JP2011030349A - Device for controlling electric motor - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電動機に電力を供給して駆動する電動機の制御装置に関する。 The present invention relates to a control device for an electric motor that is driven by supplying electric power to the electric motor.
従来より、電動機の制御装置としては、電動機に回転子の位置及び回転数を検出するために、例えばエンコーダやレゾルバといった位置センサを備えているものが知られている。そして、この電動機の制御装置は、位置センサによって検出した回転子の位置及び回転数に基づいて、電動機を制御する。 2. Description of the Related Art Conventionally, motor control devices that include a position sensor such as an encoder or a resolver are known in order to detect the position and rotation speed of a rotor. The electric motor control device controls the electric motor based on the position and the rotational speed of the rotor detected by the position sensor.
しかしながら、このような電動機の制御装置は、位置センサの取り付けに伴うコストアップや、取り付けスペース及び配線スペースの確保のために小型化が難しいという問題があった。 However, such a motor control device has a problem in that it is difficult to reduce the size in order to increase the cost associated with the attachment of the position sensor and to secure the installation space and the wiring space.
これに対し、下記の特許文献1の電動機の制御装置は、埋め込み磁石型同期電動機の突極性として、d軸(励磁方向成分)インダクタンス<q軸(トルク方向成分)インダクタンスという性質を利用する。この性質により、電動機の駆動周波数とは異なる周波数の、真円の軌跡を描く高周波電圧ベクトルを電動機に印加すると、電動機に流れる電流の高周波成分のベクトルは、d軸方向(磁極位置)に膨らんだ楕円状の軌跡を描く。電動機の制御装置は、高周波電流ベクトル軌跡を楕円近似して楕円の長軸方向を検出し、楕円の長軸方向が磁極位置であるとして回転子の磁極位置及び回転数を推定し、これら推定値に基づき電動機を制御している。
On the other hand, the motor control device of
上述した技術は、回転子と固定子間のインダクタンス分布が回転子構造によって決まり、d軸方向の高周波電流が最大値をとり、q軸方向の高周波電流が最小値をとることを前提としている。 The technique described above is based on the premise that the inductance distribution between the rotor and the stator is determined by the rotor structure, and the high-frequency current in the d-axis direction takes the maximum value and the high-frequency current in the q-axis direction takes the minimum value.
しかし、固定子の構造に起因するインダクタンスの分布がd軸、q軸で一様でなく、当該インダクタンス分布に基づく高周波電流の誤差が無視できない大きさとなる場合がある。例えば、モータロック状態で高トルクを出力しようとするシーンでは、インバータの温度保護のために一時的にキャリア周波数を下げる場合があり、高周波電流を楕円近似するのに十分なサンプリング数を確保するために高周波電圧の周波数も下げなければならない。 However, the distribution of inductance due to the structure of the stator is not uniform on the d-axis and q-axis, and the error of the high-frequency current based on the inductance distribution may be a magnitude that cannot be ignored. For example, in a scene where a high torque is output in a motor locked state, the carrier frequency may be temporarily lowered to protect the inverter temperature, and in order to ensure a sufficient number of samplings to approximate the high-frequency current to an ellipse In addition, the frequency of the high frequency voltage must be lowered.
そして、上記誤差は、高周波電圧の周波数によって変動することになるため、高周波電圧の周波数を切り替える場合には、楕円の長軸方向が磁極位置として回転子の磁極位置を精度良く推定できないという問題がある。 Since the error varies depending on the frequency of the high-frequency voltage, when switching the frequency of the high-frequency voltage, there is a problem that the magnetic pole position of the rotor cannot be accurately estimated with the major axis direction of the ellipse as the magnetic pole position. is there.
本発明は、このような従来の課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、回転子の状態を精度良く推定することができる電動機の制御装置を提供することにある。 The present invention has been made to solve such conventional problems, and an object of the present invention is to provide an electric motor control apparatus capable of accurately estimating the state of a rotor. .
本発明では、電動機を所望の状態に制御するための電圧指令値として、該電動機の励磁方向成分の電圧指令値、及びトルク方向成分の電圧指令値を演算する電圧指令値演算手段と、キャリア周波数に基づいて、前記電動機の駆動周波数とは異なる周波数の高周波電圧を生成し、生成した高周波電圧を、前記電圧指令値演算手段により演算された電圧指令値に重畳する高周波電圧発生手段と、インバータ回路を有し、前記高周波電圧発生手段により高周波電圧が重畳された電圧指令値に基づいて、前記インバータ回路に設けられる各スイッチング素子を駆動する駆動信号を生成し、前記インバータ回路により直流電圧を交流電圧に変換して前記電動機を駆動する駆動手段と、前記駆動手段から前記電動機に供給されている電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段により検出された電流に含まれる高周波電流のベクトル軌跡に基づき、電動機回転子の磁極位置を推定する回転子状態推定手段と、前記回転子状態推定手段により推定された回転子の状態に基づいて、前記駆動手段を制御して前記電動機を駆動させる制御手段とを備え、前記高周波電圧発生手段は、前記キャリア周波数の切り替えに伴って、前記高周波電圧の周波数を切り替える際に、前記キャリア周波数毎に高周波電圧ベクトル軌跡が高周波電圧周波数毎に異なる形状となる高周波電圧を生成し、前記高周波電圧を前記電圧指令値に重畳する。 In the present invention, the voltage command value calculating means for calculating the voltage command value of the excitation direction component and the voltage command value of the torque direction component as the voltage command value for controlling the motor to a desired state, the carrier frequency A high frequency voltage generating means for generating a high frequency voltage having a frequency different from the drive frequency of the electric motor, and superimposing the generated high frequency voltage on the voltage command value calculated by the voltage command value calculating means, and an inverter circuit And generating a drive signal for driving each switching element provided in the inverter circuit based on a voltage command value on which the high-frequency voltage is superimposed by the high-frequency voltage generating means, and the inverter circuit converts the DC voltage to an AC voltage. Driving means for driving the electric motor by converting to a current detection, and current detection for detecting the current supplied from the driving means to the electric motor. A rotor state estimating means for estimating a magnetic pole position of an electric motor rotor based on a vector locus of a high-frequency current included in the current detected by the current detecting means, and a rotation estimated by the rotor state estimating means Control means for controlling the driving means to drive the electric motor based on the state of the child, and the high-frequency voltage generating means switches the frequency of the high-frequency voltage in accordance with the switching of the carrier frequency. The high frequency voltage vector locus having a different shape for each high frequency voltage frequency is generated for each carrier frequency, and the high frequency voltage is superimposed on the voltage command value.
本発明では、キャリア周波数の切り替えに伴って高周波電圧の周波数を切り替えた場合でも、高周波電圧ベクトル軌跡の大きさを周波数に応じて切り替えることができるので、高周波電流から検出する磁極位置の誤差を、周波数によらず一定に維持することができ、回転子の位置・回転数を精度よく推定できる。 In the present invention, even when the frequency of the high-frequency voltage is switched in accordance with the switching of the carrier frequency, the magnitude of the high-frequency voltage vector locus can be switched according to the frequency. It can be kept constant regardless of the frequency, and the position and the number of rotations of the rotor can be accurately estimated.
