JP2011030376A - Overcurrent protection circuit and dc stabilized power supply - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To solve the problem in a conventional overcurrent protection circuit that, although a peak current of output current is made to flow only during a predetermined period so as to meet the international safety standard by providing a time constant circuit for delaying a response time by a predetermined time on the output side of an overcurrent detecting comparator, the output voltage cannot be controlled at a high speed due to the effect of the time constant circuit since overcurrent prevention control is executed by way of the time constant circuit when the predetermined period passes and shifts to a period when overcurrent prevention control is executed. <P>SOLUTION: The current protection circuit is so configured as to perform overcurrent prevention control by comparing an output current with a predetermined set value for determining overcurrent. It includes a first overcurrent detection circuit 42 which detects an overcurrent that exceeds a first overcurrent level and outputs an overcurrent detection signal, and a masking circuit 41 which masks the overcurrent detection signal from the first overcurrent detection circuit 42 for a predetermined period. The masking circuit 41 releases masking after a predetermined period passes. <P>COPYRIGHT: (C)2011,JPO&INPIT

Description

本発明は、過電流保護回路、及び直流安定化電源装置に係り、特に所定の時間のみ定格電流を大幅に超えるピーク電流が流れる装置の過電流保護回路、及びこの過電流保護回路を備えた直流安定化電源装置に関する。   The present invention relates to an overcurrent protection circuit and a DC stabilized power supply device, and more particularly to an overcurrent protection circuit for a device in which a peak current that greatly exceeds a rated current flows only for a predetermined time, and a DC including the overcurrent protection circuit The present invention relates to a stabilized power supply.

商用の交流電源から交流電力を受電し、電子機器に直流電力を供給する、所謂、ACアダプタといわれる直流安定化電源装置が従来より使用されている。特に、ノート型パーソナルコンピュータが主要な用途に挙げられるが、中にはプリンターの電源として採用されることもある。そして、これらのACアダプタでは、その形状の汎用性、各国の安全規格を遵守して設計がなされている。例えば、プリンタの電源用途では定格電流の他、1秒未満、あるいは数秒程度の短時間ではあるが定格電流の数倍の電流を許容することが要求される。しかしながら、国際安全規格の要求事項としての出力電圧、出力電流、出力電力の制限規格(IEC60950−1:2005(EN60950−1:2006)の制限電流に関する要求事項:2.5項参照)が存在し、一般のACアダプタはこの規格を満足しなければならない。   2. Description of the Related Art Conventionally, a DC stabilized power supply device called an AC adapter that receives AC power from a commercial AC power supply and supplies DC power to an electronic device has been conventionally used. In particular, notebook personal computers are cited as main applications, but some of them are employed as power sources for printers. These AC adapters are designed in compliance with the versatility of the shape and the safety standards of each country. For example, in a power supply application of a printer, it is required to allow a current several times the rated current in addition to the rated current, in less than 1 second, or for a short time of about several seconds. However, there are output voltage, output current, and output power limit standards (requirements for limit current of IEC 60950-1: 2005 (EN 60950-1: 2006): see 2.5) as requirements of international safety standards. The general AC adapter must satisfy this standard.

上記安全性に鑑み、例えば、特許文献1として挙げた特開昭63−103616号公報(以下従来技術1という)では、上記国際安全規格を満足させるため、プリンタの起動時などの電源ピーク電流に対処した過電流保護回路が提案されている。この従来技術1では、直流安定化電源装置の出力電流を検出し、この検出値を所定の設定値と比較することで直流安定化電源装置の過電流を判定し過電流防止制御を行うよう構成した過電流保護回路において、上記直流安定化電源装置の出力電流が平均電流の上限(以下、第1の過電流レベルという)を超えたことを検出する第1のコンパレータと、上記出力電流が上記第1の過電流レベルより大きなピーク電流の上限(以下、第2の過電流レベルという)を超えたことを検出する第2のコンパレータを設け、上記第1のコンパレータの出力信号を時定数回路により所定時間τだけ遅らせるようにしたものである。   In view of the above safety, for example, in Japanese Patent Application Laid-Open No. 63-103616 (hereinafter referred to as Prior Art 1) cited as Patent Document 1, in order to satisfy the international safety standard, the power source peak current at the time of starting up the printer, etc. Addressed overcurrent protection circuits have been proposed. This prior art 1 is configured to detect the output current of the DC stabilized power supply apparatus and compare the detected value with a predetermined set value to determine the overcurrent of the DC stabilized power supply apparatus and perform overcurrent prevention control. In the overcurrent protection circuit, the first comparator that detects that the output current of the DC-stabilized power supply device has exceeded the upper limit of the average current (hereinafter referred to as a first overcurrent level), and the output current is A second comparator is provided for detecting that the upper limit of the peak current larger than the first overcurrent level (hereinafter referred to as the second overcurrent level) has been exceeded, and the output signal of the first comparator is output by a time constant circuit. It is designed to be delayed by a predetermined time τ.

特開昭63−103616号公報JP-A-63-103616

上記従来技術1は、第1のコンパレータの出力側に、応答時間を所定時間τだけ遅らせる時定数回路を設けることで、上記国際安全規格を満たすように出力電流のピーク電流を所定時間τだけ流すことができるが、この所定時間τが経過して第1の過電流レベルの過電流防止制御が行われる期間に入ったとき、過電流防止制御は時定数回路を介して行われるので、上記時定数回路の影響により出力電圧の制御(過電流防止制御)が高速に行えないという問題があった。   In the prior art 1, by providing a time constant circuit for delaying the response time by a predetermined time τ on the output side of the first comparator, the peak current of the output current flows for the predetermined time τ so as to satisfy the international safety standard. However, when the predetermined time τ elapses and the first overcurrent level overcurrent prevention control is entered, the overcurrent prevention control is performed via the time constant circuit. There was a problem that output voltage control (overcurrent prevention control) could not be performed at high speed due to the influence of the constant circuit.

本発明の目的は、上記問題点に鑑み、出力電流のピーク電流を検出して所定時間τ経過後、過電流防止制御が行われる期間に入ったとき、上記時定数回路の影響を受けることなく出力電圧の制御を高速に動作させることが可能な過電流保護回路、及びこの過電流保護回路を備えた直流安定化電源装置を提供することにある。   In view of the above problems, an object of the present invention is not to be affected by the time constant circuit when a peak current of an output current is detected and a period in which overcurrent prevention control is performed after a predetermined time τ has elapsed. An object of the present invention is to provide an overcurrent protection circuit capable of operating output voltage control at a high speed, and a DC stabilized power supply device including the overcurrent protection circuit.

