JP2011044759A - Diversity reception system - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は,線路を移動する移動局とその線路に沿って配置された基地局が複数存在する移動通信システムに関し,特に,簡易な装置構成により移動局側において良好な受信品質を得るためのダイバーシチ受信システムに関する。 The present invention relates to a mobile communication system in which a mobile station moving on a line and a plurality of base stations arranged along the line exist, and in particular, diversity for obtaining good reception quality on the mobile station side with a simple device configuration. Regarding the receiving system.
複数の基地局を有する移動通信システムにおいて,多くの移動局に同一の情報を同時に伝達する場合,それぞれの基地局から同じ情報を,同じ値のキャリア周波数で送信する同一周波数複局同時送信方式が用いられる。列車無線システム等のような業務用移動通信システムでは,周波数利用効率の面からも,同一周波数複局同時送信方式は有効とされている。 In a mobile communication system having a plurality of base stations, when transmitting the same information to many mobile stations at the same time, there is a simultaneous transmission system with the same frequency that transmits the same information from each base station at the same carrier frequency. Used. In commercial mobile communication systems such as train radio systems, the same frequency multi-station simultaneous transmission method is effective from the aspect of frequency utilization efficiency.
しかしながら,この場合のキャリアは,「設計値として同一周波数」のキャリアであって,実際には,各々の基地局のキャリアの発振源は独立している。そのため,複数の基地局から設計値が同じ周波数のキャリアを使って電波を発射する場合,基地局毎のキャリアの発振源が異なると,それぞれの実際のキャリア周波数は,厳密には同一周波数ではなく,キャリア周波数の差によってビート干渉が発生する問題がある。 However, the carrier in this case is a carrier of “the same frequency as the design value”, and actually, the oscillation source of each base station carrier is independent. Therefore, when radio waves are emitted from a plurality of base stations using carriers with the same design value, if the oscillation source of the carrier for each base station is different, each actual carrier frequency is not strictly the same frequency. Therefore, there is a problem that beat interference occurs due to a difference in carrier frequency.
また,移動局は,複雑に反射や回折を行うマルチパス伝搬路の環境下で電波を受信しながら移動することによって,高速フェージング等の影響を受けるため,受信信号の品質は大きく劣化する。 In addition, since the mobile station is affected by high-speed fading and the like by moving while receiving radio waves in the environment of a multipath propagation path that performs complicated reflection and diffraction, the quality of the received signal is greatly degraded.
以上の背景技術について,図1の例に従ってさらに詳しく説明する。図1は,列車無線システムの一例の概要を示す図である。 The above background art will be described in more detail with reference to the example of FIG. FIG. 1 is a diagram showing an outline of an example of a train radio system.
図1に示す列車無線システムは,複数の基地局1,2,3と,移動局10と,中央装置5を備えている。移動局10は,線路4上を移動する。基地局1〜3は,線路4に沿って配置されており,各々の基地局1〜3では,中央装置5から伝送路6を介して情報信号を受信する。
The train radio system shown in FIG. 1 includes a plurality of
基地局1〜3は,中央装置5から受信した情報信号を,「設計値として同一周波数」のキャリア周波数の電波で,各々のアンテナ7〜9を用いて送信する。移動局10では,少なくとも2本の移動局アンテナ11および12を用いて,その情報信号を受信する。
The
基地局1からの電波と基地局2からの電波は,同一周波数複局同時送信方式により発射されるが,キャリアの発振源が異なると,ビート干渉の原因になる。すなわち,移動局10が基地局1と基地局2との間にある場合,基地局1のキャリア周波数f1 と基地局2のキャリア周波数f2 とが,「設計値として同一周波数」で設計されていても,それぞれの周波数の発振源が異なれば,キャリア周波数f1 とf2 とが完全に一致するということはなく,多少の周波数差Δfが発生する。そのため,この周波数差Δfによって,受信側の移動局10においてビート干渉が発生する。このビート干渉は,移動局10が基地局1と基地局2の中央付近にあって,それぞれの基地局1および2から到達する電波が同程度の強さで受信される場合に最も大きく変動する。
The radio wave from the
例えば,周波数150MHz帯のキャリアでは,各々の基地局において発振源として1×10-6の安定度のクリスタルを使用すれば,Δf=f1 −f2 =150Hzの周波数差によるビートが発生する。 For example, in a carrier having a frequency of 150 MHz, if a crystal having a stability of 1 × 10 −6 is used as an oscillation source in each base station, a beat due to a frequency difference of Δf = f 1 −f 2 = 150 Hz is generated.
また,周辺の建物,立地環境等による電波の反射や散乱によりマルチパス伝搬となるため,このような電波伝搬環境下を移動局10が移動することによって高速フェージングの影響を受ける。
In addition, since multipath propagation occurs due to reflection and scattering of radio waves from surrounding buildings, location environments, etc., the
従来の高速フェージングやビート干渉の対策としては,非特許文献1に示されているように,同じ情報を複数の基地局から送信するにあたって,それぞれの基地局側で送信タイミングを遅延させるか,または送信する信号の波形を異なる波形となるように波形ひずみを挿入するなどの処理を施して送信する方法がとられていた。
As a countermeasure against conventional fast fading and beat interference, as shown in Non-Patent
高速フェージングやビート干渉による受信品質の劣化を回避するために,前述の非特許文献1に示されている方法では,各基地局が送信タイミングをずらしたり,波形を制御するというような信号の加工が必要となるだけでなく,それぞれの移動局では,各基地局から加工されて送られてきた信号を受信するために,適応等化器による補償が必要となり,複雑な処理が必要であった。その結果として,基地局と移動局の両方で,回路構成が複雑になるだけでなく,そのための検査および保守項目が増えるなど,初期コストだけでなく,維持コストにおいても経済的に負担となる側面があった。
In order to avoid degradation of reception quality due to high-speed fading and beat interference, the method described in Non-Patent
本発明は,列車無線システムのように線路を移動する移動局とその線路に沿って配置された基地局が複数存在する移動通信システムにおいて,複数の基地局からの電波干渉で発生するビート干渉や,高速フェージング等の影響を低減し,簡易かつ安価な装置構成により移動局において良好な受信品質を実現するダイバーシチ受信システムを提供することを目的とする。 In a mobile communication system in which a mobile station moving along a track and a plurality of base stations arranged along the track exist like a train radio system, beat interference generated by radio wave interference from a plurality of base stations An object of the present invention is to provide a diversity reception system that reduces the influence of high-speed fading and the like and realizes good reception quality in a mobile station with a simple and inexpensive device configuration.
本発明は,上記課題を解決するため,移動局側に,第1の移動局アンテナと第2の移動局アンテナの2本の移動局アンテナを設けて,ダイバーシチ受信を行うものであり,移動局アンテナの位置関係を次のように定める。 In order to solve the above problems, the present invention provides diversity reception by providing two mobile station antennas, a first mobile station antenna and a second mobile station antenna, on the mobile station side. The positional relationship of the antenna is determined as follows.