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[第1実施形態]
〈電動機の制御装置の構成〉
本発明の第1実施形態として示す電動機の制御装置50は、例えば図1に示すように構成される。図1に示す電動機の制御装置50は、例えば車両を駆動する電動機9の動作を制御するものである。本実施形態に係る電動機の制御装置50は、指令値生成部1と、電流制御部2と、高周波電圧発生部3と、座標変換部4と、PWM変換部5と、直流電源6と、インバータ回路7と、電流センサ8u、8vと、座標変換部10、及び磁極位置・回転数推定部11を備えている。
[First Embodiment]
<Configuration of motor control device>
The
指令値生成部1及び電流制御部2は、電動機9を所望の状態に制御するための電圧指令値として、該電動機9の励磁方向成分(γ軸)の電圧指令値及びトルク方向成分(δ軸)の電圧指令値を演算する電圧指令値演算手段としての機能を有する。
The command
指令値生成部1は、トルク指令値T*、磁極位置・回転数推定部11より出力される電動機9の回転数推定値ω^、及び直流電源6の直流電圧Vdcの各数値と、電流制御モードにおけるdq軸電流指令値id*、iq*、及びdq軸干渉電圧指令値vd_dcpl*,vq_dcpl*と、の対応関係を示すテーブルを予めメモリ等に備えている。
The command
そして、該指令値生成部1は、トルク指令値T*、回転数推定値ω^、及び直流電圧Vdcが入力された場合には、上記のテーブルを参照して、各数値に対応するdq軸電流指令値id*、iq*、及びdq軸干渉電圧指令値vd_dcpl*、vq_dcpl*を検索し、検索したdq軸電流指令値id*、iq*、及びdq軸干渉電圧指令値vd_dcpl*、vq_dcpl*を出力する。このように、指令値生成部1は、オープンループ方式によりdq軸電流指令値id*、iq*及びdq軸干渉電圧指令値vd_dcpl*、vq_dcpl*を制御する。
Then, when the torque command value T *, the rotational speed estimated value ω ^, and the DC voltage Vdc are input, the command
電流制御部2は、指令値生成部1より出力されたdq軸電流指令値id*、iq*、及びdq軸干渉電圧指令値vd_dcpl*、vq_dcpl*と、座標変換部10より出力されるγδ軸電流検出値iγ、iδとを用いて、電流偏差比例積分(PI)増幅と非干渉制御からなる一般的な電流ベクトル制御演算を行う。これにより、電流制御部2は、γδ軸電圧指令値vγ*’、vδ*’を生成して、加算器31、32に出力する。
The
制御装置50は、電動機9に供給する電流を電動機9の2次磁束に直交するq軸電流成分と、2次磁束に対し平行なd軸電流成分とに分離して電流制御を行う電流ベクトル制御を行う。
The
上述の“非干渉制御”とは、この電流ベクトル制御において、電流、q軸、d軸のインダクタンス、及び電動機9の機械回転数の作用によって、d軸電流成分、及びq軸電流成分がそれぞれq軸電圧、及びd軸電圧として他方の電流成分に干渉することによる影響を打ち消す制御を意味する。具体的には、干渉電圧指令値を用いて電圧指令値を補正する制御を意味する。 The above-mentioned “non-interference control” means that in this current vector control, the d-axis current component and the q-axis current component are q by the action of the current, the q-axis and d-axis inductance, and the mechanical rotation speed of the electric motor 9, respectively. This means control that cancels the influence of interference with the other current component as the axial voltage and the d-axis voltage. Specifically, it means control for correcting the voltage command value using the interference voltage command value.
また、γδ軸とは、磁極位置・回転数推定部11により推定された回転子の磁極位置推定値θ^により得た推定dq軸を意味している。上述の電流偏差とは、d軸電流指令値id*と、γ軸電流検出値iγとの偏差、q軸電流指令値iq*とδ軸電流検出値iδとの偏差である。
Further, the γδ axis means an estimated dq axis obtained from the estimated magnetic pole position θ ^ of the rotor estimated by the magnetic pole position / rotational
図1に示す高周波電圧発生部3は、指令値生成部1、及び電流制御部2により演算されたγδ軸電圧指令値vγ*’、vδ*’に対して、電動機9の駆動周波数とは異なる周波数の高周波電圧を重畳する高周波電圧発生手段として機能する。
The high-frequency voltage generator 3 shown in FIG. 1 differs from the drive frequency of the motor 9 with respect to the γδ axis voltage command values vγ * ′ and vδ * ′ calculated by the
高周波電圧発生部3は、電動機9の駆動周波数とは異なる高周波電圧vdh*、vqh*を生成し(詳細については後述する)、この高周波電圧vdh*、vqh*を加算器31、32に出力する。これらの加算器31、32にて、高周波電圧vdh*、vqh*が、電流制御部2により生成されたγδ軸電圧指令値vγ*'、vδ*'に重畳される。その結果、γδ軸電圧指令値vγ*、vδ*が得られ、座標変換部4には、高周波電圧vdh*、vqh*を含むγδ軸電圧指令値vγ*、vδ*が供給されることになる。
The high frequency voltage generation unit 3 generates high frequency voltages vdh * and vqh * different from the drive frequency of the electric motor 9 (details will be described later), and outputs the high frequency voltages vdh * and vqh * to the
また、制御装置50は、高周波電圧発生部3により高周波電圧vdh*、vqh*が重畳された電圧指令値(vγ*、vδ*)に基づいて、インバータ回路7のスイッチング素子を駆動する駆動信号を生成し、該インバータ回路7により直流電圧を交流電圧に変換して電動機9を駆動する駆動手段として機能する。この構成は、座標変換部4、PWM変換部5、インバータ回路7に相当する。
Further, the
座標変換部4は、γδ軸の電圧を、UVW相の電圧に変換する。座標変換部4は、以下の(1)式に基づいて、入力されたγδ軸電圧指令値vγ*、vδ*と、磁極位置・回転数推定部11により推定された電動機9の回転子の磁極位置推定値θ^から、U相、V相、及びW相の三相の電圧指令値vu*、vv*、vw*を算出して出力する。
PWM変換部5は、座標変換部4より出力されたU相、V相、及びW相の三相の電圧指令値vu*,vv*,vw*に対応するインバータ回路7の駆動信号Duu*、Dul*、Dvu*、Dvl*、Dwu*、Dwl*を生成して出力する。なお、駆動信号Duu*、Dul*は、それぞれU相に対応する上段、及び下段のスイッチング素子に対する信号を示す。駆動信号Dvu*、Dvl*は、それぞれV相に対応する上段及び下段のスイッチング素子に対する信号を示す。駆動信号Dwu*、Dwl*はそれぞれW相に対応する上段及び下段のスイッチング素子に対する信号を示す。
The
インバータ回路7は、上段及び下段のスイッチング素子を備え、PWM変換部5から出力された駆動信号Duu*、Dul*、Dvu*、Dvl*、Dwu*、Dwl*に基づき、対応するスイッチング素子をオン・オフ制御する。これによりインバータ回路7は、直流電源6の直流電圧Vdcを三相の交流電圧vu、vv、vwに変換して電動機9に出力する。
The
電流センサ8u、8vは、インバータ回路7から電動機9に供給されている励磁方向成分電流、及びトルク方向成分電流を検出する電流検出手段として機能する。具体的には、電流センサ8u、8vは、U相とV相の電流値iu、ivを検出して座標変換部10に出力する。本実施形態のように、電流センサを二相にだけに取り付ける場合、電流センサ8u、8vにより検出しない残り1相(本実施形態ではW相)の電流値は、座標変換部10により、以下の(2)式を用いて算出することができる。