本発明の過電流保護回路は、出力電流を所定の設定値と比較することで過電流を判定し過電流防止制御を行うよう構成した過電流保護回路において、第1の過電流レベルを超えた過電流を検出し過電流検出信号を出力する第1の過電流検出回路と、前記第1の過電流検出回路からの前記過電流検出信号を所定時間だけマスクするマスキング回路と、を備え、前記マスキング回路は、前記所定時間経過後、前記マスクを解除するように構成したことを特徴とする。
また、本発明の過電流保護回路は、前記第1の過電流検出回路の出力側に接続され、前記過電流検出信号を直流安定化電源装置の制御回路へフィードバックするフィードバック信号用ホトカプラを備え、前記フィードバック信号用ホトカプラは、前記マスキング回路からのマスクを解除された前記過電流検出信号をフィードバックするように構成したことを特徴とする。
また、本発明の過電流保護回路は、前記マスキング回路が、抵抗とコンデンサからなる時定数回路と、トランジスタと、を備え、前記時定数回路の前記コンデンサの充電電圧に基づいて前記所定時間だけ前記トランジスタをオンすることにより、前記過電流検出回路の出力信号に相当する電流を前記過電流検出回路の出力へ流すことで、前記フィードバック信号用ホトカプラのホトダイオードに流れる電流を遮断し、前記過電流検出信号を前記所定時間だけマスクするように構成されたことを特徴とする。
また、本発明の過電流保護回路は、前記マスキング回路が、抵抗とコンデンサからなる時定数回路と、トランジスタと、を備え、前記時定数回路の前記コンデンサの充電電圧に基づいて、前記所定時間経過後、前記トランジスタをオフすることにより前記マスクを解除し、前記フィードバック信号用ホトカプラのホトダイオードに電流を流すように構成されたことを特徴とする。
また、本発明の直流安定化電源装置は、前記マスキング回路の出力信号停止後、過電流を抑制する過電流防止制御を行う制御手段を備えたことを特徴とする。
また、本発明の直流安定化電源装置は、前記過電流保護回路を備えたことを特徴とする。
An overcurrent protection circuit according to the present invention is configured to perform overcurrent prevention control by determining an overcurrent by comparing an output current with a predetermined set value, and has exceeded a first overcurrent level. A first overcurrent detection circuit that detects an overcurrent and outputs an overcurrent detection signal; and a masking circuit that masks the overcurrent detection signal from the first overcurrent detection circuit for a predetermined time, and The masking circuit is configured to release the mask after the predetermined time has elapsed.
The overcurrent protection circuit of the present invention includes a feedback signal photocoupler connected to the output side of the first overcurrent detection circuit and feeding back the overcurrent detection signal to the control circuit of the DC stabilized power supply device, The feedback signal photocoupler is configured to feed back the overcurrent detection signal that has been unmasked from the masking circuit.
In the overcurrent protection circuit of the present invention, the masking circuit includes a time constant circuit including a resistor and a capacitor, and a transistor, and the time constant circuit is configured to perform the predetermined time based on a charging voltage of the capacitor. By turning on the transistor, the current corresponding to the output signal of the overcurrent detection circuit is caused to flow to the output of the overcurrent detection circuit, thereby blocking the current flowing through the photodiode of the feedback signal photocoupler and the overcurrent detection. The signal is masked only for the predetermined time.
In the overcurrent protection circuit of the present invention, the masking circuit includes a time constant circuit including a resistor and a capacitor, and a transistor, and the predetermined time elapses based on a charging voltage of the capacitor of the time constant circuit. Thereafter, the mask is released by turning off the transistor, and a current is passed through the photodiode of the feedback signal photocoupler.
In addition, the DC stabilized power supply device of the present invention is characterized by comprising control means for performing overcurrent prevention control for suppressing overcurrent after the output signal of the masking circuit is stopped.
Moreover, the DC stabilized power supply device of the present invention is characterized by including the overcurrent protection circuit.

本発明によれば、出力電流のピーク電流を検出して所定時間τ経過後、過電流防止制御が行われる期間に入ったとき、上記時定数回路の影響を受けることなく出力電圧の制御を高速に動作させることができる。   According to the present invention, when the peak current of the output current is detected and the period when the overcurrent prevention control is performed after the lapse of the predetermined time τ, the output voltage can be controlled at high speed without being affected by the time constant circuit. Can be operated.

本発明による直流安定化電源装置の、具体的一実施形態を示したものである。1 shows a specific embodiment of a stabilized DC power supply device according to the present invention. 本発明による直流安定化電源装置の、過電流保護回路の詳細構成を示したものである。1 shows a detailed configuration of an overcurrent protection circuit of a stabilized DC power supply device according to the present invention. 本発明による直流安定化電源装置の、過電流保護回路における時定数回路の各部の電圧関係を示した、マスキング時間の説明図である。It is explanatory drawing of the masking time which showed the voltage relationship of each part of the time constant circuit in an overcurrent protection circuit of the direct current | flow stabilized power supply device by this invention. 本発明による直流安定化電源装置の、過電流保護回路における時定数回路のコンデンサの充電状態とマスキング時間との関係を示した、マスキング時間の説明図である。It is explanatory drawing of the masking time which showed the relationship between the charge state of the capacitor | condenser of the time constant circuit in an overcurrent protection circuit, and masking time of the direct current | flow stabilized power supply device by this invention. 本発明による直流安定化電源装置の、過電流保護回路の動作を示したタイムシーケンスである。It is a time sequence which showed operation | movement of the overcurrent protection circuit of the direct current | flow stabilized power supply device by this invention.

上記従来技術1による過電流保護回路では、第1のコンパレータの出力側に、その出力信号を所定時間τだけ遅らせる時定数回路が設けられ、この時定数回路からの出力電圧が過電流信号として直接使われているが、本発明の本実施形態による過電流保護回路では、従来技術1のように時定数回路の出力電圧を直接過電流保護回路の出力信号として使うのではなく、第1の過電流検出回路(従来技術1の第1のコンパレータに相当)の出力側に設けられた時定数回路により、第1の過電流検出回路からの出力信号を所定時間τだけマスクして無効とする過電流保護回路の出力信号とした点が異なる。   In the overcurrent protection circuit according to the prior art 1, a time constant circuit for delaying the output signal by a predetermined time τ is provided on the output side of the first comparator, and the output voltage from this time constant circuit is directly used as an overcurrent signal. However, in the overcurrent protection circuit according to this embodiment of the present invention, the output voltage of the time constant circuit is not directly used as the output signal of the overcurrent protection circuit as in the prior art 1, but the first overcurrent protection circuit. The time constant circuit provided on the output side of the current detection circuit (corresponding to the first comparator of the prior art 1) masks the output signal from the first overcurrent detection circuit for a predetermined time τ and invalidates it. The difference is that the output signal of the current protection circuit.

具体的には、第1の過電流レベルを超えた過電流を検出する第1の過電流検出回路と、この第1の過電流検出回路の出力側に接続されたフィードバック信号用ホトカプラと、第1の過電流検出回路からの過電流検出信号を所定時間τだけマスクして、フィードバック信号用ホトカプラに電流が流れる開始時間を所定時間τだけ遅らせるマスキング回路を備える。マスキング回路によりマスクする所定時間τは、マスキング回路内の時定数回路の時定数との関係で規定される。この所定時間τ内に過電流を検出しても第1の過電流検出回路からの過電流検出信号は無視され、過電流保護回路の出力信号は出力されず、出力電流は第1の過電流レベル値では抑制されない。その後、この所定時間τが経過するとマスクが解除される。   Specifically, a first overcurrent detection circuit that detects an overcurrent exceeding the first overcurrent level, a feedback signal photocoupler connected to the output side of the first overcurrent detection circuit, A masking circuit is provided that masks an overcurrent detection signal from one overcurrent detection circuit for a predetermined time τ, and delays a start time for current to flow through the feedback signal photocoupler by a predetermined time τ. The predetermined time τ masked by the masking circuit is defined in relation to the time constant of the time constant circuit in the masking circuit. Even if an overcurrent is detected within the predetermined time τ, the overcurrent detection signal from the first overcurrent detection circuit is ignored, the output signal of the overcurrent protection circuit is not output, and the output current is the first overcurrent. It is not suppressed by the level value. Thereafter, when this predetermined time τ elapses, the mask is released.

マスクが解除される際に、第1の過電流レベルを超える過電流が継続して流れているときは、第1の過電流検出回路の出力は引き続きローレベル状態になっているので、過電流保護回路の出力信号としてローレベル状態の過電流保護信号が出力され、フィードバック信号用ホトカプラのホトダイオードに電流が流れる。過電流保護回路の出力信号によりフィードバック信号用ホトカプラのホトダイオードに電流が流れると、フィードバック信号用ホトカプラのホトトランジスタを介して直流安定化電源装置の1次側制御回路に過電流保護信号が伝達され、1次側制御回路は過電流を第1の過電流レベルに抑制するように動作する。マスクが解除されても、以下に詳述するように、従来技術1のように時定数回路の時定数による影響を受けることはない。   If the overcurrent exceeding the first overcurrent level continues to flow when the mask is released, the output of the first overcurrent detection circuit continues to be in the low level state. A low-level overcurrent protection signal is output as an output signal of the protection circuit, and a current flows through the photodiode of the feedback signal photocoupler. When a current flows through the photodiode of the feedback signal photocoupler due to the output signal of the overcurrent protection circuit, the overcurrent protection signal is transmitted to the primary side control circuit of the DC stabilized power supply device via the phototransistor of the feedback signal photocoupler. The primary side control circuit operates to suppress the overcurrent to the first overcurrent level. Even if the mask is released, the time constant of the time constant circuit is not affected by the time constant as in the prior art 1, as will be described in detail below.

以下、本発明による実施形態を、図面を参照して具体的に説明する。
図1は本実施形態における直流安定化電源装置1の構成を示したものである。直流安定化電源装置1はフライバックコンバータとして構成されている。
Embodiments according to the present invention will be specifically described below with reference to the drawings.
FIG. 1 shows a configuration of a stabilized DC power supply device 1 according to this embodiment. The stabilized DC power supply device 1 is configured as a flyback converter.