複数の基地局のうち,例えば最も電波伝搬条件の悪い区間に隣接する2つの基地局を選び,第N番目の基地局と第N+1番目の基地局とし,前記第N番目の基地局から第N番目の基地局アンテナを使って送信し,前記第N+1番目の基地局から第N+1番目の基地局アンテナを使って送信するものとし,
前記第N番目の基地局アンテナから送信された電波が前記第1の移動局アンテナに達するまでの電波伝搬路長をX1 ,
前記第N+1番目の基地局アンテナから送信された電波が前記第1の移動局アンテナに達するまでの電波伝搬路長をX2 ,
前記第N番目の基地局アンテナから送信された電波が前記第2の移動局アンテナに達するまでの電波伝搬路長をY1 ,
前記第N+1番目の基地局アンテナから送信された電波が前記第2の移動局アンテナに達するまでの電波伝搬路長をY2 ,
電波の波長をλとした場合,
前記2つの移動局アンテナが,前記第N番目の基地局アンテナと前記第N+1番目の基地局アンテナの中央付近に存在し,かつ一方の移動局アンテナが,X1 =X2 ,またはY1 =Y2 のいずれかになるように存在するときに,
[1]受信品質を劣化させないようにする方法として,
|(Y1 −Y2 )−(X1 −X2 )−M×λ|≧λ/10 …(1)
を,任意の整数Mの値に対して満足するように前記2つの移動局アンテナの配置を定める。
[2]また,上記式(1) を満足する条件のうち,比較的有効な方法として,
|(Y1 −Y2 )−(X1 −X2 )−(kλ+λ/2)|≦λ/4 …(2)
を,任意の整数kに対して満足するように2つの移動局アンテナを配置する。
[3]さらに,上記式(2) を満足する条件のうち,最も有効な方法として,
|(Y1 −Y2 )−(X1 −X2 )−(kλ+λ/2) |≦λ/10 …(3)
を,任意の整数kに対して満足するように2つの移動局アンテナを配置する。
Among the plurality of base stations, for example, two base stations that are adjacent to a section having the worst radio wave propagation condition are selected to be the Nth base station and the (N + 1) th base station, and the Nth base station to the Nth base station are selected. Transmitting from the (N + 1) th base station using the (N + 1) th base station antenna, and
A radio wave propagation path length until a radio wave transmitted from the Nth base station antenna reaches the first mobile station antenna is represented by X 1 ,
A radio wave propagation path length until a radio wave transmitted from the (N + 1) th base station antenna reaches the first mobile station antenna is represented by X 2 ,
The radio wave propagation path length until the radio wave transmitted from the Nth base station antenna reaches the second mobile station antenna is defined as Y 1 ,
A radio wave propagation path length until a radio wave transmitted from the (N + 1) th base station antenna reaches the second mobile station antenna is represented by Y 2 ,
If the wavelength of the radio wave is λ,
The two mobile station antennas exist in the vicinity of the center of the Nth base station antenna and the (N + 1) th base station antenna, and one mobile station antenna has X 1 = X 2 or Y 1 = When it exists to be any of Y 2 ,
[1] As a method to prevent the reception quality from deteriorating,
| (Y 1 −Y 2 ) − (X 1 −X 2 ) −M × λ | ≧ λ / 10 (1)
Is determined for the value of an arbitrary integer M, so that the arrangement of the two mobile station antennas is determined.
[2] Of the conditions that satisfy the above equation (1), a relatively effective method is as follows:
| (Y 1 −Y 2 ) − (X 1 −X 2 ) − (kλ + λ / 2) | ≦ λ / 4 (2)
Are arranged such that two mobile station antennas are satisfied for an arbitrary integer k.
[3] Furthermore, among the conditions that satisfy the above equation (2), the most effective method is:
| (Y 1 −Y 2 ) − (X 1 −X 2 ) − (kλ + λ / 2) | ≦ λ / 10 (3)
Are arranged such that two mobile station antennas are satisfied for an arbitrary integer k.
複数の基地からの送信は,それぞれの基地局に基地局アンテナを設けて,基地局アンテナから送信する代わりに,それぞれの基地局にLCX(漏洩同軸ケーブル:以下同様)を設けて,LCXから送信する場合があり,この場合も本発明に含まれる。 For transmission from multiple bases, each base station is provided with a base station antenna, and instead of transmitting from the base station antenna, each base station is provided with an LCX (leakage coaxial cable: the same applies hereinafter) and transmitted from the LCX. This case is also included in the present invention.
また,複数の基地局のキャリア周波数を全て同期させて,全く同じ周波数にすると,時間的にビート干渉による振幅変動が生じないために,それぞれの基地局のキャリア周波数が非同期な場合と比べて大幅な効果が期待される。そのため,本発明では,基準周波数信号を発生する手段を設けて,各基地局へ伝送手段により伝送し,各基地局のキャリア周波数を基準周波数信号に対して同期させる手段を設ける。 In addition, if all the carrier frequencies of multiple base stations are synchronized and set to exactly the same frequency, amplitude fluctuation due to beat interference does not occur in time, so that the carrier frequency of each base station is significantly higher than when the carrier frequencies are asynchronous. Expected. Therefore, in the present invention, a means for generating a reference frequency signal is provided, and a means for transmitting to each base station by the transmission means and synchronizing the carrier frequency of each base station with the reference frequency signal is provided.
以上のように,本発明を構成することにより,基地局のキャリア周波数を同期させない場合に比べて,ビート干渉に対する受信品質の劣化を,より効果的に減少させることができる。 As described above, by configuring the present invention, it is possible to more effectively reduce the degradation of reception quality with respect to beat interference as compared with the case where the carrier frequencies of the base stations are not synchronized.
本発明の方法に従って移動局アンテナを配置すれば,両方の移動局アンテナの受信レベルが同時に低い値にならないようになるだけでなく,片方の移動局アンテナの受信レベルが低いときには,他方の移動局アンテナの受信レベルが高くなるような位置関係に,2つの移動局アンテナが配置されることになる。 If the mobile station antennas are arranged according to the method of the present invention, not only the reception level of both mobile station antennas does not become low at the same time, but also when the reception level of one mobile station antenna is low, the other mobile station Two mobile station antennas are arranged in such a positional relationship that the reception level of the antenna becomes high.
したがって,本発明によれば,2本の移動局アンテナの位置を最適な関係に定めることによって良好なダイバーシチ受信が可能になり,従来のような複雑で高価な方法を用いずに,ビート干渉対策やフェージング対策を実現することができる。 Therefore, according to the present invention, it is possible to perform good diversity reception by determining the positions of the two mobile station antennas in an optimal relationship, and it is possible to prevent beat interference without using a complicated and expensive method as in the prior art. And fading countermeasures can be realized.
本発明では,基地局側が基地局アンテナではなく,LCXを使って送信する場合には,それぞれの基地局の中間はLCXとLCXの間に位置する。この場合は,いずれの基地局間でも電波伝搬環境が比較的単純であり同じ条件になる傾向があるため,より高いダイバーシチ受信効果が得られる。 In the present invention, when the base station side transmits using LCX instead of the base station antenna, the middle of each base station is located between LCX and LCX. In this case, the radio wave propagation environment is relatively simple between all base stations and tends to be in the same condition, so a higher diversity reception effect can be obtained.
さらに,本発明では,基地局の全てのキャリア周波数を全く同じ周波数になるように周波数同期させることにより,上記移動局アンテナの位置関係において時間的なビート干渉が生じなくなり,さらに優れたダイバーシチ受信を実現することができるようになる。 Furthermore, in the present invention, all carrier frequencies of the base station are frequency-synchronized so as to be exactly the same frequency, so that no beat interference occurs in time in the positional relationship of the mobile station antenna, and further excellent diversity reception is achieved. Can be realized.
