JP2011004400A - 電磁トランスポンダの結合係数の誘導性評価 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、トランスポンダが存在する端末の磁場内におけるトランスポンダと端末との結合係数を評価できる方法を提供する。
【解決手段】本発明に係る電磁トランスポンダと端末との結合係数を評価する方法によれば、前記トランスポンダの発振回路の２対のインダクタンス値及びキャパシタンス値を、前記発振回路の同調を維持するように選定し、前記２対のインダクタンス値及びキャパシタンス値に関して得られる前記発振回路の電圧の比率を、１又は複数の閾値と比較し、比較結果に基づき、前記結合係数を評価する。
【選択図】図４

Description

本発明は、一般的には、電子システムに関し、より具体的には、電磁トランスポンダ、すなわち、読出し及び／又は書込み端末によって非接触且つ無線で応答され得るトランシーバを用いたシステムに関する。

多くの通信システムは、端末によって生成される電磁場の変調に基づいている。前記通信システムは、盗難防止装置として使用される最も簡素な電子タグから、トランスポンダが端末の電磁場内に存在するときに端末と通信するためのトランスポンダが、計算機能（例えば、電子財布）又はデータ処理機能を備えているより複雑なシステムまで多岐にわたっている。

電磁トランスポンダを備えたシステムは、アンテナを形成する巻線を備えた発振回路のトランスポンダ側及び端末側での使用に基づいている。このような発振回路は、トランスポンダが端末の電磁場内に入ったとき、近傍の磁場によって結合される。端末の発振回路及びトランスポンダの発振回路は、一般的には、端末の発振回路の励起周波数に相当する同一の周波数に同調される。

トランスポンダは、ほとんどの場合、自己電源を有しておらず、端末のアンテナによって発せられる高周波磁場から自身の回路に必要な電力を取り出す。

欧州特許出願公開第０８５７９８１号明細書

通信の品質及び電力伝送の品質は、端末とトランスポンダとの結合により決まる。端末及びトランスポンダ間の距離に（非線形に）反比例するこの結合は、トランスポンダによって回収される電圧の振幅を調節する。従って、トランスポンダが存在する端末の磁場内におけるトランスポンダと端末との結合係数を評価できることが必要である。

トランスポンダと端末との結合係数を評価できることが好ましい。

また、通信中に前記結合係数の変動を評価できることが好ましい。

また、端末及びトランスポンダ間でデータの交換を必要とすることなく、結合係数を評価できることが好ましい。

また、前記評価をトランスポンダ側で行え得ることが好ましい。

更に、その磁場内にトランスポンダを有する端末のタイプとは無関係に解決法を提供することが好ましい。

これらの目的及び他の目的の全て又は一部を達成するために、本発明は、電磁トランスポンダと端末との結合係数を評価する方法であって、前記トランスポンダの発振回路の２対のインダクタンス値及びキャパシタンス値を、前記発振回路の同調を維持するように選定し、前記２対のインダクタンス値及びキャパシタンス値に関して得られる前記発振回路の電圧の比率を、１又は複数の閾値と比較し、比較結果に基づき、前記結合係数を評価することを特徴とする方法を提供する。

本発明によれば、前記発振回路の両端間に設けられている整流器によって与えられる直流電圧を、前記２対のインダクタンス値及びキャパシタンス値の夫々の対に関して測定する。

本発明によれば、前記２対のインダクタンス値及びキャパシタンス値の内の一方の対に関する最適結合係数に基づき、前記結合係数を評価する。

本発明によれば、前記閾値は、前記２対のインダクタンス値及びキャパシタンス値の内のインダクタンス値の関数である。

本発明によれば、前記２対のインダクタンス値及びキャパシタンス値の内の一方の対に関する最適結合係数に基づき、前記結合係数を評価する。

本発明は、更に、前記評価された結合係数に基づいて、電磁トランスポンダを過熱から保護する方法であって、前記結合係数と最適結合係数との比率が、２つの閾値の範囲内にあるか否かを判断し、前記比率が２つの閾値の範囲内にあるとき、前記発振回路を離調して、前記トランスポンダを過熱から保護することを特徴とする方法を提供する。

本発明は、更に、電磁トランスポンダが端末の磁場内にあるとき、直流電圧を与えることが可能な整流器の上流側に設けられた発振回路と、該発振回路と機能的に並列に接続され得る少なくとも１つの切替可能な誘導性素子及び少なくとも１つの切替可能な容量性素子とを備えていることを特徴とする電磁トランスポンダを提供する。