3は直流安定化電源装置1の入力端に備わるフィルタであり、直流安定化電源装置1が商用電源などの交流電源2に接続されたとき、直流安定化電源装置1から交流電源2側へスイッチングノイズが伝わるのを抑制し、また、交流電源2側から直流安定化電源装置1に進入するノイズを抑制する。   Reference numeral 3 denotes a filter provided at the input terminal of the stabilized DC power supply 1. When the stabilized DC power supply 1 is connected to an AC power supply 2 such as a commercial power supply, switching from the stabilized DC power supply 1 to the AC power supply 2 side is performed. The transmission of noise is suppressed, and noise entering the stabilized DC power supply 1 from the AC power supply 2 side is suppressed.

DBは整流器であり、フィルタ3を介して入力した交流電源2の交流電圧を全波整流し、直流電圧に変換する。C1は整流器の出力端子に接続された平滑コンデンサであり、整流器DBで整流した直流電圧に含まれる脈動分を平滑し滑らかな直流電圧とする。   DB is a rectifier that performs full-wave rectification of the AC voltage of the AC power supply 2 input through the filter 3 and converts it to a DC voltage. C1 is a smoothing capacitor connected to the output terminal of the rectifier, and smoothes the pulsation contained in the DC voltage rectified by the rectifier DB to obtain a smooth DC voltage.

Tはトランスであり、1次巻線P1、P2、2次巻線S1を備えている。Q1はスイッチング素子である。本実施形態ではスイッチング素子Q1としてNチャンネルMOSFET(Metal
Oxide Semiconductor FET)が使用されている。しかしながら、スイッチング素子Q1はNチャンネルMOSFETに限定されない。R2はスイッチング素子Q1に流れる電流の電流検出用の抵抗である。整流器DBと平滑コンデンサC1で構成される直流電源の正極と負極間に、上記トランスTの1次巻線P1とスイッチング素子Q1と抵抗R2が直列接続されている。
T is a transformer and includes primary windings P1 and P2 and a secondary winding S1. Q1 is a switching element. In this embodiment, an N-channel MOSFET (Metal) is used as the switching element Q1.
Oxide Semiconductor FET) is used. However, the switching element Q1 is not limited to the N-channel MOSFET. R2 is a resistor for detecting the current flowing through the switching element Q1. A primary winding P1, a switching element Q1, and a resistor R2 of the transformer T are connected in series between a positive electrode and a negative electrode of a DC power source constituted by a rectifier DB and a smoothing capacitor C1.

また、6はフライバックコンバータとして構成された直流安定化電源装置1の1次側制御回路(DC/DC control)であり、上記整流器DBと平滑コンデンサC1が接続された直流電源の正極と負極間に接続されている。1次側制御回路6の制御回路電源は、上記トランスTの1次巻線P2から得られる交流電圧をダイオードD1と平滑コンデンサC2で直流電圧に変換して得ている。なお、抵抗R1は起動用抵抗である。   Reference numeral 6 denotes a primary side control circuit (DC / DC control) of the DC stabilized power supply device 1 configured as a flyback converter, between the positive electrode and the negative electrode of the DC power source to which the rectifier DB and the smoothing capacitor C1 are connected. It is connected to the. The control circuit power supply of the primary side control circuit 6 is obtained by converting the AC voltage obtained from the primary winding P2 of the transformer T into a DC voltage using the diode D1 and the smoothing capacitor C2. The resistor R1 is a starting resistor.

1次側制御回路6は電流検出信号の入力端子ocを有している。スイッチング素子Q1のソース端子と抵抗R2が接続された接続点から入力端子ocに電流検出信号が入力されており、トランスTの1次巻線P1とスイッチング素子Q1に流れる電流が抵抗R2により検出される。   The primary side control circuit 6 has an input terminal oc for a current detection signal. A current detection signal is input to the input terminal oc from the connection point where the source terminal of the switching element Q1 and the resistor R2 are connected, and the current flowing through the primary winding P1 of the transformer T and the switching element Q1 is detected by the resistor R2. The

また、1次側制御回路6はフィードバック信号用ホトカプラPC−2からのフィードバック信号を入力する入力端子fbを有している。フィードバック信号用ホトカプラPC−2はホトトランジスタを含み、トランスTの2次側のホトダイオードを含むフィードバック信号用ホトカプラPC−1とペアになったホトカプラであり、フィードバック信号用ホトカプラPC−1のホトダイオードからの光信号をフィードバック信号用ホトカプラPC−2のホトトランジスタで受光し、フィードバック信号として入力端子fbに出力する。フィードバック信号用ホトカプラPC−2には、出力電圧検出回路5から出力された出力電圧のフィードバック信号と、過電流保護回路4から出力された過電流保護信号が共通にフィードバックされる。   Further, the primary side control circuit 6 has an input terminal fb for inputting a feedback signal from the feedback signal photocoupler PC-2. The feedback signal photocoupler PC-2 is a photocoupler including a phototransistor and paired with a feedback signal photocoupler PC-1 including a photodiode on the secondary side of the transformer T. The feedback signal photocoupler PC-1 is connected to the feedback signal photocoupler PC-1. The optical signal is received by the phototransistor of the feedback signal photocoupler PC-2 and output as a feedback signal to the input terminal fb. The feedback signal photocoupler PC-2 is fed back in common to the output voltage feedback signal output from the output voltage detection circuit 5 and the overcurrent protection signal output from the overcurrent protection circuit 4.

また、1次側制御回路6はスイッチング素子Q1にゲート信号を供給するゲート信号出力端子gを有している。1次側制御回路6は、入力端子ocから入力した電流検出信号と入力端子fbから入力されたフィードバック信号に基づいてゲート信号出力端子gからゲート信号を出力し、スイッチング素子Q1のオン、オフ状態を制御する。出力電流が第1の過電流レベルより大きい第2の過電流レベルを超えた過電流になった場合には、2次側への電力を制限するようにゲート信号が制御される。これは従来技術1での第2コンパレータ機能と同じ作用になる。   The primary side control circuit 6 has a gate signal output terminal g for supplying a gate signal to the switching element Q1. The primary side control circuit 6 outputs a gate signal from the gate signal output terminal g based on the current detection signal input from the input terminal oc and the feedback signal input from the input terminal fb, and the on / off state of the switching element Q1 To control. When the output current becomes an overcurrent exceeding the second overcurrent level that is larger than the first overcurrent level, the gate signal is controlled so as to limit the power to the secondary side. This has the same effect as the second comparator function in the prior art 1.

S1はトランスTの2次巻線、D2はダイオード、C3は平滑コンデンサである。2次巻線S1の一方の端子はダイオードD2のアノードに接続され、ダイオードD2のカソードは出力端子Voに接続されている。平滑コンデンサC3はダイオードD2のカソード端子と2次巻線S1の他方の端子間に接続されている。また、2次巻線S1の他方の端子は過電流保護回路4の一方の端子に接続され、過電流保護回路4の他方の端子は接地端子GNDに接続されている。過電流保護回路4の出力はフィードバック信号用ホトカプラPC−1のホトダイオードのカソード端子に接続されている。また、平滑コンデンサC3と並列に出力電圧検出回路5が接続され、その出力端子はフィードバック信号用ホトカプラPC−1のホトダイオードのカソード端子に接続されている。フィードバック信号用ホトカプラPC−1のホトダイオードのアノード端子は、図示しない制御回路電源Vsに接続されている。   S1 is a secondary winding of the transformer T, D2 is a diode, and C3 is a smoothing capacitor. One terminal of the secondary winding S1 is connected to the anode of the diode D2, and the cathode of the diode D2 is connected to the output terminal Vo. The smoothing capacitor C3 is connected between the cathode terminal of the diode D2 and the other terminal of the secondary winding S1. The other terminal of the secondary winding S1 is connected to one terminal of the overcurrent protection circuit 4, and the other terminal of the overcurrent protection circuit 4 is connected to the ground terminal GND. The output of the overcurrent protection circuit 4 is connected to the cathode terminal of the photodiode of the feedback signal photocoupler PC-1. An output voltage detection circuit 5 is connected in parallel with the smoothing capacitor C3, and its output terminal is connected to the cathode terminal of the photodiode of the feedback signal photocoupler PC-1. The anode terminal of the photodiode of the feedback signal photocoupler PC-1 is connected to a control circuit power supply Vs (not shown).