以下,本発明の実施形態を図面を用いながら詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
〔第1の例〕
図2は,本発明の実施形態を説明するための第1の例を示す図である。ダイバーシチ受信システムの構成の一例として,隣接する基地局1および基地局2,線路4,中央装置5,伝送路6,移動局10からなるシステムを示す。この第1の例では,後に詳しく説明する本発明の効果を,より理解しやすくするために,仮に各基地局におけるキャリア周波数の同期をとらなかった場合の例について説明する。なお,基地局1と基地局2との間の中央付近は,他の基地局間の中央付近と比べて,最も電波伝搬条件が悪いものとする。例えば,線路4の沿線の地形や建物等の電波伝搬環境に大きな違いがない場合,2つの基地局間(基地局1,2の間)が,他の基地局間と比べて最も離れているときに,その最も離れている2つの基地局間の中央付近は,最も電波伝搬条件が悪いと考えられる。
[First example]
FIG. 2 is a diagram showing a first example for explaining the embodiment of the present invention. As an example of the configuration of the diversity receiving system, a system including an
中央装置5から送られる情報信号は,伝送路6を介して基地局1,2の各々へ送信される。基地局1,2は,受信した情報信号を同一の周波数で設計されたキャリア周波数による変調信号に変換し,基地局アンテナ7,8を介して電波信号として送信する。
An information signal sent from the
図2の構成の場合において,基地局1と基地局2の各々のキャリア周波数は,一般には発振源が異なるため,周波数同期を行わない限り,完全に一致することはなく,多少異なる。基地局1のキャリア周波数をf1 (角周波数をω1 =2πf1 ),基地局2のキャリア周波数をf2 (角周波数をω2 =2πf2 )で表すとすると,それぞれのキャリアの周波数差Δf=f1 −f2 により,移動局10の受信側においてビート干渉が発生する。
In the case of the configuration of FIG. 2, the carrier frequencies of the
移動局10は,線路4上を移動しながら,ダイバーシチ受信用の移動局アンテナ11,12で基地局1と基地局2から送信される電波を受信し,受信した信号をダイバーシチ受信装置13へ送る。
The
図2において,基地局アンテナ7と基地局アンテナ8とから送信された電波が,それぞれ移動局アンテナ11に達するまでの電波伝搬路長をX1 ,X2 とし,さらに,基地局アンテナ7と基地局アンテナ8から送信された電波が,それぞれ移動局アンテナ12に達するまでの電波伝搬路長をY1 とY2 とする。
In FIG. 2, the radio wave propagation path lengths until the radio waves transmitted from the
基地局1の基地局アンテナ7から送信された電波E1 を,
E1 =A1 cos(ω1 t+θ1 ) …(4)
基地局2の基地局アンテナ8から送信された電波E2 を,
E2 =A2 cos(ω2 t+θ2 ) …(5)
とする。ここで,振幅A1 と振幅A2 は,各々,電波E1 と電波E2 における振幅値であり,位相θ1 と位相θ2 は,各々,基地局1と基地局2の発振源の位相である。したがって,式(4) および式(5) は,任意の時間tにおける電波を示す。
The radio wave E 1 transmitted from the
E 1 = A 1 cos (ω 1 t + θ 1 ) (4)
The radio wave E 2 transmitted from the
E 2 = A 2 cos (ω 2 t + θ 2 ) (5)
And Here, the amplitude A 1 and the amplitude A 2 are the amplitude values in the radio wave E 1 and the radio wave E 2 , respectively, and the phase θ 1 and the phase θ 2 are the phases of the oscillation sources of the
移動局アンテナ11の受信入力R1 は,2つの基地局から送信された電波E1 および電波E2 が合成されたものであり,その受信入力(受信電波)R1 は,電波伝搬速度をcとすると,以下の式(6) のように表される。
The reception input R 1 of the
R1 =(A1 /X1 )cos{ω1 (t−X1 /c)+θ1 }
+(A2 /X2 )cos{ω2 (t−X2 /c)+θ2 } …(6)
移動局アンテナ12の受信入力R2 も,同様に以下の式(7) のように表される。
R 1 = (A 1 / X 1 ) cos {ω 1 (t−X 1 / c) + θ 1 }
+ (A 2 / X 2 ) cos {ω 2 (t−X 2 / c) + θ 2 } (6)
Similarly, the reception input R 2 of the
R2 =(A1 /Y1 )cos{ω1 (t−Y1 /c)+θ1 }
+(A2 /Y2 )cos{ω2 (t−Y2 /c)+θ2 } …(7)
また,式(6) および式(7) は,それぞれ,次のように変形することができる。
R 2 = (A 1 / Y 1 ) cos {ω 1 (t−Y 1 / c) + θ 1 }
+ (A 2 / Y 2 ) cos {ω 2 (t−Y 2 / c) + θ 2 } (7)
Equations (6) and (7) can be modified as follows.
R1 =B1 cos{ω1 (t−X1 /c)+θ1 +φ1 } …(8)
R2 =B2 cos{ω1 (t−Y1 /c)+θ1 +φ2 } …(9)
ここで,受信入力R1 の振幅B1 と受信入力R2 の振幅B2 は,次式で表される。
R 1 = B 1 cos {ω 1 (t−X 1 / c) + θ 1 + φ 1 } (8)
R 2 = B 2 cos {ω 1 (t−Y 1 / c) + θ 1 + φ 2 } (9)
Here, the amplitude B 2 of amplitude B 1 and the receiver input R 2 of the receiving input R 1 is expressed by the following equation.
B1 =sqrt〔(A1 /X1 )2 +(A2 /X2 )2 +2A1 A2 /(X1 X2 )cos{(ω2 −ω1 )t +2π(X1 /λ1 −X2 /λ2 )+θ2 −θ1 }〕 …(10)
B2 =sqrt〔(A1 /Y1 )2 +(A2 /Y2 )2 +2A1 A2 /(Y1 Y2 )cos{(ω2 −ω1 )t +2π(Y1 /λ1 −Y2 /λ2 )+θ2 −θ1 }〕 …(11)
ここで,sqrt〔…〕は,〔…〕の平方根を表す。また,波長λ1 ,波長λ2 は,それぞれキャリア周波数f1 ,f2 の電波の波長であり,次式のように表される。
B 1 = sqrt [(A 1 / X 1 ) 2 + (A 2 / X 2 ) 2 + 2A 1 A 2 / (X 1 X 2 ) cos {(ω 2 −ω 1 ) t + 2π (X 1 / λ 1 −X 2 / λ 2 ) + θ 2 −θ 1 }] (10)
B 2 = sqrt [(A 1 / Y 1 ) 2 + (A 2 / Y 2 ) 2 + 2A 1 A 2 / (Y 1 Y 2 ) cos {(ω 2 −ω 1 ) t + 2π (Y 1 / λ 1 −Y 2 / λ 2 ) + θ 2 −θ 1 }] (11)
Here, sqrt [...] represents the square root of [...]. The wavelengths λ 1 and λ 2 are the wavelengths of the radio waves having the carrier frequencies f 1 and f 2 , respectively, and are expressed by the following equations.
λ1 =c/f1 …(12)
λ2 =c/f2 …(13)
さらに,位相φ1 ,φ2 は次式で表される。
λ 1 = c / f 1 (12)
λ 2 = c / f 2 (13)
Further, the phases φ 1 and φ 2 are expressed by the following equations.
φ1 =tan-1〔(A2 /X2 )sin{(ω2 −ω1 )t +2π(X1 /λ1 −X2 /λ2 )+θ2 −θ1 }/[(A1 /X1 )+(A2 /X2 )cos{(ω2 −ω1 )t +2π(X1 /λ1 −X2 /λ2 )+θ2 −θ1 }]〕 …(14)
φ2 =tan-1〔(A2 /Y2 )sin{(ω2 −ω1 )t +2π(Y1 /λ1 −Y2 /λ2 )+θ2 −θ1 }/[(A1 /Y1 )+(A2 /Y2 )cos{(ω2 −ω1 )t +2π(Y1 /λ1 −Y2 /λ2 )+θ2 −θ1 }]〕 …(15)
本発明では,ダイバーシチ受信用の2つの移動局アンテナ(11または12)のいずれか一方の受信電波の振幅B1 またはB2 が最も小さい条件の下でも,他方の移動局アンテナ(12または11)の受信電波の振幅B2 またはB1 が所定の範囲になるように移動局アンテナ11,12のアンテナ間隔を保つことを特徴としている。そこで,振幅B1 が最小になる条件を求めてみる。
φ 1 = tan −1 [(A 2 / X 2 ) sin {(ω 2 −ω 1 ) t + 2π (X 1 / λ 1 −X 2 / λ 2 ) + θ 2 −θ 1 } / [(A 1 / X 1) + (A 2 / X 2) cos {(ω 2 -ω 1) t + 2π (
φ 2 = tan −1 [(A 2 / Y 2 ) sin {(ω 2 −ω 1 ) t + 2π (Y 1 / λ 1 −Y 2 / λ 2 ) + θ 2 −θ 1 } / [(A 1 / Y 1 ) + (A 2 / Y 2 ) cos {(ω 2 −ω 1 ) t + 2π (Y 1 / λ 1 −Y 2 / λ 2 ) + θ 2 −θ 1 }]] (15)
In the present invention, even if the amplitude B 1 or B 2 of the received radio wave of one of the two mobile station antennas (11 or 12) for diversity reception is the smallest, the other mobile station antenna (12 or 11) The antenna interval between the
cos{(ω2 −ω1 )t +2π(X1 /λ1 −X2 /λ2 )+θ2 −θ1 }=−1
…(16)
この式(16)が満たされるとき,受信電波の振幅B1 が最小になる可能性があり,そのためには,
(ω2 −ω1 )t +2π(X1 /λ1 −X2 /λ2 )+θ2 −θ1 =±奇数×π
…(17)
である。実際,このときに,
B1 =sqrt{(A1 /X1 −A2 /X2 )2 } …(18)
となり,例えば,2つの基地局1,2の中間付近で,電波伝搬路長X1 =X2 であれば,同じ振幅(A1 =A2 )の電波については,移動局アンテナ11の受信電波の振幅B1 =0になってしまう。
cos {(ω 2 −ω 1 ) t + 2π (X 1 / λ 1 −X 2 / λ 2 ) + θ 2 −θ 1 } = − 1
… (16)
When this equation (16) is satisfied, the amplitude B 1 of the received radio wave may be minimized.