本発明によれば、前記切替可能な誘導性素子及び容量性素子は、前記整流器の出力端子に接続されている。

本発明によれば、前記誘導性素子及び容量性素子は夫々２つ備えられており、一方の前記誘導性素子及び容量性素子は、前記発振回路の第１の端子と固定電位との間に接続されており、他方の前記誘導性素子及び容量性素子は、前記発振回路の第２の端子と固定電位との間に接続されている。

本発明によれば、前記固定電位は、アースである。

本発明によれば、前記誘導性素子は、能動回路によって形成されている。

本発明によれば、前記トランスポンダは、評価方法又は保護方法を実施すべくプログラミングされたプロセッサを更に備えている。

本発明の前述及び他の目的、特徴及び利点を、添付図面を参照して本発明を限定するものではない特定の実施形態について以下に詳細に説明する。

本発明が一例として適用されるタイプの電磁トランスポンダ通信システムを非常に簡略化して示す図である。 電磁トランスポンダ通信システムの端末及びトランスポンダを示すブロック略図である。 結合係数に応じたトランスポンダの発振回路の電圧の変動の一例を示す図である。 結合係数を評価するための方法の実施形態を示すフローチャートである。 端末との結合係数を評価することが可能なトランスポンダの実施形態を示すブロック図である。 結合係数を評価することが可能なトランスポンダの別の実施形態を示すブロック図である。 図５に示されたタイプのトランスポンダの実施形態をより詳細に示すブロック図である。 図５に示されたタイプのトランスポンダのより詳細な実施形態を示す部分図である。 図５に示されたタイプのトランスポンダを示す部分電子回路略図である。

同一の構成要素は、異なる図面において同一の参照番号で示されている。明瞭化のために、本発明の理解に有用なステップ及び構成要素のみが示され、説明されている。具体的には、トランスポンダと端末との通信については詳述されておらず、本発明は、あらゆる通常の通信に適合する。更に、トランスポンダによる結合係数の判断以外の端末又は前記トランスポンダによって実施され得る機能も詳述されておらず、本発明は、ここでもまた、端末又はトランスポンダのあらゆる通常の機能に適合する。

図１は、電磁トランスポンダ通信システムのブロック図である。端末１は、（例えば、近距離無線通信（ＮＦＣ：near field communication）プロトコルに応じて、離れた構成要素、すなわち、トランスポンダと近距離で通信することが可能である。

端末１は、様々な形態、例えば、輸送チケット確認端末、電子パスポートリーダ、ラップトップ型コンピュータ、移動通信機器（ＧＳＭ電話、ＰＤＡ等）、自動車を始動させる電子制御ユニット等の形態から構成され得る。

同様に、トランスポンダ２は、様々な形態、例えば、チップカード、電子輸送チケット、電子パスポート、通信端末（ＧＳＭ電話、ＰＤＡ等）、電子タグ等の形態から構成され得る。

図２は、端末１及びトランスポンダ２の実施例を非常に概略的に示す。

端末１は、コンデンサ（容量性素子）Ｃ１及び抵抗器Ｒ１と直列のインダクタンス（誘導性素子）Ｌ１から構成された一般的には直列の発振回路Ｌ１−Ｃ１を備えている。図２に示された実施例では、この直列発振回路は、増幅器すなわちアンテナカプラ１４の出力端子１２と、基準電圧を有する端子１３（一般的には、アース（固定電位））との間に接続されている。発振回路内の電流を測定する測定素子１５が、例えば、容量性素子Ｃ１とアース１３との間に設けられている。測定素子１５は、後述する位相調整ループに属している。増幅器１４は変調器（ＭＯＤ）１６から与えられる高周波伝送信号を受取り、変調器１６は、例えば、水晶発振器（図示せず）から基準周波数信号（ＯＳＣ）を受取る。変調器１６は、必要に応じて、伝送を制御して利用するための回路１１から与えられる信号Ｔｘを受取る。回路１１は、一般的には、制御及びデータ処理マイクロプロセッサを備えており、図示しない様々な入力／出力回路（キーボード、ディスプレイ、サーバと通信する要素等）及び／又は処理回路と通信する。端末１の構成要素は、ほとんどの場合、その動作に必要な電力を電源回路（図示せず）から取り出しており、電源回路は、例えば、電源供給ライン配電システム（コンセント）又はバッテリ（例えば、自動車、携帯電話又はコンピュータのバッテリ）に接続されている。変調器１６は、（例えば、１３．５６ＭＨｚの）高周波搬送波（信号）Ｔｘを、直列発振回路Ｌ１−Ｃ１に供給し、該発振回路は磁場を生成する。