2次巻線S1の出力電圧は、ダイオードD2で整流後、平滑コンデンサC3により平滑されて直流電圧となり、この直流電圧は直流安定化電源装置1の出力電圧端子Voと接地端子GNDから出力される。   The output voltage of the secondary winding S1 is rectified by the diode D2 and then smoothed by the smoothing capacitor C3 to become a DC voltage. This DC voltage is output from the output voltage terminal Vo and the ground terminal GND of the DC stabilized power supply device 1. .

接地端子GNDのラインに挿入された過電流保護回路4は、出力電流が第1の過電流レベルを超えたときこの過電流を検出し、所定時間τ後に過電流保護回路の出力信号をフィードバック信号用ホトカプラPC−1に出力する。フィードバック信号用ホトカプラPC−1に出力された過電流保護回路の出力信号は、フィードバック信号用ホトカプラPC−1を介してフィードバック信号用ホトカプラPC−2、そして、1次側制御回路6の入力端子fbにフィードバックされる。   The overcurrent protection circuit 4 inserted in the line of the ground terminal GND detects this overcurrent when the output current exceeds the first overcurrent level, and outputs the output signal of the overcurrent protection circuit as a feedback signal after a predetermined time τ. To the photocoupler PC-1. The output signal of the overcurrent protection circuit output to the feedback signal photocoupler PC-1 is fed back via the feedback signal photocoupler PC-1 to the feedback signal photocoupler PC-2 and to the input terminal fb of the primary side control circuit 6. Feedback.

後述するように、過電流保護回路4からの出力信号である過電流保護信号は、過電流発生から所定時間τだけ過電流検出信号がマスクされる。その後、過電流が継続して流れているときは、マスクが解除されてローレベルの過電流保護信号として出力される。ローレベルの過電流保護信号は、フィードバック信号用ホトカプラPC−1のホトダイオードに電流を流し、過電流を抑制するようにフィードバック信号用ホトカプラPC−2を介して1次側制御回路6にフィードバックされる。   As will be described later, an overcurrent detection signal that is an output signal from the overcurrent protection circuit 4 is masked for an overcurrent detection signal for a predetermined time τ from the occurrence of the overcurrent. Thereafter, when the overcurrent continues to flow, the mask is released and output as a low level overcurrent protection signal. The low-level overcurrent protection signal is fed back to the primary side control circuit 6 via the feedback signal photocoupler PC-2 so that the current flows through the photodiode of the feedback signal photocoupler PC-1 and the overcurrent is suppressed. .

出力電圧検出回路5は、出力電圧端子Voを検出し、出力電圧Voが所定の目標電圧になるようフィードバック信号用ホトカプラPC−1に電流を流す。フィードバック信号用ホトカプラPC−1は、トランスTの1次側回路に備わるフィードバック信号用ホトカプラPC−2とペアになったホトカプラであり、過電流保護回路4と出力電圧検出回路5の出力信号を、フィードバック信号用ホトカプラPC−1を介してフィードバック信号用ホトカプラPC−2のホトトランジスタに共通に出力する。フィードバック信号用ホトカプラPC−2のホトトランジスタで受光されたフィードバック信号は1次側制御回路6の入力端子fbに出力される。   The output voltage detection circuit 5 detects the output voltage terminal Vo, and supplies a current to the feedback signal photocoupler PC-1 so that the output voltage Vo becomes a predetermined target voltage. The feedback signal photocoupler PC-1 is a photocoupler paired with the feedback signal photocoupler PC-2 provided in the primary side circuit of the transformer T, and outputs the output signals of the overcurrent protection circuit 4 and the output voltage detection circuit 5, The signal is commonly output to the phototransistor of the feedback signal photocoupler PC-2 via the feedback signal photocoupler PC-1. The feedback signal received by the phototransistor of the feedback signal photocoupler PC-2 is output to the input terminal fb of the primary side control circuit 6.

図2は、過電流保護回路4の詳細構成を示したものである。図2において、図1における符号と同じものは、同じ構成要素を示している。   FIG. 2 shows a detailed configuration of the overcurrent protection circuit 4. In FIG. 2, the same reference numerals as those in FIG. 1 denote the same components.

図2において、符号4で示した点線枠は過電流保護回路を示している。また、過電流保護回路4内における符号42で示した点線枠は、第1の過電流レベル以上の過電流を検出する第1の過電流検出回路、符号41で示した点線枠は第1の過電流検出回路の出力を所定時間τだけマスクするマスキング回路を示している。また、マスキング回路41内における符号43で示した点線枠は所定時間τのマスキング時間を生成するための時定数回路を示している。また、Vsは、図示しない制御回路電源を示す。また、GNDは、直流安定化電源装置1の出力端子としての接地端子GNDである。   In FIG. 2, a dotted frame indicated by reference numeral 4 indicates an overcurrent protection circuit. In addition, a dotted line frame indicated by reference numeral 42 in the overcurrent protection circuit 4 is a first overcurrent detection circuit that detects an overcurrent of the first overcurrent level or higher, and a dotted line frame indicated by reference numeral 41 is the first overcurrent detection circuit. A masking circuit that masks the output of the overcurrent detection circuit for a predetermined time τ is shown. A dotted frame indicated by reference numeral 43 in the masking circuit 41 indicates a time constant circuit for generating a masking time of a predetermined time τ. Vs represents a control circuit power supply (not shown). Further, GND is a ground terminal GND as an output terminal of the direct current stabilized power supply device 1.

第1の過電流検出回路42は、オペアンプOP1、位相補償用抵抗Rf、位相補償用コンデンサCf、過電流検出基準電圧Vsc、抵抗R3、R4から構成されている。   The first overcurrent detection circuit 42 includes an operational amplifier OP1, a phase compensation resistor Rf, a phase compensation capacitor Cf, an overcurrent detection reference voltage Vsc, and resistors R3 and R4.

オペアンプOP1の非反転入力端子には過電流検出基準電圧Vscの正極端子が接続され、過電流検出基準電圧Vscの負極端子は抵抗R3の一方の端子とトランスTの2次巻線S1の他方の端子(コンデンサC3の負極側)が接続された接続点に接続されている。抵抗R3の他方の端子は接地端子GNDに接続され、また、抵抗R4を介してオペアンプOP1の反転入力端子に接続されている。また、オペアンプOP1の反転入力端子と出力端子間には位相補償用抵抗Rfと位相補償用コンデンサCfが直列に接続されている。   The non-inverting input terminal of the operational amplifier OP1 is connected to the positive terminal of the overcurrent detection reference voltage Vsc, and the negative terminal of the overcurrent detection reference voltage Vsc is one terminal of the resistor R3 and the other terminal of the secondary winding S1 of the transformer T. It is connected to the connection point to which the terminal (the negative side of the capacitor C3) is connected. The other terminal of the resistor R3 is connected to the ground terminal GND, and is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier OP1 through the resistor R4. A phase compensation resistor Rf and a phase compensation capacitor Cf are connected in series between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier OP1.

抵抗R3には他方の端子側(接地端子GND側)から一方の端子側(平滑コンデンサC3の負極側)に出力電流Ioが流れ、抵抗R3にはR3*Ioの電圧降下が生じる。このときの抵抗R3の他方の端子の電圧がオペアンプOP1の反転入力端子に抵抗R4を介して入力される。   An output current Io flows from the other terminal side (ground terminal GND side) to one terminal side (negative electrode side of the smoothing capacitor C3) in the resistor R3, and a voltage drop of R3 * Io occurs in the resistor R3. At this time, the voltage of the other terminal of the resistor R3 is input to the inverting input terminal of the operational amplifier OP1 via the resistor R4.

オペアンプOP1の非反転入力端子には抵抗R3の一方の端子に負極端子が接続された過電流検出基準電圧Vscの正極端子が接続されているので、電圧降下R3*Ioが過電流検出基準電圧Vscの電圧を上回ると、オペアンプOP1の出力はローレベルの信号を出力する。一方、電圧降下R3*Ioが過電流検出基準電圧Vscの電圧を下回ると、オペアンプOP1の出力はハイレベルの信号を出力する。なお、位相補償用抵抗Rf、位相補償用コンデンサCfはオペアンプOP1の位相を補償して発振を防止するために接続されている。   The non-inverting input terminal of the operational amplifier OP1 is connected to the positive terminal of the overcurrent detection reference voltage Vsc having one terminal of the resistor R3 connected to the negative terminal, so that the voltage drop R3 * Io is the overcurrent detection reference voltage Vsc. The output of the operational amplifier OP1 outputs a low level signal. On the other hand, when the voltage drop R3 * Io falls below the overcurrent detection reference voltage Vsc, the output of the operational amplifier OP1 outputs a high level signal. The phase compensation resistor Rf and the phase compensation capacitor Cf are connected to compensate for the phase of the operational amplifier OP1 and prevent oscillation.