(Ω 2 −ω 1 ) t + 2π (X 1 / λ 1 −X 2 / λ 2 ) + θ 2 −θ 1 = ± odd number × π
… (17)
It is. In fact, at this time,
B 1 = sqrt {(A 1 / X 1 -
For example, if the radio wave propagation path length X 1 = X 2 near the middle of the two
このようなときに,他方の移動局アンテナ12の受信電波の振幅B2 が所定の範囲に収まる条件を求めると,式(17)から以下に示す通りとなる。
In such a case, when the condition that the amplitude B 2 of the received radio wave of the other
(ω2 −ω1 )t +θ2 −θ1 =±奇数×π−2π(X1 /λ1 −X2 /λ2 )
…(19)
この式(19)を式(11)に代入すると,振幅B1 が下がったときの振幅B2 の値として,以下の値が求まる。
(Ω 2 −ω 1 ) t + θ 2 −θ 1 = ± odd number × π−2π (X 1 / λ 1 −X 2 / λ 2 )
… (19)
When this equation (19) is substituted into equation (11), the following value is obtained as the value of the amplitude B 2 when the amplitude B 1 decreases.
B2 =sqrt〔(A1 /Y1 )2 +(A2 /Y2 )2 +2A1 A2 /(Y1 Y2 )cos〔2π{(Y1 /λ1 −Y2 /λ2 )−(X1 /λ1 −X2 /λ2 )}±奇数×π〕〕 …(20)
同一周波数複局同時送信方式の場合には,キャリア周波数f1 ≒f2 であるので,波長λ1 ≒λ2 である。したがって,波長λ1 ,λ2 をλとして表すと,式(20)は次のようになる。
B 2 = sqrt [(A 1 / Y 1 ) 2 + (A 2 / Y 2 ) 2 + 2A 1 A 2 / (Y 1 Y 2 ) cos [2π {(Y 1 / λ 1 −Y 2 / λ 2 ) − (X 1 / λ 1 −X 2 / λ 2 )} ± odd number × π]] (20)
In the case of the same frequency multi-station simultaneous transmission system, the carrier frequency f 1 ≈f 2 , so the wavelength λ 1 ≈λ 2 . Therefore, when the wavelengths λ 1 and λ 2 are expressed as λ, the equation (20) is as follows.
B2 =sqrt〔(A1 /Y1 )2 +(A2 /Y2 )2 +2A1 A2 /(Y1 Y2 )cos〔2π{(Y1 −Y2 )−(X1 −X2 )}/λ±奇数×π〕〕 …(21)
式(21)について,数値計算をしてみる。計算を簡略化するために,図2の図面上の奥行きの距離を無視して2次元で考える。また,振幅A1 =A2 の条件で計算することにする。
B 2 = sqrt [(A 1 / Y 1 ) 2 + (A 2 / Y 2 ) 2 + 2A 1 A 2 / (Y 1 Y 2 ) cos [2π {(Y 1 −Y 2 ) − (X 1 −X 2 )} / λ ± odd × π]] (21)
Let's do numerical calculations for equation (21). In order to simplify the calculation, the depth distance on the drawing of FIG. The calculation is performed under the condition of amplitude A 1 = A 2 .
図2において,基地局1の基地局アンテナ7と基地局2の基地局アンテナ8との距離をL,基地局アンテナ7のアンテナ軸の延長線と移動局アンテナ11との距離をX,移動局アンテナ11,12間のアンテナ間隔をDとすると,移動局アンテナ12と基地局アンテナ8のアンテナ軸の延長線の距離は,L−X−Dである。また,図2に示す電波伝搬路長X1 ,X2 ,Y1 ,Y2 は,次のようになる。
In FIG. 2, the distance between the
X1 =sqrt〔X2 +H2 〕 …(22)
X2 =sqrt〔(L−) 2 +H2 〕 …(23)
Y1 =sqrt〔(X+D)2 +H2 〕 …(24)
Y2 =sqrt〔(L−X−D) 2 +H2 〕 …(25)
図9は,2つの基地局間の中心付近における受信電波の振幅と電力の大きさを示す図である。なお,図9(B)は,図9(A)の一部を拡大した図である。図9では,式(21)について,{(Y1 −Y2 )−(X1 −X2 )}/λを横軸,振幅と電力を縦軸にして数値計算した結果を示している。振幅のピークについては,中心付近で1になるように振幅A1 とA2 の値を選んでいる。
X 1 = sqrt [X 2 + H 2 ] (22)
X 2 = sqrt [(L−) 2 + H 2 ] (23)
Y 1 = sqrt [(X + D) 2 + H 2 ] (24)
Y 2 = sqrt [(L−X−D) 2 + H 2 ] (25)
FIG. 9 is a diagram showing the amplitude of received radio waves and the magnitude of power near the center between two base stations. Note that FIG. 9B is an enlarged view of part of FIG. FIG. 9 shows the result of numerical calculation of Equation (21) with {(Y 1 −Y 2 ) − (X 1 −X 2 )} / λ on the horizontal axis and amplitude and power on the vertical axis. For the amplitude peak, the values of the amplitudes A 1 and A 2 are selected so as to be 1 near the center.
図9(A)および図9(B)の実線で示す“B2(振幅)”は,2つの基地局1と基地局2との間の中心付近において,一方の移動局アンテナ11の受信電波の振幅B1 が最小になるときの他方の移動局アンテナ12の受信電波の振幅B2 である。また,破線で示す“B2(電力)”は,このときの移動局アンテナ12の受信電力に比例する値であり,式(21)を自乗して求めた値である。
“B2 (amplitude)” indicated by a solid line in FIG. 9A and FIG. 9B represents the received radio wave of one
以上の計算結果から,任意の整数Mの値に対して,
|(Y1 −Y2 )−(X1 −X2 )−M×λ|≧λ/10 …(26)
の関係であれば(図9(B)の区間Aに相当),移動局アンテナ11の受信電波の振幅B1 が最小になるときに,他方の移動局アンテナ12の受信電波の振幅B2 が最小になることはなく,受信電力で見たときに,少なくとも,ピークの10%程度以上の受信が可能になる。
From the above calculation results, for any integer M value,
| (Y 1 −Y 2 ) − (X 1 −X 2 ) −M × λ | ≧ λ / 10 (26)
(Corresponding to section A in FIG. 9B), when the amplitude B 1 of the received radio wave of the
次に,任意の整数kに対して,
|(Y1 −Y2 )−(X1 −X2 )−(kλ+λ/2)|≦λ/4 …(27)
の関係であれば(図9(B)の区間Bに相当) ,移動局アンテナ11の受信電波の振幅B1 が最小になるときの他方の移動局アンテナ12の受信電波の振幅B2 はピークの70%以上であり,また,受信電力で見たときに,少なくとも,ピークの50%以上の受信が可能になる。
Next, for any integer k,
| (Y 1 −Y 2 ) − (X 1 −X 2 ) − (kλ + λ / 2) | ≦ λ / 4 (27)
(Corresponding to the section B in FIG. 9B), the amplitude B 2 of the received radio wave of the other
さらに,任意の整数kに対して,
|(Y1 −Y2 )−(X1 −X2 )−(kλ+λ/2)|≦λ/10 …(28)
の関係であれば(図9(B)の区間Cに相当),移動局アンテナ11の受信電波の振幅B1 が最小になるときの他方の移動局アンテナ12の受信電波の振幅B2 はピークの95%以上であり,受信電力で見たときに,少なくとも,ピークの90%以上の受信が可能になる。
Furthermore, for any integer k,
| (Y 1 −Y 2 ) − (X 1 −X 2 ) − (kλ + λ / 2) | ≦ λ / 10 (28)
(Corresponding to the section C in FIG. 9B), the amplitude B 2 of the received radio wave of the other
図10は,2つの移動局アンテナ11,12が移動局10の進行方向にD=λ/4の間隔だけ離れて配置されている場合の移動局アンテナ11,12のそれぞれの受信電波の振幅と電力の大きさを示している。図10(A)は,基地局の電波発射部が基地局アンテナで構成される場合を示しており,図10(B)は,電波発射部がLCXで構成される場合を示している。なお,図10(B)については,後述する。
FIG. 10 shows the amplitudes of the received radio waves of the
図10(A)において,“B1(振幅)”,“B2(振幅)”とあるのは,それぞれ移動局アンテナ11,12の受信電波の振幅に比例する値であり,“B1(電力)”,“B2(電力)”とあるのは,それぞれ移動局アンテナ11,12の受信電波の電力に比例する値である。縦軸には,これらの振幅と電力が示され,横軸には,中心からの距離(X−L/2)を波長λで割った値(X−L/2)/λが示されている。なお,具体的な数値としては,距離L=1km,高さH=10mの場合について計算した。
In FIG. 10A, “B1 (amplitude)” and “B2 (amplitude)” are values proportional to the amplitudes of the received radio waves of the
図10(A)に示される結果から明らかなように,2つの移動局アンテナ11,12の間がD=λ/4だけ離れていると,一方の受信電波の電力が最も下がったときに,他方の受信電波の電力は最も高い値となり,最も優れた受信ダイバーシチ効果が得られることがわかる。
