JP2011072107A - Power supply device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は発振トランスとスイッチング素子を有する絶縁型降圧スイッチング電源装置に関するものである。 The present invention relates to an isolated step-down switching power supply device having an oscillation transformer and a switching element.
図3に従来の電源装置の回路図を示す。T1は発振トランス、IC1はスイッチング素子である。スイッチング素子IC1や発振トランスT1から発せられる高周波ノイズは電源へ帰還することになるが、それを抑制する手段として入力部にフィルタを挿入し、それにより雑音端子電圧を規格以内にしている。雑音端子電圧対策部品としては、L1:コモンモードフィルタ、C1,C2:Xコンデンサ(アクロス・ザ・ライン・キャパシタンス)、C3,C4:Yコンデンサ(ライン・バイパス・キャパシタンス)となっている。Xコンデンサはノーマルモードノイズに作用し、ライン−ライン間でのノイズ対策部品である。Yコンデンサはコモンモードノイズに作用し、ライン−アース間でのノイズ対策部品である。 FIG. 3 shows a circuit diagram of a conventional power supply device. T1 is an oscillation transformer, and IC1 is a switching element. High frequency noise generated from the switching element IC1 and the oscillation transformer T1 is fed back to the power supply. A filter is inserted in the input unit as a means for suppressing it, thereby keeping the noise terminal voltage within the standard. The noise terminal voltage countermeasure components are L1: common mode filter, C1, C2: X capacitor (across the line capacitance), and C3, C4: Y capacitor (line bypass capacitance). The X capacitor acts on normal mode noise and is a noise countermeasure component between lines. The Y capacitor acts on common mode noise and is a noise countermeasure component between line and ground.
なお、コモンモードフィルタやノーマルモードフィルタを用いることにより、スイッチング回路の高周波雑音が交流電源に帰還することを抑制する技術は、例えば特許文献1(特開2006−114339号公報)や特許文献2(特開2006−294561号公報)に開示されている。しかしながら、これらの文献では、高周波雑音の周波数帯域を移動させることは示唆されていない。 For example, Patent Document 1 (Japanese Patent Application Laid-Open No. 2006-114339) and Patent Document 2 (Patent Document 2) describe a technique for suppressing high-frequency noise of a switching circuit from returning to an AC power supply by using a common mode filter or a normal mode filter. JP-A-2006-294561). However, these documents do not suggest moving the frequency band of high-frequency noise.
発振トランスT1には固有の共振周波数があり、その固有の共振周波数付近はインピーダンスが低くなるので、その共振周波数付近のノイズの抑制効果が少なくなる。結果、発振トランスT1の共振周波数付近は雑音端子電圧が高くなる。従来例では、高くなった雑音端子電圧を下げるため、前述の入力フィルタのインダクタンス値を大きくしたり、Xコンデンサの容量を大きくしたりすることで対応していた。 Since the oscillation transformer T1 has a specific resonance frequency, and the impedance is low in the vicinity of the specific resonance frequency, the noise suppressing effect in the vicinity of the resonance frequency is reduced. As a result, the noise terminal voltage becomes high near the resonance frequency of the oscillation transformer T1. In the conventional example, in order to lower the increased noise terminal voltage, the above-described input filter inductance value is increased or the capacitance of the X capacitor is increased.
しかしながら、雑音端子電圧対策部品により雑音端子電圧のピーク値を下げて規格を満足させるには限界があり、フィルタのインダクタンス値やコンデンサの容量をアップさせると、部品サイズが大きくなるといった実装上の問題もあった。また、発振トランスT1の巻線方法を変更した場合や、実装ブロックを樹脂充填した場合などにおいては、発振トランスT1の線間容量が変わることにより共振周波数が変わり、雑音端子電圧のピークが規格の厳しい高周波側へ移動し規格を満足できなくなることもあった。 However, there is a limit to satisfying the standard by reducing the peak value of the noise terminal voltage using noise terminal voltage countermeasure components, and mounting problems such as increasing the filter inductance value and the capacitor capacity increase the component size. There was also. In addition, when the winding method of the oscillation transformer T1 is changed or when the mounting block is filled with resin, the resonance frequency is changed by changing the line capacitance of the oscillation transformer T1, and the peak of the noise terminal voltage is the standard. In some cases, it moved to the high frequency side and could not meet the standard.