ここで、過電流検出基準電圧Vscの電圧は、2次側過電流保護の第1の過電流レベルを設定する基準電圧で、この基準電圧による過電流レベルは、1次側制御回路6による過電流検出の第2の過電流レベルより低く設定されている。したがって、2次側過電流保護の第1の過電流レベルよりも大きく、且つ、1次側制御回路6による過電流検出の第2の過電流レベルより小さな出力電流が流れると、オペアンプOP1の出力はローレベルの信号を出力する。   Here, the voltage of the overcurrent detection reference voltage Vsc is a reference voltage for setting the first overcurrent level of the secondary side overcurrent protection. It is set lower than the second overcurrent level for current detection. Therefore, when an output current larger than the first overcurrent level of the secondary side overcurrent protection and smaller than the second overcurrent level of the overcurrent detection by the primary side control circuit 6 flows, the output of the operational amplifier OP1 Outputs a low level signal.

なお、2次側過電流保護の第1の過電流レベルよりも小さな出力電流が流れた場合には、オペアンプOP1の出力はハイレベルの信号を出力し、2次側過電流保護は動作しない。また、1次側制御回路6による過電流検出の第2の過電流レベルより大きな出力電流が流れると、オペアンプOP1の出力はローレベルの信号を出力するが、このときは1次側制御回路6の入力端子ocに入力される抵抗R2での電流検出値に基づく過電流防止制御が2次側過電流保護より先に電流制限動作に入る。従い、この場合には、出力電流はまず第2の過電流レベルで制限された後、マスキング時間経過後に第1の過電流レベルで制限されることになる。   If an output current smaller than the first overcurrent level of the secondary side overcurrent protection flows, the output of the operational amplifier OP1 outputs a high level signal, and the secondary side overcurrent protection does not operate. Further, when an output current larger than the second overcurrent level of the overcurrent detection by the primary side control circuit 6 flows, the output of the operational amplifier OP1 outputs a low level signal. At this time, the primary side control circuit 6 The overcurrent prevention control based on the current detection value at the resistor R2 input to the input terminal oc of the input terminal enters the current limiting operation before the secondary overcurrent protection. Therefore, in this case, the output current is first limited at the second overcurrent level, and then limited at the first overcurrent level after the masking time has elapsed.

マスキング回路41は、トランジスタQ2、抵抗R10、R11、R12、コンデンサC10、ダイオードD3、D4から構成されている。ここで、トランジスタQ2には、Pチャンネルのバイポーラトランジスタが使用されているが、これに限定されることは無く、MOSFETなど他のスイッチング素子を使用することもできる。   The masking circuit 41 includes a transistor Q2, resistors R10, R11, R12, a capacitor C10, and diodes D3, D4. Here, a P-channel bipolar transistor is used as the transistor Q2, but the present invention is not limited to this, and other switching elements such as MOSFETs can also be used.

トランジスタQ2のエミッタ端子が制御回路電源Vsに接続され、コレクタ端子が抵抗R10の一方の端子に接続されている。この接続点はE点として示してある。このE点にはダイオードD3のカソード端子、ダイオードD4のカソード端子も接続されている。また、抵抗R11の一方の端子が制御回路電源Vsに接続され、抵抗R11の他方の端子は抵抗R12の一方の端子に接続されている。また、抵抗R12の他方の端子はコンデンサC10の一方の端子に接続されている。また、抵抗R12の他方の端子とコンデンサC10の一方の端子との接続点には、ダイオードD4のアノード端子が接続されている。また、コンデンサC10の他方の端子は抵抗R10の他方の端子に接続されている。また、コンデンサC10の他方の端子と抵抗R10の他方の端子の接続点はオペアンプOP1の出力端子に接続されている。また、抵抗R11の他方の端子と抵抗R12の一方の端子の接続点はトランジスタQ2のベース端子に接続されている。また、ダイオードD3のアノード端子は、ホトカプラPC−1のホトダイオードのカソード端子に接続され、ホトカプラPC−1のホトダイオードのアノード端子は制御回路電源Vsに接続されている。また、ダイオードD3のアノード端子とホトカプラPC−1のホトダイオードのカソード端子の接続点には出力電圧検出回路5の出力端子が接続されている。   The emitter terminal of the transistor Q2 is connected to the control circuit power supply Vs, and the collector terminal is connected to one terminal of the resistor R10. This connection point is shown as point E. The cathode terminal of the diode D3 and the cathode terminal of the diode D4 are also connected to the point E. One terminal of the resistor R11 is connected to the control circuit power supply Vs, and the other terminal of the resistor R11 is connected to one terminal of the resistor R12. The other terminal of the resistor R12 is connected to one terminal of the capacitor C10. The anode terminal of the diode D4 is connected to a connection point between the other terminal of the resistor R12 and one terminal of the capacitor C10. The other terminal of the capacitor C10 is connected to the other terminal of the resistor R10. The connection point between the other terminal of the capacitor C10 and the other terminal of the resistor R10 is connected to the output terminal of the operational amplifier OP1. The connection point between the other terminal of the resistor R11 and one terminal of the resistor R12 is connected to the base terminal of the transistor Q2. The anode terminal of the diode D3 is connected to the cathode terminal of the photodiode of the photocoupler PC-1, and the anode terminal of the photodiode of the photocoupler PC-1 is connected to the control circuit power supply Vs. The output terminal of the output voltage detection circuit 5 is connected to the connection point between the anode terminal of the diode D3 and the cathode terminal of the photodiode of the photocoupler PC-1.

オペアンプOP1により、2次側過電流保護の第1の過電流レベルよりも大きく、且つ、1次側制御回路6による過電流検出の第2の過電流レベルより小さな出力電流が検出されると、オペアンプOP1の出力がローレベルの信号を出力し、ホトカプラPC−1のホトダイオードに電流を流そうとする。しかし、オペアンプOP1の出力とホトカプラPC−1の間に直列に接続されたマスキング回路41により、ホトカプラPC−1のホトダイオードに流れる電流が所定時間τだけ阻止される。
以下、このマスキング回路41の動作を説明する。
When the operational amplifier OP1 detects an output current larger than the first overcurrent level of the secondary side overcurrent protection and smaller than the second overcurrent level of the overcurrent detection by the primary side control circuit 6, The output of the operational amplifier OP1 outputs a low level signal, and an electric current is attempted to flow through the photodiode of the photocoupler PC-1. However, the current flowing through the photodiode of the photocoupler PC-1 is blocked for a predetermined time τ by the masking circuit 41 connected in series between the output of the operational amplifier OP1 and the photocoupler PC-1.
Hereinafter, the operation of the masking circuit 41 will be described.

オペアンプOP1の出力がローレベルの信号を出力すると、オペアンプOP1の出力に直列に接続されたマスキング回路41のコンデンサC10、抵抗R12を介してトランジスタQ2のベース端子電圧が低圧側に下げられる。これにより、トランジスタQ2のベース電流が流れ、トランジスタQ2はオンする。   When the output of the operational amplifier OP1 outputs a low level signal, the base terminal voltage of the transistor Q2 is lowered to the low voltage side via the capacitor C10 and the resistor R12 of the masking circuit 41 connected in series with the output of the operational amplifier OP1. As a result, the base current of the transistor Q2 flows and the transistor Q2 is turned on.

ここで、トランジスタQ2のコレクタ端子は、ダイオードD3のカソード端子と抵抗R10の接続点に接続されており、ホトカプラPC−1のホトダイオードに流れるべき電流は、トランジスタQ2のコレクタ端子から供給されて、ホトカプラPC−1のホトダイオードに流れる電流を阻止する。   Here, the collector terminal of the transistor Q2 is connected to the connection point between the cathode terminal of the diode D3 and the resistor R10, and the current that should flow through the photodiode of the photocoupler PC-1 is supplied from the collector terminal of the transistor Q2, Block current flowing through the photodiode of PC-1.