As is clear from the result shown in FIG. 10A, when the two
この第1の例によれば,移動局側に所定の配置条件を満足する移動局アンテナ2本を設けて,ダイバーシチ受信を行う。本発明に従って,移動局アンテナを所定の配置条件を満足するように配置すれば,両方の移動局アンテナの受信レベルが同時に低い値にならないようにするだけでなく,片方の移動局アンテナの受信レベルが低いときには,他方の移動局アンテナの受信レベルが高くなるようにすることができる。したがって,2本の移動局アンテナの位置を最適な関係に定めることによって,移動局において良好な受信品質を得ることができるダイバーシチ受信を実現できる。また,後述するように複雑で高価な回路,装置等を用いずに,簡易な装置によりビート干渉対策やフェージング対策を実現することができる。 According to the first example, two mobile station antennas that satisfy a predetermined arrangement condition are provided on the mobile station side, and diversity reception is performed. According to the present invention, if the mobile station antennas are arranged so as to satisfy a predetermined arrangement condition, not only the reception levels of both mobile station antennas do not become low simultaneously, but also the reception level of one mobile station antenna. When is low, the reception level of the other mobile station antenna can be increased. Therefore, by setting the positions of the two mobile station antennas in an optimum relationship, diversity reception that can obtain good reception quality in the mobile station can be realized. Further, as will be described later, beat interference countermeasures and fading countermeasures can be realized with a simple device without using complicated and expensive circuits and devices.
〔第2の例〕
図3は,本発明の実施形態を説明するための第2の例を示す図である。
[Second example]
FIG. 3 is a diagram showing a second example for explaining the embodiment of the present invention.
この第2の例では,前述した第1の例の構成に加えて,基準周波数信号発生装置14が設けられている。信号線15を介して,基準周波数信号発生装置14から基準周波数信号を各基地局1,2へ送り,各基地局1,2が基準周波数信号に基づいてキャリア周波数の同期をとることによって,基地局1,2の各々のキャリア周波数を一致させる。
In the second example, a reference
前述した式(10),式(11),式(14)および式(15)から明らかなように,基地局1と基地局2とでキャリアの周波数差Δfがある場合,(ω1 −ω2 )=2π(f1 −f2 )≠0であるため,その周波数差Δf=f1 −f2 に応じて,振幅や位相が時間的に変動する。この振幅や位相の時間的な変化は,移動局10の受信信号の品質に大きな影響を与える。例えば,受信信号がアナログ信号の場合は,受信信号がビート干渉し,ビート音が発生して耳障りになるし,デジタル信号の場合には,受信信号の誤り率が悪化する。
As is clear from the above-described equations (10), (11), (14), and (15), when there is a carrier frequency difference Δf between the
この周波数差Δfが小さければ小さいほど,時間的な振幅変動や位相変動が遅くなるため,受信信号の品質はよくなる。そこで,本発明では,基地局1,2のそれぞれのキャリア周波数f1 ,f2 を周波数同期により一致させ,(ω1 −ω2 )=2π(f1 −f2 )=0を実現する。このように,それぞれの基地局1,2のキャリア周波数を一致させた場合,時間的にはビート干渉の影響はなくなる。
The smaller the frequency difference Δf, the slower the temporal amplitude fluctuation and phase fluctuation, so that the quality of the received signal is improved. Therefore, in the present invention, the carrier frequencies f 1 and f 2 of the
この場合の振幅は,次式によって表現される。λ1 =λ2 =λとすると,
B1 =sqrt〔(A1 /X1 )2 +(A2 /X2 )2 +2A1 A2 /(X1 X2 )cos{2π(X1 −X2 )/λ+θ2 −θ1 }〕 …(29)
B2 =sqrt〔(A1 /Y1 )2 +(A2 /Y2 )2 +2A1 A2 /(Y1 Y2 )cos{2π(Y1 −Y2 )/λ+θ2 −θ1 }〕 …(30)
場所的にはそれぞれの基地局からの電波がお互いの信号を打ち消すような位相関係で発射された場合に,受信信号の振幅がなくなる現象がある。例えば,式(29)で,
{2π(X1 −X2 )/λ+θ2 −θ1 }=±奇数×π …(31)
のときに,
B1 =sqrt{(A1 /X1 −A2 /X2 )2 }
=|A1 /X1 −A2 /X2 | …(32)
になるが,ここで,
A1 /X1 =A2 /X2 …(33)
という条件が成立すると,お互いが打ち消しあうために,一方の移動局アンテナでは,受信できなくなる。特に,移動局10が線路4上のこのような条件のところで停止している場合には,その移動局アンテナでは,いつまで経っても電波を受信できない。
The amplitude in this case is expressed by the following equation. If λ 1 = λ 2 = λ, then
B 1 = sqrt [(A 1 / X 1 ) 2 + (A 2 / X 2 ) 2 + 2A 1 A 2 / (X 1 X 2 ) cos {2π (X 1 −X 2 ) / λ + θ 2 −θ 1 } ] (29)
B 2 = sqrt [(A 1 / Y 1 ) 2 + (A 2 / Y 2 ) 2 + 2A 1 A 2 / (Y 1 Y 2 ) cos {2π (Y 1 −Y 2 ) / λ + θ 2 −θ 1 } ] (30)
There is a phenomenon that the amplitude of the received signal disappears when the radio waves from the respective base stations are emitted in a phase relationship that cancels each other's signal. For example, in equation (29)
{2π (X 1 −X 2 ) / λ + θ 2 −θ 1 } = ± odd number × π (31)
When
B 1 = sqrt {(A 1 / X 1 -
= | A 1 / X 1 -A 2 /
Where
A 1 / X 1 = A 2 /
When the above condition is satisfied, the two mobile station antennas cannot cancel each other because they cancel each other. In particular, when the
これに対し,本発明は,基準周波数信号発生装置14を設けることにより,基地局1,2のキャリア周波数を一致させた場合に,すなわち,ビート干渉が起きないようにした状態で,移動局10が停止していても,他方の移動局アンテナでは十分なレベルで受信できるように工夫されており,しかも最も優れた受信品質が得られる構成になっている。
On the other hand, in the present invention, the reference
この場合においても,図10(A)に示すものと同様な数値計算が可能である。図10(A)に示されるように,2つの移動局アンテナの間隔DをD=λ/4として配置すれば,移動局アンテナ11の受信電波の振幅と電力が最も小さくなるときに,他方の移動局アンテナ12の受信電波の振幅と電力は,ピークになっている。したがって,本発明の場合,移動局10が線路4上で停止した場合に,たとえ一方の移動局アンテナの受信電波の電力が最小であっても,他方の移動局アンテナの受信電波の電力は十分な値となるため,十分な受信品質を確保することができる。
Even in this case, the same numerical calculation as that shown in FIG. As shown in FIG. 10A, when the distance D between the two mobile station antennas is set to D = λ / 4, when the amplitude and power of the received radio wave of the
以上のように,第2の例によれば,基地局の全てのキャリア周波数を同一の周波数となるように周波数同期させることにより,前述した第1の例の効果に加えて,移動局において時間的なビート干渉が生じないようにし,より良好な受信品質を得ることができるダイバーシチ受信が可能になる。 As described above, according to the second example, all the carrier frequencies of the base station are frequency-synchronized so as to have the same frequency. Diversity reception that can obtain better reception quality can be achieved without generating a typical beat interference.
