生電流のそれぞれを異なる値にし、各段階において各比較部から出力された比較結果に基づいて、前記発振出力信号のそれぞれの振幅が前記入力参照電圧に応じた所望値になるような、前記発生電流のそれぞれの値を最適値として求める制御部と、を有する。 A voltage-controlled oscillator according to the present invention includes a plurality of current sources and a plurality of voltage-controlled oscillators that output a plurality of oscillation output signals each having an amplitude corresponding to the magnitude of a generated current output from each current source, A plurality of detectors that output each of the peak voltages indicating the amplitude of the oscillation output signal output from each voltage controlled oscillator, and each of the peak voltages output from each detector are compared with the input reference voltage, and the peak Using each of the current sources and a plurality of comparison units that output comparison results indicating the magnitude relationship between the voltage and the input reference voltage, the values of the generated currents are changed together and stepwise. In addition, each of the generated currents at each stage is set to a different value, and based on the comparison result output from each comparison unit at each stage, each amplitude of the oscillation output signal is the input Such that the desired value corresponding to the irradiation voltage, and a control unit for determining the optimum values each value of the generated current.
また、本発明による振幅調整方法は、複数の電流源と、各電流源から出力された発生電流の大きさに応じた振幅を有する複数の発振出力信号のそれぞれを出力する複数の電圧制御発振器と、を有する電圧制御発振装置による振幅調整方法であって、各電圧制御発振器から出力された発振出力信号の振幅を示すピーク電圧のそれぞれを出力し、各ピーク電圧のそれぞれを、入力参照電圧と比較して、当該ピーク電圧と前記入力参照電圧との大小関係を示す比較結果のそれぞれを出力し、各電流源を用いて、前記発生電流のそれぞれの値を一緒に段階的に変更していくとともに、各段階における前記発生電流のそれぞれを異なる値にし、各段階における比較結果に基づいて、前記発振出力信号のそれぞれの振幅が前記入力参照電圧に応じた所望値になるような、前記発生電流のそれぞれの値を最適値として求める。 An amplitude adjustment method according to the present invention includes a plurality of current sources, a plurality of voltage controlled oscillators that output each of a plurality of oscillation output signals having an amplitude corresponding to the magnitude of the generated current output from each current source, and The amplitude control method using the voltage controlled oscillator having the output of each peak voltage indicating the amplitude of the oscillation output signal output from each voltage controlled oscillator, and comparing each peak voltage with the input reference voltage Then, each of the comparison results indicating the magnitude relationship between the peak voltage and the input reference voltage is output, and each value of the generated current is changed stepwise together using each current source. Each of the generated currents at each stage is set to a different value, and based on the comparison result at each stage, each amplitude of the oscillation output signal is a desired value corresponding to the input reference voltage. Become such, determining the respective values of the generated current as the optimum value.
本発明によれば、振幅調整にかかる時間を短縮することが可能になる。 According to the present invention, it is possible to shorten the time required for amplitude adjustment.
以下、本発明の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下の説明では、同じ機能を有する構成には同じ符号を付け、その説明を省略する場合がある。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the following description, components having the same function may be denoted by the same reference numerals and description thereof may be omitted.
図1は、本発明の第1の実施形態による電圧制御発振装置の構成を示したブロック図である。 FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the voltage controlled oscillator according to the first embodiment of the present invention.
電圧制御発振装置は、電圧制御発振器(VCO:Voltage Controlled Oscillator)101および111と、デジタル制御電流源(DCCS:Digital Controlled Current source)102および112と、ピーク振幅検出回路(Peak-Det.:Peak Detector)103および113と、比較器104および114と、ロジック回路(Logic:Logic Circuit)105とを有する。
The voltage controlled oscillator includes voltage controlled oscillators (VCO) 101 and 111, digital controlled current sources (DCCS) 102 and 112, and a peak amplitude detection circuit (Peak-Det .: Peak Detector). ) 103 and 113,
電圧制御発振器101、デジタル制御電流源102、ピーク振幅検出回路103、比較器104およびロジック回路105と、電圧制御発振器111、デジタル制御電流源112、ピーク振幅検出回路113、比較器114およびロジック回路105とは、それぞれフィードバックループを構成する。なお、各フィールドバックループにおいて、ロジック回路105が共有されている。
Voltage controlled
フィードバックループの数は、図1では、2であるが、実際には、複数であればよい。したがって、電圧制御発振器、デジタル制御電流源、ピーク振幅検出回路および比較器のそれぞれは、複数あればよい。また、一つのロジック回路が、各フィールドバックループで共有される。 Although the number of feedback loops is 2 in FIG. 1, in practice, it may be more than one. Therefore, a plurality of voltage controlled oscillators, digitally controlled current sources, peak amplitude detection circuits, and comparators may be provided. One logic circuit is shared by each field back loop.
電圧制御発振器101および111のそれぞれは、デジタル制御電流源102および112のそれぞれから出力された発生電流の大きさに応じた発振出力信号を出力する。ここで、発振出力信号の振幅は、発生電流の値に応じて変化する。
Each of the voltage controlled
図2は、電圧制御発振器の第1の具体例を示した回路図である。図2において、電圧制御発振器は、インダクタ1001と、周波数粗調整部1002と、周波数微調整部1003と、クロスカップルMOS1004とを有する。インダクタ1001、周波数粗調整部1002、周波数微調整部1003およびクロスカップルMOS1004は並列に接続されている。
FIG. 2 is a circuit diagram showing a first specific example of the voltage controlled oscillator. In FIG. 2, the voltage controlled oscillator includes an
周波数粗調整部1002は、バラクタ(可変容量ダイオード)である。周波数粗調整部1002には、アナログ信号である周波数粗調整信号が入力され、その入力された周波数粗調整信号に応じて容量(電気容量)が変化する。
The coarse
周波数微調整部1003は、コンデンサとスイッチとで構成されるスイッチ容量素子である。周波数微調整部1003のスイッチに、デジタル信号である周波数微調整信号が入力され、その入力された周波数微調整信号に応じて周波数微調整部1003の容量が変化する。
The frequency
クロスカップルMOS1004は、ゲートとドレインがクロスカップルされた一対のnMOSで形成される。クロスカップルMOS1004は、インダクタ1001、周波数粗調整部1002および周波数微調整部1003に存在する寄生抵抗成分を打ち消すための負性抵抗として機能する。
The
なお、デジタル制御電流源は、クロスカップルMOS1004のソースに接続される。また、インダクタ1001の中間タップが電源端子に接続される。
The digital control current source is connected to the source of the
図2で示された電圧制御発振器の発振周波数は、インダクタ1001のインダクタンスと、周波数粗調整部1002および周波数微調整部1003の容量とで定まる共振周波数に応じて決定される。したがって、周波数粗調整部1002および周波数微調整部1003の容量が変更されることで、電圧制御発振器の発振周波数が変化する。なお、電圧制御発振器に可変インダクタンス素子がさらに設けられてもよい。この場合、その可変インダクタンス素子のインダクタンスが変更されることで、電圧制御発振器の発振周波数が変更される。
The oscillation frequency of the voltage controlled oscillator shown in FIG. 2 is determined according to the resonance frequency determined by the inductance of the
各電圧制御発振器のインダクタ1001として、インダクタンスがそれぞれ異なるインダクタンスが用いられ、それらの電圧制御発振器の発振出力信号が選択的に出力されるように電圧制御発振装置が構成されれば、電圧制御発振装置の発振周波数を広くすることが可能になる。なお、用途によっては、各電圧制御発振器のインダクタ1001として、同一のインダクタンスを有するインダクタンスを用いることも考えられる。
If the voltage-controlled oscillator is configured so that different inductances are used as the
図3は、電圧制御発振器の第2の具体例を示した回路図である。図3で示した電圧制御発振器は、デジタル制御電流源がインダクタ1001の中間タップに接続され、GND端子がクロスカップルMOS1004のソースに接続される点が図2で示した電圧制御発振器と異なる。
FIG. 3 is a circuit diagram showing a second specific example of the voltage controlled oscillator. The voltage controlled oscillator shown in FIG. 3 is different from the voltage controlled oscillator shown in FIG. 2 in that the digital control current source is connected to the intermediate tap of the
図3で示した電圧制御発振器では、基板バイアス効果の影響を無視することが可能になり、消費電流を削減することが可能になる。 In the voltage controlled oscillator shown in FIG. 3, it is possible to ignore the influence of the substrate bias effect, and it is possible to reduce current consumption.