このとき、オペアンプOP1の出力は、ローレベルの信号の状態を保っているので、トランジスタQ2のエミッタ端子とオペアンプOP1の出力端子間(時定数回路43の両端)には制御回路電源Vsの電源電圧が印加される。したがって、コンデンサC10は、抵抗R11、R12とコンデンサC10により決まる時定数で充電される。この抵抗R11、R12とコンデンサC10により決まる時定数はオペアンプOP1の出力信号を阻止する時間、すなわち、2次側の過電流保護機能をマスクするマスキング時間τを決める。   At this time, since the output of the operational amplifier OP1 maintains a low-level signal state, the power supply voltage of the control circuit power supply Vs is between the emitter terminal of the transistor Q2 and the output terminal of the operational amplifier OP1 (both ends of the time constant circuit 43). Is applied. Therefore, the capacitor C10 is charged with a time constant determined by the resistors R11 and R12 and the capacitor C10. The time constant determined by the resistors R11 and R12 and the capacitor C10 determines the time for blocking the output signal of the operational amplifier OP1, that is, the masking time τ for masking the secondary overcurrent protection function.

このマスキング時間τは以下のように求めることができる。
図3、図4はマスキング時間τの説明図で、図3は時定数回路43の各部の電圧関係を示し、図4はコンデンサC10の充電状態とマスキング時間τとの関係を示した図である。
時定数回路43の時定数を決めるC、Rは、CがコンデンサC10、Rが抵抗R11と抵抗R12の直列抵抗値(R11+R12)である。
This masking time τ can be obtained as follows.
3 and 4 are explanatory diagrams of the masking time τ, FIG. 3 shows the voltage relationship of each part of the time constant circuit 43, and FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the charged state of the capacitor C10 and the masking time τ. .
C and R for determining the time constant of the time constant circuit 43 are C is a capacitor C10, and R is a series resistance value (R11 + R12) of a resistor R11 and a resistor R12.

オペアンプOP1の出力(図3のC点)がローレベル(ほぼ0V)の信号になると、コンデンサC10は、ほぼ0Vから制御回路電源Vsの電源電圧に向かって、(1)式にしたがって充電される(図4)。
Vc=Vs*(1-exp(-t/CR)) ・・・・・・(1)
ここで、Vc;コンデンサC10の電圧
Vs;2次側の制御回路電源Vsの電源電圧
C;C=C10
R;R=R11+R12
t;時間
When the output of the operational amplifier OP1 (point C in FIG. 3) becomes a low level (approximately 0V) signal, the capacitor C10 is charged from approximately 0V toward the power supply voltage of the control circuit power supply Vs according to the equation (1). (FIG. 4).
Vc = Vs * (1-exp (-t / CR)) (1)
Where Vc: voltage of capacitor C10
Vs: power supply voltage of the control circuit power supply Vs on the secondary side
C; C = C10
R; R = R11 + R12
t; time

このとき直列抵抗値(R11+R12)にかかる電圧Vxは、(2)式のようになる。
Vx=Vs-Vc ・・・・・・・・(2)
At this time, the voltage Vx applied to the series resistance value (R11 + R12) is expressed by equation (2).
Vx = Vs-Vc (2)

コンデンサC10が充電されていき、抵抗R11にかかる電圧がトランジスタQ2のMinベース電圧(トランジスタがオンできる最小のベース電圧と規定する)になるとトランジスタQ2がオフする。このときの抵抗R11にかかる電圧がMinベース電圧となったときの直列抵抗値(R11+R12)にかかる電圧Vxminは、電圧Vxを抵抗R11と抵抗R12で分圧した抵抗R11にかかる電圧となるので、(3)式が成り立つ。
Vxmin=Vbemin*(R11+R12)/R11 ・・・・・・・・(3)
ここで、VbeminはMinベース電圧である。
When the capacitor C10 is charged and the voltage applied to the resistor R11 becomes the Min base voltage of the transistor Q2 (defined as the minimum base voltage at which the transistor can be turned on), the transistor Q2 is turned off. The voltage Vxmin applied to the series resistance value (R11 + R12) when the voltage applied to the resistor R11 at this time becomes the Min base voltage is the voltage applied to the resistor R11 obtained by dividing the voltage Vx by the resistors R11 and R12. Therefore, equation (3) holds.
Vxmin = Vbemin * (R11 + R12) / R11 (3)
Here, Vbemin is a Min base voltage.

時定数回路43に制御回路電源Vsの電源電圧Vsが印加されてから、抵抗R11にかかる電圧がトランジスタQ2のMinベース電圧Vbeminになったときの時間がマスキング時間τになる。
上記(1)〜(3)式から、(4)式が成り立つ。
Vbemin*(R11+R12)/R11=Vs*(exp(-τ/CR))・・・・・・・・(4)
The time when the voltage applied to the resistor R11 becomes the Min base voltage Vbemin of the transistor Q2 after the power supply voltage Vs of the control circuit power supply Vs is applied to the time constant circuit 43 becomes the masking time τ.
From the above equations (1) to (3), equation (4) is established.
Vbemin * (R11 + R12) / R11 = Vs * (exp (-τ / CR)) (4)

したがって、求めるマスキング時間τは(5)式で求められる。
τ=-C10*(R11+R12)*ln((Vbemin/Vs)*(R11+R12)/R11)・・・・・・・・(5)
ここで、オペアンプOP1の出力電圧のローレベル状態は、ほぼ0Vとして扱っている。
Therefore, the masking time τ to be obtained is obtained by equation (5).
τ = -C10 * (R11 + R12) * ln ((Vbemin / Vs) * (R11 + R12) / R11) (5)
Here, the low level state of the output voltage of the operational amplifier OP1 is treated as almost 0V.

図5における(a)〜(g)は、本実施形態の過電流保護回路の動作を示したタイムシーケンスである。
図5において、(a)の波形は、直流安定化電源装置1の出力電圧Voを示している。また(b)の波形は、直流安定化電源装置1の出力電流Ioを示している。また(c)の波形は、図2に「A点」として示したオペアンプOP1の反転入力端子への入力電圧を示している。また(d)の波形は、図2に「C点」として示したオペアンプOP1の出力端子の電圧を示している。また、(e)の波形は、トランジスタQ2のオン・オフ状態を示したものである。また(f)の波形は、図2に「E点」として示した、トランジスタQ2のコレクタ端子電圧(=ダイオードD3のカソードと抵抗R10の接続点の電圧)を示している。また(g)の波形は、ホトカプラOP1のホトダイオードに流れる電流Ipcを示している。(h)の波形は、比較のために従来技術1のE点の電圧を示したものである。
(A)-(g) in FIG. 5 is the time sequence which showed operation | movement of the overcurrent protection circuit of this embodiment.
In FIG. 5, the waveform of (a) indicates the output voltage Vo of the DC stabilized power supply device 1. Moreover, the waveform of (b) has shown the output current Io of the direct current | flow stabilized power supply device 1. FIG. The waveform (c) shows the input voltage to the inverting input terminal of the operational amplifier OP1 shown as “point A” in FIG. Further, the waveform of (d) shows the voltage at the output terminal of the operational amplifier OP1 shown as “C point” in FIG. The waveform (e) shows the on / off state of the transistor Q2. The waveform (f) shows the collector terminal voltage of the transistor Q2 (= the voltage at the connection point between the cathode of the diode D3 and the resistor R10), which is shown as “point E” in FIG. The waveform (g) indicates the current Ipc flowing through the photodiode of the photocoupler OP1. The waveform of (h) shows the voltage at point E of the prior art 1 for comparison.

図5は、過電流防止制御が行われないときには、起動直後に第1の過電流レベル以上であって、且つ、第2の過電流レベル以下の平均電流が上記マスキング時間τ以上流れ、その後、平均電流が第1の過電流レベル以下に下がる負荷の例をとっている。   FIG. 5 shows that when the overcurrent prevention control is not performed, an average current that is equal to or higher than the first overcurrent level and equal to or lower than the second overcurrent level immediately after startup flows for the masking time τ or more. An example of a load in which the average current drops below the first overcurrent level is taken.

(期間〜t1)
まず、時間t1以前は出力電流Ioが0Aで、時間t1において、直流安定化電源装置1の出力に負荷が接続され出力電流Ioが流れ始めるとする。
(Period-t1)
First, it is assumed that the output current Io is 0 A before the time t1, and the load is connected to the output of the DC stabilized power supply 1 and the output current Io starts to flow at the time t1.