〔第3の例〕
第2の例では,基地局の電波発射部が基地局アンテナの場合の例を説明したが,以下に説明する第3の例のように,電波発射部が漏洩同軸ケーブルLCX(Leaky CoaXial cable )で構成され,隣接する基地局の中間が漏洩同軸ケーブルLCXと漏洩同軸ケーブルLCXの間に位置する場合においても,本発明を用いることによって,移動局10において良好な受信品質を得ることができるダイバーシチ受信を実現することができる。
[Third example]
In the second example, an example in which the radio wave emitting unit of the base station is a base station antenna has been described. However, as in the third example described below, the radio wave emitting unit is a leaky coaxial cable LCX (Leaky CoaXial cable). Even in the case where the middle of adjacent base stations is located between the leaky coaxial cable LCX and the leaky coaxial cable LCX, diversity that can obtain good reception quality in the
図4は,本発明の実施形態を説明するための第3の例を示す図である。この第3の例は,前述した第2の例における基地局アンテナ7,8を,それぞれLCX16,17で置き換えた例である。
FIG. 4 is a diagram showing a third example for explaining the embodiment of the present invention. The third example is an example in which the
全ての基地局からの送信が同じ間隔で設計されたLCXを使って行われる場合には,いずれの隣接する基地局1,2を選んでも,LCX16とLCX17の間の電波伝搬条件は同程度と考えられる。このような場合には,任意に選んだ隣接する基地局1のLCX16と基地局2のLCX17の中央付近で,移動局アンテナ11,12の配置を決める。このように,それぞれの基地局間の電波伝搬条件が,いずれの隣接する基地局を選んでも同程度と考えられる場合には,任意の隣接する基地局の中央付近で移動局アンテナ11,12の配置を,本発明の配置条件に従って定めるものとし,これも本発明の技術的範囲に含まれる。
When transmission from all base stations is performed using LCX designed at the same interval, the radio wave propagation conditions between
移動局10が列車の車両であり,車両の屋根にダイバーシチ受信用の移動局アンテナ11と移動局アンテナ12が配置され,基地局1のLCX16と基地局2のLCX17から発射された電波を受信する場合に,図4に示すように,
LCX16の端から移動局アンテナ11までの距離をX1 ,
LCX17の端から移動局アンテナ11までの距離をX2 ,
LCX16の端から移動局アンテナ12までの距離をY1 ,
LCX17の端から移動局アンテナ12までの距離をY2 ,
とし,図10(A)と同様な方法で計算すると,受信電波の振幅と電力は,図10(B)に示すような結果となる。図10(B)は,移動局10が2つの基地局1と基地局2の中心付近において,2つの移動局アンテナ11,12が移動局10の線路4の進行方向にアンテナ間隔D=λ/4だけ離れて配置された場合の移動局アンテナ11,12のそれぞれの受信電波の振幅と電力の大きさを示している。なお,条件としては,距離L=40m,高さH=5mの場合の例について計算している。
The
The distance from the end of the
The distance from the end of the
The distance from the end of the
The distance from the end of the
When the calculation is performed in the same manner as in FIG. 10A, the amplitude and power of the received radio wave are as shown in FIG. 10B. FIG. 10B shows that when the
図10(B)に示されるように,例えば,LCX16の端部とLCX17の端部との間隔Lが40m程度であっても,アンテナ間隔D=λ/4離していれば,一方の移動局アンテナ11(または12)の受信電波の電力が最小のときに,他方の移動局アンテナ12(または11)の受信電波の電力はほぼピークの値になり,良好な受信品質を得ることができる。
As shown in FIG. 10 (B), for example, even if the distance L between the end of
〔近似式による説明〕
隣接する基地局アンテナ7,8(またはLCX16,17の送信端,以下同様)の間の距離Lと比べて,基地局アンテナ7,8と移動局アンテナ11,12の高低差Hが非常に小さい場合について,一方の移動局アンテナで受信した電波の振幅が非常に小さくなったときの他方の移動局アンテナで受信した電波の振幅を,近似式を用いて説明する。図2の場合,2つの基地局アンテナ7,8の間の中央付近では,X≫H,L≫H,L−X≫H,L−X−D≫Hと考えられるので,
{(Y1 −Y2 )−(X1 −X2 )}/λ≒2D/λ …(34)
となる。したがって,式(21)は,
B2 =sqrt〔(A1 /Y1 )2 +(A2 /Y2 )2 +2A1 A2 /(Y1 Y2 )cos(4πD/λ±奇数×π)〕 …(35)
となる。式(35)から,kを任意の整数として,
D=λ/4+kλ/2 …(36)
であれば,
B2 =A1 /Y1 +A2 /Y2 …(37)
となり,2つの基地局1,2から送信される電波は,移動局10において互いに加算しあって十分な振幅となることが分かる。以上は,第1の例における近似を説明したが,第2,第3の例についても同様である。
[Explanation by approximate expression]
The height difference H between the
{(Y 1 −Y 2 ) − (X 1 −X 2 )} / λ≈2D / λ (34)
It becomes. Therefore, equation (21) becomes
B 2 = sqrt [(A 1 / Y 1 ) 2 + (A 2 / Y 2 ) 2 + 2A 1 A 2 / (Y 1 Y 2 ) cos (4πD / λ ± odd number × π)] (35)
It becomes. From Equation (35), let k be an arbitrary integer.
D = λ / 4 + kλ / 2 (36)
If,
B 2 = A 1 / Y 1 + A 2 / Y 2 (37)
Thus, it can be seen that the radio waves transmitted from the two
〔高速フェージングに対する効果の説明〕
以上,第1〜第3の例で説明したように,本発明によれば,線路に沿って置かれた2つの基地局からのビート干渉に対して,移動局が所定の配置条件で設置された2つの移動局アンテナでダイバーシチ受信する場合に,一方の移動局アンテナの受信電波が非常に小さくなるときに,他方の移動局アンテナの受信電波は最も高い値になるため,良好な受信品質のダイバーシチ受信が可能になる。
[Explanation of effects on fast fading]
As described above in the first to third examples, according to the present invention, a mobile station is installed under a predetermined arrangement condition against beat interference from two base stations placed along a line. In the case of diversity reception with two mobile station antennas, when the received radio wave of one mobile station antenna is very small, the received radio wave of the other mobile station antenna is the highest value, so that Diversity reception is possible.
本発明のようなダイバーシチ受信システムは,線路に沿って基地局が存在する場合,ビート干渉だけでなく,基地局からの電波が反射や回折を行って,マルチパス伝搬で移動局へ到来する場合にも効果がある。その理由としては,列車無線システムのように線路に沿って配置された基地局アンテナや漏洩同軸ケーブル(LCX)から送信される電波は,線路方向については障害物の少ない立地環境であるため,線路に沿って伝搬し易く,反射や回折で生じるマルチパス伝搬は,線路に沿ったものが主になると考えられるからである。実際上,同程度の振幅の波が同時に2波干渉することはあっても,同時に3波以上干渉する確率は低いと考えられる。そこで,線路方向に伝搬する波が2波干渉したものとすると,前述したように,kを任意の整数として線路方向にアンテナ間隔DがD=λ/4+kλ/2となるように2つの移動局アンテナを離して配置することにより,一方の移動局アンテナの受信振幅が最も小さくなるときにおいても,他方の移動局アンテナの受信振幅は最も高い値になることは,容易に推測される。 In a diversity receiving system such as the present invention, when a base station exists along a line, not only beat interference but also radio waves from the base station are reflected and diffracted and arrive at the mobile station by multipath propagation. Is also effective. The reason for this is that radio waves transmitted from base station antennas and leaky coaxial cables (LCX) placed along the track as in a train radio system are in a location environment with few obstacles in the track direction. This is because multi-path propagation caused by reflection and diffraction is likely to propagate along the line. Actually, even if two waves with similar amplitudes interfere with each other at the same time, it is considered that the probability of interference with three or more waves at the same time is low. Therefore, assuming that two waves propagating in the line direction interfere with each other, as described above, two mobile stations are set such that k is an arbitrary integer and the antenna interval D is D = λ / 4 + kλ / 2 in the line direction. By arranging the antennas apart from each other, it is easily estimated that the reception amplitude of the other mobile station antenna becomes the highest value even when the reception amplitude of one mobile station antenna is the smallest.