容量性素子Ｃ１は、例えば、信号ＣＴＲＬにより制御可能な可変容量性素子である。この容量性素子Ｃ１は、基準信号に関するアンテナ（インダクタンス）Ｌ１の電流Ｉ１の位相調整に関与する。この調整は、高周波信号の調整、すなわち、送信されるべきデータＴｘがないとき増幅器１４に与えられる信号に相当する搬送波の信号の調整である。該調整は、基準信号と一定の位相関係でアンテナＬ１の電流Ｉ１を維持するように、端末１の発振回路のキャパシタンスを変化させることによって行われる。この基準信号は、例えば、変調器１６に供給される基準周波数信号ＯＳＣに相当する。信号ＣＴＲＬは、比較器１７から与えられる。比較器１７は、前記基準信号に関する位相間隔を検出する機能と、検出に応じて、容量性素子Ｃ１のキャパシタンスを変更する機能とを有する。この比較器１７は、測定素子１５（例えば、強度変圧器又は抵抗器）によって検出される発振回路の電流Ｉ１に関するデータＭＥＳを受取る。

端末１と協働可能なトランスポンダ２は、発振回路を備えており、該発振回路は、例えば、２つの端子２１及び端子２２間のコンデンサ（容量性素子）Ｃ２と並列なインダクタンス（誘導性素子）Ｌ２から並列に構成されている。（受信共振回路と呼ばれる）並列発振回路Ｌ２−Ｃ２は、端末１の発振回路Ｌ１−Ｃ１によって生成される磁場を取り込むように設けられている。発振回路Ｌ２−Ｃ２及び発振回路Ｌ１−Ｃ１は、同一の共振周波数（例えば、１３．５６ＭＨｚ）に同調される。端子２１及び端子２２は、（ほとんどの場合、全波の）整流ブリッジ２３の２つの交流入力端子に接続されている。整流ブリッジ２３の整流出力端子が、正端子２４及び基準端子２５を夫々画定する。コンデンサＣａが、整流電圧を平滑化するために、端子２４及び端子２５間に接続されている。回収された電力が、図示しないバッテリを再充電するために用いられる。

トランスポンダ２が端末１の磁場内にあるとき、高周波電圧が、共振回路Ｌ２−Ｃ２に生成される。整流ブリッジ２３によって整流されてコンデンサＣａによって平滑化されるこの電圧は、電圧調整器（ＲＥＧ）２６を介してトランスポンダ２の電子回路に供給電圧として与えられる。このような電子回路は、一般的には、記憶装置（図示せず）と関連付けられた処理部（例えば、マイクロコントローラμＣ、プロセッサ）２７と、端末１から受信される信号を復調する復調器（ＤＥＭ）２８と、データを端末１に送信するための変調器（ＭＯＤ）２９とを含んでいる。トランスポンダ２は、一般的には、整流前に端子２１及び端子２２の一方から回収される高周波信号から回路２０によって取り出されるクロック（ＣＬＫ）を用いて同期される。ほとんどの場合、トランスポンダ２の全ての電子回路は、同一のチップにまとめられている。

端末１からトランスポンダ２にデータを送信するために、変調器１６は、信号Ｔｘに応じて搬送波の信号（ＯＳＣ）を変調（一般に、振幅変調）する。トランスポンダ２側では、これらのデータは、電圧Ｖ_Caに基づいて復調器２８によって復調される。復調器２８は、復調されるべき信号を整流ブリッジ２３の上流側でサンプリングする。