本発明は、このような問題を解決しようとするものであり、簡単な構成で発振トランスの共振周波数を低周波側へ移動させ、雑音端子電圧の規格を満足させることを課題とする。 An object of the present invention is to solve such a problem, and it is an object to satisfy the noise terminal voltage standard by moving the resonance frequency of the oscillation transformer to the low frequency side with a simple configuration.
請求項1の電源装置は、図1に示すように、発振トランスT1とスイッチング素子IC1を有する絶縁型降圧スイッチング電源における発振トランスT1の2次側端子間にコンデンサC5を接続したことを特徴とするものである。
As shown in FIG. 1, the power supply device according to
請求項2の電源装置は、図1に示すように、発振トランスT1とスイッチング素子IC1を有する絶縁型降圧スイッチング電源における発振トランスT1の2次側端子間にコンデンサC5に代えてサージ吸収能力を有する容量性素子を接続したことを特徴とするものである。
As shown in FIG. 1, the power supply device according to
請求項1の発明によれば、発振トランスとスイッチング素子を有する絶縁型降圧スイッチング電源における発振トランスの2次側端子間にコンデンサを接続することにより、発振トランスの共振周波数を雑音端子電圧の規制の緩い低周波側へ移動させることができ、これにより、雑音規制される周波数範囲の全域で雑音端子電圧の規格を満足させることができる。また、小容量のコンデンサを接続するだけで良いので、入力フィルタのサイズや個数をアップさせることなく、簡単且つ安価に雑音端子電圧の規格を満足させることができる。 According to the first aspect of the present invention, the capacitor is connected between the secondary side terminals of the oscillation transformer in the isolated step-down switching power supply having the oscillation transformer and the switching element, whereby the resonance frequency of the oscillation transformer is regulated by the noise terminal voltage. It is possible to move to a low frequency side, so that the noise terminal voltage standard can be satisfied over the entire frequency range where noise is restricted. Further, since only a small-capacitance capacitor needs to be connected, the noise terminal voltage standard can be satisfied easily and inexpensively without increasing the size and number of input filters.
請求項2の発明によれば、請求項1の発明と同等の効果が得られるほか、発振トランスの共振周波数を低周波側へ移動させる手段として、サージ吸収能力を有する容量性素子を接続することで、サージ電圧に対する回路保護も同時に実現でき、電源装置全体としての部品コストも低減できる。 According to the second aspect of the invention, the same effect as that of the first aspect of the invention can be obtained, and a capacitive element having surge absorption capability can be connected as means for moving the resonance frequency of the oscillation transformer to the low frequency side. Thus, circuit protection against surge voltage can be realized at the same time, and the component cost of the entire power supply device can be reduced.
(実施形態1)
図1に本発明の実施形態1の回路図を示す。1はフィルタ部、2は整流回路部、3はスナバ回路部、4は発振回路部、5はフィードバック回路部、6は制御電源回路部、7はYコンデンサである。以上の構成の絶縁型降圧スイッチング電源装置において、発振回路部4の発振トランスT1の2次側ピン間にコンデンサC5を接続する。
(Embodiment 1)
FIG. 1 shows a circuit diagram of
コンデンサC5は発振に悪影響を与えない程度の小容量のものにする必要がある。例えば、100[pF]〜1000[pF]程度とする。コンデンサC5を接続することにより発振トランスT1の共振周波数が変わるから、雑音端子電圧のピークとなる周波数帯が変わる。具体的には、発振トランスT1の共振周波数が雑音規制の厳しい高周波側から、雑音規制の緩い低周波側へと移動することにより、全体として雑音端子電圧の規格を満足することができる。 The capacitor C5 needs to have a small capacity that does not adversely affect the oscillation. For example, it is about 100 [pF] to 1000 [pF]. Since the resonance frequency of the oscillation transformer T1 is changed by connecting the capacitor C5, the frequency band at which the noise terminal voltage peaks changes. Specifically, the noise terminal voltage standard can be satisfied as a whole by moving the resonance frequency of the oscillating transformer T1 from the high frequency side where the noise regulation is severe to the low frequency side where the noise regulation is loose.