座標変換部10は、UVW相からγδ軸に電流を変換する。座標変換部10は、以下の(3)式に基づいて、電流センサ8u、8vにより検出されたU相とV相の電流値iu、ivと、上記(2)式で求められるW相の電流値iw、及び磁極位置・回転数推定部11により推定された電動機9の回転子の磁極位置推定値θ^に基づいて、γδ軸電流検出値iγ、iδを算出する。
磁極位置・回転数推定部11は、電流センサ8u、8v及び座標変換部10により検出された電流に基づいて、電動機9における回転子の状態を推定する回転子状態推定手段として機能する。磁極位置・回転数推定部11は、座標変換部10から出力されたγδ軸電流検出値iγ、iδを入力し、これらのγδ軸電流検出値iγ、iδに基づいて、電動機9の回転子の磁極位置推定値θ^、回転数推定値ω^を演算し、出力する。
The magnetic pole position / rotation
そして、磁極位置推定値θ^及び回転数推定値ω^は、指令値生成部1及び座標変換部10によって電動機9の制御に用いられる(制御手段)。
The magnetic pole position estimated value θ ^ and the rotational speed estimated value ω ^ are used for control of the electric motor 9 by the command
〈磁極位置・回転数推定部11の詳細構成〉
図2は磁極位置・回転数推定部11の詳細な構成を示すブロック図であり、以下、図2を参照して磁極位置・回転数推定部11について説明する。図2に示すように、磁極位置・回転数推定部11は、座標変換部10よりのγδ軸電流検出値iγ、iδが供給されるバンドパスフィルタ(BPF)12と、ディジタルフーリエ変換処理部(DFT)13と、楕円解析部14と、PI増幅器15、及び積分器16を備えている。
<Detailed configuration of magnetic pole position / rotation
FIG. 2 is a block diagram showing a detailed configuration of the magnetic pole position / rotation
バンドパスフィルタ12は、座標変換部10より出力されたγδ軸電流検出値iγ、iδに含まれ、高周波電圧vdh*、vqh*と同一周波数成分のγδ軸高周波電流iγh、iδhを抽出して出力する。
The
ディジタルフーリエ変換処理部13は、バンドパスフィルタ12にて抽出されたγδ軸高周波電流iγh、iδhを、高周波電圧vdh*、vqh*と同一となる周波数成分の実数軸成分、及び虚数軸成分iγh_Re、iγh_Im、iδh_Re、iδh_Imに分解して出力する。
The digital Fourier
楕円解析部14は、ディジタルフーリエ変換処理部13より出力された上記の実数軸成分及び虚数軸成分iγh_Re、iγh_Im、iδh_Re、iδh_Imに基づいて、γδ軸高周波電流iγh、iδhがγδ軸上で描く軌跡、即ち、γδ軸電流検出値iγ、iδを楕円(高周波電流ベクトル軌跡の楕円)に近似する。そして、楕円解析部14は、γ軸に対する高周波電流ベクトル軌跡の楕円長軸向き(偏差)θζと、高周波電流ベクトル軌跡の楕円長軸長さと楕円短軸長さとの積AB(以下、「楕円大きさAB」と呼ぶ。)から求められる高周波電流ベクトル軌跡の楕円大きさを、下記の(4)式に基づいて算出し、出力する。
PI増幅器15は、γ軸に対する高周波電流ベクトル軌跡の楕円長軸向きθζをPI増幅することにより、回転数推定値ω^を求め、これを図1に示す指令値生成部1に出力する。
The
積分器16は、PI増幅器15より出力された回転数推定値ω^を積分することにより、回転子の磁極位置推定値θ^を求め、これを図1に示す座標変換部4,10にそれぞれ出力する。
The
〈高周波電圧発生部3の動作説明〉
次に、本実施形態の特徴部分である高周波電圧発生部3について詳細に説明する。図1に示した高周波電圧発生部3では、通常駆動時は図3のように真円のベクトル軌跡を描く高周波電圧vdh*、vqh*を発生させる。このときの周波数は、電動機9の駆動周波数より充分大くし、例えばベクトルの大きさは85V、周波数を625Hzとすると、制御周期が100μsの場合は、高周波1周期あたり電流サンプリングは16回できるので、高周波電流ベクトル軌跡の楕円近似には充分なサンプリング数が得られる。
<Description of operation of high-frequency voltage generator 3>
Next, the high-frequency voltage generator 3 that is a characteristic part of the present embodiment will be described in detail. The high frequency voltage generator 3 shown in FIG. 1 generates high frequency voltages vdh * and vqh * that draw a perfect circle vector locus as shown in FIG. 3 during normal driving. The frequency at this time is sufficiently larger than the drive frequency of the electric motor 9. For example, if the vector size is 85V and the frequency is 625Hz, the current sampling can be performed 16 times per high frequency cycle when the control cycle is 100μs. A sufficient number of samplings can be obtained for elliptical approximation of the high-frequency current vector locus.
つまり、高周波電圧発生部3は、高周波電圧vdh*、vqh*のd軸成分とq軸成分のそれぞれの振幅と位相が高周波電圧周波数毎に異なる値となる高周波電圧を生成し、電圧指令値に重畳する。このため、従来より用いられている高周波電圧発生装置の簡単な改造で実現することが可能である。 That is, the high-frequency voltage generator 3 generates a high-frequency voltage in which the amplitude and phase of the d-axis component and the q-axis component of the high-frequency voltages vdh * and vqh * are different for each high-frequency voltage frequency, and the voltage command value Superimpose. Therefore, it can be realized by a simple modification of a conventionally used high-frequency voltage generator.
高周波電圧と高周波電流の関係を表す電圧方程式は、次の(5)式となる。
但し、Ld、Lqはモータインダクタンスである。 However, Ld and Lq are motor inductances.
周波数が十分に大きい場合には、(5)式の右辺は第二項が支配的であり、図3のような高周波電圧を印加した場合、高周波電流のベクトル軌跡は図4に示すように、長軸方向がほぼd軸に一致する楕円軌跡を描くことになる。また、(5)式の右辺の第一項と第三項は、長軸方向とd軸間の誤差成分として作用する。 When the frequency is sufficiently large, the second term is dominant in the right side of equation (5). When a high-frequency voltage as shown in FIG. 3 is applied, the vector locus of the high-frequency current is as shown in FIG. An elliptical locus whose major axis direction substantially coincides with the d axis is drawn. Also, the first and third terms on the right side of equation (5) act as error components between the major axis direction and the d-axis.