トランスポンダ２から端末１へデータを送信するために、変調器２９は、端末１により生成される磁場内でトランスポンダの回路によって形成される負荷の変調（逆変調）段３０を制御する。この変調（逆変調）段３０は、一般的には、端子２４及び端子２５間で直列な電子スイッチＫ３０（例えば、トランジスタ）及び抵抗器Ｒ３０（又は、コンデンサ）から構成されている。スイッチＫ３０は、端末１の発振回路の励起信号の周波数より十分低い（一般的には、少なくとも１０分の１の）いわゆる副搬送波周波数（例えば、８４７．５ｋＨｚ）で制御される。スイッチＫ３０がオンのとき、トランスポンダ２が高周波磁場から大量の電力をサンプリングするように、トランスポンダ２の発振回路は、回路２０、調整器２６、処理部２７、復調器２８及び変調器２９によって形成される負荷に対して追加的な減衰を受ける。端末１側では、増幅器１４は高周波励起信号の振幅を一定に維持する。その結果、トランスポンダ２の電力変動が、アンテナＬ１の電流Ｉ１の振幅及び位相変動として変換される。この変動は、端末１の振幅又は位相復調器によって検出される。図２に示された実施形態では、比較器１７は、トランスポンダ２から与えられる信号を復調するためにも用いられる位相復調器と一体化されている。従って、比較器１７は、回路１１に返す信号Ｒｘに、トランスポンダ１から受信したデータの起こり得る逆変調をもたらす。他の復調回路、例えば、コンデンサＣ１の電圧の測定を利用する回路を設けてもよい。

トランスポンダと端末との通信を符号化／復号して変調／復調するための多くの変形例が存在する。

位相調整ループの応答時間が、トランスポンダからの起こり得る逆変調の妨害を避けるために十分長く、且つトランスポンダが端末の磁場内を通過する速度と比較して十分短い。これは、変調周波数（例えば、遠隔電力供給搬送波の１３．５６ＭＨｚの周波数、及びトランスポンダから端末へデータを送信するために用いられる８４７．５ｋＨｚの逆変調周波数）に対する静的調整ということもできる。

位相調整端末の一例が、欧州特許出願公開第０８５７９８１号明細書に記載されている。

端末側で位相が調整されることにより、トランスポンダが端末の磁場内にあるとき、トランスポンダの発振回路における電流及び電圧を測定して、測定結果から、トランスポンダの結合に関する情報を導き出すことが可能になる。端末の発振回路とトランスポンダの発振回路との結合係数は、実質的には、トランスポンダと端末との距離によって決まる。ｋで示される結合係数は、常に０と１との間にある。結合係数は、次の式で定義され得る。

最適結合が、トランスポンダの発振回路の電圧Ｖ_C2が最大である位置にあるとして定義される。ｋ_opt で示されるこの最適結合係数は、以下に示すように表現されてもよい。

換言すれば、抵抗Ｒ２は、コンデンサＣ２及びインダクタンスＬ２と（整流ブリッジ２３の前又は後ろで）並列に配置されたトランスポンダ２の全ての回路の抵抗と等価な抵抗を表わす。抵抗Ｒ２は、トランスポンダ２の回路による負荷すなわち消費と呼ばれる。この負荷のレベルが、発振回路に並列な抵抗Ｒ２によって表される。式２では、インダクタンスＬ１（端末のアンテナ）の直列抵抗の値は無視されている。また、この直列抵抗の値が、簡素化のために、抵抗器Ｒ１の値に含まれているとみなされ得る。

図３は、最適結合係数に関して標準化された結合係数ｋ／ｋ_opt に応じてトランスポンダ側で回収される電圧Ｖ_C2の変動の一例を示す。この曲線は、ゼロ結合に相当する座標軸の原点（ゼロ電圧）から開始する。これは、トランスポンダによって信号が検出されないようなトランスポンダから端末までの距離に相当する。電圧Ｖ_C2は、最適結合係数K_opt のとき（ｋ／ｋ_opt ＝１であるとき）最大値Ｖ_C2opt に達し、その後、結合係数ｋが１に等しいとき中間値Ｖ_C2(1) に減少する。

トランスポンダ側で、トランスポンダと端末との結合を評価するために、トランスポンダの発振回路の容量性素子Ｃ２の電圧Ｖ_C2の情報が用いられる。この電圧Ｖ_C2は、以下の関係式により与えられる。

電流Ｉ２は、以下の関係式により与えられる。

トランスポンダのインピーダンスＺ２は、以下の関係式により与えられる。

更に、端末の発振回路の電流Ｉ１は、以下の関係式により与えられる。

端末の発振回路の位相を調整することにより、トランスポンダに形成される負荷の虚数部を変調周波数に関して静的に変更する傾向がある全ての変動が、この位相調整ループによって補償され得る。従って、静的動作では、見掛けインピーダンスＺ１_app の虚数部は確実にゼロである。従って、見掛けインピーダンスＺ１_app は、見掛け抵抗Ｒ１_app （インピーダンスの実数部）に等しくなり、以下に示すように表現されてもよい。

発振回路は同調されるので、インピーダンスＺ２の虚数部Ｘ２は、第一近似としてゼロに近いとみなされ得る。その結果、インピーダンスＺ２の値は、以下の関係式により与えられる。