図2にコンデンサC5が有る場合、図4にコンデンサC5が無い場合の雑音端子電圧のピークを示す。横軸は周波数(0.15〜30.0[MHz])、縦軸は雑音端子電圧[dB(μV)]である。 FIG. 2 shows the peak of the noise terminal voltage when the capacitor C5 is present in FIG. The horizontal axis represents frequency (0.15 to 30.0 [MHz]), and the vertical axis represents noise terminal voltage [dB (μV)].
以下、図1の回路構成について詳しく説明する。商用交流電源に接続されるコネクタEにはヒューズFs、サージ保護素子ZNRを介してフィルタ部1の入力側が接続されている。フィルタ部1はコンデンサC1、C2とフィルタコイルL1とで構成されている。
Hereinafter, the circuit configuration of FIG. 1 will be described in detail. The input side of the
フィルタ部1の出力側には、整流回路部2のダイオードブリッジDB1の交流入力端子が接続されている。ダイオードブリッジDB1の直流出力端子にはコンデンサC6が接続されている。このコンデンサC6は、電源投入時の突入電流抑制ならびに入力力率改善の観点から比較的小容量のコンデンサが用いられ、必要最小限の平滑機能を実現するように設計されている。
An AC input terminal of the diode bridge DB1 of the
コンデンサC6の正極には、発振回路部4の絶縁型の発振トランスT1の1次巻線の一端が接続されている。発振トランスT1の1次巻線の他端は、スイッチング素子IC1を介してコンデンサC6の負極に接続されている。
One end of the primary winding of the insulating oscillation transformer T1 of the
スイッチング素子IC1は、パルス幅をフィードバック制御可能な高周波発振器と、この高周波発振器から出力されるPWM信号によりオンオフ駆動されるスイッチング素子を8ピンのDIPパッケージに内蔵して成る集積回路である。スイッチング素子IC1のフィードバック入力端子には、フォトカプラの受光素子PC2が接続されており、発振トランスT1の2次側からフィードバックされた信号に応じてPWM信号のパルス幅が制御される。 The switching element IC1 is an integrated circuit in which a high-frequency oscillator capable of feedback-controlling the pulse width and a switching element driven on and off by a PWM signal output from the high-frequency oscillator are built in an 8-pin DIP package. A light receiving element PC2 of a photocoupler is connected to the feedback input terminal of the switching element IC1, and the pulse width of the PWM signal is controlled according to the signal fed back from the secondary side of the oscillation transformer T1.
発振トランスT1の1次巻線には、サージ電圧吸収用のスナバ回路部3が接続されている。スナバ回路部3は抵抗R1、R2とコンデンサC7とダイオードD1よりなる。スイッチング素子IC1がオフされると、発振トランスT1の1次巻線には逆起電力によるサージ電圧が発生する。このサージ電圧によりダイオードD1が導通し、抵抗R1、R2とコンデンサC7にサージ電圧を吸収させる。
A surge voltage absorbing
発振トランスT1の2次巻線には、半波整流用のダイオードD2を介して平滑用のコンデンサC8が接続されている。また、共振ポイントを低周波側に移動させるためのコンデンサC5が並列接続されている。発振トランスT1の2次巻線出力は、ダイオードD2により整流され、コンデンサC8に充電されて、低電圧の直流電圧となる。発振トランスT1の1次巻線と2次巻線の巻回方向は、フォワード型とフライバック型では逆方向となるが、ここではフライバック型の例を示している。 A smoothing capacitor C8 is connected to the secondary winding of the oscillation transformer T1 through a diode D2 for half-wave rectification. Further, a capacitor C5 for moving the resonance point to the low frequency side is connected in parallel. The secondary winding output of the oscillation transformer T1 is rectified by the diode D2, charged in the capacitor C8, and becomes a low DC voltage. The winding direction of the primary winding and the secondary winding of the oscillation transformer T1 is opposite in the forward type and the flyback type, but here, an example of the flyback type is shown.