高周波電圧の周波数が異なると、(5)式の右辺第二項と、その他の項の関係性が変化するので、高周波電流の振幅、位相が変化し、長軸方向とd軸方向の誤差も異なる。 If the frequency of the high-frequency voltage is different, the relationship between the second term on the right side of equation (5) and the other terms changes, so the amplitude and phase of the high-frequency current change, and errors in the major axis direction and d-axis direction also occur. Different.
図5は、図1に示した高周波電圧発生部3の詳細な構成を示すブロック図である。図5に示すように、高周波電圧発生部3は、高周波電圧マップ参照部17と、高周波電圧位相補正量選択部18と、係数乗算部19、及び加算器41、42を有している。
FIG. 5 is a block diagram showing a detailed configuration of the high-frequency voltage generator 3 shown in FIG. As shown in FIG. 5, the high-frequency voltage generation unit 3 includes a high-frequency voltage
高周波電圧マップ参照部17は、d軸についてのVdhマップ171と、q軸についてのVqhマップ172を備えている。これらのマップデータ(Vdhマップ171、Vqhマップ172)は、dq軸高周波電圧を1周期分マップ化したものであり、高周波電圧位相補正量選択部18で選択された補正量で補正された高周波電圧位相θhにてマップ参照を行う。
The high-frequency voltage
高周波電圧位相補正量選択部18は、キャリア周波数指令に応じて切り替えられる選択スイッチ181、182を備えている。各選択スイッチ181、182は、キャリア周波数指令が5KHzである場合にはa側に接続され、1.25KHzである場合にはb側に接続されるように切り替えられる。また、選択スイッチ181、182の出力端はそれぞれ加算器41、42に接続されている。
The high-frequency voltage phase correction
そして、キャリア周波数として5KHzが選択されている場合には、高周波電圧位相補正量は、d軸、q軸共に0が選択され、このときマップ参照部17の出力は、図3に示すように、ベクトル軌跡が真円を描く高周波電圧となる。なお、高周波電圧マップはdq軸間の位相差が90°となるように構成している。
When 5 kHz is selected as the carrier frequency, 0 is selected as the high-frequency voltage phase correction amount for both the d-axis and the q-axis. At this time, the output of the
また、高周波電圧位相θhは、制御周期ごとに一定値増分するようにしているので、キャリア周期が5KHzから1.25KHzに切り替えられると、制御周期も100μsから400μsに切り替えられ、キャリア周波数の切替と同時に、高周波電圧の周波数も0.25倍となる。即ち、625Hzから156.25Hzに切り替えられる。キャリア周波数が1.25KHzに切り替えられると、高周波電圧位相補正量選択部18ではd軸高周波電圧位相補正量Δθhdとq軸高周波電圧位相補正量Δθhqが選択される。
Further, since the high frequency voltage phase θh is incremented by a constant value every control cycle, when the carrier cycle is switched from 5 KHz to 1.25 KHz, the control cycle is also switched from 100 μs to 400 μs, and the carrier frequency is switched. At the same time, the frequency of the high-frequency voltage is also 0.25 times. That is, it is switched from 625 Hz to 156.25 Hz. When the carrier frequency is switched to 1.25 KHz, the high-frequency voltage phase correction
係数乗算部19は、d軸の高周波電圧振幅ゲインKdが設定された係数器193と、q軸の高周波電圧振幅ゲインKqが設定された係数器194、及び2つの選択スイッチ191、192が設けられている。そして、キャリア周波数指令が5KHzである場合には、選択スイッチ191、192は共にa側に接続されるので、Vdhマップ171の出力信号、及びVqhマップ172の出力信号がそのままVdh*、Vqh*として出力される。キャリア周波数指令が1.25KHzに切り替えられると、選択スイッチ191、192は共にb側に接続されるので、Vdhマップ171より出力されるd軸高周波電圧の振幅にゲインKdを乗じた値がVdh*として出力され、Vqhマップ172より出力されるq軸高周波電圧の振幅にゲインKqを乗じた値がVqh*として出力される。
The
従って、高周波電圧発生部3は、高周波電圧ベクトル軌跡が高周波電圧周波数毎に異なる形状の高周波電圧Vdh*、Vqh*を生成し、この高周波電圧Vdh*、Vqh*を電圧指令値Vγ*、Vδ*に重畳する。 Therefore, the high-frequency voltage generator 3 generates high-frequency voltages Vdh * and Vqh * whose high-frequency voltage vector locus is different for each high-frequency voltage frequency, and uses the high-frequency voltages Vdh * and Vqh * as voltage command values Vγ * and Vδ *. Superimpose on.
次に、Δθhd、Δθhq、Kd、Kqの決定方法について説明する。キャリア周波数を低下させる目的は、モータロック時に電流が特定の相に集中し、インバータ回路7のパワー素子が熱破壊することを防止することである。従って、キャリア周期を低下させるシーンではモータ回転数はほぼ0であり、上述した(5)式は、次の(6)式に置き換えることができる。
このときの高周波電圧と高周波電流の関係は、図6に示すように、LPF(ローパスフィルタ)の入力と出力の関係になる。 The relationship between the high-frequency voltage and the high-frequency current at this time is the relationship between the input and output of an LPF (low-pass filter) as shown in FIG.
高周波電圧の周波数が切り替わっても高周波電流の振幅、位相が変わらない条件を、LPFの周波数特性(ゲイン、位相遅れ)から、周波数切り替え後の高周波電圧の位相補正値、振幅ゲインを逆算して決めればよく、次の(7)〜(10)式のようにして、Δθhd、Δθhq、Kd、Kqを決めることができる。
実際にはモデル化誤差やさまざまな非線形性のために真のパラメータを求めることは難しいので、上述した(7)〜(10)式で算出した値に基づいて、実験的に調整した値を用いてもよい。こうして、キャリア周波数を1.25KHzに低下させ、電圧周波数が156.25Hzになった場合の高周波電圧ベクトル軌跡は図7に示す如くとなり、電圧周波数が625Hzである場合と対比して振幅が小さく、形状も楕円状になる。 Actually, it is difficult to obtain a true parameter due to modeling errors and various nonlinearities. Therefore, experimentally adjusted values are used based on the values calculated by the equations (7) to (10) described above. May be. Thus, when the carrier frequency is lowered to 1.25 KHz and the voltage frequency becomes 156.25 Hz, the high frequency voltage vector locus becomes as shown in FIG. 7, and the amplitude is small compared to the case where the voltage frequency is 625 Hz, The shape is also elliptical.
つまり、電流センサ8u、8vにより検出される電流に含まれる高周波電流の振幅及び位相が、高周波電圧の周波数に関わらず一致するように、高周波電圧の振幅と位相、または前記高周波電圧ベクトル軌跡の大きさ及び形状が決定される。このため、磁極位置検出のために、電動機9の出力電流に対するBPF(バンドバスフィルタ)やDFTの、高周波電圧周波数切り替え時の処理が簡素化でき、少ない演算負荷で実現できる。
That is, the amplitude and phase of the high-frequency voltage or the magnitude of the high-frequency voltage vector locus so that the amplitude and phase of the high-frequency current included in the current detected by the
次に、本実施形態に係る制御装置の動作を、図8(a)、(b)に示すフローチャートを参照して説明する。図8(a)は、キャリア周波数を5KHzから1.25KHzに切り替えるときの、高周波電圧発生部3の動作を示すフローチャートである。 Next, the operation of the control device according to the present embodiment will be described with reference to the flowcharts shown in FIGS. FIG. 8A is a flowchart showing the operation of the high-frequency voltage generator 3 when the carrier frequency is switched from 5 KHz to 1.25 KHz.