この単純化した式８を式４及び式７に挿入し、式４を式３に挿入することにより、トランスポンダの発振回路で回収される電圧Ｖ_C2について、以下の式が得られる。

従って、最適結合係数ｋ_opt に関する位置では、最大電圧Ｖ_C2opt は、（式２及び式９を組み合わせた）以下の式により与えられる。

式９及び式１０を組み合わせて、最適結合係数に関して標準化された結合係数（ｋ／ｋ_opt ）を表現することにより、電圧Ｖ_C2に関して、以下の式が得られる。

所与の結合係数ｋでは、端末の発振回路のインピーダンスが変動せず、発振回路は同調されたままであるとすると、結合係数ｋと、インダクタンスＬ２のインダクタンス値Ｌ２０及びインダクタンス値Ｌ２１に関する夫々の最適結合係数ｋ_opt]L20 及び最適結合係数ｋ_opt]L21 との比率が、式２に従って、以下の式により与えられる。

更に、所与の結合係数ｋでは、端末の発振回路のインピーダンスが変動せず、発振回路が同調されたままであるとすると、インダクタンスＬ２の値Ｌ２０及び値Ｌ２１に関する電圧Ｖ_C2の夫々の値Ｖ_C2]L21及び値Ｖ_C2]L20の比率が、以下の式により与えられる。

式１３により、インダクタンスＬ２の一方のインダクタンス値Ｌ２０に関する最適結合係数ｋ_opt]L20 に対する結合係数ｋの位置が評価される。

実際には、インダクタンス値Ｌ２０に関する最適結合に相当する結合係数ｋ_opt]L20 の位置では、式１３により、電圧Ｖ_C2]L20が電圧Ｖ_C2opt]L20 に等しいとして以下に示すように表現され得る。

この関係を利用することにより、（容量性素子Ｃ２のキャパシタンス値の変動に応じて発振回路の同調を維持すべく与えられる）既知のインダクタンス値Ｌ２１及びインダクタンス値Ｌ２０に関する電圧Ｖ_C2]L21及び電圧Ｖ_C2]L20の比率ｒに基づき、最適結合係数ｋ_opt]L20 に関するトランスポンダの位置が判断される。

以下の式を満たす場合、電流結合は、最適結合より小さい。

逆に、以下の式を満たす場合、電流結合は、最適結合より大きい。２つの値が等しい場合、これは、最適結合の位置に達していることを意味する。

実際には、トランスポンダの発振回路の電圧が直接測定されるわけではなく、整流ブリッジ２３の出力におけるコンデンサＣａの平滑化された電圧Ｖ_Caが測定される。電圧Ｖ_Caは、電圧Ｖ_C2に比例する。電圧比が評価されるので、電圧Ｖ_C2と電圧Ｖ_Caとの比例定数を知る必要がない。特定の実施形態では、測定は、マイクロプロセッサによって行われる。測定された電圧値が、アナログ手段により、又は、選択的な数ビット以上のディジタル処理により記憶され、該ビット数は、所望の分析精度により決まる。

最適結合係数に対する電流結合係数ｋの位置は、図３に示された曲線の変曲点に対する位置を推定することによって更に詳細に評価される。

図４は、このような実施形態の実施を示す。図４に関する説明を簡略化するために、実際には、電圧Ｖ_Caの値Ｖ_Ca]L20及び値Ｖ_Ca]L21を測定する方が容易であり、このことは、比率ｒの閾値との比較に対して何も変更がないことが分かっているので、値Ｖ_C2]L20及び値Ｖ_Ca]L21について説明する。

インダクタンス値Ｌ２０に関するコンデンサＣ２の電圧を測定して記憶することにより開始する（ステップ４１）。次に、誘導性素子Ｌ２のインダクタンス値が、より低い値に変更される（ステップ４２）。変形例として、より高いインダクタンス値への変更が行われるが、実際には、別のインダクタンスを並列に接続することにより、インダクタンス値の減少が、インダクタンス値の増加よりも容易である。

発振回路の同調を維持するために、コンデンサＣ２の値（キャパシタンス値）が変更される。例えば、インダクタンス値Ｌ２０と同一の値のインダクタンスを前記インダクタンスＬ２と並列に接続することにより、インダクタンス値が２で割られるため、コンデンサＣ２のキャパシタンス値は、コンデンサＣ２の比率が０．５に等しいように２倍にしなければならない。