図4は、電圧制御発振器の第3の具体例を示した回路図である。図4で示した電圧制御発振器は、図2で示した構成に加えて、ゲートとドレインがクロスカップルされた一対のpMOSで形成されるクロスカップルMOS1005をさらに有する。また、クロスカップルMOS1005のソースに電源端子が接続される。
FIG. 4 is a circuit diagram showing a third specific example of the voltage controlled oscillator. In addition to the configuration shown in FIG. 2, the voltage controlled oscillator shown in FIG. 4 further includes a
クロスカップルMOS1005が存在するため、電圧制御発振器からの発振出力信号の立ち上がりの波形および立ち下りの波形が対称になる。したがって、1/f雑音成分による位相雑音を低減することができる。しかしながら、クロスカップルMOS1005分の寄生容量が新たに加わるため、発振周波数範囲が狭くなる。なお、図2で示した電圧制御発振器は、クロスカップルMOS1005がないので、寄生容量が小さく、周波数粗調整部1002および周波数微調整部1003の可変容量幅を大きくすることが可能であり、発振周波数の広範囲化の実現に有利である。
Since the
図5は、電圧制御発振器の第4の具体例を示した回路図である。図5で示した電圧制御発振器は、デジタル制御電流源がクロスカップルMOS1005のソースに接続され、GND端子がクロスカップルMOS1004のソースに接続される点が図4で示した電圧制御発振器と異なる。
FIG. 5 is a circuit diagram showing a fourth specific example of the voltage controlled oscillator. The voltage controlled oscillator shown in FIG. 5 is different from the voltage controlled oscillator shown in FIG. 4 in that the digital control current source is connected to the source of the
図5で示した電圧制御発振器は、図4で示した電圧制御発振器とほぼ同様な特徴を有する。 The voltage controlled oscillator shown in FIG. 5 has substantially the same characteristics as the voltage controlled oscillator shown in FIG.
図2〜図5で示したように、電圧制御発振器101および111は、インダクタを有し、そのインダクタのインダクタンスと、発生電流とに応じた振幅を有する発振出力信号を出力する。また、電圧制御発振器101および111のそれぞれのインダクタのインダクタンスは、それぞれ異なっていてもよいし、同じでもよい。
As shown in FIGS. 2 to 5, the voltage controlled
図1に戻る。デジタル制御電流源102および112は、電流源と呼ばれることもある。
Returning to FIG. Digitally controlled
図6は、デジタル制御電流源の第1の具体的な例を示す回路図である。なお、図6で示したデジタル制御電流源は、図2および図4で示した電圧制御発振器と組み合わせて用いられる。 FIG. 6 is a circuit diagram showing a first specific example of the digital control current source. The digitally controlled current source shown in FIG. 6 is used in combination with the voltage controlled oscillator shown in FIGS.
図6において、デジタル制御電流源は、nMOS1101〜1103と、スイッチ1201〜1203とを有する。なお、nMOSおよびスイッチの数は、図6では、3であるが、実際には、複数あればよい。また、nMOSおよびスイッチの数は互いに等しい。
In FIG. 6, the digital control current source includes
nMOS1101〜1103のドレインは、共通接続されている。また、nMOS1101〜1103のそれぞれのゲート幅は、互いに異なる。より具体的には、nMOS1101〜1103のそれぞれのゲート幅は、バイナリ重み付けされる。例えば、nMOS1101のゲート幅を基準ゲート幅とすると、nMOS1102のゲート幅は、基準ゲート幅の2倍となり、nMOS1103のゲート幅は、基準ゲート幅の4倍となる。
The drains of the
また、nMOS1101〜1103のドレイン対からデジタル制御電流源の発生電流が出力される。
Further, the generated current of the digital control current source is output from the drain pair of the
スイッチ1201〜1203は、ゲート電圧スイッチと呼ばれることもある。スイッチ1201〜1203のそれぞれは、nMOS1101〜1103のいずれかと1対1で対応し、その対応するnMOSのゲートに印加されるゲート電圧を切り替える。
The
これにより、スイッチ1201〜1203は、nMOS1101〜1103を流れる電流のオン・オフを切り替えることができる。なお、図6では、スイッチ1201がnMOS1101と対応し、スイッチ1202がnMOS1102と対応し、スイッチ1203がnMOS1103と対応する。
As a result, the
例えば、スイッチ1201〜1203のそれぞれには、発生電流の値を示すデジタル制御信号a[2:0]が入力される。スイッチ1201〜1203のそれぞれは、そのデジタル制御信号a[2:0]に応じて、nMOS1101〜1103のゲートのオン・オフを切り替える。なお、ゲートのオフとは、ゲートにGND電位を供給する場合である。
For example, a digital control signal a [2: 0] indicating the value of the generated current is input to each of the
したがって、スイッチ1201〜1203のそれぞれは、デジタル制御信号a[2:0]に応じて、nMOS1101〜1103のドレインに流れる電流(つまり、デジタル制御電流源の発生電流)を段階的に切り替えることになる。これは、MOSのゲート幅とそのMOSを流れる電流とが比例関係にあるからである。具体的には、nMOS1101のオン電流をI0とすると、電流はa[2]・4I0+a[1]・2I0+a[0]・I0となる。
Therefore, each of the
図6で示した電流源は、バイナリ重み付けされた発生電流を比較的正確に発生させることができる。しかしながら、MOSのドレインとGND間の寄生容量が増えるので、電源ノイズの影響が大きくなる。 The current source shown in FIG. 6 can generate the binary weighted generated current relatively accurately. However, since the parasitic capacitance between the MOS drain and GND increases, the influence of power supply noise becomes large.
図7は、デジタル制御電流源の第2の具体例を示した回路図である。なお、図7で示したデジタル制御電流源は、図3および図5で示した電圧制御発振器と組み合わせて用いられる。 FIG. 7 is a circuit diagram showing a second specific example of the digital control current source. The digitally controlled current source shown in FIG. 7 is used in combination with the voltage controlled oscillator shown in FIGS.
図7で示されたデジタル制御電流源は、図6で示したデジタル制御電流源のnMOS1101〜1103を、pMOS1301〜1303に代えた構成を有する。
The digital control current source shown in FIG. 7 has a configuration in which the
pMOS1301〜1303のドレインに流れる電流をオフにする場合、pMOS1301〜1303のゲートに電源電位(VDD電位)が印加される。なお、図7で示したデジタル制御電流源は、図6で示したデジタル制御電流源と同様な特徴を有する。
When the current flowing through the drains of the
図6および図7で示したように、デジタル制御電流源102および112のそれぞれは、ドレインが共通接続され、かつ、ゲート幅がバイナリ重み付けされ、その共通接続されたドレインから発生電流を出力する複数のMOSと、各MOSのゲートに印加されるゲート電圧を切り替えるゲート電圧スイッチを有することになる。
As shown in FIGS. 6 and 7, each of the digitally controlled
図8は、デジタル制御電流源の第3の具体例を示した回路図である。なお、図8で示したデジタル制御電流源は、図2および図4で示した電圧制御発振器と組み合わせて用いられる。 FIG. 8 is a circuit diagram showing a third specific example of the digital control current source. The digitally controlled current source shown in FIG. 8 is used in combination with the voltage controlled oscillator shown in FIGS.
図8において、デジタル制御電流源は、nMOS1401と、デジタル−アナログ変換器(DAC)1402とを有する。
In FIG. 8, the digital control current source includes an
nMOS1401では、ソースが接地されている。また、nMOS1401は、ドレインから発生電流を出力する。
In the
デジタル−アナログ変換器1402には、発生電流の値を示すデジタル信号であるデジタル制御信号a[2:0]が入力される。なお、デジタル制御信号a[2:0]は、電流制御信号と呼ばれることもある。
The digital-
デジタル−アナログ変換器1402は、デジタル−アナログ変換を行い、そのデジタル制御信号a[2:0]をアナログ信号であるアナログ制御信号に変換する。デジタル−アナログ変換器1402は、そのアナログ制御信号を、nMOS1401のゲートに入力して、nMOS1401のドレインから出力される発生電流の値を変更する。
The digital-
この場合、ドレイン端に存在する寄生容量が削減されるため、電源ノイズの影響を小さくすることができる。しかしながら、MOSのゲート電圧とMOSを流れる電流とは二乗の関係にあるため、バイナリ重み付けされた発生電流を正確に発生させることが難しい。 In this case, since the parasitic capacitance existing at the drain end is reduced, the influence of power supply noise can be reduced. However, since the MOS gate voltage and the current flowing through the MOS are in a square relationship, it is difficult to accurately generate a binary-weighted generated current.
なお、nMOS1401の代わりにpMOSを用いてもよい。このようなデジタル制御電流源は、図3および図5で示した電圧制御発振器と組み合わせて用いることができる。
Note that a pMOS may be used instead of the
図1に戻る。ピーク振幅検出回路103および113は、検出部と呼ばれることもある。ピーク振幅検出回路103および113のそれぞれは、自フィードバックループ内の電圧制御発振器から出力された発信出力信号の振幅を示すピーク電圧を出力する。
Returning to FIG. The peak
図9は、ピーク振幅検出回路の具体例を示した回路図である。図9において、ピーク振幅検出回路は、AC結合部1501と、電流源1502と、MOS差動対1503と、ローパスフィルタ1504とを有する。
FIG. 9 is a circuit diagram showing a specific example of the peak amplitude detection circuit. In FIG. 9, the peak amplitude detection circuit includes an
MOS差動対1503では、ソースが共通接続された1対のnMOSで構成される。MOS差動対1503のソース対は、電流源1502に接続される。また、各nMOSのドレインが電源端子に接続される。
The MOS
電圧制御発振器の発振出力信号は、AC結合部1501を介して、MOS差動対1503の各nMOSのゲートに入力される。これにより、電圧制御発振器のDC電位の変動の影響を除去できるとともに、ピーク振幅検出に係るダイナミックレンジを広くすることができる。
The oscillation output signal of the voltage controlled oscillator is input to the gates of the nMOSs of the MOS
なお、図9では、ピーク振幅検出回路に入力される発振出力信号は差動信号に変換されている。発振出力信号を差動信号に変換する変換器(図示せず)は、電圧制御発振器内に備わってもよいし、ピーク振幅検出回路内のAC結合部1501の前段に備わってもよい MOS差動対1503は、電流源1502にて発生される振幅検出用電流を用いて、発振出力信号の振幅に応じて波高が単調増加する全波整流された整流信号を、発振出力信号の振幅を示すピーク電圧として自身のソース対から出力する。なお、電流源1502は、検出用電流源と呼ばれることもある。
In FIG. 9, the oscillation output signal input to the peak amplitude detection circuit is converted into a differential signal. A converter (not shown) for converting the oscillation output signal into a differential signal may be provided in the voltage-controlled oscillator, or may be provided in front of the
ピーク電圧は、ローパスフィルタ1504に入力される。ローパスフィルタ1504は、そのピーク電圧の高周波成分を除去し、その高周波成分を除去したピーク電圧を出力する。
The peak voltage is input to the
以上により、図9で示したピーク振幅検出回路は、振幅に対して単調増加な信号をピーク電圧として出力することが可能になる。 As described above, the peak amplitude detection circuit shown in FIG. 9 can output a signal monotonously increasing with respect to the amplitude as the peak voltage.