はじめに、ステップS11において、高周波電圧発生部3は、高周波電圧位相補正量Δθhd、Δθhqを選択する。即ち、図5に示した選択スイッチ181、182の双方をb側に接続することにより、加算器41にΔθhdを出力し、加算器42にΔθhqを出力する。
First, in step S11, the high-frequency voltage generator 3 selects the high-frequency voltage phase correction amounts Δθhd and Δθhq. That is, by connecting both the selection switches 181 and 182 shown in FIG. 5 to the b side, Δθhd is output to the
次いで、ステップS12において、高周波電圧発生部3は、高周波電圧位相θhに補正量Δθhdを加算して得られる値(θh+Δθhd)をVdhマップ171に出力し、マップを参照してd軸高周波電圧を決定する。
Next, in step S12, the high frequency voltage generator 3 outputs a value (θh + Δθhd) obtained by adding the correction amount Δθhd to the high frequency voltage phase θh to the
同様に、ステップS13において、高周波電圧発生部3は、高周波電圧位相θhに補正量Δθhqを加算して得られる値(θh+Δθhq)をVqhマップ172に出力し、マップを参照してq軸高周波電圧を決定する。
Similarly, in step S13, the high-frequency voltage generator 3 outputs a value (θh + Δθhq) obtained by adding the correction amount Δθhq to the high-frequency voltage phase θh to the
ステップS14において、高周波電圧発生部3は、選択スイッチ191、192をb側に接続して、高周波電圧振幅ゲインKd、Kqを選択する。 In step S14, the high frequency voltage generator 3 connects the selection switches 191 and 192 to the b side to select the high frequency voltage amplitude gains Kd and Kq.
ステップS15において、高周波電圧発生部3は、d軸高周波電圧マップ参照値(Vdhマップ171の出力)をKd倍した値をd軸の高周波電圧Vdh*として出力する。 In step S15, the high-frequency voltage generator 3 outputs a value obtained by multiplying the d-axis high-frequency voltage map reference value (output of the Vdh map 171) by Kd as the d-axis high-frequency voltage Vdh *.
同様に、ステップS16において、高周波電圧発生部3は、q軸高周波電圧マップ参照値(Vqhマップ172の出力)をKq倍した値をq軸の高周波電圧Vqh*として出力する。 Similarly, in step S16, the high frequency voltage generator 3 outputs a value obtained by multiplying the q-axis high-frequency voltage map reference value (output of the Vqh map 172) by Kq as the q-axis high-frequency voltage Vqh *.
こうして出力される高周波電圧Vdh*、及びVqh*が、図1に示す加算器31、31に供給され、電流制御部2より出力されるγδ軸電圧指令値Vγ*’、Vδ*’に加算されることになる。
The high-frequency voltages Vdh * and Vqh * output in this way are supplied to the
次に、図8(b)に示すフローチャートを参照して、キャリア周波数を1.25KHzから5KHzに切り替えるときの、高周波電圧発生部3の動作について説明する。 Next, the operation of the high-frequency voltage generator 3 when the carrier frequency is switched from 1.25 KHz to 5 KHz will be described with reference to the flowchart shown in FIG.
はじめに、ステップS31において、高周波電圧発生部3は、高周波電圧位相補正量として0を選択する。即ち、図5に示した選択スイッチ181、182の双方をa側に接続することにより、加算器41及び42に0を出力する。
First, in step S31, the high frequency voltage generation unit 3 selects 0 as the high frequency voltage phase correction amount. That is, by connecting both the selection switches 181 and 182 shown in FIG. 5 to the a side, 0 is output to the
次いで、ステップS32において、高周波電圧発生部3は、高周波電圧位相θhを加算器41で加算演算を行うことなくVdhマップ171に出力し、マップを参照してd軸高周波電圧を決定する。
Next, in step S32, the high-frequency voltage generator 3 outputs the high-frequency voltage phase θh to the
同様に、ステップS33において、高周波電圧発生部3は、高周波電圧位相θhを加算器42で加算演算を行うことなくVqhマップ172に出力し、マップを参照してq軸高周波電圧を決定する。
Similarly, in step S33, the high-frequency voltage generator 3 outputs the high-frequency voltage phase θh to the
ステップS34において、高周波電圧発生部3は、d軸高周波電圧マップ参照値(Vdhマップ171の出力)をd軸の高周波電圧Vdh*として出力する。 In step S34, the high-frequency voltage generation unit 3 outputs the d-axis high-frequency voltage map reference value (output of the Vdh map 171) as the d-axis high-frequency voltage Vdh *.
同様に、ステップS35において、高周波電圧発生部3は、q軸高周波電圧マップ参照値(Vqhマップ172の出力)をq軸の高周波電圧Vqh*として出力する。 Similarly, in step S35, the high-frequency voltage generator 3 outputs the q-axis high-frequency voltage map reference value (output of the Vqh map 172) as the q-axis high-frequency voltage Vqh *.
こうして出力される高周波電圧Vdh*、Vqh*が、図1に示す加算器31、32に供給され、電流制御部2より出力されるγδ軸電圧指令値Vγ*’、Vδ*’に加算されることになる。
The high-frequency voltages Vdh * and Vqh * output in this way are supplied to the
このようにして、本発明の第1実施形態に係る電動機の制御装置50では、キャリア周波数が切り替えられ、この切替に伴って高周波電圧の周波数を切り替えた場合であっても、高周波電圧ベクトル軌跡の大きさをキャリア周波数に応じて切り替えることができるので、高周波電流から検出する磁極位置の誤差を、周波数によらず一定に維持することができ、回転子の位置、回転数の推定精度を向上させることができる。
Thus, in the
[第2実施形態]
次に、本発明の第2実施形態について説明する。図9は、第2実施形態に係る電動機の制御装置51の構成を示すブロック図である。第2実施形態では、図1に示した第1実施形態と対比して、高周波電圧発生部3に、トルク指令値T*、電動機の回転数推定値ω^、及びインバータ回路7に供給される直流電源6の電圧検出値Vdcを入力している点で相違する。従って、以下では、この相違点である高周波電圧発生部3について詳細に説明する。
[Second Embodiment]
Next, a second embodiment of the present invention will be described. FIG. 9 is a block diagram showing the configuration of the
図10は、第2実施形態に係る高周波電圧発生部3の構成を示すブロック図である。図10に示すように、第2実施形態に係る高周波電圧発生部3は、高周波電圧の振幅・位相マップ参照部20を備えている。
FIG. 10 is a block diagram illustrating a configuration of the high-frequency voltage generation unit 3 according to the second embodiment. As shown in FIG. 10, the high-frequency voltage generation unit 3 according to the second embodiment includes a high-frequency voltage amplitude / phase
振幅・位相マップ参照部20は、Δθhdマップ201、Δθhqマップ202、Kdマップ203、及びKqマップ204を備えている。そして、これらの各マップ201〜204に、前述したT*、ω^、Vdc、及びキャリア周波数指令が入力され、入力された各データに基づいて、Δθhdマップ201はd軸高周波電圧位相補正量Δθhdを加算器43に出力し、Δθhqマップ202はq軸高周波電圧位相補正量Δθhqを加算器44に出力する。また、Kdマップ203は高周波電圧振幅ゲインKdを乗算器45に出力し、Kqマップ204は高周波電圧振幅ゲインKqを乗算器46に出力する。
The amplitude / phase
振幅・位相マップ参照部20では、キャリア周波数指令(5KHzまたは1.25KHz)以外に、トルク指令値T*、電動機の回転数推定値ω^、及び電圧検出値Vdcを入力して、高周波電圧の振幅、位相を算出している。
In addition to the carrier frequency command (5 KHz or 1.25 KHz), the amplitude / phase
前述した(5)式から理解されるように、高周波電圧と高周波電流の関係性は回転数ωと電動機9のインダクタンスLd、Lqに依存している。該インダクタンスLd、Lqは、磁気飽和の影響で電流に依存する性質を持っており、トルクによって異なる。また、電圧検出値Vdcによって弱め磁束領域の電流条件が変わるため、同様にLd、Lqが異なる。 As understood from the above-described equation (5), the relationship between the high-frequency voltage and the high-frequency current depends on the rotational speed ω and the inductances Ld and Lq of the motor 9. The inductances Ld and Lq have a property that depends on the current due to the influence of magnetic saturation and differ depending on the torque. Further, since the current condition in the magnetic flux weakening region changes depending on the voltage detection value Vdc, Ld and Lq are similarly different.