スイッチング素子IC1がオンのとき、発振トランスT1の1次巻線にはコンデンサC6から電流が流れる。このとき、ダイオードD2は逆阻止状態となっており、2次巻線には電流が流れないから、発振トランスT1には電磁エネルギーが蓄積される。スイッチング素子IC1がオフされると、電磁エネルギーによる逆起電力がダイオードD2の順方向に発生し、ダイオードD2が導通してコンデンサC8が充電される。 When the switching element IC1 is on, a current flows from the capacitor C6 through the primary winding of the oscillation transformer T1. At this time, since the diode D2 is in a reverse blocking state and no current flows through the secondary winding, electromagnetic energy is accumulated in the oscillation transformer T1. When the switching element IC1 is turned off, a back electromotive force due to electromagnetic energy is generated in the forward direction of the diode D2, and the diode D2 is turned on to charge the capacitor C8.
コンデンサC8の電圧は制御電源回路部6に入力されて、出力電圧V1となる。また、ダイオードD3を介してコンデンサC9、C10の並列回路に充電されて、出力電圧V2となる。さらに、三端子レギュレータIC2により電圧を安定化され、コンデンサC11、C12の並列回路に充電されて、出力電圧V3となる。コンデンサC10,C11は高周波バイパス用の小容量のコンデンサ、コンデンサC9,C12は電圧安定化のための平滑コンデンサである。 The voltage of the capacitor C8 is input to the control power supply circuit unit 6 and becomes the output voltage V1. Further, the parallel circuit of the capacitors C9 and C10 is charged via the diode D3, and becomes the output voltage V2. Further, the voltage is stabilized by the three-terminal regulator IC2, and the parallel circuit of the capacitors C11 and C12 is charged to become the output voltage V3. Capacitors C10 and C11 are small-capacitance capacitors for high-frequency bypass, and capacitors C9 and C12 are smoothing capacitors for voltage stabilization.
コンデンサC8の電圧は、抵抗R6、R7により分圧されて、可変シャントレギュレータIC3のレファレンス入力端子に印加される。これにより、可変シャントレギュレータIC3は抵抗R6、R7の分圧比に応じたツェナーダイオードとして動作する。可変シャントレギュレータIC3のカソード端子は抵抗R4、R5の直列回路を介してコンデンサC8の正極に接続され、可変シャントレギュレータIC3のアノード端子はコンデンサC8の負極に接続されている。したがって、可変シャントレギュレータIC3のカソード端子は2次側の接地電位に対して定電圧となる。 The voltage of the capacitor C8 is divided by the resistors R6 and R7 and applied to the reference input terminal of the variable shunt regulator IC3. Thereby, the variable shunt regulator IC3 operates as a Zener diode corresponding to the voltage dividing ratio of the resistors R6 and R7. The cathode terminal of the variable shunt regulator IC3 is connected to the positive electrode of the capacitor C8 through a series circuit of resistors R4 and R5, and the anode terminal of the variable shunt regulator IC3 is connected to the negative electrode of the capacitor C8. Therefore, the cathode terminal of the variable shunt regulator IC3 becomes a constant voltage with respect to the secondary side ground potential.
フィードバック回路部5において、コンデンサC8の正極と可変シャントレギュレータIC3のカソード端子の間には、抵抗R3を介してフォトカプラの発光素子PC1が接続されている。コンデンサC8の電圧から所定電圧(=可変シャントレギュレータIC3のカソード・アノード間電圧+フォトカプラの発光素子PC1の順方向電圧)を差し引いた電圧が抵抗R3の両端に印加される。この抵抗R3に流れる電流がフォトカプラの発光素子PC1にも流れるから、フォトカプラの発光素子PC1の光信号強度は、コンデンサC8の電圧と前記所定電圧との差分に比例することになる。コンデンサC8の電圧が前記所定電圧よりも大きくなると、その差分に比例してフォトカプラの発光素子PC1の光信号強度が増大し、それに応じてフォトカプラの受光素子PC2の抵抗値は下がる。このフォトカプラの受光素子PC2の抵抗値に応じてスイッチング素子IC1のPWM信号のパルス幅を可変制御することにより、コンデンサC8の電圧を一定化するようにフィードバック制御することができる。
In the
発振トランスT1の2次巻線とコンデンサC8の負極の接続点は、2次側回路のグランドレベルとして接地されている。この接地点はシャーシなどの安定電位に接続されていてもよい。 A connection point between the secondary winding of the oscillation transformer T1 and the negative electrode of the capacitor C8 is grounded as a ground level of the secondary circuit. This grounding point may be connected to a stable potential such as a chassis.