なお、ピーク振幅検出回路の出力信号の安定に必要な時間は、ローパスフィルタ1504の抵抗と容量とで決まる時定数でほぼ決定される。また、電流源1502による振幅検出用電流の出力を停止することで、ピーク振幅検出回路に供給される振幅検出用電流を停止することができるので、ピーク振幅検出回路の動作を停止させることができる。
Note that the time required for stabilizing the output signal of the peak amplitude detection circuit is substantially determined by a time constant determined by the resistance and capacitance of the low-
図1に戻る。比較器104および114は、比較部とも呼ばれる。比較器104および114のそれぞれは、自フィードバックループ内のピーク振幅検出回路から出力されたピーク電圧と、予め定めされた参照電圧とを比較して、ピーク電圧および参照電圧の大小関係を示す比較結果を出力する。なお、参照電圧は、発振出力信号の振幅の所望値に応じたピーク電圧を示す。また参照電圧は、入力参照電圧と呼ばれることもある。
Returning to FIG. The
図10は、比較器の具体的例を示した回路図である。図10において、比較器は、pMOS差動対入力部1601と、電流源1602と、nMOSクロスカップル1603と、出力アンプ部1604と、スイッチ1605とを有する。
FIG. 10 is a circuit diagram showing a specific example of the comparator. In FIG. 10, the comparator includes a pMOS differential
pMOS差動対入力部1601は、入力段と呼ばれることもある。pMOS差動対入力部1601では、ソースが共通接続された1対のpMOSで形成される。pMOSのソース対は、電流源1602と接続される。また、各pMOSのドレインは、nMOSクロスカップル1603を介して接地される。また、pMOS差動対入力部1601およびnMOSクロスカップル1603の間に分岐点が設けられ、その分岐点は、出力アンプ部1604と接続される。また、分岐点と出力アンプ部1604との間には、スイッチ1605が設けられている。
The pMOS differential
なお、電流源1602は、比較用電流源とよばれることもある。また、nMOSクロスカップル1603は、ゲートとドレインがクロスカップルされた一対のnMOSで形成され、pMOS差動対入力部1601の負荷として機能する。
Note that the
pMOS差動対入力部1601の一方のpMOSのゲートには、ピーク電圧が入力され、他方のpMOSのゲートには、参照電圧が入力される。
A peak voltage is input to one of the gates of the pMOS of the pMOS differential
これにより、pMOS差動対入力部1601は、電流源1602から出力された比較用電流を用いて、ピーク電圧と参照電圧とを比較し、その比較結果を出力アンプ部1604に出力することになる。
As a result, the pMOS differential
出力アンプ部1604は、出力段と呼ばれることもある。出力アンプ部1604は、pMOS差動対入力部1601から出力された比較結果を増幅して出力する。より具体的には、出力アンプ部1604は、pMOS差動対入力部1601から出力された比較結果がゲートに入力されるnMOSを有し、そのnMOSのソースおよびドレイン間の電圧を、増幅された比較結果として出力する。
The
図10のように、比較器をpMOS差動対入力部1601と出力アンプ部1604との2段構成にすることで、高精度かつ高出力な特性が得ることができる。なお、動作を停止させる場合、電流源1602をオフにするとともに、pMOS差動対入力部1601と出力アンプ部1604との間に挿入されたスイッチ1605により、pMOS差動対入力部1601および出力アンプ部1604をGND電位にすることで、電流を遮断する。この場合、消費電力を軽減することができる。
As shown in FIG. 10, the comparator has a two-stage configuration of the pMOS differential
なお、上記の各回路の具体例は、単なる一例であって、これらの構成に限らず適宜変更可能である。 The specific example of each circuit described above is merely an example, and is not limited to these configurations and can be changed as appropriate.
図1に戻る。ロジック回路105は、制御部と呼ばれることもある。ロジック回路105は、自回路に発振出力信号の振幅を示す振幅調整コードを設定し、その振幅調整コードを用いて、発振出力信号の振幅を管理する。振幅調整コードは、複数ビットのバイナリ信号である。振幅調整コードが大きいほど、発振出力信号の振幅が大きくなるものとする。また、振幅調整コードは、電圧制御発振器ごとに設定される。
Returning to FIG. The
また、ロジック回路105は、振幅調整コードに応じたデジタル制御信号を、デジタル制御電流源102および112に入力することで、デジタル制御電流源102および112の発生電流のそれぞれの値を設定する。
Further, the
例えば、デジタル制御電流源102および112が図6または図7で示した構成を有する場合、ロジック回路105は、スイッチ1201〜1203にデジタル制御信号を入力する。また、デジタル制御電流源102および112が図8で示した構成を有する場合、ロジック回路105は、デジタル−アナログ変換器1042にデジタル制御信号を入力する。
For example, when the digital control
したがって、ロジック回路105は、デジタル制御電流源102および112のそれぞれを用いて、発生電流の値を変更することができる。
Therefore, the
本実施形態では、ロジック回路105は、デジタル制御電流源102および112のそれぞれを用いて、デジタル制御電流源102および112から出力される発生電流のそれぞれの値を一緒に初期値から段階的に変更していくとともに、各段階における発生電流のそれぞれを異なる値にする。また、ロジック回路105は、各段階において比較器104および114から出力された比較結果に基づいて、発振出力信号のそれぞれの振幅が参照電圧に応じた所望値になるような、発生電流のそれぞれの値を最適値として求める。
In this embodiment, the
これにより、ロジック回路105は、複数の比較結果を考慮して発生電流のそれぞれの最適値を求めることができるので、振幅調整に係るステップ数を減らすことが可能になる。
As a result, the
例えば、ロジック回路105は、発生電流のいずれかの値を最大にし、その後、比較結果が示す大小関係のいずれかが変化するまで、発生電流のそれぞれの値を段階的に下げていく。ロジック回路105は、その大小関係が変化すると、そのときの大小関係に基づいて、最適値を求める。
For example, the
また、ロジック回路105は、各段階において、その段階の比較結果に基づいて、次の段階の発生電流の値を決定していくことで、最適値を求めてもよい。このような最適値を求めるアルゴリズムには、例えば、バイナリサーチがある。
Further, the
バイナリサーチでは、ロジック回路105は、発振出力信号の振幅として可能な振幅範囲を複数の範囲に分け、その複数の範囲の境界の値に発振出力信号の振幅を設定する。そして、ロジック回路105は、各段階の比較結果に基づいて、最適値が含まれる振幅範囲を特定し、その特定した振幅範囲内に、次に段階の発生電流の値を決定する。
In the binary search, the
なお、上記のアルゴリズムは、バイナリサーチに限らず適宜変更可能である。 The above algorithm is not limited to binary search, and can be changed as appropriate.
ロジック回路105は、最適値を求めると、その最適値を示す振幅調整コードを自回路に設定する。ロジック回路は、その設定した振幅調整コードに応じたデジタル制御信号をデジタル制御電流源102および112に入力することで、デジタル制御電流源102および112の発生電流の値を最適値に調整する。これにより、ロジック回路105は、発振出力信号の振幅を所望値にすることができる。
When the
また、ロジック回路105は、最適値を求めると、ピーク振幅検出回路103および113の電流源1502による検出用電流の出力を停止する。また、ロジック回路105は、比較器104および114の電流源1602による比較用電流源による比較用電流の出力を停止するとともに、スイッチ1605を用いて、出力アンプ部1604のゲートに接地電圧を印加する。
Further, when the
次に、本実施形態の電圧制御発信装置の動作ついて詳細に説明する。 Next, the operation of the voltage controlled transmitter according to this embodiment will be described in detail.