〔基地局の第1の構成例〕
図5は,基地局1,2の第1の構成例を示す図である。この第1の構成例は,例えば図2で説明した第1の例で用いられる。
[First configuration example of base station]
FIG. 5 is a diagram illustrating a first configuration example of the
基地局1,2では,それぞれ中央装置5(図2参照)から送られてきた情報信号を,直交変調器18で変調する。直交変調器18では,入力された情報信号をもとに波形生成回路21で同相成分と直交成分の波形を生成する。波形生成回路21で生成された同相成分の信号はミキサー22に入力され,直交成分の信号はミキサー23に入力される。
In the
波形生成回路21から出力された同相成分の信号は,ミキサー22においてキャリア発振器19の出力と掛け算される。波形生成回路21から出力された直交成分の信号は,ミキサー23においてキャリア発振器19の出力をπ/2移相器20で90度位相シフトされたキャリアと掛け算される。
The in-phase component signal output from the
このようにミキサー22と23により掛け算された結果の2つの信号が,加算器24で加算されることにより直交変調される。直交変調器18により直交変調された信号は,送信アンプ25により増幅され,基地局アンテナ7,8から移動局10へ送信される。
Thus, the two signals resulting from the multiplication by the
図5に示す構成において,キャリア発振器19の安定度が高いほど,図2に示す基地局1,2のキャリア周波数の差Δfを小さくすることができる。すなわち,基地局1および2のキャリア周波数f1 およびf2 において,Δf=(f1 −f2 )≒0により,移動局10における受信信号のビート周波数は低く抑えることができるため,受信信号の品質は良好となる。例えば,キャリア発振器19として,発振源にルビジウム発振器,TCXO(Temperature Compensated Crystal Oscillator)等を設けると高安定なキャリア周波数を実現することができる。
In the configuration shown in FIG. 5, the higher the stability of the
この基地局の第1の構成例を,図3,図4で説明した第2の例,第3の例で用いる場合には,基準周波数信号発生装置14として,キャリア周波数の波を発生させて,その波を図5のキャリア発振器19の出力と置き換えることによって,同様に情報信号を直交変調することができる。
When the first configuration example of the base station is used in the second example and the third example described with reference to FIGS. 3 and 4, a carrier frequency wave is generated as the reference
〔基地局の第2の構成例〕
図6は,基地局1,2の第2の構成例を示す図である。この第2の構成例は,例えば図3または図4で説明した第2または第3の例で用いられる。
[Second configuration example of base station]
FIG. 6 is a diagram illustrating a second configuration example of the
直交変調器18には,図3(または図4)に示す中央装置5から送られてきた情報信号が入力され,キャリア周波数信号発生部26には,図3(または図4)に示す基準周波数信号発生装置14から伝送路15を介して送られてきた基準周波数信号が入力される。
The information signal sent from the
図6に示す直交変調器18,π/2移相器20および送信アンプ25は,図5に示すものと同様な機能であるため,ここではその説明は省略し,図6のその他の構成の機能について説明する。
Since the
キャリア周波数信号発生部26は,基準周波数信号を入力し,入力した基準周波数信号に対して周波数同期したキャリア周波数信号を生成する。このために,キャリア周波数信号発生部26は,位相比較部27,フィルタ28,発振器29,分周器30を備える。
The carrier
位相比較部27は,基準周波数信号と,分周器30により発振器29の出力信号が分周された信号とを位相比較し,その位相比較に応じた出力信号をフィルタ28に出力する。フィルタ28は,位相比較部27から出力された位相比較に応じた出力信号をフィルタ処理し,そのフィルタ処理の結果に応じて,発振器29の出力を安定化させるように制御する。なお,発振器29には,例えば,周波数可変範囲内にキャリア周波数が入る水晶発振器等の安価な電圧制御発振器を用いることができる。
The
以上の制御により,キャリア周波数信号発生部26から基準周波数信号を周波数同期の基準としたキャリア周波数の信号がπ/2移相器20に出力される。
Through the above control, a carrier frequency signal using the reference frequency signal as a reference for frequency synchronization is output from the carrier
π/2移相器20では,キャリア周波数信号発生部26から出力されたキャリア周波数の信号の位相をπ/2位相シフトし,位相シフトした信号を直交変調器18のミキサー23に出力する。前述の図5で説明したように直交変調器18では直交変調が行なわれ,直交変調された信号がアンプ25を介して送信信号として出力される。
The π / 2
前述した第2の例および第3の例で使用する基準周波数信号発生装置14から出力される基準周波数信号の周波数は,キャリア周波数とは限らず,伝送路15の有線伝送に都合の良い周波数(キャリヤ周波数よりも低い周波数)を選ぶことができる。したがって,この場合には,簡易な構成で,かつ,安価な装置のキャリア周波数信号発生部26により,各々の基地局でキャリア周波数を同一の周波数とすることができる。
The frequency of the reference frequency signal output from the reference
〔ダイバーシチ受信装置の第1の構成例〕
図7は,ダイバーシチ受信装置13の第1の構成例を示す図である。なお,図7は,選択ダイバーシチ方式による構成例であり,図2〜図4で説明した第1〜第3の例のいずれにおいても用いることができる。
[First Configuration Example of Diversity Receiver]
FIG. 7 is a diagram illustrating a first configuration example of the
移動局10は,移動局アンテナ11と12で受信した電波を受信信号として入力し,受信信号から復調出力を生成するためのダイバーシチ受信装置13を備える。図7に示すダイバーシチ受信装置13は,受信機31と32,包絡線レベル検出部33と34,包絡線レベル比較部35,復調器36と37,電子スイッチ38を備える。
The
移動局アンテナ11と12で受信された電波は,各々,受信信号として受信機31と32に入力される。受信機31と32の出力には,各々,受信信号の包絡線レベルを検出する包絡線レベル検出部33と34が接続される。包絡線レベル検出部33と34は,それぞれ受信機31と32の出力から受信信号の包絡線レベルを検出し,検出した受信信号の包絡線レベルを包絡線レベル比較部35に出力する。
Radio waves received by the
また,受信機31と32は,送信側の基地局1,2により所定の変調が施された受信信号を復調器36と37に出力する。復調器36と37は,それぞれ入力された受信信号に所定の復調処理を実施した後,復調信号として電子スイッチ38へ出力する。
In addition, the
包絡線レベル比較部35は,受信機31と32の包絡線レベルに基づいて,いずれの受信電波のレベルが大きいかを判断し,受信電波のレベルの大きい方を選択する。すなわち,包絡線レベル比較部35は,包絡線レベル検出部33と34が検出した受信信号の包絡線レベルに基づいて,復調器36と37の復調信号のうち,包絡線レベルが大きい側を選択し,選択した復調信号を出力するように電子スイッチ38の選択を切り替える。
The envelope
以上の結果,ダイバーシチ受信装置13の第1の構成例では,移動局アンテナ11と12で受信した受信電波の中のレベルの大きい方を復調した信号が選択され,出力される。したがって,復調出力は,信号品質の良い情報信号となる。
As a result, in the first configuration example of the
〔ダイバーシチ受信装置の第2の構成例〕
図8は,ダイバーシチ受信装置13の第2の構成例を示す図である。なお,図8は,最大比合成ダイバーシチ方式による構成例であり,図2〜図4で説明した第1〜第3の例のいずれにおいても用いることができる。
[Second Configuration Example of Diversity Receiver]
FIG. 8 is a diagram illustrating a second configuration example of the
図8に示すダイバーシチ受信装置13は,受信機31と32,包絡線レベル検出部33と34,振幅制御増幅器39と40,位相差検波部41,可変移相器42,加算器43,復調器44を備える。
The
移動局アンテナ11と12で受信された電波は,各々,受信信号として受信機31と32に入力される。受信機31と32の出力には,各々,受信信号の包絡線レベルを検出する包絡線レベル検出部33と34が接続される。
Radio waves received by the
包絡線レベル検出部33と34は,それぞれ受信機31と32の出力から受信信号の包絡線レベルを検出し,検出した受信信号の包絡線レベルを振幅制御増幅器39と40に出力する。
The
受信機31と32の出力は,それぞれ振幅制御増幅器39と40に入力される。振幅制御増幅器39と40は,受信機31と32から受信信号を入力するとともに,包絡線レベル検出部33と34が検出した受信電波の包絡線レベルに基づいて,入力した受信信号の振幅を可変する。この場合,振幅制御増幅器39と40は,包絡線レベルが高い(またはCN比が高い)ときには高い増幅率とし,包絡線レベルが低い(またはCN比が低い)ときには低い増幅率とする。
The outputs of the
振幅制御増幅器39と40の出力は,それぞれ位相差検波部41に入力され,位相差検波部41により互いの出力の位相差が検出される。位相差検波部41は,この位相差に応じた出力信号を可変移相器42に出力する。
The outputs of the
可変移相器42は,この検出された位相差(位相差検波部41の出力信号)に基づいて,一方の振幅制御増幅器の出力(図8の例では振幅制御増幅器40の出力)の位相を可変する。この場合,可変移相器42は,加算器43で加算した信号の振幅が大きくなるように位相を可変する。可変移相器42により位相が可変された振幅制御増幅器40の出力は,他方の振幅制御増幅器39の出力と加算器43で加算される。
The
以上の結果,加算器43で加算された信号は,移動局アンテナ11,12で受信した電波のレベルの大きい方に基づいて振幅が強調され,かつ,位相的にも加算された信号が得られるので,この加算器43の出力を復調器44により復調した復調出力は,信号品質の良い情報信号となる。
As a result, the signal added by the
1,2,3 基地局
4 線路