(期間t1〜t2)
時間t1から(b)の波形に示すように出力電流Ioが増加して行き、(c)の波形に示すように時間t2においてA点の電圧(オペアンプOP1の反転入力端子の電圧)が過電流検出基準電圧Vscの電圧を上回ると、(d)の波形に示すようにC点の電圧(オペアンプOP1の出力端子の電圧)がハイレベルからローレベルに変化する。C点の電圧がローレベルになると、上記したように、トランジスタQ2のベース電圧にオン電圧が入力される。したがって、(f)の波形に示すように、E点の電圧はハイレベルのままとなる。
(Period t1-t2)
The output current Io increases from time t1 as shown in the waveform of (b), and the voltage at point A (the voltage at the inverting input terminal of the operational amplifier OP1) is overcurrent at time t2 as shown in the waveform of (c). When the voltage exceeds the detection reference voltage Vsc, the voltage at point C (the voltage at the output terminal of the operational amplifier OP1) changes from the high level to the low level as shown in the waveform of (d). When the voltage at the point C becomes low level, as described above, the on-voltage is input to the base voltage of the transistor Q2. Therefore, as shown in the waveform of (f), the voltage at the point E remains at a high level.

(期間t2〜t3)
時間t2〜t3は、トランジスタQ2がオン状態であり、E点の電圧はハイレベルの状態を保ち、(g)の波形に示すように、過電流状態であるにも拘わらず、ホトカプラPC1のホトダイオードには電流が流れない。したがって、この期間は過電流保護信号は出力されない。即ち、この期間がマスキング時間τとなる。
(Period t2-t3)
At time t2 to t3, the transistor Q2 is in the on state, the voltage at the point E is kept at the high level, and the photodiode of the photocoupler PC1 is in spite of the overcurrent state as shown in the waveform of (g). There is no current flowing through. Accordingly, the overcurrent protection signal is not output during this period. That is, this period is the masking time τ.

(期間t3〜t4)
時間t3において、マスキング回路41の時定数回路43でマスキング時間として設定された所定時間τが経過すると、トランジスタQ2のベース電圧の低下により、(e)の波形に示すようにトランジスタQ2はオフする。このとき、過電流状態は継続しているので、オペアンプOP1の出力は(d)の波形に示すようにローレベル状態を保っている。したがって、E点の電圧は(f)の波形に示すようにハイレベルから少し下がったローレベル状態(詳しくは、ホトカプラPC−1のホトダイオードの電圧降下Vfと、ダイオードD3の電圧降下Vfを合わせた分だけ低くなった電圧レベル状態)となり、ホトカプラPC1のホトダイオードには(g)の波形に示すように抵抗R10を介して電流が流れ、1次側の制御回路に過電流を制限する過電流保護信号がフィードバックされる。
(Period t3-t4)
When a predetermined time τ set as the masking time in the time constant circuit 43 of the masking circuit 41 elapses at time t3, the transistor Q2 is turned off as shown in the waveform (e) due to a decrease in the base voltage of the transistor Q2. At this time, since the overcurrent state continues, the output of the operational amplifier OP1 maintains the low level state as shown in the waveform of (d). Therefore, the voltage at the point E is in a low level state slightly lowered from the high level as shown in the waveform of (f) (specifically, the voltage drop Vf of the photodiode of the photocoupler PC-1 and the voltage drop Vf of the diode D3 are combined). The voltage level is reduced by a corresponding amount), and a current flows through the resistor R10 to the photodiode of the photocoupler PC1 as shown in the waveform of (g), and the overcurrent protection for limiting the overcurrent to the primary side control circuit. The signal is fed back.

これにより、オペアンプOP1の反転端子(A点)への入力電圧である抵抗R3の電圧降下が、過電流検出基準電圧Vscと同じ電圧になるように、オペアンプOP1の出力が出力され((c)の波形参照)、ホトカプラPC−1、PC−2を介して1次側制御回路6により出力電圧Voがコントロールされる。その結果、出力電圧Voは、(a)の波形に示すように、過電流を抑制するように定格電圧より低く抑えられ、これにより(b)の波形に示すように、出力電流は第1の過電流レベルになるよう制御される。   As a result, the output of the operational amplifier OP1 is output so that the voltage drop of the resistor R3, which is the input voltage to the inverting terminal (point A) of the operational amplifier OP1, becomes the same voltage as the overcurrent detection reference voltage Vsc ((c)). The primary side control circuit 6 controls the output voltage Vo via the photocouplers PC-1 and PC-2. As a result, the output voltage Vo is suppressed to be lower than the rated voltage so as to suppress overcurrent, as shown in the waveform of (a), and as a result, the output current is the first as shown in the waveform of (b). Controlled to an overcurrent level.

このとき、マスキング回路41によるマスクは解除されており、従来技術1のように時定数回路を介することなく、直接オペアンプOP1の出力でホトカプラPC−1のホトダイオードに流れる電流がコントロールされる。したがって、過電流防止制御の動作が高速になり、従来技術のように出力電圧が時定数回路の影響により正常状態に速やかに戻らない、というような問題がなくなる。   At this time, the masking by the masking circuit 41 is released, and the current flowing through the photodiode of the photocoupler PC-1 is directly controlled by the output of the operational amplifier OP1 without going through the time constant circuit as in the prior art 1. Therefore, the operation of the overcurrent prevention control becomes faster, and the problem that the output voltage does not quickly return to the normal state due to the influence of the time constant circuit as in the prior art is eliminated.

(期間t4〜)
次に、時間t4において過電流状態が解除されると、抵抗R3の電圧降下は低下し、オペアンプOP1の反転入力端子への入力電圧が下降し、過電流検出基準電圧Vscよりも低下するので、オペアンプOP1の出力はローレベル状態からハイレベル状態に変化し、ホトカプラPC1のホトダイオードからオペアンプOP1への電流の流れを停止する。
(Period t4 ~)
Next, when the overcurrent state is released at time t4, the voltage drop of the resistor R3 is decreased, the input voltage to the inverting input terminal of the operational amplifier OP1 is decreased, and is lower than the overcurrent detection reference voltage Vsc. The output of the operational amplifier OP1 changes from the low level state to the high level state, and the current flow from the photodiode of the photocoupler PC1 to the operational amplifier OP1 is stopped.

また、オペアンプOP1の出力がローレベル状態からハイレベル状態に変化することにより、コンデンサC10の電荷はダイオードD4と抵抗R10を介して放電され、次の過電流に備える。このとき、(d)の波形や(f)の波形に示すように、オペアンプOP1の出力はハイレベルとなっており、過電流保護信号がフィードバックされることはない。したがって、繰り返しマスキング時間を設定することが可能となり、直流安定化電源装置1に搭載される電子部品を安定して動作させることが可能になる。また、抵抗R11、R12、及びR10の抵抗値を調整することで、時定数回路の充電・放電時間を任意に設定できる。   Further, when the output of the operational amplifier OP1 changes from the low level state to the high level state, the charge of the capacitor C10 is discharged through the diode D4 and the resistor R10 to prepare for the next overcurrent. At this time, as shown in the waveform (d) and the waveform (f), the output of the operational amplifier OP1 is at a high level, and the overcurrent protection signal is not fed back. Therefore, it is possible to set the repetitive masking time, and it is possible to stably operate the electronic component mounted on the DC stabilized power supply device 1. Further, the charging / discharging time of the time constant circuit can be arbitrarily set by adjusting the resistance values of the resistors R11, R12, and R10.

ここで、従来技術1の制御を比較のために説明する。従来技術1のE点の電圧は(h)の波形に示すように時定数回路の応答遅れにより所定時間τが経過するまでピーク電流を流すことができる。しかし、所定時間τが経過した時間t3〜t4の間、時定数回路を介して過電流防止制御が行われることになる。また、時間t4〜t5においても時定数回路の影響により、正常状態に戻る時間が遅れる。したがって、時定数回路の影響により出力電圧の制御が高速に行えないという問題がある。
これに対し、本発明による本実施例に拠れば、所定時間τが経過した時間t3以後、マスキング回路は過電流保護信号の応答に影響を与えないので、出力電圧の制御が高速に行うことができる。
Here, the control of the prior art 1 will be described for comparison. As shown in the waveform (h), the voltage at the point E in the prior art 1 can cause a peak current to flow until a predetermined time τ elapses due to a response delay of the time constant circuit. However, overcurrent prevention control is performed through the time constant circuit during the period from time t3 to t4 when the predetermined time τ has elapsed. In addition, the time for returning to the normal state is delayed from time t4 to t5 due to the influence of the time constant circuit. Therefore, there is a problem that the output voltage cannot be controlled at high speed due to the influence of the time constant circuit.
On the other hand, according to the present embodiment of the present invention, since the masking circuit does not affect the response of the overcurrent protection signal after the time t3 when the predetermined time τ has elapsed, the output voltage can be controlled at high speed. it can.