図11は、本実施形態の電圧制御発信装置の動作例を説明するためのフローチャートである。なお、同じ振幅調整コードにおいて、電圧制御発振器111の振幅は、電圧制御発振器101と同じか小さい値であるとする。さらに、電圧制御発振器111の振幅は、一段階低い振幅調整コードにおける電圧制御発振器101の振幅より大きいとする。
FIG. 11 is a flowchart for explaining an operation example of the voltage-controlled transmission device of the present embodiment. In the same amplitude adjustment code, the amplitude of the voltage controlled
以下では、電圧制御発振器101の発振出力信号の振幅が参照電圧以上であり、かつ、その振幅が参照電圧に最も近いときの振幅調整コードを、発振出力信号の振幅の最適値を示す最適な振幅調整コードとして求める場合について考える。しかしながら、電圧制御発振器101の発振出力信号の振幅が参照電圧以下あり、かつ、その振幅が参照電圧に最も近いときの振幅調整コードを求めてもよい。
In the following, the amplitude adjustment code when the amplitude of the oscillation output signal of the voltage controlled
先ず、ロジック回路105は、電圧制御発振器101の振幅調整コードを最大値に設定し、電圧制御発振器101の振幅調整コードを最大値より1ビット小さい値に設定する(手順S101)。これにより、電圧制御発振器101の発振出力信号の振幅が最大(Vmax)となり、電圧制御発振器111の発振出力信号の振幅が最大より1段階低い値(Vmax−1‐step)となる。
First, the
そして、ロジック回路105は、予め定められた設定時間(Settling Time)待機する(手順S102)。なお、設定時間は、振幅調整コードが設定されてから、ピーク振幅検出回路103および113から出力されるピーク電圧が安定するまでの時間である。
Then, the
その後、ロジック回路105は、比較器104および114のそれぞれの比較結果(Comp.OUT1,2)を確認する(手順S103)。なお、以下では、比較器104および114のそれぞれの比較結果をまとめて2ビットの信号として扱う。例えば、2ビットの信号の1ビット目は比較器114の比較結果を示し、その2ビット目は比較器104の比較結果を示すものとする。
Thereafter, the
ロジック回路105は、その比較結果が“11”を示す場合、つまり、電圧制御発振器101および111の発振出力信号の振幅が両方とも参照電圧より大きい場合、電圧制御発振器101および111の振幅調整コードを両方とも2段階減らす。(手順S104)。その後、ロジック回路は、手順S102を実行する。
When the comparison result indicates “11”, that is, when the amplitudes of the oscillation output signals of the voltage controlled
一方、ロジック回路105は、比較器104および114の比較結果の少なくとも一方が“0”を示す場合、つまり、少なくとも一方の電圧制御発振器の発振出力信号の振幅が参照電圧より小さくなった場合、このループ(手順S102〜S104)を終了する。
On the other hand, when at least one of the comparison results of the
ループを終了したときの比較結果が“10”を示す場合、ロジック回路105は、電圧制御発振器101および111の振幅調整コードを交換し、その後、設定時間だけ待機する。そして、ロジック回路105は、比較結果を再確認する(手順S106)。
When the comparison result when the loop is terminated indicates “10”, the
また、ループを終了したときの比較結果が“00”を示す場合、および、比較結果が再確認された場合、ロジック回路105は、その時の比較結果に基づいて、電圧制御発振器101の発振出力信号の振幅の最適値(Vopt1)と、電圧制御発振器111の発振出力信号の振幅の最適値(Vopt2)とを求める。そして、ロジック回路105は、その求めた最適値を示す最適な振幅調整コードを、デジタル制御電流源102および112に入力して、発振出力信号の振幅の最適値に設定する(手順S107)。
When the comparison result when the loop is finished indicates “00”, and when the comparison result is reconfirmed, the
次に電圧制御発信装置の動作の具体例を説明する。 Next, a specific example of the operation of the voltage control transmitter will be described.
図12および図13は、電圧制御発信装置の動作の具体例を説明するための説明図である。なお、図12および図13では、手順S101をステップS1と称し、その後、振幅調整コードが2段階減らされるたびに、ステップが繰り上がるものとする。また、振幅調整コードは、4ビットのバイナリ信号であるとする。 12 and 13 are explanatory diagrams for describing a specific example of the operation of the voltage control transmission device. In FIG. 12 and FIG. 13, step S101 is referred to as step S1, and thereafter, the step is advanced every time the amplitude adjustment code is reduced by two stages. The amplitude adjustment code is a 4-bit binary signal.
図12では、ステップS5で比較結果が“00”を示す。この場合、ステップS4における電圧制御発振器111の発振出力信号の振幅と、ステップS5における電圧制御発振器101の発振出力信号の振幅との間に参照電圧があることが分かる。したがって、電圧制御発振器101および111の最適な振幅調整コードは、どちらとも、ステップS4のときの電圧制御発振器111の振幅調整コード“1000”に一意に決まる。
In FIG. 12, the comparison result indicates “00” in step S5. In this case, it can be seen that there is a reference voltage between the amplitude of the oscillation output signal of the voltage controlled
よって、ロジック回路105は、ステップS5のときの電圧制御発振器101の振幅調整コードに1を加えて、電圧制御発振器101の最適な振幅調整コードを求め、ステップS5のときの電圧制御発振器111の振幅調整コードに2を加えて、電圧制御発振器111の最適値な振幅調整コードを求める。
Therefore, the
このような動作により、図28で示した様に、従来では、振幅調整に10ステップ必要だったところを、本実施形態では、5ステップに半減できる。 With such an operation, as shown in FIG. 28, the conventional adjustment of 10 steps for amplitude adjustment can be reduced to 5 steps in this embodiment.
また、図13では、ステップS5で比較結果が“10”を示す。この場合、図12で説明した場合と異なり、ステップS5における電圧制御発振器101の発振出力信号の振幅と、ステップS5における電圧制御発振器111の発振出力信号の振幅との間に参照電圧があることは分かるものの、振幅調整コードを一意には決められない。
In FIG. 13, the comparison result indicates “10” in step S5. In this case, unlike the case described in FIG. 12, there is a reference voltage between the amplitude of the oscillation output signal of the voltage controlled
このため、ロジック回路105は、ステップS5における電圧制御発振器101および111の振幅調整コードを交換し、その時の比較器104および114の比較結果を確認する(ステップS6)。
For this reason, the
ステップS6で比較結果が“01”となる場合、ステップS6における電圧制御発振器111の発振出力信号の振幅と、ステップS6における電圧制御発振器101の発振出力信号の振幅との間に参照電圧があることが分かる。したがって、電圧制御発振器101および111の最適な振幅調整コードは、どちらとも、最適な振幅調整コードは、ステップS6のときに電圧制御発振器111に設定された振幅調整コード“0111”に一意に決まる。
When the comparison result is “01” in step S6, there is a reference voltage between the amplitude of the oscillation output signal of the voltage controlled
よって、ロジック回路105は、ステップS6のときの電圧制御発振器101の振幅調整コードに1を加えて、電圧制御発振器101の最適な振幅調整コードを求め、ステップS6のときの電圧制御発振器の振幅調整コードを、電圧制御発振器101の最適な振幅調整コードとして求める。
Therefore, the
また、ステップS6で比較結果が“00”となる場合、ステップS5における電圧制御発振器101の発振出力信号の振幅と、ステップS6における電圧制御発振器111の発振出力信号の振幅との間に参照電圧があることが分かる。したがって、電圧制御発振器101の最適な振幅調整コードは、ステップS5のときの電圧制御発振器101の振幅調整コード“0111”に一意に決まり、電圧制御発振器111の最適な振幅調整コードは、ステップS4のときの電圧制御発振器111の振幅調整コード“1000”に一意に決まる。
If the comparison result is “00” in step S6, the reference voltage is between the amplitude of the oscillation output signal of the voltage controlled
よって、ロジック回路105は、ステップS6のときの電圧制御発振器101および111の振幅調整コードのそれぞれに1を加えて、電圧制御発振器101および111の最適値な振幅調整コードを求める。
Therefore, the
また、ステップS6で比較結果が“11”となる場合、ステップS6おける電圧制御発振器101の発振出力信号の振幅と、ステップS5における電圧制御発振器101の発振出力信号の振幅との間に参照電圧があることが分かる。したがって、電圧制御発振器101の最適な振幅調整コードは、ステップS6のときの電圧制御発振器101の振幅調整コード“0110”に一意に決まり、電圧制御発振器111の最適な振幅調整コードは、ステップS6のときの電圧制御発振器111の振幅調整コード“0111”に一意に決まる。
If the comparison result is “11” in step S6, the reference voltage is between the amplitude of the oscillation output signal of the voltage controlled
よって、ロジック回路105は、ステップS6のときの電圧制御発振器101および111の振幅調整コードのそれぞれを、電圧制御発振器101および111の最適な振幅調整コードとして求める。
Therefore, the
なお、図13には、ステップS6で比較結果が“01”の場合が示されている。 FIG. 13 shows the case where the comparison result is “01” in step S6.
図14は、ループが終了したあとで最適な振幅調整コードを求める論理演算例をまとめた説明図である。 FIG. 14 is an explanatory diagram summarizing logical operation examples for obtaining an optimum amplitude adjustment code after the loop is completed.
図14では、ループの終了時における比較結果である第1比較結果201と、振幅調整コードの交換後の比較結果である第2比較結果202と、電圧制御発振器101の振幅調整コードに対する論理演算203と、電圧制御発振器111の振幅調整コードに対する論理演算204とが示されている。
In FIG. 14, the
論理演算203および204は、最後のステップ(図13では、ステップS5またはS6)のときの振幅調整コードに対する論理演算を示す。具体的には、論理演算203および204が「+2」を示す場合、最後のステップのときの振幅調整コードに2を加えることを示し、論理演算203および204が「+1」を示す場合、最後のステップのときの振幅調整コードに1を加えることを示し、論理演算203および204が「+0」を示す場合、最後のステップのときの振幅調整コードに何も加えないことを示す。
The
なお、図14で示されたように、論理演算は、比較結果に応じて4通りある。 Note that, as shown in FIG. 14, there are four logical operations depending on the comparison result.