従って、第2実施形態では、高周波電圧の振幅、位相はキャリア周波数、トルク指令値T*、回転数ω、電圧Vdcごとに最適な値を用いるようにしているので、キャリア周期の切り替えに伴って高周波電圧周波数を切り替えても、動作点によらず回転子の位置、及び回転数の推定値の変動を抑制することができる。 Accordingly, in the second embodiment, the amplitude and phase of the high-frequency voltage are set to optimum values for the carrier frequency, the torque command value T *, the rotation speed ω, and the voltage Vdc. Even if the high-frequency voltage frequency is switched, fluctuations in the estimated position value and the rotor position can be suppressed regardless of the operating point.
換言すれば、高周波電圧(V*dh、V*qh)の振幅及び位相、または高周波電圧ベクトル軌跡の大きさ及び形状は、電動機9のトルクまたは回転数等の動作点毎に適した値を用いるようにしたので、電動機9の動作点が変化した場合でも、高周波電圧周波数の切り替え時における回転子の位置、及び回転数を精度良く推定することができる。 In other words, the amplitude and phase of the high-frequency voltage (V * dh, V * qh) or the size and shape of the high-frequency voltage vector locus use values suitable for each operating point such as the torque or the rotational speed of the motor 9. Since it did in this way, even when the operating point of the electric motor 9 changes, the position of a rotor and the rotation speed at the time of switching of a high frequency voltage frequency can be estimated accurately.
[第3実施形態]
次に、本発明の第3実施形態について説明する。第3実施形態に係る電動機の制御装置の構成は、図1に示したブロック図と同様であり、高周波電圧発生部3の内部構成のみが相違する。図11は、第3実施形態に係る電動機の制御装置における高周波電圧発生部3の構成を示すブロック図である。
[Third Embodiment]
Next, a third embodiment of the present invention will be described. The configuration of the motor control device according to the third embodiment is the same as that of the block diagram shown in FIG. 1, and only the internal configuration of the high-frequency voltage generator 3 is different. FIG. 11 is a block diagram illustrating a configuration of the high-frequency voltage generation unit 3 in the motor control device according to the third embodiment.
図11に示すように、第3実施形態では、前述した第1実施形態(図5)と対比して、高周波電圧位相補正量算出部21が設けられている点で相違する。即ち、図5に示した高周波電圧位相補正量選択部18の代わりに、高周波電圧位相補正量算出部21が設けられている。
As shown in FIG. 11, the third embodiment differs from the first embodiment (FIG. 5) in that a high-frequency voltage phase correction
高周波電圧位相補正量算出部21は、入力が0の2つのLPF(ローパスフィルタ)22、23の出力を位相補正量として出力するように構成し、キャリア周波数が切り替わったときのみLPF22、23の出力が初期化されるようにしている。
The high-frequency voltage phase correction
つまり、キャリア周期が切り替わるとLPF22の出力は、Δθhd(1.25KHz)またはΔθhd(5KHz)で初期化され、その後、時間経過と共に0に漸近し、LPF23の出力もΔθhq(1.25KHz)またはΔθhq(5KHz)で初期化され、その後、時間経過と共に0に漸近する。
That is, when the carrier period is switched, the output of the
よって、通常時は高周波電圧位相補正量は0なので、高周波電圧のベクトル軌跡は真円となるが、キャリア周期が切り替わると、LPF22、23の初期化の値の差に応じてベクトル軌跡は楕円状になり、その後、徐々に真円に戻る(高周波電圧マップはdq軸間の位相差が90°となるようにしている)。
Therefore, since the high-frequency voltage phase correction amount is normally 0, the vector locus of the high-frequency voltage is a perfect circle. However, when the carrier period is switched, the vector locus is elliptical according to the difference in the initialization values of the
換言すれば、高周波電圧発生部3は、電動機9の駆動周波数とは異なる周波数で、ベクトル軌跡が真円を描く高周波電圧を生成し、この高周波電圧を前記電圧指令値に重畳し、また、高周波電圧の周波数が切り替えられた場合には、ベクトル軌跡が非真円形状となるように変化させ、時間の経過と共に徐々にベクトル軌跡を真円形状に戻している。 In other words, the high-frequency voltage generator 3 generates a high-frequency voltage in which the vector locus draws a perfect circle at a frequency different from the drive frequency of the electric motor 9, superimposes this high-frequency voltage on the voltage command value, When the frequency of the voltage is switched, the vector locus is changed so as to have a non-circular shape, and the vector locus is gradually returned to a perfect circle shape as time passes.
このようにして、第3実施形態に係る電動機の制御装置では、キャリア周波数の切り替えに伴って高周波電圧の周波数を切り替えた場合でも、高周波電圧ベクトル軌跡の形状を一時的に非真円状に変化させるようにしたので、高周波電流から検出する磁極位置の急激な変化を抑制することができ、回転子の位置・回転数推定値が振動的になることを抑制することができる。 As described above, in the motor control device according to the third embodiment, even when the frequency of the high-frequency voltage is switched in accordance with the switching of the carrier frequency, the shape of the high-frequency voltage vector locus is temporarily changed to a non-circular shape. As a result, a sudden change in the magnetic pole position detected from the high-frequency current can be suppressed, and the rotor position / rotation speed estimation value can be suppressed from becoming oscillating.