5 中央装置
6,15 伝送路
7,8,9 基地局アンテナ
10 移動局
11,12 移動局アンテナ
13 ダイバーシチ受信装置
14 基準周波数信号発生装置
16,17 LCX(漏洩同軸ケーブル)
18 直交変調器
19 キャリア発振器
20 π/2移相器
21 波形生成回路
22,23 ミキサー
24,43 加算器
25 アンプ
26 キャリア周波数信号発生部
27 位相比較部
28 フィルタ
29 発振器
30 分周器
31,32 受信機
33,34 包絡線レベル検出部
35 包絡線レベル比較部
36,37,44 復調器
38 電子スイッチ
39,40 振幅制御増幅器
41 位相差検波部
42 可変移相器
1, 2, 3
18
38
Claims (5)
前記電波のキャリア周波数を同期させるための基準周波数信号を発生する基準周波数信号発生手段と,
前記基準周波数信号発生手段から得られる基準周波数信号を前記複数の基地局へ伝送する伝送手段とを備え,
前記複数の基地局は,前記伝送手段により受信した基準周波数信号に基づいて,それぞれの前記基地局の電波発射部が送信する電波のキャリア周波数を同一にする周波数同期手段を備え,
前記移動局における前記2つの移動局アンテナの配置条件として,
前記複数の基地局の中から選ばれた隣接する2つの基地局を第1の基地局と第2の基地局とし,
前記第1の基地局の電波発射部から送信された電波が前記第1の移動局アンテナに達するまでの電波伝搬路長をX1 とし,
前記第2の基地局の電波発射部から送信された電波が前記第1の移動局アンテナに達するまでの電波伝搬路長をX2 とし,
前記第1の基地局の電波発射部から送信された電波が前記第2の移動局アンテナに達するまでの電波伝搬路長をY1 とし,
前記第2の基地局の電波発射部から送信された電波が前記第2の移動局アンテナに達するまでの電波伝搬路長をY2 とし,
前記電波の波長をλとした場合において,
前記2つの移動局アンテナが,前記第1の基地局の電波発射部と前記第2の基地局の電波発射部の中央付近に存在し,かつ,前記第1の移動局アンテナがX1 =X2 の位置または前記第2の移動局アンテナがY1 =Y2 の位置に存在するときに,
|(Y1 −Y2 )−(X1 −X2 )−M×λ|≧λ/10
の条件(Mは任意の整数)が満たされる前記移動局上の位置に,前記2つの移動局アンテナが配置された
ことを特徴とするダイバーシチ受信システム。 A mobile station moving on the line receives radio waves transmitted from radio wave emitting units of a plurality of base stations arranged along the line by a multi-station simultaneous transmission method. The first mobile station antenna and the second mobile station antenna A diversity receiving system for receiving with two mobile station antennas,
Reference frequency signal generating means for generating a reference frequency signal for synchronizing the carrier frequency of the radio wave;
Transmission means for transmitting a reference frequency signal obtained from the reference frequency signal generation means to the plurality of base stations,
The plurality of base stations are provided with frequency synchronization means for making the carrier frequencies of radio waves transmitted by the radio wave emitting sections of the base stations the same based on the reference frequency signal received by the transmission means,
As an arrangement condition of the two mobile station antennas in the mobile station,
Two adjacent base stations selected from the plurality of base stations are defined as a first base station and a second base station,
The radio wave propagation path length to the radio waves transmitted from the radio wave portion of the first base station reaches the first mobile station antenna and X 1,
The radio wave propagation path length to the radio waves transmitted from the radio wave of the second base station reaches the first mobile station antenna and X 2,
The radio wave propagation path length until the radio wave transmitted from the radio wave emitting unit of the first base station reaches the second mobile station antenna is Y 1 ,
The radio wave propagation path length until the radio wave transmitted from the radio wave emitting unit of the second base station reaches the second mobile station antenna is Y 2 ,
When the wavelength of the radio wave is λ,
The two mobile station antennas are present in the vicinity of the center of the radio wave emission unit of the first base station and the radio wave emission unit of the second base station, and the first mobile station antenna is X 1 = X 2 or when the second mobile station antenna is located at Y 1 = Y 2
| (Y 1 −Y 2 ) − (X 1 −X 2 ) −M × λ | ≧ λ / 10
The diversity receiving system, wherein the two mobile station antennas are arranged at positions on the mobile station that satisfy the following condition (M is an arbitrary integer).
前記移動局における前記2つの移動局アンテナの配置条件として,さらに,
|(Y1 −Y2 )−(X1 −X2 )−(kλ+λ/2)|≦λ/4
の条件(kは任意の整数)が満たされる前記移動局上の位置に,前記2つの移動局アンテナが配置された
ことを特徴とするダイバーシチ受信システム。 The diversity reception system according to claim 1,
As an arrangement condition of the two mobile station antennas in the mobile station,
| (Y 1 −Y 2 ) − (X 1 −X 2 ) − (kλ + λ / 2) | ≦ λ / 4
The diversity receiving system, wherein the two mobile station antennas are arranged at positions on the mobile station that satisfy the following condition (k is an arbitrary integer).
前記移動局における前記2つの移動局アンテナの配置条件として,さらに,
|(Y1 −Y2 )−(X1 −X2 )−(kλ+λ/2)|≦λ/10
の条件(kは任意の整数)が満たされる前記移動局上の位置に,前記2つの移動局アンテナが配置された
ことを特徴とするダイバーシチ受信システム。 The diversity reception system according to claim 1,
As an arrangement condition of the two mobile station antennas in the mobile station,
| (Y 1 −Y 2 ) − (X 1 −X 2 ) − (kλ + λ / 2) | ≦ λ / 10
The diversity receiving system, wherein the two mobile station antennas are arranged at positions on the mobile station that satisfy the following condition (k is an arbitrary integer).
前記移動局における前記2つの移動局アンテナが,前記線路の進行方向に,ある整数nに対して(λ/4+nλ/2)だけ離して配置された
ことを特徴とするダイバーシチ受信システム。 The diversity reception system according to any one of claims 1 to 3,
The diversity reception system according to claim 1, wherein the two mobile station antennas in the mobile station are arranged apart from each other by an integer (λ / 4 + nλ / 2) in the traveling direction of the line.
前記基準局の電波発射部がアンテナまたは漏洩同軸ケーブルである
ことを特徴とするダイバーシチ受信システム。 The diversity receiving system according to any one of claims 1 to 4, wherein:
The diversity receiving system, wherein the radio wave emitting section of the reference station is an antenna or a leaky coaxial cable.
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