図15は、本実施形態の電圧制御発信装置の他の動作例を説明するためのフローチャートである。図15では、同じ振幅調整コードにおいて電圧制御発振器101および111の発振出力信号の振幅が同じであるとみなして、参照電圧以上で最も近い振幅調整コードを探索する場合における動作が示されている。この場合、電圧制御発振器101および111の振幅調整コードは同一となる。
FIG. 15 is a flowchart for explaining another example of the operation of the voltage controlled oscillator according to the present embodiment. FIG. 15 shows an operation when searching for the closest amplitude adjustment code equal to or higher than the reference voltage on the assumption that the amplitudes of the oscillation output signals of the voltage controlled
図15では、図11と比べて、手順S106を実施しない。よって、ステップ数をより削減することができる。 In FIG. 15, step S106 is not performed as compared with FIG. Therefore, the number of steps can be further reduced.
図16は、図15で説明した動作における、ループが終了したあとで最適な振幅調整コードを求める論理演算例をまとめた説明図である。 FIG. 16 is an explanatory diagram summarizing logical operation examples for obtaining an optimum amplitude adjustment code after the loop is completed in the operation described in FIG.
図16では、ループの終了時における比較結果301と、電圧制御発振器101の振幅調整コードに対する論理演算302と、電圧制御発振器111の振幅調整コードに対する論理演算303とが示されている。
In FIG. 16, a comparison result 301 at the end of the loop, a logical operation 302 for the amplitude adjustment code of the voltage controlled
論理演算302および303は、図14の論理演算203および204と同様に、最後のステップのときの振幅調整コードに対する論理演算を示す。
Similar to the
なお、図16で示されたように、論理演算は、比較結果に応じて2通りある。 As shown in FIG. 16, there are two logical operations according to the comparison result.
図17Aおよび図17Bは、バイナリサーチを用いて振幅の最適値を求める場合における電圧制御発信装置の動作例を説明するための説明図である。 FIG. 17A and FIG. 17B are explanatory diagrams for explaining an operation example of the voltage control transmission device when the optimum value of amplitude is obtained using binary search.
なお、図17Aおよび図17Bでは、振幅調整コードを設定するステップごとに、そのステップにおける振幅調整コードの値が示されている。また、図17Aでは、参照電圧が、発振出力信号の振幅として設定可能なフルスケールの中心付近にあり、図17Bでは、参照電圧が、発振出力信号の振幅として設定可能なフルスケールの最小値付近にある。 17A and 17B show the value of the amplitude adjustment code at each step for setting the amplitude adjustment code. 17A, the reference voltage is near the center of the full scale that can be set as the amplitude of the oscillation output signal. In FIG. 17B, the reference voltage is near the minimum value of the full scale that can be set as the amplitude of the oscillation output signal. It is in.
この場合、ロジック回路105は、先ず、電圧制御発振器101および111の振幅調整コードを、発振出力信号の振幅として設定可能なフルスケールを3等分するような値にする。ロジック回路105は、比較器104および114の比較結果に基づいて、その3等分された範囲のうち、どの範囲に参照電圧があるかを特定することができる。
In this case, the
例えば、図17Aの第1のステップU1では、比較器104および114の比較結果は“10”となり、電圧制御発振器101の発振出力信号の振幅と、電圧制御発振器111の発振出力信号の振幅との間の範囲に参照電圧があることが分かる。
For example, in the first step U1 of FIG. 17A, the comparison result of the
また、図17Bの第1のステップV1では、比較器104および114の比較結果は“11”となり、電圧制御発振器101および111の発振出力信号の最低値と、電圧制御発振器111の発振出力信号の振幅との間の範囲に参照電圧が存在することが分かる。
In the first step V1 of FIG. 17B, the comparison result of the
続いて、ロジック回路105は、その参照電圧が存在する範囲をさらに3等分し、振幅調整コードをその3等分された範囲の境界の値にする。
Subsequently, the
ロジック回路105は、上記の動作を繰り返すことで、最適な振幅調整コードの値を求めることができる。図17Aの例では、3番目のステップであるステップU3のときの振幅調整コードが最適な振幅調整コードとなり、図17Bの例では、3番目のステップであるステップV3のときの振幅調整コードに1を加えた値が、最適な振幅調整コードとなる。
The
このようなバイナリサーチを用いれば、図11や図15で説明した動作に比べてステップ数を削減できる。しかし、電圧制御発振器によっては、小さな振幅調整コードを設定すると発振が停止する場合がある。このような場合、バイナリサーチを用いた最適な振幅調整コードの探索を行うことができないことがある。したがって、バイナリサーチを用いた最適な振幅調整コードの探索を行う場合、全ての振幅調整コードにおいて、電圧制御発振器が発振する保証が必要となる。 If such a binary search is used, the number of steps can be reduced compared to the operations described with reference to FIGS. However, depending on the voltage controlled oscillator, oscillation may stop when a small amplitude adjustment code is set. In such a case, it may not be possible to search for an optimal amplitude adjustment code using binary search. Therefore, when searching for the optimum amplitude adjustment code using binary search, it is necessary to ensure that the voltage controlled oscillator oscillates in all amplitude adjustment codes.
本実施形態によれば、電圧制御発振器101および111は、デジタル制御電流源102および112のそれぞれから出力された発生電流の大きさに応じた振幅を有する複数の発振出力信号のそれぞれを出力する。ピーク振幅検出回路103および113は、電圧制御発振器101および111のそれぞれから出力された発振出力信号の振幅を示すピーク電圧のそれぞれを出力する。比較器104および114は、ピーク振幅検出回路103および113のそれぞれから出力されたピーク電圧のそれぞれを、参照電圧と比較して、そのピーク電圧と参照電圧との大小関係を示す比較結果のそれぞれを出力する。ロジック回路105は、デジタル制御電流源102および112のそれぞれを用いて、発生電流のそれぞれの値を一緒に段階的に変更していくとともに、各段階における発生電流のそれぞれを異なる値にする。そして、ロジック回路105は、各段階において比較器104および114から出力された比較結果に基づいて、発振出力信号のそれぞれの振幅が参照電圧に応じた所望値になるような、発生電流のそれぞれの値を最適値として求める。
According to the present embodiment, the voltage controlled
この場合、発生電流のそれぞれの値が段階的に変更していく。また、各段階における発生電流のそれぞれが異なる値になる。そして、発振出力信号の振幅を示すピーク電圧と参照電圧とが比較され、それらの比較結果に基づいて、発生電流のそれぞれの最適値が求められる。 In this case, each value of the generated current is changed stepwise. In addition, each of the generated currents at each stage has a different value. Then, the peak voltage indicating the amplitude of the oscillation output signal is compared with the reference voltage, and the optimum value of the generated current is obtained based on the comparison result.
このため、複数の比較結果を考慮して発生電流のそれぞれの最適値を求めることができるので、振幅調整に係るステップ数を減らすことが可能になる。したがって、振幅調整にかかる時間を短縮することが可能になる。 For this reason, each optimum value of the generated current can be obtained in consideration of a plurality of comparison results, so that the number of steps related to amplitude adjustment can be reduced. Therefore, it is possible to shorten the time required for amplitude adjustment.
また、本実施形態では、電圧制御発振器101および111は、インダクタを有し、そのインダクタのインダクタンスとデジタル制御電流源の発生電流とに応じた振幅を有する発振出力信号を出力する。また、電圧制御発振器101および111のそれぞれのインダクタのインダクタンスがそれぞれ異なる。
In the present embodiment, the voltage controlled
この場合、電圧制御発振装置の発振周波数範囲を広くすることが可能になる。 In this case, it is possible to widen the oscillation frequency range of the voltage controlled oscillator.
また、本実施形態では、デジタル制御電流源102および112は、ドレインが共通接続され、かつ、ゲート幅がバイナリ重み付けされた、ドレインから発生電流を出力する複数のMOSと、各MOSを流れる電流のオン・オフを切り替える複数のゲート電圧スイッチと、を有する。また、ロジック回路105は、ゲート電圧スイッチのオン・オフを用いて、発生電流のそれぞれの値を変更する。
In the present embodiment, the digitally controlled
この場合、発生電流の値を正確に変更することが可能になる。 In this case, the value of the generated current can be accurately changed.
また、本実施形態では、デジタル制御電流源102および112は、発生電流を出力するMOSと、その発生電流の値を示すデジタル制御信号が入力されると、そのデジタル制御信号をアナログ制御信号に変換し、そのアナログ制御信号をそのMOSのゲートに入力して、発生電流の値を変更するデジタル‐アナログ変換器と、を有する。また、ロジック回路105は、各電流源のデジタル‐アナログ変換器に電流制御信号を入力して、前記発生電流のそれぞれの値を変更する。
In this embodiment, the digital control
この場合、電源ノイズの影響を小さくすることができる。 In this case, the influence of power supply noise can be reduced.
また、本実施形態では、ロジック回路105は、発生電流のいずれかの値を最大値にし、その後、比較結果が示す大小関係が変化するまで、発生電流のそれぞれの値を段階的に下げていき、その大小関係が変化すると、そのときの大小関係に基づいて最適値を求める。この場合、より正確に最適値を求めることが可能になる。
Further, in the present embodiment, the
また、本実施形態では、ロジック回路105は、バイナリサーチで前記最適値を求める。この場合、振幅調整にかかる時間をさらに短縮することが可能になる。
In this embodiment, the
次に、本発明の第2の実施形態について説明する。 Next, a second embodiment of the present invention will be described.