キャリア周波数違いによる磁極位置推定値の定常的な誤差は、キャリア周波数ごとに補正値を持っておき、キャリア周波数が切り替わった場合は磁極位置推定値の変化の速さに応じたLPF等で連続的に推移させれば良い。 The steady-state error of the magnetic pole position estimation value due to the difference in the carrier frequency has a correction value for each carrier frequency, and when the carrier frequency is switched, it is continuous with LPF or the like according to the speed of change of the magnetic pole position estimation value. What is necessary is just to change to.
以上、本発明の電動機の制御装置を図示の実施形態に基づいて説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、各部の構成は、同様の機能を有する任意の構成のものに置き換えることができる。 As mentioned above, although the control apparatus of the electric motor of this invention was demonstrated based on embodiment of illustration, this invention is not limited to this, The structure of each part is substituted by the thing of the arbitrary structures which have the same function. be able to.
本発明は、電動機回転子の状態を精度良く推定する上で極めて有用である。 The present invention is extremely useful in accurately estimating the state of the motor rotor.
1 指令値生成部
2 電流制御部
3 高周波電圧発生部
4 座標変換部
5 PWM変換部
6 直流電源
7 インバータ回路
8u,8v 電流センサ
9 電動機
10 座標変換部
11 磁極位置・回転数推定部
12 バンドパスフィルタ
13 ディジタルフーリエ変換処理部
14 楕円解析部
15 PI増幅器
16 積分器
17 高周波電圧マップ参照部
18 高周波電圧位相補正量選択部
19 係数乗算部
20 位相マップ参照部
21 高周波電圧位相補正量算出部
31,32 加算器
41,42 加算器
50,51 制御装置
DESCRIPTION OF
Claims (5)
キャリア周波数に基づいて、前記電動機の駆動周波数とは異なる周波数の高周波電圧を生成し、生成した高周波電圧を、前記電圧指令値演算手段により演算された電圧指令値に重畳する高周波電圧発生手段と、
インバータ回路を有し、前記高周波電圧発生手段により高周波電圧が重畳された電圧指令値に基づいて、前記インバータ回路に設けられる各スイッチング素子を駆動する駆動信号を生成し、前記インバータ回路により直流電圧を交流電圧に変換して前記電動機を駆動する駆動手段と、
前記駆動手段から前記電動機に供給されている電流を検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段により検出された電流に含まれる高周波電流のベクトル軌跡に基づき、電動機回転子の磁極位置を推定する回転子状態推定手段と、
前記回転子状態推定手段により推定された回転子の状態に基づいて、前記駆動手段を制御して前記電動機を駆動させる制御手段とを備え、
前記高周波電圧発生手段は、前記キャリア周波数の切り替えに伴って、前記高周波電圧の周波数を切り替える際に、前記キャリア周波数毎に高周波電圧ベクトル軌跡が高周波電圧周波数毎に異なる形状となる高周波電圧を生成し、前記高周波電圧を前記電圧指令値に重畳することを特徴とする電動機の制御装置。 A voltage command value calculating means for calculating a voltage command value of an excitation direction component of the motor and a voltage command value of a torque direction component as a voltage command value for controlling the motor to a desired state;
High-frequency voltage generating means for generating a high-frequency voltage having a frequency different from the drive frequency of the electric motor based on a carrier frequency and superimposing the generated high-frequency voltage on the voltage command value calculated by the voltage command value calculating means;
A drive signal for driving each switching element provided in the inverter circuit based on a voltage command value on which the high-frequency voltage is superimposed by the high-frequency voltage generating means; Drive means for converting the AC voltage to drive the electric motor;
Current detecting means for detecting a current supplied from the driving means to the electric motor;
Rotor state estimating means for estimating the magnetic pole position of the motor rotor based on the vector locus of the high-frequency current included in the current detected by the current detecting means;
Control means for controlling the driving means to drive the electric motor based on the state of the rotor estimated by the rotor state estimating means,
The high-frequency voltage generation means generates a high-frequency voltage having a high-frequency voltage vector locus having a different shape for each high-frequency voltage frequency for each carrier frequency when the frequency of the high-frequency voltage is switched with the switching of the carrier frequency. The motor control device superimposes the high-frequency voltage on the voltage command value.
前記高周波電圧発生手段は、前記高周波電圧のd軸成分とq軸成分のそれぞれの振幅と位相が高周波電圧周波数毎に異なる値となる高周波電圧を、前記電圧指令値に重畳することを特徴とする電動機の制御装置。 The motor control device according to claim 1,
The high-frequency voltage generating means superimposes a high-frequency voltage having a different value for each high-frequency voltage frequency on the voltage command value in the amplitude and phase of each of the d-axis component and the q-axis component of the high-frequency voltage. Electric motor control device.
前記電流検出手段により検出される電流に含まれる高周波電流の振幅及び位相が、前記高周波電圧の周波数に関わらず一致するように、前記高周波電圧の振幅と位相、または前記高周波電圧ベクトル軌跡の大きさ及び形状を決定することを特徴とする電動機の制御装置。 In the motor control device according to claim 1 or 2,
The amplitude and phase of the high-frequency voltage or the size of the high-frequency voltage vector locus so that the amplitude and phase of the high-frequency current included in the current detected by the current detection means match regardless of the frequency of the high-frequency voltage. And a control device for the electric motor, wherein the shape is determined.
前記高周波電圧の振幅及び位相、または高周波電圧ベクトル軌跡の大きさ及び形状は、トルクまたは回転数の動作点毎に適した値を用いることを特徴とする電動機の制御装置。 In the motor control device according to any one of claims 1 to 3,
The motor control apparatus characterized in that the amplitude and phase of the high-frequency voltage or the size and shape of the high-frequency voltage vector locus use values suitable for each operating point of torque or rotational speed.
キャリア周波数に基づいて、前記電動機の駆動周波数とは異なる周波数の高周波電圧を生成し、生成した高周波電圧を、前記電圧指令値演算手段により演算された電圧指令値に重畳する高周波電圧発生手段と、
インバータ回路を有し、前記高周波電圧発生手段により高周波電圧が重畳された電圧指令値に基づいて、前記インバータ回路に設けられる各スイッチング素子を駆動する駆動信号を生成し、前記インバータ回路により直流電圧を交流電圧に変換して前記電動機を駆動する駆動手段と、
前記駆動手段から前記電動機に供給されている電流を検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段により検出された電流に含まれる高周波電流のベクトル軌跡に基づき、電動機回転子の磁極位置を推定する回転子状態推定手段と、
前記回転子状態推定手段により推定された回転子の状態に基づいて、前記駆動手段を制御して前記電動機を駆動させる制御手段とを備え、
前記高周波電圧発生手段は、電動機の駆動周波数とは異なる周波数で、ベクトル軌跡が真円を描く高周波電圧を生成し、この高周波電圧を前記電圧指令値に重畳し、前記高周波電圧の周波数が切り替えられた場合には、前記ベクトル軌跡が非真円形状となるように変化させ、時間の経過と共に徐々に前記ベクトル軌跡を真円形状に戻すことを特徴とする電動機の制御装置。 A voltage command value calculating means for calculating a voltage command value of an excitation direction component of the motor and a voltage command value of a torque direction component as a voltage command value for controlling the motor to a desired state;
High-frequency voltage generating means for generating a high-frequency voltage having a frequency different from the drive frequency of the electric motor based on a carrier frequency and superimposing the generated high-frequency voltage on the voltage command value calculated by the voltage command value calculating means;
A drive signal for driving each switching element provided in the inverter circuit based on a voltage command value on which the high-frequency voltage is superimposed by the high-frequency voltage generating means; Drive means for converting the AC voltage to drive the electric motor;
Current detecting means for detecting a current supplied from the driving means to the electric motor;
Rotor state estimating means for estimating the magnetic pole position of the motor rotor based on the vector locus of the high-frequency current included in the current detected by the current detecting means;
Control means for controlling the driving means to drive the electric motor based on the state of the rotor estimated by the rotor state estimating means,
The high-frequency voltage generating means generates a high-frequency voltage in which a vector locus draws a perfect circle at a frequency different from the drive frequency of the electric motor, superimposes the high-frequency voltage on the voltage command value, and the frequency of the high-frequency voltage is switched. In this case, the motor control device is characterized in that the vector locus is changed so as to have a non-circular shape, and the vector locus is gradually returned to a perfect circle shape as time passes.