次に、コンデンサＣ２の電圧Ｖ_C2が、インダクタンス値Ｌ２１に関して測定されて記憶される（ステップ４３）。

ステップ４５乃至ステップ４７は、異なる順序で実行してもよい。更に、厳密な不等式（＜又は＞）及び厳密ではない不等式（≦又は≧）は、逆であってもよい。

これらの測定が、一対のインダクタンス値及びキャパシタンス値（Ｌ２１、Ｃ２１）に対して行われると、公称値であるとみなされている一対のインダクタンス値及びキャパシタンス値（Ｌ２０、Ｃ２０）に戻る。この公称値への戻りは、好ましくは、測定が行われてすぐに（ステップ４４の前に）行われる。しかし、処理の後で、例えば、評価の終了の際であってもよい。

従って、トランスポンダの発振回路のインダクタンス値に関する２つの電圧測定により、前記トランスポンダに、最適結合に対する端末との電流結合を判断させることが可能になる。

図５は、トランスポンダ２が端末（図示せず）の磁場内にあるとき、最適結合に対する電流結合を自動的に判断すべく設けられたトランスポンダ２の実施形態を示すブロック図である。図５の表示は、図２の表示と比べて簡略化されている。具体的には、復調及び逆変調の構成要素、並びにクロック周波数を得るための構成要素が図示されていない。

前述したように、トランスポンダ２は、並列発振回路に基づいている。図５に示された実施例では、誘導性素子Ｌ２及び容量性素子Ｃ２が、処理部２７に対して整流ブリッジ２３の上流側にあるとみなす。並列に配置された切替可能な誘導性素子３１と切替可能な容量性素子３２とが、整流ブリッジ２３の整流出力端子２４及び整流出力端子２５間に設けられている。誘導性素子３１及び容量性素子３２は、結合位置を判断する方法を実施するために設けられており、逆変調手段ではない。コンデンサＣａの影響を避けるために、前記コンデンサＣａは、誘導性素子３１及び容量性素子３２の下流側に配置されており、ダイオードＤａが、誘導性素子３１及び容量性素子３２とコンデンサＣａの接続部分との間の正極ラインに介在されている。変形例として、ダイオードは、誘導性素子３１及び容量性素子３２の基準と処理部２７側の他の回路の基準との電圧降下を許容するために、基準ラインに配置されてもよい。処理部（ＰＵ、プロセッサ）２７は、入力ＭＥＳで電圧Ｖ_Caに関する情報を受取り、上述した方法を実施する。誘導性素子３１及び容量性素子３２に与えられる値は、該値がトランスポンダの発振回路に関数的に入力されるとき、発振回路がキャパシタンス値Ｃ２１のコンデンサＣ２と並列なインダクタンス値Ｌ２１のインダクタンスＬ２を呈するようにトランスポンダが機能する値である。

図６は、トランスポンダの別の実施形態のブロック図である。図５に示された実施形態と比較すると、切替可能な誘導性素子３３及び切替可能な容量性素子３４が、整流ブリッジ２３の上流側、すなわち、誘導性素子Ｌ２及び容量性素子Ｃ２に直接並列に接続されている。例えば、切替可能なアンテナが用いられてもよい。

図７は、トランスポンダ２が端末の磁場内にあるときの結合係数を評価すべく設けられたトランスポンダ２の一例のより詳細な図である。本実施形態は、整流ブリッジ２３の上流側に切替可能な誘導性素子３３及び切替可能な容量性素子３４が設けられている図６に相当する。処理部（ＭＣＵ）２７からの制御を容易にするために、複数の容量性素子Ｃ３４及び複数の誘導性素子Ｌ３３が、発振回路の端子２１及び端子２２とアースとの間に設けられている。各容量性素子Ｃ３４はスイッチ７４と直列であり、各誘導性素子Ｌ３３はスイッチ７３と直列である。スイッチ７３及びスイッチ７４（例えば、ＭＯＳトランジスタ）は、処理部２７によって制御される。図７では、（例えば、抵抗性の）逆変調段３０が図示されている。