なお、期間t3〜t4において過電流防止制御が動作しているとき、オペアンプOP1の出力信号((c)の波形)は、単純化して図5に示したように連続したローレベルとしたが、出力電流が第1の過電流レベルになるよう制御されるので、オペアンプOP1の反転端子(A点)への入力電圧は過電流検出基準電圧Vscに近い電圧になるように動作し、このとき、オペアンプOP1の出力信号((c)の波形)は図5に示したように連続したローレベルになるとは限らない。   Note that when the overcurrent prevention control is operating in the period t3 to t4, the output signal of the operational amplifier OP1 (the waveform of (c)) is simplified to be a continuous low level as shown in FIG. Since the output current is controlled to be at the first overcurrent level, the input voltage to the inverting terminal (point A) of the operational amplifier OP1 operates so as to be close to the overcurrent detection reference voltage Vsc. The output signal (waveform (c)) of the operational amplifier OP1 does not always become a continuous low level as shown in FIG.

以上、本発明を具体的な実施形態を示して説明したが、本発明は上記実施形態には限定されないで、本発明の主旨の範囲において変形して実施することができることは言うまでも無い。   While the present invention has been described with reference to specific embodiments, it is needless to say that the present invention is not limited to the above-described embodiments and can be modified and implemented within the scope of the gist of the present invention.

1・・・直流安定化電源装置
2・・・交流電源
3・・・フィルタ
4・・・過電流保護回路
5・・・出力電圧検出回路
6・・・1次側制御回路
41・・・マスキング回路
42・・・第1の過電流検出回路
43・・・時定数回路
DB・・・整流器
C1〜C3・・・平滑コンデンサ
C10・・・コンデンサ
D1〜D4・・・ダイオード
R1〜R4、R10〜R12・・・抵抗
T・・・トランス
P1、P2・・・トランスの1次巻線
S1・・・トランスの2次巻線
PC−1、PC−2・・・フィードバック信号用ホトカプラ
Vo・・・出力電圧
Vs・・・制御回路電源
Q1・・・スイッチング素子
Q2・・・トランジスタ
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... DC stabilized power supply device 2 ... AC power supply 3 ... Filter 4 ... Overcurrent protection circuit 5 ... Output voltage detection circuit 6 ... Primary side control circuit 41 ... Masking Circuit 42 ... first overcurrent detection circuit 43 ... time constant circuit DB ... rectifiers C1 to C3 ... smoothing capacitors C10 ... capacitors D1 to D4 ... diodes R1 to R4, R10 R12 ... Resistance T ... Transformer P1, P2 ... Transformer primary winding S1 ... Transformer secondary winding PC-1, PC-2 ... Feedback signal photocoupler Vo ... Output voltage Vs ... Control circuit power supply Q1 ... Switching element Q2 ... Transistor

Claims (6)

出力電流を所定の設定値と比較することで過電流を判定し過電流防止制御を行うよう構成した過電流保護回路において、
第1の過電流レベルを超えた過電流を検出し過電流検出信号を出力する第1の過電流検出回路と、
前記第1の過電流検出回路からの前記過電流検出信号を所定時間だけマスクするマスキング回路と、を備え、
前記マスキング回路は、前記所定時間経過後、前記マスクを解除するように構成したことを特徴とする過電流保護回路。
In the overcurrent protection circuit configured to perform overcurrent prevention control by determining the overcurrent by comparing the output current with a predetermined set value,
A first overcurrent detection circuit for detecting an overcurrent exceeding a first overcurrent level and outputting an overcurrent detection signal;
A masking circuit that masks the overcurrent detection signal from the first overcurrent detection circuit for a predetermined time;
The overcurrent protection circuit, wherein the masking circuit is configured to release the mask after the predetermined time has elapsed.
前記第1の過電流検出回路の出力側に接続され、前記過電流検出信号をフィードバックするフィードバック信号用ホトカプラを備え、
前記フィードバック信号用ホトカプラは、前記マスキング回路からのマスクを解除された前記過電流検出信号をフィードバックするように構成したことを特徴とする請求項1に記載の過電流保護回路。
A feedback signal photocoupler connected to the output side of the first overcurrent detection circuit and feeding back the overcurrent detection signal;
2. The overcurrent protection circuit according to claim 1, wherein the feedback signal photocoupler is configured to feed back the overcurrent detection signal that has been unmasked from the masking circuit. 3.
前記マスキング回路は、
抵抗とコンデンサからなる時定数回路と、トランジスタと、を備え、前記時定数回路の前記コンデンサの充電電圧に基づいて前記所定時間だけ前記トランジスタをオンすることにより、前記過電流検出回路の出力信号に相当する電流を前記過電流検出回路の出力へ流すことで、前記フィードバック信号用ホトカプラのホトダイオードに流れる電流を遮断し、前記過電流検出信号を前記所定時間だけマスクするように構成されたことを特徴とする請求項2に記載の過電流保護回路。
The masking circuit is
A time constant circuit composed of a resistor and a capacitor, and a transistor, and by turning on the transistor for the predetermined time based on a charging voltage of the capacitor of the time constant circuit, an output signal of the overcurrent detection circuit By passing a corresponding current to the output of the overcurrent detection circuit, the current flowing through the photodiode of the feedback signal photocoupler is cut off, and the overcurrent detection signal is masked for the predetermined time. The overcurrent protection circuit according to claim 2.
前記マスキング回路は、
抵抗とコンデンサからなる時定数回路と、トランジスタと、を備え、前記時定数回路の前記コンデンサの充電電圧に基づいて、前記所定時間経過後、前記トランジスタをオフすることにより前記マスクを解除し、前記フィードバック信号用ホトカプラのホトダイオードに電流を流すように構成されたことを特徴とする請求項2又は請求項3に記載の過電流保護回路。
The masking circuit is
A time constant circuit composed of a resistor and a capacitor, and a transistor, and based on a charging voltage of the capacitor of the time constant circuit, after the predetermined time has elapsed, the transistor is released by turning off the transistor, 4. The overcurrent protection circuit according to claim 2, wherein a current is passed through a photodiode of a feedback signal photocoupler.
前記マスキング回路の出力信号停止後、過電流を抑制する過電流防止制御を行う制御手段を備えたことを特徴とする請求項1から請求項4のいずれか一項に記載の過電流保護回路。   The overcurrent protection circuit according to any one of claims 1 to 4, further comprising control means for performing overcurrent prevention control for suppressing overcurrent after the output signal of the masking circuit is stopped. 請求項1から請求項5のいずれか一項に記載の過電流保護回路を備えた直流安定化電源装置。   A direct-current stabilized power supply device comprising the overcurrent protection circuit according to any one of claims 1 to 5.
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102015006219A1 (en) 2014-05-13 2015-11-19 Futaba Corporation Angle detecting device and servo device using this angle detecting device
CN112448578A (en) * 2019-09-04 2021-03-05 株式会社东芝 Switching power supply circuit

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2022211146A1 (en) * 2021-03-30 2022-10-06 주식회사 유시테크놀로지 Supercapacitor rapid charging control device and control method thereof

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH11168829A (en) * 1997-12-02 1999-06-22 Hioki Ee Corp Power supply device
JP2004312924A (en) * 2003-04-09 2004-11-04 Mitsubishi Electric Corp Drive circuit for semiconductor device

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH11168829A (en) * 1997-12-02 1999-06-22 Hioki Ee Corp Power supply device
JP2004312924A (en) * 2003-04-09 2004-11-04 Mitsubishi Electric Corp Drive circuit for semiconductor device

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102015006219A1 (en) 2014-05-13 2015-11-19 Futaba Corporation Angle detecting device and servo device using this angle detecting device
DE102015006219B4 (en) 2014-05-13 2022-12-22 Futaba Corporation Angle detecting device and servo device using this angle detecting device
CN112448578A (en) * 2019-09-04 2021-03-05 株式会社东芝 Switching power supply circuit
JP2021040445A (en) * 2019-09-04 2021-03-11 株式会社東芝 Switching power supply circuit
JP7196041B2 (en) 2019-09-04 2022-12-26 株式会社東芝 switching power supply circuit
US11594963B2 (en) 2019-09-04 2023-02-28 Kabushiki Kaisha Toshiba Switching power circuit

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