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Cited By (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2013005762A1 (en) * | 2011-07-04 | 2013-01-10 | 日産自動車株式会社 | Inverter control device and inverter control method |
JP2013066303A (en) * | 2011-09-16 | 2013-04-11 | Fuji Electric Co Ltd | Control device of permanent magnet type synchronous motor |
WO2013141059A1 (en) * | 2012-03-22 | 2013-09-26 | 日産自動車株式会社 | Control device for three-phase ac induction motor and control method for three-phase ac induction motor |
CN104620497A (en) * | 2012-09-21 | 2015-05-13 | 日产自动车株式会社 | Inverter control device and inverter control method |
KR20180098312A (en) * | 2015-12-23 | 2018-09-03 | 로베르트 보쉬 게엠베하 | Method and apparatus for on-line estimation of the initial position of a surface permanent magnet electromechanical machine |
KR20200004634A (en) * | 2018-07-04 | 2020-01-14 | 현대자동차주식회사 | Apparatus for controlling motor of vehicle |
JP2020137216A (en) * | 2019-02-18 | 2020-08-31 | コニカミノルタ株式会社 | Motor control device, initial position estimation method of magnetic pole of rotor, and image forming apparatus |
WO2021019662A1 (en) * | 2019-07-30 | 2021-02-04 | 三菱電機株式会社 | Control device for ac rotating electric machine, and electric power steering device |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2003219682A (en) * | 2002-01-21 | 2003-07-31 | Daikin Ind Ltd | Method of detecting magnetic pole position of rotor of electric motor and device thereof |
JP2004343833A (en) * | 2003-05-13 | 2004-12-02 | Toshiba Corp | Motor controller |
JP2007124836A (en) * | 2005-10-28 | 2007-05-17 | Denso Corp | Method of estimating rotating angle of synchronous machine having saliency |
-
2009
- 2009-07-24 JP JP2009173033A patent/JP5493536B2/en active Active
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2003219682A (en) * | 2002-01-21 | 2003-07-31 | Daikin Ind Ltd | Method of detecting magnetic pole position of rotor of electric motor and device thereof |
JP2004343833A (en) * | 2003-05-13 | 2004-12-02 | Toshiba Corp | Motor controller |
JP2007124836A (en) * | 2005-10-28 | 2007-05-17 | Denso Corp | Method of estimating rotating angle of synchronous machine having saliency |
Cited By (20)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2013005762A1 (en) * | 2011-07-04 | 2013-01-10 | 日産自動車株式会社 | Inverter control device and inverter control method |
CN103636117A (en) * | 2011-07-04 | 2014-03-12 | 日产自动车株式会社 | Inverter control device and inverter control method |
US9178463B2 (en) | 2011-07-04 | 2015-11-03 | Nissan Motor Co., Ltd. | Inverter control device and inverter control method |
CN103636117B (en) * | 2011-07-04 | 2016-04-27 | 日产自动车株式会社 | Control device for inverter and inverter control method |
JP2013066303A (en) * | 2011-09-16 | 2013-04-11 | Fuji Electric Co Ltd | Control device of permanent magnet type synchronous motor |
WO2013141059A1 (en) * | 2012-03-22 | 2013-09-26 | 日産自動車株式会社 | Control device for three-phase ac induction motor and control method for three-phase ac induction motor |
CN104205614A (en) * | 2012-03-22 | 2014-12-10 | 日产自动车株式会社 | Control device for three-phase ac induction motor and control method for three-phase ac induction motor |
JPWO2013141059A1 (en) * | 2012-03-22 | 2015-08-03 | 日産自動車株式会社 | Control device for three-phase AC induction motor and control method for three-phase AC induction motor |
CN104620497A (en) * | 2012-09-21 | 2015-05-13 | 日产自动车株式会社 | Inverter control device and inverter control method |
JP2018538782A (en) * | 2015-12-23 | 2018-12-27 | ローベルト ボツシユ ゲゼルシヤフト ミツト ベシユレンクテル ハフツングRobert Bosch Gmbh | Method and apparatus for on-line estimation of initial position of surface magnet type permanent magnet electric machine |
KR20180098312A (en) * | 2015-12-23 | 2018-09-03 | 로베르트 보쉬 게엠베하 | Method and apparatus for on-line estimation of the initial position of a surface permanent magnet electromechanical machine |
US10601354B2 (en) | 2015-12-23 | 2020-03-24 | Robert Bosch Gmbh | Method and apparatus for on-line estimation of initial position of surface permanent magnet electric machine |
KR102579496B1 (en) * | 2015-12-23 | 2023-09-19 | 로베르트 보쉬 게엠베하 | Method and apparatus for online estimation of initial position of a surface permanent magnet electric machine |
KR20200004634A (en) * | 2018-07-04 | 2020-01-14 | 현대자동차주식회사 | Apparatus for controlling motor of vehicle |
KR102603065B1 (en) * | 2018-07-04 | 2023-11-16 | 현대자동차주식회사 | Apparatus for controlling motor of vehicle |
JP2020137216A (en) * | 2019-02-18 | 2020-08-31 | コニカミノルタ株式会社 | Motor control device, initial position estimation method of magnetic pole of rotor, and image forming apparatus |
JP7188169B2 (en) | 2019-02-18 | 2022-12-13 | コニカミノルタ株式会社 | MOTOR CONTROL DEVICE, METHOD FOR ESTIMATING INITIAL POSITION OF ROTOR'S POLES, AND IMAGE FORMING DEVICE |
WO2021019662A1 (en) * | 2019-07-30 | 2021-02-04 | 三菱電機株式会社 | Control device for ac rotating electric machine, and electric power steering device |
JPWO2021019662A1 (en) * | 2019-07-30 | 2021-10-21 | 三菱電機株式会社 | Control device for AC rotating electric machine and electric power steering device |
JP7090812B2 (en) | 2019-07-30 | 2022-06-24 | 三菱電機株式会社 | Control device for AC rotary electric machine and electric power steering device |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
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