好ましくは、各誘導性素子Ｌ３３は、誘導性巻線よりも更に容易に一体化が可能な能動回路（ジャイレータ）によって形成されている。このような能動回路は、夫々端子２１及び端子２２とスイッチ７３との間の容量性素子Ｃ６２及び抵抗性素子Ｒ６３の接合点に接続された非反転入力を有する演算増幅器６１を備える。増幅器６１の非反転入力は、その出力にループバックされて、抵抗器６４を介して夫々端子２１及び端子２２に接続されている。ジャイレータの動作は公知である。これは、端子２１とアースとの間で、抵抗器Ｒ６３、抵抗器Ｒ６４及びコンデンサＣ６２の値の積（Ｌ３３＝Ｒ６３．Ｒ６４．Ｃ６２）の近似値を値として有する誘導性素子Ｌ３３と、直列抵抗としての抵抗器Ｒ６４とを接続することを意味する。

図８は、ジャイレータＬ３３’が、発振回路と並列に接続されている別の実施形態を部分的且つ概略的に示す。ジャイレータＬ３３’の接地接続に留意し、その制御を可能にするために、ジャイレータＬ３３’は、端子２１及び端子２２に夫々接続された２つの増幅器６１を備えており、該増幅器６１の夫々の非反転入力が、同一の抵抗器Ｒ６３及び同一のスイッチ７０を共有している。簡略化のために、切替可能な容量性素子３４は、図８に詳細には図示されていない。

図９は、整流ブリッジ２３の下流側に、切替可能な誘導性素子３１及び容量性素子３２が備えられている図５に示された実施形態に相当する別の実施形態を示す部分略図である。本実施形態では、単一の切替可能な容量性素子Ｃ３２と単一の切替可能な誘導性素子Ｌ３１とで十分である。図９に示された実施形態では、容量性素子Ｃ３２は、端子２４及び端子２５間でスイッチ７２と直列である。切替可能な誘導性素子Ｌ３１は、端子２４及び端子２５間のジャイレータＬ３１によって形成されている。該ジャイレータＬ３１は、スイッチ７１によって切替可能である。スイッチ７１及びスイッチ７２は、処理部２７から与えられる同一の制御信号を受取って、発振回路Ｌ２−Ｃ２の値をインダクタンス値Ｌ２０からインダクタンス値Ｌ２１（及びキャパシタンス値Ｃ２０からキャパシタンス値Ｃ２１）に切り替える。

尚、能動インダクタンスの並列配置によるインダクタンスＬ２の値の減少は、能動インダクタンスの等価抵抗を、トランスポンダの負荷と等価な抵抗（Ｒ２）と並列に配置することを意味する。従って、このようなジャイレータによるインダクタンスＬ２の値の減少は、トランスポンダの等価抵抗を減少させること、従ってその消費を増加させることを意味する。このようなトランスポンダの遠隔電力供給の維持に適合するインダクタンス値の減少が与えられることが好ましい。

最適結合に対する位置を判断するために利用される閾値が、所与のトランスポンダで既知であるインダクタンス値Ｌ２０及びインダクタンス値Ｌ２１のみによって決まる。従って、トランスポンダは、高度なマイクロプロセッサ型計算手段を必ずしも必要とはせず、単に電圧を測定し、比率を計算して、計算された比率を、例えば、抵抗性分圧ブリッジによって生成されるアナログ閾値と比較すればよい。別の実施例によれば、閾値は、予め計算されて、トランスポンダの不揮発性メモリに記憶されている。

最適結合係数に対する電流結合係数を知ることにより、複数の用途が可能になる。

例えば、この情報は、トランスポンダの過熱の危険性を検出するために用いられてもよい。実際には、電流結合が最適結合に近い場合、トランスポンダによって回収される電力は最大である。従って、起こり得る過熱は、例えば、発振回路Ｌ２−Ｃ２の周波数を離調する切替可能な容量性素子を設けて、発振回路の周波数を離調することにより回避され得る。容量性素子は、最適結合係数に関して標準化された結合係数ｋ／ｋ_opt が最適結合の位置に関する２つの閾値間にあるとき、発振回路Ｌ２−Ｃ２を離調するために設けられる。

結合を評価するために用いられる容量性素子は、再利用されてもよい。例えば、別個の制御リンクを設けることにより、スイッチ７２（図９）、スイッチ７４（図７）、容量性素子３２（図５）又は容量性素子３４（図６）のみを切り替えることが可能である。

別の実施例によれば、最適結合に対する結合の位置を知ることにより、端末との通信における電力管理を最適化することが可能になる。従って、トランスポンダの処理部によって実行される機能が、利用可能な電力に応じて選択され得る。

結合の評価は、切替中に周期的に行われてもよい。講じられるべき唯一の予防措置が、トランスポンダの逆変調中に、結合を評価しないことである。第１の評価が、例えば、トランスポンダによって回収される電力がトランスポンダの作動に十分であるとすぐに行われる。その後、切替中に周期的な測定が行われる。