図18は、本発明の第2の実施形態による電圧制御発振装置の構成を示したブロック図である。図18において、電圧制御発振装置は、図1で示した構成に加えて、メモリ回路(Memory)106を有する。なお、メモリ回路106は、記憶部と呼ばれることもある。
FIG. 18 is a block diagram showing a configuration of a voltage controlled oscillator according to the second embodiment of the present invention. In FIG. 18, the voltage controlled oscillator includes a memory circuit (Memory) 106 in addition to the configuration shown in FIG. Note that the
本実施形態では、ロジック回路105は、発振出力信号の周波数を順番に変更していき、発振出力信号の周波数ごとに最適値を求め、その各周波数に対応する最適値をメモリ回路106に記憶する。
In the present embodiment, the
このとき、ロジック回路105は、各周波数において、その周波数に対応する最適値を求めると、その時の発振出力信号の振幅を初期値とし、次の周波数に対応する最適値を求める際に、発振出力信号の振幅を初期値から段階的に変更していく。
At this time, when the
その後、ロジック回路105は、発振出力信号の周波数を示す周波数信号が入力されると、その周波数信号が示す周波数に対応する最適値をメモリ回路106から取得し、発生電流の値をその取得した最適値に調整する。
Thereafter, when the frequency signal indicating the frequency of the oscillation output signal is input, the
次に、本実施形態の電圧制御発信装置の動作ついて詳細に説明する。 Next, the operation of the voltage controlled transmitter according to this embodiment will be described in detail.
図19は、本実施形態の電圧制御発信装置の動作の一例を説明するためのフローチャートである。 FIG. 19 is a flowchart for explaining an example of the operation of the voltage controlled transmitter according to this embodiment.
なお、ロジック回路105は、発振出力信号の周波数を示す周波数調整コードを自回路に設定し、その周波数調整コードを用いて発振出力信号の周波数を管理する。周波数調整コードは、複数ビットのバイナリ信号である。周波数調整コードが大きいほど、発振出力信号の周波数が大きくなるものとする。
The
また、ロジック回路105は、周波数調整コードに応じて、周波数粗調整信号および周波数微調整信号を生成する。ロジック回路105は、その生成した周波数粗調整信号および周波数微調整信号を、電圧制御発振器101および111のそれぞれの周波数粗調整部1002および周波数微調整部1003に入力することで、発振出力信号の周波数を変更する。
Further, the
先ず、ロジック回路105は、電圧制御発振器101および111の周波数調整コード(FVCO1,2)を最小値(Fmin1,2)にし、かつ、電圧制御発振器101および111の振幅調整コード(VVCO1,2)を最大値(Vmin1,2)にする(手順S301)。つまり、ロジック回路105は、電圧制御発振器101および111の発振出力信号の周波数を最低の状態にする。
First, the
次に、ロジック回路105は、図11や図13を用いて説明した動作を行い、その結果である最適な振幅調整コードを周波数調整コードと対応付けてメモリ回路106に記憶する(手順S302)。
Next, the
そして、ロジック回路105は、周波数調整コードが最大か否かを判断する(手順S303)。周波数調整コードが最大であると、ロジック回路105は、動作を終了する。また、周波数調整コードが最大でないと、ロジック回路105は、周波数調整コードを1つ増やし(手順S304)、その後、手順S301を実行する。
Then, the
このとき、ロジック回路105は、振幅調整コードの探索において、振幅調整コードを最大値にリセットせずに行う。
At this time, the
図20Aは、周波数調整コードと、発振出力信号の周波数との関係を示した説明図であり、図20Bは、周波数調整コードと、発振出力信号の振幅との関係を示した説明図である。なお、図20Aにおいて、横軸は、周波数調整コードを示し、縦軸は、発振出力信号の周波数を示す。また、図20Bにおいて、横軸は、周波数調整コードを示し、縦軸は、発振出力信号の振幅を示す。 20A is an explanatory diagram showing the relationship between the frequency adjustment code and the frequency of the oscillation output signal, and FIG. 20B is an explanatory diagram showing the relationship between the frequency adjustment code and the amplitude of the oscillation output signal. In FIG. 20A, the horizontal axis indicates the frequency adjustment code, and the vertical axis indicates the frequency of the oscillation output signal. In FIG. 20B, the horizontal axis indicates the frequency adjustment code, and the vertical axis indicates the amplitude of the oscillation output signal.
図20Aで示されたように、周波数調整コードに応じて発振出力信号の周波数が段階的に切り替えられる。 As shown in FIG. 20A, the frequency of the oscillation output signal is switched in stages according to the frequency adjustment code.
また、図20Bで示されたように、周波数調整コードにより発振出力信号の周波数が段階的に切り替えられると、発振出力信号の振幅も段階的に変化する。これは、図2〜図5で示したように、電圧制御発振器内のスイッチ容量である周波数微調整部1003のオン・オフの状態に応じて、電圧制御発振器内の容量の寄生抵抗が増減するためである。具体的には、スイッチ容量がオフになると、発振出力信号の周波数が増えるとともに、発振出力信号の振幅も増える。
As shown in FIG. 20B, when the frequency of the oscillation output signal is switched stepwise by the frequency adjustment code, the amplitude of the oscillation output signal also changes stepwise. As shown in FIGS. 2 to 5, the parasitic resistance of the capacitance in the voltage controlled oscillator increases or decreases according to the on / off state of the frequency
図21は、同じ周波数調整コードにおける、電圧制御発振器の振幅調整コードに対するピーク振幅検出回路の出力特性のシミュレーション結果の一例を示した説明図である。なお、図21では、横軸は、振幅調整コードを示し、縦軸は、ピーク電圧を示す。また、振幅調整コードは、時間とともに変化している。また、電圧制御発振器111は、周波数が5〜7GHz、電圧制御発振器101は、周波数が7〜10GHzで発振するように設計されている。この場合、電圧制御発振装置としては、5〜10GHzの2オクターブの周波数範囲をカバーすることができる。
FIG. 21 is an explanatory diagram showing an example of the simulation result of the output characteristics of the peak amplitude detection circuit with respect to the amplitude adjustment code of the voltage controlled oscillator in the same frequency adjustment code. In FIG. 21, the horizontal axis represents the amplitude adjustment code, and the vertical axis represents the peak voltage. The amplitude adjustment code changes with time. The voltage controlled
図21で示されたように、電圧制御発振器101に対応するピーク振幅検出回路103からのピーク電圧は、電圧制御発振器111に対応するピーク振幅検出回路113からのピーク電圧とほぼ同じであるが、若干の差がある。この若干の電圧差は、電圧制御発振器101および111内のインダクタンスに起因する。
As shown in FIG. 21, the peak voltage from the peak
図22は、図19を用いて説明した動作の具体例を示した説明図である。 FIG. 22 is an explanatory diagram showing a specific example of the operation described with reference to FIG.
先ず、ロジック回路105は、周波数調整コードを最低“00000”にして、最適な振幅調整コードを探索する。
First, the
この場合、6番目のステップであるステップS6において、ロジック回路105は、“0111”を最適な振幅調整コードとして求め、その最適な振幅調整コードを現在の周波数調整コード“00000”と対応付けてメモリ回路106に記憶する。
In this case, in step S6, which is the sixth step, the
次に、ロジック回路105は、周波数調整コードを“00001”へと1段階上げる。
Next, the
このとき、発振出力信号の振幅がΔVFだけ増えるとする。したがって、周波数調整コードが“00001”のときの最適な振幅調整コードは、周波数調整コードが“00000”のときの最適な振幅調整コード“0111”以下であることが保証される。 At this time, it is assumed that the amplitude of the oscillation output signal increases by ΔVF. Therefore, the optimum amplitude adjustment code when the frequency adjustment code is “00001” is guaranteed to be equal to or less than the optimum amplitude adjustment code “0111” when the frequency adjustment code is “00000”.
したがって、次にステップであるステップS7では、ロジック回路105は、振幅調整コード“0111”および“0110”を初期値として、最適な振幅調整コードを求める。この場合、8番目のステップであるステップS8で比較結果が“00”となり、ロジック回路105は、最適な振幅調整コードを“0110”と求める。
Accordingly, in step S7, which is the next step, the
このような構成により、周波数調整コードと最適な振幅調整コードとの関係を示すルックアップテーブルを作成できる。このルックアップテーブルを初期起動時に作成しておけば、実動作時の振幅調整時に、ルックアップテーブルから最適な振幅調整コードを読み取ることができるので、実動作時の振幅調整に係る時間を大幅に軽減することができる。これは、周波数を頻繁に変えなければならない場合に特に有効である。また、ルックアップテーブル作成時においても、周波数調整コードごとに振幅調整コードを最大値にリセットさせずに行うため、その作成時間を短縮することができる。 With such a configuration, it is possible to create a lookup table indicating the relationship between the frequency adjustment code and the optimum amplitude adjustment code. If this lookup table is created at initial startup, the optimum amplitude adjustment code can be read from the lookup table during amplitude adjustment during actual operation, greatly increasing the time required for amplitude adjustment during actual operation. Can be reduced. This is particularly useful when the frequency must be changed frequently. Further, since the lookup table is created without resetting the amplitude adjustment code to the maximum value for each frequency adjustment code, the creation time can be shortened.