一方、整流回路部2のダイオードブリッジDB1の直流出力端子の負極は、コンデンサC3、C4の直列回路を介して2次側回路のグランドレベルに接続されている。コンデンサC3、C4は小容量のコンデンサであり、Yコンデンサ7として用いられる。これにより高周波的に見れば、整流回路部2のダイオードブリッジDB1の直流出力端子の負極は電源装置のシャーシなどの安定電位に接続されていることになり、コモンモードノイズを低減できる。なお、直流的ならびに低周波交流的に見れば、発振トランスT1の1次側と2次側は絶縁されていることになる。
On the other hand, the negative electrode of the DC output terminal of the diode bridge DB1 of the
図3の従来例では、発振トランスT1の共振ポイントは図4に示すように0.7〜0.8[MHz]程度となっているが、本実施形態では、図1に示すように、発振トランスT1の2次側ピン間に数百[pF]のコンデンサC5を接続したことにより、発振トランスT1の共振ポイントは図2に示すように0.4〜0.5[MHz]程度にまで低下する。このように発振トランスT1の共振ポイントが雑音規制の厳しい高周波側から、雑音規制の緩い低周波側へと移動することにより、全体として雑音端子電圧の規格を満足することができる。 In the conventional example of FIG. 3, the resonance point of the oscillation transformer T1 is about 0.7 to 0.8 [MHz] as shown in FIG. 4, but in this embodiment, as shown in FIG. By connecting a capacitor C5 of several hundred [pF] between the secondary side pins of the transformer T1, the resonance point of the oscillation transformer T1 is lowered to about 0.4 to 0.5 [MHz] as shown in FIG. To do. As described above, the resonance point of the oscillation transformer T1 moves from the high frequency side where noise regulation is severe to the low frequency side where noise regulation is loose, so that the standard of the noise terminal voltage can be satisfied as a whole.
(実施形態2)
本実施形態では、実施形態1のコンデンサC5に代えて、サージ吸収能力を有する容量性素子を接続することにより、実施形態1と同等の効果を得ると共に、サージ電圧に対する保護も同時に行う。ここで、サージ吸収能力を有する容量性素子としては、例えば富士電機(株)製のゼットラップのような、酸化亜鉛を主体としたセラミックサージアブソーバーが適している。この素子は応答性に優れており、かつサージ吸収能力が大きいため、雷などに起因する急峻で大きなサージ電圧を吸収し保護することができ、回路保護素子として使用できる。
(Embodiment 2)
In the present embodiment, instead of the capacitor C5 of the first embodiment, by connecting a capacitive element having a surge absorption capability, the same effect as that of the first embodiment is obtained, and protection against a surge voltage is simultaneously performed. Here, as the capacitive element having the surge absorbing ability, a ceramic surge absorber mainly composed of zinc oxide, such as a zipper manufactured by Fuji Electric Co., Ltd., is suitable. Since this element is excellent in responsiveness and has a large surge absorption capability, it can absorb and protect a steep and large surge voltage caused by lightning or the like, and can be used as a circuit protection element.
なお、実施形態1または2の電源装置は、LED点灯装置の電源装置として使用できるほか、他の電子機器の電源装置としても使用できる。
In addition, the power supply device of
T1 発振トランス
IC1 スイッチング素子
C5 コンデンサ
T1 Oscillation transformer IC1 Switching element C5 Capacitor
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JP2009220322A JP2011072107A (en) | 2009-09-25 | 2009-09-25 | Power supply device |
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JP2020054134A (en) * | 2018-09-27 | 2020-04-02 | Tdk株式会社 | Switching power supply device |
-
2009
- 2009-09-25 JP JP2009220322A patent/JP2011072107A/en not_active Withdrawn
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CN110957913A (en) * | 2018-09-27 | 2020-04-03 | Tdk株式会社 | Switching power supply device |
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CN110957913B (en) * | 2018-09-27 | 2023-04-25 | Tdk株式会社 | Switching power supply device |
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