また別の実施例によれば、最適結合に対する電流結合の位置が端末に送信され、端末は、通信（端末がトランスポンダに送信するという要求）を、トランスポンダが利用可能な計算容量を調節する電力に適応させる。

結合の判断は、端末との通信を確立する必要なしに行われることに留意すべきである。

更に最適結合の値は、端末毎に変化する。上述したような最適結合に対する電流結合の評価により、所与の端末の特性に依存しないことが可能になり、端末とは無関係に評価が行われる。従って、本発明に係る結合評価手段を備えたトランスポンダは、既存のあらゆる端末とも作動することが可能である。

異なる変形例を有する様々な実施形態について説明している。当業者は、あらゆる進歩性を示すことなく、様々な実施形態及び変形例の様々な構成要素を組み合わせることができることに留意すべきである。

更に、誘導性素子及び容量性素子に与えられるべき値の選択は、用途によって決まる。

このような変更、調整及び改良は、本開示の一部であると意図されており、本発明の趣旨及び範囲内であると意図される。従って、上述した説明は単なる一例であり、本発明を制限することを意図していない。本発明は、以下の請求項及びその均等物に定義されているようにのみ制限されている。

１ 端末
２ トランスポンダ
２３ 整流器、整流ブリッジ
２７ プロセッサ、処理部
３１，３３ 誘導性素子
３２，３４ 容量性素子
Ｃ２ 発振回路、コンデンサ、容量性素子
Ｌ２ 発振回路、インダクタンス、誘導性素子
Ｌ３１，Ｌ３３ 能動回路、ジャイレータ、誘導性素子

Claims (12)

1. 電磁トランスポンダと端末との結合係数を評価する方法であって、
   前記トランスポンダの発振回路の２対のインダクタンス値及びキャパシタンス値を、前記発振回路の同調を維持するように選定し、
   前記２対のインダクタンス値及びキャパシタンス値に関して得られる前記発振回路の電圧の比率を、１又は複数の閾値と比較し、
   比較結果に基づき、前記結合係数を評価することを特徴とする方法。
2. 前記発振回路の両端間に設けられている整流器によって与えられる直流電圧を、前記２対のインダクタンス値及びキャパシタンス値の夫々の対に関して測定することを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 前記２対のインダクタンス値及びキャパシタンス値の内の一方の対に関する最適結合係数に基づき、前記結合係数を評価することを特徴とする請求項１に記載の方法。
4. 前記閾値は、前記２対のインダクタンス値及びキャパシタンス値の内のインダクタンス値の関数であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
5. 前記２対のインダクタンス値及びキャパシタンス値の内の一方の対に関する最適結合係数に基づき、前記結合係数を評価することを特徴とする請求項１に記載の方法。
6. 請求項１に記載の方法に基づいて評価された結合係数に基づいて、電磁トランスポンダを過熱から保護する方法であって、
   前記結合係数と最適結合係数との比率が、２つの閾値の範囲内にあるか否かを判断し、
   前記比率が２つの閾値の範囲内にあるとき、前記発振回路を離調して、前記トランスポンダを過熱から保護することを特徴とする方法。
7. 電磁トランスポンダが端末の磁場内にあるとき、直流電圧を与えることが可能な整流器の上流側に設けられた発振回路と、
   該発振回路と機能的に並列に接続され得る少なくとも１つの切替可能な誘導性素子及び少なくとも１つの切替可能な容量性素子とを備えていることを特徴とする電磁トランスポンダ。
8. 前記切替可能な誘導性素子及び容量性素子は、前記整流器の出力端子に接続されていることを特徴とする請求項７に記載のトランスポンダ。
9. 前記誘導性素子及び容量性素子は夫々２つ備えられており、
   一方の前記誘導性素子及び容量性素子は、前記発振回路の第１の端子と固定電位との間に接続されており、
   他方の前記誘導性素子及び容量性素子は、前記発振回路の第２の端子と固定電位との間に接続されていることを特徴とする請求項７に記載のトランスポンダ。
10. 前記固定電位は、アースであることを特徴とする請求項９に記載のトランスポンダ。
11. 前記誘導性素子は、能動回路によって形成されていることを特徴とする請求項７に記載のトランスポンダ。
12. 請求項１に記載の方法を実施すべくプログラミングされたプロセッサを更に備えていることを特徴とする請求項７に記載のトランスポンダ。

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