図23は、本実施形態の電圧制御発信装置の動作の他の例を説明するためのフローチャートである。以下では、周波数調整コードごとに、振幅調整コードを最大値にリセットする場合における動作の一例を説明する。 FIG. 23 is a flowchart for explaining another example of the operation of the voltage controlled oscillator according to the present embodiment. Hereinafter, an example of an operation when the amplitude adjustment code is reset to the maximum value for each frequency adjustment code will be described.
この場合、図19の場合と同じように手順S301〜S303が実行される。その後、ロジック回路105は、周波数調整コードを1つ増やすとともに、振幅調整コードを最大値にリセットする(手順S305)。そして、ロジック回路105は、手順S301を実行する。
In this case, steps S301 to S303 are executed as in the case of FIG. Thereafter, the
このような構成により、周波数調整コード切り替えに対する振幅変化特性に依らず、振幅調整を行うことができる。振幅変化特性は、具体的には、図22で示したような周波数調整コードの増加に伴い振幅も増加する特性のことである。したがって、周波数調整コードの順番を問わずに振幅調整を行うことができる。この場合、発振出力信号の周波数範囲が小さい場合に特に有効である。 With such a configuration, amplitude adjustment can be performed regardless of the amplitude change characteristic with respect to frequency adjustment code switching. Specifically, the amplitude change characteristic is a characteristic in which the amplitude increases as the frequency adjustment code increases as shown in FIG. Therefore, amplitude adjustment can be performed regardless of the order of the frequency adjustment codes. This is particularly effective when the frequency range of the oscillation output signal is small.
本実施形態によれば、ロジック回路105は、発振出力信号の周波数を順番に変更していき、発振出力信号の周波数ごとに最適値を求め、各周波数に対応する最適値をメモリ回路106に記憶する。その後、ロジック回路105は、発振出力信号の周波数を示す周波数信号が入力されると、その周波数信号が示す周波数に対応する最適値をメモリ回路106から取得し、その取得した最適値を発生電流の値にする。
According to the present embodiment, the
この場合、実動作時の振幅調整に係る時間を大幅に軽減することができる。 In this case, the time for amplitude adjustment during actual operation can be greatly reduced.
また、本実施形態では、ロジック回路105は、各周波数において、その周波数に対応する最適値を求めると、その時の前記発振出力信号の振幅を初期値とし、次の周波数に対応する最適値を求める場合、発振出力信号の振幅をその初期値から変更していく。
In this embodiment, when the
この場合、最適値を求める時間を短縮することができる。 In this case, the time for obtaining the optimum value can be shortened.
次に、本発明の第3の実施形態について説明する。 Next, a third embodiment of the present invention will be described.
電圧制御発振器の発振出力信号の最適な振幅が電圧制御発振器ごとに異なる場合がある。この場合、比較器の入力参照電圧は比較器ごとに異なる。本実施形態は、比較器の入力参照電圧が比較器ごとに異なる場合に有効な電圧制御発振装置について説明する。 The optimum amplitude of the oscillation output signal of the voltage controlled oscillator may be different for each voltage controlled oscillator. In this case, the input reference voltage of the comparator is different for each comparator. In the present embodiment, a voltage-controlled oscillation device that is effective when the input reference voltage of the comparator is different for each comparator will be described.
図24は、本実施形態における電圧制御発振装置の構成を示したブロック図である。図24で示した電圧制御発振装置は、比較器104および114に入力される参照電圧が互いに独立している点が図1で示した電圧制御発振装置と異なる。
FIG. 24 is a block diagram showing the configuration of the voltage controlled oscillator in the present embodiment. The voltage controlled oscillator shown in FIG. 24 is different from the voltage controlled oscillator shown in FIG. 1 in that the reference voltages input to the
本実施形態では、先ず、ロジック回路105は、比較器104および114の入力参照電圧を同じ値にして最適値を求める。例えば、ロジック回路105は、比較器104および114のそれぞれの真の参照電圧の一方を、比較器104および114の両方の参照電圧とする。
In this embodiment, first, the
ロジック回路105は、最適値を求めると、比較器104および114の参照電圧を真の参照電圧に変更し、比較器104および114の比較結果に基づいて、その求めた最適値を調節する。
When obtaining the optimum value, the
図25は、本実施形態における電圧制御発振装置の動作例を説明するためのフローチャートである。 FIG. 25 is a flowchart for explaining an operation example of the voltage controlled oscillator according to the present embodiment.
ロジック回路105は、比較器104および114に同じ値の参照電圧を入力する(手順S401)。続いて、ロジック回路105は、図11および図15で説明したように、最適な振幅調整コードを求める(手順S402)。
The
その後、ロジック回路105は、比較器104および114のそれぞれに異なる値の参照電圧を入力する(手順S403)。
Thereafter, the
これにより、通常、比較結果が示す大小関係が変化する。このとき、手順S401で入力された参照電圧と、手順S403で入力された参照電圧とが近いものとする。この場合、真の最適な振幅調整コードは、手順S402で求めた振幅調整コードの近くにあることになる。 As a result, the magnitude relationship indicated by the comparison result usually changes. At this time, it is assumed that the reference voltage input in step S401 is close to the reference voltage input in step S403. In this case, the true optimum amplitude adjustment code is close to the amplitude adjustment code obtained in step S402.
このため、ロジック回路105は、最適な振幅調整コードを初期値として、図11および図15で説明したように、最適な振幅調整コードを求める(手順S402)。
For this reason, the
このような構成により、所望の参照振幅値が同一でない場合においても、短時間で振幅調整を行うことができる。 With such a configuration, even when desired reference amplitude values are not the same, amplitude adjustment can be performed in a short time.
本実施形態では、ロジック回路105は、比較器104および114の入力参照電圧を同じ値にして発振出力信号の振幅の最適値を求める。その後、ロジック回路105は、比較器104および114の入力参照電圧のそれぞれを異なる値にし、比較器104および114の比較結果に基づいて、その求めた最適値を調節する。
In this embodiment, the
このため、発振出力信号の振幅の最適値が電圧制御発振器ごとに異なる場合でも、振幅調整にかかる時間を短縮することが可能になる。 For this reason, even when the optimum value of the amplitude of the oscillation output signal differs for each voltage controlled oscillator, it is possible to reduce the time required for amplitude adjustment.
次に、本発明の第4の発明を実施するための最良の形態について図面を参照して詳細に説明する。 Next, the best mode for carrying out the fourth invention of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
図26は、本実施形態による電圧制御発振装置の構成を示すブロック図である。図26では、電圧制御発振装置は、図24で示した構成に加えて、メモリ回路106を有する。
FIG. 26 is a block diagram showing a configuration of the voltage controlled oscillator according to the present embodiment. In FIG. 26, the voltage controlled oscillator includes a
本実施形態では、第2の実施形態と同様に、ロジック回路105は、発振出力信号の周波数ごとに、最適値を求める。このとき、ロジック回路105は、第3の実施形態と同様に、各周波数に対応する最適値を求める。
In the present embodiment, as in the second embodiment, the
その後、ロジック回路105は、第2の実施形態と同様に、各周波数の最適値をメモリ回路106に記憶する。また、ロジック回路105は、周波数信号が入力されると、その周波数信号が示す周波数に対応する最適値をメモリ回路106から取得し、その取得した最適値を発生電流の値にする。
Thereafter, the
本実施形態では、第2の実施形態の特徴と、第3の実施形態の特徴を併せ持つ電圧制御発振装置を構成することが可能になる。 In the present embodiment, it is possible to configure a voltage controlled oscillation device having both the characteristics of the second embodiment and the characteristics of the third embodiment.
以上説明した各実施形態において、図示した構成は単なる一例であって、本発明はその構成に限定されるものではない。 In each embodiment described above, the illustrated configuration is merely an example, and the present invention is not limited to the configuration.
101、111 電圧制御発振器
102、112 デジタル制御電流源
103、113 ピーク振幅検出回路
104、114 比較器
105 ロジック回路
106 メモリ回路
1001 インダクタ
1002 周波数粗調整部
1003 周波数微調整部
1004、1005 クロスカップルMOS
1101〜1103、1401 nMOS
1201〜1203、1605 スイッチ
1301〜1303 pMOS
1401 デジタル−アナログ変換器
1501 AC結合部
1502、1602 電流源
1503 MOS差動対
1504 ローパスフィルタ
1601 pMOS差動対入力部
1603 nMOSクロスカップル
1604 出力アンプ部
101, 111 Voltage controlled
1101-1103, 1401 nMOS
1201 to 1203, 1605
1401 Digital-
Claims (13)
各電流源から出力された発生電流の大きさに応じた振幅を有する複数の発振出力信号のそれぞれを出力する複数の電圧制御発振器と、
各電圧制御発振器から出力された発振出力信号の振幅を示すピーク電圧のそれぞれを出力する複数の検出部と、
各検出部から出力されたピーク電圧のそれぞれを入力参照電圧と比較して、当該ピーク電圧と前記入力参照電圧との大小関係を示す比較結果のそれぞれを出力する複数の比較部と、
各電流源を用いて、前記発生電流のそれぞれの値を一緒にかつ段階的に変更していくとともに、各段階における前記発生電流のそれぞれを異なる値にし、各段階において各比較部から出力された比較結果に基づいて、前記発振出力信号のそれぞれの振幅が前記入力参照電圧に応じた所望値になるような、前記発生電流のそれぞれの値を最適値として求める制御部と、を有する電圧制御発振装置。 Multiple current sources;
A plurality of voltage controlled oscillators that output each of a plurality of oscillation output signals having an amplitude corresponding to the magnitude of the generated current output from each current source;
A plurality of detectors for outputting each of the peak voltages indicating the amplitude of the oscillation output signal output from each voltage controlled oscillator;
A plurality of comparison units that compare each of the peak voltages output from each detection unit with an input reference voltage and output a comparison result indicating a magnitude relationship between the peak voltage and the input reference voltage,
Using each current source, each value of the generated current is changed together and stepwise, and each of the generated currents in each step is changed to a different value, and is output from each comparison unit in each step. A voltage-controlled oscillation having a control unit that obtains each value of the generated current as an optimum value based on the comparison result so that each amplitude of the oscillation output signal becomes a desired value according to the input reference voltage apparatus.
各電圧制御発振器は、インダクタを有し、当該インダクタのインダクタンスと前記発生電流とに応じた振幅を有する発振出力信号を出力し、
各電圧制御発振器のインダクタのインダクタンスがそれぞれ異なる、電圧制御発振装置。 The voltage controlled oscillator according to claim 1,
Each voltage controlled oscillator has an inductor, and outputs an oscillation output signal having an amplitude corresponding to the inductance of the inductor and the generated current,
A voltage controlled oscillator in which the inductance of each inductor of each voltage controlled oscillator is different.
各電流源は、
ドレインが共通接続され、かつ、ゲート幅がバイナリ重み付けされ、前記ドレインから前記発生電流を出力する複数のMOSと、
各MOSのゲートに印加されるゲート電圧を切り替えるゲート電圧スイッチと、を有し、
前記制御部は、各電流源のゲート電圧スイッチを用いて、前記発生電流のそれぞれの値を変更する、電圧制御発振装置。 In the voltage controlled oscillation device according to claim 1 or 2,
Each current source
A plurality of MOS transistors whose drains are connected in common and whose gate width is binary weighted and outputs the generated current from the drain;
A gate voltage switch for switching a gate voltage applied to the gate of each MOS,
The said control part is a voltage control oscillation apparatus which changes each value of the said generated electric current using the gate voltage switch of each current source.
各電流源は、
前記発生電流を出力するMOSと、
前記発生電流の値を示すデジタル信号である電流制御信号が入力されると、当該電流制御信号をアナログ信号に変換し、当該アナログ信号に変換された電流制御信号を前記MOSのゲートに入力するデジタル‐アナログ変換器と、を有し、
前記制御部は、各電流源のデジタル‐アナログ変換器に前記電流制御信号を入力して、前記発生電流のそれぞれの値を変更する、電圧制御発振装置。 In the voltage controlled oscillation device according to claim 1 or 2,
Each current source
A MOS that outputs the generated current;
When a current control signal, which is a digital signal indicating the value of the generated current, is input, the current control signal is converted into an analog signal, and the current control signal converted into the analog signal is input to the gate of the MOS -An analog converter,
The voltage control oscillation device, wherein the control unit inputs the current control signal to a digital-analog converter of each current source to change each value of the generated current.
各検出部は、
検出用電流源と、
前記検出用電流源から出力された検出用電流を用いて、前記発振出力信号を整流して、前記ピーク電圧として出力するMOS差動対と、を有し、
前記制御部は、前記最適値を求めると、前記検出用電流源による前記検出用電流の出力を停止する、電圧制御発振装置。 In the voltage controlled oscillation device according to any one of claims 1 to 4,
Each detector is
A current source for detection;
A MOS differential pair that rectifies the oscillation output signal using the detection current output from the detection current source and outputs the rectified oscillation signal as the peak voltage;
When the control unit obtains the optimum value, the control unit stops output of the detection current from the detection current source.
各比較器は、
比較用電流源と
前記比較用電流源から出力された比較用電流を用いて、前記ピーク電圧と前記参照電圧とを比較し、その結果を前記比較結果として出力する入力段と、
前記入力段から出力された比較結果を増幅して出力する出力段と、を有し、
前記制御部は、前記最適値を求めると、前記比較用電流源による前記比較用電流の出力を停止する、電圧制御発振装置。 In the voltage controlled oscillation device according to any one of claims 1 to 5,
Each comparator is
An input stage that compares the peak voltage with the reference voltage using the comparison current source and the comparison current output from the comparison current source, and outputs the result as the comparison result;
An output stage for amplifying and outputting the comparison result output from the input stage,
When the control unit obtains the optimum value, the control unit stops output of the comparison current from the comparison current source.
前記制御部は、前記発生電流のいずれかの値を最大値にし、その後、前記比較結果が示す大小関係が変化するまで、前記発生電流のそれぞれの値を段階的に下げていき、当該大小関係が変化すると、そのときの大小関係に基づいて、前記最適値を求める、電圧制御発振装置。 In the voltage controlled oscillation device according to any one of claims 1 to 6,
The control unit sets any value of the generated current to a maximum value, and then gradually decreases each value of the generated current until the magnitude relationship indicated by the comparison result changes. A voltage-controlled oscillation device that obtains the optimum value based on the magnitude relationship at the time when the value changes.
前記制御部は、各段階において、当該段階の比較結果に基づいて、前記発生電流の次の段階の値を決定する、電圧制御発振装置。 In the voltage controlled oscillation device according to any one of claims 1 to 6,
The control unit is a voltage controlled oscillation device that determines a value of a next stage of the generated current in each stage based on a comparison result of the stage.
前記制御部は、前記比較結果に基づいて、前記最適値が含まれる振幅範囲を特定し、当該特定した振幅範囲内に、次の段階の発生電流の値を決定する、電圧制御発振装置。 In the voltage controlled oscillation device according to claim 8,
The voltage control oscillation device, wherein the control unit specifies an amplitude range in which the optimum value is included based on the comparison result, and determines a value of a generated current in a next stage within the specified amplitude range.
記憶部をさらに有し、
前記制御部は、前記発振出力信号の周波数を順番に変更していき、前記周波数ごとに前記最適値を求め、各周波数に対応する最適値を前記記憶部に記憶し、その後、前記発振出力信号の周波数を示す周波数信号が入力されると、当該周波数信号が示す周波数に対応する最適値を前記記憶部から取得し、前記発生電流の値を、当該取得した最適値に調整する、電圧制御発振装置。 The voltage controlled oscillator according to any one of claims 1 to 9,
A storage unit;
The control unit sequentially changes the frequency of the oscillation output signal, obtains the optimum value for each frequency, stores the optimum value corresponding to each frequency in the storage unit, and then the oscillation output signal When a frequency signal indicating the frequency of the input signal is input, an optimum value corresponding to the frequency indicated by the frequency signal is acquired from the storage unit, and the value of the generated current is adjusted to the acquired optimum value. apparatus.
前記制御部は、各周波数において、当該周波数に対応する最適値を求めると、その時の前記発振出力信号の振幅を初期値とし、次の周波数に対応する最適値を求める場合、前記発振出力信号の振幅を前記初期値から変更していく、電圧制御発振装置。 The voltage controlled oscillator according to claim 10,
When the control unit obtains the optimum value corresponding to the frequency at each frequency, the amplitude of the oscillation output signal at that time is set as an initial value, and when obtaining the optimum value corresponding to the next frequency, A voltage-controlled oscillator that changes the amplitude from the initial value.
前記制御部は、各比較部の入力参照電圧を同じ値にして前記最適値を求め、その後、各比較部の入力参照電圧のそれぞれを異なる値にし、各比較部の比較結果に基づいて、前記最適値を調節する、電圧制御発振装置。 The voltage controlled oscillator according to any one of claims 1 to 11,
The control unit obtains the optimum value by setting the input reference voltage of each comparison unit to the same value, and then sets each input reference voltage of each comparison unit to a different value, based on the comparison result of each comparison unit, A voltage controlled oscillator that adjusts the optimum value.
各電圧制御発振器から出力された発振出力信号の振幅を示すピーク電圧のそれぞれを出力し、
各ピーク電圧のそれぞれを、入力参照電圧と比較して、当該ピーク電圧と前記入力参照電圧との大小関係を示す比較結果のそれぞれを出力し、
各電流源を用いて、前記発生電流のそれぞれの値を一緒に段階的に変更していくとともに、各段階における前記発生電流のそれぞれを異なる値にし、各段階における比較結果に基づいて、前記発振出力信号のそれぞれの振幅が前記入力参照電圧に応じた所望値になるような、前記発生電流のそれぞれの値を最適値として求める、振幅調整方法。 Amplitude adjustment by a voltage-controlled oscillator having a plurality of current sources and a plurality of voltage-controlled oscillators that output each of a plurality of oscillation output signals having an amplitude corresponding to the magnitude of the generated current output from each current source A method,
Output each peak voltage indicating the amplitude of the oscillation output signal output from each voltage controlled oscillator,
Each peak voltage is compared with the input reference voltage, and each of the comparison results indicating the magnitude relationship between the peak voltage and the input reference voltage is output.
Using each current source, each value of the generated current is changed stepwise together, and each of the generated currents in each step is changed to a different value, and the oscillation is made based on the comparison result in each step. An amplitude adjustment method for obtaining each value of the generated current as an optimum value so that each amplitude of an output signal becomes a desired value according to the input reference voltage.
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